KR20110017006A - 수신 장치 및 수신 방법 - Google Patents

수신 장치 및 수신 방법 Download PDF

Info

Publication number
KR20110017006A
KR20110017006A KR1020117000897A KR20117000897A KR20110017006A KR 20110017006 A KR20110017006 A KR 20110017006A KR 1020117000897 A KR1020117000897 A KR 1020117000897A KR 20117000897 A KR20117000897 A KR 20117000897A KR 20110017006 A KR20110017006 A KR 20110017006A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
signal
filter
frequency
interference signal
interference
Prior art date
Application number
KR1020117000897A
Other languages
English (en)
Inventor
준 마시노
다카토시 스기야마
Original Assignee
니폰덴신뎅와 가부시키가이샤
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 니폰덴신뎅와 가부시키가이샤 filed Critical 니폰덴신뎅와 가부시키가이샤
Publication of KR20110017006A publication Critical patent/KR20110017006A/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/10—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference
    • H04B1/1027—Means associated with receiver for limiting or suppressing noise or interference assessing signal quality or detecting noise/interference for the received signal
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
    • H04J11/00—Orthogonal multiplex systems, e.g. using WALSH codes
    • H04J11/0023—Interference mitigation or co-ordination
    • H04J11/0066—Interference mitigation or co-ordination of narrowband interference
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0045—Arrangements at the receiver end
    • H04L1/0052—Realisations of complexity reduction techniques, e.g. pipelining or use of look-up tables
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L1/00—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received
    • H04L1/004—Arrangements for detecting or preventing errors in the information received by using forward error control
    • H04L1/0056—Systems characterized by the type of code used
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
    • H04L27/2655—Synchronisation arrangements
    • H04L27/2689—Link with other circuits, i.e. special connections between synchronisation arrangements and other circuits for achieving synchronisation
    • H04L27/2691—Link with other circuits, i.e. special connections between synchronisation arrangements and other circuits for achieving synchronisation involving interference determination or cancellation

Abstract

회로 규모 및 처리 시간의 증대를 억제하면서 간섭 신호의 영향을 줄이도록 할 수 있는 것을 과제로 하며, 수신 장치가 무선 전송로를 통해 멀티 캐리어 신호 및 간섭 신호를 수신하여 간섭 신호의 주파수 위치를 검출하고, 검출한 간섭 신호의 주파수 위치의 멀티 캐리어 신호 및 간섭 신호를 억압하는 필터링을 수행하고, 필터링에 의해 억압된 후의 멀티 캐리어 신호에서 가드 인터벌을 제거하고, 카드 인터벌이 제거된 멀티 캐리어 신호의 각 서브 캐리어를 복조하고, 복조된 신호에 대해 에러 정정을 한다.

Description

수신 장치 및 수신 방법{Reception device and reception method}
본 발명은 멀티 캐리어 전송 방식에서 간섭 신호의 영향을 줄이는 수신 장치 및 수신 방법에 관한 것이다.
본원은 2008년 7월 25일에 일본에 출원된 일본특원2008-192465호에 기초하여 우선권을 주장하고 그 내용을 여기에 원용한다.
최근 무선 통신을 하는 장치의 보급에 따라 다양한 주파수 대역의 신호가 공기중에 전파되고 있다. 따라서 원하는 신호(이하, 「소망 신호」라고 한다.)를 수신할 때에는 수신 장치는 소망 신호와 함께 소망 신호와 같은 주파수 대역의 간섭 신호도 수신한다. 수신 장치가 소망 신호와 함께 간섭 신호를 수신함으로써 수신 장치에서의 소망 신호의 수신 정밀도가 저하된다는 문제가 있었다.
이와 같은 문제에 대해 수신된 신호(이하, 「수신 신호」라고 한다.)의 스펙트럼에 기초하여 수신 신호에 포함되는 간섭 신호의 복제(이하, 「간섭 신호 레플리카」라고 한다.)를 생성하고, 수신 신호에서 간섭 신호 레플리카를 감산함으로써 간섭 신호의 영향을 받지 않는 소망 신호를 추측하는 기술이 제안되어 있다(예를 들면 비특허문헌 1 참조).
도 11은, 종래의 기술을 사용하여 구성된 수신 장치(P1)의 기능 구성을 도시한 블럭도이다. 수신 장치(P1)는 보조 안테나(P101)와, 간섭 신호 추출부(P102)와, 복조부(P103)와, 디인터리버(P104)와, FEC복호부(P105)와, FEC부호화부(P106)와, 인터리버(P107)와, 변조부(P108)와, 위상 진폭 조정부(P109)와, 안테나(P110)와, 지연부(P111)와, 합성부(P112)와, 복조부(P113)와, 디인터리버(P114)와, FEC복호부(P115)를 구비한다.
보조 안테나(P101)에는 지향성을 가진 안테나가 적용되고, 보조 안테나(P101)는 위치가 판명되어 있는 간섭 신호의 발신원의 방향에서 도래하는 신호를 수신한다. 간섭 신호 추출부(P102)는 보조 안테나(P101)에 의해 수신된 신호로부터, 간섭 신호에 관하여 판명되어 있는 통신 방식의 내용에 기초하여 간섭 신호를 추출한다. 복조부(P103)는 간섭 신호 추출부(P102)에 의해 추출된 간섭 신호를 복조한다. 디인터리버(P104)는 복조부(P103)에 의해 생성된 복조 신호에 대해 디인터리빙을 수행한다. FEC복호부(P105)는 디인터리버(P104)에 의해 디인터리빙된 복조 신호를 FEC(Forward Error Correction)에 따라 복호하여 에러 비트가 정정된 비트열을 생성한다. FEC부호화부(P106)는 FEC복호부(P105)에 의해 생성된 비트열을 FEC에 따라서 부호화하여 부호화 신호를 생성한다. 인터리버(P107)는 FEC부호화부(P106)에 의해 생성된 부호화 신호에 대해 인터리빙을 수행한다. 변조부(P108)는 인터리버(P107)에 의해 인터리빙된 부호화 신호를 변조함으로써 간섭 신호 레플리카를 생성한다. 위상 진폭 변경부(P109)는 변조부(P108)에 의해 생성된 간섭 신호 레플리카의 위상을 180도 변경한다. 또 위상 진폭 변경부(P109)는 위상이 변경된 간섭 신호 레플리카의 진폭을 간섭 신호 추출부(P102)에 의해 추출된 간섭 신호의 진폭과 일치시킴으로써 역상 간섭 신호 레플리카를 생성한다. 합성부(P112)는 안테나(P110)에 의해 수신되어 지연부(P111)에 의해 지연이 부가된 수신 신호와, 위상 진폭 변경부(P109)에 의해 생성된 역상 간섭 신호 레플리카를 합성하여 간섭 신호의 성분이 줄어든 수신 신호를 생성한다. 복조부(P113)는 간섭 신호의 성분이 줄어든 수신 신호를 복조한다. 디인터리버(P114)는 복조부(P113)에 의해 생성된 복조 신호에 대해 디인터리빙을 수행한다. FEC복호부(P115)는 디인터리버(P114)에 의해 디인터리빙된 복조 신호를 FEC에 따라 복호하고 에러 비트가 정정된 비트열을 생성하여 수신 데이터를 출력한다.
이와 같이 구성된 수신 장치(P1)는 보조 안테나(P101)와, 간섭 신호 추출부(P102)와, 복조부(P103)와, 디인터리버(P104)와, FEC복호부(P105)와, FEC부호화부(P106)와, 인터리버(P107)와, 변조부(P108)에 의해 간섭 신호 레플리카를 생성하고, 위상 진폭 변경부(P109)와 합성부(P112)에 의해 안테나(P110)에 의해 수신된 수신 신호에서 간섭 신호 레플리카를 감산하여 소망 신호를 생성한다.
비특허문헌 1: TOSHlYUKl KAlTSUKA, TAKEO lNOUE, "lnterference Cancellation System for Satellite Communication Earth Station" lEEE Transactions on Communications, Vol.com-32, No.7, pp.796-803, July 1984.
그러나 수신 장치(P1)에는 간섭 신호 레플리카를 생성하여 수신 신호에서 감산하기 위한 회로, 즉 보조 안테나(P101)와, 간섭 신호 추출부(P102)와, 복조부(P103)와, 디인터리버(P104)와, FEC복호부(P105)와, FEC부호화부(P106)와, 인터리버(P107)와, 변조부(P108)와, 위상 진폭 조정부(P109)와, 지연부(P111)와, 합성부(P112)가 필요하게 되므로 회로 규모가 커진다는 문제가 있었다. 또 수신 장치(P1)에는 간섭 레플리카의 생성에 필요한 시간(지연)을 지연부(P111)에 의해 수신 신호에 부가할 필요가 있으며, 수신 신호를 수신한 후 수신 데이터를 출력할 때까지 필요한 처리 시간이 길어진다는 문제도 있었다.
본 발명은 상기 사정을 고려하여 이루어진 것으로서, 회로 규모 및 처리 시간의 증대를 억제하면서 간섭 신호의 영향을 줄일 수 있도록 하는 수신 장치 및 수신 방법을 제공하는 것을 목적으로 하는 것이다.
[1]상기 과제를 해결하기 위해 본 발명의 일태양에 의한 수신 장치는, 무선 전송로를 통해 멀티 캐리어 신호 및 간섭 신호를 수신하는 수신 수단과, 상기 간섭 신호의 주파수 위치(예를 들면, 실시형태에서의 간섭 신호의 중심 주파수와 간섭 신호의 주파수 대역폭.)를 검출하는 간섭 신호 주파수 위치 검출 수단과, 검출한 상기 간섭 신호의 주파수 위치의 상기 멀티 캐리어 신호 및 상기 간섭 신호를 억압하는(감쇠시키는) 필터 수단과, 상기 필터 수단에 의해 억압된 후의 상기 멀티 캐리어 신호에서 가드 인터벌을 제거하는 가드 인터벌 제거 수단(예를 들면, 실시형태에서의 복조부(17))과, 상기 가드 인터벌이 제거된 멀티 캐리어 신호의 각 서브 캐리어를 복조하는 서브 캐리어 복조 수단(예를 들면, 실시형태에서의 복조부(17))과, 상기 복조된 신호에 대해 에러 정정을 하는 에러 정정 수단(예를 들면, 실시형태에서의 FEC복호부(19))을 구비하는 것을 특징으로 한다.
[2]또 본 발명의 일태양은, 상기 수신 장치에서 보조 안테나를 더 구비하고, 상기 간섭 신호 주파수 위치 검출 수단은 상기 보조 안테나를 사용하여 상기 간섭 신호의 주파수 위치를 검출하는 것을 특징으로 한다.
[3]또 본 발명의 일태양은, 상기 수신 장치에서 상기 간섭 신호 주파수 위치 검출 수단은 소망 신호인 멀티 캐리어 신호의 송신이 없는 경우에 해당 소망 신호의 주파수 대역의 신호의 수신 레벨을 검출함으로써 간섭 신호의 주파수 위치를 검출하는 것을 특징으로 한다.
[4]또 본 발명의 일태양은, 상기 수신 장치에서 상기 필터 수단은 상기 간섭 신호의 주파수 위치가 멀티 캐리어 신호의 주파수 대역보다도 높은 경우에는 로우 패스 필터를 포함한 필터로서 동작하고, 상기 간섭 신호의 주파수 위치가 멀티 캐리어 신호의 주파수 대역보다도 낮은 경우에는 하이 패스 필터를 포함한 필터로서 동작하고, 상기 간섭 신호의 주파수 위치가 멀티 캐리어 신호의 주파수 대역에 포함되는 경우에는 노치 필터를 포함한 필터로서 동작하고, 상기 간섭 신호가 여러 개 존재하고, 그 주파수 위치가 멀티 캐리어 신호의 주파수 대역보다도 높은 위치 및 낮은 위치인 경우에는 밴드 패스 필터를 포함한 필터로서 동작하는 것을 특징으로 한다.
[5]또 본 발명의 일태양에 의한 수신 방법은, 수신 장치가 무선 전송로를 통해 멀티 캐리어 신호 및 간섭 신호를 수신하는 수신 단계와, 상기 수신 장치가 간섭 신호의 주파수 위치를 검출하는 간섭 신호 주파수 위치 검출 단계와, 상기 수신 장치가 검출한 상기 간섭 신호의 주파수 위치의 상기 멀티 캐리어 신호 및 상기 간섭 신호를 억압하는 필터링 단계와, 상기 수신 장치가 상기 필터링 단계에 의해 억압된 후의 상기 멀티 캐리어 신호에서 가드 인터벌을 제거하는 가드 인터벌 제거 단계와, 상기 수신 장치가 상기 가드 인터벌이 제거된 멀티 캐리어 신호의 각 서브 캐리어를 복조하는 서브 캐리어 복조 단계와, 상기 수신 장치가 상기 복조된 신호에 대해 에러 정정을 하는 에러 정정 단계를 포함하는 것을 특징으로 한다.
[6]또 본 발명의 일태양은, 상기 수신 방법에서 상기 수신 장치는 보조 안테나를 구비하고, 상기 수신 장치는 상기 간섭 신호 주파수 위치 검출 단계에서 상기 보조 안테나를 사용하여 상기 간섭 신호의 주파수 위치를 검출하는 것을 특징으로 한다.
[7]또 본 발명의 일태양은, 상기 수신 방법에서 상기 수신 장치는 상기 간섭 신호 주파수 위치 검출 단계에서 소망 신호인 멀티 캐리어 신호의 송신이 없는 경우에 해당 소망 신호의 주파수 대역의 신호의 수신 레벨을 검출함으로써 간섭 신호의 주파수 위치를 검출하는 것을 특징으로 한다.
[8]또 본 발명의 일태양은, 상기 수신 방법에서 상기 수신 장치는 상기 필터링 단계에서 상기 간섭 신호의 주파수 위치가 멀티 캐리어 신호의 주파수 대역보다도 높은 경우에는 로우 패스 필터를 포함한 필터로서 동작하고, 상기 간섭 신호의 주파수 위치가 멀티 캐리어 신호의 주파수 대역보다도 낮은 경우에는 하이 패스 필터를 포함한 필터로서 동작하고, 상기 간섭 신호의 주파수 위치가 멀티 캐리어 신호의 주파수 대역에 포함되는 경우에는 노치 필터를 포함한 필터로서 동작하고, 상기 간섭 신호가 여러 개 존재하고 그 주파수 위치가 멀티 캐리어 신호의 주파수 대역보다도 높은 위치 및 낮은 위치인 경우에는 밴드 패스 필터를 포함한 필터로서 동작하는 것을 특징으로 한다.
이와 같이 구성된 수신 장치에서는, 수신 수단에 의해 수신된 신호에 간섭 신호가 포함된 경우에 간섭 신호 주파수 위치 검출 수단이 간섭 신호의 주파수 위치를 검출하고, 간섭 신호가 검출된 주파수 위치의 멀티 캐리어 신호 및 간섭 신호를 필터 수단이 억압한다. 이와 같은 간섭 신호 주파수 위치 검출 수단 및 필터 수단을 구성하기 위한 회로는 종래의 간섭 레플리카를 생성하는 수단을 구성하기 위한 회로에 비해 그 규모가 작아도 충분하다. 또 이와 같은 간섭 신호 주파수 위치 검출 수단 및 필터 수단의 처리는 종래의 간섭 레플리카를 생성하는 처리에 비해 필요한 시간이 적다.
따라서 본 발명에 의해 회로 규모 및 처리 시간의 증대를 억제하면서 간섭 신호의 영향을 줄일 수 있게 된다.
도 1은, 수신 장치의 네트워크 환경의 개략을 도시한 개략도이다.
도 2는, 수신 장치의 기능 구성을 도시한 블럭도이다.
도 3은, 수신 신호와, 소망 신호와, 간섭 신호와의 주파수 스펙트럼을 도시한 개념도이다.
도 4는, 필터 제어부에 의해 이루어지는 필터 제어 처리의 개략을 도시한 개략도이다.
도 5는, 필터 제어부에 의해 이루어지는 필터 제어 처리의 개략을 도시한 개략도이다.
도 6은, 필터 제어부에 의해 이루어지는 필터 제어 처리의 개략을 도시한 개략도이다.
도 7은, 필터 제어부에 의해 이루어지는 필터 제어 처리의 개략을 도시한 개략도이다.
도 8은, 필터 제어부에 의해 이루어지는 필터 제어 처리의 개략을 도시한 개략도이다.
도 9는, 싱글 캐리어 전송과 멀티 캐리어 전송과의 차이를 도시한 개념도이다.
도 10은, 수신 장치가 필터를 제어할 경우의 처리 순서를 도시한 흐름도이다.
도 11은, 종래의 기술을 사용하여 구성된 수신 장치의 기능 구성을 도시한 블럭도이다.
도 1은, 수신 장치의 네트워크 환경의 개략을 도시한 개략도이다. 도시한 것처럼, 수신 장치(1)는 송신 장치(2)에서 무선 전송로를 통해 멀티 캐리어 전송되는 멀티 캐리어 신호(이하, 「소망 신호」라고 한다.)와, 간섭원(3)에서 송신되는 신호(이하, 「간섭 신호」라고 한다.)가 합성된 신호를 수신한다.
송신 장치(2)는 수신 장치(1)과의 통신을 개시할 때에 소망 신호의 중심 주파수와 소망 신호의 주파수 대역폭을 포함한 소망 신호 정보를 결정하여 수신 장치(1)에 송신한다. 그리고 송신 장치(2)는 결정된 소망 신호 정보에 따라서 수신 장치(1)에 소망 신호를 송신한다.
간섭원(3)은 간섭 신호, 즉 소망 신호와 다른 신호를 송신한다. 예를 들면 도 1에서는 무선LAN(Local Area Network) 기지국이 간섭원(3)으로서 동작하고 있으며, 수신 장치(1)와는 다른 기타 수신 장치에 대해 간섭원(3)이 송신하고 있는 신호가 소망 신호와 간섭된다. 이하, 소망 신호와 간섭하는 신호를 「간섭 신호」라고 한다.
도 2는, 수신 장치(1)의 기능 구성을 도시한 블럭도이다. 도시한 것처럼 수신 장치(1)는 안테나(11)와, 수신부(12)와, 간섭 정보 추출부(13)와, 필터 제어부(14)와, 지연부(15)와, 필터(16)와, 복조부(17)와, 디인터리버(18)와, FEC복호부(19)를 구비한다.
안테나(11)는 소망 신호와 간섭 신호가 합성된 신호를 수신한다.
수신부(12)는 수신된 수신 신호에 대해 다운 컨버팅을 수행하고 또 아날로그/디지털 변환을 한다.
간섭 정보 추출부(13)는 송신 장치(2)와의 통신을 개시할 때에 결정되는 소망 신호 정보에 기초하여 간섭 신호의 중심 주파수와, 간섭 신호의 주파수 대역폭을 포함한 간섭 정보를 수신 신호로부터 추출하는 간섭 정보 추출 처리를 한다.
간섭 정보 추출 처리는 기존 기술에 의해 가능하다. 예를 들면 간섭 정보 추출부(13)는 수신 신호에 대해 FFT(Fast Fourier Transform)를 수행함으로써 수신 신호의 주파수 스펙트럼을 산출하고, 산출된 수신 신호의 주파수 스펙트럼과 소망 신호 정보에 기초하여 얻어지는 소망 신호의 주파수 스펙트럼의 추정 결과와의 차분을 산출함으로써 간섭 신호의 주파수 스펙트럼을 추정하고 이 추정 결과에 기초하여 간섭 정보를 추출한다.
필터 제어부(14)는 송신기(2)와의 통신 개시시에 소망 신호 정보를 기억하고 소망 신호 정보와 간섭 정보 추출부(13)에 의해 추출된 간섭 정보에 기초하여 이하의 2가지 조건을 충족하는 필터의 파라미터를 결정하고, 결정된 파라미터를 필터(16)에 설정한다.
(1)간섭 신호가 존재하지 않고 소망 신호만이 존재하는 주파수 대역의 수신 신호를 통과시킨다 (2)간섭 신호가 존재하는 주파수 대역의 수신 신호를 감쇠시킨다
아울러 필터의 파라미터는, 예를 들면 필터의 종류와 차단 주파수로 구성된다.
지연부(15)는 수신부(12)가 처리를 종료한 후 간섭 정보 추출부(13)와 필터 제어부(14)가 처리를 종료할 때까지 필요한 시간에 상당하는 시간 지연을 수신 신호(12)에 부가하여 필터(16)에 출력한다. 지연부(15)가 수신 신호(12)에 대해 부가하는 지연의 양은 사전에 설계자에 의해 설정된다.
필터(16)는 필터 제어부(14)에 의해 설정된 파라미터의 필터에 기초하여 지연부(15)에 의해 지연이 부가된 수신 신호를 필터링한다. 즉, 필터(16)는 필터 제어부(14)에 의해 설정된 파라미터의 필터에 기초하여 이 파라미터의 결정시에 필터 제어부(14)에 의해 참조된 수신 신호를 필터링한다.
복조부(17)는 필터(16)에 의해 필터링된 수신 신호에서 가드 인터벌을 제거하고 FFT를 수행하여 복조를 함으로써 복조 신호를 생성한다.
디인터리버(18)는 복조부(17)에 의해 생성된 복조 신호에 대해 디인터리빙을 수행한다.
FEC복호부(19)는 디인터리버(18)에 의해 디인터리빙된 복조 신호를 FEC에 따라서 복호하여 에러 비트가 정정된 비트열을 생성하고 수신 데이터를 출력한다.
도 3은, 수신 신호와 소망 신호와 간섭 신호와의 주파수 스펙트럼을 도시한 개념도이다. 도 3에서 종축은 파워를 나타내고, 횡축은 주파수를 나타낸다. 도 3(a)는 안테나(11)에 의해 수신되는 신호의 주파수 스펙트럼을 도시한 개념도이다. 도 3(b)는 도 3(a)의 수신 신호에 포함되는 소망 신호의 주파수 스펙트럼을 도시한 개념도이다. 도 3(b)에서 부호“ア”는 소망 신호의 주파수 스펙트럼을 나타내고, fc_d는 소망 신호의 중심 주파수를 나타내고, bw_d는 소망 신호의 주파수 대역폭을 나타낸다. 도 3(c)는 도 3(a)의 수신 신호에 포함되는 간섭 신호의 주파수 스펙트럼을 도시한 개념도이다. 도 3(c)에서 부호“イ”는 간섭 신호의 주파수 스펙트럼을 나타내고, fc_i는 간섭 신호의 중심 주파수를 나타내고, bw_i는 간섭 신호의 주파수 대역폭을 나타낸다
다음으로, 필터 제어부(14)의 동작의 상세에 대해서 설명하기로 한다. 필터 제어부(14)는 소망 신호 정보와 간섭 정보에 기초하여 소망 신호와 간섭 신호와의 상대적인 위치를 산출하고 이 산출 결과에 따라 필터(16)에 적용하는 필터 파라미터를 결정한다. 구체적으로는, 필터 제어부(14)는 소망 신호 정보 및 간섭 정보에 기초하여 필터(16)에 적용하는 필터의 종류를 하이 패스 필터와, 로우 패스 필터와, 노치 필터 중에서 선택한다. 또 필터 제어부(14)는 차단 주파수를 결정한다. 그리고 필터 제어부(14)는 결정한 필터의 종류와 차단 주파수에 따라서 필터(16)를 제어한다.
도 4∼도 8은, 필터 제어부(14)에 의해 이루어지는 필터 제어 처리의 개략을 도시한 개략도이다. 이하 도 4∼도 8을 사용하여 필터 제어 처리의 상세를 설명하기로 한다.
도 4는, 필터 제어부(14)가 필터(16)에 로우 패스 필터를 설정할 경우의 필터 제어 처리의 개략을 도시한 개략도이다. 도 4(a)는 안테나(11)에 의해 수신되는 신호의 주파수 스펙트럼을 소망 신호의 주파수 스펙트럼과 간섭 신호의 스펙트럼으로 나누어 도시한 개략도이다. 도 4(a)에서 종축은 파워를 나타내고 횡축은 주파수를 나타내고, 부호“ア”는 소망 신호의 주파수 스펙트럼을 나타내고, 부호“イ”는 간섭 신호의 주파수 스펙트럼을 나타낸다. 필터 제어부(14)는 간섭 신호의 중심 주파수 및 주파수 대역폭에 기초하여 간섭 신호의 주파수 대역의 최고치(bmax_i)를 산출하고, 소망 신호의 중심 주파수 및 주파수 대역폭에 기초하여 소망 신호의 주파수 대역의 최고치(bmax_d)를 산출하여 bmax_i가 bmax_d보다도 높은 경우에는(도 4(a)), 필터(16)에 로우 패스 필터를 적용한다.
도 4(b)는, 필터 제어부(14)가 필터(16)에 적용하는 로우 패스 필터의 개략을 도시한 개략도이다. 도 4(b)에서 종축은 이득(단위는 dB)을 나타내고 횡축은 주파수(단위는 Hz)를 나타낸다. 이 경우 필터 제어부(14)는 간섭 신호의 중심 주파수 및 주파수 대역폭에 기초하여 간섭 신호의 주파수 대역의 최저치(bmin_i)를 산출하고, 로우 패스 필터의 차단 주파수(로우 패스 필터의 이득이 -3dB가 되는 주파수)의 값을 bmin_i로 결정한다. 그리고 필터 제어부(14)는 부호“ウ”로 나타내는, 필터의 종류가 로우 패스 필터이고 차단 주파수가 bmin_i인 파라미터를 필터(16)로 설정한다.
도 4(c)는, 도 4(b)에 도시한 로우 패스 필터가 설정된 필터(16)에 의해 도 4(a)에 도시되는 수신 신호가 필터링된 후의 주파수 스펙트럼을 도시한 개략도이다. 도시한 것처럼, 필터(16)는 간섭 신호의 주파수 대역의 최저치(bmin_i)보다도 높은 주파수의 신호의 파워를, 그 신호가 소망 신호인지 간섭 신호인지와 상관 없이 감쇠시킨다.
도 5는, 필터 제어부(14)가 필터(16)에 노치 필터를 설정할 경우의 필터 제어 처리의 개략을 도시한 개략도이다. 도 5(a)는, 안테나(11)에 의해 수신되는 신호의 주파수 스펙트럼을 소망 신호의 주파수 스펙트럼과 간섭 신호의 스펙트럼으로 나누어 도시한 개략도이다. 도 5(a)에서 종축은 파워를 나타내고 횡축은 주파수를 나타내고, 부호“ア”는 소망 신호의 주파수 스펙트럼을 나타내고, 부호“イ”는 간섭 신호의 주파수 스펙트럼을 나타낸다. 필터 제어부(14)는 간섭 신호의 중심 주파수 및 주파수 대역폭에 기초하여 간섭 신호의 주파수 대역의 최고치(bmax_i) 및 최저치(bmin_i)를 산출하고, 소망 신호의 중심 주파수 및 주파수 대역폭에 기초하여 소망 신호의 주파수 대역의 최고치(bmax_d) 및 최저치(bmin_d)를 산출하고, bmax_i가 bmax_d보다도 낮고 또한 bmin_i가 bmin_d보다도 높은 경우에는(도 5(a)), 필터(16)에 노치 필터를 적용한다.
도 5(b)는, 필터 제어부(14)가 필터(16)에 적용하는 노치 필터의 개략을 도시한 개략도이다. 도 5(b)에서 종축은 이득(단위는 dB)을 나타내고 횡축은 주파수(단위는 Hz)를 나타낸다. 이 경우, 필터 제어부(14)는 간섭 신호의 중심 주파수 및 주파수 대역폭에 기초하여 간섭 신호의 주파수 대역의 최저치(bmin_i) 및 최고치(bmax_i)를 산출하고, 노치 필터의 2개의 차단 주파수(노치 필터의 이득이 -3dB가 되는 2개의 주파수)의 값을 bmin_i 및 bmax_i로 결정한다. 그리고 필터 제어부(14)는 부호“ウ”로 나타내는, 필터의 종류가 노치 필터이고 2개의 차단 주파수가 bmin_i 및 bmax_i인 파라미터를 필터(16)로 설정한다.
도 5(c)는, 도 5(b)에 도시되는 노치 필터가 설정된 필터(16)에 의해 도 5(a)에 도시되는 수신 신호가 필터링된 후의 주파수 스펙트럼을 도시한 개략도이다. 도시한 것처럼 필터(16)는 간섭 신호의 주파수 대역의 최저치(bmin_i)와 최고치(bmax_i) 사이의 주파수의 신호의 파워를, 그 신호가 소망 신호인지 간섭 신호인지와 상관 없이 감쇠시킨다.
도 6은, 필터 제어부(14)가 필터(16)에 하이 패스 필터를 설정할 경우의 필터 제어 처리의 개략을 도시한 개략도이다. 도 6(a)는, 안테나(11)에 의해 수신되는 신호의 주파수 스펙트럼을 소망 신호의 주파수 스펙트럼과 간섭 신호의 스펙트럼으로 나누어 도시한 개략도이다. 도 6(a)에서 종축은 파워를 나타내고 횡축은 주파수를 나타내고, 부호“ア”는 소망 신호의 주파수 스펙트럼을 나타내고, 부호“イ”는 간섭 신호의 주파수 스펙트럼을 나타낸다. 필터 제어부(14)는 간섭 신호의 중심 주파수 및 주파수 대역폭에 기초하여 간섭 신호의 주파수 대역의 최저치(bmin_i)를 산출하고 소망 신호의 중심 주파수 및 주파수 대역폭에 기초하여 소망 신호의 주파수 대역의 최저치(bmin_d)를 산출하고, bmin_i가 bmin_d보다도 낮은 경우에는(도 6(a)), 필터(16)에 하이 패스 필터를 적용한다.
도 6(b)는, 필터 제어부(14)가 필터(16)에 적용하는 하이 패스 필터의 개략을 도시한 개략도이다. 도 6(b)에서 종축은 이득(단위는 dB)을 나타내고 횡축은 주파수(단위는 Hz)를 나타낸다. 이 경우 필터 제어부(14)는 간섭 신호의 중심 주파수 및 주파수 대역폭에 기초하여 간섭 신호의 주파수 대역의 최고치(bmax_i)를 산출하고, 하이 패스 필터의 차단 주파수(하이 패스 필터의 이득이 -3dB가 되는 주파수)의 값을 bmax_i로 결정한다. 그리고 필터 제어부(14)는 부호“ウ”로 나타내는, 필터의 종류가 하이 패스 필터이고 차단 주파수가 bmax_i인 파라미터를 필터(16)로 설정한다.
도 6(c)는, 도 6(b)에 도시되는 하이 패스 필터가 설정된 필터(16)에 의해 도 6(a)에 도시되는 수신 신호가 필터링된 후의 주파수 스펙트럼을 도시한 개략도이다. 도시한 것처럼, 필터(16)는 간섭 신호의 주파수 대역의 최고치(bmax_i)보다도 낮은 주파수의 신호의 파워를, 그 신호가 소망 신호인지 간섭 신호인지와 상관 없이 감쇠시킨다.
도 7은, 필터 제어부(14)가 필터(16)에 밴드 패스 필터를 설정할 경우의 필터 제어 처리의 개략을 도시한 개략도이다. 도 7(a)는, 안테나(11)에 의해 수신되는 신호의 주파수 스펙트럼을 소망 신호의 주파수 스펙트럼과 간섭 신호의 스펙트럼으로 나누어 도시한 개략도이다. 도 7(a)에서 종축은 파워를 나타내고 횡축은 주파수를 나타내고, 부호“ア”는 소망 신호의 주파수 스펙트럼을 나타내고, 부호“イ”1 및 부호“イ”2는 간섭 신호의 주파수 스펙트럼을 나타낸다. 필터 제어부(14)는 소망 신호의 주파수 스펙트럼보다도 높은 주파수 및 낮은 주파수로 간섭 신호의 주파수 스펙트럼이 존재할 경우, 예를 들면 도 4에 도시된 간섭 신호 및 도 6에 도시되는 간섭 신호의 양자가 존재할 경우에 필터(16)에 밴드 패스 필터를 적용한다.
도 7(b)는, 필터 제어부(14)가 필터(16)에 적용하는 밴드 패스 필터의 개략을 도시한 개략도이다. 도 7(b)에서 종축은 이득(단위는 dB)을 나타내고 횡축은 주파수(단위는 Hz)를 나타낸다. 이 경우 필터 제어부(14)는 저주파수측의 간섭 신호“イ”1의 중심 주파수 및 주파수 대역폭에 기초하여 간섭 신호“イ”1의 주파수 대역의 최고치(bmax_i1)를 산출하고 밴드 패스 필터의 저주파수측의 차단 주파수(밴드 패스 필터의 이득이 -3dB가 되는 주파수)의 값을 bmax_i1로 결정한다. 또 필터 제어부(14)는 고주파수측의 간섭 신호“イ”2의 중심 주파수 및 주파수 대역폭에 기초하여 간섭 신호“イ”2의 주파수 대역의 최저치(bmin_i2)를 산출하고, 밴드 패스 필터의 고주파수측의 차단 주파수의 값을 bmin_i2로 결정한다. 그리고 필터 제어부(14)는 부호“ウ”로 표시한, 필터의 종류가 밴드 패스 필터이고 차단 주파수가 bmax_i1 및 bmin_i2인 파라미터를 필터(16)로 설정한다.
도 7(c)는, 도 7(b)에 도시되는 밴드 패스 필터가 설정된 필터(16)에 의해 도 7(a)에 도시되는 수신 신호가 필터링된 후의 주파수 스펙트럼을 도시한 개략도이다. 도시한 것처럼, 필터(16)는 간섭 신호“イ”1의 주파수 대역의 최고치(bmax_i1)보다도 낮은 주파수의 신호의 파워 및 간섭 신호“イ”2의 주파수 대역의 최저치(bmin_i2)보다도 높은 주파수의 신호의 파워를, 그 신호가 소망 신호인지 간섭 신호인지와 상관 없이 감쇠시킨다.
도 8은, 필터 제어부(14)가 필터(16)에 여러 개의 필터의 조합을 설정할 경우의 필터 제어 처리의 개략을 도시한 개략도이다. 도 8(a)는, 안테나(11)에 의해 수신되는 신호의 주파수 스펙트럼을 소망 신호의 주파수 스펙트럼과 간섭 신호의 스펙트럼으로 나누어 도시한 개략도이다. 도 8(a)에서 종축은 파워를 나타내고 횡축은 주파수를 나타내고, 부호“ア”는 소망 신호의 주파수 스펙트럼을 나타내고, 부호“イ”1 및 부호“イ”2는 간섭 신호의 주파수 스펙트럼을 나타낸다. 필터 제어부(14)는 소망 신호의 주파수 스펙트럼보다도 높은 주파수 및 소망 신호의 주파수 스펙트럼중에 간섭 신호의 주파수 스펙트럼이 존재할 경우, 예를 들면 도 4에 도시되는 간섭 신호 및 도 5에 도시되는 간섭 신호의 양자가 존재할 경우에 필터(16)에 로우 패스 필터 및 밴드 패스 필터의 조합을 적용한다.
도 8(b)는, 필터 제어부(14)가 필터(16)에 적용하는 로우 패스 필터 및 밴드 패스 필터의 개략을 도시한 개략도이다. 도 8(b)에서 종축은 이득(단위는 dB)을 나타내고 횡축은 주파수(단위는 Hz)를 나타낸다. 이 경우, 필터 제어부(14)는 소망 신호의 주파수 스펙트럼중에 존재하는 간섭 신호“イ”1의 중심 주파수 및 주파수 대역폭에 기초하여 간섭 신호“イ”1의 주파수 대역의 최저치(bmin_i1) 및 최고치(bmax_i1)를 산출하고 각각 로우 패스 필터의 차단 주파수 및 밴드 패스 필터의 저주파수측의 차단 주파수의 값으로 한다. 또 필터 제어부(14)는 고주파수측의 간섭 신호“イ”2의 중심 주파수 및 주파수 대역폭에 기초하여 간섭 신호“イ”2의 주파수 대역의 최저치(bmin_i2)를 산출하고 밴드 패스 필터의 고주파수측의 차단 주파수의 값을 bmin_i2로 결정한다. 그리고 필터 제어부(14)는 부호“ウ”로 나타내는, 필터의 종류가 로우 패스 필터 및 밴드 패스 필터의 조합이고 차단 주파수가 각각 bmin_i1, bmax_i1 및 bmin_i2인 파라미터를 필터(16)로 설정한다.
도 8(c)는, 도 8(b)에 도시되는 로우 패스 필터 및 밴드 패스 필터가 설정된 필터(16)에 의해 도 8(a)에 도시되는 수신 신호가 필터링된 후의 주파수 스펙트럼을 도시한 개략도이다. 도시한 것처럼, 필터(16)는 간섭 신호“イ”1의 주파수 대역의 최저치(bmin_i1)와 최고치(bmax_i1)에 끼워지는 주파수의 신호의 파워 및 간섭 신호“イ”2의 주파수 대역의 최저치(bmin_i2)보다도 높은 주파수의 신호의 파워를, 그 신호가 소망 신호인지 간섭 신호인지와 상관 없이 감쇠시킨다.
도 9는, 싱글 캐리어 전송과 멀티 캐리어 전송과의 차이를 도시한 개념도이다. 도 9에서, 부호“ア”는 소망 신호의 주파수 스펙트럼을 나타내고, 부호“イ”는 간섭 신호의 주파수 스펙트럼을 나타낸다. 도 9(a)는, 싱글 캐리어 전송시에 필터링을 적용한 경우의 개념도이다. 도 9(a)-1은 싱글 캐리어 송신 스펙트럼을 나타내고, 도 9(a)-2는 간섭시의 신호 스펙트럼을 나타내고, 도 9(a)-3은 억압 필터후의 송신 스펙트럼 및 억압 필터에 의한 대역내 전력 레벨차를 나타낸다.
도 9(b)는, 멀티 캐리어 전송시에 필터링을 적용한 본 발명의 개념도이다. 도 9(b)-1은 멀티 캐리어 송신 스펙트럼을 나타내고, 도 9(b)-2는 간섭시의 신호 스펙트럼을 나타내고, 도 9(b)-3은 억압 필터후의 송신 스펙트럼 및 억압 필터에 의한 대역내 전력 레벨차를 나타낸다.
도 9(a)-3과 도 9(b)-3과의 비교로부터 알 수 있듯이, 싱글 캐리어 전송으로는 대역내 전력 레벨차가 크고, 이 큰 대역내 전력 레벨차가 복조 특성에 영향을 미쳐 크게 열화시킨다. 한편 멀티 캐리어 전송으로는 각 캐리어에 대해서 독립된 복조 처리를 할 수 있기 때문에 각 캐리어의 대역내 전력 레벨차는 싱글 캐리어 전송일 경우에 비해 작아져(고바야시, “OFDM통신 방식의 기초와 응용기술 1장”, 트리켑스, 2004년을 참조), 각 복조기에서의 복조 특성 열화가 줄어든다.
다음으로, 수신 장치(1)의 동작 및 처리 순서에 대해서 설명하기로 한다.
도 10은, 수신 장치(1)가 필터를 제어할 경우의 처리 순서를 도시한 흐름도이다.
도 10에 도시한 것처럼 우선 안테나(11)이 신호를 수신하고, 수신부(12)가 다운 컨버팅 및 아날로그/디지털 변환을 수신 신호에 대해 수행한다(단계S01). 다음으로 수신부(12)에 의해 처리된 수신 신호로부터 간섭 정보 추출부(13)가 간섭 정보를 추출한다(단계S02). 다음으로 필터 제어부(14)가 간섭 정보 추출부(13)에 의해 추출된 간섭 정보와, 필터 제어부(14)가 기억하고 있는 소망 신호 정보에 기초하여 상술한 것처럼 필터(16)에 적용되는 필터의 종류와 필터의 차단 주파수를 결정한다(단계S03). 그리고 필터 제어부(14)가 결정된 필터의 종류와 필터의 차단 주파수를 필터(16)로 설정한다.
단계S02∼단계S04의 처리와 병행하여 지연부(15)가 수신 신호에 지연을 부가한다(단계S05). 다음으로 필터(16)가 단계S04의 처리에서 설정된 파라미터에 따라 필터를 형성하고 지연이 부가된 수신 신호를 필터링함으로써 수신 신호에서 간섭 신호가 존재하는 주파수 대역의 파워를 감쇠시켰다(단계S06). 다음으로 복조부(17)가 필터(16)를 통과한 수신 신호를 복조하여 복조 신호를 생성한다(단계S07). 다음으로 디인터리버(18)가 복조 신호를 디인터리빙한다(단계S08). 그리고 FEC복호부(19)가 디인터리빙된 복조 신호를 FEC복호하고(단계S09), 복호된 수신 데이터를 출력하고(단계S10), 이 흐름도 전체의 처리를 종료한다.
이와 같이 수신 장치(1)에서는 간섭 정보 추출부(13)가 간섭 정보를 추출하여 필터 제어부(14)가 간섭 신호가 존재하는 주파수 대역의 신호를 감쇠시키는 필터의 파라미터를 필터(16)로 설정한다. 그리고 필터(16)가 수신 신호를 필터링함으로써 수신 신호에 포함되는 신호 중 간섭 신호가 존재하는 주파수 대역의 신호가 감쇠된다. 따라서 수신 신호에서의 간섭 신호의 영향을 줄일 수 있게 된다. 또 간섭 신호의 중심 주파수 및 주파수 대역을 검출하는 간섭 정보 추출부(13), 필터 제어부(14) 및 필터(16)를 구성하기 위한 회로 규모는 종래 기술에서의 간섭 신호 레플리카를 생성하기 위한 회로 규모에 비해 작게 구성할 수 있다. 또한 간섭 신호의 중심 주파수 및 주파수 대역을 검출하는 간섭 정보 추출부(13), 필터 제어부(14) 및 필터(16)의 처리에 필요한 처리 시간은 종래 기술에서의 간섭 신호 레플리카의 생성에 필요한 처리 시간에 비해 짧게 할 수 있다. 따라서 회로 규모 및 처리 시간의 증대를 억제하면서 간섭 신호의 영향을 줄일 수 있게 된다.
또 종래에는 간섭 신호의 수와 같은 수의 레플리카 생성 회로를 구비하거나, 또는 간섭 신호의 수와 같은 횟수의 레플리카 생성 처리를 반복하여 수행할 필요가 있어 간섭 신호의 레플리카를 정확하게 생성하기는 애당초 기술적으로 어렵다. 이와 같은 문제에 대해 수신 장치(1)에서는 간섭 신호가 존재하는 주파수 대역에 맞춘 필터를 사용함으로써 대처하기 때문에, 간섭 신호의 수가 증가하더라도 거기에 맞춰 구성을 복잡화시킬 필요가 없어 용이한 처리에 의해 대응할 수 있게 된다.
아울러 수신 장치(1)에서는 간섭 신호가 존재하는 주파수 대역의 소망 신호까지도 간섭 신호와 함께 필터(16)에 의해 감쇠된다. 그러나 필터링된 후의 수신 신호에 대해 복조부(17)가 가드 인터벌을 제거하고, FEC복호부(19)가 FEC에 따른 에러 정정을 함으로써 수신 데이터를 출력하기 때문에 필터링에서 소망 신호의 서브 캐리어의 일부 전력이 감쇠되더라도 수신 장치(1)는 정확한 수신 데이터를 생성할 수 있게 된다.
<변형예>
이상 설명한 실시형태에서는, 수신 장치(1)가 지연부(15)를 구비하고 수신 신호에 지연을 부가함으로써 필터(16)가, 필터 제어부(14)에 의해 설정된 파라미터의 필터에 기초하여 이 파라미터의 결정시에 필터 제어부(14)에 의해 참조된 수신 신호를 필터링하는 구성에 대해서 설명하였으나, 수신 장치(1)는 지연부(15)를 구비하지 않아도 좋다. 이 경우 필터링할 때에 필터(16)에 설정되어 있는 파라미터는 필터링의 대상이 되는 수신 신호보다도 이전에 수신된 수신 신호에서 추출된 간섭 정보에 기초하여 결정된 파라미터이다. 따라서 필터(16)에 설정되어 있는 필터의 차단 주파수와 필터링의 대상이 되는 수신 신호에서 추출된 간섭 정보에 엇갈림이 생길 경우가 있다. 그러나 필터링되는 수신 신호와 파라미터의 결정시에 참조된 수신 신호와의 수신 타이밍의 엇갈림은 간섭 정보 추출부(13) 및 필터 제어부(14)의 처리 시간과 일치하여 매우 짧다. 그리고 이 매우 짧은 시간에 간섭 신호의 주파수 스펙트럼이 크게 변화될 가능성은 낮기 때문에 수신 장치(1)가 지연부(15)를 구비하지 않아도 수신 장치(1)의 수신 정밀도는 거의 저하되지 않는다. 한편 수신 장치(1)가 지연부(15)를 구비하지 않음으로써 안테나(11)가 신호를 수신한 후에 FEC복호부(19)가 수신 데이터를 출력할 때까지의 처리 시간을 단축할 수 있게 된다.
또 이상 설명한 실시형태에서의 간섭 정보 추출 처리와는 다른 방법에 의해 간섭 정보 추출 처리가 실현되어도 좋다. 예를 들면 위치가 판명되어 있는 간섭원(3)의 방향에서 도래하는 간섭 신호를 수신하는 지향성을 가진 보조 안테나를 수신 장치(1)가 더 구비하고, 간섭 정보 추출부(13)가 보조 안테나에 의해 수신된 간섭 신호로부터 간섭 정보를 추출해도 좋다. 또 예를 들면 송신 장치(2)에서 소정의 타이밍으로 송신되는, 서브 캐리어에 전력이 할당되지 않은 신호에서의 주파수 스펙트럼에 기초하여 간섭 정보 추출부(13)가 간섭 정보를 추출해도 좋다.
또 이상 설명한 실시형태에서는 수신 장치(1)가 수신부(12)를 구비함으로써 수신 신호에 대해 아날로그/디지털 변환을 하는 구성에 대해서 설명하였으나, 수신 신호에 대해 아날로그/디지털 변환을 하지 않아도 좋다.
또 이상 설명한 실시형태에서는 간섭 정보 추출부(13) 및 필터(16)가 수신부(12)에 의해 다운 컨버팅 및 아날로그/디지털 변환이 이루어진 수신 신호를 처리하는 구성에 대해서 설명하였으나, 이하에 나타내는 (1)∼(3)과 같이 수신 장치(1)가 구성되어도 좋다.
(1)간섭 정보 추출부(13)가 수신부(12)에 의해 다운 컨버팅 및 아날로그/디지털 변환이 이루어진 수신 신호를 처리하고, 필터(16)가 안테나(11)로부터 다운 컨버팅 및 아날로그/디지털 변환이 이루어지기 전의 수신 신호를 받아 이 수신 신호를 처리한다. 이 경우 필터(16)와 복조부(17) 사이에 수신부를 마련하여 필터(16)에 의해 필터링된 수신 신호에 대해 수신부가 다운 컨버팅 및 아날로그/디지털 변환한다
(2)간섭 정보 추출부(13)가 안테나(11)로부터 다운 컨버팅및 아날로그/디지털 변환이 이루어지기 전의 수신 신호를 받아 이 수신 신호를 처리하고, 필터(16)가 수신부(12)에 의해 다운 컨버팅 및 아날로그/디지털 변환이 이루어진 수신 신호를 처리한다.
(3)간섭 정보 추출부(13) 및 필터(16)가 안테나(11)로부터 다운 컨버팅 및 아날로그/디지털 변환이 이루어지기 전의 수신 신호를 받아 이 수신 신호를 처리한다. 이 경우 필터(16)와 복조부(17) 사이에 수신부를 마련하고 필터(16)에 의해 필터링된 수신 신호에 대해 수신부가 다운 컨버팅 및 아날로그/디지털 변환한다.
이상, 이 발명의 실시형태에 대해서 도면을 참조하여 상술하였으나, 구체적인 구성은 이 실시형태에 한정되지 않으며 이 발명의 요지를 벗어나지 않는 범위의 설계 등도 포함된다.
<산업상 이용 가능성>
무선 통신을 하는 통신 장치에 적용할 수 있다.
1…수신 장치, 11…안테나, 12…수신부(수신 수단), 13…간섭 정보 추출부(간섭 신호 주파수 위치 검출 수단), 14…필터 제어부(필터 수단), 15…지연부, 16…필터(필터 수단), 17…복조부(가드 인터벌 제거 수단, 서브 캐리어 복조 수단), 18…디인터리버, 19…FEC복호부(에러 정정 수단), 2…송신 장치, 3…간섭원, P1…수신 장치, P101…보조 안테나, P102…간섭 신호 추출부, P103…복조부, P104…디인터리버, P105…FEC복호부, P106…FEC부호화부, P107…인터리버, P108…변조부, P109…위상 진폭 변경부, P110…안테나, P111…지연부, P112…합성부, P113…복조부, P114…디인터리버, P115…FEC복호부

Claims (8)

  1. 무선 전송로를 통해 멀티 캐리어 신호 및 간섭 신호를 수신하는 수신 수단,
    상기 간섭 신호의 주파수 위치를 검출하는 간섭 신호 주파수 위치 검출 수단,
    검출한 상기 간섭 신호의 주파수 위치의 상기 멀티 캐리어 신호 및 상기 간섭 신호를 억압하는 필터 수단,
    상기 필터 수단에 의해 억압된 후의 상기 멀티 캐리어 신호에서 가드 인터벌을 제거하는 가드 인터벌 제거 수단,
    상기 가드 인터벌이 제거된 멀티 캐리어 신호의 각 서브 캐리어를 복조하는 서브 캐리어 복조 수단,
    상기 복조된 신호에 대해 에러 정정을 하는 에러 정정 수단,
    을 구비하는 것을 특징으로 하는 수신 장치.
  2. 제1항에 있어서, 상기 수신 장치는 보조 안테나를 더 구비하고,
    상기 간섭 신호 주파수 위치 검출 수단은 상기 보조 안테나를 사용하여 상기 간섭 신호의 주파수 위치를 검출하는 것
    을 특징으로 하는 수신 장치.
  3. 제1항에 있어서, 상기 간섭 신호 주파수 위치 검출 수단은 소망 신호인 멀티 캐리어 신호의 송신이 없는 경우에 해당 소망 신호의 주파수 대역의 신호의 수신 레벨을 검출함으로써 간섭 신호의 주파수 위치를 검출하는
    것을 특징으로 하는 수신 장치.
  4. 제1항에 있어서, 상기 필터 수단은,
    상기 간섭 신호의 주파수 위치가 멀티 캐리어 신호의 주파수 대역보다도 높은 경우에는 로우 패스 필터를 포함한 필터로서 동작하고,
    상기 간섭 신호의 주파수 위치가 멀티 캐리어 신호의 주파수 대역보다도 낮은 경우에는 하이 패스 필터를 포함한 필터로서 동작하고,
    상기 간섭 신호의 주파수 위치가 멀티 캐리어 신호의 주파수 대역에 포함되는 경우에는 노치 필터를 포함한 필터로서 동작하고,
    상기 간섭 신호가 여러 개 존재하고, 그 주파수 위치가 멀티 캐리어 신호의 주파수 대역보다도 높은 위치 및 낮은 위치인 경우에는 밴드 패스 필터를 포함한 필터로서 동작하는
    것을 특징으로 하는 수신 장치.
  5. 수신 장치가 무선 전송로를 통해 멀티 캐리어 신호 및 간섭 신호를 수신하는 수신 단계,
    상기 수신 장치가 간섭 신호의 주파수 위치를 검출하는 간섭 신호 주파수 위치 검출 단계,
    상기 수신 장치가 검출한 상기 간섭 신호의 주파수 위치의 상기 멀티 캐리어 신호 및 상기 간섭 신호를 억압하는 필터링 단계,
    상기 수신 장치가 상기 필터링 단계에 의해 억압된 후의 상기 멀티 캐리어 신호에서 가드 인터벌을 제거하는 가드 인터벌 제거 단계,
    상기 수신 장치가 상기 가드 인터벌이 제거된 멀티 캐리어 신호의 각 서브 캐리어를 복조하는 서브 캐리어 복조 단계,
    상기 수신 장치가 상기 복조된 신호에 대해 에러 정정을 하는 에러 정정 단계,
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 수신 방법.
  6. 제5항에 있어서, 상기 수신 장치는 보조 안테나를 구비하고,
    상기 수신 장치는 상기 간섭 신호 주파수 위치 검출 단계에서 상기 보조 안테나를 사용하여 상기 간섭 신호의 주파수 위치를 검출하는 것
    을 특징으로 하는 수신 방법.
  7. 제5항에 있어서, 상기 수신 장치는 상기 간섭 신호 주파수 위치 검출 단계에서,
    소망 신호인 멀티 캐리어 신호의 송신이 없는 경우에 해당 소망 신호의 주파수 대역의 신호의 수신 레벨을 검출함으로써 간섭 신호의 주파수 위치를 검출하는
    것을 특징으로 하는 수신 방법.
  8. 제5항에 있어서, 상기 수신 장치는 상기 필터링 단계에서,
    상기 간섭 신호의 주파수 위치가 멀티 캐리어 신호의 주파수 대역보다도 높은 경우에는 로우 패스 필터를 포함한 필터로서 동작하고,
    상기 간섭 신호의 주파수 위치가 멀티 캐리어 신호의 주파수 대역보다도 낮은 경우에는 하이 패스 필터를 포함한 필터로서 동작하고,
    상기 간섭 신호의 주파수 위치가 멀티 캐리어 신호의 주파수 대역에 포함되는 경우에는 노치 필터를 포함한 필터로서 동작하고,
    상기 간섭 신호가 여러 개 존재하고 그 주파수 위치가 멀티 캐리어 신호의 주파수 대역보다도 높은 위치 및 낮은 위치인 경우에는 밴드 패스 필터를 포함한 필터로서 동작하는
    것을 특징으로 하는 수신 방법.
KR1020117000897A 2008-07-25 2009-07-23 수신 장치 및 수신 방법 KR20110017006A (ko)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2008192465A JP2010016785A (ja) 2008-06-03 2008-07-25 受信装置及び受信方法
JPJP-P-2008-192465 2008-07-25

Related Child Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020137003314A Division KR20130031381A (ko) 2008-07-25 2009-07-23 수신 장치 및 수신 방법

Publications (1)

Publication Number Publication Date
KR20110017006A true KR20110017006A (ko) 2011-02-18

Family

ID=41570396

Family Applications (2)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020117000897A KR20110017006A (ko) 2008-07-25 2009-07-23 수신 장치 및 수신 방법
KR1020137003314A KR20130031381A (ko) 2008-07-25 2009-07-23 수신 장치 및 수신 방법

Family Applications After (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020137003314A KR20130031381A (ko) 2008-07-25 2009-07-23 수신 장치 및 수신 방법

Country Status (6)

Country Link
US (1) US8594255B2 (ko)
EP (1) EP2288061A4 (ko)
JP (1) JP2010016785A (ko)
KR (2) KR20110017006A (ko)
CN (1) CN102100023A (ko)
WO (1) WO2010010936A1 (ko)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10680670B2 (en) 2016-11-21 2020-06-09 Sony Semiconductor Solutions Corporation Receiving apparatus and receiving method
US10892790B2 (en) 2016-11-24 2021-01-12 Sony Semiconductor Solutions Corporation Reception apparatus and reception method

Families Citing this family (33)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6807405B1 (en) 1999-04-28 2004-10-19 Isco International, Inc. Method and a device for maintaining the performance quality of a code-division multiple access system in the presence of narrow band interference
JP2009296145A (ja) * 2008-06-03 2009-12-17 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> 無線通信システム、無線通信方法、受信装置、及び送信装置
US8385483B2 (en) 2008-11-11 2013-02-26 Isco International, Llc Self-adaptive digital RF bandpass and bandstop filter architecture
KR101248149B1 (ko) * 2008-12-18 2013-03-27 니폰덴신뎅와 가부시키가이샤 통신 시스템, 송신 장치, 수신 장치, 송신 방법 및 통신 방법
JP5481679B2 (ja) * 2010-03-16 2014-04-23 株式会社国際電気通信基礎技術研究所 受信装置
CN102195661B (zh) * 2010-03-18 2014-12-17 联发科技股份有限公司 信号处理装置以及设定信号处理装置的滤波特性的方法
EP2661021B1 (en) * 2011-12-02 2016-03-09 Huawei Technologies Co., Ltd. Method for eliminating adjacent channel interference, modem and system
JP5700691B2 (ja) * 2012-01-05 2015-04-15 日本電信電話株式会社 受信装置、及び受信方法
JP2013172331A (ja) * 2012-02-21 2013-09-02 Kddi Corp 無線信号検出装置および無線信号検出方法
US9319916B2 (en) 2013-03-15 2016-04-19 Isco International, Llc Method and appartus for signal interference processing
CN103199885A (zh) * 2013-04-10 2013-07-10 苏州智聚电子科技有限公司 大功率式无线通讯装置
US9312998B2 (en) * 2013-09-30 2016-04-12 T-Mobile Usa, Inc. Filter-based guardband determination and subcarrier selection
US9794888B2 (en) 2014-05-05 2017-10-17 Isco International, Llc Method and apparatus for increasing performance of a communication link of a communication node
US9934681B2 (en) * 2014-09-05 2018-04-03 Halliburton Energy Services, Inc. Electromagnetic signal booster
US9641272B2 (en) 2014-10-24 2017-05-02 Qualcomm Incorporated Inter-rat interference cancellation
EP3651386B1 (en) 2015-05-04 2023-08-23 ISCO International, LLC Method and apparatus for increasing the performance of communication paths for communication nodes
US9998235B2 (en) * 2016-01-08 2018-06-12 Google Llc In-band optical interference mitigation for direct-detection optical communication systems
EP3451557B1 (en) 2016-04-25 2020-09-16 Kyowa Electronic Instruments Co, Ltd Radio communication system
CA3024175A1 (en) 2016-06-01 2017-12-07 Isco International, Llc Method and apparatus for performing signal conditioning to mitigate interference detected in a communication system
US10298279B2 (en) 2017-04-05 2019-05-21 Isco International, Llc Method and apparatus for increasing performance of communication paths for communication nodes
US10812121B2 (en) 2017-08-09 2020-10-20 Isco International, Llc Method and apparatus for detecting and analyzing passive intermodulation interference in a communication system
US10284313B2 (en) 2017-08-09 2019-05-07 Isco International, Llc Method and apparatus for monitoring, detecting, testing, diagnosing and/or mitigating interference in a communication system
US10263685B1 (en) * 2018-01-26 2019-04-16 Zte Corporation Intermediate frequency combiner with baseband delay
US11218769B2 (en) 2019-02-22 2022-01-04 Aerial Technologies Inc. Smart media display
US11082109B2 (en) 2019-02-22 2021-08-03 Aerial Technologies Inc. Self-learning based on Wi-Fi-based monitoring and augmentation
US11593837B2 (en) 2019-02-22 2023-02-28 Aerial Technologies Inc. Advertisement engagement measurement
US11586952B2 (en) 2019-02-22 2023-02-21 Aerial Technologies Inc. Robotic H matrix creation
US11913970B2 (en) * 2019-02-22 2024-02-27 Aerial Technologies Inc. Wireless motion detection using multiband filters
WO2020170221A1 (en) 2019-02-22 2020-08-27 Aerial Technologies Inc. Handling concept drift in wi-fi-based localization
US11448726B2 (en) 2019-08-28 2022-09-20 Aerial Technologies Inc. System and method for presence and pulse detection from wireless signals
US11523253B2 (en) 2019-09-06 2022-12-06 Aerial Technologies Inc. Monitoring activity using Wi-Fi motion detection
US11128432B2 (en) 2019-09-27 2021-09-21 Huawei Technologies Co., Ltd. Antenna system
CN113098579B (zh) * 2021-02-19 2022-02-15 中国人民解放军63923部队 一种卫星通信隐蔽式干扰对抗的系统及方法

Family Cites Families (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5162805A (en) * 1975-02-19 1992-11-10 The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Navy Frequency diversity sidelobe canceller
US4736455A (en) * 1985-12-23 1988-04-05 Nippon Telegraph And Telephone Corporation Interference cancellation system
US4989262A (en) 1988-11-28 1991-01-29 Nec Corporation Demodulator with multiple interference cancellers responsive to correlations between undesired signals and error signals
JPH04360441A (ja) * 1991-06-07 1992-12-14 Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> 干渉補償方式
JP3273861B2 (ja) * 1994-06-13 2002-04-15 富士通テン株式会社 テレビジョン受信装置
JP2000134174A (ja) * 1998-10-22 2000-05-12 Victor Co Of Japan Ltd Ｏｆｄｍ受信装置
JP3538187B2 (ja) * 2002-03-26 2004-06-14 株式会社東芝 Ｏｆｄｍ受信装置およびｏｆｄｍ受信装置におけるデータ復調方法
NZ526669A (en) * 2003-06-25 2006-03-31 Ind Res Ltd Narrowband interference suppression for OFDM systems
JP4421416B2 (ja) 2004-08-04 2010-02-24 富士通株式会社 Ｏｆｄｍ方式の受信装置
WO2006090742A1 (ja) * 2005-02-22 2006-08-31 Tadashi Asahina 符号型送信装置及び符号型受信装置
US7761075B2 (en) 2005-09-21 2010-07-20 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus and method for interference cancellation in wireless mobile stations operating concurrently on two or more air interfaces
WO2007091562A1 (ja) 2006-02-06 2007-08-16 Sony Corporation 復調装置、方法及びプログラム
ATE480052T1 (de) * 2006-03-01 2010-09-15 Nokia Corp Steuerung eines empfängers zur verringerung des einflusses durch eine störung
JP2007243662A (ja) * 2006-03-09 2007-09-20 Matsushita Electric Ind Co Ltd 周波数可変フィルタ回路
US7986922B2 (en) * 2006-12-15 2011-07-26 Qualcomm Incorporated Jammer detection and suppression for wireless communication
NZ552270A (en) * 2006-12-21 2008-10-31 Ind Res Ltd Detection of wideband interference
JP4751841B2 (ja) 2007-02-05 2011-08-17 財団法人高知県産業振興センター 電界放出型電極及び電子機器
KR101248149B1 (ko) * 2008-12-18 2013-03-27 니폰덴신뎅와 가부시키가이샤 통신 시스템, 송신 장치, 수신 장치, 송신 방법 및 통신 방법

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10680670B2 (en) 2016-11-21 2020-06-09 Sony Semiconductor Solutions Corporation Receiving apparatus and receiving method
US10892790B2 (en) 2016-11-24 2021-01-12 Sony Semiconductor Solutions Corporation Reception apparatus and reception method

Also Published As

Publication number Publication date
US20110129047A1 (en) 2011-06-02
JP2010016785A (ja) 2010-01-21
EP2288061A1 (en) 2011-02-23
KR20130031381A (ko) 2013-03-28
EP2288061A4 (en) 2011-11-16
WO2010010936A1 (ja) 2010-01-28
US8594255B2 (en) 2013-11-26
CN102100023A (zh) 2011-06-15

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR20110017006A (ko) 수신 장치 및 수신 방법
KR100887405B1 (ko) 통신 장치 및 방법과 저장 매체
WO2012110930A2 (en) Satellite receiver with interfering signal cancellation
AU2004310539B2 (en) Signal regeneration
EP2839620B1 (en) Technique for calibrating a receiver apparatus
US7489747B2 (en) Decision directed flicker noise cancellation
US20050003769A1 (en) Ultra-wideband transceiver architecture and associated methods
JP2009159452A (ja) 干渉抑圧システム及び異種無線通信システム間における干渉抑圧方法
US9369217B1 (en) Cellular up-link harmonic spurs mitigation in Wi-Fi and bluetooth receivers
KR101060585B1 (ko) 반향 제거 장치를 갖는 무선 중계기 및 반향 신호 제거 방법
JP2009017046A (ja) 端末装置、基地局および通信方法
JP2007027879A (ja) 受信装置および受信方法
KR100346325B1 (ko) 디지털 텔레비전 방송 수신 장치 및 송수신 시스템
JP2011119845A (ja) 無線通信システム、送信装置、受信装置、無線通信方法、送信方法、受信方法及びスペクトル配置方法
JP2009296145A (ja) 無線通信システム、無線通信方法、受信装置、及び送信装置
US9537521B2 (en) System for and method of removing unwanted inband signals from a received communication signal
JP2011041060A (ja) 受信装置
KR20070031763A (ko) 무선 통신 시스템에서 동일 채널 간섭 제거 장치 및 방법
JP2006333246A (ja) 干渉波を除去する受信機、通信装置、通信回路、干渉波除去方法
US11381267B1 (en) System, apparatus and method for cancelling tonal interference in an orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) receiver
JP5520575B2 (ja) 受信装置及び受信方法
KR101102645B1 (ko) 무선 통신장비의 수동소자 상호간섭 제거 장치 및 방법
JP5049730B2 (ja) 中継装置
JP6806497B2 (ja) 偏波共用コンバータ、受信機及び衛星受信装置
JP5014322B2 (ja) 基地局装置及び無線通信方法

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
AMND Amendment
AMND Amendment
E601 Decision to refuse application
AMND Amendment
A107 Divisional application of patent