KR20080016724A - 수신기 발진기 주파수를 자동으로 보정하는 방법 및 장치 - Google Patents

수신기 발진기 주파수를 자동으로 보정하는 방법 및 장치 Download PDF

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Abstract

본 발명은 수신기의 국부 발진기의 주파수를 자동으로 보정하는 방법 및 장치와 관련이 있다. 1차 공통 파일럿 채널(CPICH) 코드 시퀀스는 기준 셀 식별 신호 및 프레임 시작 신호에 기초하여 CPICH 코드 발생기에 의해 발생된다. 수신된 역확산 CPICH 코드 시퀀스는 추정된 주파수 오차 신호를 발생하기 위해 사용된다. 추정된 주파수 오차 신호에 기초하는 제어 전압 발생기는 제어 전압 신호를 발생한다. CPICH 코드 발생기는 고속 다운링크 패킷 액세스(HSDPA)가 활성인 때 HSDPA 서빙 셀로부터, 또는 HSDPA가 활성이 아닌 때 타이밍 기준 셀로부터 수신된 신호에 기초하여 CPICH 코드 시퀀스를 발생한다. 본 발명은 송신 다이버시티 표시를 수신하지 않은 경우에도 시공간 송신 다이버시티(STTD)가 사용되는 때 완전한 최대 비율 합성 이득을 달성한다.

Description

수신기 발진기 주파수를 자동으로 보정하는 방법 및 장치{METHOD AND APPARATUS FOR AUTOMATICALLY CORRECTING RECEIVER OSCILLATOR FREQUENCY}
본 발명은 무선 통신 시스템에 관한 것이다. 특히, 본 발명은 무선 수신기에서 사용되는 국부 발진기(LO)의 주파수를 자동으로 보정하는 방법 및 장치에 관한 것이다.
수신기와 송신기를 포함하는 종래의 무선 통신 시스템에 있어서, 송신기와 관련된 반송파 주파수 옵셋 및 샘플링 클럭 옵셋을 보정하기 위해 수신기에서 자동 주파수 보정(AFC) 알고리즘이 사용된다. 이것은 일반적으로 파일럿 신호를 사용함으로써 수행된다. 그러나, 무선 통신 표준의 송신 다이버시티(transmit diversity), 고속 데이터 패킷 액세스(HSDPA) 및 매크로 다이버시티(macro-diversity)의 도입으로, AFC 알고리즘은 HSDPA 서비스에 의해 도입된 더욱 엄격한 요구조건과 일치하여야 한다.
HSDPA 서비스는 더 높은 성운 크기(constellation size)를 사용하여 더 높은 데이터 레이트를 생성한다. 그러나, 더 높은 성운은 주파수 오차에 더 민감하다. 그러므로, HSDPA 서비스는 더 강한 AFC 알고리즘을 요구한다. 이러한 난제(challenge) 중의 하나로서, AFC 알고리즘은 수신기가 다수의 셀로부터의 데이터 를 동시에 처리하는 매크로 다이버시티 환경에서 동작할 수 있다. 예를 들면, 제3세대 파트너십 프로젝트(3GPP) 주파수 분할 다중화(FDD) 시스템에서, 수신기는 6개의 이웃 셀로부터 동시에 데이터를 수신할 수 있다. 그 경우, 각 셀로부터 오는 파일럿 신호는 서로 다르다.
종래 기술에서는 HSDPA 및 다중 셀 처리 능력을 가진 AFC 알고리즘을 요구하지 않았다. 일반적으로, 종래 기술에서는 주기의 AFC 초기 잠금(무선 송신/수신 유닛(WTRU)과 기지국 사이의 클럭 동기화) 중에 송신 다이버시티를 취급하지 않았다. 송신 다이버시티 처리는 송신 다이버시티 존재가 방송 채널을 통해 확인된 후에만 수행된다. 그러므로, 송신 다이버시티 처리는 초기 콘버전스 기간(convergence period) 중에 AFC 알고리즘에 기여하지 않는다. 이것은 콘버전스 시간을 증가시키고 콘버전스의 확률을 감소시킨다.
종래 기술은 송신 주파수 오차의 표준에 의한 세트로서 더 느슨한 요구조건을 갖는다. 이것은 일반적으로 이진 위상 편이 변조(BPSK) 또는 직교 위상 편이 변조(QPSK)와 같은 작은 성운 크기를 가진 수신기에 대해서는 충분하다. 그러나, 16 QPSK 이상의 더 높은 성운은 더 엄격한 요구조건을 필요로 한다. 예를 들면, 3GPP FDD 표준은 AFC 알고리즘에서 0.1 ppm 주파수 오차 이하를 요구한다. HSDPA 서비스는 주파수 오차가 0.05 ppm을 초과한 후에 크게 감퇴된다. 이 요구조건은 AFC 알고리즘이 종래 기술에서 무시되거나 불필요한 송신 다이버시티 및 매크로 다이버시티의 효과적인 사용을 가능하게 한다.
본 발명은 전압 제어 발진기(VCO) 제어 전압 신호를 발생함으로써 아날로그 라디오에서 발진기의 주파수를 자동으로 보정하는 방법 및 장치와 관련이 있다. 본 발명에 따른 AFC 알고리즘은 기준 신호로서 공통 파일럿 채널(CPICH)을 사용하여 WTRU의 주파수 오차를 측정한다.
1차(primary) CPICH 코드 시퀀스는 기준 셀 식별 신호 및 프레임 시작 신호에 기초하여 CPICH 코드 발생기에 의해 발생된다. 수신된 역확산(despread) CPICH 시퀀스는 추정된 주파수 오차 신호를 발생하기 위해 사용된다. 제어 전압 신호는 추정된 주파수 오차 신호에 기초하여 제어 전압 발생기에 의해 발생된다. CPICH 코드 발생기는 AFC 기준 셀로부터 수신된 신호에 기초하여 CPICH 코드 시퀀스를 발생한다. AFC 기준 셀은 HSDPA 서비스가 활성(active)인 때 HSDPA 서빙 셀이고, HSDPA 서비스가 활성이 아닌 때 타이밍 기준 셀일 수 있다. 대안적으로, 고정식 기준 셀은 다른 셀들에 대응하는 CPICH 기준 코드들 사이에서 어떠한 스위칭도 없이 AFC 알고리즘을 위해 사용될 수 있다. 본 발명은 송신 다이버시티 표시를 수신하지 않은 경우에도 시공간(space time) 송신 다이버시티(STTD)가 사용되는 때 완전한(full) 최대 비율 합성(MRC) 이득을 달성한다. 이것은 임의의 알라무티(Alamouti) 기반 송신 다이버시티 방식에 의해 사용될 수 있다.
본 발명의 더 자세한 이해는 예로서 주어지는 첨부 도면과 함께하는 이하의 양호한 실시예의 설명으로부터 가능할 것이다.
도 1은 본 발명에 따른 AFC 유닛과 제어 전압 발생기를 포함한 수신기의 간 단한 블록도이다.
도 2는 AFC 유닛과 제어 전압 발생기의 상세한 구성을 보여주는 도 1의 수신기의 블록도이다.
도 3은 도 1의 수신기의 AFC 서브유닛의 블록도이다.
도 4는 도 1의 수신기의 AFC 유닛에서 루프 필터의 구성을 보인 도이다.
이하에서 사용하는 용어 "WTRU"는 사용자 설비, 이동국, 고정식 또는 이동식 가입자 유닛, 페이저, 또는 무선 환경에서 동작할 수 있는 임의의 다른 유형의 장치를 포함하는 개념이지만, 이들만으로 제한되는 것은 아니다.
본 발명의 특징적 구성들은 집적 회로(IC)로 통합될 수도 있고, 또는 다수의 상호접속 성분들로 이루어진 회로로 구성될 수도 있다.
도 1은 전압 제어 온도 보상형 수정 발진기(TCXO)(113)를 가진 아날로그 라디오(102), 아날로그-디지털 변환기(ADC)(104), 필터(106)(예를 들면, RRC(root raised cosine) 필터), AFC 유닛(108) 및 본 발명에 따라서 TCXO의 주파수를 제어하는 제어 전압 발생기(110)를 포함하는 수신기(100)의 간단한 블록도이다. 안테나(도시 생략됨)를 통해 수신된 무선 주파수(RF) 신호(101)는 수신된 RF 신호와 TCXO(113)를 이용하여 발생된 신호를 혼합함으로써 기저대역 신호를 발생하도록 아날로그 라디오(102)에서 처리된다. 기저대역 신호(103)는 ADC(104)에 의해 디지털 신호(105)로 변환된다. 바람직하게 2X 오버샘플된 신호인 디지털 신호(105)는 필터(106)에 입력되고(펄스 형상을 위해), 필터(106)는 필터링된 디지털 신호(107)를 AFC 유닛(108)에 출력한다. 2X 샘플링 속도는 일 예이고 임의의 샘플링 속도도 구현가능하다는 것을 주목하여야 한다. AFC 유닛(108)은 추정 주파수 오차 신호(109)를 발생한다. 추정 주파수 오차 신호(109)는 제어 전압 발생기(110)에 의해 TCXO 제어 전압 신호(111)로 변환된다.
아날로그 라디오(102)에서 TCXO(113)의 주파수는 TCXO 제어 전압 신호(111)에 기초하여 결정된다. 이상적인 TCXO(113)의 주파수는 수학식 1과 같이 TCXO 제어 전압 신호(111)에 비례한다.
Figure 112008000720168-PCT00001
여기에서, λ는 사용되는 특수 TCXO에 의해 결정되는 TCXO 제어 곡선의 기울기이고, fTCXO는 TCXO 주파수이며, Vcont는 TCXO 제어 전압이다.
일반적으로, UTRA(universal terrestrial radio access) FDD 시스템에서 송신기와 수신기의 LO들 간의 주파수차는 ±3 ppm 만큼 크다. 이것은 약 2 GHz의 반송파 주파수에서 대략 6 kHz의 주파수 오차에 대응한다.
본 발명에 따르면, AFC 알고리즘은 연속적인 위상 추정치의 차에 기초를 둔다. AFC 알고리즘은 시스템 요구조건에 따라서 다른 속도로 구현될 수 있다. 예를 들면, AFC 알고리즘은 3개의 다른 모드, 즉 고속, 저속 및 동결 모드로 구현될 수 있다. 고속 모드에서, AFC 알고리즘은 주파수 오차 추정치를 저속 모드의 경우보다 더 고속으로 업데이트한다. 동결 모드에서, AFC 알고리즘은 동결 모드가 끝날 때까 지 최후의 주파수 오차 추정치를 유지한다(즉, 주파수 오차 추정치는 동결 모드 동안에 동일하게 유지된다). 동결 모드는 압축 모드 및 기타의 특수한 경우를 위하여 사용될 수 있다.
3GPP FDD 릴리즈 5에서는 매크로 다이버시티가 지원된다. 따라서, WTRU는 활성 셀 리스트에서 최대 6개의 다른 셀로부터 신호를 수신하여 복조할 수 있다. 본 발명에 따르면, 매크로 다이버시티 처리는 간단한 방법으로 지원된다.
도 1의 수신기(100)에서, AFC 유닛(108)은 임의의 주어진 시간에 단지 하나의 셀만을 처리한다. 셀은 HSDPA 서빙 셀이거나 또는 타이밍 기준 셀이다. 그러나, 이 알고리즘에서 신호 처리 흐름을 변경하지 않고 다른 임의의 셀을 사용하는 것도 가능하다. HSDPA 서빙 셀은 고속 패킷 데이터를 WTRU에 송신하는 셀이고, 타이밍 기준 셀은 WTRU가 음성 통신 등의 다른 모든 서비스를 수신하는 셀이다. 이 셀들은 동일한 셀일 수도 있고 다른 셀일 수도 있다.
만일 HSDPA가 활성이면, AFC 유닛(108)은 HSDPA 서빙 셀로부터의 신호만을 처리한다. 이것은 주파수가 HSDPA 서빙 셀에 동기된다는 것을 의미한다. 만일 HSDPA가 활성이 아니면, AFC 유닛(108)은 타이밍 기준 셀로부터의 신호만을 처리한다. AFC 기준 셀(즉, HSDPA 서빙 셀 또는 타이밍 기준 셀)은 아날로그 라디오(102)의 TCXO(113)가 제어 전압 셀(110)에서 출력된 TCXO 제어 전압 신호(111)에 의해 업데이트된 후 및 새로운 업데이트 처리가 시작되기 전에만 변경될 수 있다.
바람직하게, AFC 유닛(108)은 기준 채널로서 1차 CPICH를 이용하여 수신 신호의 반송파 주파수 오차를 측정한다. 송신기 및 수신기 둘 다에 알려진 시퀀스를 송신하는 임의 유형의 채널도 사용가능하다는 것을 주목하여야 한다. CPICH는 STTD가 온(on)일 때 또는 오프(off)일 때 송신될 수 있다. AFC 유닛(108)은 CPICH에서 송신 다이버시티를 사용하지만, 송신 다이버시티 표시자(indicator)를 필요로 하지는 않는다.
STTD는 알라무티 송신 다이버시티 방법의 실용적 응용이다. 알라무티 송신 다이버시티는 수신기에서의 처리가 매우 간단하기 때문에 매우 인기가 있다. 그러나, 이 처리는 인접 심볼들 간의 주파수 옵셋이 클 때 또는 송신 다이버시티 정보가 알려져 있지 않은 때에는 적용되지 않는다. 본 발명에 따른 AFC 알고리즘은 송신 다이버시티 표시자가 없는 STTD 방식에서 완전한 MRC 이득을 얻는다. 이것은 쿼드러플(quadruple) 처리를 행하고 프레임마다의 최초 심볼과 최종 심볼을 버림으로써 얻어진다. 쿼드러플 처리는 4개의 연속적인 CPICH 심볼로부터 하나의 위상 오차 추정치를 생성하기 위한 처리이다.
도 2는 AFC 유닛(108)과 제어 전압 발생기(110)의 구성을 상세히 나타낸 도 1의 수신기(100)의 블록도이다. 본 발명에 따르면, AFC 유닛(108)은 CPICH 코드 발생기(202), 슬라이딩 윈도우 상관기(204), 위상 벡터 발생기(206) 및 위상 벡터 합성기(208)를 포함하는 AFC 서브유닛(201)을 포함한다. AFC 유닛(108)은 또한 다중 경로 합성기(210), 위상 오차 추정기(212), 평균화 유닛(214) 및 루프 필터(216)를 포함한다.
AFC 유닛(108)에서, AFC 알고리즘은 초기 셀 검사가 종료된 후 연속적으로 수행된다. 기준 셀 식별 신호(252)(즉, HSDPA 서빙 셀 또는 타이밍 기준 셀의 셀 ID)와 프레임 시작 신호(254)는 CPICH 코드 발생기(202)에 입력된다. AFC 유닛(108)은 프레임 시작 신호(254)가 제공된 후에 시동된다. P-CPICH 코드 발생기(202)는 기준 셀의 1차 스크램블링 코드 시퀀스에 기초하여 CPICH 코드 시퀀스(203)를 발생한다. CPICH 코드 발생기(202)는 프레임마다 리셋되고 1×칩 레이트로 동작한다. CPICH 코드 발생기(202)는 STTD가 온이거나 오프이거나에 상관없이 안테나 1에 대응하는 복합 CPICH 코드 시퀀스(203)를 생성한다.
CPICH 코드 시퀀스(203)는 슬라이딩 윈도우 상관기(204)에 입력된다. 슬라이딩 윈도우 상관기(204)는 필터링된 디지털 신호(107)와 CPICH 코드 시퀀스(203) 간의 복합 상관성을 연속 시점에서 연산한다.
각각의 CPICH 심볼에 있어서, 슬라이딩 윈도우 복합 상관성은 바람직하게 가능한 모든 다중 경로 위치마다 수행된다. AFC 유닛(108)은 다수의 연속적인 CPICH 심볼을 처리한다. 예를 들면, 슬라이딩 윈도우 상관기(204), 위상 벡터 발생기(206) 및 위상 벡터 합성기(208)는 매 4개의 CPICH 심볼을 처리하도록 구성될 수 있다(쿼드러플). 이하에서, 본 발명은 예로서 4개의 심볼과 범용 이동통신 서비스(UMTS) 시스템의 경우를 참조하여 설명된다. 그러나, 이하의 설명(특히 수치적인 묘사)은 단지 설명 목적으로만 제공되는 것이고 본 발명을 제한하는 것이 아니며, 다른 수로서 구현될 수도 있다(예를 들면, 임의 수의 심볼들이 위상 오차 신호를 발생하기 위한 기초로서 처리될 수 있다).
UMTS에서, 하나의 프레임은 15개의 타임 슬롯을 포함하고, 각 타임 슬롯은 2,560개의 칩으로 구성되며, CPICH 심볼 시퀀스는 256의 확산 계수(spreading factor)로서 확산된다. 그러므로, 10개의 CPICH 심볼이 각 타임 슬롯에서 송신되고 150개의 심볼이 각 프레임에서 송신된다. 심볼들은 각 프레임의 두번째 심볼로부터 시작하여 취해지는 것이 바람직하지만, 꼭 그렇게 할 필요가 있는 것은 아니다. 각 프레임의 최초 심볼과 최종 심볼은 버려지고, 나머지 148개의 심볼(37개의 쿼드러플을 포함한다)이 한 쿼드러플씩(quadruple by quadruple) 슬라이딩 윈도우 상관기(204)에 의해 처리된다.
도 3은 수신기(100)의 AFC 유닛(108)의 AFC 서브유닛(201)의 블록도이다. 도 3에 도시된 바와 같이, 슬라이딩 윈도우 상관기(204)는 바람직하게 다중 경로 성분의 특수한 위치에 각각 할당된 복수의 벡터 상관기(274)를 포함한다. 각 벡터 상관기(274)는 관련 CPICH 코드 발생기(202)에 의해 발생된 CPICH 코드 시퀀스(203)를 처리한다.
도 3에 도시된 바와 같이, 연속적인 CPICH 심볼들은 Sk, Sk +1, Sk +2 및 Sk +3으로 표시되고, 여기에서 k는 심볼 지표(symbol index)이다. 이 심볼들의 대응하는 복합 상관값은 Ck(m), Ck +1(m), Ck +2(m) 및 Ck +3(m)으로 각각 표시되고, 여기에서 지표 m은 정수(integer) 다중 경로 위치를 표시한다. 복합 상관성은 다음과 같이 표시된다.
Figure 112008000720168-PCT00002
Figure 112008000720168-PCT00003
Figure 112008000720168-PCT00004
Figure 112008000720168-PCT00005
여기에서, k=2,6,10,14.......146이고, m=-5,-4,......,0,1,.....50이며, r(n)은 역확산 입력 시퀀스를 나타내고, p(n-m)은 시간 편이(time-shift)에 대응하는 파일럿 시퀀스를 나타내고, m과 n은 이산 시간 지표를 나타낸다. 수학식 2 내지 수학식 5에서 알 수 있는 바와 같이, 각 심볼마다 각각의 기수 및 우수 시퀀스에 대하여 수행되는 56개의 복합 상관성이 있다.
위상 벡터 발생기(206)는 복소 공액 유닛(276)과 승산기(278)를 포함한다. 복소 공액 유닛(276)은 쿼드러플에서 2개의 심볼 Sk +1과 Sk +3과 같이 2개의 연속적인 심볼 중 하나의 벡터 상관성의 복소 공액(complex conjugate)을 발생한다. 승산기(278)는 Sk의 벡터 상관성을 Sk +1의 벡터 상관성의 복소 공액과 승산하여 위상 벡 터 P1을 발생하고, Sk +2의 벡터 상관성을 Sk +3의 벡터 상관성의 복소 공액과 승산하여 위상 벡터 P2를 발생한다. 위상 벡터 발생기의 입력 레이트는 1/Ts이고 출력 레이트는 1/2Ts이다. 여기에서 Ts는 CPICH 심볼 레이트이다.
위상 벡터 P1과 P2는 2개의 심볼간의 위상차에 대응하는 위상 오차를 고려한다(즉, 256 칩). 위상 벡터 P1과 P2는 다음과 같이 얻어진다.
Figure 112008000720168-PCT00006
Figure 112008000720168-PCT00007
위상 벡터 합성기(208)는 가산기(280)를 포함한다. 가산기(280)는 각 쿼드러플에서 2개의 위상 벡터 P1과 P2를 가산한다. 그러므로, 각 쿼드러플에 있어서, 하나의 합성된 위상 벡터는 다음과 같이 발생된다.
Figure 112008000720168-PCT00008
위상 벡터 합성기의 입력 레이트는 1/2Ts이고 출력 레이트는 1/4Ts이다. 송신 다이버시티가 온일 때, 이 동작은 2개의 안테나로부터의 동상(in-phase) 성분과 이상(out-of-phase) 성분을 합산한 것에 대응한다. 만일 송신 다이버시티가 없으면, 이것은 단일 안테나에 대응하는 2개의 연속적인 위상 벡터를 합산한 것에 대응한다.
어느 경우이든, 상기 수학식들은 완전한 처리 이득을 발생한다. 이것은 송신 다이버시티가 있을 때 MRC처럼 수행하고, 송신 다이버시티가 없을 때 쿼드러플 처리에 기인하는 손실이 없음을 의미한다. 이것은 송신 다이버시티 표시자없이(송신 다이버시티가 온이거나 오프이거나에 상관없이) 달성된다.
각각의 쿼드러플(즉, 4개의 연속적인 심볼)에 대하여, 이 동작(즉, 상관, 위상 벡터 발생 및 위상 벡터 합성)이 반복된다.
도 2를 참조하면, 다중경로 합성기(210)는 기수 시퀀스와 우수 시퀀스 둘 다에 대해서 상이한 다중경로 위치에 대응하는 합성 위상 벡터들을 합성한다. 다중경로 합성기(210)의 목적은 약한 다중경로 성분들을 제거하고 강한 다중경로 성분들만을 합성하는 것이다. 합성 위상 벡터들은 모두 크기(magnitude)면에서 임계치와 비교되고, 임계치보다 더 큰 크기를 가진 합성 위상 벡터들만이 합성되며 나머지는 버려진다. 임계치는 최강의 합성 위상 벡터에 기초하여 규정될 수 있다. 모든 경로들 중에서 최강의 경로(Pmax)는 다음과 같이 정의된다.
Figure 112008000720168-PCT00009
여기에서 m은 -5,-4,-3,-2,-1,0,1,2,......50이다. 최대치는 심볼 레이트의 1/4인 레이트(1/4Ts)에서 발견된다. 임계치는 배율(scale factor)을 최대치에 승산함으로써 다음과 같이 정의될 수 있다.
m ∈ M ⇔ |Pm| ≥ (afc_path_thresh)×|Pmax|
크기는 다음과 같은 근사식을 이용하여 계산될 수 있다.
absapprox{z} = max(|Re{z}|,|Im{z}|)+1/2 min(|Re{z}|,|Im{z}|)
다중경로 합성 벡터(P)는 다음과 같이 임계치 이상의 모든 위상 벡터의 단순한 코히어런트 합산(coherent addition)이다.
Figure 112008000720168-PCT00010
합성기의 입력 및 출력 레이트는 1/4Ts이다.
위상 오차 추정기(212)는 합성 위상 벡터(P)의 위상각을 계산한다. 위상 벡터의 위상각은 그 인수(argument)의 역 탄젠트와 같다. 개략적인 근사식은 위상 오차에 대해서 사용될 수 있다. 이 근사식은 적은 위상각에 대해서만 정확한 결과를 생성한다. 그러나, 이것은 그 정확도가 실제로 문제가 되는 때뿐이다. 위상 오차(Δθ)는 다음과 같이 주어진다.
Figure 112008000720168-PCT00011
위상 오차 추정기(212)의 입력 및 출력 레이트는 1/4Ts이다.
추정된 위상 오차는 루프 필터(216)로 전달되기 전에 다수의 프레임에 대하여 평균화 유닛(214)에 의해 평균화된다. 평균화는 다음과 같다.
Figure 112008000720168-PCT00012
평균화 시간은 AFC 모드에 의존한다. 예를 들면, 고속 모드에서, 평균화 시간은 74 쿼드러플에 대응하는 2개의 프레임일 수 있다(즉, Mav=74). 저속 모드에서, 평균화 시간은 740 쿼드러플에 대응하는 20개의 프레임일 수 있다(즉, Mav=740).
평균화 기간이 종료된 후, 평균 위상 오차는 다음 평균화 기간 전에 리셋된다. 평균화 유닛(214)에 대한 입력 레이트는 1/4Ts이고, 출력 레이트는 매 2개의 프레임이거나 매 20개의 프레임이다.
루프 필터(216)는 도 4에 도시된 바와 같이 가중 적분기이다. 평균화 유닛(214)으로부터의 출력(215)은 계수 β(282)와 승산되고 가산기(284) 및 지연 유닛(286)에 의해 적분된다. 루프 필터(216)의 출력은 다음과 같이 될 수 있다.
Figure 112008000720168-PCT00013
루프 필터(216)의 입력 및 출력 레이트는 동일하고, AFC 동작 모드에 따라서 매 2개의 프레임 또는 매 20개의 프레임이다.
다시 도 2를 참조하면, 제어 전압 발생기(110)는 제어 전압 연산 유닛(218)과 디지털-아날로그 변환기(DAC)(220)를 포함한다. 추정된 위상 오차 신호(109)는 루프 필터(216)로부터 출력되고 할당된 수신기의 반송파 주파수(256)는 제어 전압 연산 유닛(218)에 입력된다. 제어 전압 연산 유닛(218)은 주파수 보정값을 계산한다. 주파수 보정값(219)은 위상 오차를 연속적인 2개의 심볼들 간의 지속 시간(time duration)으로 단순히 나눈 값이다. 그러므로, 주파수 보정값(219)은 다음과 같이 연산된다.
Figure 112008000720168-PCT00014
여기에서 Ts는 심볼 지속기간(symbol duration)이다. 주파수 보정값(219)은 그 다음에 디지털-아날로그 변환기(DAC) 단계 길이로 변환되고, 이것은 TCXO 제어 전압 신호(111)로 된다. 예를 들면, DAC(220)는 12 비트의 해상도 및 그에 따라 4096개의 레벨을 가질 수 있다. TCXO의 대략적인 동적 범위는 ±16 kHz에 대응하는 ±8 ppm 또는 2 GHz의 반송파 주파수에 대하여 총 32 kHz이고, 디지털-아날로그 변 환기(DAC) 단계 사이즈(δ)는 32000/4096 = 7.81 Hz와 동일하다. TCXO 제어 전압 신호(111)는 하기 식에 의해 간단히 구해진다.
Figure 112008000720168-PCT00015
여기에서 λ는 수학식 1에서 보인 것처럼 TCXO 제어 곡선의 기울기이다. 수학식 1에서는 λ=1이라고 가정하였다. 그러나, λ는 사용되는 물리적 TCXO(113)에 의해 결정된 값을 가질 수 있다. λ의 값은 총 루프 이득에 포함되어야 한다. 그러므로,
Figure 112008000720168-PCT00016
에 대한 실용적 평균값이 사용되는 특수 TCXO(113)에 의해 결정된 후에, 루프 필터 계수()가 다음과 같이 조정되어야 한다.
Figure 112008000720168-PCT00018
TCXO 제어 전압 신호(111)는 아날로그 라디오(102)의 TCXO(113)에 인가된다(예를 들면, 고속 동작 모드 또는 저속 동작 모드에 따라서 각각 매 2개 또는 매 20개의 프레임마다).
실시예
1. 파일럿 심볼이 파일럿 채널을 통하여 송신되는 무선 통신 시스템에서 수신기의 국부 발진기의 주파수를 자동으로 보정하는 방법.
2. 실시예 1의 방법의 방법으로서, 수신된 RF 신호를 국부 발진기- 국부 발 진기의 주파수는 제어 전압 신호에 의해 제어됨 -에 의해 발생된 신호를 이용하여 기저대역 신호로 변환하는 단계를 포함한다.
3. 실시예 1 및 2 중 어느 하나의 방법으로서, 기저대역 신호의 샘플들을 발생하는 단계를 포함한다.
4. 실시예 3의 방법으로서, 대응하는 파일럿 코드 시퀀스로 미리 정해진 수의 연속적인 파일럿 심볼들에 대응하는 샘플들을 처리함으로써 위상 오차 신호를 발생하는 단계를 더 포함한다.
5. 실시예 4의 방법으로서, 위상 오차 신호에 기초하여 제어 전압 신호를 발생하는 단계를 더 포함한다.
6. 실시예 4 및 5 중 어느 하나의 방법으로서, 위상 오차 신호가 N개의 파일럿 코드 시퀀스 발생기에 의해 N개의 연속적인 파일럿 심볼에 대응하는 파일럿 코드 시퀀스를 발생하는 단계에 의해 발생된다.
7. 실시예 6의 방법으로서, N개의 슬라이딩 윈도우 상관기에 의해 N개의 연속적인 파일럿 심볼 각각에 대한 파일럿 코드 시퀀스 및 샘플들의 복합 상관성을 발생하는 단계를 더 포함한다.
8. 실시예 7의 방법으로서, 복수의 위상 벡터 발생기에 의해 2개의 연속적인 파일럿 심볼들 간의 위상 벡터를 발생하는 단계를 더 포함한다.
9. 실시예 8의 방법으로서, 복수의 위상 벡터 발생기에 의해 발생된 위상 벡터들을 합성함으로써 합성 위상 벡터를 발생하는 단계를 더 포함한다.
10. 실시예 9의 방법으로서, 합성 위상 벡터에 기초하여 위상 오차 신호를 발생하는 단계를 더 포함한다.
11. 실시예 3 내지 10 중 어느 하나의 방법으로서, 위상 오차 신호를 평균화하고 평균화한 위상 오차 신호를 누산하는 단계를 더 포함한다.
12. 실시예 5 내지 11 중 어느 하나의 방법으로서, 제어 전압이 위상 오차로부터 주파수 보정값을 발생하는 단계에 의해 발생된다.
13. 실시예 12의 방법으로서, DAC에 의해 주파수 보정값을 대응하는 아날로그 값으로 변환함으로써 제어 전압 신호를 발생하는 단계를 더 포함한다.
14. 실시예 1 내지 13 중 어느 하나의 방법으로서, 파일럿 코드 시퀀스가 AFC 기준 셀에 대응하여 발생된다.
15. 실시예 14의 방법으로서, AFC 기준 셀은 HSDPA 서비스가 활성일 때 HSDPA 서빙 셀이다.
16. 실시예 14의 방법으로서, AFC 기준 셀은 HSDPA 서비스가 활성이 아닌 때 타이밍 기준 셀이다.
17. 실시예 1 내지 16 중 어느 하나의 방법으로서, 파일럿 심볼의 송신시에 STTD가 이용된다.
18. 실시예 17의 방법으로서, 송신 다이버시티 표시를 수신하지 않고 MRC가 달성된다.
19. 실시예 17의 방법으로서, 알라무티 송신 다이버시티에 의해 STTD가 구현된다.
20. 실시예 1 내지 19 중 어느 하나의 방법으로서, 파일럿 코드 시퀀스는 CPICH 코드 시퀀스이다.
21. 실시예 4 내지 20 중 어느 하나의 방법으로서, 매 4개의 연속적인 파일럿 심볼에 대응하는 샘플들을 처리하여 위상 오차 신호를 발생한다.
22. 파일럿 심볼이 파일럿 채널을 통하여 송신되는 무선 통신 시스템에서 국부 발진기의 주파수 오차를 자동으로 보정하도록 구성된 수신기.
23. 실시예 22의 수신기로서, 수신된 RF 신호를 국부 발진기- 국부 발진기의 주파수는 제어 전압 신호에 의해 제어됨 -에 의해 발생된 신호를 이용하여 기저대역 신호로 변환하는 아날로그 라디오를 포함한다.
24. 실시예 22 및 23 중 어느 하나의 수신기로서, 기저대역 신호의 샘플들을 발생하는 ADC를 포함한다.
25. 실시예 24의 수신기로서, 대응하는 파일럿 코드 시퀀스로 미리 정해진 수의 연속적인 파일럿 심볼들에 대응하는 샘플들을 처리함으로써 위상 오차 신호를 발생하는 AFC 유닛을 포함한다.
26. 실시예 25의 수신기로서, 아날로그 라디오 및 AFC 유닛과 통신하며 위상 오차 신호에 기초하여 제어 전압 신호를 발생하는 제어 전압 발생기를 포함한다.
27. 실시예 25 및 26 중 어느 하나의 수신기로서, AFC 유닛이 N개의 파일럿 코드 시퀀스 발생기를 포함하고, 각각의 파일럿 코드 시퀀스 발생기는 N개의 연속적인 파일럿 심볼에 대응하는 파일럿 코드 시퀀스를 발생한다.
28. 실시예 27의 수신기로서, AFC 유닛이 N개의 슬라이딩 윈도우 상관기를 포함하고, 각각의 슬라이딩 윈도우 상관기는 N개의 연속적인 파일럿 심볼 각각에 대한 파일럿 코드 시퀀스 및 샘플들의 복합 상관성을 발생한다.
29. 실시예 28의 수신기로서, AFC 유닛은 복수의 위상 벡터 발생기를 포함하고, 각각의 위상 벡터 발생기는 2개의 연속적인 파일럿 심볼들 간의 위상 벡터를 발생한다.
30. 실시예 29의 수신기로서, AFC 유닛은 복수의 위상 벡터 발생기에 의해 발생된 위상 벡터들을 합성함으로써 합성 위상 벡터를 발생하는 위상 벡터 합성기를 포함한다.
31. 실시예 30의 수신기로서, AFC 유닛은 합성 위상 벡터에 기초하여 위상 오차 신호를 발생하는 위상 오차 추정기를 포함한다.
32. 실기예 25 내지 31 중 어느 하나의 수신기로서, AFC 유닛은 위상 오차 추정기에 의해 발생된 위상 오차 신호를 평균화하는 평균화 유닛을 더 포함한다.
33. 실시예 32의 수신기로서, AFC 유닛은 평균화한 위상 오차 신호를 누산하는 루프 필터를 포함한다.
34. 실시예 25 내지 33 중 어느 하나의 수신기로서, AFC 유닛은 다중경로 합성기와, N개의 파일럿 코드 시퀀스 발생기, N개의 슬라이딩 윈도우 상관기, 위상 벡터 발생기 및 위상 벡터 합성기로 이루어진 다수의 세트를 포함하고, 각 세트는 복수의 다중 경로 성분 중의 하나에 할당되며, 이것에 의해 다중경로 합성기가 위상 벡터 합성기의 출력들을 합성한다.
35. 실시예 26 내지 34 중 어느 하나의 수신기로서, 제어 전압 발생기는 위상 오차에 기초하여 주파수 보정값을 발생하는 제어 전압 연산 유닛을 포함한다.
36. 실시예 35의 수신기로서, 제어 전압 발생기는 주파수 보정값에 기초하여 제어 전압 신호를 발생하는 DAC를 포함한다.
37. 실시예 27 내지 36 중 어느 하나의 수신기로서, 파일럿 코드 시퀀스 발생기는 각각 AFC 기준 셀에 대응하는 파일럿 코드 시퀀스 신호를 발생한다.
38. 실시예 37의 수신기로서, AFC 기준 셀은 HSDPA 서비스가 활성일 때 HSDPA 서빙 셀이다.
39. 실시예 37의 수신기로서, AFC 기준 셀은 HSDPA 서비스가 활성이 아닌 때 타이밍 기준 셀이다.
40. 실시예 22 내지 39 중 어느 하나의 수신기로서, 파일럿 심볼의 송신시에 STTD가 이용된다.
41. 실시예 22 내지 40의 수신기로서, 송신 다이버시티 표시를 수신하지 않고 MRC가 달성된다.
42. 실시예 41의 수신기로서, 알라무티 송신 다이버시티에 의해 STTD가 구현된다.
43. 실시예 22 내지 42 중 어느 하나의 수신기로서, 파일럿 코드 시퀀스는 CPICH 코드 시퀀스이다.
44. 실시예 27 내지 43 중 어느 하나의 수신기로서, 파일럿 코드 시퀀스 발생기는 각각 프레임 시작 신호가 새로운 프레임의 시작을 표시할 때마다 리셋된다.
45. 실시예 27 내지 44의 수신기로서, 파일럿 코드 시퀀스 발생기는 각각 칩 레이트로 동작한다.
46. 실시예 25 내지 45 중 어느 하나의 수신기로서, 매 4개의 연속적인 파일럿 심볼에 대응하는 샘플들을 처리하여 위상 오차 신호를 발생한다.
47. 파일럿 심볼이 파일럿 채널을 통하여 송신되는 무선 통신 시스템에서 수신기의 국부 발진기의 주파수 오차를 자동으로 보정하도록 구성된 IC.
48. 실시예 47의 IC로서, 수신된 RF 신호를 국부 발진기- 국부 발진기의 주파수는 제어 전압 신호에 의해 제어됨 -에 의해 발생된 신호를 이용하여 기저대역 신호로 변환하는 아날로그 라디오를 포함한다.
49. 실시예 47 및 48 중 어느 하나의 IC로서, 기저대역 신호의 샘플들을 발생하는 ADC를 포함한다.
50. 실시예 49의 수신기로서, 대응하는 파일럿 코드 시퀀스로 미리 정해진 수의 연속적인 파일럿 심볼들에 대응하는 샘플들을 처리함으로써 위상 오차 신호를 발생하는 AFC 유닛을 포함한다.
51. 실시예 50의 수신기로서, 아날로그 라디오 및 AFC 유닛과 통신하며 위상 오차 신호에 기초하여 제어 전압 신호를 발생하는 제어 전압 발생기를 포함한다.
52. 실시예 50 및 51 중 어느 하나의 수신기로서, AFC 유닛이 N개의 파일럿 코드 시퀀스 발생기를 포함하고, 각각의 파일럿 코드 시퀀스 발생기는 N개의 연속적인 파일럿 심볼에 대응하는 파일럿 코드 시퀀스를 발생한다.
53. 실시예 52의 수신기로서, AFC 유닛이 N개의 슬라이딩 윈도우 상관기를 포함하고, 각각의 슬라이딩 윈도우 상관기는 N개의 연속적인 파일럿 심볼 각각에 대한 파일럿 코드 시퀀스 및 샘플들의 복합 상관성을 발생한다.
54. 실시예 53의 수신기로서, AFC 유닛은 복수의 위상 벡터 발생기를 포함하고, 각각의 위상 벡터 발생기는 2개의 연속적인 파일럿 심볼들 간의 위상 벡터를 발생한다.
55. 실시예 54의 수신기로서, AFC 유닛은 복수의 위상 벡터 발생기에 의해 발생된 위상 벡터들을 합성함으로써 합성 위상 벡터를 발생하는 위상 벡터 합성기를 포함한다.
56. 실시예 55의 수신기로서, AFC 유닛은 합성 위상 벡터에 기초하여 위상 오차 신호를 발생하는 위상 오차 추정기를 포함한다.
57. 실기예 50 내지 56 중 어느 하나의 수신기로서, AFC 유닛은 위상 오차 추정기에 의해 발생된 위상 오차 신호를 평균화하는 평균화 유닛을 더 포함한다.
58. 실시예 57의 수신기로서, AFC 유닛은 평균화한 위상 오차 신호를 누산하는 루프 필터를 포함한다.
59. 실시예 50 내지 58 중 어느 하나의 수신기로서, AFC 유닛은 다중경로 합성기와, N개의 파일럿 코드 시퀀스 발생기, N개의 슬라이딩 윈도우 상관기, 위상 벡터 발생기 및 위상 벡터 합성기로 이루어진 다수의 세트를 포함하고, 각 세트는 복수의 다중 경로 성분 중의 하나에 할당되며, 이것에 의해 다중경로 합성기가 위상 벡터 합성기의 출력들을 합성한다.
60. 실시예 51 내지 59 중 어느 하나의 수신기로서, 제어 전압 발생기는 위상 오차에 기초하여 주파수 보정값을 발생하는 제어 전압 연산 유닛을 포함한다.
61. 실시예 60의 수신기로서, 제어 전압 발생기는 주파수 보정값에 기초하여 제어 전압 신호를 발생하는 DAC를 포함한다.
62. 실시예 52 내지 61 중 어느 하나의 수신기로서, 파일럿 코드 시퀀스 발생기는 각각 AFC 기준 셀에 대응하는 파일럿 코드 시퀀스 신호를 발생한다.
63. 실시예 62의 수신기로서, AFC 기준 셀은 HSDPA 서비스가 활성일 때 HSDPA 서빙 셀이다.
64. 실시예 62의 수신기로서, AFC 기준 셀은 HSDPA 서비스가 활성이 아닌 때 타이밍 기준 셀이다.
65. 실시예 47 내지 64 중 어느 하나의 수신기로서, 파일럿 심볼의 송신시에 STTD가 이용된다.
66. 실시예 47 내지 65 중 어느 하나의 수신기로서, 송신 다이버시티 표시를 수신하지 않고 MRC가 달성된다.
67. 실시예 66의 수신기로서, 알라무티 송신 다이버시티에 의해 STTD가 구현된다.
68. 실시예 47 내지 67 중 어느 하나의 수신기로서, 파일럿 코드 시퀀스는 CPICH 코드 시퀀스이다.
69. 실시예 52 내지 68 중 어느 하나의 수신기로서, 파일럿 코드 시퀀스 발생기는 각각 프레임 시작 신호가 새로운 프레임의 시작을 표시할 때마다 리셋된다.
70. 실시예 52 내지 69 중 어느 하나의 수신기로서, 파일럿 코드 시퀀스 발생기는 각각 칩 레이트로 동작한다.
71. 실시예 50 내지 70 중 어느 하나의 수신기로서, 매 4개의 연속적인 파일 럿 심볼에 대응하는 샘플들을 처리하여 위상 오차 신호를 발생한다.
비록 본 발명의 특징 및 요소들이 양호한 실시예에서 특수한 조합으로 설명되었지만, 각 특징 또는 요소는 양호한 실시예의 다른 특징 및 요소들 없이 단독으로 사용될 수도 있고, 또는 본 발명의 다른 특징 및 요소들과 함께 또는 그러한 특징 및 요소들 없이 여러가지 조합으로 사용될 수도 있다.

Claims (42)

  1. 파일럿 심볼이 파일럿 채널을 통하여 송신되는 무선 통신 시스템에서, 수신기의 국부 발진기의 주파수를 자동으로 보정하는 방법으로서,
    (a) 수신된 무선 주파수(RF) 신호를 국부 발진기- 상기 국부 발진기의 주파수는 제어 전압 신호에 의해 제어됨 -에 의해 발생된 신호를 이용하여 기저대역 신호로 변환하는 단계와;
    (b) 상기 기저대역 신호의 샘플들을 발생하는 단계와;
    (c) 대응하는 파일럿 코드 시퀀스로 미리 정해진 수의 연속적인 파일럿 심볼들에 대응하는 샘플들을 처리함으로써 위상 오차 신호를 발생하는 단계와;
    (d) 상기 위상 오차 신호에 기초하여 상기 제어 전압 신호를 발생하는 단계
    를 포함하는 주파수 자동 보정 방법.
  2. 제1항에 있어서, 상기 단계 (c)는,
    N개의 파일럿 코드 시퀀스 발생기에 의해 N개의 연속적인 파일럿 심볼에 대응하는 파일럿 코드 시퀀스를 발생하는 단계와;
    N개의 슬라이딩 윈도우 상관기에 의해 상기 N개의 연속적인 파일럿 심볼 각각에 대한 파일럿 코드 시퀀스 및 샘플들의 복합 상관성을 발생하는 단계와;
    복수의 위상 벡터 발생기에 의해 2개의 연속적인 파일럿 심볼들 간의 위상 벡터를 발생하는 단계와;
    상기 복수의 위상 벡터 발생기에 의해 발생된 위상 벡터들을 합성함으로써 합성 위상 벡터를 발생하는 단계와;
    상기 합성 위상 벡터에 기초하여 상기 위상 오차 신호를 발생하는 단계를 포함하는 것인, 주파수 자동 보정 방법.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 위상 오차 신호를 평균화하는 단계와;
    상기 평균화한 위상 오차 신호를 누산하는 단계
    를 더 포함하는 주파수 자동 보정 방법.
  4. 제2항에 있어서, 상기 단계 (d)는,
    상기 위상 오차로부터 주파수 보정값을 발생하는 단계와;
    디지털-아날로그 변환기(DAC)에 의해 주파수 보정값을 대응하는 아날로그 값으로 변환함으로써 상기 제어 전압 신호를 발생하는 단계를 포함하는 것인, 주파수 자동 보정 방법.
  5. 제1항에 있어서, 상기 파일럿 코드 시퀀스는 자동 주파수 보정(AFC) 기준 셀에 대응하여 발생되는 것인, 주파수 자동 보정 방법.
  6. 제5항에 있어서, 상기 AFC 기준 셀은 고속 다운링크 패킷 액세스(HSDPA) 서 비스가 활성인 때 HSDPA 서빙 셀인 것인, 주파수 자동 보정 방법.
  7. 제5항에 있어서, 상기 AFC 기준 셀은 고속 다운링크 패킷 액세스(HSDPA) 서비스가 활성이 아닌 때 타이밍 기준 셀인 것인, 주파수 자동 보정 방법.
  8. 제1항에 있어서, 상기 파일럿 심볼의 송신시에 시공간 송신 다이버시티(STTD)를 이용하는 것인, 주파수 자동 보정 방법.
  9. 제8항에 있어서, 송신 다이버시티 표시를 수신하지 않고 최대 비율 합성(MRC)이 달성되는 것인, 주파수 자동 보정 방법.
  10. 제8항에 있어서, 상기 STTD는 알라무티 송신 다이버시티에 의해 구현되는 것인, 주파수 자동 보정 방법.
  11. 제1항에 있어서, 상기 파일럿 코드 시퀀스는 1차 공통 파일럿 채널(CPICH) 코드 시퀀스인 것인, 주파수 자동 보정 방법.
  12. 제1항에 있어서, 매 4개의 연속적인 파일럿 심볼에 대응하는 샘플들을 처리하여 상기 위상 오차 신호를 발생하는 것인, 주파수 자동 보정 방법.
  13. 파일럿 심볼이 파일럿 채널을 통하여 송신되는 무선 통신 시스템에서, 수신기의 국부 발진기의 주파수 오차를 자동으로 보정하도록 구성된 수신기로서,
    수신된 무선 주파수(RF) 신호를 국부 발진기- 상기 국부 발진기의 주파수는 제어 전압 신호에 의해 제어됨 -에 의해 발생된 신호를 이용하여 기저대역 신호로 변환하는 아날로그 라디오와;
    상기 기저대역 신호의 샘플들을 발생하는 아날로그-디지털 변환기(ADC)와;
    대응하는 파일럿 코드 시퀀스로 미리 정해진 수의 연속적인 파일럿 심볼들에 대응하는 샘플들을 처리함으로써 위상 오차 신호를 발생하는 자동 주파수 보정(AFC) 유닛과;
    상기 아날로그 라디오 및 상기 AFC 유닛과 통신하며 상기 위상 오차 신호에 기초하여 상기 제어 전압 신호를 발생하는 제어 전압 발생기
    를 포함하는 수신기.
  14. 제13항에 있어서, 상기 AFC 유닛은,
    N개의 연속적인 파일럿 심볼에 대응하는 파일럿 코드 시퀀스를 각각 발생하는 N개의 파일럿 코드 시퀀스 발생기와;
    상기 N개의 연속적인 파일럿 심볼 각각에 대한 파일럿 코드 시퀀스 및 샘플들의 복합 상관성을 각각 발생하는 N개의 슬라이딩 윈도우 상관기와;
    2개의 연속적인 파일럿 심볼들 간의 위상 벡터를 각각 발생하는 복수의 위상 벡터 발생기와;
    상기 복수의 위상 벡터 발생기에 의해 발생된 위상 벡터들을 합성함으로써 합성 위상 벡터를 발생하는 위상 벡터 합성기와;
    상기 합성 위상 벡터에 기초하여 상기 위상 오차 신호를 발생하는 위상 오차 추정기를 포함하는 것인, 수신기.
  15. 제14항에 있어서, 상기 AFC 유닛은,
    상기 위상 오차 추정기에 의해 발생된 상기 위상 오차 신호를 평균화하는 평균화 유닛과;
    상기 평균화한 위상 오차 신호를 누산하는 루프 필터를 더 포함하는 것인, 수신기.
  16. 제14항에 있어서, 상기 AFC 유닛은 다중경로 합성기와, N개의 파일럿 코드 시퀀스 발생기, N개의 슬라이딩 윈도우 상관기, 위상 벡터 발생기 및 위상 벡터 합성기로 이루어진 다수의 세트를 포함하고, 각 세트는 복수의 다중 경로 성분 중의 하나에 할당되며, 이것에 의해 상기 다중경로 합성기가 상기 위상 벡터 합성기의 출력들을 합성하는 것인, 수신기.
  17. 제14항에 있어서, 상기 제어 전압 발생기는,
    상기 위상 오차에 기초하여 주파수 보정값을 발생하는 제어 전압 연산 유닛과;
    상기 주파수 보정값에 기초하여 상기 제어 전압 신호를 발생하는 디지털-아날로그 변환기(DAC)를 포함하는 것인 수신기.
  18. 제14항에 있어서, 상기 파일럿 코드 시퀀스 발생기는 각각 AFC 기준 셀에 대응하는 상기 파일럿 코드 시퀀스 신호를 발생하는 것인 수신기.
  19. 제18항에 있어서, 상기 AFC 기준 셀은 고속 다운링크 패킷 액세스(HSDPA) 서비스가 활성인 때 HSDPA 서빙 셀인 것인, 수신기.
  20. 제18항에 있어서, 상기 AFC 기준 셀은 고속 다운링크 패킷 액세스(HSDPA) 서비스가 활성이 아닌 때 타이밍 기준 셀인 것인, 수신기.
  21. 제13항에 있어서, 상기 파일럿 심볼의 송신시에 시공간 송신 다이버시티(STTD)를 이용하는 것인, 수신기.
  22. 제21항에 있어서, 송신 다이버시티 표시를 수신하지 않고 최대 비율 합성(MRC)이 달성되는 것인, 수신기.
  23. 제21항에 있어서, 상기 STTD는 알라무티 송신 다이버시티에 의해 구현되는 것인, 수신기.
  24. 제14항에 있어서, 상기 파일럿 코드 시퀀스는 1차 공통 파일럿 채널(CPICH) 코드 시퀀스인 것인, 수신기.
  25. 제14항에 있어서, 상기 파일럿 코드 시퀀스 발생기는 각각 프레임 시작 신호가 새로운 프레임의 시작을 표시할 때마다 리셋되는 것인, 수신기.
  26. 제14항에 있어서, 상기 파일럿 코드 시퀀스 발생기는 각각 칩 레이트로 동작하는 것인, 수신기.
  27. 제13항에 있어서, 매 4개의 연속적인 파일럿 심볼에 대응하는 샘플들을 처리하여 상기 위상 오차 신호를 발생하는 것인, 수신기.
  28. 파일럿 심볼이 파일럿 채널을 통하여 송신되는 무선 통신 시스템에서, 수신기의 국부 발진기의 주파수 오차를 자동으로 보정하도록 구성된 집적 회로(IC)로서,
    수신된 무선 주파수(RF) 신호를 국부 발진기- 상기 국부 발진기의 주파수는 제어 전압 신호에 의해 제어됨 -에 의해 발생된 신호를 이용하여 기저대역 신호로 변환하는 아날로그 라디오와;
    상기 기저대역 신호의 샘플들을 발생하는 아날로그-디지털 변환기(ADC)와;
    대응하는 파일럿 코드 시퀀스로 미리 정해진 수의 연속적인 파일럿 심볼들에 대응하는 샘플들을 처리함으로써 위상 오차 신호를 발생하는 자동 주파수 보정(AFC) 유닛과;
    상기 아날로그 라디오 및 상기 AFC 유닛과 통신하며 상기 위상 오차 신호에 기초하여 상기 제어 전압 신호를 발생하는 제어 전압 발생기
    를 포함하는 집적 회로.
  29. 제28항에 있어서, 상기 AFC 유닛은,
    N개의 연속적인 파일럿 심볼에 대응하는 파일럿 코드 시퀀스를 각각 발생하는 N개의 파일럿 코드 시퀀스 발생기와;
    상기 N개의 연속적인 파일럿 심볼 각각에 대한 파일럿 코드 시퀀스 및 샘플들의 복합 상관성을 각각 발생하는 N개의 슬라이딩 윈도우 상관기와;
    2개의 연속적인 파일럿 심볼들 간의 위상 벡터를 각각 발생하는 복수의 위상 벡터 발생기와;
    상기 복수의 위상 벡터 발생기에 의해 발생된 위상 벡터들을 합성함으로써 합성 위상 벡터를 발생하는 위상 벡터 합성기와;
    상기 합성 위상 벡터에 기초하여 상기 위상 오차 신호를 발생하는 위상 오차 추정기를 포함하는 것인, 집적 회로.
  30. 제29항에 있어서, 상기 AFC 유닛은,
    상기 위상 오차 추정기에 의해 발생된 상기 위상 오차 신호를 평균화하는 평균화 유닛과;
    상기 평균화한 위상 오차 신호를 누산하는 루프 필터를 더 포함하는 것인, 집적 회로.
  31. 제29항에 있어서, 상기 AFC 유닛은 다중경로 합성기와, N개의 파일럿 코드 시퀀스 발생기, N개의 슬라이딩 윈도우 상관기, 위상 벡터 발생기 및 위상 벡터 합성기로 이루어진 다수의 세트를 포함하고, 각 세트는 복수의 다중 경로 성분 중의 하나에 할당되며, 이것에 의해 상기 다중경로 합성기가 상기 위상 벡터 합성기의 출력들을 합성하는 것인, 집적 회로.
  32. 제29항에 있어서, 상기 제어 전압 발생기는,
    상기 위상 오차에 기초하여 주파수 보정값을 발생하는 제어 전압 연산 유닛과;
    상기 주파수 보정값에 기초하여 상기 제어 전압 신호를 발생하는 디지털-아날로그 변환기(DAC)를 포함하는 것인, 집적 회로.
  33. 제29항에 있어서, 상기 파일럿 코드 시퀀스 발생기는 각각 AFC 기준 셀에 대응하는 상기 파일럿 코드 시퀀스 신호를 발생하는 것인, 집적 회로.
  34. 제33항에 있어서, 상기 AFC 기준 셀은 고속 다운링크 패킷 액세스(HSDPA) 서비스가 활성인 때 HSDPA 서빙 셀인 것인, 집적 회로.
  35. 제33항에 있어서, 상기 AFC 기준 셀은 고속 다운링크 패킷 액세스(HSDPA) 서비스가 활성이 아닌 때 타이밍 기준 셀인 것인, 집적 회로.
  36. 제28항에 있어서, 상기 파일럿 심볼의 송신시에 시공간 송신 다이버시티(STTD)를 이용하는 것인, 집적 회로.
  37. 제36항에 있어서, 송신 다이버시티 표시를 수신하지 않고 최대 비율 합성(MRC)이 달성되는 것인, 집적 회로.
  38. 제36항에 있어서, 상기 STTD는 알라무티 송신 다이버시티에 의해 구현되는 것인, 집적 회로.
  39. 제29항에 있어서, 상기 파일럿 코드 시퀀스는 1차 공통 파일럿 채널(CPICH) 코드 시퀀스인 것인, 집적 회로.
  40. 제29항에 있어서, 상기 파일럿 코드 시퀀스 발생기는 각각 프레임 시작 신호가 새로운 프레임의 시작을 표시할 때마다 리셋되는 것인, 집적 회로.
  41. 제29항에 있어서, 상기 파일럿 코드 시퀀스 발생기는 각각 칩 레이트로 동작하는 것인, 집적 회로.
  42. 제28항에 있어서, 매 4개의 연속적인 파일럿 심볼에 대응하는 샘플들을 처리하여 상기 위상 오차 신호를 발생하는 것인, 집적 회로.
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Families Citing this family (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2453696B1 (en) * 2001-11-26 2017-04-26 Intellectual Ventures I LLC Mac Layer Inverse Multiplexing in a Third Generation Ran
JP4699843B2 (ja) * 2005-09-15 2011-06-15 富士通株式会社 移動通信システム、並びに移動通信システムにおいて使用される基地局装置および移動局装置
US7912117B2 (en) * 2006-09-28 2011-03-22 Tektronix, Inc. Transport delay and jitter measurements
KR100758873B1 (ko) * 2005-12-30 2007-09-19 포스데이타 주식회사 무선통신 시스템의 주파수 오프셋 추정 장치 및 방법
US8149902B1 (en) * 2007-09-13 2012-04-03 Maxim Integrated Products, Inc. Methods to relax the second order intercept point of transceivers
WO2010125388A1 (en) * 2009-04-29 2010-11-04 St-Ericsson Sa Temperature compensation in a telecommunications device
JP5423505B2 (ja) * 2010-03-17 2014-02-19 富士通株式会社 無線基地局及び通信方法
US9071327B2 (en) * 2012-11-27 2015-06-30 Gilat Satellite Networks Ltd. Efficient frequency estimation
US9793879B2 (en) * 2014-09-17 2017-10-17 Avnera Corporation Rate convertor
KR101793731B1 (ko) 2016-04-28 2017-11-06 (주)주니코리아 신호에 기초하여 동기를 수행하는 기지국 및 그 동작 방법
KR102633143B1 (ko) * 2016-12-23 2024-02-02 삼성전자주식회사 무선 채널 분류를 기초로 디지털 루프 필터 이득을 조절하는 자동 주파수 제어기, 상기 자동 주파수 제어기를 포함하는 무선 통신 장치, 자동 주파수 제어 방법 및 무선 통신 방법
US20230164035A1 (en) * 2021-11-23 2023-05-25 International Business Machines Corporation Identifying persistent anomalies for failure prediction

Family Cites Families (53)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4630283A (en) * 1985-07-17 1986-12-16 Rca Corporation Fast acquisition burst mode spread spectrum communications system with pilot carrier
US5287388A (en) * 1991-06-25 1994-02-15 Kabushiki Kaisha Toshiba Frequency offset removal method and apparatus
JP2672769B2 (ja) * 1992-06-29 1997-11-05 三菱電機株式会社 スペクトル拡散受信機
US5579338A (en) * 1992-06-29 1996-11-26 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha Spread spectrum receiver using partial correlations
US5361276A (en) * 1993-09-13 1994-11-01 At&T Bell Laboratories All digital maximum likelihood based spread spectrum receiver
US5729570A (en) * 1994-12-08 1998-03-17 Stanford Telecommunications, Inc. Orthogonal code division multiple access communication system having multicarrier modulation
JP2705613B2 (ja) * 1995-01-31 1998-01-28 日本電気株式会社 周波数オフセット補正装置
SE514986C2 (sv) * 1995-03-01 2001-05-28 Telia Ab Metod och anordning för synkronisering vid OFDM-system
JP3200547B2 (ja) 1995-09-11 2001-08-20 株式会社日立製作所 Ｃｄｍａ方式移動通信システム
JP3719287B2 (ja) * 1996-04-16 2005-11-24 ソニー株式会社 受信装置、受信方法および通信システム
US6101168A (en) * 1997-11-13 2000-08-08 Qualcomm Inc. Method and apparatus for time efficient retransmission using symbol accumulation
JP3031355B1 (ja) * 1998-10-01 2000-04-10 日本電気株式会社 移動局および移動局におけるａｆｃ制御方法
JP3397238B2 (ja) * 1998-10-01 2003-04-14 日本電気株式会社 移動局および移動局におけるａｆｃ制御方法
US6625197B1 (en) * 1998-10-27 2003-09-23 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for multipath demodulation in a code division multiple access communication system
US6421371B1 (en) * 1998-11-17 2002-07-16 Ericsson Inc. Modulation sequence synchronization methods and apparatus employing partial sequence correlation
US6278725B1 (en) * 1998-12-18 2001-08-21 Philips Electronics North America Corporation Automatic frequency control loop multipath combiner for a rake receiver
JP3058870B1 (ja) 1999-02-05 2000-07-04 株式会社次世代デジタルテレビジョン放送システム研究所 Ａｆｃ回路
US6891815B1 (en) * 1999-03-15 2005-05-10 Young-Joon Song Pilot signals for synchronization and/or channel estimation
JP3304914B2 (ja) * 1999-03-31 2002-07-22 日本電気株式会社 周波数補正方法
JP3859903B2 (ja) * 1999-06-10 2006-12-20 三菱電機株式会社 周波数誤差推定装置およびその方法
JP3329383B2 (ja) * 1999-06-23 2002-09-30 日本電気株式会社 逆拡散器とタイミング検出装置とチャネル推定装置および周波数誤差測定方法とａｆｃ制御方法
JP2001016135A (ja) * 1999-06-29 2001-01-19 Nec Corp 自動周波数制御方法と自動周波数制御方式とｃｄｍａ受信機
JP2001177436A (ja) * 1999-12-15 2001-06-29 Nec Corp 移動通信システムにおけるａｆｃ制御装置及びその方法並びにそれを使用した移動通信機
KR100348259B1 (ko) * 1999-12-21 2002-08-09 엘지전자 주식회사 잔류측파대 수신기
AU2466001A (en) * 1999-12-30 2001-07-16 Morphics Technology, Inc. A configurable all-digital coherent demodulator system for spread spectrum applications
JP3846546B2 (ja) * 2000-08-29 2006-11-15 日本電気株式会社 周波数オフセット推定器
JP3360069B2 (ja) * 2000-08-30 2002-12-24 株式会社東芝 自動周波数制御回路
DE10043743A1 (de) * 2000-09-05 2002-03-14 Infineon Technologies Ag Automatische Frequenzkorrektur für Mobilfunkempfänger
JP2002152082A (ja) * 2000-11-07 2002-05-24 Mitsubishi Electric Corp 自動周波数制御装置およびスペクトル拡散受信装置
CN1141815C (zh) * 2000-12-18 2004-03-10 信息产业部电信传输研究所 一种码分多址多径衰落信道的频率自动校正装置
CN1120591C (zh) * 2000-12-18 2003-09-03 信息产业部电信传输研究所 直接扩频/码分多址综合扩频相干接收装置
JP2002190765A (ja) * 2000-12-20 2002-07-05 Nec Corp 移動端末の周波数制御方式
US6704555B2 (en) * 2001-01-09 2004-03-09 Qualcomm, Incorporated Apparatus and method for calibrating local oscillation frequency in wireless communications
US6633616B2 (en) * 2001-02-21 2003-10-14 Magis Networks, Inc. OFDM pilot tone tracking for wireless LAN
US7088955B2 (en) * 2001-07-16 2006-08-08 Qualcomm Inc. Method and apparatus for acquiring and tracking pilots in a CDMA communication system
JP4119696B2 (ja) * 2001-08-10 2008-07-16 松下電器産業株式会社 送信装置、受信装置及び無線通信方法
US7076008B2 (en) * 2001-11-02 2006-07-11 Texas Instruments Incorporated Method and apparatus for estimating and correcting gain and phase imbalance in a code division multiple access system
US7099642B2 (en) * 2001-11-09 2006-08-29 Qualcomm, Incorporated Method and apparatus for matching receiver carrier frequency
US7058116B2 (en) * 2002-01-25 2006-06-06 Intel Corporation Receiver architecture for CDMA receiver downlink
GB2384665B (en) * 2002-01-25 2004-11-17 Toshiba Res Europ Ltd Reciever processing systems
US6738608B2 (en) * 2002-02-12 2004-05-18 Qualcomm Incorporated Frequency-timing control loop for wireless communication systems
US7050485B2 (en) 2002-05-07 2006-05-23 Koninklijke Philips Electronics N.V. Iterative CDMA phase and frequency acquisition
US6741665B2 (en) * 2002-06-20 2004-05-25 Nokia Corporation Method and apparatus providing an amplitude independent automatic frequency control circuit
JP4012444B2 (ja) * 2002-08-06 2007-11-21 松下電器産業株式会社 遅延プロファイル作成方法および遅延プロファイル作成装置
SG121741A1 (en) * 2002-10-30 2006-05-26 Stmicooelectronics Asia Pacifi Method and apparatus for a control signal generating circuit
US7203254B2 (en) * 2003-03-25 2007-04-10 Motorola, Inc. Method and system for synchronizing in a frequency shift keying receiver
US7369633B2 (en) * 2003-06-13 2008-05-06 The Directv Group, Inc. Method and apparatus for providing carrier synchronization in digital broadcast and interactive systems
SG119197A1 (en) * 2003-08-26 2006-02-28 St Microelectronics Asia A method and system for frequency offset estimation
JP2005086336A (ja) 2003-09-05 2005-03-31 Matsushita Electric Ind Co Ltd 自動周波数制御装置
US7058378B2 (en) * 2003-11-18 2006-06-06 Interdigital Technology Corporation Method and apparatus for automatic frequency correction of a local oscilator with an error signal derived from an angle value of the conjugate product and sum of block correlator outputs
KR100592902B1 (ko) * 2003-12-27 2006-06-23 한국전자통신연구원 적응형 주파수 제어 장치 및 그 방법
JP4514616B2 (ja) * 2005-02-01 2010-07-28 富士通セミコンダクター株式会社 周波数同期または位相同期を自動確立する無線受信装置
US7606295B2 (en) * 2005-02-24 2009-10-20 Interdigital Technology Corporation Generalized rake receiver for wireless communication

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