CN101931432A - Cdma通信系统中基于分集发送导频执行频率追踪的方法和装置 - Google Patents

Abstract

根据一个或多个发射导频获取和追踪接收信号的技术。一方面，频率追踪环路被提供并且支持几种环路模式(例如，获取和追踪模式)。每种环路模式可以分别与各自的频率检测器和环路中元素集合的值集合相关。另一方面，几个频率检测器被提供用于得到下变换(例如，从射频至基带)中的频率误差估计。在一设计中，根据经恢复的导频码元获得频率误差的最大似然估计。在另一设计中，根据每个发射信号的频率误差估计获得多径的频率误差估计。

Description

CDMA通信系统中基于分集发送导频执行频率追踪的方法和装置

本申请是申请日为2002年8月29日申请号为第02822239.3号发明名称为“CDMA通信系统中基于分集发送导频执行频率追踪的方法和装置”的中国专利申请的分案申请。

背景

领域

本发明一般涉及数据通信，更具体地讲，本发明涉及无线通信系统中用于根据分集发送导频执行接收信号实体(instance)的频率追踪的技术。

背景

无线通信系统被广泛用来提供多种类型的通信，包括语音和分组数据业务。这些系统可以基于码分多址(CDMA)、时分多址(TDMA)、或者一些其他多址接入技术。CDMA系统可以提供某些优于其他类型系统的特性，包括增大的系统容量。CDMA系统通常被设计得符合一个或多个标准，如IS-95、cdma2000、以及W-CDMA标准，这些标准在本领域中都已知并且通过引用被结合于此。

在一CDMA系统中，导频经常被从一发射机单元(例如，基站)发送至一接收机单元(例如，终端)，以辅助接收机单元执行一些功能。导频可以在接收机单元被使用以执行发射机单元的时间和频率同步、通信信道的质量估计、数据传输的相关解调、以及其他可能的功能。导频通常根据一已知的码元模式(例如，全A值码元序列)产生，并且使用一已知的信号处理机制(例如，使用某种信道编码信道化以及使用一已知的扰码序列扰码)。

W-CDMA标准支持来自基站的通过一个或两个天线的下行链路数据传输。发射分集(即，通过两个天线数据传输)可以用来防止诸如衰落和多径的有害路径影响。在W-CDMA标准支持的“空时块编码发射天线分集”(STTD)模式中，根据两种不同的导频码元模式产生的两个导频从两个基站天线被发射。

在终端，雷克接收机经常用来恢复发射的导频和其他话务。从每个基站天线发射的信号可以在终端通过多个信号路径被接收，并且足够强度的接收信号中的每个信号实体(或者多径)可以被分配给雷克接收机的各个指处理器并由它们处理。如果发射分集在基站被使用，则每个被分配的多径包括每个发射信号的信号分量，每个信号分量具有由基站天线和终端之间的多径信道响应确定并表示的相应幅度和相位。每个指处理器处理分配的多径，作为基站处处理的补充，以恢复通过此多径接收的数据和导频。导频通常用来相关解调与导频一同发射的多种话务，它们由于信道响应发生相同的畸变。

经恢复的导频还通常被频率追踪环路用来估计和校正多径从射频到基带的下转换中的频率误差。频率误差可以根据经恢复的导频的相位旋转量来估计。对于W-CDMA中的发射分集模式，两个导频被从两个基站天线同时发射，而且自每个基站天线的导频通常被信道噪声恶化，还分别由于通信信道中的衰落和多径发生畸变。这多种现象使得根据终端恢复的分集发射导频来估计频率误差变得困难。追踪频率误差的能力影响解调过程的性能，进而影响通信系统的性能。

因此本领域中需要技术用于CDMA通信系统中有效地根据分集发射导频执行接收信号实体的频率追踪。

概述

本发明的多个方面提供根据一个或多个发射导频获取和追踪接收信号实体(或多径)的技术。多径包括多个(如两个)发射信号的信号分量，每个信号包括根据各自的导频码元模式产生的导频。多径被处理(例如去扰码和去覆盖)以提供经恢复的导频码元，然后这些导频码元用于频率追踪。

一方面，频率追踪环路被提供以获取和追踪多径。在一实施例中，频率追踪环路支持多个环路模式(例如，获取模式和追踪模式)。每个环路模式可以与各自的频率检测器和环路中一组元素的一组值相关，并且可以被分配以提供要求运行条件下期望的环路性能。例如，获取模式可以被设计得可以更快地获取多径的频率以及在更大频率误差范围上追踪多径。追踪模式可以被设计以提供获取模式上的经提高的性能(例如，较低的频率误差标准偏移)。

另一方面，几个频率检测器被提供用于在多径的下变换(例如，从射频到基带)中得到频率误差的估计。

在一频率检测器设计中，根据经恢复的导频码元得到频率误差的最大似然估计。当实施发射分集时，每个导频码元周期发射几个特有导频码元组之一，每个特有导频码元组包括每个发射信号的特定值的导频码元。例如，每个导频码元周期一组{A A}导频码元或{A-A}导频码元可以从两个基站天线被发射。为了得到最大似然频率误差估计，最初就形成经恢复的导频码元集合，每个集合包括几个经恢复的导频码元对应于各自特有的导频码元组。例如，对于导频码元组{A A}形成第一个经恢复的导频码元集合，对于导频码元组{A-A}形成第二个经恢复的导频码元集合。之后通过应用一特定功能(例如，叉乘)于每一集合中的经恢复的导频码元而得出一“部分”频率误差估计。用于所有集合的部分频率误差估计被组合以得出最大似然频率误差估计。

在另一个频率检测器设计中，根据每个发射信号的估计频率误差得到多径的频率误差估计。对应于不同特有导频码元组的经恢复的导频码元可以被组合以得出每个发射信号的导频估计。然后，可以根据发射信号的导频估计得到每个发射信号的估计频率误差。接着，组合所有发射信号的估计频率误差以得到多径的频率误差估计。

这里描述的频率追踪技术可以方便地用于W-CDMA支持的发射分集模式(例如，STTD模式)。这些技术也可以被用于其他CDMA和无线通信系统中的其他分集发射信号。

本发明还提供了实现本发明的多种方面、实施例以及特征的其他方法和装置，下面进一步详细描述。

附图简述

通过下面提出的结合附图的详细描述，本发明的其他特征、本质和优点将变得显而易见，其中相同的标号表示相同的元件，附图中：

图1是一基站和终端的实施例简化框图；

图2是W-CDMA标准定义的下行链路公共导频信道(CPICH)的图表；

图3是包括用来处理W-CDMA中发射分集模式的编码和导频数据的调制器的框图；

图4是包括能够接收和解调从一个或多个基站发射的下行链路调制信号的雷克接收机的框图；

图5A是用于在接收信号中获得和追踪某个多径的频率追踪环路的框图；

图5B、5C和5D是可以用于W-CDMA支持的发射分集模式的三个频率检测器的图表；

图5E是用来滤波频率误差估计以提供频率控制的环路滤波器实施例框图；

图6A和6B分别是图5B和5C中示出的频率检测器的两个频率追踪时刻的图表。

优选实施例详述

图1是基站104和终端106的实施例简化框图，基站104和终端106可以实现本发明的多个方面和实施例。在下行链路上，发射(TX)数据处理器114在基站104处接收不同类型话务，诸如来自数据源112的用户专有数据、来自控制器130的消息等等。然后TX数据处理器114根据一个或多个编码机制对数据和消息进行格式化和编码，以提供编码数据。每个编码机制可以包括循环冗余校验(CRC)、卷积、Turbo、块以及其他编码的组合或者不进行任何编码。通常，不同类型的话务使用不同的编码机制编码。

调制器(MOD)116从TX数据处理器114接收导频数据和编码数据，而且还处理接收数据以产生调制数据。对于W-CDMA，调制器116的处理包括(1)使用不同的信道化编码“覆盖”编码并导频数据，从而将用户专有数据、消息和导频数据信道化到它们各自的物理信道上以及(2)使用扰码序列将信道化的数据扰码(相当于使用IS-95和cdma2000中的短伪随机(PN)序列将信道化的数据扩展)。然后，调制数据被提供给发射机单元(TMTR)118并且被调节(例如，被转换为一个或多个模拟信号、放大、滤波以及正交调制)，从而产生适合在无线链路上通过一个或多个天线120至终端的传输的一个或更多下行链路调制信号。

在终端106，下行链路调制信号被天线105接收，被提供给接收机单元(RCVR)152。接收机单元152调节(例如，滤波、放大、下变换、以及数字化)接收数据，并且提供数据采样。然后，解调器(DEMOD)154接收和处理数据采样，以提供经恢复的导频和数据码元。对于W-CDMA，解调器154的处理包括(1)使用与正被恢复的物理信道所用的扰码序列相同的扰码序列将数据采样解扰码(相当于使用短PN序列将数据采样解扩展)，(2)解覆盖经去扰码的采样，从而将接收数据和导频信道化到它们各自的物理信道，以及(3)使用从接收数据恢复的导频相关解调信道化的数据。

可以使用具有几个指处理器的雷克接收机来实现解调器154，指处理器可以处理接收信号中的多个信号实体(或多径)。发射信号可以通过多个信号路径被接收，而且每个足够强度的接收信号实体(或多径)可以被指向雷克接收机的各自的指处理器并由其处理。每个指处理器处理(例如，解扰码、去覆盖、以及导频解调)指定的多径，从而为此多径提供经解调的码元。来自每个物理信道的所有被指向的指处理器的经解调码元通常被组合，从而为物理信号提供经恢复的数据码元。

然后，接收(RX)数据处理器156从解调器154接收和解码经恢复的数据码元以恢复用户专有数据和消息，这些数据和消息在下行链路上被发射至终端。经恢复的消息被提供给控制器160，并且用来控制接下来的数据传输的处理。解调器154和RX数据处理器156的处理分别与基站104处的解调器116和TX数据处理器114所执行的处理相反。存储器132和162分别可以用来存储用于控制器130和160的数据和代码。

W-CDMA支持“无发射分集”模式，其中只在一个基站天线上发射下行链路数据，以及“发射分集”模式，其中在两个天线上发射数据。发射分集模式还包括开环模式和闭环模式，并且开环模式还包括“空时块编码发射天线分集”(STTD)模式。在STTD模式下，每个物理信道的编码数据被处理以产生两个调制数据流，然后它们从两个基站天线被发射。两个不同的导频码元方式也用于STTD模式中的两个天线。在闭环模式下，每个物理信道的编码数据被处理以产生调制数据，接着这些调制数据从两个天线被发射，两个天线的(复)增益通过来自目标终端的反馈来调整。专用的导频也在两个天线上被发射，根据闭环模式为1还是2分别选择导频正交还是相同。W-CDMA支持的发射分集的多种模式在文档号为3GPP TS 25.200和25.214的文档中有详细描述，该文件通过引用被结合于此。

图2是W-CDMA标准定义的下行链路公用导频信道(CPICH)的图示。CPICH可以用来将公共导频发射到小区内所有的终端，并且被分成多个帧，每帧具有10毫秒的时间长度而且包括标为时隙0到时隙14的15个时隙。每个时隙包括2560个码片，被用来发射10个导频码元。如果分集用于小区的任何下行链路信道，则CPICH从两个天线被发射。

W-CDMA确定用于两个天线的具体导频码元方式，如图2所示。每个导频码元是一个复值A＝1+j。如图2中所示，某组导频码元({A A}或者{A-A})在每个导频码元周期从两个天线被发射。W-CDMA标准确定两个STTD模式的“特有”导频码元组，每个特有组包括每个发射信号的特定值的导频码元。

图3是调制器116a的框图，调制器116a可以用来处理W-CDMA中发射分集模式的编码和导频数据。调制器116a是图1中调制器116的一个实施例。在STTD模式下，某个物理信道的编码数据被提供给STTD编码器310，编码器310编码接收的编码数据并且提供两个STTD编码数据流，编码数据1和编码数据2。编码数据1与接收的编码数据相同，编码数据2是接收的编码数据的打乱且复共轭变换的形式。然后，每个STTD编码数据流被提供给各自的调制器单元320。

在每个调制器单元320内，接收的编码数据1或编码数据2由乘法器322使用信道化码C_ch被信道化，C_ch分配给用来发射数据的物理信道。对于W-CDMA，信道化码C_ch是正交可变扩展因数(OVSF)码，根据物理信道的数据速率选择此码的具体长度(或扩展因数)。然后，信道化的数据由乘法器324用复扰码码C_s进行扰码、由乘法器326用权重G_ch进行缩放(scaled)、以及由乘法器328用权重W_i进一步缩放。权重G_ch用来调整物理信道的发射功率。权重W₁和W₂可以用于闭环模式1下的相位调整合闭环模式2下的相位/幅度调整，对于每个用户可以不同。

对于STTD模式，每个调制器单元320还接收和处理各自的导频码元流。导频码元由乘法器332用分配给CPICH的信道化码C_pilot进行信道化，C_pilot通常为0的OVSF码。然后，信道化导频由乘法器334用复扰码码进行扰码，再用乘法器336用权重G_pilot进行缩放。

对于下行链路，至多个终端的数据由基站同时发射。因此，来自乘法器326的经处理(例如，信道化、扰码、以及加权)的数据、至其他物理信道(可以至同一终端或不同的终端)的经处理的数据、经处理的导频、以及至其他物理信道的其他数据被加法器342组合，从而为此天线产生调制数据。

图4时雷克接收机154a的框图，接收机154a可以接收和解调从一个或多个基站发射的下行链路调制信号。雷克接收机154a可以用来在图1的终端106内实现解调器154。按照多径环境，从一基站天线发射的下行链路调制信号可以通过几个信号路径到达终端。每个基站还可以根据是否在发射分集模式下运行而发射一个或两个下行链路调制信号。因此，在终端接收的信号可以包括来自一个或多个基站中的每个的一个或两个下行链路调制信号的多个实体。接收信号中的每个信号实体(或多径)通常与具体的幅度、相位以及到达时间(或时间偏移)有关。

接收机单元152调节(例如，滤波和放大)接收信号、正交下变换经调节的信号、以及数字化下变换的信号以提供数据采样。根据接收机单元152的具体设计，正交下变换和数字化可以按多种方式实施。在一个接收机设计中，使用本地产生的复载波信号正交下变换经调节的信号至基带(或基带附近)，然后再数字化基带信号以提供数字采样。在另一个接收机设计中，经调节的信号开始被下变换至中频(IF)、数字化、然后使用复正弦信号数字正交下变换至基带，以提供数据采样。因此，按照接收机设计，用于正交下变换的复信号(即，下变换信号)可以是模拟载波信号或数字正弦信号而且可以以任何频率为中心。数据采样(在图4中标为

)被提供给雷克接收器154a的几个指处理器410和搜索器412。

搜索器412用于在接收信号中搜索健壮的多径，以提供每个已找到的满足一组标准的多径的强度和定时标示。然后，雷克接收机的每个指处理器410可以被指定来处理感兴趣的各个多径(例如，足够强度的多径，它们由控制器160根据搜索器412提供的信号强度信息确定)。

在图4示出的具体实施例中，每个被指定的指处理器内，数字采样被提供给旋转器(rotator)420，旋转器420执行数据采样和一个复正弦信号的复乘，以产生基带数据采样(为相位旋转采样)。每个多径可以与不同的多普勒频率相关，尤其对于移动终端。这样，旋转器420尝试除去在多径下变换至基带中频率误差造成的数据采样的相位旋转。旋转器420可以被设计成用来操作(或相位旋转)近基带的数据采样以产生基带数据采样。或者，旋转器420可以执行IF数据采样的数字正交下变换，以产生基带数据采样。从而，旋转器420内的复正弦信号可以是低频正弦或中频正弦的。

自旋转器420的基带数据采样被提供给解扰码器422，解扰码器422也接收对应于扰码码C_s的(复共轭)解扰码码C_sj ^*，扰码码C_s在基站处被使用且具有时间偏移t_j，时间偏移t_j对应于指处理器正处理的多径的到达时间。解扰码器422使用解扰码码C_sj ^*对基带数据采样进行解扰码。

为了恢复某个物理信道上的数据，数据信道化器424a首先使用与指处理器正在覆盖的物理信道相同的信道化码C_ch去覆盖(即，乘)经解扰码的采样。然后，经去覆盖的数据采样在信道化码C_ch的长度上累加以提供数据码元，此操作仍在数据信道化器424a内。因为每个物理信道上的数据使用不同的OVSF码被信道化，如果通过通信连路传输之后这些物理信道之间保持正交性，则在终端使用相同的OVSF码进行信道化能有效地提取期望的物理信道上的数据并且除去其它物理信道上的数据。来自数据信道化器424a的数据码元表示指处理器正在处理的多径的数据。

同样，为了恢复导频，导频信道化器424b首先使用与基站处信道化导频相同的信道化码C_pilot(例如，0的OVSF码)去覆盖经扰码的采样。然后，经去覆盖的导频采样在某个累加时间间隔上被累加以提供经恢复的导频码元，此操作仍在导频信道化器424b内。累加时间间隔通常是导频信道化码长度的整数倍(即，N_a＝1，2等等)。如果导频使用0的OVSF码(即，256个0的序列)被信道化而且其他物理信道上的数据使用其他OVSF码被信道化，通过通信连路传输之后这些物理信道之间保持正交性，则在256N_a的码片上累加有效除去其他物理信道上的数据并且只有导频被提取。

从导频信道化器424b恢复的导频码元表示指处理器正在处理的多径的导频。然后，经恢复的导频码元被提供给导频滤波器426，根据某个低通滤波响应滤波以除去噪声。导频滤波器426可以被实现为有限冲击响应滤波器(FIR)，无限冲击响应(IIR)滤波器，或者其它滤波器结构。接着，导频滤波器426向导频解调器428提供导频估计。

导频解调器428使用导频估计接收和解调数据码元以产生解调码元，然后这些解调码元被提供给码元组合器432。码元组合器432接收并且同时组合所有被指定处理接收数据的指处理器解调的码元，以及向RX数据处理器156提供经恢复的数据码元以便进一步处理。导频解调和码元组合可以如专利号为5764687的美国专利中所描述而获得，此专利通过引用结合于此。

在图4示出的实施例中，频率追踪环430被提供给每个指处理器410用于获取和追踪指处理器正在处理的多径频率。频率追踪环430尝试将旋转器420内使用的复正弦信号的频率(也可能为相位)锁定到指处理器正处理的多径频率。多径下变换至基带中的频率误差反映在导频相位的旋转中，较大的频率误差对应于较高的相位旋转率。在一实施例中，根据经恢复的导频获得多径的频率追踪，可以根据连续的经恢复的导频码元之间的相位差追踪频率误差。在另一实施例中，根据经恢复的数据获得多径的频率追踪。下面详细描述根据经恢复的导频频率追踪。

在频率追踪环路430内，频率误差估计被滤波以提供频率控制。对于图4中示出的实施例，每个指定指处理器410的旋转器420接收和使用频率控制以减小基带数据采样中的频率误差。在一些其他接收机设计(未示出)中，频率控制可以用来调整用于正交下变换的复信号的频率/相位，以降低基带数据采样中的频率误差。

在一实施例中，频率追踪环路430支持几个环路模式，例如获取模式和追踪模式。获取模式可以用于更快地获取多径的频率以及在更大的频率误差范围(例如，至±5KHz)内追踪多径。追踪模式可以用来在更小的频率误差范围(小于±1KHz)内追踪多径，并且提供获取模式下的经改进的性能(例如，较低的频率误差标准偏移)。

图5A是用于在接收的信号中获取并追踪一特定多径的频率追踪环路430a的框图。频率追踪环路430a可被用于图4中的频率追踪环路430，并能够实施本发明的多个方面和实施例。

频率追踪环路430a包括耦合到环路滤波器520的频率检测器510。频率检测器510从同一指处理器内的导频信道化器424b接收经恢复的导频码元y_k，并且根据经恢复的导频码元得出下变换多径中的频率误差估计。自频率检测器510的频率误差估计

被提供给环路滤波器520，此滤波器对频率误差估计滤波以提供频率控制。然后，频率控制用来调整旋转器420内使用的复正弦信号的频率和/或相位，以降低频率误差。下面进一步详细描述环路滤波器520a的每个元件。

频率检测器或鉴频器(discriminator)

可以设计多种频率检测器，用于多径的频率追踪。下面详细描述几个频率检测器，其他检测器也可以被使用并且也在本发明的范围内。

终端的接收信号r(t)表达如下：

r(t)＝s₁(t)cos(ω_ct)+s_Q(t)sin(ω_ct)+n(t)         等式(1)

s_I(t)和s_Q(t)分别是基带接收信号的同相合正交分量，假设没有噪声。

n(t)是零均值加性高斯白噪声，频谱高度为N₀/2，以及

ω_c＝2πf_c，其中f_c十接收信号的载波频率(即，“接收的载波信号”)。

无噪声的复基带信号S(t)可以表达为：

S(t)＝s₁(t)+js_Q(t)                  等式(2)

接收信号r(t)在接收单元152内使用复下变换信号cos(ω_ct+Δω)+jsin(ω_ct+Δω)进行正交下变换(例如，至基带或近基带)。下变换信号

可以表示为：

$\hat{S}\left(t\right)=S\left(t\right)e^{j(\mathrm{\Δ\ωt}+\mathrm{\θ})}+N\left(t\right)$ 等式(3)

$={\hat{s}}_1\left(t\right)+j{\hat{s}}_Q\left(t\right)$

其中，

Δω是接收的载波信号相关的下变换信号的频率误差(弧度每秒)，

φ是下变换和接收载波信号之间的相位差，

N(t)＝n_I(t)+jn_Q(t)是复基带噪声，

以及

${\hat{s}}_1\left(t\right)=s_1\left(t\right)\cos (\mathrm{\Δ\ωt}+\mathrm{\θ})-s_Q\left(t\right)\sin (\mathrm{\Δ\ωt}+\mathrm{\θ})+n_1\left(t\right)$ 等式(4)

${\hat{s}}_Q\left(t\right)=s_1\left(t\right)\cos (\mathrm{\Δ\ωt}+\mathrm{\θ})+s_Q\left(t\right)\sin (\mathrm{\Δ\ωt}+\mathrm{\θ})+n_Q\left(t\right)$

如果没有频率误差(即，Δω＝0)和相位差别也为零(即，θ＝0)，则下变换分量减为：

${\hat{s}}_1\left(t\right)=s_1\left(t\right)+n_1\left(t\right),$ 等式(5)

${\hat{s}}_Q\left(t\right)=s_1\left(t\right)+n_Q\left(t\right)$

如果基站使用发射分集，则从第i个天线发射的复基带信号可以表达为：

S_i(t)＝s_il(t)+js_iQ(t)          等式(6)

终端处的下变换信号

可表达为：

$\hat{S}\left(t\right)=[{\mathrm{\α}}_1{S}_1\left(t\right)+{\mathrm{\α}}_2{S}_2\left(t\right)]e^{j(\mathrm{\Δ\ωt}+\mathrm{\θ})}+N\left(t\right)$ 等式(7)

其中，α₁和α₂分别为对应于第一个和第二个天线的复衰落系数。

如果假定复基带信号只包括导频(即，不考虑基带信号中的编码数据)，则每个天线的基带信号可以表示为：

S₁(t)＝p_1kC_s(t)

                                                 等式(8)

S₂(t)＝p_2kC_s(t)

其中，p_ik是第i个天线在第k个导频码元周期(即，对于t∈[(k-1)T_p，kT_p]，T_p是导频码元周期)发射的复导频码元，以及

C_s(t)是用于两天线的复扰码码。

W-CDMA说明的如图2所示，用于STTD模式下两天线的导频码元具有以下方式：

$p_{1k}=A\∀k$ 等式(9)

p_2k＝±A

如图2和式(9)所示，第一个天线的导频码元方式为全A码元的序列，第二个天线的导频码元方式为±A码元的某个序列。

如果只考虑导频，则终端的下变换信号

可以表示为：

$\hat{S}\left(t\right)=[{\mathrm{\α}}_1{p}_{1k}{C}_s\left(t\right)+{\mathrm{\α}}_2{p}_{2k}{C}_s\left(t\right)]e^{j(\mathrm{\Δ\ωt}+\mathrm{\θ})}+N\left(t\right)$ 等式(10)

$=[{\mathrm{\α}}_1+{\mathrm{\α}}_2{m}_k]A{C}_s\left(t\right)e^{j(\mathrm{\Δ\ωt}+\mathrm{\θ})}+N\left(t\right)$

其中，m_k是第二个天线在第个导频k码元周期内导频码元的符号，即m_k∈{-1，+1}。

为了在终端恢复导频，下变幻信号

可以先使用复共轭序列C_s ^*(t)被解扰码，然后使用导频信号化码C_pilot被去覆盖，再在每个导频符号期间被积分。如果导频信号化码C_pilot是全零序列(即，0的OVSF码)，则可以忽略去覆盖。第个导频k码元周期内经恢复的导频码元可以表示为：

$y_k=\frac{A^{*}}{2{\left|\right|A\left|\right|}^2}\frac{1}{T_P}{\∫}_{(k-t)T_p}^{k{T}_p}\hat{S}\left(t\right)C_2^{*}\left(t\right)\mathrm{dt}$ 等式(11)

$=({\mathrm{\α}}_1+m_k{\mathrm{\α}}_2)x_k+n_k$

其中，A^*表示A的复共轭(即当A＝1+j时A^*＝1-j)，

$x_k=\frac{1C}{2T_p}{\∫}_{(k-t)T_p}^{k{T}_p}{\left|C_s\left(t\right)\right|}^2{e}^{j(\mathrm{\Δ\ωt}+\mathrm{\θ})}\mathrm{dt}$ 等式(12)

以及n_k是基本独立的加性高斯噪声，可以表示为：

$n_k=\frac{A^{*}}{2{\left|\right|A\left|\right|}^2}\frac{1}{T_P}{\∫}_{(k-t)T_p}^{k{T}_p}N\left(t\right)C_s^{*}\left(t\right)\mathrm{dt}$

经恢复的导频码元y_k也可以表示为：

$y_k=({\mathrm{\α}}_2+m_k{\mathrm{\α}}_2)\tilde{g}\left(\mathrm{\φ}\right)e^{\mathrm{jk\φ}}+n_k$ 等式(13)

其中，φ＝Δωt＝2πΔfT_s，Δf是导频码元的周期(对于W-CDMA是256/3,840，000秒)，以及依赖于C_s(t)可以表示为：

$\tilde{g}\left(\mathrm{\φ}\right)\≈e^{\mathrm{j\θ}}\sin c\left(\frac{\mathrm{\φ}}{2}\right)e^{-\mathrm{j\φ}/2}$

如上所述，φ与正被处理的多径的下变换中的频率误差相关。多种频率检测器可以用来根据经恢复的导频码元y_k获得频率误差的估计。

在第一个频率检测器设计中，频率误差的最大似然估计根据经恢复的导频符号获得。对于K个经恢复的导频码元的向量y＝[y₁y₂…y_k]，频率误差φ的最大似然估计是下列最优化问题的解：

$\widehat{\mathrm{\φ}}=\arg \underset{\mathrm{\φ}}{\max }\left\{\mathrm{Pr}\left(\stackrel{\‾}{y}\right|\mathrm{\φ})\right\}$ 等式(14)

其中，Pr(y|φ)是导频码元向量y的概率密度函数，给定φ值。

为了简化下面的推导，在表达式中进行几处变化。首先，令

接着，由于对于所有的k，m_k{-1，+1}，集合I可以定义为I＝{k|m_k＝1}，补集I^C可以被定义为I^C＝{k|m_k＝-1}。因而，集合I包括第二个天线的所有正(即，A)导频码元，补集I^C包括所有的负(即，-A)导频码元。而且，下面的项可以定义为：β₁＝α₁+α₂和β₁＝α₁-α₂。由于衰落系数α_i高斯独立同分布(i.i.d)，β_i也是高斯独立同分布且方差是α_i的两倍。

使用上述定义，式(13)中的经恢复的导频符号可以表示为：

y_k＝β_i(k)h(k，φ)+n_k                          等式(15)

其中

$i\left(k\right)=\left\{\begin{array}{cc}1& k\∈I\\ 2& k\∈I^C\end{array}\right.$

概率密度函数Pr(y|φ)可以表示为：

$\mathrm{Pr}\left\{\stackrel{\‾}{y}\right|\mathrm{\φ}\}={\∫\mathrm{Pr}}_{\stackrel{\‾}{y}|\mathrm{\φ},{\mathrm{\β}}_1,{\mathrm{\β}}_2{P}_{{\mathrm{\β}}_{1,{\mathrm{\β}}_2}}}d{\mathrm{\β}}_{1}d{\mathrm{\β}}_2$ 等式(16)

其中，

是向量y的概率密度函数，给定φ、β₁和β₂的值得集合，以及

是β₁和β₂的联合概率密度函数。

解等式(16)并将其代入式(14)，频率误差φ的最大似然估计

可以表示为：

$\widehat{\mathrm{\φ}}=\arg \underset{\mathrm{\φ}}{\max }\{\frac{1}{2{\mathrm{\σ}}^2}\frac{{\left|\right|\underset{k\∈I}{\mathrm{\Σ}}{y}_k^{*}{e}^{\mathrm{jk\φ}}\left|\right|}^2+{\left|\right|\underset{k\∈I^C}{\mathrm{\Σ}}{y}_k^{*}{e}^{\mathrm{jk\φ}}\left|\right|}^2}{1+\frac{{\mathrm{\σ}}^2}{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{\β}}^2}\·\frac{2}{k\sin c^2(\mathrm{\σ}/2)}}-\ln (\frac{{\mathrm{\σ}}^2}{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{\β}}^2}+\frac{K}{2}\sin c^2(\mathrm{\φ}/2))$ 等式(17)

对于较小的φ，函数sinc²(φ/2)≈1，等式(17)可以被简化如下：

$\widehat{\mathrm{\φ}}=\arg \underset{\mathrm{\φ}}{\max }\{{\left|\right|\underset{k\∈I}{\mathrm{\Σ}}{y}_k^{*}{e}^{\mathrm{jk\φ}}\left|\right|}^2+{\left|\right|\underset{k\∈I^C}{\mathrm{\Σ}}{y}_k^{*}{e}^{\mathrm{jk\φ}}\left|\right|}^2\}$ 等式(18)

等式(18)表示频率误差的最大似然估计可以通过以下步骤发现：(1)求φ得目标函数的值(即，等式(18)中的{}内的函数)，(2)确定目标函数的最大值，以及(3)提供对应于最大值的特定φ值，作为频率误差的最大似然估计

目标函数包括两项，左项覆盖集合I经恢复的导频码元(导频符号期间，从两天线发射相同的导频码元A和A)以及第二项覆盖补集I^C经恢复的导频码元(导频符号期间，从第一个天线和第二个天线分别发射导频码元A和-A)。每项可以被估计为相关集合I和I^C的FFT，集合中丢失的导频码元用0替换。例如，左项可以被估计为长度为K的导频码元的FFT，包括集合I中每个导频码元值为A和补集I^C中每个导频码元值为0的导频码元。

尽管假定频率误差φ小可以得到等式(18)，等式(17)的数字解与通过对所有φ∈[-π，π]的值解等式(18)获得的解相近，φ∈[-π，π]对应于Δf∈[-7.5，7.5]KHz的频率误差值，通常覆盖感兴趣的频率误差范围。

等式(18)对于多种特定导频发射机制可以被进一步简化。如果在基站不使用发射分集(即，一天线用于数据传输)并且导频码元全为A，则等式(18)可以被简化如下：

$\widehat{\mathrm{\φ}}=\arg \underset{\mathrm{\φ}}{\max }\left\{{\left|\right|\underset{k\∈1}{\mathrm{\Σ}}{y}_k^{*}{e}^{\mathrm{jk\φ}}\left|\right|}^2\right\}$ 等式(19)

等式(19)表示对于无发射分集，φ的最大似然估计可以通过对一组K个经恢复的导频码元FFT变换以及寻找对应于最大平方幅度的φ来获得。

对于K＝2的无发射分集，等式(19)还可以进一步被简化如下：

$\widehat{\mathrm{\φ}}=\arg \underset{\mathrm{\φ}}{\max }\left\{\mathrm{Re}\left(y_1{y}_2^{*}{e}^{\mathrm{j\φ}}\right)\right\}$ 等式(20)

以及解可以表示如下：

$\widehat{\mathrm{\φ}}=-\left(y_1{y}_2^{*}\right)$ 等式(21)

其中，∠表示相关复角的度数。此解可以近似为：

$\widehat{\mathrm{\φ}}=-\mathrm{Im}\left(y_1{y}_2^{*}\right)$ 等式(22)

上式为经恢复的导频码元y₁和y₂的差乘。

如果在基站使用发射分集(即，两天线用于数据传输)，则等式(18)可以根据K的值和用于第二个天线的特定导频码元方式被简化(假定全A的导频码元方式用于第一个天线)。对于K＝4以及第二个天线的(分集)导频码元方式为[A A-A-A]，等式(18)可以简化如下：

$\widehat{\mathrm{\φ}}=\arg \underset{\mathrm{\φ}}{\max }\left\{\mathrm{Re}\right[(y_1{y}_2^{*}+y_3{y}_4^{*})e^{\mathrm{j\φ}}\left]\right\}$ 等式(23)

其解可以表示如下：

$\widehat{\mathrm{\φ}}=-\∠(y_1{y}_2^{*}+y_3{y}_4^{*})$ 等式(24)

可以近似为：

$\widehat{\mathrm{\φ}}=-\mathrm{Im}(y_1{y}_2^{*}+y_3{y}_4^{*})$ 等式(25)

对于K＝4以及第二个天线的分集导频码元方式为[A-A A-A]，等式(18)可以简化如下：

$\widehat{\mathrm{\φ}}=\arg \underset{\mathrm{\φ}}{\max }\left\{\mathrm{Re}\right[(y_1{y}_3^{*}+y_2{y}_4^{*})e^{j2\mathrm{\φ}}\left]\right\}$ 等式(26)

其解可以表示如下：

$\widehat{\mathrm{\φ}}=-\frac{1}{2}\∠(y_1{y}_3^{*}+y_2{y}_4^{*})$ 等式(27)

可以近似为：

$\widehat{\mathrm{\φ}}=-\mathrm{Im}(y_1{y}_3^{*}+y_2{y}_4^{*})$ 等式(28)

对于[A-A A-A]的分集导频码元方式，等式(27)的解是2φ的函数。对于[A A-A-A]的分集导频码元方式，等式(24)的解是φ的函数。因此[A A-A-A]的分集导频码元方式的捕捉带是[A A-A-A]的分集导频码元方式的两倍。

返回参考图5A，频率检测器510可以被设计用来从同一个指处理器内的导频信道化器424b接收经恢复的导频码元y_k，以及根据等式(17)或(18)中示出的一般解得到频率误差的最大似然估计

如果基站使用的特定(分集)导频码元方式已知，则频率检测器510可以被指定以实现对于已知的K和导频码元方式的简化解或近似解。

例如，如果基站支持无发射分集和[A A-A-A]的分集导频码元方式的发射分集，则频率检测器510可以被指定以实现等式(21)和(24)中示出的简化解集合或者等式(22)和等式(25)中示出的近似解。然后，按照基站使用无发射分集或发射分集选择一个实现的解。

图5B是频率检测器510a的一实施例的图表，监测器510a用于无发射分集模式和K＝4且分集导频码元方式为[A A-A-A]。频率检测器510a可以用于实现等式(22)和(25)中示出的近似解并且可以用于图5A中的频率检测器510。

如图5B所示，经恢复的导频码元y_k被提供给延时单元522，延时单元522提供一个导频码元周期的延时(例如，256个码片)。经恢复的导频码元y_k也在块524中被复共轭，并且与自延时单元522的延时的经恢复导频码元y_k-1相乘。乘法器526的结果被提供给块528，块528提取结果的虚部然后提供虚部的相反数。

如果基站不使用发射分集，则频率误差估计

可以提供给每个经恢复的导频码元。每个导频码元误差估计

可以根据等式(22)中示出的当前和前一个经恢复的导频码元y_k、y_k-1获得。这样，开关530可以一直关闭。

如果基站处使用无发射分集和[A A-A -A]的分集导频码元方式的发射分集，则可以为每四个经恢复的导频码元提供一个(完整的)频率误差估计

然而，如等式(25)中所示，每个频率误差估计

可以分解成两项，-Im(y₁y₂ ^*)和-Im(y₃y₄ ^*)，每项覆盖一对“同种”经恢复的导频码元(即，对应于同一个特有导频码元组)。频率检测器510a可以为每对同种经恢复的导频码元提供一个“部分的”频率误差估计(例如，一对经恢复的导频码元的一个部分估计对应于第二个天线上的A A，而一对经恢复的导频码元的一个部分估计对应于第二个天线上的-A-A)。每个频率误差估计可以根据当前和前一个经恢复的导频码元y_k、y_k-1获得，并且在得到它时被提供给环路滤波器。这样，开关530可以恰好每两个导频码元周期关闭，如选择性信号所决定。

在又一个频率检测设计中，多径的频率误差估计可以根据每个基站天线(即，每个发射信号)的估计频率误差获得。对于从第二个天线发射的每对“非相同种”导频码元(即，对应于不同的特有导频码元组)，经恢复的导频码元可以被组合以得出每个天线的导频估计。对于K＝4且分集导频码元方式为[A-A-A A](只是[A A-A-A]的移位)，经恢复的导频码元可以表示为：

y₁＝(Aα₁+Aα₂)g′₁(φ)+n₁

y₂＝(Aα₁-Aα₂)g′₂(φ)+n₂                        等式(29)

y₃＝(Aα₁-Aα₂)g′₃(φ)+n₃

y₄＝(Aα₁+Aα₂)g′₄(φ)+n₄

其中，

复衰落系数α_i是时间的函数，但是为了简便没有在诸如式(29)中表达。对于分集导频码元方式的第一对导频码元(即，A，-A)，第一个天线的导频估计y₂ ¹可以得出为：

$y_2^1=y_1+y_2$

$=(A{\mathrm{\α}}_1+A{\mathrm{\α}}_2)g_1^{\′}\left(\mathrm{\φ}\right)+(A{\mathrm{\α}}_1-A{\mathrm{\α}}_2)g_2^{\′}\left(\mathrm{\φ}\right)+n_1+n_2$ 等式(30)

$=A{\mathrm{\α}}_1(g_1^{\′}\left(\mathrm{\φ}\right)+g_2^{\′}\left(\mathrm{\φ}\right))+A{\mathrm{\α}}_2(g_1^{\′}\left(\mathrm{\φ}\right)-g_2^{\′}\left(\mathrm{\φ}\right))+n_1+n_2$

$\≈2A{\mathrm{\α}}_1{g}^{\′\′}\left(\mathrm{\φ}\right)+n_1^{\′}$

其中，

以及其中当φ小时维持最后的近似值(追踪期间为此情况)。第二个天线的导频估计y₂ ²可以得出为：

$y_2^2=y_1-y_2$ 等式(31)

$\≈2A{\mathrm{\α}}_2{g}^{\′\′}\left(\mathrm{\φ}\right)+n_2^{\′}$

对于分集导频码元方式第二对导频码元(即，-A A)，第一个天线的导频估计y₄ ¹可以得出为：

$y_4^1=y_3+y_4$ 等式(32)

$\≈2A{\mathrm{\α}}_1{g}^{\′\′}\left(\mathrm{\φ}\right)e^{j2\mathrm{\φ}}+n_3^{\′}$

以及第二个天线的导频估计y₄ ²可以得出为：

$y_4^2=-y_3-y_4$ 等式(33)

$\≈2A{\mathrm{\α}}_2{g}^{\′\′}\left(\mathrm{\φ}\right)e^{j2\mathrm{\φ}}+n_4^{\′}$

然后，频率误差估计可以根据第一个和第二个天线的导频估计获得如下：

$\widehat{\mathrm{\φ}}=-\mathrm{In}(y_2^1{y}_4^{1^{*}}+y_2^2{y}_2^{2^{*}})$ 等式(34)

在等式(34)中，频率误差估计

可以被分解成两项。第一项-Im(y₂ ¹y₄ ^1*)表示从第一个天线发射的信号的频率误差估计，第二项-Im(y₂ ²y₄ ^2*)表示从第二个天线发射的信号的频率误差估计。

图5C是频率检测器510b的一实施例的框图，监测器510b用于获得从每个基站天线发射的信号的导频估计，以及根据导频估计获得每个导频的频率误差估计。频率检测器510b可以用于实现式(34)中示出的近似解，也可以用于图5A中的频率检测器510。

如图5C所示，经恢复的导频码元y_k被提供给一组延时单元542a、542b和542c。每个延时单元542提供一个导频码元周期的延时(例如，256个码片)。延时单元542a的输入处和延时单元542a、542b和542c的输出处的经恢复的导频码元分别表示为y₄、y₃、y₂、以及y₁。

加法器544b将y₁和y₂相加以提供第一个基站天线的第一个导频估计y₂ ¹，加法器544a将y₃和y₄相加以提供第一个基站天线的第二个导频估计y₄ ¹。同样，加法器544d从y₁中减去y₂以提供第二个基站天线的第一个导频估计y₂ ²，加法器544c从中y₄减去y₃以提供第二个基站天线的第二个导频估计y₄ ²。导频估计y₄ ¹通过块546a被复共轭，通过乘法器548a与导频估计y₂ ¹相乘以提供项y₂ ¹y₄ ^1*。同样，导频估计y₄ ²通过块546b被复共轭，通过乘法器548b与导频估计y₂ ²相乘以提供项y₂ ²y₄ ^2*。

然后，加法器550将自乘法器548a和548b的两项y₂ ¹y₄ ^1*和y₂ ²y₄ ^2*相加，结果提供给块552，块552提取结果的虚部然后提供虚部的相反数。由于为每个导频信号集合[A-A-A A]提供一个(完整的)频率误差估计

开关554恰好每四个导频码元周期关闭，以提供频率误差估计

图5D是频率检测器510c的一实施例的图示，频率检测器510c也用于根据从每个基站天线发射的信号的导频估计获取多径的频率误差估计。频率检测器510c被设计用来在操作导频码元集合[-A A A-A]，它在结构上与图5C中的频率检测器510b相似，图5C中的频率检测器510b杯设计用来操作导频码元集合[A-A-A A]。然而，对于-减法器544c和544d中的符号(+)和(-)的位置交换。同样，为每个导频信号集合[-A A A-A]提供一个(完整的)频率误差估计

开关554恰好每四个导频码元周期关闭，以提供频率误差估计。

返回参考图2，导频码元集合[-A A A-A]每四个导频码元周期被重复，而且与每四个导频码元周期也被重复的导频码元集合[A-A-A A]相差两个导频码元周期。从而，频率检测器可以被指定来每两个导频码元周期提供一个完整的频率误差估计，通过正确变换减法器544c和544d的符号从导频码元集合[-AA A-A]或[A-A-A A]获得频率误差估计。

图6A是第一个频率检测器设计的频率追踪的时间图示。图6A的最高部分示出了从第二个(分集)天线发射的导频码元，符合图2示出的导频码元方式。在图6A示出的例子中，实际的接收载波频率被假定在两个导频码元周期上为常数(在W-CDMA中为512码片)。由于多普勒造成的最大变化率通常小，以上是一种合理的近似。

图6A也示出了第一个频率检测器设计的处理。对于频率检测器，导频码元在每个导频码元周期被恢复。偶数的导频码元在导频码元周期2k+1中已经被恢复之后，最近的偶数和奇数导频码元y_2k和y_2k-1之间的相位差被确定(例如，通过将y_2k和y_2k-1叉乘，如等式(22)所示)并且被提供作为导频码元对的频率误差估计。如时刻中所示，每个频率误差估计从两个同类的经恢复的导频码元(即，对应于从第二个天线发射的A A或者-A-A)获得。然后，频率误差估计被提供给环路滤波器然后被滤波以提供频率控制，可表现为频率估计

此频率估计可以应用于其后导频码元周期2k+2时的旋转器。例如，经恢复的导频码元y₁和y₂在导频周期k＝3期间被处理以获得频率估计

然后频率估计

在其后的导频周期k＝4时被应用。

图6B是第二个频率检测器设计的频率追踪时间的图式。在图6B示出的例子中，[A-A-A A]的分集导频码元方式被使用，而且实际接收的载波频率也被假定为在两个导频码元周期为常数。

图6B也示出了第二个频率检测器设计的过程。对于此频率检测器，每个基站天线的导频估计从每对非同类经恢复的导频码元获得。奇数导频码元y_2k+1在导频码元周期2k+2中已经被恢复之后，对于多数最近的奇数和偶数导频码元y_2k+1和y_2k，经恢复的导频码元被组合以获得第一个和第二个天线的导频估计，如上面式(30)到(33)所示。对于两天线四个导频估计都已经获得之后(例如在导频周期2k+2)，获得频率误差，例如通过执行如式(34)所示的叉乘。然后，频率误差估计被提供给环路滤波器，被滤波以提供频率估计

接着

可以在其后的道频码元周期2k+3时被应用。例如，经恢复的导频码元y₀、y₁、y₂和y₃，在导频码元周期k＝4期间被处理以获得频率估计

可以在其后的导频码元周期k＝5时被应用。同样，经恢复的导频码元y₂、y₃、y₄和y₅导频码元周期k＝6期间被处理以获得频率估计

可以在其后的导频码元周期k＝7时被应用。

上述第一个和第二个频率检测器设计代表两种特定频率检测机制。其他的频率检测机制(或者设计)也可以被实现应用，并且在本发明的范围内。

频率追踪环路

图5E是环路滤波器520a的一实施例的框图，环路滤波器520a可以用来滤波频率误差估计以提供频率控制。环路滤波器520a可以用于图5A示出的环路滤波器520。在图5E示出的实施例中，自前面的频率检测器510的频率误差估计

首先通过乘法器562使用增益G_det缩放，其取决于所选环路模式。缩放的频率误差估计进一步由乘法器564使用环路增益G_ftl被缩放，接着结果通过单元566被饱和化或限制(例如至17比特或20比特，取决于所选环路模式)。其后，饱和化的结果由加法器568累加到存储在累加器570的当前频率估计，而且自加法器的新频率估计被存储回累加器。累加器570内的频率估计由乘法器572使用输出增益G_out缩放，以提供频率控制。在接收机单元的特定设计上，频率控制可以被提供给一个数字旋转器，此旋转器用来校正频率误差(如图4所示)造成的数据采样内的相位旋转，或者可以被提供给用于产生复下变化信号的本地振荡器。

如上面所指出，频率追踪环路可以被设计为支持几个环路模式，例如获取和追踪模式。在一实施例中，图5B中示出的第一个频率检测器设计可以用于获取模式，图5C中示出的第二个频率检测器设计可以用于追踪模式。其他频率检测器设计也可以用于每个环路模式，而且也在本发明的范围内。

如果图5B和6A示出的频率检测器用于获取模式，则获取模式下的频率追踪环路可以由一个系统建模，此系统更新如下：

等式(35a)

在z域，可以表示为：

等式(35b)

同样，如果图5C和图6B中示出的频率检测器用于追踪模式，则追踪模式下的频率追踪环路可以由一个系统建模，此系统更新如下：

等式(36b)

在z域，可以表示为：

等式(36b)

在上述等式中，G表示频率追踪环路的整体增益并且可以表示为：

$G=\left({\mathrm{\σ}}^2{G}_{\mathrm{rot}}^2\right)\frac{2E_{c,\mathrm{pilot}}}{I_0}{N}_p^2\·\mathrm{\π}{N}_p{T}_c{G}_{\det }{G}_{\mathrm{fil}}{G}_{\mathrm{out}}{K}_0$ 等式(37)

其中σ是码率信号的标准差，有自动增益控制(AGC)环路设定点确定，

G_rot是用于降低频率误差的旋转器增益，

G_det是频率误差估计的增益(例如，在获取模式下2^-6，在追踪模式下2^-8)，

G_ftl是环路滤波器增益(例如，1024)，

G_out是环路滤波器输出增益(例如，2^-16)，

K₀是旋转器的传输增益(例如频率控制的7.4Hz/LSB)，

T_c是码片周期(例如，对于CDMA1/3840000秒)，

N_p是导频累加间隔(例如，获取模式256码片而追踪模式512码片)，以及

E_c，pilot/I₀是接收导频强度(即，导频功率与整个接收功率的比)。

常数τ表示获取和追踪模式的响应时间，可以近似如下：

$\mathrm{\τ}=\frac{512T_c}{G}$ 等式(38)

追踪模式下的频率误差的标准差σ_track可以被表示为：

${\mathrm{\σ}}_{\mathrm{acq}}=\sqrt{\frac{G}{2-G}\left(\frac{2({\mathrm{\σ}}_p^4+G{\mathrm{\μ}}_p^2{\mathrm{\σ}}_p^2)}{{\left(2\mathrm{\π}{N}_p{T}_c{\mathrm{\μ}}_o^1\right)}^2}\right)}$ 等式(39)

同样，获取模式下的频率误差的标准差σ_acq可以被表示为：

${\mathrm{\σ}}_{\mathrm{acq}}=\sqrt{\frac{G}{2-G}\left(\frac{2({\mathrm{\σ}}_p^4+{\mathrm{\μ}}_p^2{\mathrm{\σ}}_p^2)}{{\left(2\mathrm{\π}{N}_p{T}_c{\mathrm{\μ}}_o^2\right)}^2}\right)}$ 等式(40)

对于上述等式，经恢复的导频码元的均值μ_p和标准差σ_p可以表示为：

${\mathrm{\μ}}_p={\mathrm{\σ}}_{\mathrm{AGC}}{G}_{\mathrm{rot}}{N}_p\sqrt{\frac{2E_{c,\mathrm{pilot}}}{I_0}}$ 等式(41)

${\mathrm{\σ}}_p={\mathrm{\σ}}_{\mathrm{AGC}}{G}_{\mathrm{rot}}\sqrt{N_p}\sqrt{\frac{N_t}{I_0}}$ 等式(42)

其中

σ_AGC是用于设定数据采样幅度的自动增益控制(AGC)环路确定的标准差，以及

N_t是输入信号中的热噪声和其他非正交干扰的功率谱密度。

返回参考图5E，用于环路滤波器520a的元件的增益和其他值可以被选定以提供期望的性能。环路滤波器520a可以根据多种因素被设计，多种因素诸如：将被获取的多径中的最大频率误差(例如，5KHz)、获取速度(通常越短越好)、频率误差追踪范围(例如，1KHz)、要求的较差情况E_c，pilot/I₀、频率误差的均值和标准差等等。多种不同值用于不同环路模式的环路滤波器520a内的所选元件，如下所描述。

获取模式。频率检测器增益G_det影响整个环路增益G，而且可以为环路模式的函数。对于获取模式，期望更大的环路带宽以得到更大的获取范围和增益G_det。例如，获取模式的增益可以比追踪模式的增益大四倍(例如，2^-6对2^-8)。环路增益G_ftl也影响整个环路增益G，但对于两种环路模式都可以被设定为某个值(例如，1024)。增益G_det和G_ftl还可以被组合成一个增益值。

饱和化单元566用于饱和化乘法器564的输出至某个最大值。在一实施例中，最大值取决于环路模式。在获取模式下，经由累加器570累加的频率误差可以被限定至第一个最大值(例如，2²⁰)，从而对于任何频率误差估计间隔(例如，512码片)频率估计不会被改变超过第一个最大频率改变。如果允许较大的频率改变(即，较高的第一个最大值)，则可能获取时间较快，但是较大的频率变化也导致某些条件下频率估计内的振荡。因此，选择最大值以便在所有要求的操作条件下得到快的获取时间和环路稳定性。

频率追踪环路可以被设计为某个时间周期之后从获取模式切换为追踪模式。时间周期可以取决于频率追踪环路获取最初(例如，5KHz)的频率误差以及被拉至目标载波频率的某个偏移(例如，1KHz)内所花需的时间。获取和捕获时间在低E_c，pilot/I₀时增大。

追踪模式。在追踪模式下，将由累加器570累加的频率误差可以被限定至第二个最大值(例如，2¹⁷)，从而对于任何导频累加间隔(例如，512码片)频率估计不会被改变超过第二个最大频率改变(例如，40Hz)。

图5E示出了环路滤波器的特定设计。其他设计也可以被实现并且在本发明的范围内。而且，更少或更多的环路模式可以被环路滤波器支持，这也在本发明的范围内。

为了说明清楚，已经描述了W-CDMA支持的发射分集模式(例如，STTD模式)的频率追踪的多种方面和实施例。这里描述的技术可以用于其他CDMA系统和其他无线通信系统中的其他发射信号(例如，导频)，其他无线通信系统如：多输入多输出(MIMO)系统、多输入单输出(MISO)系统等等。

这里描述的频率追踪技术可以通过多种方式实现。例如，频率检测和环路滤波可以使用硬件、软件或它们的组合来实现。对于硬件实现，用于频率追踪的元件可以实现在一个或多个专用集成电路(ASIC)、数字信号处理器(DSP)、数字信号处理器设备(DSPD)、可编程逻辑电路(PLD)、控制器、微控制器、微处理器、其他设计用于执行这里描述的功能的电子元件、或者它们的组合。

对于软件实现，用于频率追踪的元件可以使用执行这里所描述的功能的模块(例如，步骤、函数等等)来实现。软件可以存储在存储器单元(例如，图1的存储器162)并且由处理器(例如，控制器160)执行。存储器单元可以在处理器内或处理器外实现，其中它通过多种本领域已知的方法被通信耦合到处理器。

上述优选实施例的描述使本领域的技术人员能制造或使用本发明。这些实施例的各种修改对于本领域的技术人员来说是显而易见的，这里定义的一般原理可以被应用于其它实施例中而不使用创造能力。因此，本发明并不限于这里示出的实施例，而是符合与这里揭示的原理和新颖特征一致的最宽泛的范围。

Claims (12)

1.一种CDMA通信系统中的雷克接收机，所述雷克接收机具有多个指处理器，每个指处理器用于处理接收信号中相应的信号实体，每个指处理器包括：

旋转器，用于接收和旋转数据采样以提供旋转的采样；

解扰码器，用于按照解扰码序列接收并解扰码经旋转的采样，以提供经解扰码的采样；

信道化器，用于接收和信道化经解扰码的采样，以提供经恢复的导频码元；以及

频率追踪环路，用于接收经恢复的导频码元、根据经恢复的导频码得到信号实体下变换中的频率误差估计、以及滤波所述频率误差估计，以提供频率控制，其中所述旋转器还用于根据所述频率控制旋转所述数据采样。

2.如权利要求1所述雷克接收机，其特征在于，所述频率追踪环路用于得到频率误差的最大似然估计。

3.如权利要求1所述雷克接收机，其特征在于，所述频率追踪环路用于按照多个频率检测机制得到所述频率误差估计。

4.如权利要求1所述雷克接收机，其特征在于，所述频率追踪环路用于根据多种模式滤波所述频率误差估计，其中每种模式与用于滤波所述频率误差估计的相应值集合相关。

5.一种在无线通信系统中用于处理接收信号实体的设备，包括：

用于接收和旋转数据采样以提供经旋转的采样的装置；

用于按照解扰码序列解扰码经旋转的采样以提供经解扰码的采样的装置；

用于信道化经解扰码的采样以提供经恢复的导频码元的装置；

用于根据经恢复的导频码元得到信号实体下变换中的频率误差估计的装置；以及

用于滤波所述频率误差估计以提供频率控制的装置，其中根据所述频率控制旋转所述数据采样。

6.如权利要求5所述的设备，其特征在于，所述用于得到信号实体下变换中的频率误差估计的装置包括用于得到频率误差的最大似然估计的装置。

7.如权利要求5所述的设备，其特征在于，所述用于得到信号实体下变换中的频率误差估计的装置包括用于按照多个频率检测机制得到所述频率误差估计的装置。

8.如权利要求5所述的设备，其特征在于，所述用于滤波所述频率误差估计的装置包括用于根据多种模式滤波所述频率误差估计的装置，其中每种模式与用于滤波所述频率误差估计的相应值集合相关。

9.一种在无线通信系统中用于处理接收信号实体的方法，包括：

接收和旋转数据采样以提供经旋转的采样；

按照解扰码序列解扰码经旋转的采样以提供经解扰码的采样；

信道化经解扰码的采样以提供经恢复的导频码元；

根据经恢复的导频码元得到信号实体下变换中的频率误差估计；以及

滤波所述频率误差估计以提供频率控制，其中根据所述频率控制旋转所述数据采样。

10.如权利要求9所述的方法，其特征在于，得到信号实体下变换中的频率误差估计包括得到频率误差的最大似然估计。

11.如权利要求9所述的方法，其特征在于，得到信号实体下变换中的频率误差估计包括按照多个频率检测机制得到所述频率误差估计。

12.如权利要求9所述的方法，其特征在于，滤波所述频率误差估计包括根据多种模式滤波所述频率误差估计，其中每种模式与用于滤波所述频率误差估计的相应值集合相关。

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