JP3196828B2 - 無線受信方法および装置 - Google Patents
無線受信方法および装置Info
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Description
信号を無線受信する無線受信方法および装置に関する。
の変調手法の一つとしてPSK方式がある。これは変調
信号の位相データでデジタル信号の二値を表現するもの
で、例えば、変調相数が2MならばMビットのデジタル
信号を一度に無線通信できる。
通信装置としては、例えば、デジタルセルラがある。つ
まり、デジタルセルラはPSK方式の無線送信装置と無
線受信装置とを一体化したものに相当し、基地局から無
線送信されるPSK方式の変調信号を無線受信して音声
信号に復調して出力するとともに、入力される音声信号
をPSK方式の変調信号に変調して基地局に無線送信す
る。
調方式としてπ/4シフトQPSKが採用されている。
これは、位相変調を90度間隔として複素平面の四点で
2ビットのデジタルデータを表現するQPSKに対して
位相変化をπ/4だけシフトさせたもので、図17およ
び図18に示すように、変調信号が複素平面の原点を通
過しないので包絡値の変動が軽減されている。
ルセルラでは、無線送信されるPSK方式の変調信号を
無線受信して復調する場合、周囲の建物の反射によるマ
ルチパスや自身の移動によるドップラ効果のため、本来
は一定である変調信号の周波数が変動することになる。
信号の受信周波数を調整する必要がある。このように受
信周波数を調整するときは、一般的なデジタルセルラで
は、通信アンテナで無線受信した変調信号をIF(Inte
rmediate Frequency)アンプにより所定周波数のI/
F信号に変化し、このI/F信号の立上エッジをエッジ
検出回路で検出する。
クに対応してカウンタ回路でカウントし、このカウント
結果からレジスタ回路によりシンボルクロックの周期で
変調信号から位相データを検出する。この位相データの
誤差をシンボルクロックの周期でサンプリングしてタイ
ムスロットの周期の期間まで累積加算し、この累積加算
される位相誤差が所定の許容範囲に収束するようにPL
L(Phase LockedLoop)回路で基準発振器の基準クロ
ックを変化させて受信周波数を調整する。
が完了すると、つぎには変調信号のフレーム同期を確立
することになる。この場合、変調信号には所定のビット
データがフレームの所定位置に内包されているので、無
線受信された変調信号から所定のビットデータを検出し
てフレーム同期を確立する。
ルクロックの周期でフレームごとに第一のビットデータ
と第二のビットデータとをサンプリングし、第一のビッ
トデータでフレーム相関値を算出するとともに第二のビ
ットデータでCRC(CyclicRedundancy Check)計算
を実行し、これらの算出結果に対応してフレーム同期を
確立する。
とともに変調信号のフレーム同期が確立されると、無線
受信する変調信号から位相データを良好に検出できる状
態となるので、無線受信する変調信号の位相をデジタル
信号に復調して音声信号などを再生することが可能とな
る。
ような変調信号の無線受信にダイバシチ方式を適用して
いる製品もある。このダイバシチ方式を採用したデジタ
ルセルラでは、一対の通信アンテナが所定間隔に配置さ
れており、これら一対の通信アンテナの各々で変調信号
を無線受信する。これら一対の通信アンテナの各々の無
線受信の電界強度を個々に検出し、この電界強度が強い
一方の通信アンテナを無線受信に使用する。
ラなどでは、無線送信されるPSK方式の変調信号を無
線受信して復調することができるが、現在の無線受信装
置は各種の課題を有している。
変調信号の受信周波数を調整するため、変調信号の位相
誤差をシンボルクロックの周期でサンプリングして累積
加算しているが、これでは位相誤差の算出の処理が煩雑
である。さらに、サンプリングタイミングの近傍で受信
状態が劣化すると、そのサンプリング結果はノイズとな
るため、受信周波数の調整を完了する速度が低下するこ
とになる。
信号からシンボルクロックの周期でフレームごとにビッ
トデータをサンプリングしてフレーム相関値の算出やC
RC計算を実行しているが、これもサンプリングタイミ
ングの近傍で受信状態が劣化すると、フレーム同期を確
立する速度が低下することになる。
返されるが、フレーム同期が確立された時点では、変調
信号から同期フレームに対応した特定のタイミングで位
相誤差をサンプリングする。従って、このサンプリング
タイミングが変調信号の位相変化の近傍であると、位相
誤差を良好に検出することが困難で受信性能が低下する
ことになる。
0.3ppm(part per million)以下となるまで受信周波数を
調整することが規定されているが、これを実現するため
には出力周波数が高度に安定した基準発振器が必要であ
り、デジタルセルラの生産性が低下することになる。
データをAFC(Automatic Frequency Control)処
理して複数ビットのデジタルデータとし、これをD/A
(Digital/Analog)変換してVC(Voltage Control
led)型のTCXO(Temperature Compensated Crys
tal Oscillator)に入力することで、これが出力する
基準クロックの周波数を高精度に調整することが実施さ
れている。
ように調整した基準クロックによる受信周波数の調整
を、起動直後でフレーム同期が確立される以前の時点で
も完全に実行するため、高度なデータ処理を必要でない
時点から実行していることになり、受信周波数の調整の
負担が無為に増加するとともに速度が低下している。
のように無線受信した変調信号を所定周波数のI/F信
号に変換してから立上エッジを基準クロックに対応して
カウントし、変調信号から位相データを検出して受信周
波数の調整やフレーム同期の確立などを実行している。
仕様などより基準発振器の基準クロックやI/Fアンプ
の中間周波数の周波数が相違しているが、基準クロック
に対するI/Fアンプの中間周波数や変調信号のシンボ
ルクロックの比率が整数倍でないと、位相誤差の検出信
号などに誤差が発生することになる。
ックに対応して基準クロックや中間周波数を設定してい
るが、これでは基準発振器やI/Fアンプとして使用で
きるデバイスの自由度が低く、多種のデジタルセルラを
生産する場合の総合的な生産性が低下することになる。
イバシチ方式を採用した製品があるが、このようなデジ
タルセルラでは、一対の通信アンテナの一方を電界強度
に対応して選択的に使用するので、例えば、電界強度が
ノイズのために高いような場合に適正でない通信アンテ
ナが選択されることになる。
テナの各々の無線受信の電界強度の比率などに対応し
て、一対の受信信号をダイバシチ合成する方式も提案さ
れているが、これを実用的な構造で適切に実現する具体
的な手法は現在のところ提案されていない。
たものであり、発振周波数が極度に高速な基準クロック
を要することなく受信周波数の調整を高速に完了できる
無線受信方法および装置、変調信号の受信性能が良好な
無線受信方法および装置、I/Fアンプの中間周波数や
基準発振器の基準クロックの自由度が良好な無線受信方
法および装置、I/Fアンプの信号出力の周期を変更し
ても基準発振器の基準クロックの周期を変更する必要が
ない無線受信方法および装置、の少なくとも一つを提供
することを目的とする。
線受信方法は、所定の周波数で無線送信されるPSK方
式の変調信号を無線受信し、この変調信号の受信周波数
を送信周波数に対応して調整するようにした無線受信方
法において、PSK方式の変調信号をランダム受信し、
所定周期のサンプリングクロックを生成し、無線受信さ
れる変調信号から位相データをサンプリングクロックの
周期でサンプリングし、このサンプリングされる位相デ
ータを所定期間まで累積加算し、この累積加算の算出結
果が所定の許容範囲を満足するように受信周波数を調整
するようにした。従って、無線受信する変調信号から位
相誤差を検出することなく受信周波数が調整される。
方式で変調された各種相数の無線信号を許容し、例え
ば、デジタルセルラで採用されているπ/4シフトQP
SK方式の変調信号なども許容する。また、本発明で云
う変調信号の位相データとは、変調信号の位相に関連す
る各種データを総称しており、例えば、位相変化量、位
相差、位相そのもの、等を示すアナログやデジタルのデ
ータを許容する。
線受信方法であって、サンプリングクロックを変調信号
のシンボルクロックの数分の一の周期に生成し、このサ
ンプリングクロックの周期で変調信号から位相データを
サンプリングするようにした。従って、変調信号の位相
データのサンプリングが変調信号の位相変化の周期の数
分の一のタイミングで実行される。
線受信方法であって、変調信号の変調方式がπ/4シフ
トQPSK方式であり、サンプリングクロックを変調信
号のシンボルクロックの四分の一の周期に生成するよう
にした。従って、変調方式がπ/4シフトQPSK方式
の変調信号に対し、そのシンボルクロックの周期の四分
の一のサンプリングクロックが生成されるので、π/4
シフトQPSK方式の変調信号が最適なタイミングでサ
ンプリングされる。
定の周波数で無線送信されるPSK方式の変調信号を無
線受信し、この変調信号の無線送信と無線受信との位相
誤差を検出し、この位相誤差に基づいて無線受信される
変調信号を同期復調するようにした無線受信方法におい
て、PSK方式の変調信号を無線受信し、この無線受信
する変調信号のシンボルクロックの数分の一の周期のサ
ンプリングクロックを生成し、無線受信する変調信号か
らサンプリングクロックの周期で位相誤差を検出し、こ
の検出する位相誤差を所定期間まで累積加算し、この累
積加算の算出結果が最少となる位相誤差の検出タイミン
グを設定するようにした。従って、累積加算の算出結果
が最少となる位相誤差の検出タイミングが設定されるの
で、この設定以後は累積加算の算出結果が最少となるタ
イミングで変調信号の位相誤差が検出される。
定の周波数で無線送信されるPSK方式の変調信号を無
線受信し、この変調信号の無線送信と無線受信との位相
誤差を検出し、この位相誤差に基づいて無線受信される
変調信号を同期復調するようにした無線受信方法におい
て、PSK方式の変調信号を無線受信し、この無線受信
する変調信号のシンボルクロックの数分の一の周期のサ
ンプリングクロックを生成し、無線受信する変調信号か
らサンプリングクロックの周期で位相誤差を検出し、こ
の検出する位相誤差を所定期間まで累積加算し、この累
積加算した位相誤差で変調信号を同期復調するようにし
た。従って、変調信号の位相変化の周期の数分の一のタ
イミングでサンプリングされた位相誤差に基づいて同期
復調が実行される。
定の周波数で無線送信されるPSK方式の変調信号を無
線受信し、この変調信号の無線送信と無線受信との位相
誤差を検出し、この位相誤差に基づいて無線受信される
変調信号を同期復調するようにした無線受信方法におい
て、PSK方式の変調信号を無線受信し、この無線受信
する変調信号のシンボルクロックの数分の一の周期のサ
ンプリングクロックを生成し、無線受信する変調信号か
らサンプリングクロックの周期で位相誤差を検出し、こ
の検出する位相誤差を所定期間まで累積加算し、この累
積加算した位相誤差が最少となる位相誤差の検出タイミ
ングを設定し、この設定されたタイミングで検出して累
積加算した位相誤差で変調信号を同期復調するようにし
た。従って、シンボルクロックの数分の一のタイミング
でサンプリングされる位相誤差の累積結果が最少となる
タイミングで位相誤差が検出されるので、位相誤差が位
相変化による影響などで増大するタイミングで検出され
ない。
の何れか一記載の無線受信方法であって、変調信号の変
調方式がπ/4シフトQPSK方式であり、サンプリン
グクロックを変調信号のシンボルクロックの八分の一の
周期に生成するようにした。従って、変調方式がπ/4
シフトQPSK方式の変調信号に対し、そのシンボルク
ロックの周期の八分の一のサンプリングクロックが生成
されるので、π/4シフトQPSK方式の変調信号が最
適なタイミングでサンプリングされる。
定の周波数で無線送信されるPSK方式の変調信号を無
線受信し、この変調信号の受信周波数を送信周波数に対
応して調整する無線受信装置において、PSK方式の変
調信号をランダム受信する無線受信手段と、所定周期の
サンプリングクロックを生成するクロック生成手段と、
前記無線受信手段が無線受信する変調信号から前記クロ
ック生成手段が生成するサンプリングクロックの周期で
位相データをサンプリングする位相サンプリング手段
と、該位相サンプリング手段でサンプリングされる位相
データを所定期間まで累積加算する位相累積手段と、該
位相累積手段の累積加算の算出結果が所定の許容範囲を
満足するように受信周波数を調整する受信調整手段と、
を具備している。
手段によりランダム受信され、クロック生成手段により
所定周期のサンプリングクロックが生成され、無線受信
される変調信号からサンプリングクロックの周期で位相
サンプリング手段により位相データがサンプリングされ
る。このサンプリングされる位相データが位相累積手段
により所定期間まで累積加算され、この累積加算の算出
結果が所定の許容範囲を満足するように受信調整手段に
より受信周波数が調整されるので、無線受信する変調信
号から位相誤差を検出することなく受信周波数が調整さ
れる。
を実現するように形成されていれば良く、例えば、専用
のハードウェア、適正な機能がプログラムにより付与さ
れたコンピュータ、適正なプログラムによりコンピュー
タの内部に実現された機能、これらの組み合わせ、等を
許容する。
線受信装置であって、前記クロック生成手段は、変調信
号のシンボルクロックの数分の一の周期のサンプリング
クロックを生成し、前記位相サンプリング手段は、前記
クロック生成手段が生成したサンプリングクロックの周
期で変調信号から位相データをサンプリングする。
生成手段により変調信号のシンボルクロックの数分の一
の周期に生成され、このサンプリングクロックの周期で
位相サンプリング手段により変調信号から位相データが
サンプリングされるので、このサンプリングは変調信号
の位相変化の周期の数分の一のタイミングで実行される
ことになる。
無線受信装置であって、前記クロック生成手段は、変調
信号の変調方式に対応した比率でシンボルクロックの数
分の一の周期のサンプリングクロックを生成する。従っ
て、サンプリングクロックがクロック生成手段により変
調信号の変調方式に対応した比率でシンボルクロックの
数分の一の周期に生成されるので、変調信号の変調方式
によりサンプリングクロックが最適な周期に生成され
る。
の無線受信装置であって、変調信号の変調方式がπ/4
シフトQPSK方式であり、前記クロック生成手段は、
変調信号のシンボルクロックの四分の一の周期のサンプ
リングクロックを生成する。従って、変調信号の変調方
式がπ/4シフトQPSK方式の場合、サンプリングク
ロックがクロック生成手段により変調信号のシンボルク
ロックの四分の一の周期に生成されるので、π/4シフ
トQPSK方式の変調信号からシンボルクロックの四分
の一の周期で位相データがサンプリングされる。
所定の周波数で無線送信されるPSK方式の変調信号を
無線受信し、この変調信号の無線送信と無線受信との位
相誤差を検出し、この位相誤差に基づいて無線受信され
る変調信号を同期復調する無線受信装置において、PS
K方式の変調信号を無線受信する無線受信手段と、該無
線受信手段が無線受信する変調信号のシンボルクロック
の数分の一の周期のサンプリングクロックを生成するク
ロック生成手段と、前記無線受信手段が無線受信する変
調信号から前記クロック生成手段が生成するサンプリン
グクロックの周期で位相誤差を検出する誤差検出手段
と、該誤差検出手段が検出する位相誤差を所定期間まで
累積加算する誤差累積手段と、該誤差累積手段の累積加
算の算出結果が最少となる位相誤差の検出タイミングを
前記誤差検出手段に設定するタイミング制御手段と、を
具備している。
手段により無線受信され、この無線受信される変調信号
のシンボルクロックの数分の一の周期のサンプリングク
ロックがクロック生成手段により生成されるので、無線
受信される変調信号からサンプリングクロックの周期で
誤差検出手段により位相誤差が検出される。この位相誤
差が誤差累積手段により所定期間まで累積加算され、こ
の累積加算の算出結果が最少となる位相誤差の検出タイ
ミングがタイミング制御手段により誤差検出手段に設定
されるので、この設定以後は変調信号の位相誤差が誤差
検出手段により位相誤差の累積加算の算出結果が最少と
なるタイミングで検出される。
所定の周波数で無線送信されるPSK方式の変調信号を
無線受信し、この変調信号の無線送信と無線受信との位
相誤差を検出し、この位相誤差に基づいて無線受信され
る変調信号を同期復調する無線受信装置において、PS
K方式の変調信号を無線受信する無線受信手段と、該無
線受信手段が無線受信する変調信号のシンボルクロック
の数分の一の周期のサンプリングクロックを生成するク
ロック生成手段と、前記無線受信手段が無線受信する変
調信号から前記クロック生成手段が生成するサンプリン
グクロックの周期で位相誤差を検出する誤差検出手段
と、該誤差検出手段が検出する位相誤差を所定期間まで
累積加算する誤差累積手段と、該誤差累積手段の累積加
算した位相誤差で変調信号を同期復調する同期復調手段
と、を具備している。
手段により無線受信され、この無線受信される変調信号
のシンボルクロックの数分の一の周期のサンプリングク
ロックがクロック生成手段により生成されるので、無線
受信される変調信号からサンプリングクロックの周期で
誤差検出手段により位相誤差が検出される。この位相誤
差が誤差累積手段により所定期間まで累積加算され、こ
の累積加算された位相誤差で同期復調手段により変調信
号が同期復調されるので、変調信号の位相変化の周期の
数分の一のタイミングでサンプリングされた位相誤差に
基づいて同期復調が実行される。
所定の周波数で無線送信されるPSK方式の変調信号を
無線受信し、この変調信号の無線送信と無線受信との位
相誤差を検出し、この位相誤差に基づいて無線受信され
る変調信号を同期復調する無線受信装置において、PS
K方式の変調信号を無線受信する無線受信手段と、該無
線受信手段が無線受信する変調信号のシンボルクロック
の数分の一の周期のサンプリングクロックを生成するク
ロック生成手段と、前記無線受信手段が無線受信する変
調信号から前記クロック生成手段が生成するサンプリン
グクロックの周期で位相誤差を検出する誤差検出手段
と、該誤差検出手段が検出する位相誤差を所定期間まで
累積加算する誤差累積手段と、該誤差累積手段の累積加
算した位相誤差が最少となる位相誤差の検出タイミング
を前記誤差検出手段に設定するタイミング制御手段と、
該タイミング制御手段で設定されたタイミングで前記誤
差検出手段が検出して前記誤差累積手段が累積加算した
位相誤差で変調信号を同期復調する同期復調手段と、を
具備している。
手段により無線受信され、この無線受信される変調信号
のシンボルクロックの数分の一の周期のサンプリングク
ロックがクロック生成手段により生成されるので、無線
受信される変調信号からサンプリングクロックの周期で
誤差検出手段により位相誤差が検出される。この位相誤
差が誤差累積手段により所定期間まで累積加算され、こ
の累積加算の算出結果が最少となる位相誤差の検出タイ
ミングがタイミング制御手段により誤差検出手段に設定
されるので、この設定以後は誤差検出手段により位相誤
差が設定されたタイミングで検出される。このタイミン
グで検出される位相誤差が誤差累積手段により所定期間
まで累積加算され、この累積加算された位相誤差で同期
復調手段により変調信号が同期復調されるので、変調信
号の位相変化の周期の数分の一のタイミングでサンプリ
ングされた位相誤差に基づいて同期復調が実行される。
シンボルクロックの数分の一のタイミングでサンプリン
グされる位相誤差の累積結果が最少となるタイミングで
位相誤差が検出されるので、位相誤差が位相変化による
影響などで増大するタイミングで検出されない。
し14の何れか一記載の無線受信装置であって、前記ク
ロック生成手段は、変調信号の変調方式に対応した比率
でシンボルクロックの数分の一の周期のサンプリングク
ロックを生成する。従って、シンボルクロックの数分の
一の周期のサンプリングクロックがクロック生成手段に
より変調信号の変調方式に対応した比率で生成されるの
で、変調信号が変調方式により最適なタイミングでサン
プリングされる。
の無線受信装置であって、変調信号の変調方式がπ/4
シフトQPSK方式であり、前記クロック生成手段は、
変調信号のシンボルクロックの周期の八分の一のサンプ
リングクロックを生成する。従って、変調方式がπ/4
シフトQPSK方式の変調信号に対し、そのシンボルク
ロックの周期の八分の一のサンプリングクロックがクロ
ック生成手段により生成されるので、π/4シフトQP
SK方式の変調信号が最適なタイミングでサンプリング
される。
照して以下に説明する。なお、図1は本実施の形態の無
線受信装置を示すブロック図、図2は遅延検波回路の動
作を示す模式的なタイムチャート、図3は位相ノーマラ
イザを示すブロック図、図4はオフセット補正回路を示
すブロック図、図5はダイバシチ合成回路を示すブロッ
ク図、図6はモジュロ2π回路を示すブロック図、図7
はレシオ生成回路を示すブロック図、図8はリミッタ回
路を示すブロック図、図9は信号合成手段に相当する位
相合成回路を示すブロック図、図10はデータ復調回路
を示すブロック図、図11は無線受信装置の無線受信方
法の状態遷移を示す模式図、図12は受信周波数の粗調
整動作を示すフローチャート、図13はフレーム同期の
確立動作を示すフローチャート、図14は受信周波数の
微調整動作を示すフローチャート、図15はサンプリン
グタイミングの設定動作を示すフローチャートである。
信装置とともにデジタルセルラに内蔵されている(図示
せず)。この無線受信装置1は、図1に示すように、ダ
イバシチ方式に対応しているので、一対の信号入力部
2,3を具備しており、これら一対の信号入力部2,3
は、一対の無線受信部4と一対の位相検出部5とを各々
一つずつ具備している。
当する通信アンテナ11を一つずつ具備しており、これ
ら一対の通信アンテナ11の各々には、受信回路12を
個々に介してI/F変換手段に相当するI/Fアンプ1
3が個々に接続されている。通信アンテナ11と受信回
路12とは、例えば、シンボルクロックの周波数が21
kHzのπ/4シフトQPSK方式の変調信号をランダ
ム受信し、I/Fアンプ13は、例えば、LOGアンプ
からなり450kHzの中間周波数により変調信号を所
定周期のI/F信号として出力する。
接続された一対の位相検出部5は、位相サンプリング手
段に相当する位相デジタイザ14、位相検出手段である
遅延検波回路15、信号調整手段に相当する位相ノーマ
ライザ16、信号補正手段に相当するオフセット補正回
路17、等を一つずつ具備しており、これらが順番に接
続されている。
は、エッジ検出回路18、カウンタ回路19、レジスタ
回路20、等を各々具備しており、無線受信部4のI/
Fアンプ13には、位相検出部5の位相デジタイザ14
のエッジ検出回路18が接続されている。このエッジ検
出回路18にカウンタ回路19が接続されており、この
カウンタ回路19にレジスタ回路20が接続されてい
る。
型のTCXO21が一対の信号入力部2,3で共用する
一個のクロック発生手段として設けられており、このT
CXO21が、例えば、12.6MHzなどの所定周期
の基準クロックを発生する。このTCXO21には、ク
ロック生成手段となるクロック生成回路22が接続され
ており、このクロック生成回路22が、基準クロックか
ら数分の一の周期のサンプリングクロックを生成する。
信号の変調方式がπ/4シフトQPSK方式であり、ク
ロック生成回路22は、変調信号の変調方式に対応した
比率でシンボルクロックの数分の一の周期のサンプリン
グクロックを生成する。より具体的には、クロック生成
回路22は、変調信号のシンボルクロックの四分の一と
八分の一との二種類の周期のサンプリングクロックを切
換自在に生成し、これら二種類のサンプリングクロック
は、後述する動作モードの切換制御に対応して選択され
る。
ザ14のカウンタ回路19の各々のクロック信号の入力
端子に接続されており、一個のクロック生成回路22も
一対の位相デジタイザ14のレジスタ回路20の各々の
クロック信号の入力端子に接続されている。
は、I/Fアンプ13からI/F信号として入力される
変調信号の立上エッジを検出し、カウンタ回路19は、
立上エッジの検出結果を基準クロックの周期でカウント
する。レジスタ回路20は、カウント結果をサンプリン
グクロックの周期でサンプリングするので、位相デジタ
イザ14は、無線受信部4が無線受信する変調信号から
クロック生成回路22が生成するサンプリングクロック
の周期で位相(の変化量)データをサンプリングする。
回路15は、複数ビットのシフトレジスタ23を複数並
設して加算器24に接続したもので、そのシフトレジス
タ23にもクロック生成回路22が接続されている。遅
延検波回路15は、図2に示すように、サンプリングク
ロックの周期で変調信号の位相データを一周期前と比較
し、その差分データを遅延検波した位相(差)データとし
てデータ出力する。
ライザ16は、図3に示すように、二系統に分割された
変調信号の位相データの入力経路の各々に、乗算器2
5,26とビット除去回路27,28とが一つずつ順番
に挿入されており、乗算器25,26に一個のパラメー
タ発生回路29が接続されている。
定された補正パラメータを発生し、乗算器25,26
は、補正パラメータを変調信号の位相データに乗算し、
ビット除去回路27,28は、補正パラメータが乗算さ
れた位相データからサインビットとMSB(Most Sig
nificant Bit)とを除去する。
波された変調信号の位相データを補正パラメータの乗算
により所定形態に補正し、この位相データから事前に設
定されたビットデータを除去して有効な部分のみを抽出
し、位相データのダイナミックレンジを調整する。
された変調信号の位相データの入力経路の各々に、加算
器31,32とビット除去回路33,34とが一つずつ
順番に挿入されており、加算器31,32には一個のマ
ルチプレクサ35を介して二個のパラメータ発生回路3
6,37が接続されている。
は、事前に設定された補正パラメータを各々発生し、マ
ルチプレクサ35は、二つの補正パラメータの一方を後
述する動作モードの切換制御に対応して選択的に出力す
る。加算器31,32は、マルチプレクサ35で選択さ
れた一つの補正パラメータを位相データに加算し、ビッ
ト除去回路33,34は、補正された位相データからサ
インビットを除去する。
信号の位相データに二種類の補正パラメータの一方を加
算してからサインビットを除去することにより、変調信
号のシンボルクロックとI/F信号と基準クロックとサ
ンプリングクロックとの周期格差に起因して位相データ
に発生するオフセットを補正する。
D変換手段であるA/Dコンバータ38も接続されてお
り、このA/Dコンバータ38にはデータ遅延回路39
が接続されている。A/Dコンバータ38は、変調信号
の無線受信の電界強度をA/D変換し、データ遅延回路
39は、電界強度のデータ伝送を遅延検波回路15に対
応した所定時間だけ遅延させる。
オフセット補正回路17のデータ出力端子は、一個のダ
イバシチ合成回路41の一対のデータ入力端子に個々に
接続されており、二個の信号入力部2のデータ遅延回路
39のデータ出力端子は、一個のダイバシチ合成回路4
1の一対の制御入力端子に個々に接続されている。
すように、二個のオフセット補正回路17が接続された
一個のモジュロ2π回路42と、二個のデータ遅延回路
39が接続された一個のレシオ生成回路43とを具備し
ており、これらの回路42,43が信号合成手段である
一個の位相合成回路44に接続されている。
に、二系統のデータ転送経路を具備しており、これらの
データ転送経路から分岐されたデータ経路が一個の加算
器45に接続されている。この加算器45にはビット分
離回路46が接続されており、この信号分離回路46は
論理演算回路47を介してデータ転送経路に接続されて
いる。
ナ11で無線受信された変調信号の位相データから差分
データを算出し、ビット分離回路46は、位相データの
差分データからサインビットとMSBとを分離する。論
理演算回路47は、サインビットとMSBとで所定の論
理演算を実行し、その演算結果を一対の位相データに付
与する。
路42は、相違する一対の通信アンテナ11で無線受信
されて二系統の位相検出部5で個々に検出された変調信
号の位相データを、2π/32ラジアンの位相データに
変換する。
に、一対の制御入力端子が差分算出手段である一個の加
算器51に接続されており、この加算器51には、ビッ
ト分離回路52、絶対値変換回路53、リミッタ回路5
4、レート記憶手段およびレート読出手段に相当するテ
ーブルROM55、が順番に接続されている。
は二系統に分離されており、その一方にデータ補正回路
56が挿入されている。この一方にデータ補正回路56
が挿入されたテーブルROM55の二系統の出力端子は
一個のマルチプレクサ57に接続されており、このマル
チプレクサ57の制御入力端子にはビット分離回路52
のサインビットの出力端子が接続されている。
ナ11で無線受信された変調信号の電界強度信号である
RSSI(Reserved Signal Strength Indicato
r)から差分データを算出し、ビット分離回路52は、電
界強度信号の差分データからMSBとサインビットとを
分離する。
2からMSBとサインビットとに分離されて入力される
電界強度信号の差分データが2の補数形式なので、これ
を6ビットの正負符号が無い絶対値データに変換する。
リミッタ回路54は、図8に示すように、四個のオアゲ
ート61〜64からなり、I/Fアンプ13がLOGア
ンプなので、絶対値データに変換された電界強度信号の
差分データをLOGレベルで6ビットから3ビットに圧
縮してアドレスデータを生成する。
ように、3ビットのアドレスデータに対して八つのダイ
バシチレシオがバイナリデータとして事前に設定されて
おり、入力されるアドレスデータに対応してダイバシチ
レシオのバイナリデータをレシオ信号としてデータ出力
する。
を実行し、マルチプレクサ57は、データ補正されたレ
シオ信号とデータ補正されないレシオ信号とから、ビッ
ト分離回路52が出力するサインビットに対応して一方
を選択的に出力する。
の場合には、テーブルROM55のダイバシチレシオが
直接出力されるが、RSSI信号1<RSSI信号2の
場合には、テーブルROM55のダイバシチレシオはデ
ータ補正回路56で2の補数変換されてから出力され
る。
43は、相違する一対の通信アンテナ11で無線受信さ
れた変調信号の電界強度信号のデジタルデータから差分
データを算出し、この差分データに対応して事前に設定
された八つのダイバシチレシオから一つを選択的に出力
する。
モジュロ2π回路42の二つのデータ出力端子が一個の
加算器65に接続されており、この加算器65の一つの
データ出力端子とレシオ生成回路43の一つのデータ出
力端子とが一個の乗算器66に接続されている。この乗
算器66の一つのデータ出力端子とモジュロ2π回路4
2の二つのデータ出力端子の一方とが一個の加算器67
に接続されており、この加算器67の一つのデータ出力
端子がビット除去回路68に接続されている。
ナ11で無線受信された二つの変調信号の位相データの
一方から他方を減算して差分データを算出し、乗算器6
6は、一対の通信アンテナ11の無線受信の電界強度に
対応したレシオ信号を加算器65の出力データに乗算す
る。加算器67は、加算器65で減算された位相データ
を乗算器66の出力データに加算し、ビット除去回路6
8は、加算器67の出力データからサインビットを除去
する。
回路41の位相合成回路44は、下記の数式に示すよう
に、相違する一対の通信アンテナ11で無線受信された
二つの変調信号の位相データを、一対の通信アンテナ1
1の無線受信の電界強度に対応した比率でダイバシチ合
成する。
−P2)×Dr+D2 なお、 Dp:ダイバシチ合成された位相データ P1:第一の通信アンテナ11に対応したモジュロ2π
回路42の出力データ P2:第二の通信アンテナ11に対応したモジュロ2π
回路42の出力データ Dr:レシオ信号 である。
1には、図1に示すように、誤差検出手段に相当するデ
ータ復調回路71が接続されており、このデータ復調回
路71は、図10に示すように、オアゲート72やイン
バータ73等の論理演算素子からなる。
インバータ73等で所定の論理演算を実行し、π/4シ
フトQPSKの変調信号の位相データから“0/1”の
復調データを2ビットずつ生成するとともに、位相誤差
の検出結果であるエラーデータを生成する。
端子と、ダイバシチ合成回路41の位相データの出力端
子とは、一個のセレクタ回路74に接続されており、こ
のセレクタ回路74の一つのデータ出力端子には、位相
累積手段および誤差累積手段に相当するエラー計算回路
75が接続されている。
制御回路(図示せず)も具備しており、このモード制御
回路が出力する動作モードの制御信号の出力端子は、ク
ロック生成回路22、データ遅延回路39、セレクタ回
路74、等の制御端子に接続されている。
に、デジタルセルラの無線受信装置1の動作モードを、
図11に示すように、周波数粗調モード、フレーム同期
モード、周波数微調モード、タイミング制御モード、に
切換制御する。これらの動作モードに対応した制御信号
が入力されるレジスタ回路20は、動作モードが周波数
粗調モードの場合のみ、サンプリングクロックを変調信
号のシンボルクロックの四分の一の周期に生成し、他の
動作モードでは八分の一の周期に生成する。
御により遅延検波回路15の遅延時間も変動するので、
データ遅延回路39は、動作モードの制御信号に対応し
てデータ伝送の遅延時間を切り換える。そして、セレク
タ回路74は、動作モードが周波数粗調モードの場合の
み、ダイバシチ合成回路41が出力する位相データを選
択的に出力し、他の動作モードではデータ復調回路71
が出力するエラーデータを選択的に出力する。
計算回路75は、周波数粗調モードにはダイバシチ合成
回路41が出力する位相データを、例えば、変調信号の
1スロットである144シンボルの時間などの所定期間
まで累積加算し、他の動作モードではデータ復調回路7
1が出力するエラーデータを所定期間まで累積加算す
る。
段および同期復調手段に相当するAFC計算回路76が
接続されており、このAFC計算回路76は、D/Aコ
ンバータ77を介して前述のTCXO21にフィードバ
ック接続されている。AFC計算回路76は、エラー計
算回路75の出力データをAFC処理して複数ビットの
デジタルデータを出力し、D/Aコンバータ77は、デ
ジタルデータをアナログデータに変換する。
CXO21の出力周波数は変化するので、AFC計算回
路76は、周波数粗調モードにはエラー計算回路75の
位相データの累積結果が所定の許容範囲を満足するよう
に受信周波数を調整することになり、周波数微調モード
にはエラー計算回路75が累積加算した位相誤差で変調
信号を同期復調する。
タの出力端子には、誤差累積手段に相当するタイミング
計算回路78が接続されており、このタイミング計算回
路78は、エラーデータの絶対値を、例えば、変調信号
の1スロットである144シンボルの時間などの所定期
間まで累積加算する。
回路71の復調データの出力端子とは、一個のタイミン
グ制御回路79に接続されており、このタイミング制御
回路79は、ビットサンプリング手段およびフレーム同
期手段に相当する相関値計算回路80とCRC計算回路
81とを具備している。このタイミング制御回路79に
は、タイミング制御手段に相当するシンボル/フレーム
カウンタ82に接続されており、このシンボル/フレー
ムカウンタ82が前述のクロック生成回路22にフィー
ドバック接続されている。
路71から入力される復調データで相関値計算回路80
により相関値計算を実行するとともにCRC計算回路8
1でCRC計算を実行する。より具体的には、相関値計
算回路80は、サンプリングクロックの周期で生成され
た変調信号の復調データから第一のビットデータとして
20ビットの同期ワードをサンプリングし、このサンプ
リングされた第一のビットデータと事前に設定された第
一のビットデータとでフレーム相関値を算出する。
グクロックの周期で生成された変調信号の復調データか
ら第二のビットデータとして224ビットの制御情報を
サンプリングし、このサンプリングされた第二のビット
データと事前に設定された第二のビットデータとでCR
C計算を実行する。
のように算出されるフレーム相関値とCRC計算結果と
に対応してクロック生成回路22のサンプリングクロッ
クの生成タイミングを制御するので、これで変調信号の
無線受信のフレーム同期が確立されることになる。
計算回路78で累積加算されたエラーデータに対応して
シンボル/フレームカウンタ82によりクロック生成回
路22のサンプリングクロックの生成タイミングを制御
し、データ復調回路71のエラーデータの検出タイミン
グを、その絶対値の累積結果が最少となるタイミングに
設定する。
の無線受信装置1は、デジタルセルラの一部として基地
局(図示せず)から無線送信されるπ/4シフトQPS
K方式の変調信号を無線受信し、この変調信号をデジタ
ル信号に復調してから音声信号に再生する。
に示すように、起動直後は動作モードが周波数粗調モー
ドに切換制御され、変調信号の受信周波数が粗調整され
る。この受信周波数の粗調整が完了すると、動作モード
はフレーム同期モードに切換制御され、変調信号のフレ
ーム同期が確立される。
作モードは周波数微調モードに切換制御され、変調信号
の受信周波数が微調整される。この受信周波数の微調整
が完了すると、動作モードはタイミング制御モードに切
換制御され、所定時間ごとに動作モードが周波数微調モ
ードにフィードバックされる。
信装置1の処理動作を以下に順次説明する。まず、本実
施の形態の無線受信装置1では、TCXO21が所定周
期で発生する基準クロックをクロック生成回路22が数
分の一の周期に変換することにより、変調信号のシンボ
ルクロックの数分の一の周期のサンプリングクロックが
生成される。
定下では、図12に示すように、モード制御回路がクロ
ック生成回路22を切換制御することにより、変調信号
のシンボルクロックの四分の一の周期のサンプリングク
ロックが生成される(ステップS1)。
無線受信部4によりランダム受信されるので、この無線
受信される変調信号の位相(変化量)データがサンプリン
グクロックの周期で位相デジタイザ14によりサンプリ
ングされ、このようにサンプリングされた変調信号の位
相(変化量)データから、遅延検波回路15によりサンプ
リングクロックの周期で位相(差)データが遅延検波され
る。
ータは、位相ノーマライザ16によりサインビットやM
SBが除去されて有効な部分のみ抽出され、オフセット
補正回路17により補正パラメータでオフセットが補正
される。このように補正された位相データはダイバシチ
合成回路41でダイバシチ合成され、モード制御回路で
切換制御されたセレクタ回路74によりエラー計算回路
75に伝送される(ステップS2)。
定期間まで累積加算し(ステップS3)、この累積加算さ
れた位相データでAFC計算回路76がAFC計算を実
行する。このAFC計算の算出結果はD/Aコンバータ
77でデジタルデータからアナログ電圧に変換され(ス
テップS4)、このアナログ電圧に対応してTCXO2
1の発振周波数が変化する。
ック制御されることになるので、変調信号の受信周波数
が所定の許容範囲を満足するように粗調整されることに
なる。本実施の形態の無線受信装置1では、上述のよう
に変調信号の受信周波数を粗調整するとき、変調信号が
ランダム受信されることを利用して位相データの累積結
果で受信周波数を調整している。このため、受信周波数
を調整するために変調信号から位相誤差を検出する必要
がないので、受信周波数の粗調整を簡単な処理で実行す
ることができる。
数を粗調整するとき、この粗調整に利用する位相データ
を変調信号のシンボルクロックの四分の一の周期でサン
プリングしているので、受信周波数の粗調整を高速に完
了することができる。このように受信周波数の調整を高
速に完了することができるので、これを実現するために
TCXO21として周波数が高度に安定したデバイスを
使用する必要がなく、無線受信装置1の生産性を向上さ
せることができる。
ると、無線受信装置1の動作モードは周波数粗調モード
からフレーム同期モードに切換制御される。このフレー
ム同期モードの設定下では、図13に示すように、クロ
ック生成回路22が生成するサンプリングクロックの周
期が変調信号のシンボルクロックの八分の一に切換制御
される(ステップT1)。
により無線受信されるので、この無線受信される変調信
号から位相検出部5により位相データがサンプリングク
ロックの周期で検出され、このようにサンプリングクロ
ックの周期で検出される位相データからデータ復調回路
71により復調データが生成される。
制御回路79の相関値計算回路80により第一のビット
データがサンプリングされ、このサンプリングされた第
一のビットデータと事前に設定された第一のビットデー
タとでフレーム相関値が算出される(ステップT2〜T
4)。
ング制御回路79のCRC計算回路81により第二のビ
ットデータがサンプリングされ、このサンプリングされ
た第二のビットデータと事前に設定された第二のビット
データとでCRC計算が実行される(ステップT5,T
6)。
相関値とCRC計算結果とに対応してシンボル/フレー
ムカウンタ82によりクロック生成回路22のサンプリ
ングクロックの生成タイミングが制御されるので、これ
で変調信号の無線受信のフレーム同期が確立される(ス
テップT7)。
のようにフレーム同期を確立するとき、その計算に利用
する変調信号の位相データをシンボルクロックの八分の
一周期でサンプリングしているので、フレーム同期の確
立を高速に完了することができる。
ると、無線受信装置1の動作モードはフレーム同期モー
ドから周波数微調モードに切換制御される。この周波数
微調モードでも、図14に示すように、クロック生成回
路22が生成するサンプリングクロックの周期が変調信
号のシンボルクロックの八分の一に切換制御される(ス
テップE1)。
により無線受信されるので、この無線受信される変調信
号から位相検出部5により位相データがサンプリングク
ロックの周期で検出され、このようにサンプリングクロ
ックの周期で検出される位相データの位相誤差がデータ
復調回路71によりエラーデータとして生成される。
制御されたセレクタ回路74によりエラー計算回路75
に伝送され(ステップE2)、このエラー計算回路75で
所定期間まで累積加算される(ステップE3)。この累積
加算された位相データでAFC計算回路76がAFC計
算を実行し、このAFC計算の算出結果がD/Aコンバ
ータ77でアナログ電圧に変換される。
の発振周波数が変化するので(ステップE5)、これでサ
ンプリングクロックがフィードバック制御されることに
なり、変調信号の受信周波数が所定の許容範囲を満足す
るように微調整されて変調信号が同期復調されることに
なる。
のように変調信号を同期復調するとき、その位相誤差の
算出に利用する位相データをシンボルクロックの八分の
一の周期でサンプリングしているので、変調信号の同期
復調を高速に完了することができる。
ると、無線受信装置1の動作モードは、所定時間ごとに
周波数微調モードからタイミング制御モードに切換制御
され、このタイミング制御モードと周波数微調モードと
が所定時間ごとに繰り返される。
示すように、データ復調回路71によりサンプリングク
ロックの周期で生成されるエラーデータがエラー計算回
路78で所定期間まで累積加算され(ステップP1)、こ
の累積加算されたエラーデータが最少となるエラーデー
タの検出タイミングがタイミング制御回路79によりシ
ンボル/フレームカウンタ82でクロック生成回路22
に設定される。
の周波数微調モードでは、データ復調回路71はエラー
データの累積結果が最少となるタイミングでエラーデー
タを検出するので、このタイミングで検出されるエラー
データで変調信号の同期復調が実行されることになる。
のように変調信号の位相誤差であるエラーデータの累積
結果が最少となるタイミングにエラーデータの検出タイ
ミングが調整されるので、エラーデータが位相変化によ
る影響などで増大するタイミングで検出されることが防
止される。つまり、変調信号からエラーデータを最適な
タイミングで検出することができるので、変調信号の受
信性能を向上させることができる。
は、上述のような各種の動作モードとは関係なく、変調
信号の無線受信はダイバシチ方式で実行される。その場
合、変調信号は一対の通信アンテナ11により無線受信
され、これら一対の通信アンテナ11の各々の無線受信
の電界強度が一対のA/Dコンバータ38により個々に
A/D変換されてから一個のダイバシチ合成回路41に
入力される。
生成回路43の加算器51により一対のデジタルデータ
の差分データが算出され、この差分データをアドレスデ
ータとしてテーブルROM55からダイバシチレシオが
読み出され、このダイバシチレシオに対応して一対の変
調信号の位相データが位相合成回路44によりダイバシ
チ合成される。
のように一対の通信アンテナ11が無線受信する無線信
号の電界強度に対応してテーブルROM55に事前に設
定された複数のダイバシチレシオを選択的に読み出すこ
とにより、一対の通信アンテナ11が無線受信する無線
信号を電界強度の差分に対応して適正な比率でダイバシ
チ合成することができる。
ンテナ11を単純に電界強度に対応して切換制御しない
ので、変調信号の受信性能を向上させることができる。
本実施の形態の無線受信装置1のダイバシチ合成による
受信性能をシミュレーションにより検証したところ、従
来技術のアンテナ切換方式より3dBほど受信性能が向
上することが確認された。
は、動作モードが周波数粗調モードの場合のみ、サンプ
リングクロックを変調信号のシンボルクロックの四分の
一の周期に設定して他の動作モードでは八分の一の周期
に設定するので、π/4シフトQPSK方式の変調信号
を各種動作で最適なタイミングでサンプリングすること
ができる。
ングクロックの切換制御による受信性能の変化を、三種
類のデータ長のランダムデータでシミュレーションによ
り検証したところ、下記の表2に示すように、サンプリ
ングクロックの周期としてはシンボルクロックの八分の
一が最適であることが確認された。
期を変調信号のシンボルクロックの四分の一としている
が、これはナイキスト理論により二分の一で周波数の導
出が可能であることが判明しているが、これでは無線伝
搬の特性が劣化している環境では導出誤差が大きいので
四分の一を最適としている。
は、上述のような各種の動作モードとは関係なく、位相
ノーマライザ16により変調信号の位相データからサイ
ンビットやMSBが除去されて有効な部分が抽出される
ので、位相データが最適なダイナミックレンジに調整さ
れて受信性能が良好である。
調信号のシンボルクロックとI/F信号と基準クロック
とサンプリングクロックとの周期格差に対応した補正パ
ラメータで変調信号の位相データが補正されるので、こ
れらのクロック信号の周期格差に起因して変調信号の位
相データに発生するオフセットが補正されて受信性能が
良好である。
正パラメータを適正に設定すれば、各種のクロック信号
に周期格差が存在しても問題とならないので、I/Fア
ンプ13やTCXO21として各種のデバイスを自由に
採用することができ、無線受信装置1の生産性を向上さ
せることができる。
は、前述のように動作モードによりサンプリングクロッ
クの周期が二段階に切換制御されるが、これに対応して
オフセット補正回路17の補正パラメータも二つが切り
換えられるので、サンプリングクロックが切り換えられ
ても変調信号の位相データのオフセットを適正に補正す
ることができる。
復調性能を具体的に検証する。まず、社団法人電波産業
会発行のデジタル方式自動車電話システムの標準規格R
CR−STD27Fでは、PDCの復調性能を示す希望
波対干渉波電力比を干渉レベルCIR(Carrier to In
terference Ratio)により下記の表2のように規定し
ている。
40Hzのレイリーフェージング下で希望波の入力レベ
ルを規格感度の+30dBとし、デジタル信号(符号長
32で767ビットの二値疑似雑音系列)で変調された
妨害波を加えた場合の、TCH(Traffic Channel)の
BER(Bit Error Rate)が1×10- 2および1×
10-3となる希望波レベルと妨害波レベルとの比率であ
る。
態の無線受信装置1の復調性能をシミュレーションによ
り検証したところ、下記の表4のような性能が確認され
た。
IRとなるBERをシミュレーションしている。最大ド
ップラ周波数fD=40Hzとは移動速度50Km/h
に相当するので、下記の表5に示すように、本実施の形
態の無線受信装置1は勧告書の規定値を充分に満足して
いることが確認された。
の要旨を逸脱しない範囲で各種の変形を許容する。例え
ば、上記形態では誤差検出装置21の各種手段が各々専
用のハードウェアとして形成されていることを例示した
が、例えば、適正なソフトウェアをコンピュータに実装
して動作させることにより、信号復調装置11の各種手
段を実現することも可能であり、一部をソフトウェアで
実現するとともに一部をハードウェアとして形成するこ
とも可能である。
記憶容量を削減するため、図7に示すように、RSSI
信号1,2の大小に対応してテーブルROM55のダイ
バシチレシオをマルチプレクサ57で直接選択したりデ
ータ補正回路56で補数変換してから選択することを例
示したので、このレシオ生成回路43を図16の構成に
換装することも可能である。
いるので、以下に記載するような効果を奏する。
SK方式の変調信号をランダム受信し、所定周期のサン
プリングクロックを生成し、無線受信される変調信号か
ら位相データをサンプリングクロックの周期でサンプリ
ングし、このサンプリングされる位相データを所定期間
まで累積加算し、この累積加算の算出結果が所定の許容
範囲を満足するように受信周波数を調整するようにした
ことにより、無線受信する変調信号から位相誤差を検出
することなく簡単な処理で受信周波数を調整することが
できる。
線受信方法であって、サンプリングクロックを変調信号
のシンボルクロックの数分の一の周期に生成し、このサ
ンプリングクロックの周期で変調信号から位相データを
サンプリングするようにしたことにより、変調信号の位
相データを位相変化の周期の数分の一のタイミングでサ
ンプリングすることができるので、受信周波数の調整を
高速に完了することができ、これを実現するために高精
度に安定した基準クロックからサンプリングクロックを
生成する必要がない。
線受信方法であって、変調信号の変調方式がπ/4シフ
トQPSK方式であり、サンプリングクロックを変調信
号のシンボルクロックの四分の一の周期に生成するよう
にしたことにより、位相データの累積による受信周波数
の調整に最適なタイミングで、π/4シフトQPSK方
式の変調信号をサンプリングすることができる。
SK方式の変調信号を無線受信し、この無線受信する変
調信号のシンボルクロックの数分の一の周期のサンプリ
ングクロックを生成し、無線受信する変調信号からサン
プリングクロックの周期で位相誤差を検出し、この検出
する位相誤差を所定期間まで累積加算し、この累積加算
の算出結果が最少となる位相誤差の検出タイミングを設
定するようにしたことにより、位相誤差が位相変化によ
る影響などで増大するタイミングで検出されることを防
止することができるので、位相誤差を最適なタイミング
で検出して変調信号の受信性能を向上させることができ
る。
SK方式の変調信号を無線受信し、この無線受信する変
調信号のシンボルクロックの数分の一の周期のサンプリ
ングクロックを生成し、無線受信する変調信号からサン
プリングクロックの周期で位相誤差を検出し、この検出
する位相誤差を所定期間まで累積加算し、この累積加算
した位相誤差で変調信号を同期復調するようにしたこと
により、変調信号の同期復調に利用する位相誤差を位相
変化の周期の数分の一のタイミングでサンプリングする
ことができるので、変調信号の同期復調を高速に完了す
ることができる。
SK方式の変調信号を無線受信し、この無線受信する変
調信号のシンボルクロックの数分の一の周期のサンプリ
ングクロックを生成し、無線受信する変調信号からサン
プリングクロックの周期で位相誤差を検出し、この検出
する位相誤差を所定期間まで累積加算し、この累積加算
した位相誤差が最少となる位相誤差の検出タイミングを
設定し、この設定されたタイミングで検出して累積加算
した位相誤差で変調信号を同期復調するようにしたこと
により、位相誤差が位相変化による影響などで増大する
タイミングで検出されることを防止することができるの
で、位相誤差を最適なタイミングで検出することがで
き、変調信号の同期復調に利用する位相誤差を位相変化
の周期の数分の一のタイミングでサンプリングすること
ができるので、変調信号の同期復調を高速に完了するこ
とができ、変調信号の受信性能を向上させることができ
る。
の何れか一記載の無線受信方法であって、変調信号の変
調方式がπ/4シフトQPSK方式であり、サンプリン
グクロックを変調信号のシンボルクロックの八分の一の
周期に生成するようにしたことにより、請求項4ないし
8の何れか一記載の発明の無線受信方法に最適なタイミ
ングで、π/4シフトQPSK方式の変調信号をサンプ
リングすることができる。
SK方式の変調信号をランダム受信する無線受信手段
と、所定周期のサンプリングクロックを生成するクロッ
ク生成手段と、前記無線受信手段が無線受信する変調信
号から前記クロック生成手段が生成するサンプリングク
ロックの周期で位相データをサンプリングする位相サン
プリング手段と、該位相サンプリング手段でサンプリン
グされる位相データを所定期間まで累積加算する位相累
積手段と、該位相累積手段の累積加算の算出結果が所定
の許容範囲を満足するように受信周波数を調整する受信
調整手段と、を具備していることにより、無線受信する
変調信号から位相誤差を検出することなく簡単な処理で
受信周波数を調整することができる。
線受信装置であって、前記クロック生成手段は、変調信
号のシンボルクロックの数分の一の周期のサンプリング
クロックを生成し、前記位相サンプリング手段は、前記
クロック生成手段が生成したサンプリングクロックの周
期で変調信号から位相データをサンプリングすることに
より、変調信号の位相データを位相変化の周期の数分の
一のタイミングでサンプリングすることができるので、
受信周波数の調整を高速に完了することができ、これを
実現するために高精度に安定した基準クロックからサン
プリングクロックを生成する必要がないので、無線受信
装置の生産性を向上させることができる。
無線受信装置であって、前記クロック生成手段は、変調
信号の変調方式に対応した比率でシンボルクロックの数
分の一の周期のサンプリングクロックを生成することに
より、変調信号の変調方式に対応してサンプリングクロ
ックを最適な周期に生成することができる。
の無線受信装置であって、変調信号の変調方式がπ/4
シフトQPSK方式であり、前記クロック生成手段は、
変調信号のシンボルクロックの四分の一の周期のサンプ
リングクロックを生成することにより、位相データの累
積による受信周波数の調整に最適なタイミングで、π/
4シフトQPSK方式の変調信号をサンプリングするこ
とができる。
PSK方式の変調信号を無線受信する無線受信手段と、
該無線受信手段が無線受信する変調信号のシンボルクロ
ックの数分の一の周期のサンプリングクロックを生成す
るクロック生成手段と、前記無線受信手段が無線受信す
る変調信号から前記クロック生成手段が生成するサンプ
リングクロックの周期で位相誤差を検出する誤差検出手
段と、該誤差検出手段が検出する位相誤差を所定期間ま
で累積加算する誤差累積手段と、該誤差累積手段の累積
加算の算出結果が最少となる位相誤差の検出タイミング
を前記誤差検出手段に設定するタイミング制御手段と、
を具備していることにより、位相誤差が位相変化による
影響などで増大するタイミングで検出されることを防止
することができるので、位相誤差を最適なタイミングで
検出して変調信号の受信性能を向上させることができ
る。
PSK方式の変調信号を無線受信する無線受信手段と、
該無線受信手段が無線受信する変調信号のシンボルクロ
ックの数分の一の周期のサンプリングクロックを生成す
るクロック生成手段と、前記無線受信手段が無線受信す
る変調信号から前記クロック生成手段が生成するサンプ
リングクロックの周期で位相誤差を検出する誤差検出手
段と、該誤差検出手段が検出する位相誤差を所定期間ま
で累積加算する誤差累積手段と、該誤差累積手段の累積
加算した位相誤差で変調信号を同期復調する同期復調手
段と、を具備していることにより、変調信号の同期復調
に利用する位相誤差を位相変化の周期の数分の一のタイ
ミングでサンプリングすることができるので、変調信号
の同期復調を高速に完了することができる。
所定の周波数で無線送信されるPSK方式の変調信号を
無線受信し、この変調信号の無線送信と無線受信との位
相誤差を検出し、この位相誤差に基づいて無線受信され
る変調信号を同期復調する無線受信装置において、PS
K方式の変調信号を無線受信する無線受信手段と、該無
線受信手段が無線受信する変調信号のシンボルクロック
の数分の一の周期のサンプリングクロックを生成するク
ロック生成手段と、前記無線受信手段が無線受信する変
調信号から前記クロック生成手段が生成するサンプリン
グクロックの周期で位相誤差を検出する誤差検出手段
と、該誤差検出手段が検出する位相誤差を所定期間まで
累積加算する誤差累積手段と、該誤差累積手段の累積加
算した位相誤差が最少となる位相誤差の検出タイミング
を前記誤差検出手段に設定するタイミング制御手段と、
該タイミング制御手段で設定されたタイミングで前記誤
差検出手段が検出して前記誤差累積手段が累積加算した
位相誤差で変調信号を同期復調する同期復調手段と、を
具備していることにより、位相誤差が位相変化による影
響などで増大するタイミングで検出されることを防止す
ることができるので、位相誤差を最適なタイミングで検
出することができ、変調信号の同期復調に利用する位相
誤差を位相変化の周期の数分の一のタイミングでサンプ
リングすることができるので、変調信号の同期復調を高
速に完了することができ、変調信号の受信性能を向上さ
せることができる。
し14の何れか一記載の無線受信装置であって、前記ク
ロック生成手段は、変調信号の変調方式に対応した比率
でシンボルクロックの数分の一の周期のサンプリングク
ロックを生成することにより、変調信号を変調方式によ
り最適なタイミングでサンプリングすることができる。
の無線受信装置であって、変調信号の変調方式がπ/4
シフトQPSK方式であり、前記クロック生成手段は、
変調信号のシンボルクロックの周期の八分の一のサンプ
リングクロックを生成することにより、請求項12ない
し14の何れか一記載の発明の無線受信装置に最適なタ
イミングで、π/4シフトQPSK方式の変調信号をサ
ンプリングすることができる。
ロック図である。
模式的なタイムチャートである。
すブロック図である。
示すブロック図である。
ロック図である。
す模式図である。
トである。
トである。
トである。
ローチャートである。
である。
図である。
示す模式図である。
ザ 22 クロック生成手段であるクロック生成回路 71 誤差検出手段に相当するデータ復調回路 75 位相累積手段および誤差累積手段に相当するエ
ラー計算回路 76 受信調整手段および同期復調手段に相当するA
FC計算回路 78 誤差累積手段に相当するタイミング計算回路 82 タイミング制御手段に相当するシンボル/フレ
ームカウンタ
Claims (16)
- 【請求項1】 所定の周波数で無線送信されるPSK
(Phase Shift Keying)方式の変調信号を無線受信
し、この変調信号の受信周波数を送信周波数に対応して
調整するようにした無線受信方法において、 PSK方式の変調信号をランダム受信し、 所定周期のサンプリングクロックを生成し、 無線受信される変調信号から位相データをサンプリング
クロックの周期でサンプリングし、 このサンプリングされる位相データを所定期間まで累積
加算し、 この累積加算の算出結果が所定の許容範囲を満足するよ
うに受信周波数を調整するようにしたことを特徴とする
ようにした無線受信方法。 - 【請求項2】 サンプリングクロックを変調信号のシン
ボルクロックの数分の一の周期に生成し、 このサンプリングクロックの周期で変調信号から位相デ
ータをサンプリングするようにした請求項1記載の無線
受信方法。 - 【請求項3】 変調信号の変調方式がπ/4シフトQP
SK(QuarterlyPSK)方式であり、サンプリングクロ
ックを変調信号のシンボルクロックの四分の一の周期に
生成するようにした請求項2記載の無線受信方法。 - 【請求項4】 所定の周波数で無線送信されるPSK方
式の変調信号を無線受信し、この変調信号の無線送信と
無線受信との位相誤差を検出し、この位相誤差に基づい
て無線受信される変調信号を同期復調するようにした無
線受信方法において、 PSK方式の変調信号を無線受信し、 この無線受信する変調信号のシンボルクロックの数分の
一の周期のサンプリングクロックを生成し、 無線受信する変調信号からサンプリングクロックの周期
で位相誤差を検出し、 この検出する位相誤差を所定期間まで累積加算し、 この累積加算の算出結果が最少となる位相誤差の検出タ
イミングを設定するようにしたことを特徴とする無線受
信方法。 - 【請求項5】 所定の周波数で無線送信されるPSK方
式の変調信号を無線受信し、この変調信号の無線送信と
無線受信との位相誤差を検出し、この位相誤差に基づい
て無線受信される変調信号を同期復調するようにした無
線受信方法において、 PSK方式の変調信号を無線受信し、 この無線受信する変調信号のシンボルクロックの数分の
一の周期のサンプリングクロックを生成し、 無線受信する変調信号からサンプリングクロックの周期
で位相誤差を検出し、 この検出する位相誤差を所定期間まで累積加算し、 この累積加算した位相誤差で変調信号を同期復調するよ
うにしたことを特徴とする無線受信方法。 - 【請求項6】 所定の周波数で無線送信されるPSK方
式の変調信号を無線受信し、この変調信号の無線送信と
無線受信との位相誤差を検出し、この位相誤差に基づい
て無線受信される変調信号を同期復調するようにした無
線受信方法において、 PSK方式の変調信号を無線受信し、 この無線受信する変調信号のシンボルクロックの数分の
一の周期のサンプリングクロックを生成し、 無線受信する変調信号からサンプリングクロックの周期
で位相誤差を検出し、 この検出する位相誤差を所定期間まで累積加算し、 この累積加算した位相誤差が最少となる位相誤差の検出
タイミングを設定し、 この設定されたタイミングで検出して累積加算した位相
誤差で変調信号を同期復調するようにしたことを特徴と
する無線受信方法。 - 【請求項7】 変調信号の変調方式がπ/4シフトQP
SK方式であり、サンプリングクロックを変調信号のシ
ンボルクロックの八分の一の周期に生成するようにした
請求項4ないし8の何れか一記載の無線受信方法。 - 【請求項8】 所定の周波数で無線送信されるPSK方
式の変調信号を無線受信し、この変調信号の受信周波数
を送信周波数に対応して調整する無線受信装置におい
て、 PSK方式の変調信号をランダム受信する無線受信手段
と、 所定周期のサンプリングクロックを生成するクロック生
成手段と、 前記無線受信手段が無線受信する変調信号から前記クロ
ック生成手段が生成するサンプリングクロックの周期で
位相データをサンプリングする位相サンプリング手段
と、 該位相サンプリング手段でサンプリングされる位相デー
タを所定期間まで累積加算する位相累積手段と、 該位相累積手段の累積加算の算出結果が所定の許容範囲
を満足するように受信周波数を調整する受信調整手段
と、 を具備していることを特徴とする無線受信装置。 - 【請求項9】 前記クロック生成手段は、変調信号のシ
ンボルクロックの数分の一の周期のサンプリングクロッ
クを生成し、 前記位相サンプリング手段は、前記クロック生成手段が
生成したサンプリングクロックの周期で変調信号から位
相データをサンプリングする請求項8記載の無線受信装
置。 - 【請求項10】 前記クロック生成手段は、変調信号の
変調方式に対応した比率でシンボルクロックの数分の一
の周期のサンプリングクロックを生成する請求項9記載
の無線受信装置。 - 【請求項11】 変調信号の変調方式がπ/4シフトQ
PSK方式であり、前記クロック生成手段は、変調信号
のシンボルクロックの四分の一の周期のサンプリングク
ロックを生成する請求項10記載の無線受信装置。 - 【請求項12】 所定の周波数で無線送信されるPSK
方式の変調信号を無線受信し、この変調信号の無線送信
と無線受信との位相誤差を検出し、この位相誤差に基づ
いて無線受信される変調信号を同期復調する無線受信装
置において、 PSK方式の変調信号を無線受信する無線受信手段と、 該無線受信手段が無線受信する変調信号のシンボルクロ
ックの数分の一の周期のサンプリングクロックを生成す
るクロック生成手段と、 前記無線受信手段が無線受信する変調信号から前記クロ
ック生成手段が生成するサンプリングクロックの周期で
位相誤差を検出する誤差検出手段と、 該誤差検出手段が検出する位相誤差を所定期間まで累積
加算する誤差累積手段と、 該誤差累積手段の累積加算の算出結果が最少となる位相
誤差の検出タイミングを前記誤差検出手段に設定するタ
イミング制御手段と、 を具備していることを特徴とする無線受信装置。 - 【請求項13】 所定の周波数で無線送信されるPSK
方式の変調信号を無線受信し、この変調信号の無線送信
と無線受信との位相誤差を検出し、この位相誤差に基づ
いて無線受信される変調信号を同期復調する無線受信装
置において、 PSK方式の変調信号を無線受信する無線受信手段と、 該無線受信手段が無線受信する変調信号のシンボルクロ
ックの数分の一の周期のサンプリングクロックを生成す
るクロック生成手段と、 前記無線受信手段が無線受信する変調信号から前記クロ
ック生成手段が生成するサンプリングクロックの周期で
位相誤差を検出する誤差検出手段と、 該誤差検出手段が検出する位相誤差を所定期間まで累積
加算する誤差累積手段と、 該誤差累積手段の累積加算した位相誤差で変調信号を同
期復調する同期復調手段と、 を具備していることを特徴とする無線受信装置。 - 【請求項14】 所定の周波数で無線送信されるPSK
方式の変調信号を無線受信し、この変調信号の無線送信
と無線受信との位相誤差を検出し、この位相誤差に基づ
いて無線受信される変調信号を同期復調する無線受信装
置において、 PSK方式の変調信号を無線受信する無線受信手段と、 該無線受信手段が無線受信する変調信号のシンボルクロ
ックの数分の一の周期のサンプリングクロックを生成す
るクロック生成手段と、 前記無線受信手段が無線受信する変調信号から前記クロ
ック生成手段が生成するサンプリングクロックの周期で
位相誤差を検出する誤差検出手段と、 該誤差検出手段が検出する位相誤差を所定期間まで累積
加算する誤差累積手段と、 該誤差累積手段の累積加算した位相誤差が最少となる位
相誤差の検出タイミングを前記誤差検出手段に設定する
タイミング制御手段と、 該タイミング制御手段で設定されたタイミングで前記誤
差検出手段が検出して前記誤差累積手段が累積加算した
位相誤差で変調信号を同期復調する同期復調手段と、 を具備していることを特徴とする無線受信装置。 - 【請求項15】 前記クロック生成手段は、変調信号の
変調方式に対応した比率でシンボルクロックの数分の一
の周期のサンプリングクロックを生成する請求項12な
いし14の何れか一記載の無線受信装置。 - 【請求項16】 変調信号の変調方式がπ/4シフトQ
PSK方式であり、前記クロック生成手段は、変調信号
のシンボルクロックの周期の八分の一のサンプリングク
ロックを生成する請求項15記載の無線受信装置。
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