KR20060043269A - 소프트-스위칭 하프-브리지 인버터 파워 서플라이 시스템 - Google Patents

소프트-스위칭 하프-브리지 인버터 파워 서플라이 시스템 Download PDF

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KR20060043269A
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voltage
switching element
inverter
power supply
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KR1020050016746A
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케이키 모리모토
토시미츠 도이
카즈히로 다나카
히로카즈 이오로이
하루히코 마나베
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가부시키가이샤 다이헨
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Abstract

인버터 파워 서플라이 시스템은, DC 파워 서플라이 회로로부터의 DC 전압을 AC 전압으로 변환하기 위하여 제 1스위칭 요소, 제 2스위칭 요소, 제 1보조 커패시터 및 제 2보조 커패시터를 포함하는 하프-브리지 인버터 회로를 포함한다. 출력 제어 회로는 상기 인버터 회로를 제어하기 위하여 절반 주기의 위상 차이를 갖는 제 1출력 제어 신호와 제 2출력 제어 신호를 출력한다. 인버터 구동 회로는 제 1(또는 제 2) 출력 제어 신호가 턴-온될 때 제 1(또는 제 2)스위칭 요소를 턴-온시키는 반면, 제 1(또는 제 2)출력 제어 신호가 턴-오프된 후, 제 1(또는 제 2)보조 커패시터가 미리 결정된 레벨로 방전하는 것을 허용하는 제 1(또는 제 2)지연 시간의 경과 시 제 1(또는 제 2)스위칭 요소를 턴-오프시킨다.

Description

소프트-스위칭 하프-브리지 인버터 파워 서플라이 시스템{SOFT-SWITCHING HALF-BRIDGE INVERTER POWER SUPPLY SYSTEM}
도 1은 본 발명의 제 1실시예에 따라 아크-처리 파워 서플라이 시스템을 도시하는 회로도.
도 2는 도 1의 아크-처리 파워 서플라이 시스템 내에 통합된 인버터 구동 회로(SR)의 상세한 구조를 도시하는 부분도.
도 3은 도 1에 도시된 아크-처리 파워 서플라이 시스템의 동작을 도시하는 타이밍도.
도 4는 본 발명의 제 2실시예에 따라 아크-처리 파워 서플라이 시스템를 도시하는 회로도.
도 5는 도 4의 아크-처리 파워 서플라이 시스템에 통합된 인버터 구동 회로(SRV)의 상세한 구조를 도시하는 부분도.
도 6은 본 발명의 제 3실시예에 따른 아크-처리 파워 서플라이 시스템을 도시하는 회로도.
도 7은 도 6의 아크-처리 파워 서플라이 시스템에 통합된 인버터 구동 회로(SRI)의 상세한 구조를 도시하는 부분도.
도 8은 본 발명의 제 4실시예에 따른 스위칭 파워 서플라이 시스템에 통합된 소프트 스위칭 하프-브리지 인버터 회로를 도시하는 회로도.
도 9는 본 발명의 제 5실시예에 따른 고주파수 파워 서플라이 시스템에 통합된 소프트 스위칭 하프-브리지 인버터 회로를 도시하는 회로도.
도 10은 종래 기술의 아크-처리 파워 서플라이 시스템을 도시하는 회로도.
<도면 주요 부분에 대한 부호의 설명>
TR1-TR8 : 제 1 내지 제 8스위칭 요소 INT : 주 트랜스포머
HR,HRS : 파워 스위칭 회로 SR,SRC : 인버터 구동 회로
SC : 출력 제어 회로 ER : 비교 회로
DCL : DC 리액터 DRS : 2차 정류기 회로
C1,C2 : 제 1 및 제 2평활 커패시터 C3,C4 : 제 1 및 제 2보조 커패시터
ID : 출력 전류 검출 회로 DR1-DR4 : 제 1 및 제 4다이오드
DR5,DR6 : 제 1 및 제 2역 충전 방지 다이오드
DR7 : 1차 정류기 회로 DR8 : 2차 정류 회로
본 발명은 인버터 유니트의 스위칭 손실을 감소시키는 기술에 관한 것이다. 전형적으로, 이러한 스위칭 손실은, 아크-용접, 아크-절단과 같은 아크-처리 파워 서플라이 시스템에서, 또는 플라즈마 처리 장치에 고주파수의 파워를 공급하기 위한 인버터 파워 서플라이 시스템에서 스위칭 요소에 의해 DC 전압이 고주파수의 AC 전압으로 변환될 때 생성된다.
첨부도면의 도 10은 풀-브리지 인버터(full-bridge inverter) 회로를 사용하는 종래의 아크-처리 파워 서플라이 시스템의 회로 장치를 도시한다. 이 도면에 도시된 바와 같이 종래의 파워 서플라이 시스템은 제 1 내지 제 8스위칭 요소(TR1-TR8)를 포함한다. 파워 서플라이 스위칭 요소로서 제 3스위칭 요소(TR3)와 제 4스위칭 요소(TR4)는 교대로 도통 상태와 차단 상태가 되어, AC 파워 소스, 정류 회로(DR7) 및 두 개의 평활 커패시터(C1, C2)를 포함하는 DC 파워 서플라이 회로로부터의 DC 전압 공급을 제어한다. 풀-브리지 인버터 회로의 각 스위칭 요소(TR1, TR2, TR5, TR6)가 턴 오프될 때, 보조 커패시터(C5)는 주 트랜스포머(INT)의 누설 인덕턴스의 에너지에 의해 고전압으로 충전되어, 커패시터(C5) 양 단의 전압이 풀-브리지 인버터 회로의 각 스위칭 요소(TR1, TR2, TR5 및 TR6)의 정격 전압을 초과할 수 있다. 다른 두 스위칭 요소(TR7, TR8)는 이러한 고전압의 발생을 방지하기 위하여 보조 커패시터(C5)의 충전 전압을 제 1 및 제 2평활 커패시터(C1,C2)로 우회시키도록 제공된 서지 전압 우회 요소이다.
보조 커패시터(C5)는 제 1 내지 제 6스위칭 요소(TR1-TR6)가 0 전압에서 스위칭할 수 있게 한다. 제 3 및 제 4스위칭 요소(TR3,TR4) 각각이 턴-오프된 후, 보조 커패시터(C5)는 저장된 전하의 방전을 지속하여 보조 커패시터(C5)의 전압이 0이 될 때 인버터 회로의 스위칭 요소(TR1,TR2,TR5,TR6) 중 대응하는 요소가 턴-오프되고, 이를 통해 0 전압에서의 턴-오프가 가능해진다. 또한, 보조 커패시터(C5)의 제공을 통해, 제 3스위칭 요소(TR3)와 제 4스위칭 요소(TR4)에 인가된 전압은 0 이 되고, 이는 이들 스위칭 요소가 0 전압에서 스위칭할 수 있게 한다.
종래의 아크-처리 파워 서플라이 시스템은 부가적으로 주 트랜스포머(INT), 2차 정류기 다이오드(DR8), DC 리액터(DCL), 2차 전류 검출기(ID), 비교 회로(ER), 출력 제어 회로(SC), 인버터 구동 회로(SRC), 및 파워 스위칭 회로(HR), 및 파워 스위칭 회로(HRC)를 포함한다. 이들 부가적인 구성요소의 구조와 기능은 본 명세서에서 참조로서 인용된 미국 특허출원공개 제2003/0156435A1호에 충분히 기술되어 있다.
고전압용으로 채택된 종래기술의 풀-브리지 인버터 회로에 있어서, 전체적인 구조는 상당히 복잡하고, 이에 따라 시스템의 크기가 증가되어, 원가 상승을 초래한다. 또한, 제어 회로는 복잡한 구조로 인해 복잡해진다.
본 발명의 목적은 그러므로 단순한 구조와 단순한 동작 제어를 요구하는 인버터 파워 서플라이 시스템을 제공하는 것이다.
본 발명에 따른 인버터 파워 서플라이 시스템은, 평활 DC 전압을 출력하기 위한 DC 파워 서플라이 회로; 파워 서플라이 회로로부터 DC 전압을 AC 전압으로 변환하기 위한 하프-브리지 인버터 회로로서, 제 1스위칭 요소, 제 2스위칭 요소, 제 1보조 커패시터 및 제 2보조 커패시터를 포함하는 하프-브리지 인버터 회로; 인버터 회로를 제어하기 위하여 절반 주기의 위상 차이를 갖는 제 1출력 제어 신호와 제 2출력 제어 신호를 출력하기 위한 출력 제어 회로; 및 인버터 회로로부터의 AC 전압을 출력 파워로 변환하기 위한 파워 출력 회로를 포함한다. 제 3스위칭 요소는 DC 파워 서플라이 회로의 양의 측과 DC 전압을 제 1스위칭 요소에 인터럽트 방식으로 공급하는 인버터 회로 사이에 제공된다. 제 4스위칭 요소는 DC 파워 서플라이 회로의 음의 측과 DC 전압을 제 2스위칭 요소에 인터럽트 방식으로 공급하는 인버터 회로 사이에 제공된다. 파워 스위칭 회로는 제 1출력 제어 신호의 ON/OFF 상태에 따라 제 3스위칭 요소를 도통 및 차단 상태로 하는 반면, 제 2출력 제어 신호의 ON/OFF 상태에 따라 제 4스위칭 요소를 도통 및 차단 상태로 한다. 인버터 구동 회로는 제 1출력 제어 신호가 턴-온될 때 제 1스위칭 요소를 턴-온시키는 반면, 제 1출력 제어 신호가 턴-오프된 후 제 1보조 커패시터가 미리 결정된 레벨로 방전되는 것을 허용하는 제 1지연 시간의 경과 시 제 1스위칭 요소를 턴-오프시킨다. 더욱이, 인버터 구동 회로는 또한 제 2출력 제어 신호가 턴-온될 때 제 2스위칭 요소를 턴-온시키는 반면, 제 2출력 제어 신호가 턴-오프된 후 제 2보조 커패시터가 미리 결정된 레벨로 방전되는 것을 허용하는 제 2지연 시간의 경과 시 제 2스위칭 요소를 턴-오프시킨다.
상술한 구조에 따라, 풀-브리지 인버터 회로 대신 하프-브리지 인버터 회로가 사용되어, 전체적인 회로 구조와 제어가 단순화된다. 더욱이, 종래 기술의 시스템과 유사하게, 인버터 회로의 각 스위칭 요소는 DC 파워 서플라이 회로로부터 DC 전압의 공급이 차단된 후, 도통 상태로부터 차단상태로 전환된다. 그러므로, 인버터 회로의 스위칭 요소는 0 전압에서 턴-오프되어, 턴-오프 손실은 상당히 감소된다. 결과적으로, 스위칭 주파수는 증가될 수 있고, 동시에 파워 서플라이 시스템의 크기는 감소될 수 있어, 시스템의 크기와 중량 감소를 초래한다.
바람직하게, 인버터 구동 회로는 제 1지연 시간을 설정하기 위한 제 1지연 회로와, 제 2지연 시간을 설정하기 위한 제 2지연 회로를 포함한다.
바람직하게, 인버터 구동 회로는 제 1제어 신호 또는 제 1지연 회로로부터 제 1지연 신호가 ON이면, 제 1스위칭 요소에 ON 신호를 공급하는 제 1OR 회로를 더 포함하고, 제 1지연 회로는 제 1제어 신호가 턴-오프될 때 제 1지연 신호를 생성하기 시작한다. 인버터 구동 회로는 제 2제어 신호 또는 제 2지연 회로로부터 제 2지연 신호가 ON이면, 제 2스위칭 요소에 ON 신호를 공급하는 제 2OR 회로를 더 포함하고, 제 2지연 회로는 제 2제어 신호가 턴-오프될 때 제 2지연 신호를 생성하기 시작한다.
일 실시예에 있어서, 인버터 파워 서플라이 시스템은, 제 1보조 커패시터 양단에 방전 전압을 검출하기 위한 제 1전압 검출기와, 제 2보조 커패시터 양단에 방전 전압을 검출하기 위한 제 2전압 검출기를 더 포함한다. 이 경우, 제 1지연 회로는 제 1제어 신호가 턴-오프될 때 제 1지연 신호를 생성하기 시작하는 반면, 제 1방전 전압이 제 1 임계값 이하가 될 때 제 1지연 신호의 생성을 중단한다. 또한 제 2지연 회로는 제 2제어 신호가 턴-오프될 때 제 2지연 신호를 생성하기 시작하는 반면, 제 2방전 전압이 단지 제 2 임계값 이하가 될 때 제 2지연 신호의 생성을 중단한다.
다른 실시예에 있어서, 인버터 파워 서플라이 시스템은 인버터 회로로부터 출력된 1차 전류를 검출하기 위한 전류 검출기를 더 포함하고, 제 1지연 회로와 제 2지연 회로는 검출된 1차 전류값에 따라 제 1지연 시간과 제 2지연 시간을 각각 결 정한다.
바람직하게, 인버터 파워 서플라이 시스템은, 제 1보조 커패시터가 역으로 충전되는 것을 방지하기 위하여 DC 파워 서플라이 회로의 중간점과 제 3스위칭 요소의 에미터 측 사이에 배치된 제 1역충전 방지 다이오드와, 제 2보조 커패시터가 역으로 충전되는 것을 방지하기 위하여 DC 파워 서플라이 회로의 중간점과 제 4스위칭 요소의 콜렉터 측 사이에 배치된 제 1역충전 방지 다이오드를 더 포함한다.
바람직하게, 파워 출력 회로는 인버터 회로로부터의 AC 전압을 고주파수 AC 전압으로 변환하기 위한 주 트랜스포머와, 타깃 부하에 공급하기에 적합한 출력 DC 전압을 제공하기 위하여 주 트랜스포머로부터의 고주파수 AC 전압을 정류하기 위한 2차 정류기 회로를 포함한다.
인버터 파워 서플라이 시스템은 주 트랜스포머로부터 출력되는 제 2전류를 검출하기 위한 2차 전류 검출기를 더 포함할 수 있다. 이 경우, 출력 제어 회로는 2차 전류 검출기로부터 검출된 2차 전류에 기초하여 제 1 및 제 2제어 신호를 생성한다.
선택적으로, 인버터 파워 서플라이 시스템은 부하 양단의 2차 전압을 검출하기 위한 2차 전압 검출기를 더 포함할 수 있다. 이 경우, 출력 제어 회로는 2차 전압 검출기로부터 검출된 2차 전압에 기초하여 제 1 및 제 2제어 신호를 생성한다.
파워 출력 회로는 리플 성분이 제거된 DC 전압을 제공하기 위하여 인버터 회로로부터 AC 전압을 정류하고 평활하기 위한 2차 정류기/평활 회로와, 2차 정류기/평활 회로로부터 DC 전압을 타깃 부하를 위해 적합한 출력 파워로 변환하기 위한 파워 변환 회로를 포함할 수 있다. 이 경우, 파워 변환 회로는 부하에 의해 흡수되는 전달파 파워(traveling wave power)와 부하에 의해 반사되는 반사파 파워를 검출하기 위한 파워 검출 회로를 포함할 수 있고, 출력 제어 회로는 파워 검출 회로로부터 전달파 파워와 반사파 파워에 기초하여 제 1 및 제 2출력 신호를 생성한다.
본 발명의 다른 특성 및 장점은 첨부된 도면을 참조로 주어진 본 발명의 바람직한 실시예 다음의 설명으로부터 명확해질 것이다.
본 발명을 실시하기 위한 최적 모드
본 발명의 바람직한 실시예를 설명하기 위하여 첨부된 도면 중 도 1 내지 도 9를 참조한다.
실시예 1
도 1은 본 발명의 제 1실시예에 따른 아크-처리 파워 서플라이 시스템의 전기 회로도이다. 도 1에 도시된 바와 같이, 아크-처리 파워 서플라이 시스템은, 상용 AC 파워 소스, 1차 정류기 회로(DR7), 제 1평활 커패시터(C1), 및 제 2평활 커패시터(C2)를 포함하는 DC 파워 서플라이 회로를 포함한다. 1차 정류기 회로(DR7)는 DC 전압으로의 변환을 위해 상용 AC 파워 소스로부터의 출력을 정류한다. 두 개의 평활 커패시터(C1, C2)는 정전용량이 동일하고 서로 직렬로 배치되어, 변환된 DC 전압을 평활하기 위하여 1차 정류기 회로(DR7)에 병렬로 배치되는 평활 회로를 제공한다.
아크-처리 파워 서플라이 시스템은 또한, 제 1스위칭 요소(TR1), 제 2스위칭 요소(TR2), 제 1보조 커패시터(C3) 및 제 2보조 커패시터(C4)를 포함하는 하프-브리지 인버터 회로(SINV)를 포함한다. 제 1스위칭 요소(TR1)와 제 2스위칭 요소(TR2)는 DC 전압을 고주파수 AC 전압으로 반복적으로 변환하기 위하여 교대로 도통 상태와 차단 상태가 된다. 제 1스위칭 요소(TR1)는 제 1다이오드(DR1)와 병렬로 되는 반면, 제 2스위칭 요소(TR2)는 제 2다이오드(DR2)와 병렬로 된다.
아크-처리 파워 서플라이 시스템은 제 3스위칭 요소(TR3)와 제 4스위칭 요소(TR4)를 더 포함한다. 제 3스위칭 요소(TR3)와 제 4스위칭 요소(TR4)는 DC 파워 서플라이 회로로부터 DC 전압의 공급을 제어하기 위하여 교대로 도통 상태와 차단 상태가 된다. 제 1스위칭 요소(TR1)가 턴-오프될 때, 제 2보조 커패시터(C4)는 주 트랜스포머(INT)의 누설 인덕턴스에 저장된 에너지로 인해 생성된 기전력으로 충전된다. 유사하게, 제 2스위칭 요소(TR2)가 턴-오프될 때, 제 1보조 커패시터(C3)는 주 트랜스포머(INT)의 누설 인덕턴스에 저장된 에너지로 인해 생성된 기전력으로 충전된다. 이 때, 주 트랜스포머(INT)의 누설 인덕턴스로 인해 생성된 기전력은 제 3스위칭 요소(TR3)와 제 4스위칭 요소(TR4)의 정격 전압을 초과할 수 있다. 그러나, 제 1보조 커패시터(C3) 또는 제 2보조 커패시터(C4)의 충전 전압이 DC 파워 서플라이 회로로부터 평활된 DC 전압(E)의 1/2을 초과할 때, 제 3다이오드(DR3) 또는 제 4다이오드(DR4)는 턴-온되어, 제 1보조 커패시터(C3) 또는 제 2보조 커패시터(C4)의 과도한 충전 전압은 제 1평활 커패시터(C1) 또는 제 2평활 커패시터(C2)로 우회되고, 이를 통해 제 1보조 커패시터(C3) 또는 제 2보조 커패시터(C4)가 고압이 걸리는 것을 방지한다. 참조 부호(DR5)로 표시된 것은 제 1역 충전 방지 다이오드인 반면, 참조 부호(DR6)로 표시된 것은 제 2역 충전 방지 다이오드이다.
제 1보조 커패시터(C3)는 제 3스위칭 요소(TR3)와 제 2스위칭 요소(TR2)가 0 전압에서 스위칭될 수 있게 하는 반면, 제 2보조 커패시터(C4)는 제 4스위칭 요소(TR4)와 제 1스위칭 요소(TR1)가 0 전압에서 스위칭될 수 있게 한다. 제 3스위칭 요소(TR3)가 턴-오프된 후, 제 1보조 커패시터(C3)는 전기방전을 지속하여, 제 1보조 커패시터(C3)의 전압이 0이 될 때 제 1스위칭 요소(TR1)가 턴-오프된다. 이 때, 제 2스위칭 요소(TR2)가 절반 주기 이전에 턴-오프된 이후 제 2보조 커패시터(C4)의 전압은 0이 되었기 때문에, 제 1스위칭 요소(TR1)는 0 전압에서 턴-오프될 수 있다. 유사하게, 제 4스위칭 요소(TR4)가 턴-오프된 후, 제 2보조 커패시터(C4)는 전기방전을 지속하여, 제 2보조 커패시터(C4)의 전압이 0이 될 때 제 2스위칭 요소(TR2)가 턴-오프된다. 이 때, 제 1스위칭 요소(TR1)가 절반 주기 이전에 턴-오프된 이 후 제 1보조 커패시터(C3)의 전압은 0이 되었기 때문에, 제 2스위칭 요소(TR2)는 0 전압에서 턴-오프될 수 있다. 또한, 제 1보조 커패시터(C3)와 제 2보조 커패시터(C4)의 제공으로 인해, 제 3스위칭 요소(TR3)와 제 4스위칭 요소(TR4)에 인가된 전압을 0이 되고, 이로써 0-전압 스위칭을 가능케 한다.
제 1다이오드(DR1)와 제 2다이오드(DR2)는 제 1스위칭 요소(TR1)와 제 2스위칭 요소(TR2)와 각각 병렬로 반대 극성으로 연결된다. 이들 다이오드 각각은, 도통에서 차단 상태로 스위칭 요소의 천이 시 발생하는 서지 전압을 제 1보조 커패시터(C3) 또는 제 2보조 커패시터(C4)로 우회시켜, 역 전압의 인가를 방지한다.
주 트랜스포머(INT)는 1차측의 고주파수 AC 전압을 아크-처리에 적합한 전압 으로 변환시킨다. 2차 정류기 회로(DR8)는 아크 처리용 DC 전압으로의 변환을 위하여 주 트랜스포머(INT)의 출력을 정류하고, DC 리액터(DCL)를 통해 전압을 공급한다.
출력 전류 검출 회로(ID)는 출력 검출 신호(Id)를 출력한다. 비교 회로(ER)는 출력 전류 설정 신호(Ir)와 출력 전류 검출 신호(Id)를 비교하여, 차이값 신호(Er= Ir - Id)를 출력한다. 출력 제어 회로(SC)는 펄스 주파수를 유지하면서 펄스 폭을 변조하기 위한 PWM 제어를 수행하고, 차이값 신호(Er)에 따라 제 1출력 제어 신호(Sc1)와 제 2출력 제어신호(Sc2)의 펄스폭을 제어한다.
도 2에 도시된 바와 같이, 인버터 구동 회로(SR)는 제 1OR 게이트(OR1), 제 2OR 게이트(OR2), 제 1타이머(TI1) 및 제 2타이머(TI2)를 포함한다. 제 1타이머(TI1)는 지연 신호(Ta)를 출력하기 위하여 제 1출력 제어 신호(Sc1)의 턴-오프 시 시작하고, 제 1보조 커패시터(C3)는 지연 신호(Ta)를 통해 미리 결정된 레벨(바람직하게는 0 레벨)로의 방전이 허용된다. 제 1OR 게이트(OR1)는 제 1스위칭 구동 신호(Tr1)를 출력하기 위하여 제 1출력 제어 신호(Sc1)와 지연 신호(Ta)의 OR값(논리합)을 취한다. 제 2타이머(TI2)는 제 2스위칭 구동 신호(Tr2)를 출력하기 위하여 관련 구성요소와 함께 상술한 것과 동일한 동작을 수행한다.
파워 스위칭 회로(HR)는 제 1출력 제어 신호(Sc1)와 제 2출력 제어 신호(Sc2)에 따라 각각 제 3스위칭 구동 신호(Tr3)와 제 4스위칭 구동 신호(Tr4)를 출력한다.
도 3은 도 1에 도시된 본 발명에 따른 아크-처리 파워 서플라이 시스템의 동 작을 기술하는 파형 타이밍도이다. 도 3의 (A)는 제 1출력 제어 신호(Sc1)의 파형을 도시하는 반면, 도 3의 (B)는 제 2출력 제어 신호(Sc2)의 파형을 도시한다. 도 3의 (C)는 제 1스위칭 구동 신호(Tr1)의 파형을, 도 3의 (D)는 제 2스위칭 구동 신호(Tr2)의 파형을, 도 3의 (E)는 제 3스위칭 구동 신호(Tr3)의 파형을, 도 3의 (F)는 제 4스위칭 구동 신호(Tr4)의 파형을 도시한다. 도 3의 (G)는 제 1보조 커패시터(C3)의 단자 전압(Vc3)의 파형을 도시한다. 도 3의 (H)는 제 1스위칭 요소(TR1)의 콜렉터-에미터 전압(V1)의 파형을 도시하는 반면, 도 3의 (I)는 제 1스위칭 요소(TR1)의 콜렉터 전류(Ic1)의 파형을 도시한다. 도 3의 (J)는 제 2보조 커패시터(C4)의 단자 전압(Vc4)의 파형을 도시한다. 도 3의 (K)는 제 2스위칭 요소(TR2)의 콜렉터-에미터 전압(V2)의 파형을 도시하는 반면, 도 3의 (L)은 제 2스위칭 요소(TR2)의 콜렉터 전류(Ic2)의 파형을 도시한다. 도 3의 (M)은 제 3스위칭 요소(TR3)의 콜렉터 전류(Ic3)의 파형을 도시하는 반면, 도 3의 (N)은 제 4스위칭 요소(TR4)의 콜렉터 전류(Ic4)의 파형을 도시한다.
시간(t=t1)에, 제 1스위칭 구동 신호(Tr1)는 턴-온되어(도 3의 (C)), 제 1스위칭 요소(TR1)를 차단 상태로부터 도통 상태로 전환시키고, 제 3스위칭 구동 신호(Tr3)는 턴-온되어(도 3의 (E)), 제 3스위칭 요소(TR3)를 차단 상태로부터 도통 상태로 전환시킨다. 이 때, 제 1평활 커패시터(C1)와 제 2평활 커패시터(C2)는 용량이 서로 동일하게 구성되기 때문에, 도 3의 (G)에 도시된 제 1보조 커패시터(C3)의 단자 전압(Vc3)은 상용 AC 파워 소스(AC)의 출력을 정류하고 평활시켜 얻어진 전압(E)의 절반이 된다. 제 1스위칭 요소(TR1)의 콜렉터 전류(Ic1)가 도 3의 (I)에 도 시된 바와 같이 흐른다 할지라도, 주 트랜스포머(INT)에 누설 인덕턴스가 존재하여, 제 1스위칭 요소(TR1)의 콜렉터 전류(Ic1)의 갑작스러운 증가를 방지하고, 이를 통해 제 1스위칭 요소(TR1)의 턴-온 손실을 회피한다.
도 3의 (E)에 도시된 바와 같이 제 3스위칭 드라이브 신호(Tr3)가 시간(t=t2)에 턴-오프될 때, 제 3스위칭 요소(TR3)는 도통 상태에서 차단 상태로 되어, 제 2평활 커패시터(C1)로부터 인버터 회로로의 파워 공급은 차단된다. 도통 기간(T5) 도중에, 포화 손실이 제 3스위칭 요소(TR3)에서 필수적으로 발생한다. 제 3스위칭 요소(TR3)를 턴-오프할 때, 제 1평활 커패시터(C1)와 제 1보조 커패시터(C3)는 일반적으로 충전 전압이 서로 동일하여, 제 3스위칭 요소(TR3)에 인가된 전압은 턴-오프 손실을 거의 0으로 줄이기 위하여 실질적으로 0이 된다.
시간(t=t3)에, 제 1스위칭 구동 신호(Tr1)는 도 3의 (C)에 도시된 바와 같이 턴-오프되어, 제 1스위칭 요소(TR1)를 차단시킨다. 이러한 차단은, 제 1보조 커패시터(C3)가 미리 결정된 레벨(바람직하게는 0 레벨)로 방전하는 것을 허용하는 제 1지연 기간(Ta)의 경과 후 발생하여, 제 1보조 커패시터(C3)의 단자 전압(Vc3)은 거의 0이 된다. 제 1스위칭 요소(TR1)의 차단은 주 트랜스포머(INT)의 누설 인덕턴스의 에너지에 의한 기전력의 발생을 야기한다. 그러나, 제 2스위칭 요소(TR2)가 절반 주기 이전에 차단된 이후 제 2보조 커패시터(C4)의 전압이 거의 0으로 유지되었기 때문에, 제 1스위칭 요소(TR1)에서의 턴-오프 손실은 거의 0이 된다. 이후, 제 2보조 커패시터(C4)는 주 트랜스포머(INT)의 누설 인덕턴스의 에너지로 충전된다. 제 2보조 커패시터(C4)의 단자 전압(Vc4)이 제 2평활 커패시터(C2)의 단자 전 압(1/2 E)를 초과할 때, 제 2보조 커패시터(C4)의 단자 전압(Vc2)를 1/2E로 유지하기 위하여 전류는 제 4다이오드(DR4)를 통해 흐른다.
시간(t3)으로부터 시간(t4)까지의 기간(T7)은 지류 단락 전류(arm shorting current)를 방지하기 위한 휴지기간이다. 시간(t=t4)에, 제 2스위칭 구동 신호(Tr2)는 도 3의 (D)에 도시된 바와 같이 턴-온되어, 제 2스위칭 요소(TR2)를 차단 상태로부터 도통상태가 되게 하고, 동시에 제 4스위칭 구동 신호(Tr4)는 또한 도 3의 (F)에 도시된 바와 같이 턴-온되어, 제 4스위칭 요소(TR4)를 차단 상태로부터 도통 상태로 되게 한다. 이 때, 제 1평활 커패시터(C1)와 제 2평활 커패시터(C2)는 용량이 서로 동일하게 구성되기 때문에, 도 3의 (J)에 도시된 제 2보조 커패시터(C4)의 단자 전압(Vc4)은 상용 AC 파워 소스(AC)의 출력을 정류하고 평활시켜 얻은 전압(E)의 절반이 된다. 제 2스위칭 요소(TR2)의 콜렉터 전류(Ic2)가 도 3의 (L)에 도시된 바와 같이 흐른다 할지라도, 주 트랜스포머(INT)에 누설 인덕턴스가 존재하여 제 2스위칭 요소(TR2)의 콜렉터 전류(Ic2)의 급작스런 증가를 방지하고, 이를 통해 제 2스위칭 요소(TR2)의 턴-온 손실을 회피한다.
제 4스위칭 구동 신호(Tr4)가 도 3의 (F)에 도시된 바와 같이 시간(t=t5)에 턴-오프될 때, 제 4스위칭 요소(TR4)는 도통 상태에서 비 도통 상태가 되어, 제 2평활 커패시터(C2)로부터 인버터 회로로의 파워 공급은 차단된다. 도통 기간(T6) 동안, 포화 손실은 제 4스위칭 요소(TR4)에서 필연적으로 발생한다. 제 4스위칭 요소(TR4)를 턴-오프할 때, 제 2평활 커패시터(C2)와 제 2보조 커패시터(C4)는 일반적으로 충전 전압이 서로 동일하여, 제 4스위칭 요소(TR4)에 인가된 전압이 0이 되 고, 턴-오프 손실은 거의 0이 된다.
시간(t=t6)에, 제 2스위칭 구동 신호(Tr2)는 도 3의 (D)에 도시된 바와 같이 턴-오프되어 제 2스위칭 요소(TR2)를 차단시킨다. 이러한 차단은, 제 2보조 커패시터(C3)가 상당한 정도(바람직하게는 0 레벨)로 방전하는 것을 허용하는 제 2지연 기간(Tb)의 경과 후에 발생하여, 제 2보조 커패시터(C4)의 단자 전압(Vc4)이 거의 0이 된다. 제 2스위칭 요소(TR2)의 차단은 주 트랜스포머(INT)의 누설 인덕턴스의 에너지에 의한 기전력의 생성을 초래한다. 그러나, 제 1스위칭 요소(TR1)가 절반 주기 이전에 차단된 이 후 제 1보조 커패시터(C3)의 전압이 거의 0으로 유지되기 때문에, 제 2스위칭 요소(TR2)의 턴-오프 손실은 거의 0이 된다. 그 후, 제 1보조 커패시터(C3)는 주 트랜스포머(INT)의 누설 인덕턴스의 에너지로 충전된다.
도 3의 (D)에 도시된 시간(t6)으로부터 시간(t7)까지의 시간 기간(T7)은 지류 단락 전류를 방지하기 위한 휴지 기간이다.
아크-처리 파워 서플라이 시스템은 상술한 단계를 반복함으로써 동작을 지속한다. 제 1지연 또는 방전기간(Ta)과 제 2지연 또는 방전기간(Tb)은 동일하게 구성된다.
실시예 2
도 4는 본 발명의 제 2실시예에 따른 아크-처리 파워 서플라이 시스템을 도시하는 회로도이다. 도 1의 제 1실시예의 아크-처리 파워 서플라이 시스템을 위해 사용된 것과 동일한 참조 기호로 도 4에 표시된 구성요소는 제 1실시예에 관해 이미 기술된 것과 동일한 방식으로 동작하고, 이의 설명은 생략된다. 제 1실시예와 다른 동작만이 이하에서 기술된다.
제 2실시예의 파워 서플라이 시스템은 제 1보조 커패시터(C3)의 양 단에 연결된 제 1전압 검출 회로(CV1)와 제 2보조 커패시터(C4)의 양 단에 연결된 제 2주 전압 검출 회로(CV2)를 포함한다. 제 1전압 검출 회로(CV1)는 제 1전압 검출 신호(Cv1)의 출력을 위한 제 1보조 커패시터(C3)의 방전 전압을 검출하도록 작용한다. 제 2주 전압 검출 회로(CV2)는 제 2전압 검출 신호(Cv2)의 출력을 위한 제 2보조 커패시터(C4)의 방전 전압을 검출하도록 작용한다.
도 5에 도시된 바와 같이, 인버터 구동 회로(SRV)는 제 1OR 게이트(OR1), 제 2OR 게이트(OR2), 제 1타이머(TV1), 제 2타이머(TV2), 제 1비교기(CP1), 제 2비교기(CP2), 제 1기준 전압 설정 회로(VR1) 및 제 2기준 전압 설정 회로(VR2)로 이루어진다. 제 1비교기(CP1)는 제 1주 전압 검출 신호(Cv1)와, 제 1기준 전압 설정 회로(VR1)에 의해 설정된 제 1기준 전압 설정 신호(Vr1)를 비교하여, 검출 신호가 제 1기준 전압 신호(Vr1)보다 작을 때 비교 신호(Cp1)을 턴-오프시킨다. 제 1타이머(TV1)는 제 1출력 제어 신호(Sc1)의 턴-오프 시 시작하여, 제 1보조 커패시터(C3)가 방전이 허용되는 지연 기간을 설정하는 지연 신호(Ta)를 출력한다. 제 1비교 신호(Cp1)가 턴-오프될 때, 제 1타이머(TV1)는 지연 신호(Ta)의 출력을 중단한다. 제 1OR 게이터(OR1)는 제 1스위칭 구동 신호(Tr1)를 출력하기 위하여 제 1출력 제어 신호(Sc1)과 지연 신호(Ta)의 OR값(논리합)을 취한다. 제 2타이머(TV2)는 관련 구성요소와 함께 제 2스위칭 구동 신호(Tr2)를 출력하기 위하여 위에서 언급한 바와 같은 동작을 수행한다.
도 4에 도시된 제 2실시예의 동작은 도 3의 타이밍도를 참조하여 설명될 것이다. 제 1출력 제어 신호(Sc1)가 도 3의 (A)에 도시된 시간(t=t1)에 인버터 구동 회로(SRV)에 입력될 때, 인버터 구동 회로(SRV)는 도 3의 (C)에 도시된 제 1스위칭 구동 신호(Tr1)을 턴-온시켜, 제 1스위칭 요소(TR1)를 차단 상태로부터 도통 상태로 전환시킨다.
제 1출력 제어 신호(Sc1)가 시간(t=t2)에 턴-오프될 때, 도 5에 도시된 제 1타이머(TV1)는 지연 신호(Ta)를 생성하기 시작한다. 제 1비교기(CP1)는 제 1주 전압 검출 신호(Cv1)와 제 1기준 전압 설정 신호(Vr1)를 비교하여, 검출 신호가 제 1기준 전압 신호(Vr1)보다 작을 때 제 1비교 신호(Cp1)을 턴-오프시킨다. 제 1비교 신호(Cp1)가 턴-오프될 때, 제 1타이머(TV1)는 지연 신호(Ta)의 생성을 중단한다.
시간(t=t3)에, 제 1스위칭 구동 신호(Tr1)는 도 3의 (C)에 도시된 바와 같이 턴-오프되어, 제 1스위칭 요소(TR1)를 차단시킨다. 이러한 차단은, 제 1보조 커패시터(C3)가 거의 0 전압으로 방전하는 미리 결정된 지연 기간(Ta)의 경과 후에 발생한다. 더욱이, 제 2스위칭 요소(TR2)가 절반 주기 이전에 차단된 이 후 제 2보조 커패시터(C4)의 전압은 거의 0으로 유지되어 왔기 때문에, 제 1스위칭 요소(TR1)의 턴-오프 손실의 거의 0이 된다.
실시예 3
도 6은 본 발명의 제 3실시예에 따른 아크-처리 파워 서플라이 시스템을 도시하는 회로도이다. 도 1에 도시된 제 1실시예의 아크-처리 파워 서플라이 시스템을 위해 사용된 것과 동일한 참조 부호로 표시된 구성 요소는 제 1실시예에 관해 이미 기술된 것과 동일한 방식으로 동작하고, 이의 설명은 생략된다. 제 1실시예의 동작과 다른 동작만이 이하에서 기술된다.
1차 전류 검출 회로(CT)는 주 트랜스포머(INT)의 1차측에 연결된 일단을 포함하고, 동시에 제 1스위칭 요소(TR1)와 제 2스위칭 요소(TR2) 사이의 중간점에 연결된 타단을 포함한다. 1차 전류 검출 회로(CT)는 인버터 구동 회로(SRI)에 대한 1차 전류 검출 신호(Ct)의 출력을 위한 주 전류를 검출한다.
도 7에 도시된 바와 같이, 인버터 구동 회로(SRI)는 제 1OR 게이트(OR1), 제 2OR 게이트(OR2), 제 1타이머(TC1) 및 제 2타이머(TC2)를 포함한다. 제 1타이머(TC1)는 1차 전류 검출 신호(Ct)에 따른 지연 신호(Ta)를 출력하기 위하여 제 1출력 제어 신호(Sc1)의 턴-오프시 시작한다. 제 1OR 게이트(OR1)는 제 1출력 제어 신호(Sc1)와 지연 신호(Ta)의 OR값(논리합)을 취하여, 제 1스위칭 구동 신호(Tr1)를 출력한다. 제 2타이머(TC2)는 1차 전류 검출 신호(Ct)에 따라 제 2지연 신호(Ta)를 출력하기 위하여 제 2출력 제어 신호(Sc2)의 턴-오프시 시작한다. 제 2OR 게이트(OR2)는 제 2출력 제어 신호(Sc2)와 제 2지연 신호(Ta)의 OR값(논리합)을 취하고, 제 2스위칭 구동 신호(Tr2)를 출력한다.
도 6에 도시된 제 3실시예의 동작은 도 3의 타이밍도를 참조하여 기술될 것이다. 제 1출력 제어 신호(Sc1)가 도 3의 (A)에 도시된 시간(t=t1)에 인버터 구동 회로(SRI)에 입력될 때, 인버터 구동 회로(SRI)는 도 3의 (C)에 도시된 제 1스위칭 구동 신호(Tr1)를 출력하여 제 1스위칭 요소(TR1)를 차단상태에서 도통상태로 전환시킨다.
제 1출력 제어 신호(Sc1)가 도 3의 (A)에 도시된 시간(t=t2)에 턴-오프될 때, 제 1타이머(TC1)는 1차 전류 검출 신호(Ct)에 따라 제 1지연 신호(Ta)를 생성하기 시작한다. 제 1OR 게이트(OR1)는 제 1출력 제어 신호(Sc1)와 제 1지연 신호(Ta)의 OR값(논리합)을 취하고, 도 3의 (C)에 도시된 바와 같이 제 1스위칭 구동 신호(Tr1)를 출력한다. 제 2타이머(TC2)는 제 2스위칭 구동 신호(Tr2)를 출력하기 위하여 위와 동일한 동작을 수행한다.
실시예 4
도 8은 인버터 파워 서플라이 시스템의 전형적인 예인 스위칭 전압 조정기에서 사용되는 소프트-스위칭 하프-브리지 인버터 회로(SINV)를 도시하는 회로도이다. 도 1에 도시된 제 1실시예를 위해 사용된 것과 동일한 참조 부호를 통해 도 6에 나타낸 구성요소는 제 1실시예와 유사하게 동작하고, 그 설명은 생략된다. 제 1실시예의 동작과 다른 동작만이 이하에서 기술된다.
DC 파워 서플라이 회로는 상용 AC 파워 소스, 1차 정류기 회로(DR7), 및 DC 평활 회로(RC)를 포함한다. DC 평활 회로(RC)는 도 1에 도시된 제 1실시예와 유사하게 정전용량이 동일한 두 개의 평활 커패시터를 포함한다.
도 8에 도시된 소프트-스위칭 하프-브리지 인버터 회로(SINV)는 도 1에 도시된 하프-브리지 인버터 회로(SINV)와 동일한 구조를 갖는다. 그러므로, 인버터 회로(SINV)의 세부사항은 도 8에 도시되지 않았다.
도 8에 도시된 스위칭 전압 조정기는 또한, 주 트랜스포머(INV), 2차 정류기 회로(DR8), DC 리액터(DCL), 및 부하에 연결된 제 2평활 커패시터(C6)를 포함하는 정류기/평활 회로(RS)를 포함한다. 동작시, 하프-브리지 인버터 회로(SINV)로부터의 고주파수 AC 전압은 주 트랜스포머(INV)에서 변압되어 미리 결정된 전압을 갖고, 변압된 전압은 부하에 제공하기 위해 리플 성분이 제거된 DC 전압으로 변환을 위해, 2차 정류기 회로(DR8)와, DC 리액터(DCL) 및 제 2평활 커패시터(C6)에서 각각 정류 및 평활된다.
출력 전압 검출 회로(VD)는 제 2전압 검출 신호(Vd)의 출력을 위해 제 2DC 전압을 검출한다. 비교 회로(ER)는 출력 전압 설정 신호(Vr)와 전압 검출 신호(Vd)의 비교를 수행하여 차이값 신호(Er=Vr-Vd)를 출력한다. 도 1에 도시된 제 1실시예(A)와 유사하게, 주 제어 회로(MSC)는 제 1스위칭 구동 신호(Tr1), 제 2스위칭 구동 신호(Tr2), 제 3스위칭 구동 신호(Tr3) 및 제 4스위칭 구동 신호(Tr4)의 출력을 차이값 신호(Er)에 따라 제어하고 일정한 전압 제어를 수행하기 위하여 출력 제어 회로(SC), 인버터 구동 회로(SR) 및 파워 스위칭 회로(HR)를 포함한다.
도 8에 도시된 스위칭 전압 조정기는, 하프-브리지 인버터 회로(SINV)의 제어가 전압 조정을 위하여 전류 검출 신호 대신에 전압 검출 신호(Vd)에 기초한다는 점을 제외하면, 도 1에 도시된 아크-처리 파워 서플라이 시스템과 실제적으로 동일한 방식으로 동작한다.
실시예 5
도 9는 반도체 제조시 플라즈마 처리 장치에 전력을 공급하기 위한 고주파수 파워 서플라이 시스템에서 사용되는 소프트-스위칭 하프-브리지 인버터 회로(SINV)를 도시하는 회로도이다. 도 1에 도시된 제 1실시예를 위해 사용된 것과 동일한 참 조 부호를 통해 도 9에 나타낸 구성요소는 제 1실시예와 유사하게 동작하고, 그 설명은 생략된다. 제 1실시예의 동작과 다른 동작만이 이하에서 기술된다.
도 9에 도시된 고주파수 파워 서플라이 시스템은 리플 성분이 제거된 DC 전압을 제공하기 위하여 소프트-스위칭 하프-브리지 인버터 회로(SINV)로부터 출력된 (예컨대 약 10 KHz의 출력 주파수를 갖는) 고주파수 AC 전압을 정류 및 평활시키기 위한 2차 정류기 회로(DR8), DC 리액터(DCL) 및 제 2평활 커패시터(C6)로 이루어진 정류기/평활 회로(RS)를 포함한다.
고주파수 파워 서플라이 시스템은 또한, 인버터 회로(IN), 필터 회로(FC) 및 파워 검출 회로(PD)를 포함하는 파워 변환 회로(PC)를 포함한다. 인버터 회로(IN)는 정류기/평활 회로(IN)로부터의 DC 전압을 (예컨대 약 100 KHz 이상의 출력 주파수를 갖는) 고주파수 AC 전압으로 변환시킨다. 필터 회로(FC)는 일반적으로 인버터 회로(IN)로부터 출력된 전압에 포함된 고주파수 성분을 감쇄시키기 위한 인덕터와 커패시터(미도시)로 이루어져, 사인 파형의 고주파수 AC 전압을 출력한다. 출력 검출 회로(PD)는 파워 변환 회로(PC)로부터 부하로 제공될 (부하에 의해 흡수될) 전달파 파워와, 파워 변환 회로(PC)와 부하 사이에서 임피던스 매칭이 이루어지지 않았을 때 부하에 의해 반사되어 파워 변환 회로(PC)로 되돌아오는 반사파 파워를 비교한다. 또한, 파워 검출 회로(PD)는 검출된 전달파 파워에 대응하는 전달파 파워 검출 신호(Pf)와 검출된 반사파 파워에 대응하는 반사파 파워 검출 신호(Pr)를 제어 회로(MC)에 입력한다.
소프트-스위칭 하프-브리지 인버터 회로(SINV)는 인버터 회로(IN)에 공급될 파워를 제어한다. 도 1에 도시된 제 1실시예와 유사하게, 제어 회로(MC)는 하프-브리지 인버터 회로(SINV)를 제어하고, 전달파 파워 검출 신호(Pf)와 반사파 파워 검출 신호(Pr)에 기초하여 제 1스위칭 구동 신호(Tr1), 제 2스위칭 구동 신호(Tr2), 제 3스위칭 구동 신호(Tr3) 및 제 4스위칭 구동 신호(Tr4)의 출력을 제어하기 위한, PMW 출력 제어 회로(SC), 인버터 구동 회로(SR) 및 파워 스위칭 회로(HR)를 포함한다.
도 9에 도시된 소프트-스위칭 하프-브리지 인버터 회로(SINV)는 상술한 실시예 각각의 소프트-스위칭 하프-브리지 인버터 회로와 유사하게 동작하고, 따라서 이의 설명은 생략된다.
소프트-스위칭 하프-브리지 인버터 회로(SINV)를 제어하기 위한 제어 회로(MC)는 종래의 제어 회로를 약간 변경하여 제공될 수 있다. 이러한 방식에 있어서, 소프트-스위칭 하프-브리지 인버터 회로(SINV)는, 플라즈마 처리 장치의 부하에 미리 결정된 전달파 파워을 공급하기 위한 고주파수 파워 서플라이 시스템의 기존 인버터부 대신에 쉽게 사용될 수 있다.
변형예
상기 실시예의 변형예으로서, 도 4 및 도 5에 도시된 회로 장치가 도 8(스위칭 전압 조정기를 도시) 및 도 9(고주파수 파워 서플라이 시스템을 도시)에 도시된 제 4실시예 및 제 5실시예 각각에 사용될 수 있다. 특히, 도 8 또는 도 9에 도시된 소프트-스위칭 하프-브리지 인버터 회로(SINV)는, 제 1전압 검출 회로(CV1)(도 4)가 제 1보조 커패시터(C3)의 방전 전압을 검출하여 제 1전압 검출 신호(Cv1)로 출 력하기 위하여 제 1보조 커패시터(C3) 양단에 연결되고, 제 2전압 검출 회로(CV2)(도 4)가 제 2보조 커패시터(C4)의 방전 전압을 검출하여 제 2전압 검출 신호(Cv2)로 출력하기 위하여 제 2보조 커패시터(C4) 양단에 연결되도록, 변경될 수 있다.
본 발명은 이와 같이 양호한 실시예를 참조하여 기술되었지만, 많은 방식으로 변경될 수 있음은 자명하다. 이러한 변형물은 본 발명의 사상과 범주를 벗어난 것으로 간주되지 않으며, 또한 당업자에게는 이러한 변형물이 첨부된 청구범위의 범주 내에 포함되도록 의도된다는 것은 자명할 것이다.

Claims (11)

  1. 인버터 파워 서플라이 시스템으로서,
    평활된 DC 전압을 출력하기 위한 DC 파워 서플라이 회로와,
    상기 파워 서플라이 회로로부터의 상기 DC 전압을 AC 전압으로 변환하기 위한 하프-브리지 인버터(half-bridge inverter) 회로로서, 상기 파워 서플라이 회로로부터의 상기 DC 전압을 AC 전압으로 변환하기 위하여 제 1스위칭 요소, 제 2스위칭 요소, 제 1보조 커패시터 및 제 2보조 커패시터를 포함하는 하프-브리지 인버터 회로와,
    상기 인버터 회로를 제어하기 위하여 절반 주기의 위상 차이를 갖는 제 1출력 제어 신호와 제 2출력 제어 신호를 출력하기 위한 출력 제어 회로와,
    상기 인버터 회로로부터의 상기 AC 전압을 출력 파워로 변환하기 위한 파워 출력 회로와,
    상기 제 1스위칭 요소에 DC 전압을 인터럽트 방식으로 공급하기 위하여, 상기 DC 파워 서플라이 회로의 양의 측과 상기 인버터 회로 사이에 제공된 제 3스위칭 요소와,
    상기 제 2스위칭 요소에 DC 전압을 인터럽트 방식으로 공급하기 위하여, 상기 DC 파워 서플라이 회로의 음의 측과 상기 인버터 회로 사이에 제공된 제 4스위칭 요소와,
    상기 제 1출력 제어 신호의 ON/OFF 상태에 응답하여 상기 제 3스위칭 요소를 도통상태 및 차단상태가 되게 하고, 또한 동시에 상기 제 2출력 제어 신호의 ON/OFF 상태에 응답하여 상기 제 4스위칭 요소를 도통상태 및 차단상태가 되게 하는 파워 스위칭 회로와,
    상기 제 1출력 제어 신호가 턴-온될 때 상기 제 1스위칭 요소를 턴-온시키는 반면, 제 1출력 제어 신호가 턴-오프된 후 상기 제 1보조 커패시터가 미리 결정된 레벨로 방전하도록 허용하는 제 1지연 시간의 경과 시 상기 제 1스위칭 요소를 턴-오프시키는 인버터 구동 회로로서, 또한 상기 제 2출력 제어 신호가 턴-온될 때 상기 제 2스위칭 요소를 턴-온시키는 반면 상기 제 2출력 제어 신호가 턴-오프된 후 상기 제 2보조 커패시터가 미리 결정된 레벨로 방전하도록 허용하는 제 2지연 시간의 경과 시 상기 제 2스위칭 요소를 턴-오프시키는 인버터 구동 회로를 포함하는 인버터 파워 서플라이 시스템.
  2. 제 1항에 있어서, 상기 인버터 구동 회로는 상기 제 1지연 시간을 설정하기 위한 제 1지연 회로와, 상기 제 2지연 시간을 설정하기 위한 제 2지연 회로를 포함하는 인버터 파워 서플라이 시스템.
  3. 제 2항에 있어서, 상기 인버터 구동 회로는, 상기 제 1제어 신호 또는 상기 제 1지연 회로로부터의 제 1지연 신호가 ON이면, 상기 제 1스위칭 요소에 ON 신호를 공급하는 제 1OR 게이트 회로를 더 포함하는데, 상기 제 1지연 회로는 상기 제 1제어 신호가 턴-오프될 때 상기 제 1지연 신호를 생성하기 시작하고, 상기 인버터 구동 회로는, 제 2제어 신호 또는 상기 제 2지연 회로로부터의 제 2지연 신호가 ON 이라면 상기 제 2스위칭 요소에 ON 신호를 공급하는 제 2OR 회로를 더 포함하는데, 상기 제 2지연 회로는 상기 제 2제어 신호가 턴-오프될 때 상기 제 2지연 신호를 생성하기 시작하는 인버터 파워 서플라이 시스템.
  4. 제 2항에 있어서, 상기 제 1보조 커패시터 양단의 방전 전압을 검출하기 위한 제 1전압 검출기와, 상기 제 2보조 커패시터 양단의 방전 전압을 검출하기 위한 제 2전압 검출기를 더 포함하는데, 상기 제 1지연 회로는 상기 제 1제어 신호가 턴-오프될 때 제 1지연 신호를 생성하기 시작하는 반면, 상기 제 1방전 전압이 제 1임계값 이하가 될 때 상기 제 1지연 신호의 생성을 중단하고, 상기 제 2지연 회로는 상기 제 2제어 신호가 턴-오프될 때 제 2지연 신호를 생성하기 시작하는 반면, 상기 제 2방전 전압이 제 2임계값 이하가 될 때 상기 제 2지연 신호의 생성을 중단하는 인버터 파워 서플라이 시스템.
  5. 제 2항에 있어서, 상기 인버터 회로로부터 출력된 주 전류를 검출하기 위한 전류 검출기를 더 포함하는데, 상기 제 1지연 회로와 상기 제 2지연 회로는 상기 검출된 주 전류의 값에 따라 상기 제 1지연 시간과 상기 제 2지연 시간을 각각 결정하는 인버터 파워 서플라이 시스템.
  6. 제 1항에 있어서, 상기 제 1보조 커패시터가 역으로 충전되는 것을 방지하기 위하여 상기 DC 파워 서플라이 회로의 중간점과 제 3스위칭 요소의 에미터 측 사이에 배치된 제 1역 충전 방지 다이오드와, 상기 제 2보조 커패시터가 역으로 충전되는 것을 방지하기 위하여 상기 DC 파워 서플라이 회로의 중간점과 제 4스위칭 요소의 콜렉터 측 사이에 배치된 제 2역 충전 방지 다이오드를 포함하는 인버터 파워 서플라이 시스템.
  7. 제 1항에 있어서, 상기 파워 출력 회로는, 상기 인터버 회로로부터의 AC 전압을 고주파수 AC 전압으로 변환하기 위한 주 트랜스포머와, 타깃 부하에 공급하기에 적합한 출력 DC 전압을 제공하기 위하여 상기 주 트랜스포머로부터의 상기 고주파수 AC 전압을 정류시키는 2차 정류기 회로를 포함하는 인버터 파워 서플라이 시스템.
  8. 제 7항에 있어서, 상기 주 트랜스포머로부터 출력된 제 2차 전류를 검출하기 위한 2차 전류 검출기를 더 포함하는데, 상기 출력 제어 회로는 상기 2차 전류 검출기로부터 상기 검출된 2차 전류에 기초하여 제 1 및 제 2제어 신호를 생성하는 인버터 파워 서플라이 시스템.
  9. 제 7항에 있어서, 상기 부하 양단의 2차 전압을 검출하기 위한 2차 전압 검출기를 더 포함하는데, 상기 출력 제어 회로는 상기 2차 전압 검출기로부터 상기 검출된 2차 전압에 기초하여 상기 제 1 및 제 2제어 신호를 생성하는 인버터 파워 서플라이 시스템.
  10. 제 1항에 있어서, 상기 파워 출력 회로는, 리플 성분이 제거된 DC 전압을 제공하기 위하여 상기 인버터 회로로부터의 상기 AC 전압을 정류 및 평활시키는 2차 정류기/평활 회로와, 2차 정류기/평활 회로로부터의 상기 DC 전압을 타깃 부하에 적합한 출력 파워로 변환하는 출력 변환 회로를 포함하는 인버터 파워 서플라이 시스템.
  11. 제 10항에 있어서, 상기 파워 변환 회로는, 상기 부하에 의해 흡수되는 전달파 파워(traveling wave power)와 상기 부하에 의해 반사되는 반사파 파워(reflective wave power)를 검출하기 위한 파워 검출 회로를 포함하는데, 상기 출력 제어 회로는 상기 출력 검출 회로로부터의 상기 전달파 파워와 상기 반사파 파워에 기초하여 상기 제 1 및 제 2출력 신호를 생성하는 인버터 파워 서플라이 시스템.
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