KR20060016580A

KR20060016580A - 주파수 동기 장치 및 이를 적용한 ｄｖｂ-ｈ 수신 시스템

Info

Publication number: KR20060016580A
Application number: KR1020040065076A
Authority: KR
Inventors: 한정일
Original assignee: 엘지전자 주식회사
Priority date: 2004-08-18
Filing date: 2004-08-18
Publication date: 2006-02-22
Also published as: KR100587310B1; US7590193B2; CN1738302B; US20060039491A1; EP1628450A2; EP1628450A3; CN1738302A

Abstract

본 발명은 유럽 방식의 휴대 수신을 위한 DVB-H(Digital Video Broadcasting-Handheld) 수신 시스템 및 DVB-H 수신 시스템에서의 미세범위 주파수 동기 장치에 관한 것이다. 특히 본 발명은 보호구간의 상관값의 실수 성분과 허수 성분을 모두 이용하여 미세범위 주파수 옵셋값을 추정하여 보상함으로써, 정확하고 빠른 포착 특성을 얻는 효과가 있다. 또한 피드백 구조의 주파수 동기 장치로 미세범위 주파수 옵셋을 추정하여 보상함으로써, 부반송파간 간격(sub-carrier spacing)의 0.5가 되는 부분에서 발생할 수 있는 ambiguity 문제를 해결할 수 있다. 이로 인해 미세범위 주파수 옵셋 추정 및 보상이 안정적으로 이루어지는 효과가 있다.

DVB-H, 미세범위 주파수 옵셋

Description

주파수 동기 장치 및 이를 적용한 ＤＶＢ-Ｈ 수신 시스템{Frequency recovery apparatus and DVB-H receiver}

도 1은 일반적인 DVB-H 수신 시스템의 구성 블록도

도 2는 본 발명의 제 1 실시예에 따른 주파수 동기 장치의 구성 블록도

도 3a는 도 2의 미세범위 주파수 옵셋 검출부의 평균(mean) 특성을 보인 그래프

도 3b는 도 2의 미세범위 주파수 옵셋 검출부의 분산(variance) 특성을 보인 그래프

도 4는 본 발명의 제 2 실시예에 따른 주파수 동기 장치의 구성 블록도

도면의 주요부분에 대한 부호의 설명

111 : 튜너 112 : A/D 변환부

113 : I/Q 분리부 114 : 주파수 옵셋 보상부

115 : FFT부 116 : 등화기

117 : 광범위 주파수 옵셋 추정부 118 : 미세범위 주파수 옵셋 추정부

119 : 주파수 옵셋 추정치 합산부 210,420 : 보호구간 검출부

211 : 지연기 212 : 콘쥬게이터

213 : 곱셈기 214 : 적분기

220,430 : 주파수 옵셋 추정부

221,431 : 미세범위 주파수 옵셋 검출부

222,432 : NCO 230,410 : 주파수 옵셋 보상부

본 발명은 유럽 방식의 휴대 수신을 위한 DVB-H(Digital Video Broadcasting-Handheld) 수신 시스템 및 DVB-H 수신 시스템에서의 미세범위 주파수 동기(Fractional carrier recovery) 장치에 관한 것이다.

일반적으로 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 전송 방식은 다수 반송파 전송(multi-carrier transmission)의 특수한 형태로 볼 수 있으며 하나의 데이터 열이 보다 낮은 데이터 전송률을 갖는 부반송파를 통해 전송된다. 상기 OFDM을 사용하는 중요한 이유 중 하나는 OFDM을 사용하면 주파수 선택성 페이딩(frequency selective fading)이나 협대역 간섭(narrowband interference)에 대한 강건함이 증가하기 때문이다. 단일 반송파 시스템(single carrier system)에서는 하나의 페이드(fade)나 간섭에 의해 전체 링크가 실패할 수 있지만 다수 반송파 시스템에서는 일부 부반송파만이 영향을 받게 된다. 따라서 오류정정부호화(forward error correction)를 사용하면 소수의 오류 부반송파를 정정할 수 있다.

병렬 데이터 전송과 주파수 다중화를 사용하는 개념은 1960년대 중반에 발표된바 있으며 몇몇 초기 개발은 1950년대로 거슬러 올라간다.

1980년대에 OFDM은 고속 모뎀, 디지털 이동 통신, 고밀도 기록(high-density recording)을 위해 연구되었다. OFDM 기술을 구현한 시스템 가운데 하나는 DFT(Discrete Fourier Transform)를 사용한 다중화된 직교 크기 변조(Quadrature Amplitude Modulation ; QAM)이다. 또한 파일럿 톤(pilot tone)을 사용하고 반송파와 클럭 주파수 조정을 안정화시키며 트렐리스 부호화(trellis coding)를 구현한 시스템도 구현되었다.

1990년대에 들어서면서 OFDM은 이동 무선 FM 채널, 고속 디지털 가입자 회선(High-bit rate Digital Subscriber Line : HDSL), 비대칭 디지털 가입자 회선(Asynchronous Digital Subscriber Line : ADSL), 초고속 디지털 가입자 회선(Very-high-speed Asymmetric Digital Subscriber Line : VDSL), 디지털 오디오 방송(Digital Audio Broadcasting : DAB), 고선명 텔레비젼 지상파 방송(high-definition television terrestrial broadcasting) 등의 광대역 데이터 통신을 위해 연구되었다. 특히 유럽의 경우 디지털 비디오 방송에 대한 유럽 프로젝트(EP-DVB)가 설립되어 위성, 케이블, 지상파 디지털 방송 방식을 연구해 왔으며 이중 지상파 방송에 해당하는 DVB-T(Digital Video Broadcasting-Terrestrial) 규격은 전송 방식으로 COFDM(Coded OFDM) 기술이 채택되었다.

그리고 DVB-T 송신 시스템에서는 COFDM 방식에 의해 원하는 데이터를 전송할 때 변조 방법에 따라 전송할 데이터를 매핑하여 역 고속 푸리에 변환(Inverse Fast Fourier Transform ; IFFT)을 거친 후 보호구간(Guard Interval)을 삽입하여 주파수 상으로 전송을 한다. 즉, 하나의 OFDM 심볼은 보호구간과 유효 데이터 구간으로 나누어지는데, 보호구간의 데이터는 유효 데이터 구간의 마지막 부분의 데이터를 그대로 복사해 놓은 것이다. 이때 각 OFDM 심볼마다 보호 구간을 삽입하는 것은 심볼간 간섭(Inter Symbol Interference ; ISI)과 고스트(ghost)에 의한 시스템 성능의 저하를 향상시키기 위해서이다.

그러므로, DVB-T 수신 시스템은 수신된 신호를 FFT함으로써 일반 전송 방식에서의 복조가 가능하게 된다.

그리고 여러 동기 요소들 중 주파수 동기(frequency recovery)는 송, 수신기간에 RF 반송파 주파수를 일치시키는 기능이다. 송,수신기간의 반송파 주파수 차이를 주파수 옵셋(frequency offset)이라고 한다.

상기 주파수 옵셋은 수신 신호에 두 가지의 심각한 영향으로 나타난다.

첫째로 각 부반송파(sub carrier)를 통하여 전송된 신호의 크기가 FFT(Fast Fourier Transform)를 통하여 복조되면서 감소한다.

둘째로 다른 부반송파간 간섭(ICI : Inter-Carrier Interference)이 발생하여 더 이상 부반송파간 직교성이 유지될 수가 없다.

상기 OFDM 방식은 전송 대역에 비해 부반송파간의 주파수 간격이 상대적으로 매우 작으므로 부반송파 간격보다 작은 주파수 옵셋에도 민감하게 영향을 받을 수 있다. 따라서 OFDM 방식에서 주파수 동기는 중요한 요소 기술 중 하나라고 볼 수 있다.

또한 상기 OFDM 방식에서는 단일 반송파 전송 방식과는 달리 주파수 동기를 두 개의 모드에서 동작하도록 하는 것이 일반적이다. 이것이 미세범위 주파수 동기 (fractional carrier recovery)와 광범위(또는 대략적) 주파수 동기(integral carrier recovery)이다. 상기 광범위 주파수 동기는 초기 주파수 옵셋에 대하여 가장 가까운 부반송파 간격의 정수배를 추정하여 보상하는 기능을 수행한다. 상기 미세범위 주파수 동기는 부반송파 간격 절반 이하의 주파수 옵셋을 추정하여 보상한다.

상기 미세범위 주파수 동기는 부반송파 간격의 절반 이하의 크기를 가지는 주파수 옵셋을 추적하는 기능으로 일반적으로 부반송파 간격의 0.001 이하로 줄여야 수신 신호에 주파수 옵셋의 영향을 무시할 수 있다고 알려져 있다.

이때 상기 미세범위 주파수 동기는 시간 영역과 주파수 영역에서 모두 구현 가능하다. 즉 FFT단 이전의 시간 영역에서는 보호구간(guard interval)을 이용하여 구현 가능하며, FFT단 이후의 주파수 영역에서는 연속 파일럿을 통하여 수신된 복소값에 발생한 위상 변화량을 이용하여 구현 가능하다.

도 1은 일반적인 주파수 동기 장치가 포함된 DVB-T 수신 시스템의 구성 블록도로서, 시간 영역에서 미세범위 주파수 동기를 보상하는 예를 보이고 있다.

즉 튜너(111)는 안테나를 통해 COFDM 전송 방식의 RF(Radio Frequency) 신호를 튜닝하여 IF(Intermediate Frequency) 신호로 변환한 후 A/D 변환부(112)로 출력하여 디지털화한다. 상기 A/D 변환부(112)에서 디지털화된 신호는 실수 성분(Inphase component ; I)만을 가지므로 I/Q 분리부(113)로 입력되어 허수 성분(Quadrature component ; Q)도 가지는 복소(complex) 성분의 신호로 변환된다.

상기 디지털 복소 신호는 주파수 옵셋 보상부(114)로 입력되고, 상기 주파수 옵셋 보상부(114)는 상기 디지털 복소 신호에 추정된 주파수 옵셋을 곱하여 주파수 옵셋이 보정된 기저대역의 복소 신호를 출력한다.

도 1에서는 미세범위 주파수 동기는 시간 영역에서 한다고 가정하였으므로, 상기 주파수 옵셋 보상부(114)의 출력은 고속 푸리에 변환(FFT)부(115)로 출력됨과 동시에 미세범위 주파수 옵셋 추정부(117)로 출력된다.

상기 FFT부(115)는 상기 주파수 옵셋 보상부(114)에서 출력되는 기저대역 복소 신호로부터 보호구간의 데이터를 제거한 후 유효구간의 데이터에 대해서만 FFT를 실행하여 주파수 영역(Frequency Domain) 값을 등화기(116)와 광범위 주파수 옵셋 추정부(118)로 출력한다.

상기 등화기(116)는 상기 FFT된 신호로부터 채널에 의해 왜곡된 반송파를 보상한다.

한편 상기 광범위 주파수 옵셋 추정부(118)는 상대적 주파수 옵셋의 반올림 값에서 정수 부분의 주파수 옵셋을 추정하며, 상기 미세범위 주파수 옵셋 보상부(117)는 반올림 값과 반올림 전의 상대적 주파수 옵셋간의 차이인 소수 부분의 주파수 옵셋을 추정한다. 즉 상기 광범위 주파수 옵셋 추정부(118)는 주파수 옵셋이 부반송파 간격의 1/2 이하가 되도록 감소시키는 역할을 담당하고, 미세범위 주파수 옵셋 추정부(117)는 주파수 옵셋이 '0'이 되도록 미세 조정 역할을 담당한다.

상기 미세범위 주파수 옵셋 추정부(117)에서 추정된 소수 부분의 주파수 옵셋과 광범위 주파수 옵셋 추정부(118)에서 추정된 정수 부분의 주파수 옵셋 값은 주파수 옵셋 추정치 합성부(119)에서 더해져 주파수 옵셋 보상부(114)로 출력된다.

상기 주파수 옵셋 보상부(114)는 전술한 바와 같이 디지털화된 복소 신호에 추정된 주파수 옵셋 값을 곱하여 주파수 옵셋을 보상한다.

한편 휴대폰 형태의 수신기를 통해 TV를 시청하는 휴대수신이 향후 중요한 시청형태로 인식되면서 DVB는 휴대수신에 적합한 디지털 TV 전송 방식(DVB-H : DVB-Handheld)을 새로 제정하고 있다.

즉 DVB-T가 다채널 또는 고화질(HD)이 목표라면, DVB-H는 2Mbps이하의 표준화면(SD)급 화질을 고속으로 이동하는 중에도 깨끗하게 시청할 수 있도록 하는 것에 목표를 두고 있다.

상기 DVB-H의 송신 형태는 DVB-T와 다중화하여 동일 송신기로 방송하는 형태와 독자 채널에서 DVB-H 전용 송신기로 방송하는 2가지 형태가 고려되고 있다.

그런데 유럽식 공중파 디지털 TV 전송방식인 DVB-T는 12~40 화면 크기로 TV를 수신하는 용도로 개발된 방식이어서 소비전력 면에서 휴대전지로 동작되는 3~6 화면 크기의 휴대 디지털 TV용으로는 적합하지 않다.

특히 OFDM 방식은 단일 반송파 방식에 비해 많은 장점을 갖고 있으나, 주파수 옵셋 등의 다양한 동기 오류에 민감하다는 단점이 있어 실제로 유럽 휴대 수신용 OFDM 수신기 설계시 각 요소 기술들에 대한 철저한 연구가 필요하다.

따라서 본 발명의 목적은 유럽 방식의 휴대 수신을 위한 DVB-H 수신 시스템 및 DVB-H 수신 시스템에서 미세범위 반송파 주파수 옵셋(fractional carrier frequency offset)을 정확히 추정하여 동기 성능을 최적화하는 장치를 제공하는데 있다.

상기와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명의 제 1 실시예에 따른 DVB-H 수신 시스템의 주파수 동기 장치는, 복조되어 입력되는 복소 샘플 데이터와 OFDM 심볼 내 유효 샘플 수(N)만큼 지연된 샘플 데이터와의 콘쥬게이터 상관값을 구하고, 그 상관값과 보호구간의 샘플 수(L)만큼 지연된 값과의 차를 구한 후 보호구간의 샘플 수(L) 구간동안 누산하여 출력하는 보호구간 검출부; 상기 보호구간 검출부에서 출력되는 누산 데이터들 중 최대값 위치의 누산 데이터의 허수 성분의 값을 실수 성분의 값으로 나누고 이 값에서 아크 탄젠트 값을 구하여 미세범위 주파수 옵셋을 추정하는 주파수 옵셋 추정부; 및 복조되어 입력되는 복소 샘플 데이터에 상기 주파수 옵셋 추정부에서 추정한 주파수 옵셋을 곱하여 미세범위 주파수 옵셋이 보상된 기저대역의 복소 샘플 데이터를 FFT를 위해 출력하는 주파수 옵셋 보상부를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 한다.

상기 보호구간 검출부는 복조되어 입력되는 복소 샘플 데이터를 OFDM 심볼 내 유효 샘플 수(N)만큼 지연시켜 출력하는 지연기와, 상기 지연기의 출력 샘플 데이터에 대해 콘쥬게이트 곱을 수행하는 콘쥬게이터와, 복조되어 입력되는 복소 샘플 데이터에 상기 콘쥬게이터의 출력 샘플 데이터를 곱하는 곱셈기와, 상기 곱셈기의 출력 샘플 데이터와 보호구간의 샘플 수(L)만큼 지연된 샘플 데이터와의 차를 보호구간의 샘플 수(L) 구간동안 누산하여 출력하는 적분기로 구성되는 것을 특징으로 한다.

상기 주파수 옵셋 추정부는 상기 보호구간 검출부에서 출력되는 누산 데이터들 중 최대값 위치의 누산 데이터의 허수 성분의 값을 실수 성분의 값으로 나누고 이 값에서 아크 탄젠트 값을 구하여 미세범위 주파수 옵셋을 추정하는 미세범위 주파수 옵셋 검출부와, 상기 미세범위 주파수 옵셋 검출부에서 출력되는 주파수 옵셋 추정치로부터 보상 주파수를 생성하여 상기 주파수 옵셋 보상부로 출력하는 NCO로 구성되는 것을 특징으로 한다.

본 발명의 제 2 실시에에 따른 DVB-H 수신 시스템의 주파수 동기 장치는, 복조되어 입력되는 복소 샘플 데이터에 주파수 옵셋 추정값을 곱하여 미세범위 주파수 옵셋이 보상된 기저대역의 복소 샘플 데이터를 FFT를 위해 출력하는 주파수 옵셋 보상부; 상기 주파수 옵셋 보상부에서 출력되는 복소 샘플 데이터와 OFDM 심볼 내 유효 샘플 수(N)만큼 지연된 데이터와의 콘쥬게이터 상관값을 구하고, 그 상관값과 보호구간의 샘플 수(L)만큼 지연된 값과의 차를 구한 후 보호구간의 샘플 수(L) 구간동안 누산하여 출력하는 보호구간 검출부; 및 상기 보호구간 검출부에서 출력되는 누산 데이터들 중 최대값 위치의 누산 데이터의 허수 성분의 값을 실수 성분의 값으로 나누고 이 값에서 아크 탄젠트 값을 구하여 미세범위 주파수 옵셋을 추정하고 상기 주파수 옵셋 보상부로 출력하는 주파수 옵셋 추정부를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 한다.

상기 보호구간 검출부는 상기 주파수 옵셋 보상부에서 미세범위 주파수 옵셋이 보상되어 출력되는 복소 샘플 데이터를 OFDM 심볼 내 유효구간의 샘플 수(N)만큼 지연시켜 출력하는 지연기와, 상기 지연기의 출력 샘플 데이터에 대해 콘쥬게이 트 곱을 수행하는 콘쥬게이터와, 상기 주파수 옵셋 보상부에서 미세범위 주파수 옵셋이 보상되어 출력되는 복소 샘플 데이터에 상기 콘쥬게이터의 출력 샘플 데이터를 곱하는 곱셈기와, 상기 곱셈기의 출력 샘플 데이터와 보호구간의 샘플 수(L)만큼 지연된 샘플 데이터와의 차를 보호구간의 샘플 수(L) 구간동안 누산하여 출력하는 적분기로 구성되는 것을 특징으로 한다.

상기 주파수 옵셋 추정부는 상기 보호구간 검출부에서 출력되는 누산 데이터들 중 최대값 위치의 누산 데이터의 허수 성분의 값을 실수 성분의 값으로 나누고 이 값에서 아크 탄젠트 값을 구하여 현재 OFDM 심볼의 미세범위 주파수 옵셋을 추정하는 미세범위 주파수 옵셋 검출부와, 상기 미세범위 주파수 옵셋 검출부에서 출력되는 현재 OFDM 심볼의 주파수 옵셋 추정값에 OFDM 심볼의 끝에서만 피드백되는 이전 OFDM 심볼의 주파수 옵셋 추정값을 더하여 출력하고, 나머지는 이전 OFDM 심볼의 주파수 옵셋 추정값을 출력하는 덧셈기와, 상기 덧셈기에서 출력되는 주파수 옵셋 추정값을 한 OFDM 심볼 구간동안 지연시켜 출력하는 지연기와, 상기 지연기에서 출력되는 주파수 옵셋 추정치로부터 보상 주파수를 생성하여 상기 주파수 옵셋 보상부로 출력하는 NCO로 구성되는 것을 특징으로 한다.

본 발명에 따른 DVB-H 수신 시스템은, 안테나를 통해 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 신호를 수신하는 튜너; 상기 튜너에서 튜닝된 채널 데이터를 디지털화한 후 복소 성분의 샘플 데이터로 출력하는 복조부; 상기 복조부에서 출력되는 복소 샘플 데이터에 미세범위 주파수 옵셋 추정값을 곱하여 미세범위 주파수 옵셋이 보상된 기저대역의 복소 샘플 데이터를 출력하는 주파수 옵셋 보상부; 복소 샘플 데이터가 입력되면 OFDM 심볼 내 유효 샘플 수(N)만큼 지연된 데이터와의 콘쥬게이터 상관값을 구하고, 그 상관값과 보호구간의 샘플 수(L)만큼 지연된 값과의 차를 구한 후 보호구간의 샘플 수(L) 구간동안 누산하여 출력하는 보호구간 검출부; 상기 보호구간 검출부에서 출력되는 누산 데이터들 중 최대값 위치의 누산 데이터의 허수 성분의 값을 실수 성분의 값으로 나누고 이 값에서 아크 탄젠트 값을 구하여 미세범위 주파수 옵셋을 추정한 후 상기 주파수 옵셋 보상부로 출력하는 주파수 옵셋 추정부; 및 상기 보호구간 검출부의 출력값 중 최대값을 나타내는 위치를 기준으로 FFT 윈도우를 발생하고, 상기 FFT 윈도우 범위 내의 복소 샘플 데이터에 대해서만 FFT를 수행하는 FFT부를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 한다.

본 발명의 다른 목적, 특징 및 잇점들은 첨부한 도면을 참조한 실시예들의 상세한 설명을 통해 명백해질 것이다.

이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 실시예의 구성과 그 작용을 설명하며, 도면에 도시되고 또 이것에 의해서 설명되는 본 발명의 구성과 작용은 적어도 하나의 실시예로서 설명되는 것이며, 이것에 의해서 상기한 본 발명의 기술적 사상과 그 핵심 구성 및 작용이 제한되지는 않는다.

도 2는 본 발명의 일 실시예에 따른 DVB-H 수신 시스템에서의 주파수 동기 장치의 구성 블록도로서, 보다 정확한 성능과 빠른 추적 시간을 갖는 시간 영역에서 미세범위 주파수 옵셋를 추정하여 보상하는 것을 실시예로 한다. 본 발명에서는 광범위 주파수 옵셋 추정 및 보상에 대해서는 다루지 않는다.

그런데 시간 영역에서 미세범위 주파수 옵셋을 추정하여 보상하려면 보호구 간의 위치를 알아야 한다.

상기 보호구간의 위치를 검출하는 방법은 기본적으로 보호구간의 데이터 값이 OFDM 심볼 후반부 샘플 데이터 값과 일치한다는 가정에서 출발한다. 이는 보호구간의 샘플 데이터가 OFDM 심볼내의 맨 끝에 있는 데이터의 복사본이기 때문이다.

따라서 도 2의 미세범위 주파수 동기 장치는 피드-포워드(Feed forward) 구조로서, 크게 보호구간 검출부(210), 주파수 옵셋 추정부(220), 및 주파수 옵셋 보상부(230)로 구성된다.

상기 보호구간 검출부(210)는 FFT부(115)와 공용으로 사용할 수도 있다. 왜냐하면 FFT부(115)에서는 하나의 OFDM 심볼 중 보호구간의 데이터는 제거하고 유효구간의 데이터에 대해서만 FFT를 수행하여야 하므로 마찬가지로 보호구간의 위치를 알아야 하기 때문이다.

상기 보호구간 검출부(210)는 지연기(211), 콘쥬게이터(212), 곱셈기(213), 및 적분기(214)로 구성된다. 그리고 주파수 옵셋 추정부(220)는 미세범위 주파수 옵셋 검출부(Frequency Error Detector ; FED)(221)와 NCO(Numerical Controlled Oscillator)(222)로 구성된다. 상기 주파수 옵셋 보상부(230)는 도 1의 주파수 옵셋 보상부(114)에 해당된다.

이때 상기 I/Q 분리부(113)에서 출력되는 복소(complex) 성분의 샘플 데이터는 보호구간 검출부(210)의 지연기(211)와 곱셈기(213)로 입력된다.

상기 지연기(211)는 전송 모드에 따라 달라지는 유효구간의 샘플수만큼 상기 I/Q 분리부(113)의 출력 샘플 데이터를 지연시켜 콘쥬게이터(212)로 출력한다. 상 기 콘쥬게이터(212)는 지연기(211)에서 출력되는 샘플 데이터를 콘쥬게이트(conjugate ; 공액)시켜 곱셈기(213)로 출력한다.

상기 곱셈기(213)는 I/Q 분리부(113)의 출력 샘플 데이터와 상기 콘쥬게이터(212)의 출력 샘플 데이터를 곱하여 적분기(214)로 출력한다. 상기 적분기(214)는 전송 모드와 보호구간의 길이에 따라 달라지는 보호구간의 샘플수 구간동안 상기 곱셈기(213)의 출력 샘플 데이터를 누산하여 주파수 옵셋 추정부(220)로 출력한다.

통상, DVB 시스템에서는 하나의 OFDM 심볼에 포함되는 반송파의 수에 따라 2K 모드(mode)와 8K 모드로 나뉘어진다. 그리고 상기 2K 모드와 8K 모드는 보호구간의 길이에 따라 다시 4가지 방식(

)으로 나뉘어지게 된다. 즉, 보호구간의 길이가

이라는 것은 실제 유효 데이터의

(

)을 의미한다. 그러므로, 2K 모드인 경우 수신된 한 샘플 데이터와 그 샘플 데이터에서 2048 샘플만큼 떨어져 있는 샘플 데이터가 각각 유효구간의 데이터를 복사해 온 보호구간 및 상기 보호구간에 데이터를 복사해준 유효구간에 위치한다면 두 신호는 같은 샘플 데이터가 된다. 그렇지 않은 경우에는 서로 다른 샘플 데이터가 된다.

예를 들어, 2K 모드일 때의 한 OFDM 심볼 내 유효(Useful) 데이터 샘플수는 2048이고, 보호구간의 길이가

일때의 보호구간의 샘플 수는 64이다. 또한 8K 모드일 때의 한 OFDM 심볼 내 유효(Useful) 데이터 샘플수는 8192이고, 보호구간의 길이가

일때의 보호구간의 샘플 수는 256이다.

그러므로 상기 지연기(211)는 2K 모드인 경우 입력 샘플 데이터를 2048 샘플동안 지연시키고, 8K 모드인 경우 8192 샘플동안 지연시킨다.

만일 상기 지연기(211)에서 2048 샘플동안 지연시킨 샘플 데이터를 출력한다면 곱셈기(213)의 출력은 서로 2048 샘플만큼 떨어져 있는 두 신호 중 하나를 콘쥬게이트시킨 후 서로 곱한 결과이다.

또한 상기 적분기(214)는 2K 모드이면서 보호구간의 길이가

이라고 가정하면 256샘플 구간동안 곱셈기(213)의 출력 샘플 데이터를 누산시킨다. 즉 상기 적분기(214)는 상기 곱셈기(213)의 출력 샘플 데이터와 상기 곱셈기(213)의 출력 샘플 데이터를 64샘플만큼 지연시킨 샘플 데이터와의 차를 64샘플 구간동안 계속해서 더한다. 예를 들어 상기 가정을 그대로 적용하면 N(=2048)샘플만큼 떨어진 L(=64)개의 샘플 데이터의 합이 누산된다. 상기 적분기(214)의 결과에 절대값을 취한 값이 최대값을 나타내는 위치가 바로 해당 OFDM 심볼의 시작점이 된다. 따라서 상기 최대값을 나타내는 위치 데이터를 기준으로 FFT 윈도우가 생성되고, FFT부(115)는 FFT 윈도우 범위 내의 I,Q 신호에 대해서만 FFT를 수행한다.

한편 상기 주파수 옵셋 추정부(220)는 상기 보호구간 검출부(210)의 출력값이 최대값을 나타내는 위치의 실수 성분과 허수 성분의 샘플 데이터를 모두 이용하 여 정확하고 빠르게 미세범위 주파수 옵셋을 추정한다.

즉 상기 최대값 위치의 허수 성분의 값을 실수 성분의 값으로 나누고 이 값에서 아크 탄젠트(arc tangent) 값을 구하여 미세범위 주파수 옵셋을 추정한다.

다음의 수학식 1 내지 3은 보호구간 검출 및 미세범위 주파수 옵셋 추정 과정을 식으로 나타낸 것이다.

하기의 수학식 1은 상기 보호구간 검출부(210)의 출력 즉, 적분기(214)의 출력을 나타낸 것이다.

상기 수학식 1에서 r(k)는 지연기(211)와 곱셈기(213), 그리고 주파수 옵셋 보상부(230)로 입력되는 k번째 샘플 데이터이고, r^*(k+N)은 콘쥬게이터(212)의 출력 샘플 데이터이다. 상기 N은 전송 모드에 따른 OFDM 심볼 내 유효 샘플 수이다. 예를 들어 2K 모드라면 2048이 되고, 8K 모드라면 8192가 된다.

하기의 수학식 2는 주파수 옵셋 추정부(220)에서 주파수 옵셋 추정 시점 즉, OFDM 심볼의 시작인 FFT 윈도우의 시작점을 찾기 위한 수식이다.

상기 수학식 2에서

는 누산기(214)의 결과에 절대값을 취한 값이 최대값을 나타내는 위치로서, 바로 해당 OFDM 심볼의 시작점이 된다. 이는 보호구간의 데이터는 OFDM 심볼내의 맨 끝에 있는 데이터의 복사본이기 때문에, 보호구간내의 데이터의 합이 최대값이 될 확률이 제일 크기 때문이다.

하기의 수학식 3은 주파수 옵셋 추정부(220)의 미세 주파수 옵셋 검출부(221)에서 검출된 미세범위 주파수 옵셋(

)을 나타낸 것이다.

즉 상기 미세범위 주파수 옵셋 검출부(221)는 최대값 위치(

)의 허수 성분의 값을 실수 성분의 값으로 나누고 이 값에서 아크 탄젠트(arc tangent) 값을 구하여 미세범위 주파수 옵셋(

)을 추정한다.

이와 같이 본 발명의 미세범위 주파수 옵셋은 시간 영역에서 보호구간과 유효 데이터 구간의 후반부간의 위상 변화량을 이용하여 추정함을 알 수 있다.

이때 상기 미세범위 주파수 옵셋 검출부(221)에서 추정된 값이 위상(phase)이 아닌 주파수 옵셋(frequency offset)이기 때문에 일반적인 PLL 구조에서처럼 LF(Loop Filter)를 사용하지 않고 바로 NCO(Number Controlled Oscillator)(222)로 출력된다.

이러한 특성 때문에 포착 시간(acquisition time)이 길지 않고, 평균을 취하는 구간을 제외하면 위상을 누적하여 주파수 옵셋을 구하는 구조보다 상당히 좋은 포착 특성을 갖는다.

도 3은 현재 사용된 미세범위 주파수 옵셋 검출부(FED, 221)의 특성 곡선인 평균(mean)(도 3a)과 분산(variance, 편차)(도 3b)을 나타내고 있는데, FED(221)의 출력이 주파수 옵셋에 비례하는 선형 특성(linearity)을 유지하기 때문에 상기된 도 3과 같이 빠른 포착 특성을 가질 수 있는 것이다.

한편 도 2의 주파수 동기 장치로 미세범위 주파수 옵셋을 추정할 경우, 부반송파간 간격(sub-carrier spacing)의 0.5가 되는 부분의 주파수 옵셋은 아크 탄젠트 함수의 특성으로 0.5와 -0.5로 값을 정하지 못하고 출렁거리는 문제가 발생할 수 있다. 도 3b의 분산 특성이 0.5와 -0.5에서 피크(peak)로 뜨는 걸 볼 수 있는데, 이것은 같은 의미를 나타낸다.

도 4는 이러한 주파수 옵셋이 0.5일 때의 문제를 해결하기 위한 것으로서, 본 발명의 제 2 실시예에 따른 피드백(feedback) 구조를 이용한 주파수 동기 장치의 구성 블록도이다. 즉 주파수 옵셋 보상부(410)가 보호구간 검출부(420)의 전단에 위치하여, 주파수 옵셋 보상부(410)에서 주파수 옵셋이 보상된 샘플 데이터가 보호구간 검출부(420)로 출력된다.

상기 보호구간 검출부(420)의 내부 구성은 상기된 도 2와 동일하며 단지, 보호구간 검출부의 지연기(211)와 곱셈기(213)로 입력되는 신호가 서로 다르다. 도 2 의 피드 포워드 구조에서는 I/Q 분리부(113)의 출력 샘플 데이터가 보호구간 검출부(210)의 지연기(211)와 곱셈기(213)로 입력되고, 도 4의 피드백 구조에서는 주파수 옵셋 보상부(410)의 출력 샘플 데이터가 보호구간 검출부(420)의 지연기(211)와 곱셈기(213)로 입력된다.

그리고 상기 I/Q 분리부(113)에서 출력되는 복소 성분의 샘플 데이터는 주파수 옵셋 보상부(410)로 입력된다. 상기 주파수 옵셋 보상부(410)는 I/Q 분리부(113)에서 출력되는 샘플 데이터에 주파수 옵셋 추정부(430)에서 출력되는 샘플 데이터를 곱하여 주파수 옵셋이 보상된 기저대역의 샘플 데이터를 FFT부(115)로 출력한다.

동시에 상기 주파수 옵셋 보상부(410)의 출력 샘플 데이터는 보호구간 검출부(420)의 지연기(211)와 곱셈기(213)로 출력된다.

상기 지연기(211)는 전송 모드에 해당하는 OFDM 심볼 내 유효 샘플 수(N)만큼 주파수 옵셋 보상부(410)에서 출력되는 샘플 데이터를 지연시켜 콘쥬게이터(212)로 출력한다. 상기 콘쥬게이터(212)는 지연기(211)에서 출력되는 샘플 데이터를 콘쥬게이트(conjugate ; 공액)시켜 곱셈기(213)로 출력한다.

상기 곱셈기(213)는 상기 주파수 옵셋 보상부(410)의 출력 샘플 데이터와 상기 콘쥬게이터(212)의 출력 샘플 데이터를 곱하여 적분기(214)로 출력한다. 상기 적분기(214)는 전송 모드와 보호구간의 길이에 따른 보호구간의 샘플 수(L) 구간동안 상기 곱셈기(213)의 출력 샘플 데이터와 보호구간의 샘플 수(L)만큼 지연된 샘플 데이터와의 차를 누산하여 주파수 옵셋 추정부(430)로 출력한다. 상기 보호구간 검출부(420)의 좀 더 상세한 설명은 도 2를 참조한다.

이때 상기 주파수 동기 장치를 피드백 구조로 설계하려면 미세범위 주파수 옵셋 검출부(431)을 수정해야 하며, 이를 도 5에 도시하였다.

도 5는 도 4의 주파수 옵셋 검출부(431)의 상세 블록도로서, FED(511), 덧셈기(512), 및 지연기(513)가 순차 연결되어 구성된다.

즉 FED(511)는 상기 보호구간 검출부(420)의 출력값이 최대값을 나타내는 위치의 허수 성분의 값을 실수 성분의 값으로 나누고 이 값에서 아크 탄젠트 값을 구하여 현재 OFDM 심볼의 미세범위 주파수 옵셋을 추정한다. 상기 FED(511)의 출력은 덧셈기(512)로 출력된다.

상기 덧셈기(512)는 상기 FED(511)에서 출력되는 현재 OFDM 심볼의 주파수 옵셋 추정값에 지연기(513)에서 출력되는 이전 OFDM 심볼의 주파수 옵셋 추정값을 더한다. 이때 상기 덧셈기(512)는 항상 두 주파수 옵셋 추정값을 더하면 안되고 OFDM 심볼의 끝에서만 덧셈을 수행하고, 나머지는 이전 OFDM 심볼에서 추정한 주파수 옵셋 값을 출력하도록 제어한다. 상기 지연기(513)는 현재 OFDM 심볼의 주파수 옵셋값을 한 OFDM 심볼 지연시켜 NCO(432)로 출력함과 동시에 상기 덧셈기(512)로 피드백한다.

한편, 본 발명에서 사용되는 용어(terminology)들은 본 발명에서의 기능을 고려하여 정의 내려진 용어들로써 이는 당분야에 종사하는 기술자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있으므로 그 정의는 본 발명의 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.

또한, 본 발명에서는 본 발명의 바람직한 실시예를 통해 본 발명을 설명했으므로 본 발명의 기술적인 난이도 측면을 고려할 때, 당분야에 통상적인 기술을 가진 사람이면 용이하게 본 발명에 대한 또 다른 실시예와 다른 변형을 가할 수 있다. 따라서 상술한 설명에서 사상을 인용한 실시예와 변형은 모두 본 발명의 청구 범위에 모두 귀속됨은 명백하다.

이상에서와 같이 본 발명에 따른 DVB-H 수신기에서의 주파수 동기 장치에 의하면, 보호구간의 상관값의 실수 성분과 허수 성분을 모두 이용하여 미세범위 주파수 옵셋값을 추정하여 보상함으로써, 정확하고 빠른 포착 특성을 얻는 효과가 있다.

또한 피드백 구조의 주파수 동기 장치로 미세범위 주파수 옵셋을 추정하여 보상함으로써, 부반송파간 간격(sub-carrier spacing)의 0.5가 되는 부분에서 발생할 수 있는 ambiguity 문제를 해결할 수 있다. 이로 인해 미세범위 주파수 옵셋 추정 및 보상이 안정적으로 이루어지는 효과가 있다.

이상 설명한 내용을 통해 당업자라면 본 발명의 기술 사상을 일탈하지 아니하는 범위에서 다양한 변경 및 수정이 가능함을 알 수 있을 것이다.

따라서, 본 발명의 기술적 범위는 실시예에 기재된 내용으로 한정되는 것이 아니라 특허 청구의 범위에 의하여 정해져야 한다.

Claims

OFDM 전송 방식으로 안테나를 통해 수신된 신호에 대해 복소 디지털 샘플 데이터(I,Q)로 복조하여 고속푸리에 변환(FFT)을 수행하는 DVB-H 수신 시스템의 주파수 동기 장치에 있어서,

복조되어 입력되는 복소 샘플 데이터와 OFDM 심볼 내 유효 샘플 수(N)만큼 지연된 샘플 데이터와의 콘쥬게이터 상관값을 구하고, 그 상관값과 보호구간의 샘플 수(L)만큼 지연된 값과의 차를 구한 후 보호구간의 샘플 수(L) 구간동안 누산하여 출력하는 보호구간 검출부;

상기 보호구간 검출부에서 출력되는 누산 데이터들 중 최대값 위치의 누산 데이터의 허수 성분의 값을 실수 성분의 값으로 나누고 이 값에서 아크 탄젠트 값을 구하여 미세범위 주파수 옵셋을 추정하는 주파수 옵셋 추정부; 및

복조되어 입력되는 복소 샘플 데이터에 상기 주파수 옵셋 추정부에서 추정한 주파수 옵셋을 곱하여 미세범위 주파수 옵셋이 보상된 기저대역의 복소 샘플 데이터를 FFT를 위해 출력하는 주파수 옵셋 보상부를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 주파수 동기 장치.
제 1 항에 있어서,

상기 보호구간 검출부의 OFDM 심볼 내 유효 샘플 수(N)는 전송 모드가 2K인지 8K인지에 따라 달라지는 것을 특징으로 하는 주파수 동기 장치.
제 1 항에 있어서,

상기 보호구간 검출부의 보호구간의 샘플 수(L)는 전송 모드가 2K인지, 8K인지 그리고 각 전송 모드의 보호구간의 길이(
)에 따라 달라지는 것을 특징으로 하는 주파수 동기 장치.
제 1 항에 있어서, 상기 보호구간 검출부는

복조되어 입력되는 복소 샘플 데이터를 OFDM 심볼 내 유효 샘플 수(N)만큼 지연시켜 출력하는 지연기와,

상기 지연기의 출력 샘플 데이터에 대해 콘쥬게이트 곱을 수행하는 콘쥬게이터와,

복조되어 입력되는 복소 샘플 데이터에 상기 콘쥬게이터의 출력 샘플 데이터를 곱하는 곱셈기와,

상기 곱셈기의 출력 샘플 데이터와 보호구간의 샘플 수(L)만큼 지연된 샘플 데이터와의 차를 보호구간의 샘플 수(L) 구간동안 누산하여 출력하는 적분기로 구성되는 것을 특징으로 하는 주파수 동기 장치.
제 1 항에 있어서, 상기 주파수 옵셋 추정부는

상기 보호구간 검출부에서 출력되는 누산 데이터들 중 최대값 위치의 누산 데이터의 허수 성분의 값을 실수 성분의 값으로 나누고 이 값에서 아크 탄젠트 값을 구하여 미세범위 주파수 옵셋을 추정하는 미세범위 주파수 옵셋 검출부와,

상기 미세범위 주파수 옵셋 검출부에서 출력되는 주파수 옵셋 추정치로부터 보상 주파수를 생성하여 상기 주파수 옵셋 보상부로 출력하는 NCO로 구성되는 것을 특징으로 하는 주파수 동기 장치.
OFDM 전송 방식으로 안테나를 통해 수신된 신호에 대해 복소 디지털 샘플 데이터(I,Q)로 복조하여 고속푸리에 변환(FFT)을 수행하는 DVB-H 수신 시스템의 주파수 동기 장치에 있어서,

복조되어 입력되는 복소 샘플 데이터에 주파수 옵셋 추정값을 곱하여 미세범위 주파수 옵셋이 보상된 기저대역의 복소 샘플 데이터를 FFT를 위해 출력하는 주파수 옵셋 보상부;

상기 주파수 옵셋 보상부에서 출력되는 복소 샘플 데이터와 OFDM 심볼 내 유효 샘플 수(N)만큼 지연된 데이터와의 콘쥬게이터 상관값을 구하고, 그 상관값과 보호구간의 샘플 수(L)만큼 지연된 값과의 차를 구한 후 보호구간의 샘플 수(L) 구간동안 누산하여 출력하는 보호구간 검출부; 및

상기 보호구간 검출부에서 출력되는 누산 데이터들 중 최대값 위치의 누산 데이터의 허수 성분의 값을 실수 성분의 값으로 나누고 이 값에서 아크 탄젠트 값을 구하여 미세범위 주파수 옵셋을 추정하고 상기 주파수 옵셋 보상부로 출력하는 주파수 옵셋 추정부를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 주파수 동기 장치.
제 6 항에 있어서,

상기 OFDM 심볼 내 유효 샘플 수(N)는 전송 모드가 2K인지 8K인지에 따라 달라지고, 상기 보호구간의 샘플 수(L)는 전송 모드가 2K인지, 8K인지 그리고 각 전송 모드의 보호구간의 길이(
)에 따라 달라지는 것을 특징으로 하는 주파수 동기 장치.
제 6 항에 있어서, 상기 보호구간 검출부는

상기 주파수 옵셋 보상부에서 미세범위 주파수 옵셋이 보상되어 출력되는 복소 샘플 데이터를 OFDM 심볼 내 유효구간의 샘플 수(N)만큼 지연시켜 출력하는 지연기와,

상기 지연기의 출력 샘플 데이터에 대해 콘쥬게이트 곱을 수행하는 콘쥬게이터와,

상기 주파수 옵셋 보상부에서 미세범위 주파수 옵셋이 보상되어 출력되는 복소 샘플 데이터에 상기 콘쥬게이터의 출력 샘플 데이터를 곱하는 곱셈기와,

상기 곱셈기의 출력 샘플 데이터와 보호구간의 샘플 수(L)만큼 지연된 샘플 데이터와의 차를 보호구간의 샘플 수(L) 구간동안 누산하여 출력하는 적분기로 구성되는 것을 특징으로 하는 주파수 동기 장치.
제 5 항에 있어서, 상기 주파수 옵셋 추정부는

상기 보호구간 검출부에서 출력되는 누산 데이터들 중 최대값 위치의 누산 데이터의 허수 성분의 값을 실수 성분의 값으로 나누고 이 값에서 아크 탄젠트 값을 구하여 현재 OFDM 심볼의 미세범위 주파수 옵셋을 추정하는 미세범위 주파수 옵셋 검출부와,

상기 미세범위 주파수 옵셋 검출부에서 출력되는 현재 OFDM 심볼의 주파수 옵셋 추정값에 OFDM 심볼의 끝에서만 피드백되는 이전 OFDM 심볼의 주파수 옵셋 추정값을 더하여 출력하고, 나머지는 이전 OFDM 심볼의 주파수 옵셋 추정값을 출력하는 덧셈기와,

상기 덧셈기에서 출력되는 주파수 옵셋 추정값을 한 OFDM 심볼 구간동안 지연시켜 출력하는 지연기와,

상기 지연기에서 출력되는 주파수 옵셋 추정치로부터 보상 주파수를 생성하여 상기 주파수 옵셋 보상부로 피드백하는 NCO로 구성되는 것을 특징으로 하는 주파수 동기 장치.
안테나를 통해 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 신호를 수신하는 튜너;

상기 튜너에서 튜닝된 채널 데이터를 디지털화한 후 복소 성분의 샘플 데이터로 출력하는 복조부;

상기 복조부에서 출력되는 복소 샘플 데이터에 미세범위 주파수 옵셋 추정값을 곱하여 미세범위 주파수 옵셋이 보상된 기저대역의 복소 샘플 데이터를 출력하 는 주파수 옵셋 보상부;

복소 샘플 데이터가 입력되면 OFDM 심볼 내 유효 샘플 수(N)만큼 지연된 데이터와의 콘쥬게이터 상관값을 구하고, 그 상관값과 보호구간의 샘플 수(L)만큼 지연된 값과의 차를 구한 후 보호구간의 샘플 수(L) 구간동안 누산하여 출력하는 보호구간 검출부;

상기 보호구간 검출부에서 출력되는 누산 데이터들 중 최대값 위치의 누산 데이터의 허수 성분의 값을 실수 성분의 값으로 나누고 이 값에서 아크 탄젠트 값을 구하여 미세범위 주파수 옵셋을 추정한 후 상기 주파수 옵셋 보상부로 출력하는 주파수 옵셋 추정부; 및

상기 보호구간 검출부의 출력값 중 최대값을 나타내는 위치를 기준으로 FFT 윈도우를 발생하고, 상기 FFT 윈도우 범위 내의 복소 샘플 데이터에 대해서만 FFT를 수행하는 FFT부를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 DVB-H 수신 시스템.
제 10 항에 있어서, 상기 보호구간 검출부는

상기 복조부에서 출력되는 복소 샘플 데이터를 전송 모드에 따라 달라지는 OFDM 심볼 내 유효 샘플 수(N)만큼 지연시켜 출력하는 지연기와,

상기 지연기의 출력 샘플 데이터에 대해 콘쥬게이트 곱을 수행하는 콘쥬게이터와,

상기 복조기에서 출력되는 복소 샘플 데이터에 상기 콘쥬게이터의 출력 샘플 데이터를 곱하는 곱셈기와,

상기 곱셈기의 출력 샘플 데이터와 전송 모드와 보호구간의 길이에 따라 달라지는 보호구간의 샘플 수(L)만큼 지연된 샘플 데이터와의 차를 보호구간의 샘플 수(L) 구간동안 누산하여 출력하는 적분기로 구성되는 것을 특징으로 하는 DVB-H 수신 시스템.
제 10 항에 있어서, 상기 보호구간 검출부는

상기 주파수 옵셋 보상부에서 미세범위 주파수 옵셋이 보상되어 출력되는 복소 샘플 데이터를 OFDM 심볼 내 유효구간의 샘플 수(N)만큼 지연시켜 출력하는 지연기와,

상기 지연기의 출력 샘플 데이터에 대해 콘쥬게이트 곱을 수행하는 콘쥬게이터와,

상기 주파수 옵셋 보상부에서 미세범위 주파수 옵셋이 보상되어 출력되는 복소 샘플 데이터에 상기 콘쥬게이터의 출력 샘플 데이터를 곱하는 곱셈기와,

상기 곱셈기의 출력 샘플 데이터와 보호구간의 샘플 수(L)만큼 지연된 샘플 데이터와의 차를 보호구간의 샘플 수(L) 구간동안 누산하여 출력하는 적분기로 구성되는 것을 특징으로 하는 DVB-H 수신 시스템.
제 12 항에 있어서, 상기 주파수 옵셋 추정부는

상기 보호구간 검출부에서 출력되는 누산 데이터들 중 최대값 위치의 누산 데이터의 허수 성분의 값을 실수 성분의 값으로 나누고 이 값에서 아크 탄젠트 값 을 구하여 현재 OFDM 심볼의 미세범위 주파수 옵셋을 추정하는 미세범위 주파수 옵셋 검출부와,

상기 미세범위 주파수 옵셋 검출부에서 출력되는 현재 OFDM 심볼의 주파수 옵셋 추정값에 OFDM 심볼의 끝에서만 피드백되는 이전 OFDM 심볼의 주파수 옵셋 추정값을 더하여 출력하고, 나머지는 이전 OFDM 심볼의 주파수 옵셋 추정값을 출력하는 덧셈기와,

상기 덧셈기에서 출력되는 주파수 옵셋 추정값을 한 OFDM 심볼 구간동안 지연시켜 출력하는 지연기와,

상기 지연기에서 출력되는 주파수 옵셋 추정치로부터 보상 주파수를 생성하여 상기 주파수 옵셋 보상부로 피드백하는 NCO로 구성되는 것을 특징으로 하는 DVB-H 수신 시스템.