JP2003046468A - Ｏｆｄｍ受信装置 - Google Patents
Ｏｆｄｍ受信装置Info
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/03—Shaping networks in transmitter or receiver, e.g. adaptive shaping networks
- H04L25/03006—Arrangements for removing intersymbol interference
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- H04L25/03057—Arrangements for removing intersymbol interference operating in the time domain adaptive, i.e. capable of adjustment during data reception with a recursive structure
-
- H—ELECTRICITY
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- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
- H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
- H04L27/2647—Arrangements specific to the receiver only
-
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- H04L2025/0335—Arrangements for removing intersymbol interference characterised by the type of transmission
- H04L2025/03375—Passband transmission
- H04L2025/03414—Multicarrier
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- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 直接波と遅延波との振幅比や遅延時間の他
に、相対位相をも考慮して遅延波を十分に除去し、復調
後のビット誤りを更に少なくする。 【解決手段】 遅延等化手段５はＯＦＤＭ変調信号が入
力される加算手段５ａと、加算手段５ａからから出力さ
れる直接波を加算手段５ａに負帰還する帰還手段５ｂと
を有し、帰還手段５ｂによって負帰還される直接波を直
接波に対する遅延波の遅延時間だけ遅延させ、帰還手段
５ｂによって負帰還される直接波の振幅の大きさと位相
とを加算手段５ａに入力される遅延波の振幅の大きさと
位相とにそれぞれ等しくなるように補正した。
に、相対位相をも考慮して遅延波を十分に除去し、復調
後のビット誤りを更に少なくする。 【解決手段】 遅延等化手段５はＯＦＤＭ変調信号が入
力される加算手段５ａと、加算手段５ａからから出力さ
れる直接波を加算手段５ａに負帰還する帰還手段５ｂと
を有し、帰還手段５ｂによって負帰還される直接波を直
接波に対する遅延波の遅延時間だけ遅延させ、帰還手段
５ｂによって負帰還される直接波の振幅の大きさと位相
とを加算手段５ａに入力される遅延波の振幅の大きさと
位相とにそれぞれ等しくなるように補正した。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、地上波デジタル
テレビジョン放送を受信するためのＯＦＤＭ受信装置に
関し、特にＯＦＤＭ変調信号に含まれる遅延波を除去し
て復調後におけるビットエラーを少なくした、移動体に
搭載して好適なＯＦＤＭ受信装置に関する。
テレビジョン放送を受信するためのＯＦＤＭ受信装置に
関し、特にＯＦＤＭ変調信号に含まれる遅延波を除去し
て復調後におけるビットエラーを少なくした、移動体に
搭載して好適なＯＦＤＭ受信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来のＯＦＤＭ受信装置の構成と動作と
を図５及び図６によって説明する。図５は全体の構成を
示し、図６は図５における遅延等化手段の具体構成を示
す。
を図５及び図６によって説明する。図５は全体の構成を
示し、図６は図５における遅延等化手段の具体構成を示
す。
【０００３】アンテナ１１によって受信されたＯＦＤＭ
変調信号は受信手段１２で増幅、周波数変換され、更に
Ａ／Ｄ変換手段（図示省略）によって直交関係にある一
対のデジタルベースバンド信号に変換される。ＯＦＤＭ
信号には送信アンテナから直接に到達する直接波とビル
などの障害物によって反射して到達する遅延波とが含ま
れるので、デジタルベースバンド信号にも直接波に対す
るものと遅延波に対するものとがあるが、以後の説明に
おいては、特に断りのないかぎりデジタルベースバンド
信号全体を単にＯＦＤＭ変調信号とする。
変調信号は受信手段１２で増幅、周波数変換され、更に
Ａ／Ｄ変換手段（図示省略）によって直交関係にある一
対のデジタルベースバンド信号に変換される。ＯＦＤＭ
信号には送信アンテナから直接に到達する直接波とビル
などの障害物によって反射して到達する遅延波とが含ま
れるので、デジタルベースバンド信号にも直接波に対す
るものと遅延波に対するものとがあるが、以後の説明に
おいては、特に断りのないかぎりデジタルベースバンド
信号全体を単にＯＦＤＭ変調信号とする。
【０００４】受信手段１２から出力されたＯＦＤＭ変調
信号は自己相関検出手段１３と遅延等化手段１４とに入
力される。
信号は自己相関検出手段１３と遅延等化手段１４とに入
力される。
【０００５】自己相関検出手段１３はＯＦＤＭ変調信号
の周期性を検出するためのものである。そのため、ＯＦ
ＤＭ変調信号は有効シンボル時間遅延手段１３ａと複素
共役信号生成手段１３ｂとに入力される。有効シンボル
時間遅延手段１３ａは、入力されたＯＦＤＭ変調信号を
ＯＦＤＭ変調信号の１伝送シンボルにおける有効シンボ
ルの期間だけ遅延するものであり、複素共役信号生成手
段１３ｂは入力されたＯＦＤＭ変調信号（直交関係の一
対のデジタルベースバンド信号の一方を実数部、他方を
虚数部とする）に対して共役関係となる信号（複素共役
信号）を生成するものである。そして、有効シンボル時
間遅延手段１３ａによって遅延されたＯＦＤＭ変調信号
と複素共役信号生成手段１３ｂから生成された複素共役
信号とが乗算手段１３ｃによって乗算される。
の周期性を検出するためのものである。そのため、ＯＦ
ＤＭ変調信号は有効シンボル時間遅延手段１３ａと複素
共役信号生成手段１３ｂとに入力される。有効シンボル
時間遅延手段１３ａは、入力されたＯＦＤＭ変調信号を
ＯＦＤＭ変調信号の１伝送シンボルにおける有効シンボ
ルの期間だけ遅延するものであり、複素共役信号生成手
段１３ｂは入力されたＯＦＤＭ変調信号（直交関係の一
対のデジタルベースバンド信号の一方を実数部、他方を
虚数部とする）に対して共役関係となる信号（複素共役
信号）を生成するものである。そして、有効シンボル時
間遅延手段１３ａによって遅延されたＯＦＤＭ変調信号
と複素共役信号生成手段１３ｂから生成された複素共役
信号とが乗算手段１３ｃによって乗算される。
【０００６】乗算手段１３ｃによる乗算結果は累算手段
１３ｄによって所定時間だけ累算され、その累算結果が
自己相関信号となる。自己相関信号は上記の実数部に対
するものと虚数部に対するものとの２つからなるが、虚
数部に対する自己相関信号は実数部に対する自己相関信
号よりもかなり小さいので、実数部に対する自己相関信
号によってＯＦＤＭ変調信号の周期性を検出することが
できる。この自己相関信号にはＯＦＤＭ変調信号の１伝
送シンボルの期間内でいくつかのピークが現れ、此によ
ってＯＦＤＭ変調信号の周期性が検出される。そして、
最初に現れる自己相関値のピークの大きさ（最大値）が
直接波の振幅に相当し、それよりも時間的に遅れて現れ
るピークの大きさ（極大値）が遅延波の振幅に相当す
る。なお、遅延波が複数あれば複数の極大値が現れる。
また、遅延波は直接波よりもアンテナ１１に到達する時
刻が遅れるので最大値が現れる時刻と極大値が現れる時
刻との差によって直接波に対する遅延波の遅延時間が分
かる。
１３ｄによって所定時間だけ累算され、その累算結果が
自己相関信号となる。自己相関信号は上記の実数部に対
するものと虚数部に対するものとの２つからなるが、虚
数部に対する自己相関信号は実数部に対する自己相関信
号よりもかなり小さいので、実数部に対する自己相関信
号によってＯＦＤＭ変調信号の周期性を検出することが
できる。この自己相関信号にはＯＦＤＭ変調信号の１伝
送シンボルの期間内でいくつかのピークが現れ、此によ
ってＯＦＤＭ変調信号の周期性が検出される。そして、
最初に現れる自己相関値のピークの大きさ（最大値）が
直接波の振幅に相当し、それよりも時間的に遅れて現れ
るピークの大きさ（極大値）が遅延波の振幅に相当す
る。なお、遅延波が複数あれば複数の極大値が現れる。
また、遅延波は直接波よりもアンテナ１１に到達する時
刻が遅れるので最大値が現れる時刻と極大値が現れる時
刻との差によって直接波に対する遅延波の遅延時間が分
かる。
【０００７】遅延等化手段１４は、ＯＦＤＭ変調信号に
含まれる遅延波が１伝送シンボルにおけるガードインタ
ーバル期間（変調時に挿入される）以上遅延した場合に
この遅延波を除去して直接波のみを出力するためのもの
であり、その構成は図４に示されるように、遅延波を含
むＯＦＤＭ信号が一方の入力端（＋）に入力される加算
手段１４ａと、加算手段１４ａの出力端と加算手段１４
ａの他方の入力端（−）との間に設けられた、遅延手段
１４ｂ１と複素振幅補正手段１４ｂ２とからなる帰還手
段１４ｂとを有する。
含まれる遅延波が１伝送シンボルにおけるガードインタ
ーバル期間（変調時に挿入される）以上遅延した場合に
この遅延波を除去して直接波のみを出力するためのもの
であり、その構成は図４に示されるように、遅延波を含
むＯＦＤＭ信号が一方の入力端（＋）に入力される加算
手段１４ａと、加算手段１４ａの出力端と加算手段１４
ａの他方の入力端（−）との間に設けられた、遅延手段
１４ｂ１と複素振幅補正手段１４ｂ２とからなる帰還手
段１４ｂとを有する。
【０００８】また、遅延等化手段１４は、自己相関信号
が入力される最大極大自己相関探索手段１４ｃと、最大
極大自己相関探索手段１４ｃに接続された二つの算出手
段、即ち、遅延時間算出手段１４ｄと複素振幅係数算出
手段１４ｅとを有する。
が入力される最大極大自己相関探索手段１４ｃと、最大
極大自己相関探索手段１４ｃに接続された二つの算出手
段、即ち、遅延時間算出手段１４ｄと複素振幅係数算出
手段１４ｅとを有する。
【０００９】最大極大自己相関探索手段１４ｃは入力さ
れた自己相関信号の最大値及び極大値（この最大値およ
び極大値は実数部の自己相関信号に対するもので判定し
てもよい）とそれらが現れる時刻とを探索し、それらの
情報を含む信号を遅延時間算出手段１４ｄに送る。此に
よって、遅延時間算出手段１４ｄは最大値と極大値とが
現れる時刻の差から遅延波の遅延時間を算出し、その情
報を含む信号を帰還手段１４ｂの遅延手段１４ｂ２に送
る。
れた自己相関信号の最大値及び極大値（この最大値およ
び極大値は実数部の自己相関信号に対するもので判定し
てもよい）とそれらが現れる時刻とを探索し、それらの
情報を含む信号を遅延時間算出手段１４ｄに送る。此に
よって、遅延時間算出手段１４ｄは最大値と極大値とが
現れる時刻の差から遅延波の遅延時間を算出し、その情
報を含む信号を帰還手段１４ｂの遅延手段１４ｂ２に送
る。
【００１０】遅延手段１４ｂ２では、加算手段１４ａか
ら出力されるＯＦＤＭ変調信号（実質的に遅延波が除去
された直接波のみから構成される）を遅延波の遅延時間
だけ遅延して複素振幅補正手段１４ｂ１に入力する。
ら出力されるＯＦＤＭ変調信号（実質的に遅延波が除去
された直接波のみから構成される）を遅延波の遅延時間
だけ遅延して複素振幅補正手段１４ｂ１に入力する。
【００１１】更に、最大極大自己相関探索手段１４ｃ
は、虚数部に対する自己相関信号の値（自己相関値）を
求める。この場合、正確には実数部の自己相関信号の最
大値および極大値が現れる時刻における虚数部の自己相
関信号の値を求めるが、前述したように、虚数部の自己
相関信号の値が１伝送シンボルの期間内でほぼ一定であ
ればその平均値を用いてもよい。いずれにしても、最大
極大自己相関探索手段１４ｅは、実数部の自己相関信号
の最大値（直接波に対するものであり、Ｉａで示す）及
び極大値（遅延波に対するものであり、Ｉｂで示す）
と、それらが現れる時刻における虚数部の自己相関信号
の値（直接波に対するものをＱａで示し、遅延波に対す
るものをＱｂで示す）との四つの情報を含む信号を複素
振幅係数算出手段１４ｅに送る。
は、虚数部に対する自己相関信号の値（自己相関値）を
求める。この場合、正確には実数部の自己相関信号の最
大値および極大値が現れる時刻における虚数部の自己相
関信号の値を求めるが、前述したように、虚数部の自己
相関信号の値が１伝送シンボルの期間内でほぼ一定であ
ればその平均値を用いてもよい。いずれにしても、最大
極大自己相関探索手段１４ｅは、実数部の自己相関信号
の最大値（直接波に対するものであり、Ｉａで示す）及
び極大値（遅延波に対するものであり、Ｉｂで示す）
と、それらが現れる時刻における虚数部の自己相関信号
の値（直接波に対するものをＱａで示し、遅延波に対す
るものをＱｂで示す）との四つの情報を含む信号を複素
振幅係数算出手段１４ｅに送る。
【００１２】複素振幅係数算出手段１４ｅでは、直接波
に対する実数部の自己相関信号の最大値（Ｉａ）と虚数
部の自己相関信号の値（Ｑａ）とのベクトル和Ａを求め
ると共に、遅延波に対する実数部の自己相関信号の極大
値（Ｉｂ）と虚数部の自己相関信号の値（Ｑｂ）とのベ
クトル和Ｂを求める。ここで、直接波のベクトル和Ａは
加算手段１４ａに入力されるＯＦＤＭ変調信号の中の直
接波の振幅を表し、遅延波に対するベクトル和ＢはＯＦ
ＤＭ変調信号の中の遅延波の振幅を表すことに他ならな
い。そして、複素振幅係数算出手段１４ｅは２つのベク
トル和Ａ、Ｂの比Ｋ（＝Ｂ／Ａ）を求める。この比Ｋが
複素振幅係数として帰還手段１４ｂの複素振幅補正手段
１４ｂ１に入力される。
に対する実数部の自己相関信号の最大値（Ｉａ）と虚数
部の自己相関信号の値（Ｑａ）とのベクトル和Ａを求め
ると共に、遅延波に対する実数部の自己相関信号の極大
値（Ｉｂ）と虚数部の自己相関信号の値（Ｑｂ）とのベ
クトル和Ｂを求める。ここで、直接波のベクトル和Ａは
加算手段１４ａに入力されるＯＦＤＭ変調信号の中の直
接波の振幅を表し、遅延波に対するベクトル和ＢはＯＦ
ＤＭ変調信号の中の遅延波の振幅を表すことに他ならな
い。そして、複素振幅係数算出手段１４ｅは２つのベク
トル和Ａ、Ｂの比Ｋ（＝Ｂ／Ａ）を求める。この比Ｋが
複素振幅係数として帰還手段１４ｂの複素振幅補正手段
１４ｂ１に入力される。
【００１３】複素振幅補正手段１４ｂ１では、遅延手段
１４ｂ２から入力されたＯＦＤＭ変調信号（直接波）の
振幅（Ａ）をＫ（＝Ｂ／Ａ）倍に補正する。この結果、
複素振幅補正手段１４ｂ１から出力される直接波の振幅
はＢとなって加算手段１４ａ（の他方の入力端（−））
に負帰還される。しかも、負帰還される直接波は遅延波
の遅延時間だけ遅延されているので、加算手段１４ａの
一方の入力端（＋）に入力されるＯＦＤＭ変調信号の遅
延波と時刻が一致する。従って、遅延波は加算手段１４
ａにおいてキャンセルされ、結果的に加算手段１４ａか
らは遅延波が除去された、直接波のみからなるＯＦＤＭ
変調信号が出力される。
１４ｂ２から入力されたＯＦＤＭ変調信号（直接波）の
振幅（Ａ）をＫ（＝Ｂ／Ａ）倍に補正する。この結果、
複素振幅補正手段１４ｂ１から出力される直接波の振幅
はＢとなって加算手段１４ａ（の他方の入力端（−））
に負帰還される。しかも、負帰還される直接波は遅延波
の遅延時間だけ遅延されているので、加算手段１４ａの
一方の入力端（＋）に入力されるＯＦＤＭ変調信号の遅
延波と時刻が一致する。従って、遅延波は加算手段１４
ａにおいてキャンセルされ、結果的に加算手段１４ａか
らは遅延波が除去された、直接波のみからなるＯＦＤＭ
変調信号が出力される。
【００１４】なお、遅延波の遅延時間がガードインター
バルの期間以内であれば、遅延波が直接波に干渉しない
ので、以上述べた様な負帰還による遅延波の除去を必要
としない。
バルの期間以内であれば、遅延波が直接波に干渉しない
ので、以上述べた様な負帰還による遅延波の除去を必要
としない。
【００１５】遅延等化手段１４から出力されたＯＦＤＭ
変調信号はＯＦＤＭ復調手段１５に入力される。ＯＦＤ
Ｍ復調手段１５では、変調時に挿入されたガードインタ
ーバル信号が取り除かれ、有効シンボル信号が抽出され
る。そして、高速フーリエ変換された後に復調される。
変調信号はＯＦＤＭ復調手段１５に入力される。ＯＦＤ
Ｍ復調手段１５では、変調時に挿入されたガードインタ
ーバル信号が取り除かれ、有効シンボル信号が抽出され
る。そして、高速フーリエ変換された後に復調される。
【００１６】
【発明が解決しようとする課題】以上述べたように、従
来のＯＦＤＭ受信装置では、受信されたＯＦＤＭ変調信
号中の直接波と遅延波との間の振幅比（ベクトル和で表
した振幅比）と遅延時間とのみのによって遅延波を除去
していたので、直接波と遅延波との相対位相が反映され
ていなかった。そのため、遅延波が十分に除去出来なか
った。
来のＯＦＤＭ受信装置では、受信されたＯＦＤＭ変調信
号中の直接波と遅延波との間の振幅比（ベクトル和で表
した振幅比）と遅延時間とのみのによって遅延波を除去
していたので、直接波と遅延波との相対位相が反映され
ていなかった。そのため、遅延波が十分に除去出来なか
った。
【００１７】そこで、本発明においては、直接波と遅延
波との振幅比や遅延時間の他に、相対位相をも考慮して
遅延波を十分に除去し、復調後のビット誤りを更に少な
くすることを目的とする。
波との振幅比や遅延時間の他に、相対位相をも考慮して
遅延波を十分に除去し、復調後のビット誤りを更に少な
くすることを目的とする。
【００１８】
【課題を解決するための手段】本発明では、直接波と遅
延波とを含むＯＦＤＭ変調信号から前記遅延波を除去し
て前記直接波のみを出力する遅延等化手段と、前記遅延
等化手段から出力された前記直接波を復調するＯＦＤＭ
復調手段とを備え、前記遅延等化手段は前記ＯＦＤＭ変
調信号が入力される加算手段と、前記加算手段からから
出力される前記直接波を前記加算手段に負帰還する帰還
手段とを有し、前記帰還手段によって負帰還される前記
直接波を前記直接波に対する前記遅延波の遅延時間だけ
遅延させ、前記帰還手段によって負帰還される前記直接
波の振幅の大きさと位相とを前記加算手段に入力される
前記遅延波の振幅の大きさと位相とにそれぞれ等しくな
るように補正した。
延波とを含むＯＦＤＭ変調信号から前記遅延波を除去し
て前記直接波のみを出力する遅延等化手段と、前記遅延
等化手段から出力された前記直接波を復調するＯＦＤＭ
復調手段とを備え、前記遅延等化手段は前記ＯＦＤＭ変
調信号が入力される加算手段と、前記加算手段からから
出力される前記直接波を前記加算手段に負帰還する帰還
手段とを有し、前記帰還手段によって負帰還される前記
直接波を前記直接波に対する前記遅延波の遅延時間だけ
遅延させ、前記帰還手段によって負帰還される前記直接
波の振幅の大きさと位相とを前記加算手段に入力される
前記遅延波の振幅の大きさと位相とにそれぞれ等しくな
るように補正した。
【００１９】また、前記ＯＦＤＭ変調信号における前記
直接波の振幅及び前記遅延波の振幅を検出すると共に、
前記各振幅が極大値となる時刻を検出する自己相関検出
手段と、前記直接波と前記遅延波との間の位相差を検出
するパス相関検出手段とを設け、前記帰還手段は遅延手
段と振幅補正手段とならなり、前記遅延手段の遅延時間
を前記各振幅が極大値となる時刻の差と等しくなるよう
に設定し、前記振幅補正手段は前記遅延波の振幅に対す
る前記直接波の振幅の比と前記位相差とによって前記負
帰還される前記直接波の振幅と位相とを補正した。
直接波の振幅及び前記遅延波の振幅を検出すると共に、
前記各振幅が極大値となる時刻を検出する自己相関検出
手段と、前記直接波と前記遅延波との間の位相差を検出
するパス相関検出手段とを設け、前記帰還手段は遅延手
段と振幅補正手段とならなり、前記遅延手段の遅延時間
を前記各振幅が極大値となる時刻の差と等しくなるよう
に設定し、前記振幅補正手段は前記遅延波の振幅に対す
る前記直接波の振幅の比と前記位相差とによって前記負
帰還される前記直接波の振幅と位相とを補正した。
【００２０】また、前記遅延等化手段には前記各振幅が
極大値となる時刻から前記遅延時間を算出する遅延時間
算出手段と前記補正のための補正係数を算出する補正係
数算出手段とを設けた。
極大値となる時刻から前記遅延時間を算出する遅延時間
算出手段と前記補正のための補正係数を算出する補正係
数算出手段とを設けた。
【００２１】また、前記自己相関検出手段は前記各振幅
を複素数の形で検出し、前記補正係数算出手段は前記直
接波の振幅の実数部の大きさを前記遅延波の振幅の実数
部の大きさに等しくするための第一の補正係数と、前記
直接波の振幅の虚数部の大きさを前記遅延波の振幅の虚
数部の大きさに等しくするための第二の補正係数とを算
出した。
を複素数の形で検出し、前記補正係数算出手段は前記直
接波の振幅の実数部の大きさを前記遅延波の振幅の実数
部の大きさに等しくするための第一の補正係数と、前記
直接波の振幅の虚数部の大きさを前記遅延波の振幅の虚
数部の大きさに等しくするための第二の補正係数とを算
出した。
【００２２】
【発明の実施の形態】本発明のＯＦＤＭ受信装置の構成
と動作とを図１乃至図４によって説明する。図１は全体
の構成を示し、図２、図３はそれぞれ自己相関信号、パ
ス相関信号の波形を示し、図４は図１における遅延等化
手段の具体構成を示す。
と動作とを図１乃至図４によって説明する。図１は全体
の構成を示し、図２、図３はそれぞれ自己相関信号、パ
ス相関信号の波形を示し、図４は図１における遅延等化
手段の具体構成を示す。
【００２３】アンテナ１によって受信されたＯＦＤＭ変
調信号は受信手段２で増幅、周波数変換され、更にＡ／
Ｄ変換手段（図示省略）によって直交関係にある一対の
デジタルベースバンド信号に変換される。ここで、受信
されるＯＦＤＭ信号には送信アンテナから直接に到達す
る直接波とビルなどの障害物によって反射して到達する
遅延波とが含まれることを前提としているので、デジタ
ルベースバンド信号にも直接波に対するものと遅延波に
対するものとがあるが、以後の説明においては、特に断
りのないかぎりデジタルベースバンド信号全体を単にＯ
ＦＤＭ変調信号とする。そして、受信手段２から出力さ
れたＯＦＤＭ変調信号は自己相関検出手段３とパス相関
検出手段４と遅延等化手段５とに入力される。
調信号は受信手段２で増幅、周波数変換され、更にＡ／
Ｄ変換手段（図示省略）によって直交関係にある一対の
デジタルベースバンド信号に変換される。ここで、受信
されるＯＦＤＭ信号には送信アンテナから直接に到達す
る直接波とビルなどの障害物によって反射して到達する
遅延波とが含まれることを前提としているので、デジタ
ルベースバンド信号にも直接波に対するものと遅延波に
対するものとがあるが、以後の説明においては、特に断
りのないかぎりデジタルベースバンド信号全体を単にＯ
ＦＤＭ変調信号とする。そして、受信手段２から出力さ
れたＯＦＤＭ変調信号は自己相関検出手段３とパス相関
検出手段４と遅延等化手段５とに入力される。
【００２４】なお、ＯＦＤＭ変調信号の１伝送シンボル
には遅延波の干渉を受けにくくするためのガードインタ
ーバル期間と伝送すべき本来の情報信号が挿入される有
効シンボル期間とから構成される。
には遅延波の干渉を受けにくくするためのガードインタ
ーバル期間と伝送すべき本来の情報信号が挿入される有
効シンボル期間とから構成される。
【００２５】自己相関検出手段３はＯＦＤＭ変調信号の
周期性を検出するためのものであり、そのため、ＯＦＤ
Ｍ変調信号は有効シンボル時間遅延手段３ａと複素共役
信号生成手段３ｂとに入力される。有効シンボル時間遅
延手段３ａは、入力されたＯＦＤＭ変調信号を有効シン
ボルの期間だけ遅延するものであり、複素共役信号生成
手段３ｂは入力されたＯＦＤＭ変調信号（直交関係の一
対のデジタルベースバンド信号の一方を実数部、他方を
虚数部とする）に対して共役関係となる信号（複素共役
信号）を生成するものである。そして、有効シンボル時
間遅延手段３ａによって遅延されたＯＦＤＭ変調信号と
複素共役信号生成手段３ｂから生成された複素共役信号
とが乗算手段３ｃによって乗算される。
周期性を検出するためのものであり、そのため、ＯＦＤ
Ｍ変調信号は有効シンボル時間遅延手段３ａと複素共役
信号生成手段３ｂとに入力される。有効シンボル時間遅
延手段３ａは、入力されたＯＦＤＭ変調信号を有効シン
ボルの期間だけ遅延するものであり、複素共役信号生成
手段３ｂは入力されたＯＦＤＭ変調信号（直交関係の一
対のデジタルベースバンド信号の一方を実数部、他方を
虚数部とする）に対して共役関係となる信号（複素共役
信号）を生成するものである。そして、有効シンボル時
間遅延手段３ａによって遅延されたＯＦＤＭ変調信号と
複素共役信号生成手段３ｂから生成された複素共役信号
とが乗算手段３ｃによって乗算される。
【００２６】乗算手段３ｃによる乗算結果は累算手段３
ｄによって所定時間だけ累算され、その累算結果が１伝
送シンボルごとに繰り返す自己相関信号となる。自己相
関信号は図２に示すように、上記の実数部に対するもの
（Ｉで示す）と虚数部に対するもの（Ｑで示す）との２
つからなるが、虚数部に対する自己相関信号は実数部に
対する自己相関信号よりもかなり小さく、しかも１伝送
シンボルの期間での値の変化は少ない。また、実数部に
対する自己相関信号にはＯＦＤＭ変調信号の１伝送シン
ボルの期間内でいくつかのピークが現れ、此によってＯ
ＦＤＭ変調信号の周期性が検出される。そして、最初に
現れるピークの大きさ（自己相関値の最大値）が直接波
の振幅に相当し、それよりも時間的に遅れて現れるピー
クの大きさ（極大値）が遅延波の振幅に相当する。な
お、遅延波が複数あれば複数の極大値が現れる。また、
遅延波は直接波よりもアンテナ１１に到達する時刻が遅
れるので最大値が現れる時刻と極大値が現れる時刻との
差によって直接波に対する遅延波の遅延時間が分かる。
ｄによって所定時間だけ累算され、その累算結果が１伝
送シンボルごとに繰り返す自己相関信号となる。自己相
関信号は図２に示すように、上記の実数部に対するもの
（Ｉで示す）と虚数部に対するもの（Ｑで示す）との２
つからなるが、虚数部に対する自己相関信号は実数部に
対する自己相関信号よりもかなり小さく、しかも１伝送
シンボルの期間での値の変化は少ない。また、実数部に
対する自己相関信号にはＯＦＤＭ変調信号の１伝送シン
ボルの期間内でいくつかのピークが現れ、此によってＯ
ＦＤＭ変調信号の周期性が検出される。そして、最初に
現れるピークの大きさ（自己相関値の最大値）が直接波
の振幅に相当し、それよりも時間的に遅れて現れるピー
クの大きさ（極大値）が遅延波の振幅に相当する。な
お、遅延波が複数あれば複数の極大値が現れる。また、
遅延波は直接波よりもアンテナ１１に到達する時刻が遅
れるので最大値が現れる時刻と極大値が現れる時刻との
差によって直接波に対する遅延波の遅延時間が分かる。
【００２７】パス相関検出手段４は直接波と遅延波との
伝送ルート（パス）の違いによって生じる互いの位相差
を検出するものである。その目的のために、ＯＦＤＭ変
調信号は遅延時間遅延手段４ａと複素共役信号生成手段
４ｂとに入力される。遅延時間遅延手段４ａは、入力さ
れたＯＦＤＭ変調信号を直接波に対する遅延波の遅延時
間だけ遅延するものであり、複素共役信号生成手段４ｂ
は入力されたＯＦＤＭ変調信号（直交関係の一対のデジ
タルベースバンド信号の一方を実数部、他方を虚数部と
する）に対して共役関係となる信号（複素共役信号）を
生成するものである。この複素共役信号生成手段４ｂは
自己相関検出手段３における複素共役信号生成手段３ｂ
と同じ構成である。そして、遅延時間遅延手段４ａによ
って遅延されたＯＦＤＭ変調信号と複素共役信号生成手
段４ｂから生成された複素共役信号とが乗算手段４ｃに
よって乗算される。
伝送ルート（パス）の違いによって生じる互いの位相差
を検出するものである。その目的のために、ＯＦＤＭ変
調信号は遅延時間遅延手段４ａと複素共役信号生成手段
４ｂとに入力される。遅延時間遅延手段４ａは、入力さ
れたＯＦＤＭ変調信号を直接波に対する遅延波の遅延時
間だけ遅延するものであり、複素共役信号生成手段４ｂ
は入力されたＯＦＤＭ変調信号（直交関係の一対のデジ
タルベースバンド信号の一方を実数部、他方を虚数部と
する）に対して共役関係となる信号（複素共役信号）を
生成するものである。この複素共役信号生成手段４ｂは
自己相関検出手段３における複素共役信号生成手段３ｂ
と同じ構成である。そして、遅延時間遅延手段４ａによ
って遅延されたＯＦＤＭ変調信号と複素共役信号生成手
段４ｂから生成された複素共役信号とが乗算手段４ｃに
よって乗算される。
【００２８】乗算手段４ｃによる乗算結果は累算手段４
ｄによって所定時間だけ累算され、その累算結果がパス
相関信号となるが、パス相関信号も図３に示すように、
実数部に対するもの（Ｉで示す）と虚数部に対するもの
（Ｑで示す）との２つからなる。いずれのパス相関信号
も１伝送シンボルの期間でほぼ一定の値のパス相関値を
示し、実数部の平均的なパス相関値Ｉｐと虚数部の平均
的なパス相関値Ｑｐとの逆正接（ａｒｃ ｔａｎＱｐ／
Ｉｐ）が直接波と遅延波との位相差に対応する。
ｄによって所定時間だけ累算され、その累算結果がパス
相関信号となるが、パス相関信号も図３に示すように、
実数部に対するもの（Ｉで示す）と虚数部に対するもの
（Ｑで示す）との２つからなる。いずれのパス相関信号
も１伝送シンボルの期間でほぼ一定の値のパス相関値を
示し、実数部の平均的なパス相関値Ｉｐと虚数部の平均
的なパス相関値Ｑｐとの逆正接（ａｒｃ ｔａｎＱｐ／
Ｉｐ）が直接波と遅延波との位相差に対応する。
【００２９】遅延等化手段５は、ＯＦＤＭ変調信号に含
まれる遅延波が１伝送シンボルにおけるガードインター
バル期間（変調時に挿入される）以上遅延した場合にこ
の遅延波を除去して直接波のみを出力するためのもので
あり、その構成は図４に示されるように、遅延波を含む
ＯＦＤＭ信号が一方の入力端（＋）に入力される加算手
段５ａと、加算手段５ａの出力端と加算手段５ａの他方
の入力端（−）との間に設けられた、遅延手段５ｂ１と
複素振幅補正手段５ｂ２とからなる帰還手段５ｂとを有
する。
まれる遅延波が１伝送シンボルにおけるガードインター
バル期間（変調時に挿入される）以上遅延した場合にこ
の遅延波を除去して直接波のみを出力するためのもので
あり、その構成は図４に示されるように、遅延波を含む
ＯＦＤＭ信号が一方の入力端（＋）に入力される加算手
段５ａと、加算手段５ａの出力端と加算手段５ａの他方
の入力端（−）との間に設けられた、遅延手段５ｂ１と
複素振幅補正手段５ｂ２とからなる帰還手段５ｂとを有
する。
【００３０】また、遅延等化手段５は、自己相関信号が
入力される最大極大自己相関探索手段５ｃと、最大極大
自己相関探索手段５ｃに接続された二つの算出手段、即
ち、遅延時間算出手段５ｄと複素振幅係数算出手段５ｅ
とを有する。
入力される最大極大自己相関探索手段５ｃと、最大極大
自己相関探索手段５ｃに接続された二つの算出手段、即
ち、遅延時間算出手段５ｄと複素振幅係数算出手段５ｅ
とを有する。
【００３１】最大極大自己相関探索手段１４ｃでは入力
された自己相関信号の最大値と極大値（この最大値およ
び極大値は実数部の自己相関信号に対する最大値Ｉａと
極大値Ｉｂでよい）が現れる時刻Ｔ１、Ｔ２とを探索
し、それらの情報を含む信号を遅延時間算出手段５ｄに
送る。此によって、遅延時間算出手段５ｄは時刻Ｔ１、
Ｔ２から遅延波の遅延時間（Ｔ１−Ｔ２）を算出し、そ
の情報を含む信号を帰還手段５ｂの遅延手段５ｂ２に送
る。算出された遅延時間（Ｔ１−Ｔ２）の信号はパス相
関検出手段４の遅延時間遅延手段４ａにも送られ、その
遅延時間が設定される。
された自己相関信号の最大値と極大値（この最大値およ
び極大値は実数部の自己相関信号に対する最大値Ｉａと
極大値Ｉｂでよい）が現れる時刻Ｔ１、Ｔ２とを探索
し、それらの情報を含む信号を遅延時間算出手段５ｄに
送る。此によって、遅延時間算出手段５ｄは時刻Ｔ１、
Ｔ２から遅延波の遅延時間（Ｔ１−Ｔ２）を算出し、そ
の情報を含む信号を帰還手段５ｂの遅延手段５ｂ２に送
る。算出された遅延時間（Ｔ１−Ｔ２）の信号はパス相
関検出手段４の遅延時間遅延手段４ａにも送られ、その
遅延時間が設定される。
【００３２】遅延手段５ｂ２では、加算手段５ａから出
力されるＯＦＤＭ変調信号（実質的に遅延波が除去され
た直接波のみから構成される）を遅延波の遅延時間（Ｔ
１−Ｔ２）だけ遅延して複素振幅補正手段５ｂ１に入力
する。従って、加算手段５ａに負帰還される直接波は最
初に加算手段５ａに入力されるＯＦＤＭ変調信号の遅延
波と時刻が一致することになる。
力されるＯＦＤＭ変調信号（実質的に遅延波が除去され
た直接波のみから構成される）を遅延波の遅延時間（Ｔ
１−Ｔ２）だけ遅延して複素振幅補正手段５ｂ１に入力
する。従って、加算手段５ａに負帰還される直接波は最
初に加算手段５ａに入力されるＯＦＤＭ変調信号の遅延
波と時刻が一致することになる。
【００３３】更に、最大極大自己相関探索手段５ｃは、
実数部の自己相関信号の最大値Ｉａ及び虚数部の自己相
関信号の値Ｑａ（平均値で代用してもよい）を探索して
複素振幅係数算出手段５ｅに送る。一方、複素振幅係数
算出手段５ｅにはパス相関検出手段４からパス相関信号
（実数部のパス相関値Ｉｐ及び虚数部のパス相関値Ｑ
ｐ）が入力される。複素振幅係数算出手段５ｅでは、上
記の四つの相関値（Ｉａ、Ｑａ、Ｉｐ、Ｑｐ）をもとに
複素振幅係数を算出する。そして、複素振幅補正手段５
ｂ２が、この複素振幅係数を用いて遅延手段５ｂ１から
出力される直接波の複素振幅を、加算手段５ａに入力さ
れるＯＦＤＭ変調信号の遅延波の複素振幅に一致するよ
うに補正する。
実数部の自己相関信号の最大値Ｉａ及び虚数部の自己相
関信号の値Ｑａ（平均値で代用してもよい）を探索して
複素振幅係数算出手段５ｅに送る。一方、複素振幅係数
算出手段５ｅにはパス相関検出手段４からパス相関信号
（実数部のパス相関値Ｉｐ及び虚数部のパス相関値Ｑ
ｐ）が入力される。複素振幅係数算出手段５ｅでは、上
記の四つの相関値（Ｉａ、Ｑａ、Ｉｐ、Ｑｐ）をもとに
複素振幅係数を算出する。そして、複素振幅補正手段５
ｂ２が、この複素振幅係数を用いて遅延手段５ｂ１から
出力される直接波の複素振幅を、加算手段５ａに入力さ
れるＯＦＤＭ変調信号の遅延波の複素振幅に一致するよ
うに補正する。
【００３４】以下に、複素振幅係数の算出と、複素振幅
の補正とについて説明するが、先ず、加算手段５ａに入
力されるＯＦＤＭ変調信号の直接波の複素振幅を一般式
（α＋ｊβ）で表し（ｊは虚数単位）、遅延波の複素振
幅を一般式（γ＋ｊδ）で表す。複素振幅の補正は一般
式（α＋ｊβ）を一般式（γ＋ｊδ）に変換することを
意味し、帰還される直接波の複素振幅に複素振幅係数を
乗じてその信号強度と位相とを変えたものが遅延波の複
素振幅に変換される。
の補正とについて説明するが、先ず、加算手段５ａに入
力されるＯＦＤＭ変調信号の直接波の複素振幅を一般式
（α＋ｊβ）で表し（ｊは虚数単位）、遅延波の複素振
幅を一般式（γ＋ｊδ）で表す。複素振幅の補正は一般
式（α＋ｊβ）を一般式（γ＋ｊδ）に変換することを
意味し、帰還される直接波の複素振幅に複素振幅係数を
乗じてその信号強度と位相とを変えたものが遅延波の複
素振幅に変換される。
【００３５】具体的には、複素振幅係数の一般式を（ａ
＋ｊｂ）で表し、実数部ａを第一の補正係数、虚数部ｂ
を第二の補正係数とする。これを用いると遅延波の複素
振幅は数式１で表され、これから複素振幅係数は数式２
となる。即ち、複素振幅係数は直接波の複素振幅に対す
る遅延波の複素振幅の比として表される。
＋ｊｂ）で表し、実数部ａを第一の補正係数、虚数部ｂ
を第二の補正係数とする。これを用いると遅延波の複素
振幅は数式１で表され、これから複素振幅係数は数式２
となる。即ち、複素振幅係数は直接波の複素振幅に対す
る遅延波の複素振幅の比として表される。
【数１】
【数２】
【００３６】ここで、数式２の分母と分子に同じ値を乗
じても関係が変わらないので、四つの相関値（Ｉａ、Ｑ
ａ、Ｉｐ、Ｑｐ）との関係を導くために、（α＋ｊβ）
の複素共役（α−ｊβ）を分母と分子とに乗ずると、複
素振幅係数は数式３のように変換される。
じても関係が変わらないので、四つの相関値（Ｉａ、Ｑ
ａ、Ｉｐ、Ｑｐ）との関係を導くために、（α＋ｊβ）
の複素共役（α−ｊβ）を分母と分子とに乗ずると、複
素振幅係数は数式３のように変換される。
【数３】
【００３７】数式３の分母は直接波の電力を表し、此は
自己相関の最大値に比例する。また、数式３の分子は直
接波と遅延波との相関電力を表し、これはパス相関値に
比例する。このような関係から、数式３の分子をパス相
関検出手段４から出力されるパス相関信号の平均値（Ｉ
ｐ、Ｑｐ）を複素表記した値（Ｉｐ＋ｊＱｐ）に対応さ
せ、また、分母を最大極大探索手段５ｃから出力される
自己相関信号の最大値（Ｉａ、Ｑａ）を複素表記した値
（Ｉａ＋ｊＱａ）に対応させて複素振幅係数を算出する
ことが出来る。
自己相関の最大値に比例する。また、数式３の分子は直
接波と遅延波との相関電力を表し、これはパス相関値に
比例する。このような関係から、数式３の分子をパス相
関検出手段４から出力されるパス相関信号の平均値（Ｉ
ｐ、Ｑｐ）を複素表記した値（Ｉｐ＋ｊＱｐ）に対応さ
せ、また、分母を最大極大探索手段５ｃから出力される
自己相関信号の最大値（Ｉａ、Ｑａ）を複素表記した値
（Ｉａ＋ｊＱａ）に対応させて複素振幅係数を算出する
ことが出来る。
【００３８】具体的には、複素振幅係数（ａ＋ｊｂ）は
数式４で示され、この中の実数部ａと虚数部ｂとは既知
の算術計算によってそれぞれ数式５及び６のように求め
られる。
数式４で示され、この中の実数部ａと虚数部ｂとは既知
の算術計算によってそれぞれ数式５及び６のように求め
られる。
【数４】
【数５】
【数６】
【００３９】以上のように、自己相関信号の最大値とパ
ス相関信号の平均値とから求めた複素振幅係数を用いる
ことで、負帰還される直接波の複素振幅（α＋ｊβ）を
入力される遅延波の複素振幅（γ＋ｊδ）に変換するこ
とが出来、此によって、加算手段５ａでは遅延波が完全
にキャンセル（除去）される。
ス相関信号の平均値とから求めた複素振幅係数を用いる
ことで、負帰還される直接波の複素振幅（α＋ｊβ）を
入力される遅延波の複素振幅（γ＋ｊδ）に変換するこ
とが出来、此によって、加算手段５ａでは遅延波が完全
にキャンセル（除去）される。
【００４０】
【発明の効果】以上のように、本発明によれば、遅延等
化手段はＯＦＤＭ変調信号が入力される加算手段と、加
算手段からから出力される直接波を加算手段に負帰還す
る帰還手段とを有し、帰還手段によって負帰還される直
接波を直接波に対する遅延波の遅延時間だけ遅延させ、
帰還手段によって負帰還される直接波の振幅の大きさと
位相とを加算手段に入力される遅延波の振幅の大きさと
位相とにそれぞれ等しくなるように補正したので、遅延
波は完全に除去され、復調後におけるビットエラーの発
生が無くすことができる。
化手段はＯＦＤＭ変調信号が入力される加算手段と、加
算手段からから出力される直接波を加算手段に負帰還す
る帰還手段とを有し、帰還手段によって負帰還される直
接波を直接波に対する遅延波の遅延時間だけ遅延させ、
帰還手段によって負帰還される直接波の振幅の大きさと
位相とを加算手段に入力される遅延波の振幅の大きさと
位相とにそれぞれ等しくなるように補正したので、遅延
波は完全に除去され、復調後におけるビットエラーの発
生が無くすことができる。
【００４１】また、直接波の振幅及び遅延波の振幅を検
出すると共に、各振幅が極大値となる時刻を検出する自
己相関検出手段と、直接波と遅延波との間の位相差を検
出するパス相関検出手段とを設け、帰還手段は遅延手段
と振幅補正手段とならなり、遅延手段の遅延時間を各振
幅が極大値となる時刻の差と等しくなるように設定し、
振幅補正手段は遅延波の振幅に対する直接波の振幅の比
と位相差とによって負帰還される直接波の振幅と位相を
補正したので、帰還される直接波の振幅と位相とが加算
手段に入力される遅延波の振幅と位相とにそれぞれ等し
くなる。
出すると共に、各振幅が極大値となる時刻を検出する自
己相関検出手段と、直接波と遅延波との間の位相差を検
出するパス相関検出手段とを設け、帰還手段は遅延手段
と振幅補正手段とならなり、遅延手段の遅延時間を各振
幅が極大値となる時刻の差と等しくなるように設定し、
振幅補正手段は遅延波の振幅に対する直接波の振幅の比
と位相差とによって負帰還される直接波の振幅と位相を
補正したので、帰還される直接波の振幅と位相とが加算
手段に入力される遅延波の振幅と位相とにそれぞれ等し
くなる。
【００４２】また、遅延等化手段には各振幅が極大値と
なる時刻から遅延時間を算出する遅延時間算出手段と補
正のための補正係数を算出する補正係数算出手段とを設
けたので、遅延手段の遅延時間を設定することが容易で
ある。
なる時刻から遅延時間を算出する遅延時間算出手段と補
正のための補正係数を算出する補正係数算出手段とを設
けたので、遅延手段の遅延時間を設定することが容易で
ある。
【００４３】また、自己相関検出手段は各振幅を複素数
の形で検出し、補正係数算出手段は直接波の振幅の実数
部の大きさを遅延波の振幅の実数部の大きさに等しくす
るための第一の補正整数と、直接波の振幅の虚数部の大
きさを遅延波の振幅の虚数部の大きさに等しくするため
の第二の補正整数とを算出したので、２つの補正係数を
用いることで帰還される直接波の振幅を複素数の形で遅
延波のそれらと等しくなるようにに補正出来る。
の形で検出し、補正係数算出手段は直接波の振幅の実数
部の大きさを遅延波の振幅の実数部の大きさに等しくす
るための第一の補正整数と、直接波の振幅の虚数部の大
きさを遅延波の振幅の虚数部の大きさに等しくするため
の第二の補正整数とを算出したので、２つの補正係数を
用いることで帰還される直接波の振幅を複素数の形で遅
延波のそれらと等しくなるようにに補正出来る。
【図１】本発明のＯＦＤＭ受信装置の構成を示す回路図
である。
である。
【図２】本発明のＯＦＤＭ受信装置における自己相関信
号の波形図である。
号の波形図である。
【図３】本発明のＯＦＤＭ受信装置におけるパス相関信
号の波形図である。
号の波形図である。
【図４】本発明のＯＦＤＭ受信装置における遅延等化手
段の構成を示す回路図である。
段の構成を示す回路図である。
【図５】従来のＯＦＤＭ受信装置の構成を示す回路図で
ある。
ある。
【図６】従来のＯＦＤＭ受信装置における遅延等化手段
の構成を示す回路図である。
の構成を示す回路図である。
１ アンテナ
２ 受信手段
３ 自己相関検出手段
３ａ 有効シンボル時間遅延手段
３ｂ 複素共役信号生成手段
３ｃ 乗算手段
３ｄ 累算手段
４ パス相関検出手段
４ａ 遅延時間遅延手段
４ｂ 複素共役信号生成手段
４ｃ 乗算手段
４ｄ 累算手段
５ 遅延等化手段
５ａ 加算手段
５ｂ 帰還手段
５ｂ１ 遅延手段
５ｂ２ 複素振幅補正手段
５ｃ 最大極大自己相関探索手段
５ｄ 遅延時間算出手段
５ｅ 複素振幅係数算出手段
６ ＯＦＤＭ復調手段
Claims (4)
- 【請求項１】 直接波と遅延波とを含むＯＦＤＭ変調信
号から前記遅延波を除去して前記直接波のみを出力する
遅延等化手段と、前記遅延等化手段から出力された前記
直接波を復調するＯＦＤＭ復調手段とを備え、前記遅延
等化手段は前記ＯＦＤＭ変調信号が入力される加算手段
と、前記加算手段からから出力される前記直接波を前記
加算手段に負帰還する帰還手段とを有し、前記帰還手段
によって負帰還される前記直接波を前記直接波に対する
前記遅延波の遅延時間だけ遅延させ、前記帰還手段によ
って負帰還される前記直接波の振幅の大きさと位相とを
前記加算手段に入力される前記遅延波の振幅の大きさと
位相とにそれぞれ等しくなるように補正したことを特徴
とするＯＦＤＭ受信装置。 - 【請求項２】 前記ＯＦＤＭ変調信号における前記直接
波の振幅及び前記遅延波の振幅を検出すると共に、前記
各振幅が極大値となる時刻を検出する自己相関検出手段
と、前記直接波と前記遅延波との間の位相差を検出する
パス相関検出手段とを設け、前記帰還手段は遅延手段と
振幅補正手段とならなり、前記遅延手段の遅延時間を前
記各振幅が極大値となる時刻の差と等しくなるように設
定し、前記振幅補正手段は前記遅延波の振幅に対する前
記直接波の振幅の比と前記位相差とによって前記負帰還
される前記直接波の振幅と位相とを補正したことを特徴
とする請求項１に記載のＯＦＤＭ受信装置。 - 【請求項３】 前記遅延等化手段には前記各振幅が極大
値となる時刻から前記遅延時間を算出する遅延時間算出
手段と前記補正のための補正係数を算出する補正係数算
出手段とを設けたことを特徴とする請求項２に記載のＯ
ＦＤＭ受信装置。 - 【請求項４】 前記自己相関検出手段は前記各振幅を複
素数の形で検出し、前記補正係数算出手段は前記直接波
の振幅の実数部の大きさを前記遅延波の振幅の実数部の
大きさに等しくするための第一の補正係数と、前記直接
波の振幅の虚数部の大きさを前記遅延波の振幅の虚数部
の大きさに等しくするための第二の補正係数とを算出し
たことを特徴とする請求項３に記載のＯＦＤＭ受信装
置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001227813A JP2003046468A (ja) | 2001-07-27 | 2001-07-27 | Ｏｆｄｍ受信装置 |
| US10/201,681 US20030021350A1 (en) | 2001-07-27 | 2002-07-22 | OFDM receiving apparatus with reduced bit error rate |
| EP02016255A EP1280307A2 (en) | 2001-07-27 | 2002-07-22 | OFDM receiving apparatus with reduced bit error rate |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001227813A JP2003046468A (ja) | 2001-07-27 | 2001-07-27 | Ｏｆｄｍ受信装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
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| JP2015170898A (ja) * | 2014-03-05 | 2015-09-28 | 株式会社エヌエイチケイアイテック | 波形等化器およびｏｆｄｍ受信機 |
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