KR100698208B1 - 이동형 방송 수신기의 반송파 복구 장치 및 그 방법 - Google Patents

Abstract

본 발명은 유럽 방식의 휴대 수신을 위한 이동형 방송 수신기에서의 반송파 복구 장치 및 그 방법에 관한 것이다. 특히 본 발명은 시간 영역에서 상관값의 실수 성분과 허수 성분을 모두 이용하여 소수부 주파수 옵셋을 추정하고, 일정 개수의 OFDM 심볼 후 주파수 영역에서 연속 파일롯을 이용한 상관값의 최대값 위치로부터 정수부 주파수 옵셋을 추정한다. 그리고 상기 추정된 소수부 및 정수부 주파수 옵셋을 더하여 전체 반송파 주파수 옵셋을 보상함으로써, 소수부와 정수부 주파수 옵셋 추정시에 부반송파간 간격의 0.5가 되는 부분에서 발생할 수 있는 ambiguity 문제를 해결할 수 있다. 이로 인해 반송파 주파수 옵셋 추정 및 보상이 정확하고 빠르게, 그리고 안정적으로 이루어지게 된다.

소수부, 정수부, 반송파 복구, 상관

Description

이동형 방송 수신기의 반송파 복구 장치 및 그 방법{Carrier recovery apparatus and method of mobile-type broadcasting receiver}

도 1은 본 발명에 따른 소수부 반송파 복구 장치의 일 실시예를 보인 구성 블록도

도 2는 도 1의 주파수 옵셋 검출 및 제어부의 상세 블록도

도 3은 본 발명에 따른 정수부 반송파 복구 장치의 일 실시예를 보인 구성 블록도

도 4는 도 3의 상관부의 상관 특성을 보인 그래프

도 5는 본 발명에 따른 반송파 복구 방법의 일 실시예를 보인 흐름도

도면의 주요부분에 대한 부호의 설명

110 : 소수부 주파수 옵셋 보상부

120 : 보호 구간 검출부

130 : 소수부 주파수 옵셋 추정부

310 : 정수부 주파수 옵셋 보상부

320 : FFT부 330 : 지연기

340 : 상관부 350 : 파일롯 패턴 발생부

360 : 최대값 위치 검출부 370 : NCO

본 발명은 디지털 방송 수신기에 관한 것으로서, 특히 유럽 방식의 휴대 수신을 위한 이동형 방송 수신기에서의 반송파 복구 장치 및 그 방법에 관한 것이다.

일반적으로 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 전송 방식은 다수 반송파 전송(multi-carrier transmission)의 특수한 형태로 볼 수 있으며 하나의 데이터 열이 보다 낮은 데이터 전송률을 갖는 부반송파를 통해 전송된다. 상기 OFDM을 사용하는 중요한 이유 중 하나는 OFDM을 사용하면 주파수 선택성 페이딩(frequency selective fading)이나 협대역 간섭(narrowband interference)에 대한 강건함이 증가하기 때문이다. 단일 반송파 시스템(single carrier system)에서는 하나의 페이드(fade)나 간섭에 의해 전체 링크가 실패할 수 있지만 다수 반송파 시스템에서는 일부 부반송파만이 영향을 받게 된다. 따라서 오류정정부호화(forward error correction)를 사용하면 소수의 오류 부반송파를 정정할 수 있다.

병렬 데이터 전송과 주파수 다중화를 사용하는 개념은 1960년대 중반에 발표된바 있으며 몇몇 초기 개발은 1950년대로 거슬러 올라간다.

1980년대에 OFDM은 고속 모뎀, 디지털 이동 통신, 고밀도 기록(high-density recording)을 위해 연구되었다. OFDM 기술을 구현한 시스템 가운데 하나는 DFT(Discrete Fourier Transform)를 사용한 다중화된 직교 크기 변조(Quadrature Amplitude Modulation ; QAM)이다. 또한 파일럿 톤(pilot tone)을 사용하고 반송파 와 클럭 주파수 조정을 안정화시키며 트렐리스 부호화(trellis coding)를 이용한 시스템도 구현되었다.

1990년대에 들어서면서 OFDM은 이동 무선 FM 채널, 고속 디지털 가입자 회선(High-bit rate Digital Subscriber Line : HDSL), 비대칭 디지털 가입자 회선(Asynchronous Digital Subscriber Line : ADSL), 초고속 디지털 가입자 회선(Very-high-speed Asymmetric Digital Subscriber Line : VDSL), 디지털 오디오 방송(Digital Audio Broadcasting : DAB), 고선명 텔레비젼 지상파 방송(high-definition television terrestrial broadcasting) 등의 광대역 데이터 통신을 위해 연구되었다. 특히 유럽의 경우 디지털 비디오 방송에 대한 유럽 프로젝트(EP-DVB)가 설립되어 위성, 케이블, 지상파 디지털 방송 방식을 연구해 왔으며 이중 지상파 방송에 해당하는 DVB-T(Digital Video Broadcasting-Terrestrial) 규격은 전송 방식으로 COFDM(Coded OFDM) 기술이 채택되었다.

한편 휴대폰 형태의 수신기를 통해 TV를 시청하는 휴대수신이 향후 중요한 시청형태로 인식되면서 DVB는 휴대수신에 적합한 DTV 전송 방식((Digital Video Broadcasting-Handheld) ; DVB-H)을 새로 제정하고 있다.

즉 상기 DVB-H 규격은 휴대 이동 수신 성능 향상을 위해, 기존 DVB-T 규격에 소비 전력 절감을 위한 타임 슬라이싱(Time Slicing)과 캐리어 대 노이즈(Carrier-to-Noise ; C/N) 성능 향상을 위한 MPE-FEC(Multi-Protocol Encapsulation)을 추가하였으며, 더불어 이동성(Mobility)과 스펙트럼 효율성을 위한 4K FFT(Fast Fourier Transform) 모드와 In-depth 인터리빙(Interleaving) 모드를 추가하였다.

그리고 DVB-T, DVB-H 송신기에서는 COFDM 방식에 의해 원하는 데이터를 전송할 때 변조 방법에 따라 전송할 데이터를 매핑하여 역 고속 푸리에 변환(Inverse Fast Fourier Transform ; IFFT)을 거친 후 보호구간(Guard Interval)을 삽입하여 주파수 상으로 전송을 한다. 즉, 하나의 OFDM 심볼은 보호구간과 유효 데이터 구간으로 나누어지는데, 보호구간의 데이터는 유효 데이터 구간의 마지막 부분의 데이터를 그대로 복사해 놓은 것이다. 이때 각 OFDM 심볼마다 보호 구간을 삽입하는 것은 심볼간 간섭(Inter Symbol Interference ; ISI)과 고스트(ghost)에 의한 시스템 성능의 저하를 향상시키기 위해서이다.

그러므로 DVB-T, DVB-H 수신기는 수신된 신호를 FFT함으로써 일반 전송 방식에서의 복조가 가능하게 된다.

그런데 유럽식 공중파 디지털 TV 전송방식인 DVB-T는 12"~40" 화면으로 TV를 수신하는 용도로 개발된 방식이어서 소비전력 면에서 휴대전지로 동작되는 3"~6"　 화면 크기의 휴대 디지털 TV용으로는 적합하지 않다.

특히 OFDM 방식은 단일 반송파 방식에 비해 많은 장점을 갖고 있으나, 주파수 옵셋 등의 다양한 동기 오류에 민감하다는 단점이 있어 실제로 유럽 휴대 수신용 OFDM 수신기 설계시 각 요소 기술들에 대한 철저한 연구가 필요하다.

따라서 본 발명의 목적은 유럽 방식의 휴대 수신을 위한 DVB-H 수신기에서 소수부 및 정수부 반송파 주파수 옵셋(fractional and integer carrier frequency offset)을 정확히 추정하여 동기 성능을 최적화하는 장치 및 그 방법을 제공하는 것이다.

상기와 같은 목적을 달성하기 위한 본 발명에 따른 디지털 방송 수신기의 반송파 복구 장치는, 입력되는 샘플 데이터와 OFDM 심볼 내 유효 데이터 샘플 수만큼 지연된 샘플 데이터와의 공액 복소 곱셈 연산을 수행하여 상관값을 구하고 이를 보호구간만큼 누적한 후 이 값으로부터 소수부 주파수 옵셋을 추정하여 보상하는 소수부 반송파 복구부;
상기 소수부 반송파 복구부의 출력 신호를 주파수 영역으로 변환하는 FFT부; 및
상기 FFT부에서 출력되는 주파수 영역의 OFDM 심볼과 연속 파일롯 패턴과의 상관값을 구하고 이 중 최대값을 가지는 위치를 추정하여 정수부 주파수 옵셋을 추정하여 보상하는 정수부 반송파 복구부를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 한다.

상기 소수부 반송파 복구부는 입력되는 샘플 데이터에 소수부 주파수 옵셋 추정값을 곱하여 소수부 주파수 옵셋이 보상된 샘플 데이터를 출력하는 주파수 옵셋 보상부; 상기 주파수 옵셋 보상부에서 출력되는 샘플 데이터와 OFDM 심볼 내 유효 데이터 샘플 수만큼 지연된 데이터와 공액 복소 곱셈 연산을 수행하여 상관값을 구하고, 그 상관 값과 보호구간의 샘플 수만큼 지연된 값과의 차를 구한 후 상기 보호구간의 샘플 수 구간동안 누산하여 출력하는 보호구간 검출부; 및 상기 보호구간 검출부에서 출력되는 누산 데이터들 중 최대값 위치의 누산 데이터의 허수 성분의 값을 실수 성분의 값으로 나누고 이 값에서 아크 탄젠트 값을 구하여 소수부 주파수 옵셋을 추정한 후 상기 주파수 옵셋 보상부로 출력하는 주파수 옵셋 추정부를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 한다.

상기 정수부 반송파 복구부는 상기 FFT부에서 출력되는 주파수 영역의 연속하는 두 OFDM 심볼과 이미 알고 있는 연속 파일롯 패턴과의 상관값을 구하여 출력하는 상관부; 상기 상관부에서 출력되는 상관값들 중 최대값을 가지는 위치를 추정하여 정수부 주파수 옵셋을 추정하는 주파수 옵셋 추정부; 및 상기 소수부 주파수 옵셋이 보상되어 입력되는 샘플 데이터에 정수부 주파수 옵셋 추정값을 곱하여 정수부 주파수 옵셋을 보상한 후 상기 FFT부로 출력하는 주파수 옵셋 보상부를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 한다.

본 발명에 따른 이동형 방송 수신기에서의 반송파 복구 방법은,

(a) 입력되는 샘플 데이터와 OFDM 심볼 내 유효 데이터 샘플 수만큼 지연된 샘플 데이터와 공액 복소 곱셈 연산을 수행하여 상관값을 구하고 이를 보호구간만큼 누적한 후 이 값으로부터 소수부 주파수 옵셋을 추정하는 단계;

(b) 상기 (a) 단계에서 일정 개수의 OFDM 심볼에 대해 소수부 주파수 옵셋이 추정되고 나서, 이후 입력되는 OFDM 심볼과 연속 파일롯 패턴과의 상관값을 구하고 이 중 최대값을 가지는 위치를 추정하여 정수부 주파수 옵셋을 추정하는 단계; 및

(c) 상기 (a),(b) 단계에서 추정한 소수부 주파수 옵셋과 정수부 주파수 옵셋을 더하여 전체 반송파 주파수 옵셋을 보상하는 단계를 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 한다.

본 발명의 다른 목적, 특징 및 잇점들은 첨부한 도면을 참조한 실시예들의 상세한 설명을 통해 명백해질 것이다.

이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 실시예의 구성과 그 작용을 설명하 며, 도면에 도시되고 또 이것에 의해서 설명되는 본 발명의 구성과 작용은 적어도 하나의 실시예로서 설명되는 것이며, 이것에 의해서 상기한 본 발명의 기술적 사상과 그 핵심 구성 및 작용이 제한되지는 않는다.

일반적으로 여러 동기 요소들 중 반송파 복구(Carrier recovery)는 송/수신기간에 RF 반송파 주파수를 일치시키는 기능이다. 상기 송/수신기간의 반송파 주파수 차이를 주파수 옵셋(frequency offset)이라고 한다.

그리고 상기 OFDM 방식은 전송 대역에 비해 부반송파간의 주파수 간격이 상대적으로 매우 작으므로 부반송파 간격보다 작은 주파수 옵셋에도 민감하게 영향을 받을 수 있다. 따라서 OFDM 방식에서 반송파 복구는 중요한 요소 기술 중 하나라고 볼 수 있다.

상기 OFDM 방식에서는 단일 반송파 전송 방식과는 달리 반송파 복구를 두 개의 모드에서 동작하도록 한다. 상기 두 개의 동작 모드는 소수부 반송파 복구(fractional carrier recovery)와 정수부 반송파 복구(integral carrier recovery)이다. 상기 정수부 반송파 복구는 초기 주파수 옵셋에 대하여 가장 가까운 부반송파 간격의 정수배를 추정하여 보상하는 기능을 수행한다. 상기 소수부 반송파 복구는 부반송파 간격 절반 이하의 주파수 옵셋을 추정하여 보상하는 기능을 수행한다.

즉, 상기 소수부 반송파 복구는 부반송파 간격의 절반 이하의 크기를 가지는 주파수 옵셋을 추적하는 기능으로서, 일반적으로 부반송파 간격의 0.001 이하로 줄여야 수신 신호에 주파수 옵셋의 영향을 무시할 수 있다고 알려져 있다.

그리고 상기 정수부 반송파 복구는 상대적 주파수 오프셋의 반올림 값에서 정수부를 추정하며, 소수부 반송파 복구는 반올림 값과 반올림 전의 상대적 주파수 오프셋간의 차이인 소수부를 추정하여 보상한다.

이때 상기 소수부 반송파 복구는 시간 영역과 주파수 영역에서 모두 구현 가능하다. 즉 FFT단 이전의 시간 영역에서는 보호구간(guard interval)을 이용하여 구현 가능하며, FFT단 이후의 주파수 영역에서는 연속 파일럿을 통하여 수신된 복소값에 발생한 위상 변화량을 이용하여 구현 가능하다.
OFDM 심볼은 유효데이터 구간(Userful Data duration)과 보호구간(Guard Interval)으로 구성된다. 실제 전송 데이터의 정보는 유효데이터구간에 있으며, 보호 구간은 전송 환경에서 발생하는 심볼 간 간섭(ISI)을 방지하기 위해 사용되는 구간이다. 일반적으로 보호구간은 유효데이터 구간의 후반부를 복사한 값을 사용한다. 상기 보호구간의 길이는 전송환경에서 발생하는 심볼 간 간섭의 길이에 따라 달라지는데, 간섭의 길이가 길수록 보호구간의 길이를 길게 잡아야 심볼 간 간섭의 영향을 최소화하여 신뢰성 있는 통신을 할 수 있다. 일반적으로 보호구간의 길이로 유효데이터 구간의 1/32, 1/16, 1/8, 1/4가 많이 이용된다. 유럽 디지털 TV 방송 규격에서는 한 심볼의 주기 내에서 2048개의 샘플이 존재하고, 따라서 부호구간은 2048/32= 64 샘플이 된다. 이어서 128 샘플, 256 샘플, 512 샘플의 길이를 각각 가진다.

도 1은 본 발명에 따른 디지털 방송 수신기에서의 소수부 반송파 복구 장치의 일 실시예를 보인 구성 블록도로서, 보다 정확한 성능과 빠른 추적 시간을 갖는 시간 영역에서 소수부 주파수 옵셋를 추정하여 보상한다. 이 방법은 보호 구간의 정확한 위치를 알기 위해서 대략적 FFT 윈도우 위치 복원 기능이 선행되어야 한다.

즉, 시간 영역에서 소수부 주파수 옵셋을 추정하여 보상하려면 보호구간의 위치를 알아야 한다.

상기 시간 영역에서 보호구간의 위치를 검출하는 방법은 기본적으로 보호구간의 데이터 값이 OFDM 심볼 후반부 샘플 데이터 값과 일치한다는 가정에서 출발한다. 이는 보호구간의 샘플 데이터가 OFDM 심볼내의 맨 끝에 있는 데이터의 복사본이기 때문이다.

따라서 도 1의 소수부 반송파 복구 장치는 피드백(Feedback) 구조로서, 크게 주파수 옵셋 보상부(110), 보호구간 검출부(120), 및 주파수 옵셋 추정부(130)로 구성된다.

상기 보호구간 검출부(120)는 지연기(121), 콘쥬게이터(122), 곱셈기(123), 및 적분기(124)로 구성된다. 그리고 주파수 옵셋 추정부(130)는 주파수 옵셋 검출 및 제어기(Frequency Error Detector & Control ; FED & Control)(131)와 NCO(Numerical Controlled Oscillator)(132)로 구성된다.

이와 같이 구성된 소수부 반송파 복구 장치는 보호 구간과 유효 데이터 구간의 후반부의 상관을 취하고 이를 보호구간 만큼 누적한 후 이 값으로부터 소수부 주파수 옵셋을 바로 추정해낸다.

즉, 상기 주파수 옵셋 보상부(110)는 복소 곱셈기로 구성되어, 입력되는 복소(complex) 성분의 샘플 데이터에 주파수 옵셋 추정부(130)에서 추정된 소수부 주파수 옵셋을 곱하여 출력한다. 상기 주파수 옵셋 보상부(110)에서 소수부 주파수 옵셋이 보상된 샘플 데이터는 보호구간 검출부(120)의 지연기(121)와 곱셈기(123)로 입력된다.

상기 지연기(121)는 전송 모드에 따라 달라지는 유효구간의 샘플수만큼 주파수 옵셋 보상부(110)의 출력 샘플 데이터를 지연시켜 콘쥬게이터(122)로 출력한다. 상기 콘쥬게이터(122)는 지연기(121)에서 출력되는 샘플 데이터를 콘쥬게이트(conjugate ; 공액)시켜 곱셈기(123)로 출력한다.

상기 곱셈기(123)는 주파수 옵셋 보상부(110)의 출력 샘플 데이터와 상기 콘쥬게이터(122)의 출력 샘플 데이터를 곱하여 적분기(124)로 출력한다. 상기 적분기(124)는 전송 모드와 보호구간의 길이에 따라 달라지는 보호구간의 샘플수 구간동안 상기 곱셈기(123)의 출력 샘플 데이터를 누산하여 주파수 옵셋 추정부(130)로 출력한다.

통상, DVB 시스템에서는 하나의 OFDM 심볼에 포함되는 반송파의 수에 따라 2K 모드(mode)와 8K 모드로 나뉘어진다. 그리고 상기 2K 모드와 8K 모드는 보호구간의 길이에 따라 다시 4가지 방식(

)으로 나뉘어지게 된다. 즉, 보호구간의 길이가

이라는 것은 실제 유효 데이터의

(

)을 의미한다. 그러므로, 2K 모드인 경우 수신된 한 샘플 데이터와 그 샘플 데이터에서 2048 샘플만큼 떨어져 있는 샘플 데이터가 각각 유효구간의 데이터를 복사해 온 보호구간 및 상기 보호구간에 데이터를 복사해준 유효구간에 위치한다면 두 신호는 같은 샘플 데이터가 된다. 그렇지 않은 경우에는 서로 다른 샘플 데이터가 된다.

예를 들어, 2K 모드일 때의 한 OFDM 심볼 내 유효(Useful) 데이터 샘플수는 2048이고, 보호구간의 길이가

일때의 보호구간의 샘플 수는 64이다. 또한 8K 모드일 때의 한 OFDM 심볼 내 유효(Useful) 데이터 샘플수는 8192이고, 보호구간의 길이가

일때의 보호구간의 샘플 수는 256이다.

그러므로 상기 지연기(121)는 2K 모드인 경우 입력 샘플 데이터를 2048 샘플동안 지연시키고, 8K 모드인 경우 8192 샘플동안 지연시킨다.

만일 상기 지연기(121)에서 2048 샘플동안 지연시킨 샘플 데이터를 출력한다면 곱셈기(123)의 출력은 서로 2048 샘플만큼 떨어져 있는 두 신호 중 하나를 콘쥬 게이트시킨 후 서로 곱한 결과이다.

또한 상기 적분기(124)는 2K 모드이면서 보호구간의 길이가

이라고 가정하면 256샘플 구간동안 곱셈기(123)의 출력 샘플 데이터를 누산시킨다. 즉 상기 적분기(124)는 상기 곱셈기(123)의 출력 샘플 데이터와 상기 곱셈기(123)의 출력 샘플 데이터를 64샘플만큼 지연시킨 샘플 데이터와의 차를 64샘플 구간동안 계속해서 더한다. 예를 들어 상기 가정을 그대로 적용하면 N(=2048)샘플만큼 떨어진 L(=64)개의 샘플 데이터의 합이 누산된다. 상기 적분기(124)의 결과에 절대값을 취한 값이 최대값을 나타내는 위치가 바로 해당 OFDM 심볼의 시작점이 된다.

한편 상기 주파수 옵셋 추정부(130)는 상기 보호구간 검출부(120)의 출력값이 최대값을 나타내는 위치의 실수 성분과 허수 성분의 샘플 데이터를 모두 이용하여 정확하고 빠르게 소수부 주파수 옵셋을 추정한다.

즉 시간 영역에서 보호 구간과 유효 데이터 구간 내 후반부 간의 위상 변화량을 이용하여 주파수 옵셋을 추정함을 알 수 있다. 다시 말해, 보호 구간과 유효 데이터 구간의 후반부를 상관(correlation)을 취하여 최대값(peak) 값을 추정한다. 이어 상기 최대값으로부터 대략적 FFT 윈도우 위치를 추정하고 이 추정 위치에서 상관값의 허수 성분 값을 실수 성분 값으로 나누고 이 값에서 아크 탄젠트(arc tangent) 값을 구하여 소수부 주파수 옵셋을 추정해낸다. 상관 값은 샘플링된 데이터 열에 대하여 유효 데이터 샘플 수만큼 지연시킨 값과 공액 복소 곱셈 연산을 수행하여 구하여진다.

다음의 수학식 1 내지 3은 보호구간 검출 및 소수부 주파수 옵셋 추정 과정을 식으로 나타낸 것이다.

하기의 수학식 1은 상기 보호구간 검출부(210)의 출력 즉, 적분기(214)의 출력을 나타낸 것이다.

상기 수학식 1에서 r(k)는 지연기(121)와 주파수 옵셋 보상부(110)로 입력되는 k번째 샘플 데이터이고, r^*(k+N)은 콘쥬게이터(122)의 출력 샘플 데이터이다. 상기 N은 전송 모드에 따른 OFDM 심볼 내 유효 샘플 수이다. 예를 들어 2K 모드라면 2048이 되고, 8K 모드라면 8192가 된다.

하기의 수학식 2는 주파수 옵셋 추정부(130)에서 주파수 옵셋 추정 시점 즉, OFDM 심볼의 시작인 FFT 윈도우의 시작점을 찾기 위한 수식이다.

상기 수학식 2에서

는 적분기(124)의 결과에 절대값을 취한 값이 최대값을 나타내는 위치로서, 바로 해당 OFDM 심볼의 시작점이 된다. 이는 보호구간의 데이터는 OFDM 심볼내의 맨 끝에 있는 데이터의 복사본이기 때문에, 보호구간내의 데이터의 합이 최대값이 될 확률이 제일 크기 때문이다.

하기의 수학식 3은 주파수 옵셋 추정부(130)의 주파수 옵셋 검출 및 제어부 (131)에서 검출된 소수부 주파수 옵셋(

)을 나타낸 것이다.

즉 상기 주파수 옵셋 검출 및 제어부(131)는 최대값 위치(

)의 허수 성분의 값을 실수 성분의 값으로 나누고 이 값에서 아크 탄젠트(arc tangent) 값을 구하여 소수부 주파수 옵셋(

)을 추정한다.

이와 같이 본 발명의 소수부 주파수 옵셋은 시간 영역에서 보호구간과 유효 데이터 구간의 후반부간의 위상 변화량을 이용하여 추정함을 알 수 있다.

이때 상기 주파수 옵셋 검출 및 제어부(131)에서 추정된 값이 위상(phase)이 아닌 주파수 옵셋(frequency offset)이기 때문에 일반적인 PLL 구조에서처럼 LF(Loop Filter)를 사용하지 않고 바로 NCO(Number Controlled Oscillator)(132)로 출력된다.

상기 주파수 옵셋 보상부(110)는 입력 샘플 데이터에 NCO(132)에서 출력되는 소수부 주파수 옵셋에 비례하는 주파수를 곱하여 소수부 주파수 옵셋이 보상된 샘플 데이터를 주파수 옵셋 추정부(120)로 출력한다.

이러한 특성 때문에 포착 시간(acquisition time)이 길지 않고, 평균을 취하는 구간을 제외하면 포착 시간이 위상을 누적하여 주파수 옵셋을 구하는 구조보다 상당히 좋은 포착 특성을 갖는다.

이때 상기 도 1을 피드 포워드가 아닌 피드백 구조를 사용한 이유는 소수부 주파수 옵셋이 0.5일 때 0.5와 -0.5를 구분하지 못하는 문제를 해결하기 위해서이다. 즉, 피드 포워드 구조일 경우 부반송파간 간격(sub-carrier spacing)의 0.5가 되는 부분의 소수부 주파수 옵셋은 아크 탄젠트 함수의 특성으로 0.5와 -0.5로 값을 정하지 못하고 출렁거리는 문제가 발생할 수 있기 때문이다.

이때 상기 소수부 반송파 복구 장치를 피드백 구조로 설계하려면 상기 주파수 옵셋 검출 및 제어부(131)를 수정해야 하며, 이를 도 2에 도시하였다.

도 2는 도 1의 주파수 옵셋 검출 및 제어부(131)의 상세 블록도로서, FED(210), 덧셈기(220), 및 지연기(230)가 순차 연결되어 구성된다.

즉 FED(210)는 상기 보호구간 검출부(120)의 출력값이 최대값을 나타내는 위치의 허수 성분의 값을 실수 성분의 값으로 나누고 이 값에서 아크 탄젠트 값을 구하여 현재 OFDM 심볼의 소수부주파수 옵셋을 추정한다. 상기 FED(210)의 출력은 덧셈기(220)로 출력된다.

상기 덧셈기(220)는 상기 FED(210)에서 출력되는 현재 OFDM 심볼의 주파수 옵셋 추정값에 지연기(230)에서 출력되는 이전 OFDM 심볼의 주파수 옵셋 추정값을 더한다. 이때 상기 덧셈기(220)는 항상 두 주파수 옵셋 추정값을 더하면 안되고 OFDM 심볼의 끝에서만 덧셈을 수행하고, 나머지는 이전 OFDM 심볼에서 추정한 주파수 옵셋 값을 출력하도록 제어한다. 상기 지연기(230)는 현재 OFDM 심볼의 주파수 옵셋값을 한 OFDM 심볼 지연시켜 NCO(132)로 출력함과 동시에 상기 덧셈기(220)로 피드백한다.

한편 도 3과 같은 정수부 반송파 복구 장치는 부반송파 간격보다 큰 초기 주파수 오프셋을 부반송파 간격의 절반 이하로 줄이는 기능을 수행한다. 따라서 정수부 반송파 복구는 초기 주파수 오프셋에서 가장 근접한 부반송파 간격의 정수배를 추정하여야 한다. 이때 상기 정수부 반송파 복구 장치는 FFT단 이전의 시간 영역에서는 구현하기 어려우며 FFT단 이후의 주파수 영역에서 구현되어진다.

이 방법은 수신된 심볼과 이미 알고 있는 연속 파일롯 패턴과의 상관치를 구해서 그 값을 최대로 하는 정수부 주파수 오프셋을 추정한다.

이때 한 심볼만 이용하는 것이 아니라 하기의 수학식 4와 같이 연속된 두개의 심볼을 이용하여 정수부 주파수 옵셋을 추정한다.

[수학식 4]

그리고 도 3은 상기 수학식 4의 정수부 반송파 복구 과정을 하드웨어 구조로 나타낸 것이다.

도 3을 보면, 정수부 주파수 옵셋 보상부(310), FFT부(320), 지연기(330), 상관부(340), 파일롯 패턴 발생부(350), 최대값 위치 검출부(Coarse Carrier detector)(360), 및 NCO(370)로 구성된다.

상기 정수부 주파수 옵셋 보상부(310)는 입력 샘플 데이터에 NCO(370)에서 출력되는 정수부 주파수 옵셋에 비례하는 주파수를 곱하여 정수부 주파수 옵셋이 보상된 샘플 데이터를 FFT부(320)로 출력한다.

상기 FFT부(320)는 입력 데이터를 시간 영역에서 주파수 영역으로 변환하여 지연기(330)와 상관부(340)로 출력한다.

상기 상관부(340)는 FFT부(320)에서 출력되는 수신 데이터와 파일롯 패턴 발생부(350)에서 출력되는 연속 파일롯(Continual Pilot) 패턴과의 상관치를 구하는데, 이때 한 심볼만 이용하는 것이 아니라 연속된 두 개의 심볼을 이용하기 위해 지연기(330)에서 한 심볼 지연된 이전 심볼을 함께 입력받는다. 즉, 상기 상관부(340)는 연속된 두 개의 수신 심볼과 파일롯 패턴 발생부(350)에서 발생된 두 개의 연속 파일롯 패턴과의 상관값을 구하여 최대값 위치 검출부(360)로 출력한다. 상기 최대값 위치 검출부(360)는 상기 상관값들 중 가장 큰 값을 가지는 위치를 추정하여 FFT의 특성인 cyclic shift를 이용하여 정수부 주파수 오프셋을 추정한 후 NCO(370)로 출력한다. 상기 NCO(370)는 추정된 정수 주파수 옵셋에 해당하는 주파수를 생성하여 상기 정수부 주파수 옵셋 보상부(310)로 출력한다.

도 4는 상기 상관부(340)에서 연속된 두 심볼을 이용하여 구한 상관값을 보여주며 최대값(peak) 위치를 추정하여 정수 부분의 오프셋을 구하게 된다.

이때 소수 부분과 마찬가지로 정수 부분에서도, 추정해야 할 소수 부분이 0.5에 가까와질수록 추정 성능의 열화를 가져오게 된다.

만약 이러한 환경에서 정수부 반송파 복구 장치를 소수부 반송파 복구 장치와 동일한 시점에 동작시키면 정확한 반송파 주파수 옵셋의 추정이 이루어지기 어렵다.

이와 같은 문제를 해결하기 위해 도 5에 도시된 흐름도와 같이 먼저, 소수부 반송파 복구 장치를 동작시키고(단계 510), 약 10 심볼동안 기다린 후(단계 520) 정수부 반송파 복구 장치를 동작시킨다(단계 530).

이는 소수 부분의 추정이 0.5를 추정해야 할 경우 10 심볼 추정이 이루어졌을 때 fluctuation은 있겠지만 남아 있는 소수 부분의 오프셋이 0.5에서 상당히 멀리 떨어지게 하는 효과를 가져오기 때문이다. 이 상태에서 정수 부분의 주파수 옵셋을 추정하기 시작하면 잘못 추정할 확률이 거의 없어진다.

그리고 나서, 소수부 주파수 옵셋(FCFO)과 정수부 주파수 옵셋(ICFO)을 더하고(단계 540), NCO에서 생성되는 기본적인 중심 주파수 옵셋(center frequency offset)을 추가하여 위상 분리기(phase splitter)(도시되지 않음) 뒤에서 수신 심볼과 복소 곱셈(complex multiplication)을 수행하면 전체 반송파 주파수 옵셋이 보상된다(단계 550).

한편, 본 발명에서 사용되는 용어(terminology)들은 본 발명에서의 기능을 고려하여 정의 내려진 용어들로써 이는 당분야에 종사하는 기술자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있으므로 그 정의는 본 발명의 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.

또한, 본 발명에서는 본 발명의 바람직한 실시예를 통해 본 발명을 설명했으므로 본 발명의 기술적인 난이도 측면을 고려할 때, 당분야에 통상적인 기술을 가진 사람이면 용이하게 본 발명에 대한 또 다른 실시예와 다른 변형을 가할 수 있다. 따라서 상술한 설명에서 사상을 인용한 실시예와 변형은 모두 본 발명의 청구 범위에 모두 귀속됨은 명백하다.

이상에서와 같이 본 발명에 따른 이동형 방송 수신기에서의 반송파 복구 장치 및 그 방법에 의하면, 시간 영역에서 상관값의 실수 성분과 허수 성분을 모두 이용하여 소수부 주파수 옵셋(fractional frequency offset)을 추정하고, FFT 뒤의 CP(continual pilot)을 이용한 상관값의 최대값 위치로부터 정수부 주파수 옵셋(integral frequency offset)을 추정한다. 그리고 상기 추정된 소수부 및 정수부 주파수 옵셋을 더하여 전체 반송파 복구를 수행함으로써, 소수부와 정수부 주파수 옵셋 추정시에 부반송파간 간격(sub-carrier spacing)의 0.5가 되는 부분에서 발생할 수 있는 ambiguity 문제를 해결할 수 있다. 이로 인해 반송파 주파수 옵셋 추정 및 보상이 정확하고 빠르게, 그리고 안정적으로 이루어지는 효과가 있다.

이상 설명한 내용을 통해 당업자라면 본 발명의 기술 사상을 일탈하지 아니하는 범위에서 다양한 변경 및 수정이 가능함을 알 수 있을 것이다.

따라서 본 발명의 기술적 범위는 실시예에 기재된 내용으로 한정되는 것이 아니라 특허 청구의 범위에 의하여 정해져야 한다.

Claims (9)

1. OFDM 전송 방식으로 수신된 OFDM 심볼에 대해 복소 디지털 샘플 데이터로 복조하여 반송파 복구를 수행하는 이동형 방송 수신기에서의 반송파 복구 장치에 있어서,

   입력되는 샘플 데이터와 OFDM 심볼 내 유효 데이터 샘플 수만큼 지연된 샘플 데이터와의 공액 복소 곱셈 연산을 수행하여 상관값을 구하고 이를 보호구간만큼 누적한 후 이 값으로부터 소수부 주파수 옵셋을 추정하여 보상하는 소수부 반송파 복구부;

   상기 소수부 반송파 복구부의 출력 신호를 주파수 영역으로 변환하는 FFT부; 및

   상기 FFT부에서 출력되는 주파수 영역의 OFDM 심볼과 연속 파일롯 패턴과의 상관값을 구하고 이 중 최대값을 가지는 위치를 추정하여 정수부 주파수 옵셋을 추정하여 보상하는 정수부 반송파 복구부를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 이동형 방송 수신기에서의 반송파 복구 장치.
2. 제 1 항에 있어서, 상기 소수부 반송파 복구부는

   입력되는 샘플 데이터에 소수부 주파수 옵셋 추정값을 곱하여 소수부 주파수 옵셋이 보상된 샘플 데이터를 출력하는 주파수 옵셋 보상부;

   상기 주파수 옵셋 보상부에서 출력되는 샘플 데이터와 OFDM 심볼 내 유효 데이터 샘플 수만큼 지연된 데이터와 공액 복소 곱셈 연산을 수행하여 상관값을 구하고, 그 상관 값과 보호구간의 샘플 수만큼 지연된 값과의 차를 구한 후 상기 보호구간의 샘플 수 구간동안 누산하여 출력하는 보호구간 검출부; 및

   상기 보호구간 검출부에서 출력되는 누산 데이터들 중 최대값 위치의 누산 데이터의 허수 성분의 값을 실수 성분의 값으로 나누고 이 값에서 아크 탄젠트 값을 구하여 소수부 주파수 옵셋을 추정한 후 상기 주파수 옵셋 보상부로 출력하는 주파수 옵셋 추정부를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 이동형 방송 수신기에서의 반송파 복구 장치.
3. 제 2 항에 있어서, 상기 보호구간 검출부는

   상기 주파수 옵셋 보상부에서 소수부 주파수 옵셋이 보상되어 출력되는 샘플 데이터를 OFDM 심볼 내 유효구간의 샘플 수만큼 지연시켜 출력하는 지연기와,

   상기 지연기의 출력 샘플 데이터에 대해 공액 복소 곱셈 연산을 수행하는 콘쥬게이터와,

   상기 주파수 옵셋 보상부에서 소수부 주파수 옵셋이 보상되어 출력되는 복소 샘플 데이터에 상기 콘쥬게이터의 출력 샘플 데이터를 곱하는 곱셈기와,

   상기 곱셈기의 출력 샘플 데이터와 보호구간의 샘플 수만큼 지연된 샘플 데이터와의 차를 보호구간의 샘플 수 구간동안 누산하여 출력하는 적분기로 구성되는 것을 특징으로 하는 이동형 방송 수신기에서의 반송파 복구 장치.
4. 제 2 항에 있어서, 상기 주파수 옵셋 추정부는

   상기 보호구간 검출부에서 출력되는 누산 데이터들 중 최대값 위치의 누산 데이터의 허수 성분의 값을 실수 성분의 값으로 나누고 이 값에서 아크 탄젠트 값을 구하여 현재 OFDM 심볼의 소수부 주파수 옵셋을 추정하는 주파수 옵셋 검출부와,

   상기 주파수 옵셋 검출부에서 출력되는 현재 OFDM 심볼의 주파수 옵셋 추정값에 OFDM 심볼의 끝에서만 피드백되는 이전 OFDM 심볼의 주파수 옵셋 추정값을 더하여 출력하고, 나머지는 이전 OFDM 심볼의 주파수 옵셋 추정값을 출력하는 덧셈기와,

   상기 덧셈기에서 출력되는 소수부 주파수 옵셋 추정값을 한 OFDM 심볼 구간동안 지연시켜 출력하는 지연기와,

   상기 지연기에서 출력되는 소수부 주파수 옵셋 추정값으로부터 보상 주파수를 생성하여 상기 주파수 옵셋 보상부로 출력하는 NCO로 구성되는 것을 특징으로 이동형 방송 수신기에서의 반송파 복구 장치.
5. 제 1 항에 있어서, 상기 정수부 반송파 복구부는

   상기 FFT부에서 출력되는 주파수 영역의 연속하는 두 OFDM 심볼과 이미 알고 있는 연속 파일롯 패턴과의 상관값을 구하여 출력하는 상관부;

   상기 상관부에서 출력되는 상관값들 중 최대값을 가지는 위치를 추정하여 정수부 주파수 옵셋을 추정하는 주파수 옵셋 추정부; 및

   상기 소수부 주파수 옵셋이 보상되어 입력되는 샘플 데이터에 정수부 주파수 옵셋 추정값을 곱하여 정수부 주파수 옵셋을 보상한 후 상기 FFT부로 출력하는 주파수 옵셋 보상부를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 이동형 방송 수신기에서의 반송파 복구 장치.
6. 제 1 항에 있어서,

   상기 소수부 반송파 복구부가 동작되어 일정 개수의 OFDM 심볼에 대한 소수부 주파수 옵셋이 추정된 후 상기 정수부 반송파 복구부가 동작되는 것을 특징으로 하는 이동형 방송 수신기에서의 반송파 복구 장치.
7. OFDM 전송 방식으로 수신된 OFDM 심볼에 대해 복소 디지털 샘플 데이터로 복조하여 반송파 복구를 수행하는 이동형 방송 수신기에서의 반송파 복구 방법에 있어서,

   (a) 입력되는 샘플 데이터와 OFDM 심볼 내 유효 데이터 샘플 수만큼 지연된 샘플 데이터와의 공액 복소 곱셈 연산을 수행하여 상관값을 구하고 이를 보호구간만큼 누적한 후 이 값으로부터 소수부 주파수 옵셋을 추정하는 단계;

   (b) 상기 (a) 단계에서 일정 개수의 OFDM 심볼에 대해 소수부 주파수 옵셋이 추정되고 나서, 이후 입력되는 OFDM 심볼과 연속 파일롯 패턴과의 상관값을 구하고 이 중 최대값을 가지는 위치를 추정하여 정수부 주파수 옵셋을 추정하는 단계; 및

   (c) 상기 (a),(b) 단계에서 추정한 소수부 주파수 옵셋과 정수부 주파수 옵셋을 더하여 전체 반송파 주파수 옵셋을 보상하는 단계를 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 이동형 방송 수신기에서의 반송파 복구 방법.
8. 제 7 항에 있어서, 상기 (a) 단계는

   입력되는 샘플 데이터에 소수부 주파수 옵셋 추정값을 곱하여 소수부 주파수 옵셋이 보상된 샘플 데이터를 출력하는 단계;

   상기 소수부 주파수 옵셋이 보상되어 입력되는 샘플 데이터와 OFDM 심볼 내 유효 데이터 샘플 수만큼 지연된 데이터와 공액 복소 곱셈 연산을 수행하여 상관값을 구하고, 그 상관 값과 보호구간의 샘플 수만큼 지연된 값과의 차를 구한 후 보호구간의 샘플 수 구간동안 누산하여 출력하는 단계; 및

   상기 단계에서 출력되는 누산 데이터들 중 최대값 위치의 누산 데이터의 허수 성분의 값을 실수 성분의 값으로 나누고 이 값에서 아크 탄젠트 값을 구하여 소수부 주파수 옵셋을 추정한 후 소수부 주파수 옵셋을 위해 출력하는 단계를 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 이동형 방송 수신기에서의 반송파 복구 방법.
9. 제 8 항에 있어서, 상기 소수부 주파수 옵셋 추정 단계는

   입력되는 누산 데이터들 중 최대값 위치의 누산 데이터의 허수 성분의 값을 실수 성분의 값으로 나누고 이 값에서 아크 탄젠트 값을 구하여 현재 OFDM 심볼의 소수부 주파수 옵셋을 추정하는 단계;

   상기 단계에서 출력되는 현재 OFDM 심볼의 주파수 옵셋 추정값에 OFDM 심볼의 끝에서만 피드백되는 이전 OFDM 심볼의 주파수 옵셋 추정값을 더하여 출력하고, 나머지는 이전 OFDM 심볼의 주파수 옵셋 추정값을 출력하는 단계; 및

   상기 단계에서 출력되는 소수부 주파수 옵셋 추정값을 한 OFDM 심볼 구간동안 지연시킨 후 지연된 소수부 주파수 옵셋 추정값으로부터 보상 주파수를 생성하여 출력하는 단계로 이루어지는 것을 특징으로 이동형 방송 수신기에서의 반송파 복구 방법.

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