KR100710359B1 - 디지털 방송 수신기에서의 반송파 복구 장치 및 그 방법 - Google Patents

디지털 방송 수신기에서의 반송파 복구 장치 및 그 방법 Download PDF

Info

Publication number
KR100710359B1
KR100710359B1 KR1020050053521A KR20050053521A KR100710359B1 KR 100710359 B1 KR100710359 B1 KR 100710359B1 KR 1020050053521 A KR1020050053521 A KR 1020050053521A KR 20050053521 A KR20050053521 A KR 20050053521A KR 100710359 B1 KR100710359 B1 KR 100710359B1
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
value
residual cfo
residual
unit
ofdm symbol
Prior art date
Application number
KR1020050053521A
Other languages
English (en)
Other versions
KR20060133724A (ko
Inventor
이동근
Original Assignee
엘지전자 주식회사
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 엘지전자 주식회사 filed Critical 엘지전자 주식회사
Priority to KR1020050053521A priority Critical patent/KR100710359B1/ko
Publication of KR20060133724A publication Critical patent/KR20060133724A/ko
Application granted granted Critical
Publication of KR100710359B1 publication Critical patent/KR100710359B1/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/0001—Arrangements for dividing the transmission path
    • H04L5/0003—Two-dimensional division
    • H04L5/0005—Time-frequency
    • H04L5/0007—Time-frequency the frequencies being orthogonal, e.g. OFDM(A), DMT
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/003—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path
    • H04L5/0044—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path allocation of payload
    • H04L5/0046—Determination of how many bits are transmitted on different sub-channels
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/003—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path
    • H04L5/0058—Allocation criteria
    • H04L5/006—Quality of the received signal, e.g. BER, SNR, water filling

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Quality & Reliability (AREA)
  • Circuits Of Receivers In General (AREA)

Abstract

본 발명은 유럽형 디지털 방송 수신기에서의 반송파 복구 장치 및 그 방법에 관한 것이다. 특히 본 발명은 LSF(Least Square Fitting) 방식을 이용하여 잔류 CFO를 검출함으로써, 보다 정확하게 잔류 CFO를 추정하므로 이동 환경에서도 안정된 수신 품질을 보장받을 수 있다. 또한 비균등하게 분포된 연속 파일롯을 이용하여 잔류 CFO를 검출함으로써, 편향되지 않은(unbiased) 잔류 CFO를 추정할 수 있다. 그리고 추적 모드에서는 윈도우 사이즈 구간 동안의 평균 잔류 CFO 값을 출력하도록 함으로써, 획득 모드 후 추적 모드로 전환시 잔류 CFO의 지터링을 최소화하는 효과가 있다.
잔류 CFO, 연속 파일롯

Description

디지털 방송 수신기에서의 반송파 복구 장치 및 그 방법{Carrier recovery apparatus and method thereof in digital broadcast receiver}
도 1은 일반적인 디지털 방송 수신기의 개략도
도 2는 본 발명에 따른 반송파 복구에 관련된 디지털 방송 수신기의 개략도
도 3은 도 2의 각 복구부의 동작 절차를 보인 개략도
도 4는 본 발명에 따른 잔류 CFO 검출부의 일 실시예를 보인 구성 블록도
도 5는 도 4의 잔류 CFO 계산부의 일 실시예를 보인 상세 블록도
도 6은 도 5의 움직임 평균부의 일 실시예를 보인 상세 블록도
도 7은 도 5의 락 검출부의 일 실시예를 보인 동작 흐름도
도 8은 일반적인 파일롯 위치 인덱스 예를 보인 도면
도면의 주요부분에 대한 부호의 설명
410 : 연속 파일롯 추출부 420 : 차등 상관부
430 : 위상 검출부 440 : 잔류 CFO 계산부
510,530 : 누산기 520,540,560 : 곱셈기
550 : 감산기 570 : 지터링 감소부
571 : 움직임 평균부 572 : 락 검출부
573 : 먹스
본 발명은 디지털 방송 수신기에 관한 것으로서, 특히 유럽형 이동형 방송 수신기에서의 반송파 복구 장치 및 그 방법에 관한 것이다.
디지털 티브이(TV)의 지상파 채널의 유럽식 전송 방식 표준으로 선정된 DVB-T(Digital Video Broadcasting - Terrestrial)는 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 전송 방식을 채택하고 있다.
상기 OFDM 전송 방식은 다수 반송파 전송(multi-carrier transmission)의 특수한 형태로 볼 수 있으며 하나의 데이터 열이 보다 낮은 데이터 전송률을 갖는 부반송파를 통해 전송된다. 상기 OFDM을 사용하는 중요한 이유 중 하나는 OFDM을 사용하면 주파수 선택성 페이딩(frequency selective fading)이나 협대역 간섭(narrowband interference)에 대한 강건함이 증가하기 때문이다. 단일 반송파 시스템(single carrier system)에서는 하나의 페이드(fade)나 간섭에 의해 전체 링크가 실패할 수 있지만 다수 반송파 시스템에서는 일부 부반송파만이 영향을 받게 된다. 따라서 오류정정부호화(forward error correction)를 사용하면 소수의 오류 부반송파를 정정할 수 있다.
한편 휴대폰 형태의 수신기를 통해 TV를 시청하는 휴대수신이 향후 중요한 시청 형태로 인식되면서 DVB는 휴대수신에 적합한 DTV 전송 방식((Digital Video Broadcasting-Handheld) ; DVB-H)을 새로 제정하고 있다.
즉 상기 DVB-H 규격은 휴대 이동 수신 성능 향상을 위해, 기존 DVB-T 규격에 소비 전력 절감을 위한 타임 슬라이싱(Time Slicing)과 캐리어 대 노이즈(Carrier-to-Noise ; C/N) 성능 향상을 위한 MPE-FEC(Multi-Protocol Encapsulation)을 추가하였으며, 더불어 이동성(Mobility)과 스펙트럼 효율성을 위한 4K FFT(Fast Fourier Transform) 모드와 In-depth 인터리빙(Interleaving) 모드를 추가하였다.
그리고 DVB-T, DVB-H 송신기에서는 OFDM 방식에 의해 원하는 데이터를 전송할 때 변조 방법에 따라 전송할 데이터를 매핑하여 역 고속 푸리에 변환(Inverse Fast Fourier Transform ; IFFT)을 거친 후 보호구간(Guard Interval)을 삽입하여 주파수 상으로 전송을 한다. 즉, 하나의 OFDM 심볼은 보호구간과 유효 데이터 구간으로 나누어지는데, 보호구간의 데이터는 유효 데이터 구간의 마지막 부분의 데이터를 그대로 복사해 놓은 것이다. 이때 각 OFDM 심볼마다 보호 구간을 삽입하는 것은 심볼간 간섭(Inter Symbol Interference ; ISI)과 고스트(ghost)에 의한 시스템 성능의 저하를 향상시키기 위해서이다.
그러므로 DVB-T, DVB-H 수신기는 수신된 신호를 FFT함으로써 일반 전송 방식에서의 복조가 가능하게 된다.
그런데 유럽식 공중파 디지털 TV 전송방식인 DVB-T는 12"~40" 화면으로 TV를 수신하는 용도로 개발된 방식이어서 소비전력 면에서 휴대전지로 동작되는 3"~6"　 화면 크기의 휴대 디지털 TV용으로는 적합하지 않다.
특히 OFDM 방식은 단일 반송파 방식에 비해 많은 장점을 갖고 있으나, 주파 수 옵셋 등의 다양한 동기 오류에 민감하다는 단점이 있어 실제로 유럽형 이동형 방송 수신기의 설계시 각 요소 기술들에 대한 철저한 연구가 필요하다.
따라서 본 발명의 목적은 유럽형 이동형 방송 수신기에서 반송파 주파수를 검출하여 보정하는 장치 및 그 방법을 제공함에 있다.
상기 목적을 달성하기 위하여, 본 발명은 이동형 방송 수신기에서의 반송파 복구 장치는, 디지털 통과대역 신호에 복소 반송파를 곱하여 디지털 기저대역 신호로 변환하는 주파수 천이부; FFT 전, 후 신호로부터 각각 분수 및 정수 반송파 주파수 오프셋(CFO)를 검출하는 분수/정수 CFO 검출부; 상기 FFT된 OFDM 심볼 내 연속 파일롯 정보로부터 잔류 CFO를 검출하는 잔류 CFO 검출부; 및 상기 각 검출부에서 검출된 분수, 정수, 잔류 CFO를 모두 더하고, 그 결과에 상응하는 복소 반송파를 생성하여 상기 주파수 천이부로 출력하는 주파수 발생부를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 한다.
상기 잔류 CFO 검출부는 상기 FFT된 OFDM 심볼에서 연속 파일롯 정보를 추출하는 파일롯 추출부와, 상기 파일롯 추출부에서 추출된 연속 파일롯과 한 OFDM 심볼 지연된 이전 연속 파일롯과의 상관값을 구하여 출력하는 차등 상관부와, 상기 차등 상관부의 상관값의 아크 탄젠트를 연산하여 위상 데이터를 추정하는 위상 검출부와, 상기 위상 검출부의 위상 데이터에 Least Square Fitting(LSF) 방식을 적용하여 잔류 CFO 값을 추정하는 잔류 CFO 계산부를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 한다.
본 발명에 따른 반송파 복구 장치는 획득 모드에서는 상기 잔류 CFO 값을 그대로 출력하고, 추적 모드에서는 상기 잔류 CFO 값을 기 설정된 윈도우 사이즈 동안 누적하여 평균을 취한 후 그 결과를 출력하는 지터링 감소부를 더 포함하는 것을 특징으로 한다.
상기 지터링 감소부는 상기 잔류 CFO 값을 기 설정된 윈도우 사이즈 구간 동안 누산하고 그 평균값을 산출하여 출력하는 움직임 평균부와, 상기 평균 잔류 CFO 값이 기 설정된 잔류 CFO 임계값보다 작으면 추적 모드에 해당하는 제어 신호를, 작지 않으면 획득 모드에 해당하는 제어 신호를 출력하는 락 검출부와, 상기 락 검출부에서 획득 모드에 해당하는 제어 신호가 출력되면 평균되지 않은 잔류 CFO 값을 선택 출력하고, 추적 모드에 해당하는 제어 신호가 출력되면 움직임 평균부의 평균 잔류 CFO 값을 선택 출력하는 선택부를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 한다.
본 발명에 따른 디지털 방송 수신기에서 잔류 반송파 주파수 오프셋(CFO)을 검출하여 보상하는 방법은,
(a) 상기 FFT된 OFDM 심볼에서 연속 파일롯 정보를 추출하는 단계;
(b) 상기 (a) 단계에서 추출된 연속 파일롯과 한 OFDM 심볼 지연된 이전 연속 파일롯과의 상관값을 구하여 출력하는 단계;
(c) 상기 (b) 단계의 상관값의 아크 탄젠트를 연산하여 위상 데이터를 추정하는 단계; 및
(d) 상기 (c) 단계의 위상 데이터에 Least Square Fitting(LSF) 방식을 적용 하여 잔류 CFO 값을 추정하는 단계를 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 한다.
본 발명의 다른 목적, 특징 및 잇점들은 첨부한 도면을 참조한 실시예들의 상세한 설명을 통해 명백해질 것이다.
이하 상기의 목적을 구체적으로 실현할 수 있는 본 발명의 바람직한 실시예를 첨부한 도면을 참조하여 설명한다. 이때 도면에 도시되고 또 이것에 의해서 설명되는 본 발명의 구성과 작용은 적어도 하나의 실시예로서 설명되는 것이며, 이것에 의해서 상기한 본 발명의 기술적 사상과 그 핵심 구성 및 작용이 제한되지는 않는다.
도 1은 본 발명에 따른 유럽형 디지털 방송 수신기의 개략도를 보인 것으로서, 크게 아날로그 수신부(110)와 복조부(120)로 구성된다.
상기 아날로그 수신부(110)는 튜너(111), 표면 탄성파(Surface Acoustic Wave ; SAW) 필터(112), 자동 이득 제어(AGC)부(113), 및 아날로그/디지털(A/D) 변환기(114)로 구성된다.
상기 튜너(111)는 50~860 MHz의 RF(Radio Frequency) 신호 중 어느 하나를 튜닝하여 44.16MHz 중간 주파수(IF : Intermediate Frequency) 신호로 변환하여 SAW 필터(112)로 출력한다.
상기 SAW 필터(112)는 주로 크리스털 위에 전극을 입힌 구성으로 되어 있으며, 탄성파가 크리스털의 표면을 매우 느린 속도로(자유 공간 전파 전달 속도의 약 10-5배) 진행하므로 좁은 면적 위에서의 신호 처리에 매우 적합한 장치이다. 이러한 SAW 필터(112)는 튜너(111)의 출력으로부터 정보가 존재하는 6MHz의 대역만 남 기고 나머지 구간을 모두 제거한 후 AGC부(113)로 출력한다.
상기 AGC부(113)는 SAW 필터(112)를 통과한 IF 신호가 미약하므로 뒷단의 A/D 변환기(114)가 정상적으로 아날로그 신호를 디지털 신호로 변환할 수 있는 신호 이득(Gain)으로 IF 신호를 보상하여 A/D 변환기(114)로 출력한다.
상기 A/D 변환기(114)는 상기 AGC부(113)에서 이득이 조정된 아날로그 신호를 발진기(OSC)에서 출력되는 발진 주파수로 샘플링시켜 디지털화한 후 복조(demodulation)부(120)로 출력한다. 이때 상기 A/D 변환기(114)로 입력되는 신호의 레벨 및 직류 성분은 복조부(120)의 채널 등화기의 수렴 성능 및 심볼/반송파 복구에 매우 중요한 요소로 작용한다.
상기 복조부(120)는 크게 대략적인 심볼 타이밍 복구(Coarse Symbol Timing Sync), 반송파 복구(Carrier Recovery), 샘플링 주파수 복구(Sampling Frequency Recovery), 고속 푸리에 변환(FFT), 미세 심볼 타이밍 복구(Fine Symbol Timing Recovery), 채널 등화(Channel Equalizer) 그리고 채널 복호화(FEC)를 수행한다.
도 2는 상기 복조부(120)의 일 실시예를 보인 상세 블록도로서, A/D 변환기(114)의 출력단에 위상 분리기(Phase Splitter ; PS)(210), 재샘플링부(Re-sampler ; RS)(230), FFT 윈도우 제어부(240), FFT부(250), 및 채널 등화 및 복호화부(260)가 순차 연결되어 구성된다.
또한 상기 복조부(120)에는 반송파 복구부(220)와 심볼 타이밍 복구부(270)가 포함된다.
상기 심볼 타이밍 복구부(270)는 대략적(Coarse) 심볼 타이밍 복구부(271), 샘플링 주파수 복구부(272), 및 미세(Fine) 심볼 타이밍 복구부(273)로 구성된다.
즉, 상기 OFDM 변조 방식은 FFT/IFFT를 사용하여 정보를 병렬로 전송하므로 송신기의 IFFT 출력이 그대로 수신기의 FFT부(250)에 재 정렬되어 입력되어야 한다. 이때 송신기는 심볼간의 간섭을 방지하기 위해 심볼과 심볼 사이에 보호구간(Guard Interval)을 삽입하여 전송하므로, 수신기의 A/D 변환기(114)로부터 출력된 샘플열에서 심볼의 시작점을 검출한 후 보호구간을 제거한 실효 샘플열을 FFT부(250)에 입력해야 한다.
따라서 대략적인 심볼 타이밍 복구부(271)는 재샘플링부(230)의 출력으로부터 대략적인 FFT 윈도우의 시작 위치 즉, 유효 데이터 구간의 시작 위치를 검출하여 FFT 윈도우 제어부(240)로 출력한다. 상기 FFT 윈도우 제어부(240)는 상기 FFT 윈도우 시작 위치를 기준으로 FFT 윈도우를 발생하고, FFT 윈도우 범위 내의 I,Q 신호만 FFT부(250)로 출력한다. 상기 FFT부(250)는 FFT 윈도우 범위 내의 I,Q 신호에 대해서 FFT를 수행한다. 즉 수신된 샘플열에서 보호구간(Guard Interval)을 제외한 나머지 유효 데이터 샘플에 대해서만 FFT가 이루어진다.
한편 수신기는 연속적으로 입력되는 OFDM 심볼에 대해 샘플링 주파수로 정해지는 정격 주기 간격으로 샘플링을 수행한다. 이렇게 샘플링된 신호는 FFT 등의 복조 과정을 거치므로 최적의 샘플링 타이밍을 찾는 기능은 매우 중요하다. 이때 샘플링 주파수 오류는 샘플링 클럭 위상 오프셋과 샘플링 클럭 주파수 오프셋으로 구분한다. 상기 샘플링 클럭 위상 오프셋은 송/수신기 간의 샘플링 클럭 속도는 일치하나, 송/수신기간의 샘플링 타이밍이 일치하지 않은 경우에 발생하므로 매 샘플 구간마다 수신기의 샘플링 지점이 최적 샘플링 지점에서 일정시간만큼 벗어난 오류로 정의할 수 있다. 상기 샘플링 클럭 주파수 오프셋은 송/수신기간에 샘플링 클럭 속도가 일치하지 않는 경우에 발생하는 샘플링 주파수 차이로 정의한다.
그리고 재샘플링부(230)를 채용하는 경우, A/D 변환기(114)는 고정 주파수로 아날로그 신호를 샘플링한다.
이때 샘플링 주파수 복구부(272)는 FFT부(250)의 출력으로부터 샘플링 클럭 위상 오프셋과 샘플링 클럭 주파수 오프셋(Sampling clock Frequency Offset ; SFO)을 추정하여 샘플링 주파수를 복구한다. 상기 샘플링 주파수는 재샘플링부(230)로 출력되고, 모든 심볼 열의 클럭 복구가 재샘플링부(230)에서 이루어진다.
한편 채널이 열악한 경우 시간 영역에서의 대략적인 심볼 타이밍 복구는 매우 부정확하여 잔류 FFT 윈도우 오프셋을 발생시킨다. 이것은 FFT 이후단의 심볼 간의 간섭(Inter-symbol interference)을 발생시켜 일정 시간이 지난 후 한 심볼 내의 샘플을 잃어버리거나 추가적으로 더해지게 되는 문제가 발생한다.
이런 시간영역에서 샘플의 누수 및 첨가는 FFT 윈도우 슬립(window slip) 현상으로 나타나며, 주파수 영역의 응답인 CTF(Channel Transfer function)상에서의 위상 회전을 유발하게 된다. 상기 FFT window의 slip 현상은 지속적인 시간의 흐름이 발생하게 될 때, 추정 가능한 고스트(ghost) 범위에 대한 성능 저하를 가져오게 되므로 수신기에서는 미세 심볼 타이밍 복구부(273)를 통해 계속적인 추적(Tracking)이 필요하게 된다. 즉 상기 미세 심볼 타이밍 복구부(273)는 FFT부(250)의 출력으로부터 미세 심볼 타이밍을 복구하여 FFT 윈도우 제어부(240)로 출력한 다.
상기 채널 등화 및 복호화부(260)는 FFT된 신호에 포함된 채널 왜곡을 보상한 후 압축되기 전 원래의 신호로 복원한다.
상기 반송파 복구부(220)는 아날로그 수신부(110)의 튜너(111)에 의한 반송파의 주파수 오프셋(Frequency Offset) 및 위상 잡음(Phase Jitter)을 제거함과 동시에 통과대역 디지털 신호를 기저대역 디지털 신호로 변환하는 기능을 한다.
이를 위해 상기 반송파 복구부(220)는 복소 곱셈기(221), 정수 반송파 주파수 오프셋(Integral CFO) 검출부(222), 분수(Fractional) CFO 검출부(223), 잔류(Residual) CFO 검출부(224), 루프 필터(225), 가산기(226), 및 수치 제어 발진기(227)로 구성된다.
상기 복소 곱셈기(221)는 위상 분리부(210)에서 출력되는 통과대역의 실수 성분의 신호와 허수 성분의 신호에 NCO(227)에서 출력되는 복소 반송파를 곱하여 기저대역의 실수 성분과 허수 성분의 신호로 변환한다. 상기 복소 곱셈기(221)의 출력은 재샘플링부(230)로 출력된다.
상기 정수 CFO 검출부(222)는 상기 FFT부(250)의 출력으로부터 정수 CFO를 검출하여 가산기(226)로 출력한다. 상기 분수 CFO 검출부(223)는 상기 재샘플링부(230)의 출력으로부터 분수 CFO를 검출하여 가산기(226)로 출력한다.
상기 잔류 CFO 검출부(224)는 상기 FFT부(250)의 출력으로부터 잔류 CFO를 검출한 후 루프 필터(225)를 거쳐 가산기(226)로 출력한다.
상기 가산기(226)는 정수 CFO, 분수 CFO, 루프 필터링된 잔류 CFO를 모두 더 하여 NCO(227)로 출력한다. 상기 NCO(227)는 가산기(226)의 출력에 비례하는 복소 반송파를 발생하여 복소 곱셈기(221)로 출력한다.
이와 같이 수신기에서 동기부는 크게 심볼 타이밍 복구부(270)와 반송파 복구부(220)로 구분이 되고, 동작 절차는 도 3과 같다. 즉, 대략적인 심볼 타이밍 복구가 이루어지고 이어 정수, 분수 반송파 복구가 이루어진 후 샘플링 주파수 복구 및 잔류 반송파 복구가 이루어진다.
도 4는 본 발명에 따른 잔류 CFO 검출부(224)의 상세 블록도로서, 연속 파일롯(Continual Pilot ; CP) 추출부(410), 차등 상관부(420), 위상 검출부(430), 및 잔류 CFO 계산부(440)로 구성된다.
상기 연속 파일롯 추출부(410)는 FFT부(250)에서 주파수 영역으로 변환된 신호로부터 도 8과 같은 연속 파일롯 신호
Figure 112005032903208-pat00001
를 추출하여 차등 상관부(420)로 출력한다. 즉, 상기
Figure 112005032903208-pat00002
는 l번째 OFDM 심볼의 ki번째 연속 파일롯 신호이다.
이때, 상기 연속 파일롯 신호
Figure 112005032903208-pat00003
는 다음의 수학식 1과 같이 모델링할 수 있다.
Figure 112005032903208-pat00004
Figure 112005032903208-pat00005
여기서,
Figure 112005032903208-pat00006
은 잔류 반송파 오프셋(residual carrier frequency offset)이고,
Figure 112005032903208-pat00007
는 샘플링 주파수 오프셋이며, si는 동기 함수(sync function)이다.
상기 차등 상관부(420)의 복소 콘쥬게이트 곱셈기(421)와 지연기(422)는 하나의
Figure 112005032903208-pat00008
신호를 입력받는다. 상기
Figure 112005032903208-pat00009
신호는 l번째 OFDM 심볼에서 ki번째 연속 파일롯 신호를 의미하는 것으로, 2k 모드를 예로 들면, l번째 OFDM 심볼에서 0, 48, 53, … 중 하나의 연속 파일롯을 의미하는 것이다.
상기 지연기(422)는 입력 신호
Figure 112005032903208-pat00010
를 1 OFDM 심볼 지연시켜 콘쥬게이트 연산기(423)로 출력하여 그 켤레근인
Figure 112005032903208-pat00011
을 구한 후 곱셈기(421)로 출력한다.
상기 곱셈기(421)는 현재 입력된 신호
Figure 112005032903208-pat00012
와 콘쥬게이트 연산기(422)에서 입력된 신호
Figure 112005032903208-pat00013
를 곱하여 위상 정보
Figure 112005032903208-pat00014
를 얻고 이를 위상 검출부(430)로 출력한다.
이를 수식으로 표현하면 하기의 수학식 2와 같다.
Figure 112005032903208-pat00015
즉, 상기 상관부(420)는 연속된 두 개의 OFDM 심볼의 연속 파일롯을 temporal correlation하여 위상 정보
Figure 112005032903208-pat00016
를 출력한다.
상기 위상 검출부(430)는 상기 위상 정보
Figure 112005032903208-pat00017
를 하기의 수학식 3에 적용하 여 아크 탄젠트(arc tan) 값을 구함에 의해 2k 모드인 경우에는 총 45개의 위상 데이터를, 8k 모드인 경우에는 총 177개의 위상 데이터
Figure 112005032903208-pat00018
를 얻는다.
Figure 112005032903208-pat00019
상기 위상 검출기(430)에서 구한 위상 데이터
Figure 112005032903208-pat00020
는 잔류 CFO 계산부(440)로 출력된다.
도 5는 상기 잔류 CFO 계산부(440)의 상세 블록도로서, Least Square Fitting(LSF) 방식을 적용하여
Figure 112005032903208-pat00021
값이 잡음에 의해 왜곡되었을 때 오류를 최소화할 수 있다.
도 5를 보면 잔류 CFO 계산부(440)는 제1 누산기(510), 제1 곱셈기(520), 제2 누산기(530), 제2 곱셈기(540), 감산기(550), 제3 곱셈기(560), 및 지터링 감소부(570)를 포함하여 구성된다.
상기 제1 누산기(510)는 연속 파일롯 위치의 인덱스(ki)와 위상 데이터
Figure 112005032903208-pat00022
와의 곱을 한 OFDM 심볼 동안 더한다(
Figure 112005032903208-pat00023
). 여기서, ki는 i번째 연속 파일롯 위치 인덱스, P는 하나의 OFDM 심볼에 위치한 파일롯의 개수이다. 도 8은 2k, 8k 모드에서 파일롯 위치 인덱스 예를 보이고 있다.
상기 제1 누산기(510)의 출력은 제1 곱셈기(520)로 입력되어 상수 K1과 곱해진 후 감산기(550)로 출력된다.
여기서 상수 K1은 연속 파일롯 위치의 인덱스(ki)를 한 OFDM 심볼 동안 더한 값이며, 이를 수식으로 표현하면 하기의 수학식 4와 같다.
Figure 112005032903208-pat00024
상기 제2 누산기(530)는 연속 파일롯 위치의 위상 데이터
Figure 112005032903208-pat00025
를 한 OFDM 심볼 동안 더하고, 그 결과(
Figure 112005032903208-pat00026
)를 제2 곱셈기(540)로 출력한다.
상기 제2 곱셈기(540)는 제2 누산부(530)의 출력에 상수 K2를 곱하여 감산기(550)로 출력된다.
여기서 상수 K2는 연속 파일롯 위치의 인덱스(ki)의 제곱(k2 i)을 한 OFDM 심볼 동안 더한 값이며, 이를 수식으로 표현하면 하기의 수학식 5와 같다.
Figure 112005032903208-pat00027
상기 감산기(550)는 제2 곱셈기(540)의 출력에서 제1 곱셈기(520)의 출력을 빼고 그 결과를 제3 곱셈기(560)로 출력한다. 상기 제3 곱셈기(560)는 감산기(550)의 출력에 상수 K3를 곱하여 지터링 감소부(570)로 출력한다.
여기서 상수 K3는 상수 K2에 한 OFDM 심볼 내 파일롯의 개수(P)를 곱한 값으로부터 상수 K1의 제곱값을 빼고, 그 결과에 2π를 곱한 후 N으로 나눈 값이며, 이 를 수식으로 표현하면 하기의 수학식 6과 같다. 여기서 N은 한 OFDM 심볼 내 서브캐리어의 개수이다.
Figure 112005032903208-pat00028
상기 제3 곱셈기(560)의 출력이 잔류 CFO 값이 된다. 이때 상기 잔류 CFO 값은 지터 감소를 위해 지터링 감소부(570)를 거친다. 상기 지터링 감소부(570)는 시스템에 따라서 선택적으로 채용할 수 있다.
상기 지터링 감소부(570)는 움직임 평균부(571), 락 검출부(572), 및 먹스(573)로 구성된다.
상기 락 검출부(572)는 추정된 잔여 CFO값을 관찰한 뒤 획득모드와 추적모드를 구분하고 그에 따른 제어 신호(control signal)를 먹스(573)로 출력한다. 즉 추적 모드이면 1을, 획득 모드이면 0을 먹스(573)로 출력한다. 상기 먹스(573)는 추적 모드이면 즉, 제어 신호가 1이면 움직임 평균부(571)의 출력을 선택하여 최종 잔류 CFO 값으로 출력한다. 이로 인해 추적 모드에서 지터링을 감소시킬 수 있다. 한편 획득 모드이면 즉, 제어 신호가 0이면 제3 곱셈기(560)의 출력을 선택하여 최종 잔류 CFO 값으로 출력한다. 즉, 획득 모드시에는 빠른 잔여주파수 획득을 위해 움직임 평균(moving Average) 단계를 생략한다.
도 6은 움직임 평균부(571)의 일 실시예를 보인 상세 블록도로서, 가산기(610), 감산기(620), 제1,제2 지연기(630,640), 및 곱셈기(650)로 구성된다.
즉, 상기 제3 곱셈기(560)에서 출력되는 잔류 CFO 값은 가산기(610)와 제2 지연기(640)로 출력된다.
상기 가산기(610)는 입력되는 잔류 CFO 값과 제1 지연기(630)에서 출력되는 바로 이전 잔류 CFO 값을 더하여 감산기(620)로 출력한다.
상기 제2 지연기(640)는 입력되는 잔류 CFO 값을 윈도우 사이즈(
Figure 112005032903208-pat00029
)만큼 지연시켜 상기 감산기(620)로 출력한다.
상기 감산기(620)는 상기 가산기(610)에서 출력되는 누산값으로부터 상기 제2 지연기(640)에서 출력되는 윈도우 사이즈만큼 지연된 이전 잔류 CFO 값을 빼 상기 제1 지연기(630)와 곱셈기(650)로 출력한다.
상기 곱셈기(650)는 상기 감산기(620)의 출력을 윈도우 사이즈(window size)로 나누고 그 결과를 락 검출부(572)로 출력한다. 즉 상기 곱셈기(650)의 출력이 윈도우 사이즈 구간 동안의 평균 잔류 CFO 값
Figure 112005032903208-pat00030
이 된다.
이와 같이 상기 잔류 CFO 검출부(224)의 제3 곱셈기(560)에서 추정된 잔류 CFO 값은 움직임 평균부(571)에서 윈도우 사이즈 개수만큼 누적되어 평균화되는데, 이를 windowing이라고 한다.
상기 락 검출부(572)는 윈도우 사이즈 구간 동안의 평균 잔류 CFO 값
Figure 112005032903208-pat00031
을 기 설정된 임계값과 비교하여 동기 락 여부를 추정하고 그 결과에 따른 제어 신호(control signal)를 발생하여 먹스(573)로 출력한다.
도 7은 상기 락 검출부(572)의 일 실시예를 보인 상세 블록도로서, 기 설정된 윈도우 사이즈 동안의 평균 잔류 CFO 값
Figure 112005032903208-pat00032
이 기 설정된 잔류 CFO 임계값 σ보다 작은지를 판별한다(단계 710).
상기 단계 710에서 윈도우 사이즈 구간 동안의 평균 잔류 CFO 값
Figure 112005032903208-pat00033
이 기 설정된 잔류 CFO 임계값
Figure 112005032903208-pat00034
보다 작다고 판별되면 제어 신호를 1로 설정하고, 작지 않다면 0으로 설정한 후 먹스(573)로 출력한다(단계 720, 단계 730).
즉, 현재 주파수 추정 모드(PLL)가 획득 모드이면 상기 제어 신호는 0의 값을 갖고, 추적 모드이면 1의 값을 갖는다.
이와 같이 본 발명은 비균등하게 분포된 연속 파일롯을 이용함으로써, 편향되지 않은(unbiased) 잔류 CFO를 추정할 수 있다. 그리고 획득 모드 후 추적 모드(tracking mode)로 전환시 잔류 CFO의 지터링(jittering)을 최소화할 수 있다.
본 발명은 상기된 DVB-H 수신기뿐만 아니라 DVB-T 수신기에도 적용 가능하다.
한편, 본 발명에서 사용되는 용어(terminology)들은 본 발명에서의 기능을 고려하여 정의 내려진 용어들로써 이는 당분야에 종사하는 기술자의 의도 또는 관례 등에 따라 달라질 수 있으므로 그 정의는 본 발명의 전반에 걸친 내용을 토대로 내려져야 할 것이다.
본 발명은 상술한 실시예에 한정되지 않으며, 첨부된 청구범위에서 알 수 있는 바와 같이 본 발명이 속한 분야의 통상의 지식을 가진 자에 의해 변형이 가능하고 이러한 변형은 본 발명의 범위에 속한다.
상기에서 설명한 본 발명에 따른 디지털 방송 수신기에서의 반송파 복구 장 치 및 그 방법의 효과를 설명하면 다음과 같다.
첫째, LSF(Least Square Fitting) 방식을 이용하여 잔류 CFO를 검출함으로써, 보다 정확하게 잔류 CFO를 추정하는 효과가 있다. 이로 인해 ICI를 최소화하여 이동 환경에서도 안정된 수신 품질을 보장받을 수 있다.
둘째, 비균등하게 분포된 연속 파일롯을 이용하여 잔류 CFO를 검출함으로써, 편향되지 않은(unbiased) 잔류 CFO를 추정하는 효과가 있다.
셋째, 추적 모드에서는 윈도우 사이즈 구간 동안의 평균 잔류 CFO 값을 출력하도록 함으로써, 획득 모드 후 추적 모드로 전환시 잔류 CFO의 지터링을 최소화하는 효과가 있다.
이상 설명한 내용을 통해 당업자라면 본 발명의 기술 사상을 일탈하지 아니하는 범위에서 다양한 변경 및 수정이 가능함을 알 수 있을 것이다.
따라서, 본 발명의 기술적 범위는 실시예에 기재된 내용으로 한정되는 것이 아니라 특허 청구의 범위에 의하여 정해져야 한다.

Claims (11)

  1. 수신된 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 신호에 대해 디지털화 및 기저대역으로 변환한 후 고속 푸리에 변환(FFT)하는 디지털 방송 수신기에서의 반송파 복구 장치에 있어서,
    디지털 통과대역 신호에 복소 반송파를 곱하여 디지털 기저대역 신호로 변환하는 주파수 천이부;
    상기 FFT 전, 후 신호로부터 각각 분수(fractional) 및 정수(integral) 반송파 주파수 오프셋(CFO)를 검출하는 분수/정수 CFO 검출부;
    상기 FFT된 OFDM 심볼 내 연속 파일롯 정보로부터 잔류 CFO를 검출하는 잔류 CFO 검출부; 및
    상기 각 검출부에서 검출된 분수, 정수, 잔류 CFO를 모두 더하고, 그 결과에 상응하는 복소 반송파를 생성하여 상기 주파수 천이부로 출력하는 주파수 발생부를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 디지털 방송 수신기에서의 반송파 복구 장치.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 잔류 CFO 검출부는
    상기 FFT된 OFDM 심볼에서 연속 파일롯 정보를 추출하는 파일롯 추출부와,
    상기 파일롯 추출부에서 추출된 연속 파일롯과 한 OFDM 심볼 지연된 이전 연속 파일롯과의 상관값을 구하여 출력하는 차등 상관부와,
    상기 차등 상관부의 상관값의 아크 탄젠트를 연산하여 위상 데이터를 추정하는 위상 검출부와,
    상기 위상 검출부의 위상 데이터에 Least Square Fitting(LSF) 방식을 적용하여 잔류 CFO 값을 추정하는 잔류 CFO 계산부를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 디지털 방송 수신기에서의 반송파 복구 장치.
  3. 제 2 항에 있어서, 상기 잔류 CFO 계산부는
    연속 파일롯 위치의 인덱스(ki)와 위상 데이터
    Figure 112005032903208-pat00035
    와의 곱을 한 OFDM 심볼 동안 누산한 후(
    Figure 112005032903208-pat00036
    )(ki는 i번째 연속 파일롯 위치 인덱스, P는 하나의 OFDM 심볼에 위치한 연속 파일롯의 개수), 그 결과에 상수 K1을 곱하는 제1 연산부와,
    연속 파일롯 위치의 위상 데이터
    Figure 112005032903208-pat00037
    를 한 OFDM 심볼 동안 누산한 후(
    Figure 112005032903208-pat00038
    ), 그 결과에 상수 K2를 곱하는 제2 연산부와,
    상기 제2 연산부의 출력에서 제1 연산부의 출력을 뺀 결과에 상수 K3를 곱하여 잔류 CFO 값을 출력하는 제3 연산부를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 디지털 방송 수신기에서의 반송파 복구 장치.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 상수 K1은 연속 파일롯 위치의 인덱스(ki)를 한 OFDM 심볼 동안 누산한 값(
    Figure 112005032903208-pat00039
    )이고,
    상기 상수 K2는 연속 파일롯 위치의 인덱스(ki)의 곱을 한 OFDM 심볼 동안 누산한 값(
    Figure 112005032903208-pat00040
    )이며,
    상기 상수 K3은 상수 K2에 한 OFDM 심볼 내 파일롯의 개수(P)를 곱한 값으로부터 상수 K1의 제곱값을 빼고, 그 결과에 2π를 곱한 후 N(N은 한 OFDM 심볼 내 서브캐리어의 개수)으로 나눈 값(
    Figure 112005032903208-pat00041
    )인 것을 특징으로 하는 디지털 방송 수신기에서의 반송파 복구 장치.
  5. 제 2 항에 있어서,
    획득 모드에서는 상기 잔류 CFO 값을 그대로 출력하고, 추적 모드에서는 상기 잔류 CFO 값을 기 설정된 윈도우 사이즈 동안 누적하여 평균을 취한 후 그 결과를 출력하는 지터링 감소부를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 디지털 방송 수신기에서의 반송파 복구 장치.
  6. 제 5 항에 있어서, 상기 지터링 감소부는
    상기 잔류 CFO 값을 기 설정된 윈도우 사이즈 구간 동안 누산하고 그 평균값 을 산출하여 출력하는 움직임 평균부와,
    상기 평균 잔류 CFO 값이 기 설정된 잔류 CFO 임계값보다 작으면 추적 모드에 해당하는 제어 신호를, 작지 않으면 획득 모드에 해당하는 제어 신호를 출력하는 락 검출부와,
    상기 락 검출부에서 획득 모드에 해당하는 제어 신호가 출력되면 평균되지 않은 잔류 CFO 값을 선택 출력하고, 추적 모드에 해당하는 제어 신호가 출력되면 움직임 평균부의 평균 잔류 CFO 값을 선택 출력하는 선택부를 포함하여 구성되는 것을 특징으로 하는 디지털 방송 수신기에서의 반송파 복구 장치.
  7. 제 6 항에 있어서, 상기 움직임 평균부는
    입력되는 잔류 CFO 값과 바로 이전 잔류 CFO 값을 누산하여 출력하는 가산기와,
    입력되는 잔류 CFO 값을 기 설정된 윈도우 사이즈만큼 지연시켜 출력하는 지연기와,
    상기 가산기에서 출력되는 누산값으로부터 상기 지연기에서 출력되는 잔류 CFO 값을 빼는 감산기와,
    상기 감산기의 출력을 1 클럭 지연시켜 상기 가산기에 바로 이전 잔류 CFO 값으로 출력하는 지연기와,
    상기 감산기의 출력을 기 설정된 윈도우 사이즈로 나누어 윈도우 사이즈 구간 동안의 평균 잔류 CFO 값을 출력하는 평균부로 구성되는 것을 특징으로 하는 디 지털 방송 수신기에서의 반송파 복구 장치.
  8. 수신된 직교 주파수 분할 다중(OFDM) 신호에 대해 디지털화 및 기저대역으로 변환한 후 고속 푸리에 변환(FFT)하는 디지털 방송 수신기에서 잔류 반송파 주파수 오프셋(CFO)을 검출하여 보상하는 방법에 있어서,
    (a) 상기 FFT된 OFDM 심볼에서 연속 파일롯 정보를 추출하는 단계;
    (b) 상기 (a) 단계에서 추출된 연속 파일롯과 한 OFDM 심볼 지연된 이전 연속 파일롯과의 상관값을 구하여 출력하는 단계;
    (c) 상기 (b) 단계의 상관값의 아크 탄젠트를 연산하여 위상 데이터를 추정하는 단계; 및
    (d) 상기 (c) 단계의 위상 데이터에 Least Square Fitting(LSF) 방식을 적용하여 잔류 CFO 값을 추정하는 단계를 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 디지털 방송 수신기에서의 반송파 복구 방법.
  9. 제 8 항에 있어서, 상기 (d) 단계는
    연속 파일롯 위치의 인덱스(ki)와 위상 데이터
    Figure 112005032903208-pat00042
    와의 곱을 한 OFDM 심볼 동안 누산한 후(
    Figure 112005032903208-pat00043
    )(ki는 i번째 연속 파일롯 위치 인덱스, P는 하나의 OFDM 심볼에 위치한 연속 파일롯의 개수), 그 결과에 상수 K1을 곱하는 제1 단계와,
    연속 파일롯 위치의 위상 데이터
    Figure 112005032903208-pat00044
    를 한 OFDM 심볼 동안 누산한 후(
    Figure 112005032903208-pat00045
    ), 그 결과에 상수 K2를 곱하는 제2 단계와,
    상기 제2 단계의 출력에서 제1 단계의 출력을 뺀 결과에 상수 K3를 곱하여 잔류 CFO 값을 출력하는 제3 단계를 포함하여 이루어지는 것을 특징으로 하는 디지털 방송 수신기에서의 반송파 복구 방법.
  10. 제 9 항에 있어서,
    상기 상수 K1은 연속 파일롯 위치의 인덱스(ki)를 한 OFDM 심볼 동안 누산한 값(
    Figure 112005032903208-pat00046
    )이고,
    상기 상수 K2는 연속 파일롯 위치의 인덱스(ki)의 곱을 한 OFDM 심볼 동안 누산한 값(
    Figure 112005032903208-pat00047
    )이며,
    상기 상수 K3은 상수 K2에 한 OFDM 심볼 내 파일롯의 개수(P)를 곱한 값으로부터 상수 K1의 제곱값을 빼고, 그 결과에 2π를 곱한 후 N(N은 한 OFDM 심볼 내 서브캐리어의 개수)으로 나눈 값(
    Figure 112005032903208-pat00048
    )인 것을 특징으로 하는 디지털 방송 수신기에서의 반송파 복구 방법.
  11. 제 8 항에 있어서,
    획득 모드에서는 상기 잔류 CFO 값을 그대로 출력하고, 추적 모드에서는 상기 잔류 CFO 값을 기 설정된 윈도우 사이즈 동안 누적하여 평균을 취한 후 출력하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 디지털 방송 수신기에서의 반송파 복구 방법.
KR1020050053521A 2005-06-21 2005-06-21 디지털 방송 수신기에서의 반송파 복구 장치 및 그 방법 KR100710359B1 (ko)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020050053521A KR100710359B1 (ko) 2005-06-21 2005-06-21 디지털 방송 수신기에서의 반송파 복구 장치 및 그 방법

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
KR1020050053521A KR100710359B1 (ko) 2005-06-21 2005-06-21 디지털 방송 수신기에서의 반송파 복구 장치 및 그 방법

Publications (2)

Publication Number Publication Date
KR20060133724A KR20060133724A (ko) 2006-12-27
KR100710359B1 true KR100710359B1 (ko) 2007-04-23

Family

ID=37812469

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020050053521A KR100710359B1 (ko) 2005-06-21 2005-06-21 디지털 방송 수신기에서의 반송파 복구 장치 및 그 방법

Country Status (1)

Country Link
KR (1) KR100710359B1 (ko)

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20090050994A (ko) 2007-11-16 2009-05-20 엘지전자 주식회사 디지털 방송 시스템 및 데이터 처리 방법

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
1020037005079

Also Published As

Publication number Publication date
KR20060133724A (ko) 2006-12-27

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR100587310B1 (ko) 주파수 동기 장치 및 이를 적용한 ｄｖｂ-ｈ 수신 시스템
KR100758962B1 (ko) 직교 주파수 분할 다중화 시스템에서의 국부 발진기주파수 정정 방법 및 장치
EP0683576B1 (en) An OFDM digital broadcasting system, and a transmission system and a receiving system used for digital broadcasting
US7133479B2 (en) Frequency synchronization apparatus and method for OFDM systems
US6839388B2 (en) System and method for providing frequency domain synchronization for single carrier signals
EP2008417A1 (en) Apparatus for estimating and compensating carrier frequency offset and data receiving method in receiver of wireless communication system
AU2005244581B2 (en) Apparatus for synchronization acquisition in digital receiver and method thereof
US20080267273A1 (en) Method and a System for Estimating a Symbol Time Error in a Broadband Transmission System
EP2566123B1 (en) Compensating devices and methods for detecting and compensating for sampling clock offset
KR101406160B1 (ko) Ｄｖｂ－ｔ／ｈ 수신기에서의 공통 위상 오차를 제거하기 위한 장치 및 방법
KR20060003670A (ko) 프레임 및 심볼 시간동기 검출장치 및 검출방법
KR100406975B1 (ko) 오에프디엠수신기의 심볼 타이밍 복원장치 및 방법
CN100550998C (zh) 多阶结构的载波恢复装置
KR20110108364A (ko) Ｏｆｄｍ 송신 시스템에서 위상 잡음을 추정하기 위한 방법 및 장치
KR100710359B1 (ko) 디지털 방송 수신기에서의 반송파 복구 장치 및 그 방법
KR100720582B1 (ko) 디지털 방송 수신기의 동기 장치 및 그 방법
US20070177493A1 (en) Carrier recovery circuit and method
KR20050003663A (ko) Ｏｆｄｍ 수신기의 심벌 타이밍 복원장치 및 방법
KR100698208B1 (ko) 이동형 방송 수신기의 반송파 복구 장치 및 그 방법
KR100697526B1 (ko) 디지털 방송 수신기의 트래킹 장치
KR100968207B1 (ko) Ｆｆｔ 윈도우 위치 복원 장치, 이를 갖는 디지털 라디오 방송용 수신 장치 및 ｆｆｔ 윈도우 위치 복원 방법
KR100595235B1 (ko) 이동형 방송 수신기의 주파수 동기 장치 및 그 방법
KR20070117810A (ko) 등화기 및 등화방법
KR20110021121A (ko) Ｏｆｄｍ 신호 동기화 장치 및 방법
KR20070094313A (ko) 방송 신호 복조 장치

Legal Events

Date Code Title Description
A201 Request for examination
E902 Notification of reason for refusal
E701 Decision to grant or registration of patent right
GRNT Written decision to grant
LAPS Lapse due to unpaid annual fee