CN101110901A - 一种地面数字电视系统中的载波同步产生方法及其装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种数字电视地面广播传输系统接收机的载波同步方法及其装置，属于数字信息处理领域，其特征在于：首先在帧同步之后，接收端本地产生和接收帧头相一致的PN序列，根据帧头中的前后两个子序列的相关结果进行频率估计，所得的频偏信号经过环路滤波之后进行频率校正。本发明载波同步方案适合单载波和多载波两种模式的帧结构，并具备同步速度快、抗噪声性能好、适合硬件实现等特点。

Description

一种地面数字电视系统中的载波同步产生方法及其装置

技术领域

本发明属于数字信息传输领域，具体涉及一种地面数字电视系统中的载波同步方法。

背景技术

电视产业和事业的发展一直围绕着收视质量与服务能力的提高为中心进行，数字电视作为新的一代电视技术，其收视质量大幅度提高；同时，数字化技术的采用为更多的其它服务创造了发展空间。数字电视的发展将对整个电子信息行业的发展有重大意义。

地面数字电视广播系统是广播电视体系中的重要组成部分。它与卫星数字电视广播系统和有线数字电视广播系统以及其它辅助系统一起相互协同提供全面的受众覆盖，是我国广播电视综合覆盖网中重要的部分。我国有三分之二的电视用户要靠无线覆盖；另外，在自然灾害、战争等情况下，较之有线电视和卫星电视而言，地面电视是具有快速恢复广播电视覆盖能力的传输系统。

目前，地面数字电视的国际标准主要有三个：欧洲DVB组织提出的以COFDM为核心技术的DVB-T(Digital Video Broadcasting-Terrestrial，数字视频地面广播)标准；美国大联盟组织提出的以8VSB为核心技术的ATSC(AdvancedTelevision System Committee，高级电视系统委员会)标准；日本提出的以BST-OFDM为核心技术的ISDB-T(Integrated Services Digital Broadcasting，综合业务数字广播)标准。ATSC是一种单载波系统，而DVB-T和ISDB-T属于多载波系统。

同步技术是任何一个通信系统都需要解决的实际问题，其性能直接关系到整个通信系统的性能。可以说，没有准确的同步算法，就不可能进行可靠的数据传输，它是信息可靠传输的前提。为了进行可靠的载波恢复，美国ATSC系统在距下边带边界处加入了一个小的导频信号。载波恢复方法目前多采用对该导频信号先自动频率跟踪，再窄带锁相进行相位跟踪，与传统的模拟锁相环方法类似。要使得频率恢复接近于理想，付出的代价是增加0.3dB的信号功率，如图1所示。而欧洲DVB-T传输系统在时域加入特殊的结构，即循环前缀，并在频域插入连续导频和分散导频信号，连续导频在每个COFDM符号中的位置都是固定的，在8k模式中插入了177个连续导频，在2k模式中插入了45个连续导频。分散导频的位置在不同的COFDM符号中有所不同，但以四个COFDM符号为周期循环，如图2所示。欧洲COFDM采用典型OFDM频率估计方法，为了保证较大的捕获范围和优化跟踪性能，分为粗同步和细同步估计。一般以子载波间隔为单位，将载波频偏分成整数部分和小数部分。先进行粗同步，即整数倍频率同步，将最初的几倍的子载波间隔频偏降低至不到子载波间隔的一半，然后进行细同步估计，即小数倍细频率同步，来校正剩余的小数倍频偏。频偏校正通常采用一个带有频率检测器的跟踪环来实现。

但采用循环前缀进行频率估计时容易受信道多径的影响，同时也与定时相关，频率纠正时间较长，接收可靠性较差。

发明内容

本发明的目的是提出一种以PN序列为帧同步头，同时作为信号帧的符号保护间隔填充的方法和应用该方法的装置，在接收端采用扩展频谱相关接收的方式来进行载波同步，从而有效地提高了地面数字电视系统的性能和接收可靠性，在复杂的通信环境中获得更好的同步性能。

本发明提供的载波同步方法包括以下步骤：

1、将接收到的数字电视信号分成帧头和帧体两部分，其中帧头长度为P个符号；将帧头再任意分为前M个符号、中间L个符号和后M个符号三个部分；

2、分别计算本地PN序列和接收帧头PN序列在前M个符号和后M个符号的相关结果，分别得到相关结果R₁和R₂；

3、对本地PN序列和接收帧头PN序列在后M个符号的相关结果R₂取共轭，得到R₂ ^*；

4、将步骤3的结果R₂ ^*与步骤2中结果R₁进行相乘，得到相乘的结果γ；

5、取γ的辐角得到arg[γ]，并乘以(2M+L)/(2π(M+L))，得到频偏的估计值；

6、将步骤5中所得的频偏估计值经环路滤波之后对接收信号进行频率校正。

上述的信号帧由帧头和帧体两部分组成，帧头为PN序列，帧体为单载波调制数据符号或多载波OFDM调制数据符号。

信号帧PN帧头所划分的三个部分有如下关系：2M+L＝P。

一种地面数字电视系统中的载波同步装置由如下部分组成：相关器A、相关器B、控制器、取共轭装置、乘法器A、取辐角装置、环路滤波器、数控振荡器和乘法器B。所述相关器A和相关器B相同，所述乘法器A和乘法器B相同；相关器A和相关器B均有两个输入信号，分别为接收PN序列和本地PN序列；控制器有两个输出信号，分别控制相关器A和相关器B；乘法器A的输入信号为相关器A的结果和相关器B输出并取共轭的结果；取辐角装置的输入为乘法器A的输出信号，输出信号为频偏的估计值；环路滤波器为一低通滤波器，其输入信号为取辐角的输出，环路滤波器输出控制数控振荡器；数控振荡器的输入信号为环路滤波器的输出信号，输出为频率校正信号；乘法器B有两个输入信号，分别为接收到的帧体数据符号和数控振荡器的输出，输出信号为经过频率校正之后的帧体数据符号。

接收到的信号帧帧头PN序列在前M个符号和后M个符号与本地PN序列分别在相关器A和相关器B内进行相关运算，分别得到相关结果R₁和R₂，相关器A和相关器B的相关起始时刻和结束时刻由控制器进行控制；相关器B的输出R₂在经过取共轭装置进行共轭运算后得到R₂ ^*；之后R₁和R₂ ^*在乘法器A内进行相乘，得到相乘结果信号γ；信号γ在经过取辐角装置求得信号γ的辐角arg[γ]，并且辐角乘以(2M+L)/(2π(M+L))后得到频偏的估计值；该频偏的估计值经过环路滤波器进行低通滤波后对数控振荡器进行控制，数控振荡器的输出即为频偏校正信号，最后将接收到的信号帧帧体数据符号和频偏校正信号在乘法器B内进行相乘，即得到经过频率校正之后的帧体数据符号。

所述控制器由计数器、比较器A和比较器B组成；计数器在每个信号帧的帧头的起始时刻由0开始计数，当计数器的计数结果在0至M的范围内时，比较器A输出高电平信号给相关器A作为相关器A的使能信号，反之比较器A输出低电平信号；当计数器的计数结果在(M+L)至(2M+L)的范围内时，比较器B输出高电平信号给相关器B作为相关器B的使能信号，反之比较器B输出低电平信号。

本发明的优点在于：

(1)采用PN序列进行载波频率估计，由于在接收端采用了相关接收的方式，从而相关之后能够得到更高的信噪比，从而提高了载波同步的精度；

(2)采用PN序列进行载波频率估计，由于PN相关峰的特点，在多径信道下相对于循环前缀的结构能够获得更好的接收性能；

(3)本发明的载波同步方法适应单载波和多载波两种调制方式和不同的帧结构，并具备实现简单，同步性能稳定的特点。

附图说明

图1为ATSC系统导频在频谱中的位置；

图2为DVB-T系统频域导频示意图；

图3为地面数字电视标准的复帧结构图；

图4为地面数字电视标准的帧结构图；

图5为PN帧头结构图；

图6为本发明载波同步的信号处理流程图；

图7为本发明载波同步装置结构图；

图8为本发明载波同步装置中控制器的结构图；

图9为本发明频偏估计的均值；

图10为本发明频偏估计的方差。

图中：    1.相关器A    2.相关器B  3.控制器    301.计数器302.比较器A 303.比较器B 4.取共轭装置5.乘法器B    6.取辐角装置7.环路滤波器  8.数控振荡器  9.乘法器B

具体实施方式

下面将结合附图和实施例对本发明作进一步的详细说明。

图3所示为地面数字电视标准中的多级分层的复帧结构图。其中信号帧是最基本的结构单元，信号帧由帧头和帧体两部分组成，其中帧头有三种模式，即PN420、PN595和PN945，分别对应信号帧长度555.56μs、578.7μs和625μs。

超帧为一组信号帧的集合，且不同帧头模式下超帧的时间长度均为125ms，故PN420、PN595和PN945三种模式下，一个超帧分别含有225、216和200个信号帧。

分帧定义为一组超帧的集合，时间长度为1分钟，故一个分帧含有480个超帧。

日帧定义为一组分帧的集合，时间长度为24个小时，含有1440个分帧。

图4更具体的表明了地面数字电视系统三种信号帧结构的组成图。

地面数字电视系统提供了三种不同的帧头模式的目的是为了适应不同的应用环境和覆盖范围。PN420能提供55.6μs的保护间隔，适合在城市范围内组建区域性单频网，PN945能提供125μs的保护间隔，适合组建全国性大范围单频网，而PN595可以提供78.7μs的保护间隔，同时由于PN595的结构简单，且没有循环保护特性，在接收端可以利用时域均衡器来对抗信道特性。

图5所示为本系统中的一种循环扩展的PN帧头的形成方式。而在国标系统中PN420和PN945采用了循环扩展的PN帧头。循环扩展的PN帧头的基本单元是完整的m序列，将m序列的后C个比特放到m序列的前面，将m序列的前D个比特放到m序列的后面，从而形成了循环扩展的形式。PN595则采用了长为1023的m序列的截短序列的形式。

图6所示为本发明提供的载波同步方法的具体步骤和流程。

假设接收机输入端接收到的信号为：

$r_0\left(t\right)=s_0\left(t\right)e^{j(2\mathrm{\π\Δ}{f}_{c}t+\mathrm{\θ})}+n_0\left(t\right)=s_0\left(t\right)e^{j(2\mathrm{\π\Δ}{f}_c\·T_{\mathrm{PN}}t/T_{\mathrm{PN}}+\mathrm{\θ})}+n_0\left(t\right)=s_0\left(t\right)e^{j(2\mathrm{\π}{\mathrm{\ϵ}}_{c}t/T_{\mathrm{PN}}+\mathrm{\θ})}+n_0\left(t\right),$

其中n₀(t)是双边功率谱密度为N₀/2的加性高斯自噪声(AWGN)，s₀(t)是传输的前导信号(即PN序列长度)。θ是载波相位，Δf_c是待估计的载波频率偏差，ε_c＝Δf_cT_PN为归一化的载波频偏，T_PN为帧头PN所占的时间宽度。

在接收端对r₀(t)以f_s进行采样得到接收信号采样序列r[k]，有：

$r\left[k\right]={\mathrm{\σ}}_{s}c\left[k\right]e^{j(2\mathrm{\π}{\mathrm{\ϵ}}_{c}k/P+\mathrm{\θ})}+n\left[k\right],$

其中：σ_s表示发射信号功率；P表示PN帧头所包含符号数；c[k]表示PN序列映射之后的符号，c[k]＝δ(1+j)，δ＝±1，由PN帧头的每个比特决定，如果该比特值为0，则δ＝+1，如果比特值为1，则δ＝-1。

载波同步之前，接收端首先对接收到的PN帧同步信号部分进行相关运算，相关长度为一个PN序列长度。通过调整本地PN序列和接收PN序列的相位，使本地序列和接收序列相位对齐。

将接收到的数字电视信号分成帧头和帧体两部分，其中帧头长度为P个符号；将帧头再任意分为前M个符号、中间L个符号和后M个符号三个部分，其中有如下关系式：2M+L＝P。

分别计算本地PN序列和接收帧头PN序列在前M个符号和后M个符号的相关结果，得到R₁和R₂：

$R_1=\left(\underset{k=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{c}^{*}\right[k\left]r\right[k\left]\right),$ $R_2=\left(\underset{k=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{c}^{*}\right[k+(L+M)]\·r[k+(L+M)]),$

再对本地PN序列和接收帧头PN序列在后M个符号的相关结果R₂取共轭，得到R₂ ^*。之后将R₂ ^*与R₁进行相乘，得到γ：

$\mathrm{\γ}=\left(\underset{k=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{c}^{*}\right[k\left]r\right[k\left]\right)\·{\left(\underset{k=0}{\overset{M-1}{\mathrm{\Σ}}}{c}^{*}\right[k+(L+M)]\·r[k+(L+M)\left]\right)}^{*}={{\mathrm{\σ}}_s}^2\frac{\sin (\mathrm{\π}{\mathrm{\ϵ}}_{c}M/P)}{\sin (\mathrm{\π}{\mathrm{\ϵ}}_c/P)}{e}^{j2\mathrm{\π}{\mathrm{\ϵ}}_c(M+L)/P},$

其中，L为两个子序列之间的符号间隔，有关系式P＝2M+L。

取γ的辐角得到arg[γ]，并乘以(2M+L)/(2π(M+L))，得到频偏的估计值：

ε_c＝arg[γ]P/(2π(M+L))＝arg[γ](2M+L)/(2π(M+L))

接收到的采样信号首先和数控振荡器输出复正弦信号相乘，即对输入信号进行相位旋转，所得信号经频偏估计后得到载波频偏的估计估计值ε_c，ε_c经过环路滤波器进行低通滤波得到数控振荡器的控制量，此控制量再控制数控振荡器输出复正弦信号的频率，从而完成载波频率偏差的闭环调整过程。在本系统中环路滤波器采用模拟PLL环路滤波器中的理想二阶环来实现。

频偏估计方差为：

$\mathrm{var}\left({\widehat{\mathrm{\ϵ}}}_c\right)=\frac{P^2}{4{\mathrm{\π}}^2{M}^3}\{\frac{{\mathrm{\σ}}_n^2}{{\mathrm{\σ}}_s^2{\sin c}^2({\mathrm{\ϵ}}_{c}M/P)}+\frac{1}{2M}\·{\left[\frac{{\mathrm{\σ}}_n^2}{{\mathrm{\σ}}_s^2\sin c^2({\mathrm{\ϵ}}_{c}M/P)}\right]}^2\}.$

由频偏估计的方差可以看出，估计的方差将随信噪比的提高而降低，并且方差与M的长度成反比，M越大估计的方差越小。这一点可以从扩频增益很方便的得到解释。由于PN序列优秀的自相关特性，当M越大时，相关之后峰值的信噪比相对于输入信噪比的改善最大，因此M越长，相关之后的信噪比越高，估计结果也越稳定。

由于，因此频偏估计的范围为：

$\left|\mathrm{\&Delta;}{f}_c\right|<\frac{2M+L}{2(M+L)T_{\mathrm{PN}420}}=(1-\frac{L}{2(M+L)})\&CenterDot;\frac{1}{T_{\mathrm{PN}420}},$

可证明上述载波频偏估计为无偏估计。

上述的信号帧由帧头和帧体两部分组成，帧头为PN序列，帧体为单载波调制数据符号或多载波OFDM调制数据符号。

图7所示为本发明载波同步装置的结构图，由相关器A 1、相关器B 2、控制器3、取共轭装置4、乘法器A 5、取辐角装置6、环路滤波器7、数控振荡器8和乘法器B 9组成。

接收到的PN序列和本地PN序列分别在相关器A 1和相关器B 2内进行相关运算，分别得到R₁和R₂，相关器A1和相关器B2的相关的起始时刻和结束时刻由控制器3进行控制；相关器B 2的输出R₂在经过取共轭装置4进行共轭运算后的到R₂ ^*；之后R₁和R₂ ^*在乘法器A 5内进行相乘，从而得到γ；信号γ在经过取辐角装置6求得γ的辐角arg[γ]，并乘以(2M+L)/(2π(M+L))后得到频偏的估计值；该频偏估计值经过环路滤波器7进行低通滤波后控制数控振荡器8，数控振荡器8的输出即为频偏校正信号，最后将接收到的信号帧的帧体数据符号和频偏校正信号在乘法器B 9内进行相乘，即得到经过频率校正之后的帧体数据符号。

图8所示为本发明载波同步装置中控制器3的结构图。控制器3由计数器301、比较器A 302和比较器B 303组成。计数器301在每个信号帧的帧头的起始时刻由0开始计数，计数到该信号帧的结束。比较器A 302对计数器301的计数结果进行判断，当计数器301的计数结果在0至M的范围内时，比较器A 302输出高电平信号给相关器A 1作为相关器A 1的使能信号，不在0～M范围内时比较器A 302输出低电平信号。相关器A 1只在使能信号为高电平时进行相关计算。比较器B 303同样对计数器301的计数结果进行判断，当计数器301的计数结果在(M+L)至(2M+L)的范围内时，比较器B 303输出高电平信号给相关器B 2作为相关器B 2的使能信号，不在此范围之内时比较器B 303输出低电平信号。同样相关器B 2只在使能信号为高电平时进行相关计算。

图9所示为本发明的方法在帧头PN420模式，信噪比在15dB、20dB和25dB，64QAM星座映射模式下，参数M＝210时的载波频偏估计的均值。在此参数下，频偏估计范围理论计算的结果为±18kHz。图8中横轴为接收信号的频偏的实际大小，纵轴为采用本发明提供的载波频偏估计方法所得到的载波频偏估计值。由图9可以看出频偏估计的范围和理论计算的结果相符合。并且频偏估计值和实际值之间具有很好的线性关系。由于M＝210时，相关之后峰值的信噪比相对于输入信噪比有23dB的扩频增益，因此噪声对频偏估计的结果影响很小，不同噪声下的估计均值都在一条直线上。

图10所示为本发明的方法在与图9相同的参数下的频率估计的归一化方差，其中横轴为频偏的实际值，纵轴为频偏估计的归一化方差。从图10可以看出，频偏估计的方差在所给定的信噪比条件下均在10^-5量级以下，满足实际系统的需要，并且随着信噪比的提高，频偏估计的方差也随之减小，与理论计算的趋势相符合。

Claims (6)

1.一种地面数字电视系统中的载波同步方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤一：将接收到的数字电视信号分成帧头和帧体两部分，其中帧头长度为P个符号；将帧头再任意分为前M个符号、中间L个符号和后M个符号三个部分；

步骤二：分别计算本地PN序列和接收帧头PN序列在前M个符号和后M个符号的相关结果，分别得到R₁和R₂；

步骤三：对本地PN序列和接收帧头PN序列在后M个符号的相关结果R₂取共轭，得到R₂ ^*；

步骤四：将步骤三的结果R₂ ^*与步骤二中结果R₁进行相乘，得到γ；

步骤五：取γ的辐角得到arg[γ]，并乘以(2M+L)/(2π(M+L))，得到频偏的估计值；

步骤六：将步骤五所得的频偏估计值经环路滤波之后对接收信号进行频率校正。

2.根据权利要求1所述的一种地面数字电视系统中的载波同步方法，其特征在于：所述的信号帧由帧头和帧体两部分组成，帧头为PN序列，帧体为单载波调制数据符号或多载波OFDM调制数据符号。

3.根据权利要求1所述的一种地面数字电视系统中的载波同步方法，其特征在于，信号帧PN帧头所划分的三个部分有如下关系：2M+L＝P。

4.一种应用于权利要求1所述的一种地面数字电视系统中的载波同步装置，其特征在于，由相关器A、相关器B、控制器、取共轭装置、乘法器A、取辐角装置、环路滤波器、数控振荡器和乘法器B组成；

所述相关器A和相关器B相同，所述乘法器A和乘法器B相同；相关器A和相关器B均有两个输入信号，分别为接收PN序列和本地PN序列；控制器有两个输出信号，分别控制相关器A和相关器B；乘法器A的输入信号为相关器A的结果和相关器B输出并取共轭的结果；取辐角装置的输入为乘法器A的输出信号，输出信号为频偏的估计值；环路滤波器为一低通滤波器，其输入信号为取辐角的输出，环路滤波器输出控制数控振荡器；数控振荡器的输入信号为环路滤波器的输出信号，输出为频率校正信号；乘法器B有两个输入信号，分别为接收到的帧体数据符号和数控振荡器的输出，输出信号为经过频率校正之后的帧体数据符号。

5.根据权利要求4所述的一种地面数字电视系统中的载波同步装置，其特征在于：接收到的信号帧帧头PN序列在前M个符号和后M个符号与本地PN序列分别在相关器A和相关器B内进行相关运算，分别得到相关结果R₁和R₂，相关器A和相关器B的相关起始时刻和结束时刻由控制器进行控制；相关器B的输出R₂在经过取共轭装置进行共轭运算后得到R₂ ^*；之后R₁和R₂ ^*在乘法器A内进行相乘，得到相乘结果信号γ；信号γ在经过取辐角装置求得信号γ的辐角arg[γ]，并且辐角乘以(2M+L)/(2π(M+L))后得到频偏的估计值；该频偏的估计值经过环路滤波器进行低通滤波后对数控振荡器进行控制，数控振荡器的输出即为频偏校正信号，最后将接收到的信号帧帧体数据符号和频偏校正信号在乘法器B内进行相乘，即得到经过频率校正之后的帧体数据符号。

6.根据权利要求4所述的一种地面数字电视系统中的载波同步装置，其特征在于：所述控制器由计数器、比较器A和比较器B组成；计数器在每个信号帧的帧头的起始时刻由O开始计数，当计数器的计数结果在O至M的范围内时，比较器A输出高电平信号给相关器A作为相关器A的使能信号，反之比较器A输出低电平信号；当计数器的计数结果在(M+L)至(2M+L)的范围内时，比较器B输出高电平信号给相关器B作为相关器B的使能信号，反之比较器B输出低电平信号。

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