CN102611665A - Cmmb系统中的整数频偏及细定时联合估计方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种CMMB系统中的整数频偏及细定时联合估计方法，求出CMMB系统整数频偏以后，然后用整数频偏控制本地同步信号的初始相位，使经过定时粗同步的信号和特定相位的本地同步信号相乘得到信号X[k]，将信号X[k]经过N点的IDFT变化为N点时域信号x[n]，对x[n]取绝对值后分别给细同步估计模块和RAM存储器，经过RAM存储延时后的信号x’[n]，重新赋予细同步估计模块，从而在细同步估计中求出精细定时位置信号di。本发明还公开了一种CMMB系统中的整数频偏及细定时联合估计装置。本发明能够节省硬件资源，获得准确的精细定时位置信号。

Description

CMMB系统中的整数频偏及细定时联合估计方法及装置

技术领域

本发明涉及数字信息传输领域，具体涉及一种CMMB(China MobileMultimedia Broadcasting，中国移动数字多媒体广播电视)系统中的整数频偏及细定时联合估计方法。本发明还涉及一种CMMB系统中的整数频偏及细定时联合估计装置。

背景技术

电视产业和事业的发展一直以收视质量与服务能力的提高为中心而进行，移动数字电视作为新一代的电视技术，其收视质量和便捷性大幅度提高；同时，移动数字化技术的采用为更多的其它服务创造了发展空间。移动数字电视的发展将对整个电子信息行业的发展有重大意义。

中国国家广电总局于2006年10月颁布了中国移动多媒体广播行业标准，采用了我国自主研发的移动电视接收标准STiMi，该标准于2006年11月1日起正式实施。STiMi技术充分考虑到移动多媒体广播业务的特点，针对手持设备接收灵敏度要求高，移动性和电池供电的特点，采用最先进的信道纠错编码和OFDM(Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing，正交频分复用)调制技术，提高了抗干扰能力和对移动性的支持，采用时隙节电技术来降低终端功耗，提高终端续航能力。在CMMB的系统构成中，CMMB信号主要由S波段卫星覆盖网络和U波段地面覆盖网络实现信号覆盖。S波段卫星覆盖网络广播信道用于直接接收，Ku波段上行，S波段下行；分发信道用于地面增补转发接收，Ku波段上行，Ku波段下行，由地面增补网络转发器转为S波段发送到CMMB终端。为实现城市人口密集区域移动多媒体广播电视信号的有效覆盖，采用U波段地面无线发射构建城市U波段地面覆盖网络。

CMMB系统采用OFDM技术。如果定时估计不准确，FFT(快速傅立叶变换)窗口的起始位置不在当前OFDM符号的第一个样点上，那么FFT窗口就会包含相邻两个OFDM符号的样点，从而引起了ISI(符号间干扰)和ICI(载波间干扰)，使解调性能恶化，因此必须精确的估计定时偏差，才能获得最佳的系统性能。为了抵抗多径的影响，在OFDM符号之间都插入了保护间隔，因此OFDM符号定时同步的起始时刻可以在保护间隔内变化，而不会造成ISI和ICI。只有当FFT运算窗口超过了符号边界，或者落入符号的幅度滚降区间，才会造成ISI和ICI。因此，OFDM系统对符号定时同步的要求会相对宽松。但是在多径环境中，为了获得最佳的系统性能，需要确定最佳的符号定时。尽管符号定时的起点可以在保护间隔内任意选择就可以避免多径引起的ISI，但是容易得知，任何符号定时的变化，都会增加OFDM系统对时延扩展的敏感程度，因此系统所能容忍的时延扩展就会低于其设计值。为了尽量减小这种负面的影响，需要尽量减小符号定时同步的误差。

发明内容

本发明要解决的技术问题是提供一种CMMB系统中的整数频偏及细定时联合估计方法，能够节省硬件资源，获得准确的精细定时位置估计信号；为此，本发明还要提供一种CMMB系统中的整数频偏及细定时联合估计装置。

为解决上述技术问题，本发明的CMMB系统中的整数频偏及细定时联合估计方法，包括以下步骤：

步骤一、用整数频偏控制本地同步信号的初始相位；

步骤二、将经过N点离散傅立叶变换DFT后的定时粗同步信号与本地产生的特定相位的本地同步信号相乘，得到消除整数频偏后的定时粗同步信号x[k]；

步骤三、将所述定时粗同步信号x[k]进行一次N点离散反傅立叶变换IDFT得到一个N点时域信号x[n]；

步骤四、将所述N点时域信号x[n]取绝对值后得到信号x’[n]，并输入给细同步估计模块作为阈值，同时将信号x’[n]输入给RAM存储器进行延时；

步骤五、将经过RAM存储器延时后的信号x’[n]重新输入给细同步估计模块；

步骤六、在细同步估计模块中将经过RAM存储器延时重新输入的信号x’[n]与阈值进行对比，得到峰值超过阈值的位置信号，即为精细定时的位置信号di。

本发明的CMMB系统中的整数频偏及细定时联合估计装置，包括：

N点DFT模块，对输入信号进行N点离散傅立叶变换DFT，得到频域信号；

地址读写控制器，与频偏估计模块相连接，根据频偏估计模块输出的整数频偏估计完成信号，产生RAM存储器的读写地址；

RAM存储器，与N点DFT模块、取绝对值模块和地址读写控制器相连接，用于存储所述N点DFT模块输出的频域信号，并输出经过定时粗同步的信号，在定时细同步过程中输出消除了整数频偏的信号；

相位旋转控制模块，与频偏估计模块相连接，根据频偏估计模块输出的整数频偏信号改变本地同步信号的初始相位，控制ROM存储器的初始地址设定在特定位置；

ROM存储器，与相位旋转控制模块相连接，用于存储并输出特定相位的本地同步信号；

乘法器，与所述ROM存储器和RAM存储器相连接，将特定相位的本地同步信号与定时粗同步的信号相乘，得到信号X[k]；

N点IDFT模块，与乘法器相连接，对信号X[k]进行N点离散反傅立叶变换，得到N点时域信号x[n]；

取绝对值模块，与所述N点IDFT模块相连接，对N点时域信号x[n]取绝对值得到信号x’[n]；

取最大值模块，与所述取绝对值模块相连接，得到信号x’[n]的最大值；

频偏估计模块，与所述取最大值模块相连接，用于得到整数频偏信号fi和整数频偏估计完成信号；

细同步估计模块，根据经过所述RAM存储器输出的延时后的信号x’[n]，与所述取绝对值模块输出的信号x’[n]作为阈值进行对比，得到峰值超过阈值的位置，即为精细定时的位置信号di。

本发明在估计出整数频偏的基础上进行细同步位置估计，极大的节省了硬件资源，同时细同步位置估计通过相关峰获得，从而保证了在资源最省的条件下获得准确的整数频偏估计和精细定时估计；其具有的有益效果是：

(1)、利用CMMB接收机中现有的FFT模块进行运算，减少了硬件开销，有利于硬件的实现。

(2)、根据前面估计所得到的整数频偏，利用已有装置进行细同步估计，极大的节省了硬件资源。

(3)、本发明的频偏估计方法适用于CMMB标准中帧结构，并具备实现简单，准确性高，性能稳定的特点。

附图说明

下面结合附图与具体实施方式对本发明作进一步详细的说明：

图1是CMMB标准中的信号帧结构示意图；

图2是本发明的装置一实施例结构图；

图3是本发明的方法一实施例控制流程图；

图4是图2中改进的相位旋转控制装置的一实施例结构图；

图5是图2中细同步估计装置的一实施例结构图。

具体实施方式

CMMB标准中信号帧的具体结构如图1所示。CMMB标准中的数据帧结构的基本单元为时隙，时隙由信标和OFDM符号两部分组成。信标由发射机标识信号和两个相同的同步信号组成，根据2M和8M两种不同模式，信标的子载波数不同；信标中的同步信号主要用于同步，是由线性反馈移位寄存器产生的伪随机序列经过OFDM调制产生。一个时隙中包含53个OFDM符号，每个OFDM符号由循环前缀(CP)和OFDM数据体构成。OFDM数据体长度为409.6μs，循环前缀长度为51.2μs，OFDM符号长度为460.8μs。

参见图3所示，在本发明的一实施例中所述整数频偏及细定时联合估计方法的控制流程是：

假设接收到的信号是：

r₀(t)＝s₀(t)exp[j(2πΔf_ct+θ)]+n₀(t)

＝s₀(t)exp[j(2πε_ct/T_S+θ)]+n₀(t)

其中，n₀(t)是双边功率谱密度为N₀/2的加性高斯白噪声(AdditiveWhite Gaussian Noise，AWGN)，s₀(t)是传输的同步信号，θ是载波相位，Δf_c是待估计的载波频率偏差，ε_c＝Δf_c·T_S为归一化的载波频偏，1/T_S为OFDM子载波间隔。

假设接收序列和本地序列之间的相位偏移为a。载波同步之前，接收端首先对接收到的PN帧同步信号部分进行卷积运算。令：

$z\left[k\right]=c*[k-a]\⊗r\left[k\right]={\mathrm{\σ}}_{s}c*[k-a]\⊗\left(s\right[k\left]\exp \right[j(2\mathrm{\π}{\mathrm{\ϵ}}_{c}k/P+\mathrm{\θ})]+n[k\left]\right)$

其中，σ_s是发送信号功率，P为帧体所包含的符号数，即P＝4096，n[k]是方差为

的高斯白噪声，c[k-a]是含有整数频偏的本地同步信号。

c[k]＝s[k]exp[j(2πkl/P)]

将c[k]带入z[k]可得：

$\begin{array}{cc}z\left[k\right]={\mathrm{\σ}}_{s}s[k-a]\⊗s\left[k\right]\exp \left\{j\right[2\mathrm{\π}({\mathrm{\ϵ}}_c-l)k/P+\mathrm{\θ}\left]\right\}+n\left[k\right]& l\∈\left[\begin{array}{cc}-M& M\end{array}\right]\end{array}$

其中，M为扫频范围，当ε_c与1相差不超过1时，z[k]中将出现相关峰的最大值，从而得出整数频偏的位置。同时可根据此时得到的相关峰最大值的位置判断精确定时的位置。

以上所述为时域处理过程，在时域处理过程中卷积运算将耗费大量的硬件资源，同时由于同步信号在时域是伪随机序列经过IDFT(离散反傅立叶变换)变换以后的数据，将破坏伪随机序列的正交性，从而导致相关峰幅度下降等问题。同时利用CMMB系统中将存在DFT(离散傅立叶变换)模块这一特性，将时域的卷积变换为频域相乘过程，只需要一个额外的乘法器就能代替卷积运算模块的硬件开销。而计算细同步位置只需要在消除整数频偏的基础上利用相关峰的位置就能准确的得到，所以精确定时只需要在整数频偏估计的硬件中增加一个判断相关峰位置的模块，这样就实现了联合估计。

图2是本发明整数频偏及细定时联合估计装置的一实施例结构图，包括：N点DFT模块1，RAM存储器2，地址读写控制器3，乘法器4，只读存储器(ROM)5，改进的相位旋转控制模块6，N点IDFT模块7，取绝对值模块8，取最大值模块9，频偏估计模块10，细同步估计模块11。

N点DFT模块1，对输入信号进行N点离散傅立叶变换DFT，得到频域信号。

地址读写控制器3，与频偏估计模块10相连接，根据频偏估计模块输出的整数频偏估计完成信号，产生RAM存储器的读写地址。

RAM存储器2，与N点DFT模块1、取绝对值模块8和地址读写控制器3相连接，用于存储所述N点DFT模块输出的频域信号，并输出经过定时粗同步的信号，在定时细同步过程中输出消除了整数频偏的信号。

相位旋转控制模块6，与频偏估计模块10相连接，根据频偏估计模块10输出的整数频偏信号改变本地同步信号的初始相位，控制ROM存储器的初始地址设定在特定位置，达到消除经过定时粗同步的信号整数频偏的作用。

ROM存储器5，与相位旋转控制模块6相连接，用于存储并输出特定相位的本地同步信号。

乘法器4，与ROM存储器5和RAM存储器2相连接，将特定相位的本地同步信号与定时粗同步的信号相乘，得到信号X[k]。

N点IDFT模块7，与乘法器4相连接，对信号X[k]进行N点离散反傅立叶变换，得到N点时域信号x[n]。

取绝对值模块8，与N点IDFT模块7相连接，对N点时域信号x[n]取绝对值得到信号x’[n]。

取最大值模块9，与取绝对值模块8相连接，得到信号x’[n]的最大值。

频偏估计模块10，与取最大值模块9相连接，用于得到整数频偏信号fi和整数频偏估计完成信号。

细同步估计模块11，将所述RAM存储器2输出的延时后的信号x’[n]，与所述取绝对值模块8输出的信号x’[n]作为阈值进行对比，得到峰值超过阈值的位置，即为精细定时的位置信号di。

参见图4所示，图2中所述相位旋转控制模块6在一实施例中包括：相位初始值模块601，地址累加模块602。

相位初始值模块601，用于在整数频偏估计阶段，将初始地址进行左右移位，在细同步估计阶段将整数频偏的估计值载入为初始地址。

地址累加装置602，与相位初始值模块601相连接，用于在所述初始地址的基础上进行N次地址累加。

图5是图2中细同步估计模块11的一个实施例结构图，其包括：累加器1101，累加控制模块1102，阈值计算模块1103，比较器1104以及细同步计算模块1105。

累加器1101，其有两个输入端口，一个是数据输入端口，另一个是数据使能端口，其数据输入端口输入的是取绝对值模块8的输出信号x’[n]，数据使能端口连接累加控制模块1102的输出端，用于控制累加器1101在数据有效的位置实现累加。

累加控制模块1102，与累加器1101相连接，用于标识数据有效的位置。

阈值计算装置1103，与累加器1102的输出端相连接，用于将累加后数据乘以可变因子而得到阈值。

比较器1104，其有两个输入端，分别输入阈值计算装置1103的输出信号和RAM存储器2输出的信号x’[n]，用于得到信号x’[n]大于阈值的位置。

细同步计算模块1105，与比较器1104相连接，用于得到精确的定时同步位置di。

本发明的方法和装置适合CMMB标准下的帧结构，能在定时不精确时准确的完成整数频偏的估计和精细定时估计，且精细定时同步几乎是运用整数频偏估计的原有模块，极大的减小了硬件开销，具有适合硬件实现，精确度高，稳定性强等特点。

以上通过具体实施方式对本发明进行了详细的说明，但这些并非构成对本发明的限制。在不脱离本发明原理的情况下，本领域的技术人员还可做出许多变形和改进，这些也应视为本发明的保护范围。

Claims (5)

1.一种CMMB系统中的整数频偏及细定时联合估计方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤一、用整数频偏控制本地同步信号的初始相位；

步骤二、将经过N点离散傅立叶变换DFT后的定时粗同步信号与本地产生的特定相位的本地同步信号相乘，得到消除整数频偏后的定时粗同步信号x[k]；

步骤三、将所述定时粗同步信号x[k]进行一次N点离散反傅立叶变换IDFT得到一个N点时域信号x[n]；

步骤四、将所述N点时域信号x[n]取绝对值后得到信号x’[n]，并输入给细同步估计模块作为阈值，同时将信号x’[n]输入给RAM存储器进行延时；

步骤五、将经过RAM存储器延时后的信号x’[n]重新输入给细同步估计模块；

步骤六、在细同步估计模块中将经过RAM存储器延时重新输入的信号x’[n]与阈值进行对比，得到峰值超过阈值的位置信号，即为精细定时的位置信号di。

2.根据权利要求1所述的方法，其特征在于：信号帧体为符合CMMB中国国家标准的信号帧符号。

3.一种CMMB系统中的整数频偏及细定时联合估计装置，其特征在于，包括：

N点DFT模块，对输入信号进行N点离散傅立叶变换DFT，得到频域信号；

地址读写控制器，与频偏估计模块相连接，根据频偏估计模块输出的整数频偏估计完成信号，产生RAM存储器的读写地址；

RAM存储器，与N点DFT模块、取绝对值模块和地址读写控制器相连接，用于存储所述N点DFT模块输出的频域信号，并输出经过定时粗同步的信号，在定时细同步过程中输出消除了整数频偏的信号；

相位旋转控制模块，与频偏估计模块相连接，根据频偏估计模块输出的整数频偏信号改变本地同步信号的初始相位，控制ROM存储器的初始地址设定在特定位置；

ROM存储器，与相位旋转控制模块相连接，用于存储并输出特定相位的本地同步信号；

乘法器，与所述ROM存储器和RAM存储器相连接，将特定相位的本地同步信号与定时粗同步的信号相乘，得到信号X[k]；

N点IDFT模块，与乘法器相连接，对信号X[k]进行N点离散反傅立叶变换，得到N点时域信号x[n]；

取绝对值模块，与所述N点IDFT模块相连接，对N点时域信号x[n]取绝对值得到信号x’[n]；

取最大值模块，与所述取绝对值模块相连接，得到信号x’[n]的最大值；

频偏估计模块，与所述取最大值模块相连接，用于得到整数频偏信号fi和整数频偏估计完成信号；

细同步估计模块，根据经过所述RAM存储器输出的延时后的信号x’[n]，与所述取绝对值模块输出的信号x’[n]作为阈值进行对比，得到峰值超过阈值的位置，即为精细定时的位置信号di。

4.根据权利要求3所述的装置，其特征在于，所述相位旋转控制模块包括：

相位初始值模块，用于在整数频偏估计阶段，将初始地址进行左右移位，在细同步估计阶段将整数频偏的估计值载入为初始地址；

地址累加装置，与所述相位初始值模块相连接，用于在所述初始地址的基础上进行N次地址累加。

5.根据权利要求3所述的装置，其特征在于：所述细同步估计模块包括：

累加器，其有两个输入端口，一个是数据输入端口，另一个是数据使能端口，其数据输入端口输入的是取绝对值模块的输出信号x’[n]，数据使能端口连接累加控制模块的输出端，用于控制累加器在数据有效的位置实现累加；

累加控制模块，与所述累加器相连接，用于标识数据有效的位置；

阈值计算装置，与所述累加器的输出端相连接，用于将累加后数据乘以可变因子而得到阈值；

比较器，其有两个输入端，分别输入阈值计算装置的输出信号和RAM存储器输出的信号x’[n]，用于得到信号x’[n]大于阈值的位置；

细同步计算模块，与所述比较器相连接，用于得到精确的定时同步位置信号di。

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