KR20040066098A - 신호에서의 간섭 제거 - Google Patents

신호에서의 간섭 제거 Download PDF

Info

Publication number
KR20040066098A
KR20040066098A KR10-2004-7004981A KR20047004981A KR20040066098A KR 20040066098 A KR20040066098 A KR 20040066098A KR 20047004981 A KR20047004981 A KR 20047004981A KR 20040066098 A KR20040066098 A KR 20040066098A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
signal
interference
finger
receiver
digital signal
Prior art date
Application number
KR10-2004-7004981A
Other languages
English (en)
Inventor
존 토마스
울프강 코벌
에릭 올손
로버트 크룸비에다
Original Assignee
텐솔콤 인코포레이티드
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 텐솔콤 인코포레이티드 filed Critical 텐솔콤 인코포레이티드
Publication of KR20040066098A publication Critical patent/KR20040066098A/ko

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/7097—Interference-related aspects
    • H04B1/711—Interference-related aspects the interference being multi-path interference
    • H04B1/7113—Determination of path profile
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/7097—Interference-related aspects
    • H04B1/7103—Interference-related aspects the interference being multiple access interference
    • H04B1/7107—Subtractive interference cancellation
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/7097—Interference-related aspects
    • H04B1/7103—Interference-related aspects the interference being multiple access interference
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/7097—Interference-related aspects
    • H04B1/7103—Interference-related aspects the interference being multiple access interference
    • H04B1/7105—Joint detection techniques, e.g. linear detectors
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/7097—Interference-related aspects
    • H04B1/711—Interference-related aspects the interference being multi-path interference
    • H04B1/7115—Constructive combining of multi-path signals, i.e. RAKE receivers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B1/7097—Interference-related aspects
    • H04B1/711—Interference-related aspects the interference being multi-path interference
    • H04B1/7115—Constructive combining of multi-path signals, i.e. RAKE receivers
    • H04B1/7117—Selection, re-selection, allocation or re-allocation of paths to fingers, e.g. timing offset control of allocated fingers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/69—Spread spectrum techniques
    • H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
    • H04B2001/70706—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation using a code tracking loop, e.g. a delay locked loop

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Noise Elimination (AREA)
  • Mobile Radio Communication Systems (AREA)

Abstract

본 발명의 제1 광범위한 양태에 따르면, 다중 무선 주파수(RF) 신호들을 전송하는 기지국; 및 이동국을 포함하는 순방향 링크를 갖는 신규한 통신 시스템이 제공되며, 이동국은, RF 신호들을 수신하기 위한 수신기; RF 신호를 중간 주파수(IF) 신호로 변환하기 위한 수단; 데이터 성분을 갖는 디지털 신호를 생성하도록 IF 신호를 샘플링하기 위한 수단(704); 간섭 성분의 부공간에 직교하는 부공간 내로 IF 신호를 투영하고 이 투영을 디지털 신호와 곱셈함으로써 디지털 신호 내의 공동 채널 또는 크로스 채널 간섭을 제거하기 위한 수단(712); 및 투영된 디지털 신호의 획득 및 트래킹을 위한 수단(710)을 포함한다.

Description

신호에서의 간섭 제거{INTERFERENCE CANCELLATION IN A SIGNAL}
종래 기술의 설명
확산 스펙트럼 시스템들에서, 통신 시스템, 위성 항법 시스템(GPS0 또는 레이더 시스템이든 간에, 각각의 송신기는 고유의 코드로 할당될 수도 있고, 다수의 경우들에서는 송신기로부터의 각각의 전송은 고유의 코드로 할당된다. 코드는 단지 비트들의 시퀀스(종종 의사 랜덤)일 뿐이다. 코드들의 예들은, 골드 코드들(GPS에 사용됨-1999년 아테크 하우스, GPS의 이해: 원리들 및 응용들, 카플란 엘리엇 디., 편집자 참조), 베이커 코드들(레이더에 사용됨- 1998년 에스씨아이테크 퍼블리싱 인크., "공중 레이더 입문", 스팀슨 지. 더블유. 참조), 월시 코드들(CDMAOne 등의 통신 시스템들에 사용됨- IS-95 참조)이다. 이들 코드들은 최종 신호가 전자기 스펙트럼 내의 주파수들의 소정의 규정된 범위를 점유하도록 신호를 확산하는데 사용될 수도 있고, 또는 코드들은 또한 코딩된 신호일 수도 있는 다른 신호에 중첩될 수도 있다.
각각의 송신기로의 고유의 코드의 할당은 수신기가 상이한 송신기들 사이를 구별할 수 있게 한다. 송신기들 사이를 구별하기 위해 고유의 코드들을 사용하는 확산 스펙트럼 시스템의 예는 GPS 시스템이다.
상이한 모바일들에 브로드캐스트하는 무선 통신 시스템의 기지국과 같이, 신호 송신기가 상이한 수신기에 상이한 메시지들을 브로드캐스트해야 하는 경우, 각각의 모바일에 대한 메시지들 사이를 구별하기 위한 코드를 사용할 수도 있다. 이 시나리오에선, 특정 사용자를 위한 각각의 비트는 해당 사용자에 할당된 코드를 사용하여 인코딩된다. 이 방식으로 코딩함으로써, 수신기는, 자신의 고유 코드를 인지함으로써, 송신기에 의해 전송된 복합 신호로부터 그를 위해 의도된 메시지를 복호할 수도 있다.
몇몇 통신 시스템들에서, 심벌이 메시지를 구성하는 비트들의 시퀀스에 할당된다. 예를 들면, 긴 디지털 메시지가 M 비트들의 집합들로 그룹화될 수도 있고 이들 M 비트들의 집합들의 각각의 하나는 심벌로 할당된다. 예를 들면, M=6이면, 6개의 비트들의 각각의 집합은 26= 64 가능성들 중 하나로 가정될 수도 있다. 하나의 이러한 가능성은 101101이다. 이러한 시스템은 심벌이라 칭하는 고유의 파형을 브로드캐스트하여 비트들의 특정 시퀀스를 수신기가 지시하도록 할 것이다. 예를 들면, 심벌 α는 시퀀스 101101을 나타낼 수도 있고, 심벌 β는 시퀀스 110010을 나타낼 수도 있다. 이러한 시스템의 확산 스펙트럼 버전에서, 심벌들은 코드들이다. 이러한 통신 시스템의 예는 모바일 대 CDMAOne의 기지국 링크이다.
코딩된 레이더 시스템에서와 같은 몇몇 경우들에, 수신기가 코드들에 기초하여 상이한 펄스들 사이를 구별하는 것이 가능하도록 각각의 펄스가 고유의 코드에 할당된다.
물론, 이들 기술들 모두는 일체형(all in one) 단일 시스템 내에서 모두 송신기들, 메시지들, 펄스들 및 심벌들 사이를 구별하도록 조합될 수도 있다. 이들코딩된 시스템들 모두에서의 주요 사상은, 수신기가 그를 위해 의도된 메시지의 코드들을 인지하고 수신된 신호에 정확하게 코드들을 적용함으로써 수신기가 그를 위해 의도된 메시지를 추출할 수도 있다는 것이다. 그러나, 이러한 수신기들은 시간 및/또는 주파수만에 의해 메시지들 사이를 구별하는 수신기들보다 더욱 복잡하다. 이 복잡성은, 수신기에 의해 수신된 신호가 임의의 주어진 시간에 관련 스펙트럼 내에 존재하는 모든 코딩된 신호들의 선형 조합이기 때문에 발생한다. 수신기는 코딩된 시호들의 이 선형 조합으로부터 그를 위해 의도된 메시지를 추출하는 것이 가능해야 한다.
이하의 단락에는 현재의, 일반적인(기준선) 수신기의 설명에 의해 이어지는 선형 대수의 견지에서의 간섭의 문제점을 제시한다.
H를 소스 번호 1로부터의 확산 신호를 포함하는 벡터라 하고, θ1을 이 소스로부터의 신호의 진폭이라 하자. si를 잔여 소스들을 위한 확산 신호들이라 하고 φi를 대응 진폭들이라 하자. 수신기가 소스 번호 1에 관련되어 있다고 가정하면, 다른 소스들로부터의 신호들은 간섭으로 고려될 수도 있다. 다음, 수신된 신호는:
이고, 여기서, n은 부가의 노이즈 항이고, p는 CDMA 시스템의 소스들의 수이다. 벡터 y의 길이를 N이라 하자, 여기서 N은 적분 윈도우의 지점들의 수이다. 이 수 N은 프로세싱 이득과 복잡성 사이의 균형의 부분으로서 디자인 프로세스의 부분으로서 선택된다. y의 N 지점들의 윈도우는 세그먼트라 칭할 것이다.
무선 통신 시스템에서, 행렬 H의 행들은 다양한 코딩된 신호들을 표현하고 벡터 θ의 요소들은 코딩된 신호들의 멱들(powers)이다. 예를 들면, CDMAOne 시스템의 기지국 대 모바일 링크에서, 코딩된 신호들은 상이한 기지국들로부터의 다양한 채널들(파일럿, 페이징, 동기화 및 트래픽) 및 모든 이들의 다양한 다중 경로 카피들일 수도 있다. 모바일 대 기지국 링크에서, 행렬 H의 행들은 모바일들로부터의 코딩된 신호들 및 이들의 다양한 다중 경로 카피들일 수도 있다.
GPS 시스템에서, 행렬 H의 행들은 적절한 코드, 위상 및 주파수 오프셋들에서의 GPS 위성들에 의해 브로드캐스트되는 코딩된 신호들이다.
어레이 적용에서, 행렬의 행들은 스티어링 벡터들(steering vectors) 또는 등가의 어레이 패턴 벡터들이다. 이들 벡터들은 어레이 내의 각각의 안테나에 의해 기록된 상대 위상을 소스의 위치 및 운동 동력학뿐만 아니라 어레이의 안테나의 배열의 함수로서 특징화한다. 상기에 제시된 모델에서, 행렬 H의 각각의 행은 특정 소스의 스티어링 벡터를 의미한다.
이제, 수학식 1은 이하의 행렬 형태로 고쳐쓸 수도 있다:
여기서,
H: 수신기가 복조한 소스의 확산 신호 행렬
θ: 수신기가 복조한 소스의 진폭 벡터
S=[s2...sp]: 다른 소스들의 확산 신호 행렬, 즉 간섭
φ=[φ2...φp]: 간섭 진폭 벡터.
현재 사용 중인 수신기들은 H가 측정 내에 존재하는 경우를 결정하도록 측정, y를 H의 리플리카(replica)와 상관시킨다. H가 검출되면, 수신기는 소스 번호 1만큼 전송된 비트 스트림을 인지한다. 수학적으로, 이 상관 연산은:
이고, 여기서T는 이항 연산이다.
수학식 2로부터 y를 치환하면, 전력 제어 조건의 소스를 설명한다:
상기 식의 중간 항, (HTH)-1HTSφ는 근거리-원거리 문제를 초래한다. 코드들이 직교하면, 이 항은 0으로 감소되고, 수신기가 노이즈의 존재[(HTH)-1HTn]시에만 θ를 검출해야 함을 암시한다. 다른 소스들의 진폭이 증가함에 따라 항 (HTH)-1HTSφ가 상관 함수에 상당한 양으로 기여하고, 이는 θ의 검출을 더 어렵게 한다는 것을 용이하게 알 수 있다.
정규화된 상관 함수, 상술한 (HTH)-1HT는 실제로는 접합된 필터이고 H에 의해 걸쳐 있는 공간상의 y의 직교 투영에 기초한다. H 및 S가 서로 직교하지 않으면, H 상의 y의 직교 투영으로의 S의 성분들의 누출이 존재한다. 이 누출은 도 1에 기하학적으로 도시되어 있다. 도 1에서, S가 H에 직교하면, 누출 성분은 수학식 4로부터 명백한 바와 같이 0이 된다는 것을 주목하라. 본 발명은 이러한 누출 문제에 대한 해결책에 접근한다.
관련 출원들과의 교차-참조
본 출원은 2001년 10월 2일 출원된 발명의 명칭이 "신호에서 간섭 제거"인 미국 가특허 출원 제60/326,199호; 2000년 12월 4일 출원된 발명의 명칭이 "간섭의 존재 시에 의사 랜덤 코딩된 신호들의 취득, 트래킹 및 복조용 구조"인 미국 가특허 출원 제60/251,432호; 2000년 7월 7일 출원된 미국 특허 출원 제09/612,602호; 1998년 8월 20일 출원된 미국 특허 출원 제09/137,183호; 2001년 9월 28일 출원된 발명의 명칭이 "신호 프로세싱 응용들에서의 투영들 구현용 장치"인 미국 가특허 출원 제60/325,215호; 2001년 11월 16일 출원된 발명의 명칭이 "코딩된 신호 프로세싱 엔진용 간섭 행렬의 구조"인 미국 가특허 출원 제 호; 2001년 11월 19일 출원된 발명의 명칭이 "신호 프로세싱 응용들에서의 투영들 구현용 방법 및 장치"인 미국 특허 출원 제 호를 참조한다. 상기 출원들의 전체 개시 및 내용들은 본원에 참조에 의해 합체된다.
발명의 배경
발명의 분야
본 발명은 일반적으로 코딩된 신호들의 수신에서의 간섭 제거를 위해 설계된 코딩된 신호 프로세싱 엔진(CSPE)용 구조에 관한 것이다. 보다 구체적으로는,CSPE는 CDMA 시스템 내의 다른 의사 랜덤(PN) 코딩된 신호들로부터의 간섭의 존재 시에 PN 코딩된 신호들의 취득, 트래킹 및 복조에 사용될 수도 있다.
도 1은 종래의 코딩된 통신 시스템의 관련 코드에 의해 스캐닝된 공간으로의 바람직하지 않은 소스 코드들의 누출을 도시하는 그래프.
도 2는 종래의 PN 코딩된 수신기의 프로세싱 구조의 블록 다이어그램.
도 3은 종래의 코딩된 수신기의 취득 및 트래킹 모듈들의 블록 다이어그램.
도 4는 종래의 다중 경로 코딩된 수신기의 취득 및 트래킹 모듈들의 블록 다이어그램.
도 5는 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 신호 및 간섭 부공간들 상의 데이터 벡터의 투영을 도시하는 그래프.
도 6은 다중 경로 데이터 신호들 및 정렬 이슈들을 도시하는 도면.
도 7은 크로스 채널 간섭 완화 구조를 도시하는 도면.
도 8은 동시적인 공동 채널 및 크로스 채널 간섭 완화 구조를 도시하는 도면.
따라서, 본 발명의 목적은 S가 H와 직교하지 않을 때 근거리-원거리 문제를 다루는 적응성 간섭 제거기를 제공하는 것이다.
본 발명의 다른 목적은 크로스 채널 간섭의 완화를 허용할 수 있는 통신 시스템을 제공하는 것이다.
본 발명의 또 다른 목적은 동일 채널 간섭의 완화를 허용할 수 있는 통신 시스템을 제공하는 것이다.
본 발명의 또 다른 목적은 크로스 채널 및 동일 채널 간섭 모두의 완화를 허용할 수 있는 통신 시스템을 제공하는 것이다.
상기 실시예들 모두에서, 본 발명의 목적은 공동 채널 및/또는 크로스 채널 간섭에 관한 관련 신호와 연관된 이득을 증가시킬 수 있는 통신 시스템을 제공하는 것이다.
상기 실시예들 모두에서, 본 발명의 목적은 역행렬 변환들을 수반하는 반복 탐색들을 수행하지 않고 간섭을 완화하고 따라서 통신 시스템의 수학적인 복잡성을 감소시키는 통신 시스템을 제공하는 것이다.
마지막으로, 본 발명의 목적은 절대 전력의 지식을 요구하지 않고 간섭을 효과적으로 제거하는 투영 방법을 이용하는 간섭 완화 방법을 제공하는 것이다.
본 발명의 제1 광범위한 양태에 따르면, 다중 무선 주파수(RF) 신호들을 전송하는 기지국; 및 적어도 하나의 이동국을 포함하는 순방향 링크를 갖는 통신 시스템이 제공되며, 상기 이동국은, RF 신호들을 수신하기 위한 수신기; RF 신호를 중간 주파수(IF)(기저 대역을 포함) 신호로 변환하기 위한 수단; 데이터 성분 및 간섭 성분을 갖는 디지털 IF 신호를 생성하도록 IF 아날로그 신호를 샘플링하기 위한 수단; 간섭 성분의 부공간에 직교하는 부공간 상에 디지털 신호를 투영하고 이 투영을 디지털 신호와 곱셈함으로써 디지털 신호 내의 공동 채널 간섭을 제거하기 위한 수단; 및 투영된 디지털 신호의 획득 및 트래킹을 위한 수단을 포함한다.
본 발명의 다른 광범위한 양태에 따르면, 동일 소스로부터 적어도 두 개의 RF 신호들을 수신하기 위한 이동국이 제공되며, 상기 이동국은, RF 신호들을 수신하기 위한 수신기; RF 신호를 중간 주파수(IF)(기저 대역을 포함) 신호로 변환하기 위한 수단; 데이터 성분 및 간섭 성분을 갖는 IF 디지털 신호를 생성하도록 IF 아날로그 신호를 샘플링하기 위한 수단; 간섭 성분의 부공간에 직교하는 부공간 상에 디지털 신호를 투영하고 이 투영을 디지털 신호와 곱셈함으로써 디지털 신호 내의 공동 채널 간섭을 제거하기 위한 수단; 및 투영된 디지털 신호의 획득 및 트래킹을위한 수단을 포함한다.
본 발명의 다른 광범위한 양태에 따르면, 적어도 하나의 수신기 회로를 갖는 수신기에서 신호들을 수신하기 위한 방법이 제공되며, 상기 방법은, 동일한 소스로부터 적어도 두 개의 RF 신호들을 수신하는 단계; RF 신호들을 중간 주파수(IF)(기저 대역을 포함) 신호들로 변환하는 단계; 데이터 성분 및 간섭 성분을 갖는 IF 디지털 신호들을 생성하도록 IF 아날로그 신호들을 샘플링하는 단계; 및 간섭 성분의 부공간에 직교하는 부공간 상에 디지털 신호를 투영하고 이 투영을 디지털 신호와 곱셈함으로써 디지털 신호 내의 공동 채널 간섭을 제거하는 단계를 포함한다.
본 발명의 다른 광범위한 양태에 따르면, 무선 주파수(RF) 신호들을 전송하는 적어도 하나의 이동국; 및 적어도 하나의 기지국을 포함하는 역방향 링크를 갖는 통신 시스템이 제공되며, 상기 기지국은, 이동국으로부터 적어도 두 개의 RF 신호들을 수신하기 위한 수신기; RF 신호들을 중간 주파수(IF)(기저 대역을 포함) 신호들로 변환하기 위한 수단; 데이터 성분 및 간섭 성분을 갖는 IF 디지털 신호들을 생성하도록 IF 아날로그 신호들을 샘플링하기 위한 수단; 간섭 성분의 부공간에 직교하는 부공간 상에 디지털 신호를 투영하고 이 투영을 디지털 신호와 곱셈함으로써 디지털 신호 내의 공동 채널 간섭을 제거하기 위한 수단; 및 투영된 디지털 신호의 획득 및 트래킹을 위한 수단을 포함한다.
본 발명의 다른 광범위한 양태에 따르면, 동일 소스로부터 적어도 두 개의 RF 신호들을 수신하기 위한 기지국이 제공되며, 상기 기지국은, RF 신호들을 수신하기 위한 수신기; RF 신호들을 중간 주파수(IF)(기저 대역을 포함) 신호들로 변환하기 위한 수단; 데이터 성분 및 간섭 성분을 갖는 IF 디지털 신호들을 생성하도록 IF 아날로그 신호들을 샘플링하기 위한 수단; 간섭 성분의 부공간에 직교하는 부공간 상에 디지털 신호를 투영하고 이 투영을 상기 디지털 신호와 곱셈함으로써 디지털 신호 내의 공동 채널 간섭을 제거하기 위한 수단; 및 투영된 디지털 신호의 획득 및 트래킹을 위한 수단을 포함한다.
본 발명의 다른 광범위한 양태에 따르면, 적어도 하나의 수신기 회로를 갖는 수신기에서 신호들을 수신하기 위한 방법이 제공되며, 상기 방법은, 하나의 모바일 수신기로부터 적어도 두 개의 RF 신호들 브로드캐스트를 수신하는 단계; RF 신호를 중간 주파수(IF)(기저 대역을 포함) 신호로 변환하는 단계; 데이터 성분 및 간섭 성분을 갖는 IF 디지털 신호들을 생성하도록 IF 아날로그 신호들을 샘플링하는 단계; 및 간섭 성분의 부공간에 직교하는 부공간 상에 디지털 신호를 투영하고 이 투영을 디지털 신호와 곱셈함으로써 디지털 신호 내의 공동 채널 간섭을 제거하는 단계를 포함한다.
본 발명의 다른 광범위한 양태에 따르면, 무선 주파수(RF) 신호들을 전송하는 적어도 하나의 기지국; 및 적어도 하나의 이동국을 포함하는 순방향 링크를 갖는 통신 시스템이 제공되며, 상기 이동국은, RF 신호들을 수신하기 위한 수신기; RF 신호를 중간 주파수(IF)(기저 대역을 포함) 신호로 변환하기 위한 수단; 데이터 성분 및 간섭 성분을 갖는 IF 디지털 신호를 생성하도록 IF 아날로그 신호를 샘플링하기 위한 수단; 간섭 성분의 부공간에 직교하는 부공간 상에 디지털 신호를 투영하고 이 투영을 디지털 신호와 곱셈함으로써 디지털 신호 내의 크로스 채널 간섭을 제거하기 위한 수단; 및 투영된 디지털 신호의 획득 및 트래킹을 위한 수단을 포함한다.
본 발명의 다른 광범위한 양태에 따르면, RF 신호를 수신하기 위한 이동국이 제공되고, 상기 이동국은, RF 신호들을 수신하기 위한 수신기; RF 신호를 중간 주파수(IF)(기저 대역을 포함) 신호로 변환하기 위한 수단; 데이터 성분 및 간섭 성분을 갖는 디지털 신호를 생성하도록 IF 신호를 샘플링하기 위한 수단; 간섭 성분의 부공간에 직교하는 부공간 내로 IF 신호를 투영하고 이 투영을 디지털 신호와 곱셈함으로써 디지털 신호 내의 크로스 채널 간섭을 제거하기 위한 수단; 및 투영된 디지털 신호의 획득 및 트래킹을 위한 수단을 포함한다.
본 발명의 다른 광범위한 양태에 따르면, 적어도 하나의 수신기 회로를 갖는 수신기에서 신호들을 수신하기 위한 방법이 제공되며, 상기 방법은, 적어도 하나의 RF 신호를 수신하는 단계; RF 신호를 중간 주파수(IF)(기저 대역을 포함) 신호로 변환하는 단계; 데이터 성분 및 간섭 성분을 갖는 디지털 IF 신호를 생성하도록 IF 아날로그 신호를 샘플링하는 단계; 및 간섭 성분의 부공간에 직교하는 부공간 상에 디지털 신호를 투영하고 이 투영을 디지털 신호와 곱셈함으로써 디지털 신호 내의 크로스 채널 간섭을 제거하는 단계를 포함한다.
본 발명의 다른 광범위한 양태에 따르면, 무선 주파수(RF) 신호들을 전송하는 적어도 하나의 이동국; 및 적어도 하나의 기지국을 포함하는 역방향 링크를 갖는 통신 시스템이 제공되며, 상기 기지국은, RF 신호들을 수신하기 위한 수신기; RF 신호를 중간 주파수(IF)(기저 대역을 포함) 신호로 변환하기 위한 수단; 데이터성분 및 간섭 성분을 갖는 디지털 IF 신호를 생성하도록 IF 아날로그 신호를 샘플링하기 위한 수단; 간섭 성분의 부공간에 직교하는 부공간 상에 디지털 신호를 투영하고 이 투영을 디지털 신호와 곱셈함으로써 디지털 신호 내의 크로스 채널 간섭을 제거하기 위한 수단; 및 투영된 디지털 신호의 획득 및 트래킹을 위한 수단을 포함한다.
본 발명의 다른 광범위한 양태에 따르면, 적어도 두 개의 RF 신호들을 수신하기 위한 기지국이 제공되며, 상기 기지국은, RF 신호들을 수신하기 위한 수신기; RF 신호를 중간 주파수(IF)(기저 대역을 포함) 신호로 변환하기 위한 수단; 데이터 성분 및 간섭 성분을 갖는 디지털 IF 신호를 생성하도록 IF 아날로그 신호를 샘플링하기 위한 수단; 간섭 성분의 부공간에 직교하는 부공간 상에 디지털 신호를 투영하고 이 투영을 디지털 신호와 곱셈함으로써 디지털 신호 내의 크로스 채널 간섭을 제거하기 위한 수단; 및 투영된 디지털 신호의 획득 및 트래킹을 위한 수단을 포함한다.
본 발명의 다른 광범위한 양태에 따르면, 적어도 하나의 수신기 회로를 갖는 수신기에서 신호들을 수신하기 위한 방법이 제공되며, 상기 방법은, 적어도 하나의 모바일 수신기로부터 적어도 하나의 RF 신호 브로드캐스트를 수신하는 단계; RF 신호를 중간 주파수(IF)(기저 대역을 포함) 신호로 변환하는 단계; 데이터 성분 및 간섭 성분을 갖는 디지털 IF 신호를 생성하도록 IF 아날로그 신호를 샘플링하는 단계; 및 간섭 성분의 부공간에 직교하는 부공간 상에 디지털 신호를 투영하고 이 투영을 디지털 신호와 곱셈함으로써 디지털 신호 내의 크로스 채널 간섭을 제거하기위한 수단을 포함한다.
본 발명의 다른 광범위한 양태에 따르면, 다중 무선 주파수(RF) 신호들을 전송하는 적어도 하나의 기지국; 및 적어도 하나의 이동국을 포함하는 순방향 링크를 갖는 통신 시스템이 제공되며, 상기 이동국은, RF 신호들을 수신하기 위한 수신기; RF 신호를 중간 주파수(IF)(기저 대역을 포함) 신호로 변환하기 위한 수단; 데이터 성분 및 간섭 성분을 갖는 디지털 IF 신호를 생성하도록 IF 아날로그 신호를 샘플링하기 위한 수단; 간섭 성분의 부공간에 직교하는 부공간 상에 디지털 신호를 투영하고 이 투영을 상기 디지털 신호와 곱셈함으로써 디지털 신호 내의 공동 채널 및 크로스 채널을 제거하기 위한 수단; 및 투영된 디지털 신호의 획득 및 트래킹을 위한 수단을 포함한다.
본 발명의 다른 목적들 및 특징들은 이하의 바람직한 실시예의 상세한 설명으로부터 명백해 질 것이다.
본 발명은 첨부 도면과 관련하여 설명한다.
양호한 실시예의 상세한 설명
본 발명을 설명하기 전에 다수의 용어들을 정의하는 것이 유리하다. 이하의 정의들은 본 출원 전체에 걸쳐 사용된다는 것을 이해해야 한다.
정의들
용어들의 정의가 용어의 통상적으로 사용되는 의미로부터 벗어나는 경우, 출원인은 특별히 지시하지 않는 한 이하에 제공된 정의들을 이용하는 것을 의도한다.
본 발명의 목적들을 위해, 용어 "크로스 채널 간섭"은 다른 소스의 획득 및 트래킹 채널들 내로 블리딩(bleeding)하는 하나의 소스의 신호들로부터 초래하는 간섭의 형태를 칭한다.
본 발명의 목적들을 위해, 용어 "공동 채널 간섭"은 하나 이상의 신호들, 예를 들면 가시선 신호가 동일한 소스로부터 제2, 제3 또는 제4 다중 경로 신호를 취득하는 능력과 간섭할 때 발생하는 간섭의 형태를 칭한다.
본 발명의 목적들을 위해, 용어 "아날로그"는 본질적으로 연속적인 임의의측정 가능한 양을 칭한다.
본 발명의 목적들을 위해, 용어 "기지국"은 무선 환경에서의 다중의 가동 또는 고정 이동 유닛들에 통신하는 것이 가능한 송신기 및/또는 수신기를 칭한다.
본 발명의 목적들을 위해, 용어 "기준선 수신기"는 본 발명의 수신기가 비교되는 종래의 수신기를 칭한다.
본 발명의 목적들을 위해, 용어 "비트"는 "비트"의 통상적인 의미, 즉 두 개의 가능한 값들: 2진수 1 또는 0 중 하나를 갖는 정보의 기본 단위를 칭한다.
본 발명의 목적들을 위해, 용어 "코드"는 메시지의 의도된 수신자에 의해 인지되고 메시지에 적용된 번호들의 규정된 시퀀스를 칭한다.
본 발명의 목적들을 위해, 용어 "코드 분할 다중 접속(CDMA)"은 모든 사용자들이 동일한 스펙트럼을 공유하지만 고유의 코드에 의해 서로로부터 구별 가능한 다중 접속용 방법을 칭한다.
본 발명의 목적들을 위해, 용어 "칩"은 기본적인 정보 포함 단위인, 비트보다 작은 비-정보 포함 단위를 칭한다. 확산 팩터의 양에 따라, 칩들의 고정된 길이 시퀀스들이 비트들을 구성한다.
본 발명의 목적들을 위해, 용어 "코드 오프셋"은 코드 내의 위치를 칭한다. 예를 들면, 소정의 무선 환경들 내의 기지국들은 특정 의사 랜덤 코드 내의 그들의 위치에 의해 서로간을 구별한다.
본 발명의 목적들을 위해, 용어 "상관"은 종종 신호들의 길이에 의해 또는 다른 정규화 팩터에 의해 스케일링되는 두 개의 신호들 사이의 내적(innerproduct)을 칭한다. 상관은 두 개의 신호들이 얼마나 유사한지의 측정을 제공한다.
본 발명의 목적들을 위해, 용어 "디지털"은 용어 디지털의 통상적인 의미를 칭한다, 즉 본질적으로 이산적인 측정 가능한 양에 관한 것이다.
본 발명의 목적들을 위해, 용어 "도플러"는 용어 도플러의 통상적인 의미, 즉 수신기, 송신기 및/또는 배경의 이동에 기인하여 발생하는 주파수의 변화를 칭한다.
본 발명의 목적들을 위해, 용어 "위성 항법 시스템(GPS)"은 이 용어의 통상적인 의미, 즉 위치 추적용 위성 기반 시스템을 칭한다.
본 발명의 목적들을 위해, 용어 "위상내(in-phase)"는 기준 신호와 같은 특정 신호와 위상내 정렬된 신호의 성분을 칭한다.
본 발명의 목적들을 위해, 용어 "구적(quadrature)"은 기준 신호와 같은 특정 신호와 90°위상차가 있는 신호의 성분을 칭한다.
본 발명의 목적들을 위해, 용어 "간섭"은 용어 간섭의 통상적인 의미, 즉 관련되지 않지만 관련 신호를 검출할 수 있는 능력과 간섭하는 신호를 칭한다. 일반적으로, 간섭은 예를 들면 다른 기지국들과 통신하는 모바일 사용자들 또는 다중 경로 신호들과 같은, 동일한 것을 수행하려고 시도하는 다른 프로세스들에 의해 생성된 구조화 신호이다.
본 발명의 목적들을 위해, 용어 "선형 조합"은 다중 신호들 또는 수학적 양들의 개별 신호들의 0이 아닌 스케일링과의 조합을 칭한다.
본 발명의 목적들을 위해, 용어 "정합 필터"는 수신된 신호를 인지된 신호의 비손상 리플리카와 효과적으로 상관시킴으로써 인지된 신호의 검출을 용이하게 하도록 설계된 필터를 칭한다.
본 발명의 목적들을 위해, 용어 "노이즈"는 신호들의 전송 및 수신에 대한 노이즈의 통상적인 의미, 즉 관련 신호를 검출하는 능력과 간섭하는 임의 교란을 칭한다. 부가의 노이즈는 관련 신호의 전력과 선형적으로 부가된다. 셀룰러 시스템들에서의 노이즈의 예들은 자동차 점화들, 전력선들 및 마이크로파 통신 링크들을 포함할 수도 있다.
본 발명의 목적들을 위해, 용어 "역행렬"은 원래 행렬에 의해 곱셈될 때 단위 행렬 I와 동등한 행렬, 즉 행렬들의 대각선을 남겨두고는 모두 0인 행렬로서 정의되는, S-1로 나타내는 정방 행렬 S의 역행렬을 칭한다.
본 발명의 목적들을 위해, 용어 "모바일"은 기지국들과 통신하고 송신기 또는 수신기로서 기능하는 이동 전화 또는 수신기를 칭한다.
본 발명의 목적들을 위해, 용어 "변조"는 사인파 신호 또는 의사 랜덤 코딩된 신호와 같은 다른 신호에 대한 정보를 부여하는 것을 칭한다. 통상적으로, 이는 위상, 진폭, 주파수 또는 이들 양들의 소정의 조합과 같은 신호 파라미터들을 조작함으로써 성취된다.
본 발명의 목적들을 위해, 용어 "다중 경로"는 수신기로의 상이한 경로들을 진행하는 신호의 카피들을 칭한다.
본 발명의 목적들을 위해, 용어 "정규화"는 다른 양에 대한 스케일링을 칭한다.
본 발명의 목적들을 위해, 두 개의 0이 아닌 벡터들, e1및 e2는 이들의 내적(e1 Te2, 여기서T는 이항 연산자를 칭함)이 동등하게 0이면 '직교"한다고 한다. 기하학적으로는, 이는 서로 수직인 벡터들을 칭한다.
본 발명의 목적들을 위해, 용어 "의사 난수(PN)"는 주파수 도메인에서 신호를 확산하면서 사용자들 사이를 구별하기 위해 확산 스펙트럼 응용들에 통상적으로 사용되는 시퀀스들을 칭한다.
본 발명의 목적들을 위해, 용어 "프로세싱 이득"은 프로세싱되지 않은 신호의 SNR(신호 대 노이즈비)에 대한 프로세싱된 신호의 SNR을 칭한다.
본 발명의 목적들을 위해, 용어 임의의 두 개의 벡터들 x 및 y에 대한 "투영"은 y 방향에 놓인 x의 성분의 것과 동일한 길이를 갖는 y의 방향에서의 y 상의 벡터 x의 투영을 칭한다.
본 발명의 목적들을 위해, 용어 "레이크 수신기"는 프로세싱 이득을 증가시키기 위해 다중 경로 신호들을 조합하기 위한 방법을 칭한다.
본 발명의 목적들을 위해, 용어 "신호 대 노이즈비(SNR)"는 신호 대 노이즈비의 통상적인 의미, 즉 노이즈(및 간섭)에 대한 신호의 비율을 칭한다.
본 발명의 목적들을 위해, 용어 "확산 스펙트럼"은 주파수 선택 페이딩에 대한 저항성이 있으면서 대역폭을 더욱 효과적으로 사용하기 위해 신호의 대역폭을증가시키도록 확산 코드들을 사용하는 기술들을 칭한다.
본 발명의 목적들을 위해, 용어 "확산 코드"는 확산 스펙트럼 시스템들의 주파수 공간 내의 신호의 폭을 증가시키는데 사용된 의사 난수 시퀀스들을 칭한다. 확산 코드들의 예들은 골드, 베이커, 월시 코드들 등을 포함한다.
본 발명의 목적들을 위해, 용어 "스티어링 벡터"는 관련 신호를 초점화하기 위해 사용되는 신호의 위상 이력을 포함하는 벡터를 칭한다.
본 발명의 목적들을 위해, 용어 "심벌"은 변조 체계에서의 채널을 통해 전송된 기본 정보 포함 단위를 칭한다. 심벌은 복조를 통해 복구될 수 있는 하나 이상의 비트들로 구성될 수도 있다.
본 발명의 목적들을 위해, 용어 "이항"은 행렬이 다른 행렬의 열들 및/또는 행들을 교환함으로써 형성되는 수학적 연산을 칭한다. 예를 들면, 제1 열은 제1 행이 되고, 제2 열은 제2 행이 되는 등이다.
설명
이하의 상세한 설명에서, 본 명세서의 부분을 형성하고 본 발명이 실시될 수도 있는 특정의 예시적인 실시예들을 예시로서 도시하고 있는 첨부 도면들을 참조한다. 이들 실시예들은 당 기술 분야의 숙련자들이 본 발명을 실시할 수 있도록 충분히 설명되고, 다른 실시예들이 이용될 수도 있고 논리적, 기계적, 및 전기적 변형들이 본 발명의 정신 및 범위를 벗어나지 않고 수행될 수도 있다는 것을 이해해야 한다. 따라서, 이하의 상세한 설명은 한정적인 의미로 취해지는 것은 아니다.
통신 시스템은 셀룰러 전화들과 같은 하나 이상의 수신기들 또는 이동국들과 무선 통신하기 위해 구성된 복수의 기지국들 또는 소스들을 포함한다. 수신기/소스는 복수의 기지국들과 통신하도록 직접 시퀀스 코드 분할 다중 접속(DS-CDMA)을 수신하고 전송하도록 구성된다. 기지국은 무선 주파수(RF0 신호들을 전송하고, RF 신호들은 RF 캐리어와 기저 대역 신호를 혼합함으로써 형성된다. 기저 대역 신호는 심벌 당 칩들의 보다 실질적으로 큰 주기를 갖는 주기적 확산 시퀀스로 데이터 심벌들을 확산시킴으로써 형성된다.
CDMA 시스템에서, 각각의 소스 및 각각의 수신기는 해당 소스의 디지털 비트 스트림을 확산시키는데 사용되는 고유 시간 가변 코드로 할당된다. 모든 소스들로부터의 이들 확산 신호들은 수신기에 의해 관찰되고 수신된 신호는 부가의 노이즈의 각각의 소스로부터의 신호의 가중 합으로서 모델링될 수도 있다. 가중치는 각각의 소스의 신호의 진폭들이고 진폭들의 제곱들은 각각의 소스의 전송 전력을 표현한다. 다른 수신기들을 위해 의도된 신호들은 구조화 간섭으로서 나타난다.
종래의 통신 시스템들의 간섭을 감소시키기 위한 다양한 시도가 수행되었다. 예를 들면, 요시다에 허여된 미국 특허 제6,282,233호는 m번째 스테이지에서 모든 사용자에 대해 간섭 평가가 간섭 평가 유닛들 및 이전의 m-1 스테이지들에 기초하는 감산 유닛들에 기초하는 병렬의 간섭 제거용 장치를 설명한다. 이는 더 완전한 제거를 제공하기 위해 각각의 연속적인 스테이지가 간섭의 이전의 평가를 상세화하는 피드백 지향 장치이다. 더욱이, 이는 수신된 신호로부터 간섭의 감산을 위해 제공된다. 그러나, 요시다에 의해 설명된 장치는 본 발명의 방법 및 시스템이 간섭 평가의 피드백 지향 상세화를 필요로 하지 않는다는 점에서 본 발명의 방법 및 시스템과는 상이하다. 또한, 요시다 특허에서, 가중 계수들의 사용 및 채널 평가값의 결정은 절대 측정 전력이 제거를 위해 요구되는 것을 제안한다. 반대로, 본 발명의 방법 및 시스템은 수신된 데이터 신호를 포함하는 신호들 사이에 상대 전력을 거의 필요로 하지 않는다. 전력 평가를 수행하고 감산에 의해 신호를 제거하기 위한 시도를 하기보다는, 본 발명의 방법 및 시스템은 간섭 부공간(subspace)이 신호 공간에 직교하는 투영 연산을 수행하기 위한 방법 및 시스템을 제공한다.
메서 등에 허여된 미국 특허 제6,278,726호는 확산 스펙트럼 통신 시스템에서의 간섭 제거를 설명한다. 메서 등은 데이터를 복구하기 위해 수신된 데이터 신호를 필터링 하도록 파일럿 신호와 연관된 성분들의 가중치들을 결정하는 적응성 알고리즘을 사용하는 장치를 설명한다. 가중치들은 신호의 크기 및 위상을 칭한다. 에러 신호가 가중된 복구 파일럿 신호들 모두에 기초하여 생성된다. 가중치들은 에러 신호를 최소화하기 위한 다수의 방법들을 따라 조정된다. 동일한 가중치들이 채널 일그러짐을 보상하도록 데이터 채널들에 사용된다. 메서 등의 장치는, 메서 등이 데이터 채널들의 위상 및 크기 파라미터들을 더 정확하게 평가하기 위해 파일럿의 증가된 전력을 이용함으로써 간섭을 완화하도록 시도했다는 점에서 본 발명의 방법 및 시스템과는 상이하다. 명백하게, 이는 파일럿 신호 파라미터들에 기초하는 다양한 알고리즘들을 사용하는 상관 목적들을 위해 리플리카 신호들을 더 양호하게 평가하는 능력을 제공할 것이다. 더욱이, 본 발명의 방법 및 시스템에서 수행된 바와 같은 간섭을 감산하거나 투영하는 것에 대한 설명이 없다.
쉴링 등에 허여된 미국 특허 제6,259,688호는 감산 간섭 제거기 알고리즘을 사용하는 장치를 설명한다. 각각의 채널은 다른 채널들의 평가 전에 대역 환원되어, 각각의 후속 채널 사이의 비트 지연을 제공한다. 쉴링 등의 장치는, 쉴링 등이 간섭을 제거하기 위해 투영 연산보다는 감산에 의존한다는 점에서 본 발명의 방법 및 시스템과는 상이하다. 쉴링 등의 장치는 또한 정확한 제거를 위해 절대 채널 전력의 평가에 의존하는 것으로 고려되는 반면, 본 발명의 방법 및 시스템은 단지 채널들 사이의 상대 전력에 의존한다.
란타 등에 허여된 미국 특허 제6,233,229호는 TDMA 셀룰러 시스템의 상이한 셀들에 주파수 대역들을 할당하는 방법을 설명한다. 란타 등의 장치는, 란타 등이 TDMA 시스템들의 주파수 할당만을 사용하는 반면, 본 발명의 방법 및 장치는 CDMA 시스템들에 사용될 수도 있다는 점에서 본 발명의 방법 및 시스템과는 상이하다.
영 등에 허여된 미국 특허 제6,215,812호는 수신기로 진입하기 전에 RF에서 NBI(협대역 간섭)을 제거하는 NBI 제거기를 설명한다. 더욱이, 이는 광대역 직접 확산 스펙트럼 신호(DSSS) 또는 협대역 간섭 신호에 의해 이용된 변조 방법들의 사전 지식을 필요로 하지 않는다. 장치는 현존하는 하드웨어로 전개시킬 수 있도록 하는 애드-온 특징부이다. 영 등의 장치는, 영 등의 장치가 수신기의 프로세싱 이전에 노이즈를 제거하는 수신기에 대한 외부 애드-온인 반면, 본 발명의 방법 및 시스템은 수신기의 신호 프로세싱 성능의 일체화 부분일 수도 있다는 점에서 본 발명의 방법 및 시스템과는 상이하다. 더욱이, 본 발명의 방법 및 시스템은 DSSS 간섭기들, 즉 소정의 신호와 동일한 신호의 형태를 생성하는 송신기들을 제거하는데사용될 수도 있는 반면, 영 등은 NBI의 제거만을 설명하고 있다.
황 등에 허여된 미국 특허 6,201,799호는 J-1 다중 코드(MC) 채널들이 J 인코딩된 다중 코드 채널들(여기서 J>1)을 포함하는 신호로부터 제거될 수도 있는 탈상관기(decorrelator)의 형성을 위한 장치를 설명한다. MC CDMA 수신기는 복수의 신호들 및 이들의 다중 경로를 수신한다. 레이크 수신기들의 뱅크를 사용하여, 소정의 데이터 채널들을 위한 결정 통계를 생성하는 것이 가능하다. 부분 탈상관기는 다른 J-1 신호들에 의해 발생된 간섭을 억제하도록 J번째 신호를 위한 결정 통계를 프로세싱한다. 본 발명의 방법 및 시스템과는 달리, 황 등은 어떠한 종류의 투영 연산도 사용하지 않는다.
토다 등에 허여된 미국 특허 제6,192,067호는 특히 직접 시퀀스 CDMA(DS-CDMA)를 사용하는 디지털 이동 무선 통신 시스템들을 갖는 CDMA 통신 시스템들의 간섭 신호의 진폭의 평가에 의해 다중 경로 간섭 및 사용자들 사이의 간섭을 제거하는 장치를 설명한다. 결정 유닛은 수신된 심벌 벡터 및 평가된 채널값들의 진폭 비교들에 기초하여 하드 또는 소프트 결정을 실행한다. 토다 등은, 토다 등의 방법이 본 발명의 방법 및 시스템에 의해 수행될 수 있는 바와 같이 단지 상대 전력보다는 신호의 절대 진폭에 의존한다는 점에서 본 발명의 방법 및 시스템과는 상이하다. 토다 등은 또한 토다 등의 방법이 본 발명의 방법 및 시스템에 의해 이용되는 바와 같은 투영 연산보다는 감산형 연산에 상당하는 것만을 제안한다. 더욱이, 토다 등은 제거를 위한 더 양호한 방법 및 시스템을 제공하는 본 발명의 방법 및 시스템과는 대조적으로 간섭 신호의 진폭이 더 양호한 제거 방법의 물리학보다는제거의 결정 수행 양태에 어떠한 영향을 미치는지에 대해 초점을 맞춘다.
가와까미 등에 허여된 미국 특허 제6,172,969호는 파일럿(연습) 신호 및 정보 신호들에 의해 발생된 간섭을 연속적으로 평가하고 제거하는 장치를 설명한다. 가와까미 등은 파일럿 신호를 평가하고 파일럿에 기인하도록 평가된 간섭을 제거하고 이어서 정보 신호를 평가하고 그에 기인하도록 평가된 간섭을 제거한다. 간섭을 평가하고 제거하는 프로세스는 잔류 신호들에 기초한다. 가와까미 등은, 가와까미 등이 결정 수행 구조가 잔류 신호들의 프로세싱에 의존하기 때문에 절대 전력에 의존한다는 점에서 본 발명의 방법 및 시스템과는 상이하다. 더욱이, 본 발명의 방법 및 시스템과는 달리, 가와까미 등은 본질적으로 연속적이어야 한다, 즉 파일럿이 먼저 제거되고 다음 잔류물이 정보 채널들을 제거하는데 사용된다.
뷔러 등에 허여된 미국 특허 제6,157,847호는 잔류 신호들이 후속 스테이지들 상에 통과되는 다단 필터 프로세스를 수행하는 기지국에서의 장치를 개시한다. 뷔러 등은, 뷔러 등의 장치가 역방향 링크만에 적용되기 때문에 점에서 본 발명의 방법 및 시스템과는 상이하다. 더욱이, 뷔러 등의 다단 필터 디자인은 잔류 신호들을 처리하는데, 이는 본 발명과는 상당히 상이하다.
다나까 등에 허여된 미국 특허 제6,157,685호는 간섭 제거를 위한 CDMA아 같은 다중빔 안테나 통신 시스템용 장치를 설명한다. 제1 입력 빔 신호로부터, 제1 간섭 리플리카 신호가 생성되고 신호가 감사된다. 제2 리플리카 간섭 신호는 변환 계수들에 의해 생성되고 제1 간섭 리플리카 신호에 의해 얻어진 신호로부터 감산된다. 각각의 감산은 각각의 신호 빔에 대해 생성된 에러 신호를 생성한다. 다나까등의 장치는, 다나까 등의 장치가 부공간 투영을 이용하는 본 발명의 방법 및 시스템과는 대조적으로 반복 감산에 의존한다는 점에서 본 발명의 방법 및 시스템과는 상이하다.
황 등에 허여된 미국 특허 제 6,154,443호는 레이크 수신기에 의해 주파수 도메인에서 프로세싱되는 FFT 정합 필터들을 사용하여 데이터 검출을 계산하는 장치를 설명한다. 황 등의 장치는 파일럿 신호 확산 코드 정합 필터, 데이터 신호 확산 코드 정합 필터 및 채널 정합 필터를 제공한다. 후자는 채널 주파수 응답을 평가하고 결정이 수행되기 전에 상이한 경로들로부터 수신된 데이터 신호들을 조합한다. 황 등의 장치는 부공간 투영을 이용하는 본 발명의 방법 및 시스템과는 대조적으로 간섭 신호들의 감산에 의존한다.
사와하시 등에 허여된 미국 특허 제6,137,788호는 다단 간섭 제거기를 제조하기 위해 CDMA 통신 시스템에 사용하기 위한 직렬 복조 장치를 설명한다. 간섭 신호 리플리카들이 수신된 신호로부터 감산된다. 사와하시 등의 장치는, 사와하시 등의 장치가 부공간 투영을 이용하는 본 발명의 방법 및 시스템과는 대조적으로 간섭 신호 리플리카들이 감산에 의존한다는 점에서 본 발명의 방법 및 시스템과는 상이하다.
우파드레이 등에 허여된 미국 특허 제6,115,409호는 빔 스티어링(스마트 안테나)을 사용하여 간섭을 제어하기 위한 적응성 공간 시간 시스템을 설명한다. N 요소 안테나 어레이의 각각의 요소는 확산 스펙트럼 및 간섭 신호의 상이한 위상 변환 버전을 수신한다. 필터링에 의해, 간섭 신호를 무효화하도록 안테나의 제어가중치들을 조정하는 것이 가능하다. 우파드레이 등의 장치는 특히 N 요소 안테나 어레이들을 위한 빔 스티어링 기술에 관한 것인 반면 본 발명의 방법 및 시스템은 CDMA 시스템의 더 큰 클래스에 적용하고 빔 스티어링과는 상당히 상이한 제거의 신호 프로세싱 방법을 이용한다. 이 접근은 다중 안테나들을 필요로 하고, 반면 본 발명은 그렇지 않다, 즉 단일 안테나로 작동된다.
스즈끼 등에 허여된 미국 특허 제6,088,383호는 리플리카 신호들이 생성되어 수신된 신호로부터 감산되는 간섭 제거를 위한 확산 스펙트럼 신호 복조기를 설명한다. 스즈끼 등의 복조기는 본 발명의 방법 및 시스템과는 상이하다. 스즈끼 등의 특허에서, 복조기는 간섭을 억제하기 위해 부공간 투영들을 이용하는 본 발명의 방법 및 시스템과는 대조적으로 리플리카 신호의 제거를 위한 전력 측정에 의존한다.
쉴링 등에 허여된 미국 특허 제6,014,373호는 코드 채널이 간섭 코드 채널들의 감산에 의해 복구되는 시스템용 방법을 설명한다. 각각의 확산 신호는 이후에 다른 코드 채널들을 복조하는데 사용될 수도 있는 감산된 신호의 생성에 사용될 수도 있다. 쉴링 등의 방법은, 쉴링 등의 방법이 부공간 투영을 이용하는 본 발명의 방법 및 시스템과는 대조적으로 이미 대역 환원된 간섭 신호들의 감산에 의존한다는 점에서 본 발명의 방법 및 시스템과는 상이하다.
스즈끼에 허여된 미국 특허 제5,953,369호는 확산 스펙트럼 신호 내에 전송된 데이터 블록들 내에 제공된 전력 레벨 정보를 사용함으로써 간섭을 제거하기 위한 방법을 설명한다. 스즈끼의 방법은, 스즈끼의 방법이 확산 스펙트럼 신호에 의해 전송된 전력 레벨 정보에 의존한다는 점에서 본 발명의 방법 및 시스템과는 상이하다. 대조적으로, 본 발명의 방법 및 시스템은 그에 의존하지 않는 제거 절차에서 전력 레벨 정보를 이용하는데 사용될 수도 있다.
요시다 등에 허여된 미국 특허 제5,930,229호는 CDMA용 간섭 제거기 장치를 설명한다. 이는 계수들이 제약 조건 프로세스를 통해 얻어지는 코드 직교화 필터를 사용하여 역확산을 수행한다. 더욱이, 간섭파들을 억제하면서 일정 전력 레벨에서 소정 신호를 검출한다. 탭 계수 제어는 코드 직교화 필터, 캐리어 트래킹 회로로부터의 재현된 캐리어 출력, 가산기로부터 출력된 심벌 결정 에러 신호 및 소정의 파 확산 코드 파형에 따라 탭 계수를 적응적으로 업데이트한다.
요시다 등의 장치는 정합 필터 디자인을 사용하지 않고, 오히려 횡방향 필터로서 구성된 직교화 필터를 사용한다. 장치는 소정 신호에 수직인 부공간 상에 계수 벡터를 투영하기 위한 적응성 방법을 포함한다. 더욱이, 요시다 등의 필터는 채널 편차들에 독립적인 직교 계수들을 사용한다. 필터는 가장 전송 가능성이 있는 심벌을 결정하는 심벌 결정 유닛을 포함한다. 다음, 탭 계수들은 심벌 결정 에러 신호에 기초하여 재귀적으로 업데이트된다. 심벌 결정 에러 신호의 평균 전력은 최소 평균 자승 오차(MMSE) 제어를 통해 최소화된다. 간섭 제거는 간섭 신호의 확산, 타이밍 및 전력의 변화들에 따라 적응적으로 수행될 수도 있다.
요시다 등의 장치와는 반대로, 본 발명은 공지된 간섭 부공간에 직교하는 부공간 상에 신호를 투영하기 위한 적응성 방법을 제공한다. 더욱이, 투영 연산자는 심벌 결정 에러 신호에 기초하는 임의의 종류의 수렴 특성들을 갖지 않으며, 대신에 수신기 내의 개별 핑거에서 현재 트래킹되는 간섭의 최상의 평가를 사용한다. 제거 연산의 결과들을 향상시키기 위한 시도에 어떠한 에러 신호도 사용되지 않는다. 제거될 수도 있는 간섭은 이것이 다른 송신기로부터의 신호 또는 현재 트래킹되고 있는 동일한 송신기로부터의 다중 경로 신호이기 때문에 공지된다. 요시다 등보다 우수한 본 발명의 다른 장점은 신호들이 급속하게 변화하고 개별 트래킹 루프(들)에서 현재 트래킹되기 때문에 임의의 MMSE 제어를 위한 요구가 존재하지 않는다는 것이다. 부가적으로, 신호의 트래킹에서 수행된 것 이외의 본 발명의 계산들에는 히스테리시스(hysteresis) 또는 임계 의존성이 없다.
요시다 등의 공보와 본 발명 사이의 주요한 차이점은, 요시다 등의 공보에서는 탭 제약 프로세싱이, 투영된 벡터와 소정의 사용자의 칩 파형 벡터 자체의 합을 형성하고 코드 벡터 공간 내의 소정의 사용자 칩 파형 벡터에 직교하는 제약 공간상에서의 계수들의 벡터의 업데이팅의 투영을 얻는다는 것이다. 부가적으로, 직교 코드와 수신된 신호의 소정의 사용자 신호 사이의 상관은 0이다. 소정의 사용자 칩 파형 벡터에 직교하는 코드 벡터는 직교 계수 벡터로부터 성분을 감산함으로써 얻을 수 있고, 이는 소정의 사용자의 칩 파형 벡터와 직교 계수 코드 벡터를 상관하고, 전력에 의해 상관을 정규화하고 소정의 사용자의 칩 파형 벡터를 갖는 결과를 재확산함으로써 형성된다. 본 발명은 관련 신호에 직교하는 것보다는 간섭에 직교하는 부공간 내로 수신된 신호를 투영하는 투영 연산자를 생성한다. 따라서, 이들의 투영은 관련 신호에 직교하지만, 본 발명은 간섭에 직교하는 투영을 교시한다. 본 발명의 다른 신규한 특징들은 이하에 설명된다.
양에 허여된 미국 특허 제5,872,776호는 다른 신호들로부터의 크로스 상관 간섭의 감소에 기초하는 간섭 제거 방법을 설명한다. 양의 방법은 상이한 통합 시간들을 갖는 각각의 사용자를 위해 요구되는 두 개의 데이터 집합들에 의해 구현되는 다단 프로세스를 이용한다. 양의 방법은, 양의 방법이 크로스 상관 간섭을 직렬식으로 감소시키는 것을 추구한다는 점에서 본 발명의 방법 및 시스템과는 상이하다. 더욱이, 양의 방법은 상이한 통합 시간들을 갖는 두 개의 데이터 집합들을 필요로 한다. 대조적으로, 본 발명의 방법 및 시스템은 예를 들면 CDMAOne 및 CDMA2000과 같은 현존하는 수신기 디자인 내로의 훨씬 더 용이한 통합을 허용하고 수신기 상에 범위를 제한하지 않는다.
코친 등에 허여된 미국 특허 제5,787,130호는 복합 신호로부터 단일 가입자의 신호를 디코딩하고 제거하기 위한 기술을 설명한다. 단일 가입자의 신호 및 다중 경로 성분들이 결정되어 가입자의 신호를 재구성하는데 사용된다. 다음, 재구성된 신호는 다중 가입자들을 포함하는 복합 신호로부터 감산된다. 코친 등의 장치는, 코친 등의 장치가 하나의 가입자의 신호 및 다중 경로를 제거하는 문제점에만 접근한다는 점에서 본 발명의 방법 및 시스템과는 상이하다. 더욱이, 코친 등의 장치는 부공간 투영을 이용하는 본 발명의 방법 및 시스템과는 대조적으로, 간섭을 제거하기 위해 감산을 사용한다.
매도우 등에 허여된 미국 특허 제6,175,587호는 CDMA 통신들 시스템의 간섭 억제용 기술을 설명한다. 매도우 등의 기술은 본 발명과는 상이한 방식으로 비동기화(상이한 기원들에 의한 다중 경로 및 경로 지연들에 기인하는 수신된 신호 성분들의 오정렬) 문제점을 해결한다. 매도우 등은 심벌 중첩을 표현하도록 좌측 및 우측 간섭 벡터들을 사용하여 간섭 행렬을 형성하는 반면, 본 발명은 간섭 벡터들을 형성하는데 조합된 간섭 벡터들을 사용한다. 이는 두 개의 이유들로 주요한 암시들을 갖는데: a) 매도우 등의 제거는 더 많은 관련 신호를 제거하고; b) 매도우 등의 제거는 본 발명의 접근의 약 4배의 계산을 필요로 한다. 이 계산의 증가는 부분적으로는 매도우 등의 특허가 각각의 핑거에서의 상관기의 소정의 코드의 직교 투영만을 사용하는 사실에 기인한다.
본 발명은 적합한 핑거 내로 공급되기 전에 신호의 직교 투영을 주로 사용하지만, 한 수신기들의 집단에서는 매도우 등의 접근에서와 유사한 핑거의 최종 상관기에서만이 아니라, 트래커, 및 최종 상관기, 탐색기 수신기(취득)에서의 상관기의 소정의 코드의 직교 투영을 사용해야 할 필요가 있을 수도 있다. 매도우 등의 접근은 임의의 소정 신호가 이미 취득되어 트래킹되고 있다고 가정한다. 본 발명의 접근은 직교 투영의 사용 전에 취득되고 트래킹되고 있는 소정 신호들 및 부가적으로 및 중요하게는 직교 투영 연산자의 사용 없이 취득되고 트래킹될 수 있는 약한 신호들 모두를 커버한다.
종래의 통신 시스템들보다 우수한 중대한 개선들을 이해하기 위해, 종래의 CDMA 통신 시스템들의 기능을 이해하는 것이 필수적이다. 종래의 셀룰러 시스템들과 연관된 기본적인 기능성은 이하에 설명될 것이다.
현재의 PN 코딩된 수신기들의 프로세싱 구조는 도 2에 도시된다. 무선 주파수(RF)에서의 PN 코딩된 신호(200)는 수신기의 안테나(202)에서 수신된다. RF로부터 중간 주파수(IF)로의 주파수 하향 변환이 샘플링 및 A/D 회로(206)에 의한 아날로그로부터 디지털로의 변환 전에 변환 회로(204)에 의해 수행된다. 디지털 IF 신호가 취득 및 트래킹의 신호 프로세싱 연산들을 수행하는 다수의 프로세싱 채널들(208, 210, 212)을 통과한다. 임의의 수의 신호 프로세싱 채널들이 본 발명의 교시들과 함께 이용될 수도 있다는 것을 이해해야 한다. 각각의 프로세싱 채널에서 수행된 신호 취득은 수신기의 구현에 필수적이지 않을 수도 있다는 것을 주목하라. 상세한 설명은 각각의 수신기 핑거의 신호 취득을 포함할 수도 있지만, 본 발명은 각각의 핑거에서 개별적으로 신호 취득을 수행하지 않는 수신기들을 포함한다. 예시적인 목적들을 위해, 단지 3개의 채널들(208, 210, 212)만이 도시된다. 부가의 프로세싱 스테이지들(A, B, C)이 각각의 프로세싱 채널에 포함될 수도 있다. 더욱이, 모든 설명에서 신호들은 위상내(I) 및 구적(Q) 표현들로 분해되지 않는다. 그러나, 포함된 수신기 구조들은 이 분해를 수행하는 수신기들을 포함하고 I 및 Q 표현들(채널들)을 개별적으로 프로세싱한다.
기준선 수신기는 무선 주파수(RF) 신호(200)로부터 수신된 신호를 중간 주파수(IF) 또는 기저 대역 주파수로 변환하고, 이어서 A/D 회로(206)에 의해 생성된 디지털 신호를 개별적으로 샘플링한다. 상세한 설명에서, IF는 기저 대역을 포함할 수도 있다. 예를 들면, RF 기준 신호는:
로서 제공되고, 여기서 ωRF는 RF 각주파수이고 m은 π/4-QPSK 내의 위상의 4개의 가능한 값들 중 하나이다.
효과적으로, 기준선 수신기는 IF 또는 기저 대역 성분 및 고주파 성분으로 구성된 신호를 생성하도록, 기준 캐리어와 수신된 RF 신호를 곱셈한다.
저대역 필터링은 고주파 성분을 제거하고 아날로그 신호를 산출한다:
이는 디지털 데이터를 제공하도록 개별적으로 샘플링될 수도 있다.
도 2에 도시된 각각의 프로세싱 채널 내에서, 본 발명자들은 채널 내의 신호 취득 및 신호 트래킹 기능들에 초점을 맞추었다. 이들 기능들은 도 3에 표현되고 이하에 상세히 설명된다.
취득(310)은 신호가 존재하는지를 결정하고, 만일 존재한다면 트래킹 루프들에 공급된, 이에 한정되는 것은 아닌, 주파수, 위상, 및 지연과 같은 신호 파라미터들을 평가하는 대강의 동기화 프로세스이다. 통상적으로, 취득 프로세스(310)는 시간, 또는 PN 코드 오프셋들, 및 도플러 오프셋들의 평가들을 생성한다. 수신기의 현재 시간으로부터의 시간 오프셋은 송신기로부터 수신기로의 신호의 비약의 시간의 결과이고 송신기와 수신기 사이의 동기화의 임의의 결핍에 기인한다. 캐리어의 주파수에 대한 도플러 오프셋은 송신기와 수신기 사이의 상대 속도의 결과이다. PN 코드 신호 취득은 본질적으로는 PN 코드의 미지의 파라미터들에 대한 탐색이다. 본 발명에서는, 미지수들은 코드의 오프셋들, 즉 전체 PN 코드에서 측정에 포함된 코드의 세그먼트 y가 존재하는 경우 및 캐리어의 적절한 주파수이다. 코드의 오프셋은 코드-오프셋이고 또한 시간 오프셋이라 칭한다. 평가된 주파수는 신호가 경험할 수도 있는 임의의 도플러 변위들을 가산한 중간 주파수이다. 도플러 변위는 지상 시스템들에서는 무시할 수 있는 가능성이 있을지라도, 이 가정은 글로벌스타(GLOBALSTAR) 및 다른 공간 기반 적용들의 개발에서는 사실이 아닐 수도 있다. 따라서, 취득 절차는 지상 시스템들에서는 본질적으로 1차원이고 공간 기반 적용들에서는 2차원이다.
탐색 프로세스는 시험 코드 및 주파수 오프셋들에서의 PN 코드의 제1 복제 위상내(I) 및 구적(Q) 버전들을 포함한다. I 및 Q 채널들은 90도만큼 위상내 오프셋된다. 이 복제된 코드는 이하의 적분 및 덤프 체계를 사용하여 측정된 데이터 y에 정합된다.
여기서, hJ(t,f)는 코드 오프셋(t)및 주파수 오프셋(f)에 의한 I 채널 복제 코드이고, hQ(t,f)는 코드 오프셋(t) 및 주파수 오프셋(f)에 의한 Q 채널 복제 코드이고, φt,f는 정합 연산의 결과이다.
이 프로세스는 시험 주파수들 및 코드 오프셋들의 집합에 대해 반복되고 최종적인 φt,f가 생성된다. 이 φt,f의 값들은 임계값(Vt)과 비교되고 임계값을 통과하지 않는 값들이 주석 기입된다. t 및 f의 값들은 임계값이 코드 오프셋 및 주파수의 초기 평가들을 초과하고 트래킹 스테이지(312)로 통과된 φ의 값들에 대응한다. 고장 경보(Pfa)의 단일 시험 가능성의 견지에서의 임계값 및 측정된 I-시그마 노이즈 전력(σn)이 이하의 식을 포함하는 다수의 방법들로 계산될 수도 있다.
여기서, σn은 노이즈의 편차이고, Pfa는 고장 경보의 소정의 가능성이다.
예를 들면, 셀룰러 CDMA의 가장 강한 기지국의 초기 취득이 블라인드의 부트스트래핑 절차이고, 정보가 인지되지 않기 때문에 후속의 기지국들이 탐색 윈도우를 상당히 축소시키도록 인접 리스트 정보를 사용하여 취득될 수도 있다. IS-95 블라인드 취득에서, 복잡한 리플리카 코드의 짧은 세그먼트(상관 길이)는 전체 코드 시퀀스를 탐색하기 위해 모든 가능한 215개의 짧은 코드 오프셋들에 대해 생성된다. 다음, 수신된 데이터의 세그먼트는 모든 리플리카 신호들과 상관된다. 상관 피크는 짧은 코드 내의 수신된 신호의 위치를 제안한다. 조우된 도플러 주파수들은 최소이고 일반적으로 0 Hz 주위에 집중되기 때문에, 코드 오프셋들에 걸친 1차원 탐색만을 수행하는 것이 가능하다. 이 초기 부트스트래핑 절차는 후속의 취득 절차들을 통해 더욱 상세화될 수도 있는 짧은 코드 오프셋의 평가를 제공한다.
기지국이 취득되어 트래킹된 후, 동기 채널을 통해 기지국의 인접 리스트를 접속하는 것이 가능하다. 인접 리스트는 취득 프로세스를 용이하게 하도록 (+/- N 칩들)의 제안된 탐색 윈도우 및 근처의 기지국의 상대 오프셋들을 제공한다. 블라인드 취득 탐색은 필수적인 것은 아니고 핑거는 2차원 취득 절차로 직접 진행될 수도 있다.
블라인드 취득 절차 및 인접 리스트 모두는 코드 오프셋의 불확실성의 범위를 제한하고 모바일 사용자들에 의해 조우된 도플러 주파수들의 범위가 작기 때문에, 2차원 탐색 공간이 더 작다. 탐색 공간은, 그의 차원들이 도플러 빈들 및 칩들 또는 칩들의 부분들에 의해 규정되는 소형의 직사각형의 구역들로 분할된다. 탐색 공간을 통하는 공간 및 빈 크기의 선택은 취득 속도 및 신뢰성을 위한 조건들의 함수이다. 통상적으로 모든 코드 오프셋들이 도플러의 값에 걸쳐 탐색된다. 후보 오프셋이 발견되지 않으면, 탐색은 다음 도플러 빈에서 계속되어 원래 도플러의 상하 교번한다. 더 복잡한 취득, 또는 탐색 알고리즘들은 공지된 확률론적 특성들을 이용함으로써 이 통계적인 접근으로부터 벗어나지 않고 본 발명의 범위 내에 있는 것으로 고려될 수도 있다.
취득 모듈(310)이 데이터 내의 신호 및 그 연관 파라미터들을 성공적으로 식별하면, 제어는 두 개 이상의 결합된 트래킹 루프들을 포함할 수도 있는 트래킹 모듈(312)로 이동된다. 바람직한 실시예에서, 트래킹 모듈(312)은 적어도 캐리어 트래킹 루프(316) 및 코드 트래킹 루프(318)를 가질 수 있다. 캐리어 트래킹루프(316)의 기능은 위상을 위한 위상 동기 루프(PLL)(320) 및 주파수를 위한 주파수 로크 루프(FLL)(322)를 사용하여 착신 캐리어의 위상 및 주파수를 트래킹하는 것이다. PLL(320)은 종래의 또는 코스타스 또는 신호 처리 분야에 공지된 임의의 다른 방법일 수도 있다. PLL 뿐만 아니라 FLL도 수신기의 구현에 필수적인 것은 아닐 수도 있다는 것을 주목하라. 상세한 설명은 PLL 및/또는 FLL을 포함할 수도 있지만, 본 발명은 PLL 및/또는 FLL을 사용하지 않는 수신기들을 포함한다.
코드 트래킹 루프(318)의 목적은 착신 신호의 PN 코드의 동기화 버전을 생성하는 것이다. 코드 트래킹 루프(318)는 종종 지연 동기 루프(DLL)(318)로서 칭한다.
FLL, PLL 및/또는 DLL이 코딩된 신호들을 트래킹하도록 형성될 수도 있는 다수의 방법들이 있다. 사용된 접근에 무관하게, 이들 루프들의 출력들은 주파수 오프셋(324), 코드 오프셋(326) 및 위상 오프셋(328)의 평가들로 구성될 수 있다. 예를 들면, 도플러, 위상 및 오프셋 파라미터들(324 내지 328)은 채널의 변화들, 즉 기지국과 모바일 유닛들 사이의 상대 운동 및 주위 환경의 변화들에 기인하여 시간 변화된다.
다중 경로의 존재 시에, 관련 신호의 부가의 카피들은 도 4에 도시한 바와 같이 취득되어 프로세싱되어야 하는 디지털 IF 데이터 스트림 내에 존재한다. 취득 단계(410)는 관련 신호의 다중 경로 카피들의 존재를 검출할 수 있고 이들 다중 경로 카피들은 부가의 피크들로서 나타날 수 있다. 그러나, 각각의 다중 경로 카피는 원래 신호와는 상이한 코드 오프셋, 위상 오프셋 및 도플러 오프셋에 있을 수있다. 따라서, 이들 신호들은 각각의 트래킹 모듈(412) 내에서 독립적으로 트래킹되어야 한다. 각각의 다중 경로를 독립적으로 트래킹하는 요구는 채널 당 부가의 트래킹 모듈들에 대한 필요를 초래한다. 일반적인 구조는 도 4에 도시된다. FLL(422), PLL(420), 및 DLL(418)은 각각의 FLL(322), PLL(320) 및 DLL(318)에 유사하다는 것을 이해해야 한다.
다중 경로 신호들은 도 3에 도시된 트래킹 모듈을 사용하여 개별적으로 트래킹된다. 시간, 코드, 위상 및 도플러 오프셋들이 공지되면, 신호들은 레이크 프로세서(430)를 사용하여 조합된다. 레이크 프로세싱은 다수의 방법들로 수행될 수도 있고, 그 중 하나는 그 전체가 본원에 참조에 의해 합체되어 있는 1958년 3월 발행된 프라이스, 알. 및 그린, 피. 이. 주니어의 "다중 경로 채널들용 통신 기술", Proc.IRE, vol 46, 555-570 페이지에 개시되어 있다.
본 발명의 방법 및 시스템을 사용하여 완화될 수도 있는 적어도 두 개의 종류들의 간섭이 있다. 제1 종류의 간섭은 취득 내로 블리딩하고 다른 소스의 채널들을 트래킹하는 하나의 소스의 신호들로부터 발생한다. 이 형태의 간섭은 크로스 채널 간섭이다. 제2 형태의 간섭은 하나 이상의 신호들, 예를 들면 가시선 신호가 동일한 소스로부터의 제2의 3개 이상의 다중 경로 신호를 취득하는 능력과 간섭할 때 발생한다. 이 형태의 간섭은 공동 채널 간섭이다. 누출의 배후의 물리학은 상술하였다.
이하의 단락들에서는 간섭을 제거하기 위한 신규한 방법론을 설명한다; 어떠한 방식으로 신규한 기술이 크로스 채널 및 공동 채널 간섭 각각에 적용되는지를설명하고; 크로스 채널 및 공동 채널 간섭 모두를 동시에 완화하기 위한 신규한 구조가 제공된다. 부가적으로, S 행렬이 다양한 레벨들의 간섭 제거를 성취하도록 형성될 수도 있는 다양한 방법들이 또한 설명된다.
투영들의 기본 설명
이하는 본 발명의 투영 연산자들의 사용의 설명이다.
수신기는, 특정 사용자를 위해 의도된 데이터가 고유의 코드에 의해 확산되는 다중 소스들 및 이들의 다중 경로들로부터의 전체 신호들로 구성된 신호를 수신한다. 예를 들면, CDMAOne 시스템에서, 각각의 기지국은 상이한 짧은 코드 오프셋에서 이들의 전송들을 브로드캐스트하고, 직교 월시 코드들에 의해 채널화가 각각의 기지국의 신호 내에 수행된다. 수신된 신호 벡터는 이산화된다, 즉 각각의 요소가 시간의 이산 순간에서의 측정된 신호의 값인 수신된 실제의 아날로그 신호의 디지털 버전이다. 특히, 측정된 신호는 연관된 진폭을 갖는 관련 신호(H는 도 5의 신호 벡터임), 연관된 진폭들을 갖는 간섭 신호들(S는 도 5의 간섭 벡터임) 및 부가의 노이즈의 합으로서 표현될 수도 있다. 벡터 길이는 임의적이지만, 예를 들면 M회 샘플링된 하나의 변조된 심벌로서 규정될 수 있다.
관련 이산 신호 및 이산 간섭 신호들을 표현하는 벡터들은 M-차원 공간에 위치한다. 길이 M의 전체의 선형 독립 벡터들은 M-차원 공간에 걸쳐 있는 기본 집합을 형성한다. 따라서, M-차원 공간 내의 임의의 지점은 이들 기본 벡터들의 선형조합으로서 표현될 수 있다. 예를 들면, 벡터들 [1 0 0]T, [0 1 0]T및 [0 0 1]T는 3차원 공간, 예를 들면 x,y,z 좌표 시스템을 형성한다. 이들 3개의 벡터들을 스케일링하고 가산함으로써, 임의의 순서화된 트리플렛(x,y,z)을 표현하는 것이 가능하다.
본 발명이 작동하는 모드에 따라, 간섭 신호들의 부분 집합이 이하에 설명하는 기준에 의해 억제되도록 선택된다. 간섭 벡터(들)의 부분 집합은 간섭 부공간(S)에 걸쳐 있다. 간섭 신호들의 부분 집합은 수신기의 이전 프로세싱 핑거들에서 트래킹되어 있는 신호들로 구성된다(CDMAOne의 경우, 적어도 파일럿 채널이 트래킹된다-다른 채널의 파라미터들은 파일럿으로부터 유도될 수 있다). 따라서, 수신기는 정확한 위상, 도플러 및 확산 코드(들)에서 간섭 신호들의 각각을 위한 리플리카(기준) 신호들을 정확하게 생성할 수 있다. 간섭 리플리카 신호들의 집합에 의해, 이들 간섭 신호들을 제거하기 위해 측정 데이터에 적용될 수도 있는 투영 연산자를 생성하는 것이 가능하다.
일반적으로, 투영은 복합물로부터 관련 부분을 추출하는 것을 허용하는 연산이다. 예를 들면, 다수의 성분들로 구성된 신호는 관련 성분을 추출하기 위해 적절하게 형성된 투영 연산자에 의해 작동될 수도 있다. 현재의 코드 분할 다중 접속(CDMA) 시스템들은 복합물을 구성하는 다른 성분들을 무시하거나 무효화하면서 관련 성분을 추출하도록 설계된 투영 연산자를 이용한다. 본 발명은 복합물로부터 관련 성분을 추출하면서 간섭의 소스들로 간주되는 소정 성분들을 제거하는 것이가능한 통합 투영들을 갖는다. 본 발명의 하나의 중요한 양태는 현존하는 구조들과 매우 효과적으로 적합화되는 방식의 이 투영의 형성이다.
투영 연산자()는 또한 도 5에서 PGy로서 칭하는, 측정된 신호 벡터(y)를 간섭 부공간에 직교하는 부공간 상에 투영한다. 예를 들면, M-차원 공간 내의 벡터를 고려한다. 투영 연산은 저차원 공간의 차원들의 각각의 벡터의 기여들을 결정함으로써 저차원 공간상에 벡터를 투영할 수 있다. 이는 2차원 평면상에 3차원 물체를 광 투영하는 것과 매우 동일한 방법으로 고려될 수 있다. 효과적으로, 이 투영 연산은 간섭의 규정된 방향(전력에 의존성이 없음을 주목하라)에서의 모든 기여들을 제거한다. 이 투영 연산자는 간섭 공간(S)에 직교하는 부공간()을 형성한다. 그 결과,상에 간섭 부공간의 벡터를 투영하려고 하면, 기여가 없을 수 있다.
간섭 완화의 물리학
간섭 완화의 분석은 수학식 2의 측정 모델을 고려함으로써 개시된다. H 및 S의 행들에 의해 걸쳐 있는 공간상의 직교 투영은 도 5에 도시된 바와 같이 분해될 수도 있다.
여기서,는 투영 행렬들, 및이다.
다음, 검출 문제의 두 개의 경우들이 고려된다. 제1 경우에서, 측정 노이즈 편차가 공지된 것으로 가정하고, 제2 경우에서는 노이즈 편차를 위한 측정이 미지인 것으로 가정한다.
경우 1: 공지된 측정 노이즈 편차
측정 노이즈의 편차가 σ2으로 공지된 것으로 가정하면, S로부터의 간섭을 갖는 부공간(H)의 검출 신호들을 시험 통계는 이하의 식에 의해 제공된다.
경우 2: 미지의 측정 노이즈 편차
측정 노이즈 편차가 미지일 때, S로부터의 기여들을 거부하면서 H로부터의 기여를 검출하기 위한 균일 최강력(UMP) 검정이 문헌에 의해 유도되어 이하의 식에 의해 제공된다.
종래 기술의 교시들의 주요 사상은 측정(y)을 공간(G)에 투영하고 G에서 검출 시험을 수행하는 것이다. 이 G 상의 투영은 이하의 등가 방법들: 공간(S)에 평행, S에 수직인 공간에 수직, 및 공간(H)에 대한 경사로 관찰될 수도 있다. 본 발명의 방법 및 시스템은 크로스 채널 및 공동 채널 간섭 모두를 완화하기 위해 이들 사상들을 확장하는데 사용될 수도 있다.
크로스 채널 간섭 완화
크로스 채널 간섭 완화는 다른 소스들로부터의 기여들 및 모든 이들의 다중 경로 카피들이 관련 소스의 채널로부터 제거되어야 하는 것을 요구한다. 따라서, 행렬 S는 정확한 코드, 위상 및 도플러 오프셋들에서 간섭 소스들의 신호들의 일부 또는 신호들을 포함해야 한다. 코드들이 어떠한 방식으로 행렬 S에 배열되는지를 명료화하기 위해, 간섭 소스가 취득되어 트래킹될 때 어떠한 일이 발생하는지를 이제 고려할 것이다.
도 6에 도시된 바와 같이, 각각의 코드의 도플러, 코드 및 위상 오프셋이 고려 중인 길이 N의 통합 주기에 대해 결정된다. 예를 들면, 길이 N의 3개의 벡터들(610, 612, 614)이 도 7의 구조로의 입력으로서 제공되고, 이 구조의 출력은 고려 중인 신호(616, 618, 620) 각각의 다중 경로 카피의 코드, 위상 및 도플러 오프셋이다. 이 프로세스에 대한 몇몇 물리적 인식이 도 6에 도시될 수 있다.
도 6에 도시된 바와 같이, y의 N 개의 샘플 지점들의 각각의 세그먼트, 즉 610, 612, 614에서, 다양한 다중 경로들이 몇몇 양(622, 624, 626) 각각에 의해 오프셋된다. 예를 들면, y의 N 개의 샘플 지점들의 세그먼트(610)에서, 도 7의 구조는 레이크 프로세스(730) 전에 도 6에 도시된 코드 오프셋들을 평가한다. 다중 경로 구조가 고려 중인 세그먼트 및 다음의 세그먼트들의 커플에서 상당하게 변화되지 않는다고 가정하면, 세그먼트들(612, 614) 및 그 후에 존재하는 코드의 세그먼트들을 추론하도록 오프셋들(코드, 위상 및 도플러의)을 사용할 수도 있다. 이들 세그먼트들이 세그먼트들(610, 612, 614) 등을 위해 요구되는 바와 같은 S 행렬을 형성하는데 사용된다.
간섭 소스들의 코드들 및 행렬 S에 조립된 이들의 다중 경로 신호들이 제공되면, 행렬 S가 간섭을 제거하는데 사용될 수도 있는 다수의 방법들이 존재한다. 이들 기술들은 이하에 약술한다.
간섭 완화를 위한 방법 1
간섭 완화를 위한 표준 접근의 취득 및 트래킹 단계들은 선택된 코드, 위상 및 도플러 오프셋들에서의 코드의 리플리카와의 상관을 수행하는 것을 포함한다. 결과는 제곱되고 취득 스테이지에서 임계값과 비교된다. 결과는 또한 트래킹 스테이지에서 실제 및 가상 부분들 사이의 각도를 비교함으로써 주파수, 코드 및 위상 오프셋들을 트래킹하는데 사용된다. 주요 요점은 취득 및 트래킹 모두가 코드의 리플리카와 측정(y)을 상관하는 것을 포함한다는 것이다. 방법 1의 본질은 표준 상관 프로세스를 수학식 11로 대체하는 것이다. 이러한 교체가 어떠한 방식으로 성취되는지를 확인하기 위해, 투영 행렬(PG)이 사용될 수도 있다:
여기서,이고, S는 간섭 코드들의 행렬이고, h는 관련 소스의 복제된 코드이다. 투영 행렬들은 멱등이기 때문에:
이다. 표준 수신기의 복제된 코드와의 상관을 이하의 수학식 15로 대체할 수도 있다:
결과 z를 제곱하면 이하의 수학식 16이 산출된다:
PG는 대칭적이고 멱등 행렬이 이용되었다는 사실을 주목하라.
수학식 16의 결과는 단지 수학식 11의 분자이다. 분자는 단지 이미 공지되었다고 가정된 노이즈의 편차이다. 물론, 실제로는 노이즈 공편차가 평가되어야 한다. 이 편차는 수학식 8의 임계값 생성의 부분인 편차 평가를 사용하여 평가될 수도 있다.
본 발명의 상관 프로세스는 현재의 취득 및 트래킹 구현들에 사용된 표준 상관을 대체하는데 사용될 수도 있다.
간섭 완화를 위한 방법 2
대안적인 절차는 수학식 15 및 16의 계산들을 단지 수행하는 것을 포함하는 비정규화 프로세스로서 상관을 실행하는 것을 포함한다. 다음, 편차의 평가에 의한 정규화보다는, 수학식 8에 나타낸 바와 같이 직접 임계값을 계산한다. 재차, 수학식 15 및 16을 사용하여 임의의 복제된 코드들을 갖는 편차를 계산할 것이다.
간섭 완화를 위한 방법 3
다음 방법은 노이즈 편차의 표준 평가를 수학식 12의 분모로 대체하는 것을 포함한다.
간섭 완화를 위한 방법 4
다른 방법은 수학식 6에서의 편차가 수학식 12의 분모로 대체되는 것을 제외하고는, 수학식 8에 나타낸 바와 같이 계산된 임계값을 갖는 방법 2와 동일하다.
간섭 완화를 위한 방법 5
간섭 억제를 위한 방법은 비정규화 계산들의 시퀀스로의 투영 행렬(PG)의 분해를 포함한다. 트래킹 스테이지들 내의 위상내 및 구적 성분들의 비율을 계산하는 것은, 취득 스테이지에서의 정규화의 결핍의 원인이 될 수 있는 정확하게 조정된 임계값을 계산하면서 정규화의 결핍으로부터 발생하는 임의의 스케일 팩터를 제거한다. 이는 현재의 이동 전화들, 기지국들, GPS 수신기들 등에 현재 수행되고 있다.
투영 행렬(PG)이 S에 직교하는 공간에 위치하는 h의 성분상의 투영이라는 것을 상기하라. 따라서, 분자 항 yTPGy는 이하와 같이 분해될 수도 있다:
상기 수학식에서의 분자 항의 최종 형태는 y의 세그먼트가 항 (GTG)-1/2GT에 의해 연산되는 것을 암시한다. 다음, 결과는 yTPGy를 계산하도록 제곱된다. 명백하게는, 세그먼트 y에 적용되는 항은 정규화되고, 정규화 항은 (GTG)-1/2이다. 본 발명의 접근에서, 결과는 수정되고 비정규화 연산이 항 (GTG)-1/2를 제거함으로써 측정 세그먼트 y에 수행된다. y에 대한 최종 연산은 수학식 18에 의해 제공된다.
인 것을 상기하면 따라서 상기 수학식으로부터 z를 고쳐쓸 수도 있다:
z에 대해 상기 수학식에 이하의 정의를 적용하면:
따라서, 수학식 16의 연산은 이하와 같이 고쳐쓸 수도 있다:
따라서, 프로세스는 먼저를 계산하고, 다음 이 결과를 표준 취득 및 트래킹 스테이지들 상으로 통과시키는 것을 포함한다. 표준 취득 및 트래킹 스테이지들은, 관련 소스의 복제 코드인 h와 미리 입력을 상관한다. 이와 같이 함으로써, 취득 및 트래킹 스테이지들이 수학식 21을 계산한다. 이 프로세스는 도 7에 도시된다.
도 7에 도시된 구조는 이하의 방식으로 작동한다. 수신기가 소스들 중 하나로부터 신호를 취득하고 트래킹한다고 가정한다. 이 시점에서, 해당 소스의 정보(700), 즉 해당 소스의 신호들뿐만 아니라 다중 경로들의 코드, 위상 및 도플러 오프셋들이 702에서 행렬 S를 형성하는데 사용된다. 이 행렬은 모든 다른 소스의 채널들에 공급된다. 이들 다른 소스의 채널들은를 형성하도록 행렬 S를 사용한다(704). 해당 소스를 위한 후속의 연산들은 도 7에 도시한 바와 같이 진행된다. 제2 소스가 취득되어 트래킹되면, 해당 소스들 정보가 또한 모든 소스들 등을 위해 행렬 S에 추가된다. 이 프로세스는 모든 소스들(또는 예를 들면 비교적 더높은 전력들을 브로드캐스트하는 소스와 같은, 최소, 모든 공격적인 소스들)이 702에서 행렬 S를 형성하는데 사용된 그들의 정보를 가질 때까지 계속된다. 물론, 소스의 자신의 정보는 해당 소스의 채널을 위해 S 행렬에 사용되지 않는다. 따라서, 각각의 소스의 S 행렬은 상이하고, 간섭 신호 또는 신호의 부분으로 구성된 시스템 내의 다른 소스들의 정보만을 포함한다. 공동 채널 간섭 완화(712)가 또한 본원에 설명된 기술들을 사용하여 완화될 수도 있다. 이 접근은 행렬 S에서 신호의 부분, 즉 각각의 공격적인 다중 경로에 대한 정확한 코드, 위상 및 도플러 오프셋들에서의 소스의 자신의 코드를 포함하는 것이다. 이러한 방식으로 소스의 자신의 코드들을 포함함으로써, 수신기는 그렇지 않으면 간섭에 묻혀버릴 수도 있는 부가의 다중 경로들을 취득하고 트래킹할 수도 있다.
동시적인 크로스 채널 및 공동 채널 간섭 완화는 S 행렬 내에 모든 간섭 신호들 또는 정확한 코드, 도플러 및 위상 오프셋들에서의 신호들의 부분들을 포함함으로써 성취될 수도 있다. 간섭 완화를 위한 모든 기술들은 행렬 S의 이 변형에 적용될 것이다.
도 8에서는, 도 7의 프로세스가 어떠한 방식으로 공동 채널 및 크로스 채널 간섭 모두를 무효화하도록 강화될 수 있는지를 설명한다.
구조의 연산은 도 8에 도시된다. 도 8에서, 구조적 레이아웃은 크로스 채널 및 공동 채널 간섭 모두를 제거하기 위한 단일 데이터 프로세싱 채널을 제시한다. 단일 데이터 프로세싱 채널은 단일 소스로부터 신호를 취득하고 트래킹하도록 설계된다.
제시된 구조에서, 단일 데이터 프로세싱 채널은 다중 핑거들(800, 800', 800")로 구성되고, 여기서 각각의 핑거는 코드 생성 모듈(802, 802', 802")(S 행렬을 형성하기 위한),모듈(804, 804', 804"), 취득 모듈(810, 810', 810"), 및 트래킹 모듈(812, 812', 812")로 구성된다. 물론, 트래킹 모듈은 FLL들(822, 822', 822"), PLL들(820, 820', 820"), 뿐만 아니라 DLL들(818, 818', 818")로 구성된다. 채널 내의 각각의 프로세싱 핑거(800, 800', 800")는 동일 소스로부터의 특유의 다중 경로 신호를 취득하고 트래킹하는 기능을 갖는다.
도 8에 도시한 구조가 어떠한 방식으로 작동하는지를 이해하기 위해, 이 채널이 특정 소스로부터의 신호들을 트래킹하도록 이미 할당되어 있고 이 시스템이 이미 다른 소스들을 취득하고 트래킹하는 프로세스에 있다는 개시 가정이 사용될 수도 있다.
이 채널로의 입력 데이터는 디지털 IF 데이터 스트림의 형태로 도달한다. 트래킹 중인 다른 소스들이 존재하기 때문에, 복제 코드 발생기 모듈(802, 802', 802")은 적합한 S 행렬을 생성할 수 있고 이 행렬이(804, 804', 804")를 생성하는데 사용된다. 이 경우, 디지털 IF 데이터 스트림(y)은모듈로의 입력으로 제공된다. 이 모듈(804)의 출력은 동일한 핑거에서의 취득 모듈(810) 내로 공급된다.
시스템이 임의의 다른 소스들을 트래킹하지 않는 경우, S 행렬이 생성되지 않을 수 있고 따라서함수가 생성되지 않는다. 이 경우, 입력 디지털 IF 데이터 스트림은 취득 스테이지로 직접 통과된다.
취득 스테이지는 관련 소스로부터 신호 및 모든 그의 다중 경로 카피들을 취득한다. 취득 스테이지가 하나 이상의 다중 경로를 식별하면, 다중 트래킹 섹션들이 각각의 다중 경로 신호에 개별적으로 사용된다. 트래킹 스테이지들(812, 812', 812")의 출력들은 다른 채널들에 S를 형성하는데 사용되는 코드, 위상 및 도플러 오프셋들이다. 따라서, 프로세스는 도 7에 설명된 것과 동일하다. 더욱이, 모든 가용 프로세싱 트랙들이 소비되면, 임의의 공동 채널 간섭을 완화할 필요가 없다.
이제, 공동 채널 간섭에 기인하여, 취득 스테이지(810)가 단지 가용 프로세싱 핑거들이 존재하는 것보다 적은 다중 경로들을 취득하는 것이 가능하다고, 즉 다른 다중 경로 신호들이 공동 채널 간섭에 묻혀있다고 가정한다. 이 경우, 취득 스테이지로부터의 정보는 식별된 제1 신호들을 트래킹하는데 사용된다. 트래킹되는 제1 신호들의 코드, 위상 및 도플러 오프셋들에 대한 정보가 트래킹 시스템(812)으로부터 얻어지고, 복제 코드 발생기 모듈들(802', 802")로의 입력으로서 제공된다.
이 핑거에 형성된 S 행렬은 이제 핑거(800)에서 프로세싱되는 단일 신호의 코드에 포함된다. 그 결과, 핑거(800')는 모든 다른 소스들뿐만 아니라 관련 소스로부터의 지배적인 신호로부터의 간섭을 제거할 수 있다. 다음, 이 핑거에서의 취득 모듈(810')은 지배적인 신호로부터의 간섭이 제거되었기 때문에 현재는 가시적인 다중 경로 신호를 취득한다. 다음, 다중 경로는 812'에서 트래킹되고, 트래킹 정보는 핑거(800)(지배적인 신호를 트래킹하는 능력을 향상시키기 위해)뿐만 아니라 다른 핑거들(예를 들면, 800")에 제공되어 부가의 약한 다중 경로 신호들을 발견하는 것을 보조한다. 모든 이들 모듈들로부터의 트래킹 정보는 데이터 복조를 위해 레이크 연산(830)을 수행하는데 사용된다.
본 발명을 첨부 도면들을 참조하여 그의 바람직한 실시예와 관련하여 완전히 설명하였지만, 다양한 변경들 및 변형들이 당 기술 분야의 숙련자들에게 이해될 수 있다. 이러한 변경들 및 변형들은 이들이 그로부터 벗어나지 않는 한, 첨부된 청구범위에 의해 규정된 바와 같은 본 발명의 범위 내에 포함되는 것으로서 이해되어야 한다.

Claims (72)

  1. 순방향 링크를 갖는 통신 시스템에 있어서,
    다중 무선 주파수(RF) 신호들을 전송하는 기지국; 및
    적어도 하나의 이동국을 포함하며,
    상기 이동국은,
    상기 RF 신호들을 수신하기 위한 수신기;
    상기 RF 신호를 중간 주파수(IF) 신호로 변환하기 위한 수단;
    데이터 성분 및 간섭 성분을 갖는 디지털 IF 신호를 생성하도록 상기 IF 아날로그 신호를 샘플링하기 위한 수단;
    상기 간섭 성분의 부공간에 직교하는 부공간 상에 상기 디지털 신호를 투영하고 상기 투영을 상기 디지털 신호와 곱셈함으로써 상기 디지털 신호 내의 공동 채널 간섭을 제거하기 위한 수단; 및
    상기 투영된 디지털 신호의 획득 및 트래킹을 위한 수단을 포함하는 통신 시스템.
  2. 제1 항에 있어서, 상기 중간 주파수(IF) 신호는 기저 대역을 포함하는 통신 시스템.
  3. 제1 항에 있어서, 상기 수신기는 다중 핑거들을 포함하는 통신 시스템.
  4. 제3 항에 있어서, 하나의 핑거로부터의 상기 데이터 성분은 상기 다중 핑거들 중 적어도 하나의 다른 핑거에서의 간섭으로 취급되는 통신 시스템.
  5. 제3 항에 있어서, 제1 핑거로부터의 상기 데이터 성분은 상기 다중 핑거들의 적어도 제2 핑거에서의 간섭으로 취급되는 통신 시스템.
  6. 제5 항에 있어서, 상기 제1 및 제2 핑거들로부터의 상기 데이터 성분은 상기 다중 핑거들 중 적어도 하나의 다른 핑거에서의 간섭으로 취급되는 통신 시스템.
  7. 동일 소스로부터 적어도 두 개의 무선 주파수(RF) 신호들을 수신하기 위한 이동국에 있어서,
    상기 RF 신호들을 수신하기 위한 수신기;
    상기 RF 신호를 중간 주파수(IF) 신호로 변환하기 위한 수단;
    데이터 성분 및 간섭 성분을 갖는 디지털 IF 신호를 생성하도록 상기 IF 아날로그 신호를 샘플링하기 위한 수단;
    상기 간섭 성분의 부공간에 직교하는 부공간 상에 상기 디지털 신호를 투영하고 상기 투영을 상기 디지털 신호와 곱셈함으로써 상기 디지털 신호 내의 공동 채널 간섭을 제거하기 위한 수단; 및
    상기 투영된 디지털 신호의 획득 및 트래킹을 위한 수단을 포함하는 이동국.
  8. 제7 항에 있어서, 상기 중간 주파수(IF) 신호는 기저 대역을 포함하는 이동국.
  9. 제7 항에 있어서, 상기 수신기는 다중 핑거들을 포함하는 이동국.
  10. 제9 항에 있어서, 하나의 핑거로부터의 상기 데이터 성분은 상기 다중 핑거들 중 적어도 하나의 다른 핑거에서의 간섭으로 취급되는 이동국.
  11. 제10 항에 있어서, 제1 핑거로부터의 상기 데이터 성분은 상기 다중 핑거들의 적어도 제2 핑거에서의 간섭으로 취급되는 이동국.
  12. 제11 항에 있어서, 상기 제1 및 제2 핑거들로부터의 상기 데이터 성분은 상기 다중 핑거들 중 적어도 하나의 다른 핑거에서의 간섭으로 취급되는 이동국.
  13. 적어도 하나의 수신기 회로를 갖는 수신기에서 신호들을 수신하기 위한 방법에 있어서,
    동일한 소스로부터 적어도 두 개의 무선 주파수(RF) 신호들을 수신하는 단계;
    상기 RF 신호를 중간 주파수(IF) 신호로 변환하는 단계;
    데이터 성분 및 간섭 성분을 갖는 디지털 IF 신호를 생성하도록 상기 IF 아날로그 신호를 샘플링하는 단계; 및
    상기 간섭 성분의 부공간에 직교하는 부공간 상에 상기 디지털 신호를 투영하고 상기 투영을 상기 디지털 신호와 곱셈함으로써 상기 디지털 신호 내의 공동 채널 간섭을 제거하는 단계를 포함하는 방법.
  14. 제13 항에 있어서, 상기 수신기 내의 각각의 핑거에 대해 상기 단계들을 반복하는 단계들을 추가로 포함하는 방법.
  15. 제14 항에 있어서, 상기 수신기의 하나의 핑거로부터의 상기 데이터 성분은 상기 다중 핑거들 중 적어도 하나의 다른 핑거에서의 간섭으로 취급되는 방법.
  16. 제14 항에 있어서, 상기 제1 및 제2 핑거들로부터의 상기 데이터 성분은 상기 다중 핑거들 중 적어도 하나의 다른 핑거에서의 간섭으로 취급되는 방법.
  17. 역방향 링크를 갖는 통신 시스템에 있어서,
    무선 주파수(RF) 신호들을 전송하는 적어도 하나의 이동국; 및
    적어도 하나의 기지국을 포함하며,
    상기 기지국은,
    상기 이동국으로부터 적어도 두 개의 RF 신호들을 수신하기 위한 수신기;
    상기 RF 신호를 중간 주파수(IF) 신호로 변환하기 위한 수단;
    데이터 성분 및 간섭 성분을 갖는 디지털 IF 신호를 생성하도록 상기 IF 아날로그 신호를 샘플링하기 위한 수단;
    상기 간섭 성분의 부공간에 직교하는 부공간 상에 상기 디지털 신호를 투영하고 상기 투영을 상기 디지털 신호와 곱셈함으로써 상기 디지털 신호 내의 공동 채널 간섭을 제거하기 위한 수단; 및
    상기 투영된 디지털 신호의 획득 및 트래킹을 위한 수단을 포함하는 통신 시스템.
  18. 제17 항에 있어서, 상기 중간 주파수(IF) 신호는 기저 대역을 포함하는 통신 시스템.
  19. 제17 항에 있어서, 상기 수신기는 다중 핑거들을 포함하는 통신 시스템.
  20. 제19 항에 있어서, 하나의 핑거로부터의 상기 데이터 성분은 상기 다중 핑거들 중 적어도 하나의 다른 핑거에서의 간섭으로 취급되는 통신 시스템.
  21. 제19 항에 있어서, 제1 핑거로부터의 상기 데이터 성분은 상기 다중 핑거들의 적어도 제2 핑거에서의 간섭으로 취급되는 통신 시스템.
  22. 제21 항에 있어서, 상기 제1 및 제2 핑거들로부터의 상기 데이터 성분은 상기 다중 핑거들 중 적어도 하나의 다른 핑거에서의 간섭으로 취급되는 통신 시스템.
  23. 동일 소스로부터 적어도 두 개의 무선 주파수(RF) 신호들을 수신하기 위한 기지국에 있어서,
    상기 RF 신호들을 수신하기 위한 수신기;
    상기 RF 신호를 중간 주파수(IF) 신호로 변환하기 위한 수단;
    데이터 성분 및 간섭 성분을 갖는 디지털 IF 신호를 생성하도록 상기 IF 아날로그 신호를 샘플링하기 위한 수단;
    상기 간섭 성분의 부공간에 직교하는 부공간 상에 상기 디지털 신호를 투영하고 상기 투영을 상기 디지털 신호와 곱셈함으로써 상기 디지털 신호 내의 공동 채널 간섭을 제거하기 위한 수단; 및
    상기 투영된 디지털 신호의 획득 및 트래킹을 위한 수단을 포함하는 기지국.
  24. 제23 항에 있어서, 상기 중간 주파수(IF) 신호는 기저 대역을 포함하는 기지국.
  25. 제23 항에 있어서, 상기 수신기는 다중 핑거들을 포함하는 기지국.
  26. 제25 항에 있어서, 하나의 핑거로부터의 상기 데이터 성분은 상기 다중 핑거들 중 적어도 하나의 다른 핑거에서의 간섭으로 취급되는 기지국.
  27. 제26 항에 있어서, 제1 핑거로부터의 상기 데이터 성분은 상기 다중 핑거들의 적어도 제2 핑거에서의 간섭으로 취급되는 기지국.
  28. 제27 항에 있어서, 상기 제1 및 제2 핑거들로부터의 상기 데이터 성분은 상기 다중 핑거들 중 적어도 하나의 다른 핑거에서의 간섭으로 취급되는 기지국.
  29. 적어도 하나의 수신기 회로를 갖는 수신기에서 신호들을 수신하기 위한 방법에 있어서,
    하나의 모바일 수신기로부터 적어도 두 개의 무선 주파수(RF) 신호들 브로드캐스트를 수신하는 단계;
    상기 RF 신호를 중간 주파수(IF) 신호로 변환하는 단계;
    데이터 성분 및 간섭 성분을 갖는 디지털 IF 신호를 생성하도록 상기 IF 아날로그 신호를 샘플링하는 단계; 및
    상기 간섭 성분의 부공간에 직교하는 부공간 상에 상기 IF 신호를 투영하고 상기 투영을 상기 디지털 신호와 곱셈함으로써 상기 디지털 신호 내의 공동 채널 간섭을 제거하는 단계를 포함하는 방법.
  30. 제29 항에 있어서, 상기 수신기 내의 각각의 핑거에 대해 상기 단계들을 반복하는 단계들을 추가로 포함하는 방법.
  31. 제30 항에 있어서, 상기 수신기의 하나의 핑거로부터의 상기 데이터 성분은 상기 다중 핑거들 중 적어도 하나의 다른 핑거에서의 간섭으로 취급되는 방법.
  32. 제30 항에 있어서, 상기 제1 및 제2 핑거들로부터의 상기 데이터 성분은 상기 다중 핑거들 중 적어도 하나의 다른 핑거에서의 간섭으로 취급되는 방법.
  33. 순방향 링크를 갖는 통신 시스템에 있어서,
    무선 주파수(RF) 신호들을 전송하는 적어도 하나의 기지국; 및
    적어도 하나의 이동국을 포함하며,
    상기 이동국은,
    상기 RF 신호들을 수신하기 위한 수신기;
    상기 RF 신호를 중간 주파수(IF) 신호로 변환하기 위한 수단;
    데이터 성분 및 간섭 성분을 갖는 IF 디지털 신호를 생성하도록 상기 IF 아날로그 신호를 샘플링하기 위한 수단;
    상기 간섭 성분의 부공간에 직교하는 부공간 상에 상기 디지털 신호를 투영하고 상기 투영을 상기 디지털 신호와 곱셈함으로써 상기 디지털 신호 내의 크로스 채널 간섭을 제거하기 위한 수단; 및
    상기 투영된 디지털 신호의 획득 및 트래킹을 위한 수단을 포함하는 통신 시스템.
  34. 제33 항에 있어서, 상기 중간 주파수(IF) 신호는 기저 대역을 포함하는 통신 시스템.
  35. 제33 항에 있어서, 상기 수신기는 다중 핑거들을 포함하는 통신 시스템.
  36. 제35 항에 있어서, 하나의 핑거로부터의 상기 데이터 성분은 상기 다중 핑거들 중 적어도 하나의 다른 핑거에서의 간섭으로 취급되는 통신 시스템.
  37. 제35 항에 있어서, 제1 핑거로부터의 상기 데이터 성분은 상기 다중 핑거들의 적어도 제2 핑거에서의 간섭으로 취급되는 통신 시스템.
  38. 제37 항에 있어서, 상기 제1 및 제2 핑거들로부터의 상기 데이터 성분은 상기 다중 핑거들 중 적어도 하나의 다른 핑거에서의 간섭으로 취급되는 통신 시스템.
  39. 무선 주파수(RF) 신호를 수신하기 위한 이동국에 있어서,
    상기 RF 신호들을 수신하기 위한 수신기;
    상기 RF 신호를 중간 주파수(IF) 신호로 변환하기 위한 수단;
    데이터 성분 및 간섭 성분을 갖는 디지털 IF 신호를 생성하도록 상기 IF 아날로그 신호를 샘플링하기 위한 수단;
    상기 간섭 성분의 부공간에 직교하는 부공간 상에 상기 디지털 신호를 투영하고 상기 투영을 상기 디지털 신호와 곱셈함으로써 상기 디지털 신호 내의 크로스 채널 간섭을 제거하기 위한 수단; 및
    상기 투영된 디지털 신호의 획득 및 트래킹을 위한 수단을 포함하는 이동국.
  40. 제39 항에 있어서, 상기 중간 주파수(IF) 신호는 기저 대역을 포함하는 이동국.
  41. 제39 항에 있어서, 상기 수신기는 다중 핑거들을 포함하는 이동국.
  42. 제41 항에 있어서, 하나의 핑거로부터의 상기 데이터 성분은 상기 다중 핑거들 중 적어도 하나의 다른 핑거에서의 간섭으로 취급되는 이동국.
  43. 제42 항에 있어서, 제1 핑거로부터의 상기 데이터 성분은 상기 다중 핑거들의 적어도 제2 핑거에서의 간섭으로 취급되는 이동국.
  44. 제43 항에 있어서, 상기 제1 및 제2 핑거들로부터의 상기 데이터 성분은 상기 다중 핑거들 중 적어도 하나의 다른 핑거에서의 간섭으로 취급되는 이동국.
  45. 적어도 하나의 수신기 회로를 갖는 수신기에서 신호들을 수신하기 위한 방법에 있어서,
    적어도 하나의 무선 주파수(RF) 신호를 수신하는 단계;
    상기 RF 신호를 중간 주파수(IF) 신호로 변환하는 단계;
    데이터 성분 및 간섭 성분을 갖는 디지털 IF 신호를 생성하도록 상기 IF 아날로그 신호를 샘플링하는 단계; 및
    상기 간섭 성분의 부공간에 직교하는 부공간 상에 상기 디지털 신호를 투영하고 상기 투영을 상기 디지털 신호와 곱셈함으로써 상기 디지털 신호 내의 크로스 채널 간섭을 제거하는 단계를 포함하는 방법.
  46. 제45 항에 있어서, 상기 중간 주파수(IF) 신호는 기저 대역을 포함하는 이동국.
  47. 제45 항에 있어서, 상기 수신기는 다중 핑거들을 포함하는 이동국.
  48. 제45 항에 있어서, 상기 수신기 내의 각각의 핑거에 대해 상기 단계들을 반복하는 단계들을 추가로 포함하는 방법.
  49. 제46 항에 있어서, 상기 수신기의 하나의 핑거로부터의 상기 데이터 성분은 상기 다중 핑거들 중 적어도 하나의 다른 핑거에서의 간섭으로 취급되는 방법.
  50. 제46 항에 있어서, 상기 제1 및 제2 핑거들로부터의 상기 데이터 성분은 상기 다중 핑거들 중 적어도 하나의 다른 핑거에서의 간섭으로 취급되는 방법.
  51. 역방향 링크를 갖는 통신 시스템에 있어서,
    무선 주파수(RF) 신호들을 전송하는 적어도 하나의 이동국; 및
    적어도 하나의 기지국을 포함하며,
    상기 기지국은,
    상기 RF 신호들을 수신하기 위한 수신기;
    상기 RF 신호를 중간 주파수(IF) 신호로 변환하기 위한 수단;
    데이터 성분 및 간섭 성분을 갖는 디지털 IF 신호를 생성하도록 상기 IF 아날로그 신호를 샘플링하기 위한 수단;
    상기 간섭 성분의 부공간에 직교하는 부공간 상에 상기 디지털 신호를 투영하고 상기 투영을 상기 디지털 신호와 곱셈함으로써 상기 디지털 신호 내의 크로스 채널 간섭을 제거하기 위한 수단; 및
    상기 투영된 디지털 신호의 획득 및 트래킹을 위한 수단을 포함하는 통신 시스템.
  52. 제51 항에 있어서, 상기 중간 주파수(IF) 신호는 기저 대역을 포함하는 통신 시스템.
  53. 제51 항에 있어서, 상기 수신기는 다중 핑거들을 포함하는 통신 시스템.
  54. 제53 항에 있어서, 하나의 핑거로부터의 상기 데이터 성분은 상기 다중 핑거들 중 적어도 하나의 다른 핑거에서의 간섭으로 취급되는 통신 시스템.
  55. 제53 항에 있어서, 제1 핑거로부터의 상기 데이터 성분은 상기 다중 핑거들의 적어도 제2 핑거에서의 간섭으로 취급되는 통신 시스템.
  56. 제55 항에 있어서, 상기 제1 및 제2 핑거들로부터의 상기 데이터 성분은 상기 다중 핑거들 중 적어도 하나의 다른 핑거에서의 간섭으로 취급되는 통신 시스템.
  57. 적어도 두 개의 무선 주파수(RF) 신호들을 수신하기 위한 기지국에 있어서,
    상기 RF 신호들을 수신하기 위한 수신기;
    상기 RF 신호를 중간 주파수(IF) 신호로 변환하기 위한 수단;
    데이터 성분 및 간섭 성분을 갖는 디지털 IF 신호를 생성하도록 상기 IF 아날로그 신호를 샘플링하기 위한 수단;
    상기 간섭 성분의 부공간에 직교하는 부공간 상에 상기 디지털 신호를 투영하고 상기 투영을 상기 디지털 신호와 곱셈함으로써 상기 디지털 신호 내의 크로스 채널 간섭을 제거하기 위한 수단; 및
    상기 투영된 디지털 신호의 획득 및 트래킹을 위한 수단을 포함하는 기지국.
  58. 제57 항에 있어서, 상기 중간 주파수(IF) 신호는 기저 대역을 포함하는 기지국.
  59. 제57 항에 있어서, 상기 수신기는 다중 핑거들을 포함하는 기지국.
  60. 제59 항에 있어서, 하나의 핑거로부터의 상기 데이터 성분은 상기 다중 핑거들 중 적어도 하나의 다른 핑거에서의 간섭으로 취급되는 기지국.
  61. 제60 항에 있어서, 제1 핑거로부터의 상기 데이터 성분은 상기 다중 핑거들의 적어도 제2 핑거에서의 간섭으로 취급되는 기지국.
  62. 제61 항에 있어서, 상기 제1 및 제2 핑거들로부터의 상기 데이터 성분은 상기 다중 핑거들 중 적어도 하나의 다른 핑거에서의 간섭으로 취급되는 기지국.
  63. 적어도 하나의 수신기 회로를 갖는 수신기에서 신호들을 수신하기 위한 방법에 있어서,
    적어도 하나의 모바일 수신기로부터 적어도 하나의 무선 주파수(RF) 신호 브로드캐스트를 수신하는 단계;
    상기 RF 신호를 중간 주파수(IF) 신호로 변환하는 단계;
    데이터 성분 및 간섭 성분을 갖는 디지털 IF 신호를 생성하도록 상기 IF 아날로그 신호를 샘플링하는 단계; 및
    상기 간섭 성분의 부공간에 직교하는 부공간 상에 상기 디지털 신호를 투영하고 상기 투영을 상기 디지털 신호와 곱셈함으로써 상기 디지털 신호 내의 크로스 채널 간섭을 제거하기 위한 수단을 포함하는 방법.
  64. 제63 항에 있어서, 상기 수신기 내의 각각의 핑거에 대해 상기 단계들을 반복하는 단계들을 추가로 포함하는 방법.
  65. 제64 항에 있어서, 상기 수신기의 하나의 핑거로부터의 상기 데이터 성분은 상기 다중 핑거들 중 적어도 하나의 다른 핑거에서의 간섭으로 취급되는 방법.
  66. 제64 항에 있어서, 상기 제1 및 제2 핑거들로부터의 상기 데이터 성분은 상기 다중 핑거들 중 적어도 하나의 다른 핑거에서의 간섭으로 취급되는 방법.
  67. 순방향 링크를 갖는 통신 시스템에 있어서,
    다중 무선 주파수(RF) 신호들을 전송하는 적어도 하나의 기지국; 및
    적어도 하나의 이동국을 포함하며,
    상기 이동국은,
    상기 RF 신호들을 수신하기 위한 수신기;
    상기 RF 신호를 중간 주파수(IF) 신호로 변환하기 위한 수단;
    데이터 성분 및 간섭 성분을 갖는 디지털 IF 신호를 생성하도록 상기 IF 아날로그 신호를 샘플링하기 위한 수단;
    상기 간섭 성분의 부공간에 직교하는 부공간 상에 상기 디지털 신호를 투영하고 상기 투영을 상기 디지털 신호와 곱셈함으로써 상기 디지털 신호 내의 공동 채널 및 크로스 채널을 제거하기 위한 수단; 및
    상기 투영된 디지털 신호의 획득 및 트래킹을 위한 수단을 포함하는 통신 시스템.
  68. 제67 항에 있어서, 상기 중간 주파수(IF) 신호는 기저 대역을 포함하는 통신 시스템.
  69. 제67 항에 있어서, 상기 수신기는 다중 핑거들을 포함하는 통신 시스템.
  70. 제69 항에 있어서, 하나의 핑거로부터의 상기 데이터 성분은 상기 다중 핑거들 중 적어도 하나의 다른 핑거에서의 간섭으로 취급되는 통신 시스템.
  71. 제69 항에 있어서, 제1 핑거로부터의 상기 데이터 성분은 상기 다중 핑거들의 적어도 제2 핑거에서의 간섭으로 취급되는 통신 시스템.
  72. 제71 항에 있어서, 상기 제1 및 제2 핑거들로부터의 상기 데이터 성분은 상기 다중 핑거들 중 적어도 하나의 다른 핑거에서의 간섭으로 취급되는 통신 시스템.
KR10-2004-7004981A 2001-10-02 2002-10-01 신호에서의 간섭 제거 KR20040066098A (ko)

Applications Claiming Priority (5)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US32619901P 2001-10-02 2001-10-02
US60/326,199 2001-10-02
US09/988,218 US6711219B2 (en) 2000-12-04 2001-11-19 Interference cancellation in a signal
US09/988,218 2001-11-19
PCT/US2002/031025 WO2003030440A1 (en) 2001-10-02 2002-10-01 Interference cancellation in a signal

Publications (1)

Publication Number Publication Date
KR20040066098A true KR20040066098A (ko) 2004-07-23

Family

ID=26985299

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR10-2004-7004981A KR20040066098A (ko) 2001-10-02 2002-10-01 신호에서의 간섭 제거

Country Status (6)

Country Link
US (1) US6711219B2 (ko)
EP (1) EP1442551B1 (ko)
JP (1) JP4173100B2 (ko)
KR (1) KR20040066098A (ko)
CN (1) CN100336335C (ko)
WO (1) WO2003030440A1 (ko)

Families Citing this family (53)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100762577B1 (ko) * 2000-11-29 2007-10-01 엘지전자 주식회사 코드분할다중접속의 새로운 직교 확산코드 생성 방법 및이용방법
US20020131534A1 (en) * 2001-02-07 2002-09-19 Masayuki Ariyoshi System and method for multistage interference cancellation
FR2822568B1 (fr) * 2001-03-22 2003-06-06 Mitsubishi Electric Inf Tech Methode et dispositif d'egalisation de type gmmse
GB0107578D0 (en) * 2001-03-27 2001-05-16 Koninl Philips Electronics Nv Radio communication system
ATE283580T1 (de) * 2001-07-05 2004-12-15 Mitsubishi Electric Inf Tech Mehrbenutzerdetektion in einem mc-cdma telekommunikationssystem
US7088955B2 (en) * 2001-07-16 2006-08-08 Qualcomm Inc. Method and apparatus for acquiring and tracking pilots in a CDMA communication system
EP1300977A1 (en) * 2001-10-04 2003-04-09 Mitsubishi Electric Information Technology Centre Europe B.V. Parallel interference cancellation in an MC-CDMA telecommunication system
FR2837638B1 (fr) * 2002-03-22 2006-07-14 Thales Sa Procede de traitement de signal en presence d'interferences
US7099377B2 (en) * 2002-04-03 2006-08-29 Stmicroelectronics N.V. Method and device for interference cancellation in a CDMA wireless communication system
US8761321B2 (en) * 2005-04-07 2014-06-24 Iii Holdings 1, Llc Optimal feedback weighting for soft-decision cancellers
US7808937B2 (en) 2005-04-07 2010-10-05 Rambus, Inc. Variable interference cancellation technology for CDMA systems
US7715508B2 (en) 2005-11-15 2010-05-11 Tensorcomm, Incorporated Iterative interference cancellation using mixed feedback weights and stabilizing step sizes
US8179946B2 (en) 2003-09-23 2012-05-15 Rambus Inc. Systems and methods for control of advanced receivers
FR2856143B1 (fr) * 2003-06-13 2005-09-23 Centre Nat Etd Spatiales Procede et dispositif de demodulation de signaux de radionavigation par satellite
US7369534B2 (en) * 2003-08-27 2008-05-06 Qualcomm Incorporated Reducing search time using known scrambling code offsets
WO2006093723A2 (en) * 2005-02-25 2006-09-08 Data Fusion Corporation Mitigating interference in a signal
CN1832387A (zh) * 2005-03-10 2006-09-13 松下电器产业株式会社 多输入多输出无线通信系统中的多输入多输出检测方法和装置
US7826516B2 (en) 2005-11-15 2010-11-02 Rambus Inc. Iterative interference canceller for wireless multiple-access systems with multiple receive antennas
US7991088B2 (en) * 2005-11-15 2011-08-02 Tommy Guess Iterative interference cancellation using mixed feedback weights and stabilizing step sizes
US20060229051A1 (en) * 2005-04-07 2006-10-12 Narayan Anand P Interference selection and cancellation for CDMA communications
US20070110135A1 (en) * 2005-11-15 2007-05-17 Tommy Guess Iterative interference cancellation for MIMO-OFDM receivers
US7623602B2 (en) * 2005-11-15 2009-11-24 Tensorcomm, Inc. Iterative interference canceller for wireless multiple-access systems employing closed loop transmit diversity
US7545893B2 (en) * 2005-11-28 2009-06-09 Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) Single antenna interference cancellation via complement subspace projection in spatial-temporal expansion of noise estimation
KR100758305B1 (ko) * 2005-12-08 2007-09-12 한국전자통신연구원 위성 디지털 비디오 방송 시스템에서 주파수 오프셋을보정하는 장치 및 방법
US8098720B2 (en) * 2006-10-06 2012-01-17 Stmicroelectronics S.R.L. Method and apparatus for suppressing adjacent channel interference and multipath propagation signals and radio receiver using said apparatus
US8520721B2 (en) 2008-03-18 2013-08-27 On-Ramp Wireless, Inc. RSSI measurement mechanism in the presence of pulsed jammers
US20100195553A1 (en) * 2008-03-18 2010-08-05 Myers Theodore J Controlling power in a spread spectrum system
US8958460B2 (en) 2008-03-18 2015-02-17 On-Ramp Wireless, Inc. Forward error correction media access control system
US8477830B2 (en) 2008-03-18 2013-07-02 On-Ramp Wireless, Inc. Light monitoring system using a random phase multiple access system
TWI363513B (en) * 2008-03-21 2012-05-01 Ralink Technology Corp Signal processing device and signal processing method
KR101342801B1 (ko) 2008-12-05 2013-12-19 에릭슨 엘지 주식회사 이동통신 시스템에서 코드 확장을 이용한 채널 추정 장치 및 방법
US8295258B2 (en) * 2009-02-17 2012-10-23 Wavion, Ltd Enhancing WLAN performance in the presence of interference
US8363699B2 (en) 2009-03-20 2013-01-29 On-Ramp Wireless, Inc. Random timing offset determination
CN101651482B (zh) * 2009-09-01 2012-12-19 中国电子科技集团公司第五十四研究所 一种适用于空间分集接收系统降低通道干扰的中频放大器
FR2962228B1 (fr) * 2010-07-01 2012-07-27 Inst Telecom Telecom Sudparis Procede de reduction de l'eblouissement d'un recepteur au sein d'un systeme, notamment de geolocalisation.
CN102243309B (zh) * 2011-03-07 2017-11-10 容宝华 Gnss互相关干扰抑制方法和装置
US9344303B1 (en) * 2012-01-04 2016-05-17 Marvell International Ltd. Adaptive signal covariance estimation for MMSE equalization
US9401741B2 (en) 2012-04-26 2016-07-26 Propagation Research Associates, Inc. Methods and systems for mitigating signal interference
EP2842384A4 (en) * 2012-04-26 2015-12-16 Propagation Res Associates Inc METHOD AND SYSTEM FOR USING ORTHOGONAL SPATIAL PROJECTIONS TO MITIGATE PARASITING
JP6085976B2 (ja) * 2013-01-25 2017-03-01 富士通株式会社 信号処理回路及び信号処理方法
FR3012622B1 (fr) * 2013-10-31 2019-08-09 Thales Procede de detection d'interferences dans un signal de radio-navigation par satellite
CN104836633B (zh) * 2014-02-12 2018-04-17 电信科学技术研究院 一种信号处理的方法和设备
US9660743B1 (en) 2014-08-27 2017-05-23 Marvell International Ltd. Channel estimation by searching over channel response candidates having dominant components
US10571224B2 (en) 2015-05-04 2020-02-25 Propagation Research Associates, Inc. Systems, methods and computer-readable media for improving platform guidance or navigation using uniquely coded signals
RU2686643C1 (ru) * 2017-12-05 2019-04-29 Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования "Рязанский государственный радиотехнический университет" Вычислитель для подавления помех
RU2686631C1 (ru) * 2017-12-11 2019-04-29 Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования "Рязанский государственный радиотехнический университет" Вычислитель для компенсации помех
RU2686633C1 (ru) * 2017-12-11 2019-04-29 Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования "Рязанский государственный радиотехнический университет" Вычислитель для режекторной фильтрации помех
RU2686634C1 (ru) * 2017-12-11 2019-04-29 Федеральное государственное бюджетное образовательное учреждение высшего образования "Рязанский государственный радиотехнический университет" Вычислитель для режекторной фильтрации помех
CN110518933B (zh) * 2018-05-22 2023-03-07 北京三星通信技术研究有限公司 全双工收发机、电子设备和交互方法
EP3769574A4 (en) 2018-05-22 2021-05-19 Samsung Electronics Co., Ltd. RESOURCE CONFIGURATION PROCESS, AND ASSOCIATED INFORMATION DEVICE AND MEDIA
CN111628816B (zh) * 2019-01-03 2022-02-01 长沙天仪空间科技研究院有限公司 一种卫星通信系统的窄带干扰抑制方法
CN113325374A (zh) * 2020-02-28 2021-08-31 加特兰微电子科技(上海)有限公司 抗干扰方法、装置、雷达系统及存储介质
US11018705B1 (en) 2020-07-17 2021-05-25 Propagation Research Associates, Inc. Interference mitigation, target detection, location and measurement using separable waveforms transmitted from spatially separated antennas

Family Cites Families (46)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5553062A (en) 1993-04-22 1996-09-03 Interdigital Communication Corporation Spread spectrum CDMA interference canceler system and method
US5412390A (en) * 1993-08-24 1995-05-02 Delfin Systems Apparatus and method for reducing co-channel interference from a radio frequency signal
FI102797B (fi) 1994-10-07 1999-02-15 Nokia Mobile Phones Ltd Signaalin ilmaisumenetelmä TDMA-matkaviestinjärjestelmän vastaanottime ssa sekä menetelmän toteuttava vastaanotin
FI99184C (fi) 1994-11-28 1997-10-10 Nokia Telecommunications Oy Menetelmä käytettävissä olevien taajuuskaistojen jakamiseksi eri soluihin TDMA-solukkoradiojärjestelmässä ja TDMA-solukkoradiojärjestelmä
US5600670A (en) * 1994-12-21 1997-02-04 Trimble Navigation, Ltd. Dynamic channel allocation for GPS receivers
US6018317A (en) * 1995-06-02 2000-01-25 Trw Inc. Cochannel signal processing system
US6240124B1 (en) * 1995-06-06 2001-05-29 Globalstar L.P. Closed loop power control for low earth orbit satellite communications system
US6137788A (en) 1995-06-13 2000-10-24 Ntt Mobile Communications Network, Inc. CDMA demodulating apparatus
US5872776A (en) 1995-11-22 1999-02-16 Yang; Lin-Lang Signal detection and interference cancellation based on simplified matrix inversion for CDMA applications
JP3272940B2 (ja) 1996-03-07 2002-04-08 ケイディーディーアイ株式会社 スペクトル拡散信号復調装置
JP3449457B2 (ja) 1996-04-18 2003-09-22 勝元 崔 無線通信システムで干渉を最小化して雑音の影響を減らすための信号処理装置及び方法
JP2743912B2 (ja) 1996-05-30 1998-04-28 日本電気株式会社 Ｃｄｍａ干渉除去装置
JP2746261B2 (ja) 1996-06-10 1998-05-06 日本電気株式会社 Ｄｓ−ｃｄｍａ干渉キャンセル装置
DE19623667C2 (de) 1996-06-13 2003-02-13 Siemens Ag Verfahren und Einrichtung zur Detektion von nach dem DS-CDMA Prinzip übertragenen Informationen in einer Empfangseinrichtung
US6430216B1 (en) * 1997-08-22 2002-08-06 Data Fusion Corporation Rake receiver for spread spectrum signal demodulation
WO1998008319A1 (en) * 1996-08-23 1998-02-26 Data Fusion Corporation Rake receiver for spread spectrum signal demodulation
JP3311943B2 (ja) 1996-10-18 2002-08-05 松下電器産業株式会社 干渉信号除去装置
US6222828B1 (en) 1996-10-30 2001-04-24 Trw, Inc. Orthogonal code division multiple access waveform format for use in satellite based cellular telecommunications
US5787130A (en) 1996-12-10 1998-07-28 Motorola Inc. Method and apparatus for canceling interference in a spread-spectrum communication system
JP3390900B2 (ja) 1996-12-20 2003-03-31 富士通株式会社 干渉キャンセラ及び仮判定方法
JPH10190495A (ja) 1996-12-20 1998-07-21 Fujitsu Ltd 干渉キャンセラ
JP3326679B2 (ja) 1997-01-31 2002-09-24 沖電気工業株式会社 Ｃｄｍａ受信装置
US5943331A (en) 1997-02-28 1999-08-24 Interdigital Technology Corporation Orthogonal code synchronization system and method for spread spectrum CDMA communications
US6201799B1 (en) 1997-05-01 2001-03-13 Lucent Technologies, Inc Partial decorrelation for a coherent multicode code division multiple access receiver
CA2239681C (en) * 1997-06-10 2007-08-21 Xinping Huang In-phase and quadrature signal regeneration
US5872540A (en) 1997-06-26 1999-02-16 Electro-Radiation Incorporated Digital interference suppression system for radio frequency interference cancellation
US6078611A (en) * 1997-09-16 2000-06-20 Motorola, Inc. Rake receiver and finger management method for spread spectrum communication
US6101385A (en) * 1997-10-09 2000-08-08 Globalstar L.P. Satellite communication service with non-congruent sub-beam coverage
US6175587B1 (en) 1997-12-30 2001-01-16 Motorola, Inc. Communication device and method for interference suppression in a DS-CDMA system
US6131013A (en) 1998-01-30 2000-10-10 Motorola, Inc. Method and apparatus for performing targeted interference suppression
IL123782A (en) * 1998-03-22 2001-05-20 Eci Telecom Ltd Signal Equality
JP2965202B1 (ja) 1998-04-07 1999-10-18 日本電気株式会社 マルチユーザ受信装置及びｃｄｍａ通信システム
US6324159B1 (en) 1998-05-06 2001-11-27 Sirius Communications N.V. Method and apparatus for code division multiple access communication with increased capacity through self-noise reduction
KR100318959B1 (ko) 1998-07-07 2002-04-22 윤종용 부호분할다중접속통신시스템의서로다른부호간의간섭을제거하는장치및방법
US6154443A (en) 1998-08-11 2000-11-28 Industrial Technology Research Institute FFT-based CDMA RAKE receiver system and method
US6304618B1 (en) 1998-08-31 2001-10-16 Ericsson Inc. Methods and systems for reducing co-channel interference using multiple timings for a received signal
US6230180B1 (en) 1998-10-14 2001-05-08 Conexant Systems, Inc. Digital signal processor configuration including multiplying units coupled to plural accumlators for enhanced parallel mac processing
US6215812B1 (en) 1999-01-28 2001-04-10 Bae Systems Canada Inc. Interference canceller for the protection of direct-sequence spread-spectrum communications from high-power narrowband interference
US6115409A (en) 1999-06-21 2000-09-05 Envoy Networks, Inc. Integrated adaptive spatial-temporal system for controlling narrowband and wideband sources of interferences in spread spectrum CDMA receivers
US6157847A (en) 1999-06-29 2000-12-05 Lucent Technologies Inc. Base station system including parallel interference cancellation processor
US6166690A (en) 1999-07-02 2000-12-26 Sensor Systems, Inc. Adaptive nulling methods for GPS reception in multiple-interference environments
US6278726B1 (en) 1999-09-10 2001-08-21 Interdigital Technology Corporation Interference cancellation in a spread spectrum communication system
US6377636B1 (en) 1999-11-02 2002-04-23 Iospan Wirless, Inc. Method and wireless communications system using coordinated transmission and training for interference mitigation
US6282231B1 (en) 1999-12-14 2001-08-28 Sirf Technology, Inc. Strong signal cancellation to enhance processing of weak spread spectrum signal
US6285316B1 (en) 2000-06-02 2001-09-04 Cellguide Ltd. Locating a mobile unit using signals from both mobile beacons and stationary beacons
WO2001071927A2 (en) * 2000-03-21 2001-09-27 Telcordia Technologies, Inc. Combined adaptive spatio-temporal processing and multi-user detection for cdma wireless systems

Also Published As

Publication number Publication date
US6711219B2 (en) 2004-03-23
CN1593030A (zh) 2005-03-09
EP1442551B1 (en) 2018-05-02
EP1442551A4 (en) 2006-04-05
CN100336335C (zh) 2007-09-05
US20040017867A1 (en) 2004-01-29
JP2005505970A (ja) 2005-02-24
EP1442551A1 (en) 2004-08-04
WO2003030440A1 (en) 2003-04-10
JP4173100B2 (ja) 2008-10-29

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US6711219B2 (en) Interference cancellation in a signal
US7359465B2 (en) Serial cancellation receiver design for a coded signal processing engine
US6788734B2 (en) Rake receiver for spread spectrum signal demodulation
US6639551B2 (en) Method of interference cancellation based on smart antenna
US5218619A (en) CDMA subtractive demodulation
KR101011942B1 (ko) 확산 스펙트럼 시스템들에서 간섭 소거를 선택적으로 적용하기 위한 방법 및 장치
US7200183B2 (en) Construction of an interference matrix for a coded signal processing engine
KR20010034086A (ko) 직접 시퀀스 확산 스펙트럼 통신 시스템에서의 다경로지연 추정을 위한 방법 및 장치
EP0674823B1 (en) Path gain estimation in a receiver
US6947474B2 (en) Rake receiver for spread spectrum signal demodulation
EP1454421B1 (en) Interference suppression in a cdma radio receiver
EP0988706B1 (en) Reception method and receiver
WO2004059865A1 (en) Training sequence detection scheme and device of downlink in tdd/cdma system
WO1998008319A1 (en) Rake receiver for spread spectrum signal demodulation
WO1998008319A9 (en) Rake receiver for spread spectrum signal demodulation
Katz Code acquisition in advanced CDMA networks
US20050135461A1 (en) Deconvolution searcher for wireless communication system
Sousa Packet error probability calculation in a direct sequence spread spectrum network
WO2003065605A1 (en) Path timing estimation in a spread-spectrum receiver

Legal Events

Date Code Title Description
WITN Application deemed withdrawn, e.g. because no request for examination was filed or no examination fee was paid