KR101342801B1 - 이동통신 시스템에서 코드 확장을 이용한 채널 추정 장치 및 방법 - Google Patents

이동통신 시스템에서 코드 확장을 이용한 채널 추정 장치 및 방법 Download PDF

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Abstract

채널 추정의 정확도를 높일 수 있는 채널 추정 장치 및 방법이 개시된다. 본 발명에 따르면, 송신기로부터 기준신호(RS)를 수신하여 코드를 보상하고, 코드 보상된 기준신호를 중심으로 좌우에 코드를 추가하여 코드를 확장한다. 코드 확장된 기준신호에서 간섭을 제거하고, 간섭이 제거된 신호에 대하여 추가된 코드를 제거하여 채널을 추정한다. 코드 확장된 기준신호는, 코드 보상된 기준신호와 추가된 코드를 포함하며, 추가된 코드는 코드 보상된 기준신호를 역방향으로 정렬한 신호 또는 켤레 복소수를 취한 신호의 일부 또는 전부이며, 제로 페딩값을 더 포함한다.
채널 추정, CAZAC, 잡음, FFT, DFT, 코드 보상

Description

이동통신 시스템에서 코드 확장을 이용한 채널 추정 장치 및 방법{APPARATUS AND METHOD FOR ESTIMATING CHANNEL USING CODE EXPANSION IN MOBILE TELECOMMUNICATION SYSTEM}
본 발명은 이동통신 시스템의 상향링크에서 확장된 코드를 이용하여 채널 추정의 정확도를 높일 수 있는 채널 추정 장치 및 방법에 관한 것이다.
OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 방식에 기반한 LTE 시스템은 제3세대 이동통신 표준인 UMTS(Universal Mobile Telecommunication System)를 대신할 차세대 이동통신 시스템으로서 현재 3GPP(3rd Generation Partnership Project)에서 논의되고 있다. OFDM 방식은 주파수 영역에서 다중의 부반송파(Sub-carrier)를 이용하여 데이터를 전송하는 방식으로 부반송파들 간의 직교성(Orthogonality)을 유지하여 전송하기 때문에 주파수 효율이 높고 선택적 페이딩(Frequency Selective Fading)과 다중경로 페이딩에 강하고 보호구간(CP : Cyclic Prefix)을 이용하여 심볼간 간섭을 줄일 수 있다. 또한, 하드웨어적으로는 등화기 구조가 간단하여 임펄스(Impulse) 잡음에 강한 장점이 있어 고속 데이터 전송시 최적의 전송효율을 얻을 수 있다.
3GPP LTE 상향링크에서는 채널 추정과 송신 신호의 검출을 위해서 자기상관(Auto-correlation) 및 교차상관(Cross-correlation) 특성이 좋은 Zadoff-Chu CAZAC 시퀀스(이하, 'CAZAC(Constant Amplitude Zero Auto Correlation) 시퀀스'라 함)를 사용한다. CAZAC 시퀀스는 3GPP LTE 상향링크의 기준신호(RS: Reference Signal) 생성에 사용되며, 사용 목적에 따라 DMRS(Demodulation RS)와 SRS(Sounding Reference Signal)로 나뉘어진다. DMRS와 SRS를 총칭하여 기준신호(RS)라 한다. DMRS는 데이터의 코히어런트(Coherent) 복조를 위한 것이고, SRS는 상향링크의 동기를 유지하고 기지국 상향링크 스케쥴러가 상향링크의 채널품질을 알 수 있도록 하는 것이다. 시간 영역에서, DMRS는 도 1과 같이 서브프레임의 4번째와 11번째 SC-FDMA 심볼(SC-FDMA 심볼은 상향링크 시간 영역에서의 한 심볼로서, 일반적으로 송신 데이터를 이산 푸리에 변환(DFT)한 후 주파수 영역의 특정 부반송파에 넣어 고속 푸리에 역변환(IFFT)하여 생성한다)(11,12)에 위치하고, SRS는 도 2와 같이 서브프레임의 마지막 SC-FDMA 심볼(21)에 위치한다. DMRS와 SRS는 도 1 및 도 2와 같이 서로 다른 서브프레임에 위치하여 전송될 수 있지만, 동일한 서브프레임에 위치할 수도 있다. DMRS와 SRS가 동일한 서브프레임에 위치하는 경우에, DMRS는 4번째와 11번째 SC-FDMA 심볼(11,12)을 사용하고, SRS는 서브프레임의 마지막 SC-FDMA 심볼(13)을 사용한다.
주파수 영역에서, 하나의 SC-FDMA 심볼은 기지국에서 할당한 부반송파 영역을 차지한다. 기지국은 특정 부반송파를 사용하도록 부반송파의 시작점과 부반송파의 개수를 알려준다. 단말기는 할당된 주파수 영역에 12개의 부반송파를 사용하여 기준신호를 송신한다. OFDM에서 주파수 영역은 부반송파로 이루어져 있는데, 상향링크에서는 12개의 연속적인 부반송파가 하나의 RB를 이룬다. RB(Resource Block)는 스케쥴링 및 채널 할당의 기본 단위가 된다.
단말기로부터 수신된 기준신호는 원하는 사용자의 신호가 원하지 않는 사용자의 신호에 의한 간섭 영향을 받기 때문에 잡음 및 간섭을 제거해야 한다.
종래에는 사용자가 사용하는 부반송파의 개수(예컨대, 12개의 부반송파) 만큼의 시퀀스 길이를 갖는 IDFT(
Figure 112008083970986-pat00001
의 크기를 갖는 IDFT)를 사용하여 잡음 및 간섭을 제거하였다. 잡음 및 간섭 제거는 잡음과 간섭량 대비 사용자 신호의 크기, 즉 SINR을 최대화하기 위하여 일정 부분을 뮤팅(Muting)시킨다. 예컨대, 이산 푸리에 역변환(IDFT: Inverse DFT)된 신호에서 최대 전력값을 검색하고, 최대 전력값이 존재하는 특정 영역을 제외한 모든 구간을 0으로 대치한다. 이렇게 만들어진 신호를 이용하여 이산 푸리에 변환(DFT: Discrete Fourier Transform) 또는 고속 푸리에 변환(FFT: Fast Fourier Transform)을 수행하면 해당 사용자의 채널 응답이 구해진다(채널 추정). 구해진 채널 응답값은 DMRS의 경우 데이터 복조를 위해 사용되고, SRS의 경우 수신 타이밍 및 채널 품질 평가를 위해 사용된다.
예컨대, 도 3은 잡음이 없는 경우 기준신호의 원하는 사용자 신호와 간섭을 유발하는 사용자 신호(간섭신호)를 이산 푸리에 역변환(IDFT)한 후의 전력분포를 나타낸 것이다. 이 경우 간섭신호를 적게 하면서 원하는 사용자의 신호 값을 크게 하기 위해서 최대 전력값 주위, 즉 시간 인덱스1,2,3,12만을 취하고 그 나머지 인 덱스(인덱스4~11)를 뮤팅시킨 후 DFT 또는 FFT를 수행하면, 원하는 사용자의 고주파 성분이 같이 제거되기 때문에 도 4와 같이 사용자에게 할당되어 있는 주파수 영역의 가장 자리 부분(예컨대, 부반송 인덱스1과 인덱스12 부분은 이상적인 값 0에 비해 -8dB 낮은 값으로 나온다)이 심하게 왜곡된다. 왜냐하면 간섭신호 때문에 제거한 인덱스(인덱스4~11)에는 자신의 신호가 약0.3~0.5정도가 포함되어 있고 이 부분이 주파수 영역에서의 가장자리에 해당하기 때문이다. 도 4는 도 3의 12개의 부반송파를 사용하는 RS의 IDFT후의 원하는 사용자의 신호와 간섭 사용자의 신호에 대한 전력값을 DTF 또는 FFT 수행하여 주파수 영역으로 나타낸 것이다. 이와 같이 가장 자리 부분이 심하게 왜곡된 부반송파의 신호로 채널을 추정(DMRS의 경우 데이터 복조, SRS의 경우 수신 타이밍 및 채널 품질 평가)하게 되면, 정확도가 떨어져 상향링크의 스케쥴링에 있어서 낮은 MCS(Modulation and Coding Scheme)를 할당하게 되어 낮은 데이터 처리량을 초래한다.
본 발명의 목적은 이동통신 시스템의 상향링크에서 확장된 코드를 이용하여 부반송파의 가장 자리에서 발생하는 손실을 최소화함으로써, 채널 추정의 정확도를 높일 수 있는 채널 추정 장치 및 방법을 제공하는 것이다.
본 발명의 일 특징에 따르면, 채널 추정의 정확도를 높일 수 있는 채널 추정 장치 및 방법이 개시된다. 본 발명에 의하면, 송신기로부터 기준신호(RS)를 수신하여 코드를 보상하고, 코드 보상된 기준신호를 중심으로 좌우에 코드를 추가하여 코드를 확장한다. 코드 확장된 기준신호에서 간섭을 제거하고, 간섭이 제거된 신호에 대하여 추가된 코드를 제거하여 채널을 추정한다. 코드 확장된 기준신호는, 코드 보상된 기준신호와 추가된 코드를 포함하며, 추가된 코드는 코드 보상된 기준신호를 역방향으로 정렬한 신호 또는 켤레 복소수를 취한 신호의 일부 또는 전부이며, 제로 페딩값을 더 포함한다.
본 발명에 의하면, 채널 추정기의 정확도를 높여 상향링크의 스케쥴링에 있어서 높은 MCS(Modulation and Coding Scheme)를 할당하게 되어 데이터 처리량을 향상시킬 수 있는 이점이 있다. 또한, 채널 추정기의 정확도 향상을 통해 등화기의 결과값도 더 정확해진다.
이하 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 실시예들에 대해 상세히 설명한다. 다만, 이하의 설명에서는 본 발명의 요지를 불필요하게 흐릴 우려가 있는 경우, 널리 알려진 기능이나 구성에 관한 구체적 설명은 생략하기로 한다.
도 5에 도시된 바와 같이, RS 송신기는 주파수 영역에 RS를 송신하는데, RS 시퀀스 생성부(51)에 의해 생성된 CAZAC 시퀀스를 부반송파 맵핑부(52), IFFT 수행부(53), CP 생성부(54)를 통해 부반송파 맵핑, 고속 푸리에 역변환(IFFT), 시간 영역에서 각 심볼간의 간섭을 없애기 위해 보호구간(CP : Cyclic Prefix) 삽입을 위한 CP 추가후, 기지국으로 전송한다.
RS 시퀀스 생성부(51)가 부반송파로 송신하는 RS의 CAZAC 시퀀스는 다음의 수학식 1과 같이 정의된다.
Figure 112008083970986-pat00002
Figure 112008083970986-pat00003
여기서, α는 CAZAC 시퀀스의 순환 쉬프트(Cyclic Shift)를 나타내고,
Figure 112008083970986-pat00004
는 RS가 사용하는 부반송파의 개수,
Figure 112008083970986-pat00005
는 CAZAC 시퀀스의 길이이며
Figure 112008083970986-pat00006
를 넘지 않는 최대의 소수로 결정한다. 또한, q는
Figure 112008083970986-pat00007
보다 작은 양의 정수이다.
한편, 수학식 1에 의해 생성된 RS 시퀀스는 부반송파 맵핑부(52)에서 다음의 수학식 2에 의해 주파수 영역에 부반송파 맵핑(Mapping)이 된다.
Figure 112008083970986-pat00008
여기서, kd, ks는 각각 DMRS와 SRS의 주파수 영역에서의 시작 부반송파 인덱스이고, β는 송신 전력의 크기를 조절하는 변수이다.
수학식 2에 의해 부반송파 맵핑된 주파수 영역의 신호는 IFFT 생성부(53) 및 CP 생성부(54)에서 고속 푸리에 역변환(IFFT) 및 CP 생성을 통해 전송할 RS로 만들어진다. 이때, FFT_Size는 시스템의 대역폭에 따라 결정되며, 10MHz 대역폭에서는 1024의 값을 갖는다.
본 발명에 따른 채널 추정 장치가 적용되는 RS 수신기의 동작을 도 6을 참조하여 살펴보면 다음과 같다.
RS 수신기는 수신 RS에서 CP를 제거하고(CP 제거부(61)에서 수행함) 고속 푸리에 변환(FFT)한다(FFT 수행부(62)에서 수행함). FFT를 수행한 후의 주파수 영역의 신호를 y(k)라 하면, 해당 사용자의 신호는, DMRS의 경우 kd, SRS의 경우 ks부터
Figure 112008083970986-pat00009
개 존재한다. 부반송파 디맵핑(De-mapping)은 이와 같이 사용자가 사용하는
Figure 112008083970986-pat00010
개의 부반송파를 추출하는 것을 의미한다. 디맵핑된 신호를
Figure 112008083970986-pat00011
라 하면, 부반송파 디맵핑 및 CAZAC 코드 보상부(63)는 다음의 수학식 3에 의거하여 부반송 파 디맵핑을 수행한다.
Figure 112008083970986-pat00012
원하는 사용자의 부반송파 신호가 추출되면, 전송한 RS와 동일한 CAZAC 시퀀스를 이용하여 코드 보상이 이루어진다. 코드 보상된 신호를 c(n)이라 하면, 부반송파 디맵핑 및 CAZAC 코드 보상부(63)는 다음의 수학식 4에 의거하여 CAZAC 코드를 보상한다.
Figure 112008083970986-pat00013
여기서, r(n)은 사용자가 송신한 RS 코드이고, r*(n)은 그의 켤레 복소수를 의미한다.
코드 확장부(64)는 코드 보상된 신호(
Figure 112008083970986-pat00014
≥
Figure 112008083970986-pat00015
)를 확장(MRP)한다. 또한, 타이밍 오차를 줄이기 위해 확장된 신호에 대하여 일정량의 제로 페딩(Zero-padding)하여 더 긴 확장 코드를 만든다. 코드 확장부(64)를 통해 반복된 시퀀스 길이 MRP는 코드 보상된 시퀀스의 길이와 원래의 신호 양쪽에 위치하는 신호의 길이, 제로 페딩의 길이를 포함한다.
일실시예에 있어서, 부반송파 디맵핑 및 CAZAC 코드 보상부(63)에서 코드 보상이 이루어진 신호를 c(n)이라고 하면, 코드의 확장은 다음의 수학식 5 및 수학식 6에 의해 이루어진다. 수학식 5는 코드 보상된 신호 c(n)을 역방향으로 정렬하는 것이고, 수학식 6은 역방향으로 정렬된 신호를 이용하여 코드 보상된 신호를 확장하는 것이다. 수학식 5를 수학식 6에 대입하여 코드를 확장한다.
Figure 112008083970986-pat00016
Figure 112008083970986-pat00017
여기서, θ는 cRVS(n)을 생성할 때 부가적인 순환 쉬프트(Cyclic Shift)를 발생시키는 오프셋이고, ML과 MR은 코드 보상된 신호의 왼쪽과 오른쪽에 확장된 코드를 넣는 개수이다.
다른 실시예에 있어서, 부반송파 디맵핑 및 CAZAC 코드 보상부(63)에서 코드 보상이 이루어진 신호를 c(n)이라고 하면, 코드의 확장은 다음의 수학식 7 및 상기 수학식 6에 의해 이루어진다. 수학식 7는 코드 보상된 신호 cEXT(n)을 켤레 복소수를 취한 것이다. 켤레 복소수를 취하여 코드 보상된 신호를 확장하는 것은 상기 수학식 6과 동일하다. 수학식 7을 수학식 6에 대입하여 코드를 확장한다. 다른 실시예에 따라 켤레 복소수로 확장하여도 일실시예와 동일한 효과를 창출할 수 있다.
Figure 112008083970986-pat00018
주파수 영역에서 하나의 RB가 12개의 부반송파를 이룬다고 가정했을 때(인덱스0~인덱스11), 코드 보상된 신호 c(n)은 c(0), c(1), c(2),..., c(11)의 부반송파를 갖는다. 일실시예에 있어서, 코드 확장부(64)는 코드 보상된 신호 c(n)은 c(0), c(1), c(2),..., c(11)를 역방향으로 정렬한 c(11), c(10), c(9),..., c(0)의 일부 또는 전부를 코드 보상된 신호의 앞뒤에 추가한다. 이때, 코드 보상된 신호의 앞뒤에 추가되는 신호의 부반송파 개수(인덱스0~인덱스11)는 동일한 것이 바람직하다. 예컨대, 코드 보상된 신호의 앞뒤에 c(5), c(4), c(3), c(2), c(1), c(0)을 동일하게 추가 가능하다. 도 7은 θ=0,
Figure 112008083970986-pat00019
=ML=MR=12인 경우에 보상 코드가 확장되는 예시를 보여준다. 즉, 도 7에서는 코드 보상된 신호를 역방향으로 정렬한 c(11), c(10), c(9),..., c(0)의 전부를 코드 보상된 신호의 앞뒤에 추가하고(반송파 인덱스 MRP=36), 일정량의 제로 패딩값을 추가한다(영(0)을 추가하여 코드를 좀더 확장함).
다른 실시예에 있어서, 코드 확장부(64)는 코드 보상된 신호 c(n)은 c(0), c(1), c(2),..., c(11)를 역방향으로 정렬한 c(11), c(10), c(9),..., c(0)의 일부 또는 전부를 코드 보상된 신호의 앞뒤에 2개 이상씩 추가한다(반송파 인덱스 MRP=60, MRP=84, MRP=108 등). 이때, 코드 보상된 신호의 앞뒤에 추가되는 신호의 부 반송파 개수(인덱스0~인덱스11)는 동일한 것이 바람직하다. 예컨대, 코드 보상된 신호의 앞뒤에 c(5), c(4), c(3), c(2), c(1), c(0)을 2개 이상씩 동일하게 추가 가능하다.
IDFT 수행부(65)는 코드 확장부(64)를 통해 확장된 코드를 MRP 크기의 이산 푸리에 역변환(IDFT)한다.
잡음 및 간섭 제거부(66)는 IDFT 수행된 신호에서 백색 잡음을 제거하고 SINR을 최대화하기 위하여 일정 부분을 뮤팅(Muting)시킨다. 예컨대, IDFT된 신호에서 최대 전력값을 검색하고, 최대 전력값이 존재하는 특정 영역을 제외한 모든 구간을 0으로 대치한다. 또는 최대 전력값 주위의 일정량(예컨대, 왼쪽 인덱스 2개 및 오른쪽 인덱스 2개, 왼쪽 인덱스 2개 및 오른쪽 인덱스 4개 등)을 취할 수도 있다.
IDFT 수행부(67)는 잡음 및 간섭이 제거된 확장 코드를 이산 푸리에 역변환(IDFT)한다. 또는 잡음 및 간섭이 제거된 확장 코드에 대해서 고속 푸리에 변환(FFT)을 수행할 수도 있다.
DFT 또는 FFT를 수행하면 해당 사용자의 채널 응답을 구할 수 있는데, 본 발명에서는 코드 확장이 이루어졌으므로, 채널 추정부(68)에서는 원래의 신호 이외의 확장된 신호 성분(즉, 원래의 신호 앞뒤에 추가되는 신호, 제로 페딩이 된 경우에는 제로 페딩된 구간을 포함함)을 제거하여 코드 보상된 신호가 위치하였던 영역만을 추출한다.
IDFT 또는 IFFT된 신호를
Figure 112008083970986-pat00020
이라 하면, 채널 정보 추정부(68)는 채널 정보 chanRsp(k)를 다음의 수학식 8에 의거하여 추출한다.
Figure 112008083970986-pat00021
수학식 8을 통해 구해진 채널 추정값은 DMRS의 경우 데이터 복조를 위해 사용되고, SRS의 경우 수신 타이밍 및 채널 품질 평가를 위해 사용된다.
도 8은 θ=0,
Figure 112008083970986-pat00022
=ML=MR=12, 반복된 시퀀스 길이 MRP=36을 가정하여, 왜곡이 전혀 없는 경우(Ideal case)와 종래의 방법(Old case)(도 4 참조), 본 방명(New case)에 대한 채널 응답 결과를 나타낸 것이다. 도 8과 같이 본 발명을 사용하게 되면 부반송파의 가장자리 부분, 즉 부반송파 인덱스1과 12 부분의 채널 응답이 'Ideal Case'와 근접함을 알 수 있고, 중간 부분(인덱스 7 부근)에서도 상당히 'Ideal Case'에 근접하게 됨을 알 수 있다.
이상에서는 실시예에서는 CAZAC 시퀀스에 대해서 설명을 하였으나, 이와 유사한 코드, 예컨대 PN(Pseudo Noise) 코드 혹은 Zadoff-Chu CAZAC 이외의 CAZAC 코드 등에서도 동일한 방법을 사용하여 채널 추정 성능을 향상시킬 수 있다.
본 명세서에서는 본 발명이 일부 실시예들과 관련하여 설명되었지만, 본 발명이 속하는 기술분야의 당업자가 이해할 수 있는 본 발명의 정신 및 범위를 벗어나지 않는 범위에서 다양한 변형 및 변경이 이루어질 수 있다는 점을 알아야 할 것이다. 또한, 그러한 변형 및 변경은 본 명세서에 첨부된 특허청구의 범위 내에 속 하는 것으로 생각되어야 한다.
도 1은 DMRS를 위한 서브프레임 구조를 도시한 도면.
도 2는 SRS를 위한 서브프레임 구조를 도시한 도면.
도 3은 12개의 부반송파를 사용하는 RS의 IDFT 후의 사용자와 간섭 사용자의 전력분포를 도시한 도면.
도 4는 종래기술에 따른 채널 추정 결과를 도시한 그래프.
도 5는 RS 송신기의 구조를 도시한 도면.
도 6은 본 발명의 실시예에 따라 RS 수신기에서 채널 추정 장치의 구성을 도시한 도면.
도 7은 본 발명의 일실시예에 따른 코드 확장 예시도.
도 8은 본 발명에 따른 채널 추정 결과와 종래기술에 따른 채널 추정 결과를 비교한 그래프.
* 도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명
61: CP 제거부 62: FFT 수행부
63: 부반송파 디맵핑 및 CAZAC 코드 보상부
64: 코드 확장부 65: IDFT 수행부
66: 잡음 및 간섭 제거부 67: DFT 수행부
68: 채널 정보 추출부

Claims (12)

  1. 채널 추정 장치로서,
    송신기로부터 기준신호(RS)를 수신하여 변환 처리하는 수단;
    상기 변환 처리된 기준신호를 코드 보상하기 위한 수단;
    상기 코드 보상된 기준신호를 중심으로 좌우에 코드를 추가하여 코드를 확장하기 위한 코드확장수단;
    상기 코드 확장된 기준신호에서 간섭을 제거하기 위한 수단; 및
    상기 간섭이 제거된 기준신호에 대하여, 상기 코드 확장수단에 의해 추가된 코드를 제거하여 채널을 추정하기 위한 채널추정수단을 포함하는 채널 추정 장치.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 코드 확장된 기준신호는, 상기 코드 보상된 기준신호와 상기 추가된 코드를 포함하며,
    상기 추가된 코드는 상기 코드 보상된 기준신호를 역방향으로 정렬한 신호 또는 켤레 복소수를 취한 신호의 일부 또는 전부인, 채널 추정 장치.
  3. 제2항에 있어서,
    상기 코드확장수단은,
    상기 코드 보상된 기준신호를 역방향으로 정렬하여 역방향 정렬된 기준신호의 일부 또는 전부를 상기 코드 보상된 기준신호 좌우에 추가하거나, 상기 코드 보상된 기준신호의 켤레 복소수를 취하여 켤레 복소수를 취한 기준신호의 일부 또는 전부를 상기 코드 보상된 기준신호 좌우에 추가하는, 채널 추정 장치.
  4. 제2항에 있어서,
    상기 코드확장수단은,
    상기 코드 보상된 기준신호를 역방향으로 정렬하여 역방향 정렬된 기준신호의 일부 또는 전부를 상기 코드 보상된 기준신호 좌우에 적어도 2개씩 추가하거나, 상기 코드 보상된 기준신호의 켤레 복소수를 취하여 켤레 복소수를 취한 기준신호의 일부 또는 전부를 상기 코드 보상된 기준신호 좌우에 적어도 2개씩 추가하는, 채널 추정 장치.
  5. 제2항 내지 제4항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 추가된 코드는, 제로 페딩값을 더 포함하는, 채널 추정 장치.
  6. 제5항에 있어서,
    채널추정수단은, 상기 간섭이 제거된 기준신호에 대하여 상기 추가된 코드를 제거하고 상기 코드 보상된 기준신호의 영역만을 추출하는, 채널 추정 장치.
  7. 제6항에 있어서,
    상기 추가된 코드는, CAZAC(Constant Amplitude Zero Auto Correlation) 코드인, 채널 추정 장치.
  8. 채널 추정 방법으로서,
    송신기로부터 기준신호(RS)를 수신하여 코드를 보상하는 단계;
    상기 코드 보상된 기준신호를 중심으로 좌우에 코드를 추가하여 코드를 확장하는 단계; 및
    상기 코드 확장된 기준신호에서 간섭을 제거하고, 상기 간섭이 제거된 기준신호에 대하여 상기 추가된 코드를 제거하여 채널을 추정하는 단계를 포함하는 채널 추정 방법.
  9. 제8항에 있어서,
    상기 코드 확장된 기준신호는, 상기 코드 보상된 기준신호와 상기 추가된 코드를 포함하며,
    상기 추가된 코드는 상기 코드 보상된 기준신호를 역방향으로 정렬한 신호 또는 켤레 복소수를 취한 신호의 일부 또는 전부인, 채널 추정 방법.
  10. 제9항에 있어서,
    상기 추가된 코드는, 제로 페딩값을 더 포함하는, 채널 추정 방법.
  11. 제8항 내지 제10항 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 코드를 확장하는 단계에서, 상기 코드 보상된 기준신호를 역방향으로 정렬하여 역방향 정렬된 기준신호의 일부 또는 전부를 상기 코드 보상된 기준신호 좌우에 적어도 하나씩 추가하거나, 상기 코드 보상된 기준신호의 켤레 복소수를 취하여 켤레 복소수를 취한 기준신호의 일부 또는 전부를 상기 코드 보상된 기준신호 좌우에 추가하는, 채널 추정 방법.
  12. 제11항에 있어서,
    상기 채널을 추정하는 단계에서, 상기 간섭이 제거된 기준신호에 대하여 상기 추가된 코드를 제거하고 상기 코드 보상된 기준신호의 영역만을 추출하는, 채널 추정 방법.
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