KR20030013241A

KR20030013241A - 전자부품 및 무선통신기

Info

Publication number: KR20030013241A
Application number: KR1020020033665A
Authority: KR
Inventors: 마사히로 쯔치야; 쯔요시 시부야; 카츠히사 야베; 카즈히로 다카하시
Original assignee: 가부시키가이샤 히타치세이사쿠쇼
Priority date: 2001-08-07
Filing date: 2002-06-17
Publication date: 2003-02-14
Also published as: TW567662B; US20030032396A1; JP2003051751A

Abstract

본 발명은 출력 트랜지스터가 포화 동작하는 모드와 선형 동작하는 모드를 구비한 무선통신기용 전력증폭회로의 전력효율을 향상시키는 것을 과제로 하여, 적어도 출력 파워앰프(Q1, Q2, Q3)와 임피던스 정합회로(MN)가 하나의 절연기판 위에 탑재되고 상기 인피던스 정합회로의 출력단자의 임피던스가 50Ω으로 설정되어 있는 무선통신기용 전자부품(모듈)에 있어서, 상기 임피던스 정합회로 내의 상기 출력단자의 임피던스보다도 낮은 임피던스 점에 상기 임피던스 정합회로의 회로정수 혹은 상기 출력 파워앰프로부터 상기 임피던스 정합회로측을 본 때의 고주파적 임피던스의 값을 동작상태에 따라 변화시키는 스위칭회로(410)를 설치하도록 하였다.

Description

전자부품 및 무선통신기{ELECTRONIC APPARATUS AND WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM}

본 발명은 무선통신기에서 전력증폭회로, 더 나아가서는 출력 트랜지스터가 포화동작과 선형동작의 두가지 동작을 행하는 전력증폭회로의 전력효율을 향상시키는 기술에 관한 것으로, 예컨대 GMSK(Gaussian filtered Minimum Shift Keying)모드나 EDGE(Enhanced Data Rates for GMS Evolution)모드와 같은 복수의 송수신 모드를 구비한 멀티모드 방식의 무선통신기를 구성하는 전력증폭회로에 이용하는 유효한 기술에 관한 것이다.

최근에 휴대전화기로 대표되는 무선통신기에서는, 디지털 통신방식이 주류로 되고 있다. 디지털 통신에서 변조방식에는 주파수 변조방식(FM) 및 위상변조방식(PM), 시분할다중접속방식(TDMC) 등등의 방식이 채용되고 있다. 또, 동일한 통신기에서도, 예컨대, 음성신호의 통신은 송신신호를 먼저 가우스형의 필터로 파형 형성하고 나서 반송파의 위상을 송신 데이터에 따라 위상 시프트하는 GMSK 변조방식으로 행하고, 데이터 통신은 GMSK 변조의 위상 시프트(phase shift)에 진폭 시프트(amplitude shift)를 더 가한 EDGE 변조방식으로 고속으로 행하도록 한 듀얼모드의 통신기가 있다.

또, EDGE는 GSM384 혹은 UWC-136으로도 불리우며, 무선방식에 TDMA(Time Division Multiple Access)를 사용하고, 데이터 통신속도는 최대 384Kbps로 비디오 회의나 원격의료 등의 애플리케이션으로 지향하고 있는 방식이다.

상기 두가지 모드에서 하나의 출력 파워앰프를 공용하는 경우, 상기 GMSK 모드에서는, 출력 파워앰프는 최대진폭에서 동작하기 위한 앰프를 구성하는 최종단의 출력 트랜지스터가 포화영역에서 동작되고, 출력전력은 약 3W와 같은 비교적 큰 값으로 된다. 한편, EDGE 모드에서는, 출력 진폭도 변화시키기 위해 출력 파워앰프를 구성하는 최종단의 트랜지스터는 비포화 영역에서 선형동작되고, 출력전력은 약 0.7W와 같은 작은 값으로 된다.

상기와 같은 모드에 의한 동작의 스위칭은, 트랜지스터의 바이어스 전압 혹은 바이어스 전류를 변환시킴으로써 행해진다. 그러나, 일반적으로 앰프는 전력과 효율이 비례관계에 있기 때문에, GMSK와 EDGE의 듀얼모드의 통신기에서는 GMSK 모드보다도 출력전력이 작은 EDGE 모드에서의 전력효율이 나쁘다는 불구합이 있었다.

한편, 종래, 아날로그 통신과 디지털 통신의 두가지 방식을 구비한 이동체 통신기에서, 아날로그 통신과 디지털 통신에서 공용할 수 있는 전력증폭회로에 관한 발명이 제안되고 있다(일본국 특허공개 평5-291842호 공보). 이 선원발명은 전력증폭회로의 출력단자에 콘덴서와 PIN 다이오드를 가지는 스위칭 회로를 접속하고, 이 스위칭 회로를 통신모드에 따라 온,오프 제어함으로써 회로정수를 바꾸어 디지털 모드에서 필요한 넓은 범위의 선형성(linearity)을 확보하면서 아날로그 모드에서의 효율을 향상시키도록 하고 있다.

본 발명자는 이 선원발명을 응용하여 GMSK 모드와 EDGE 모드를 바꾸는 기술에 대해 검토한 결과, EDGE 모드에서의 전력효율이 충분히 개선되지 않는 것을 발견하였다.

본 발명의 목적은 출력 트랜지스터가 포화동작하는 모드와 선형동작하는 모드를 구비한 무선통신기용 전력증폭회로의 전력효율을 향상시키는 것에 있다.

본 발명의 상기 및 기타 목적과 신규의 특징에 대해서는 본 명세서의 기술 및 첨부 도면으로부터 분명해질 것이다.

도 1은 GMSK와 EDGE의 2개의 변조방식에 의한 송수신이 가능한 듀얼모드 휴대전화기에 이용하기에 적절한 프론트 엔드부의 일실시예를 나타내는 블록도,

도 2는 도 1의 출력 파워앰프(HPA)와 인피던스 정합회로(MN)를 포함하는 RF 파워모듈(400)의 일례를 나타내는 회로구성도,

도 3은 도 2의 RF 패워모듈의 최종 앰프(Q3)와 그 후단의 임피던스 정합회로(Mn4,MN5) 및 정수 스위칭회로(410)의 구체적인 회로구성예를 나타내는 회로도,

도 4는 정수 스위칭회로(410)의 다른 구성예를 나타내는 회로도,

도 5는 도 3의 인피던스 정합회로(Mn4)의 구체적인 구성예를 나타내는 설명도,

도 6은 실시예의 회로의 동작과 선원발명의 회로를 검정하기 위하여 사용한 회로모듈을 나타내는 등가회로도,

도 7은 실시예의 회로의 동작과 선원발명의 회로로 용량을 변화시킨 경우의 시뮬레이션 결과에 의한 각각의 임피던스의 위상 특성을 나타내는 스미스 챠트,

도 8은 도 6의 등가회로에서 용량(C3와 C5)을 각각 0으로 한 때의 EDGE 모드에서 전력효율의 등가선과 인접 채널로의 누설 전력의 등가선을 스미스 챠트로 표시한 맵,

도 9는 도 6의 등가회로에서, 용량(C3)을 0으로 한 용량(C5)을 0~3pF의 범위에서 변화시킨 경우(선원발명의 회로와 등가인 모듈)와, 용량(C5)을 0으로 한 용량(C3)을 0~3pF의 범위에서 변화시킨 경우(본 발명의 실시예의 회로와 등가인 모듈)의 실측에 의해 얻어진 각각의 전력효율을 나타내는 그래프,

도 10은 도 6의 등가회로에서, 용량(C3)을 0으로 한 용량(C5)을 0~3pF의 범위에서 변화시킨 경우(선원발명의 회로와 등가인 모듈)와, 용량(C5)을 0으로 한 용량(C3)을 0~3pF의 범위에서 변화시킨 경우(본 발명의 실시예의 회로와 등가인 모듈)의 실측에 의해 얻어진 각각의 EVM치를 나타내는 그래프,

도 11은 도 6의 등가회로에서, 용량(C3)을 0으로 한 용량(C5)을 0~3pF의 범위에서 변화시킨 경우(선원발명의 회로와 등가인 모듈)와, 용량(C5)을 0으로 한 용량(C3)을 0~3pF의 범위에서 변화시킨 경우(본 발명의 실시예의 회로와 등가인 모듈)의 실측에 의해 얻어진 각각의 ACPR치를 나타내는 그래프,

도 12는 선원발명의 회로와 등가인 모듈에서, 출력 파워앰프로부터 본 인피던스(Z1)의 위상이 변화하는 원리를 설명하는 스미스 차트,

도 13은 도 1에 나타난 RF 파워모듈의 디바이스 구성의 일례를 나타내는 일부 단면사시도,

도 14는 실시예의 모듈의 이면의 구성예를 나타내는 저면도이다.

<도면 중 주요부분에 대한 기호의 설명>

ANT....송수신용 안테나,HPA....출력 파워앰프,

MN.....임피던스 정합회로,FLT....필터,

LNA....로우 노이즈 앰프, 100.....안테나 스위칭 모듈,

101....안테나 단자(50Ω), 102.....로우패스 필터,

103....송수신 스위칭용 스위치회로,

200....고주파 처리회로,

300....베이스 밴드회로,

10.....모듈 본체,

11.....유전체판,

12.....도전층,

21,22..파워앰프 IC

31.....본딩 화이어,

32.....칩형 전자부품(용량소자, 저항소자, 트랜지스터소자)

41.....전극패드

본원에서 개시되는 발명 중 대표적인 것의 개요를 설명하면, 아래와 같다.

즉, 적어도 출력 파워앰프와 임피던스 정합회로가 하나의 절연기판 상에 탑재되고 상기 임피던스 정합회로의 출력단자의 임피던스가 50Ω으로 설정되어 있는 무선통신기용 전자부품(모듈)에 있어서, 상기 임피던스 정합회로 내의 상기 출력단자의 임피던스보다도 낮은 임피던스점에, 상기 임피던스 정합회로의 회로정수 혹은 상기 출력 파워앰프로부터 상기 임피던스 정합회로측을 본 때의 고주파적 임피던스의 값을 동작상태에 따라 변화시키는 스위칭 회로를 설치하도록 한 것이다.

구체적으로는 상기 출력 파워앰프의 최종단의 출력 트랜지스터가 포화영역에서 동작하는 제1 동작모드(GMSK 변조모드)와 상기 출력 트랜지스터가 선형영역에서 동작하는 제2 동작모드(EDGE 변조모드)를 가지는 파워모듈에서, 상기 임피던스 정합회로 내의 상기 출력단자의 임피던스보다도 낮은 임피던스점에, 상기 임피던스 정합회로의 회로정수 혹은 상기 출력 파워앰프로부터 상기 임피던스 정합회로측을 본 때의 고주파적 임피던스 값을 동작모드에 따라 변화시키는 스위칭 회로를 설치하도록 하였다.

상기한 수단에 의하면, 각 동작모드에 따라 임피던스 정합회로의 회로정수가 스위칭되기 때문에, 각각의 모드에서 출력 트랜지스터의 부하가 각 모드, 즉 출력 트랜지스터 포화동작하는 때는 그 동작에 적당한 값으로, 또 출력 트랜지스터가 선형 동작하는 때는 그 동작에 적당한 값으로 스위칭되기 때문에 파워앰프의효율을 향상시킬 수 있게 된다.

이하, 본 발명의 적절한 실시예를 도면에 기초하여 설명한다.

도 1은 GMSK와 EDGE의 2개의 변조방식에 의한 송수신이 가능한 듀얼모드의 휴대전화기에 이용하는데 적절한 프론트엔드부의 일실시예를 나타낸다.

도 1에서, ANT는 신호전파의 송수신용 안테나, 100은 송수신의 스위치를 행하는 스위치를 내장한 안테나 스위칭 모듈, FLT는 수신신호로부터 노이즈를 제거하는 필터, LNA는 수신신호를 증폭하는 로우 노이즈 앰프, HPA는 출력 파워앰프, MN은 임피던스 정합회로, 200은 수신신호를 중간주파수로 다운 컨버팅하여 복조하여 베이스 밴드신호를 생성하기도 하고 송신신호를 변조하기도 하는 고주파 처리회로, 300은 음성신호를 베이스 밴드신호로 변환하기도 하고 수신신호를 음성신호로 변환하기도 하는 베이스 밴드회로이다.

또, 본 명세서에서는 표면이나 내부에 프린트 배선이 행해진 세라믹 기판과 같은 절연기판에 복수의 전자부품이 실장되어 상기 프린트 배선이나 본딩와이어로 각 부품이 소정의 역할을 달성하도록 결합됨으로써 마치 하나의 전자부품으로써 다루어지도록 구성된 것을 모듈이라고 부른다.

특별히 제한되는 것은 아니지만, 이 실시예에서는 출력 파워앰프(HPA)와 임피던스 정합회로(MN)도 하나의 세라믹 기판 상에 실장되어 고주파전력증폭기 모듈(이하, RF 파워모듈이라고 부른다)(400)으로서 별도로 구성되어 있다.

안테나 스위칭 모듈(100)은 안테나 단자(101) 및 송신신호에 포함되는 고주파를 감쇄시키는 로우패스 필터(102), 송수신 스위칭용 스위치(103), 수신신호로부터 직류성분을 잘라내는 용량(104) 등을 포함하여 구성된다. 또, 고주파처리회로(200)는 GMSK와 EDGE의 두가지 변조방식에 의한 변조 및 복조가 가능하고, 1개 또는 수 개의 반도체 집적회로로 구성되어 있다. 베이스밴드 회로(300)는 DSP(Digital Signal Processor)나 마이크로 프로세서, 반도체 메모리 등 복수의 LSI나 IC로 구성할 수 있다.

이 실시예의 안테나 스위칭 모듈은 송수신용 안테나(ANT)가 접속되는 단자(101)의 임피던스가 50Ω으로 되도록 구성된다. 또, 로우패스 필터(102)와 송수신 스위칭용 스위치(103)의 입력단 및 출력단의 임피던스도 50Ω으로 되도록 구성된다. 정합회로(MN)는 50Ω보다도 낮은 출력 임피던스를 가지는 출력 파워앰프(HPA)의 임피던스를 변환하여, 안테나 스위치 모듈(100)의 입력단자의 임피던스의 50Ω에 정합시키는 기능을 행한다. 특별히 한정되는 것은 아니지만, 송수신 스위칭용 스위치 회로(103)는 베이스 밴드회로(300)로부터 공급되는 스위칭 억제신호(CNT)에 의해 스위칭이 행해진다.

도 2는 도 1의 출력 파워앰프(HPA)와 임피던스 정합회로(MN)을 포함하는 RF 파워모듈(400)의 구성예를 나타낸다.

도 2에 나타내고 있는 바와 같이, 본 실시예의 RF 파워모듈(400)은 3단 구성의 앰프(Q1,Q2,Q3)와, 입력단자(Pin)와 초단 앰프(Q1)와의 사이에 설치된 임피던스 정합회로(Mn1)와, 앰프(Q1,Q2) 사이 및 앰프(Q2,Q3 사이)에 설치된 임피던스 정합회로(Mn2,MN3)와, 최종 앰프(Q3)와 출력단자(Pout)와의 사이에 설치된 임피던스 정합회로(Mn4, MN5)와, 임피던스 정합회로(Mn4와 MN5와)의 접속 노드(n1)에 접속된 스위치(SW0)와 용량소자(C0)로 이루어지는 정수 스위칭 회로(410)를 구비하고 있다.

스위치(SW0)는 베이스밴드 회로(300)로부터의 제어전압(Vmode2)에 의해 온,오프 제어되도록 구성되고 있다. 특별히 제한되는 것은 아니지만, 상기 앰프(Q1~Q3) 중 Q1과 Q2는 하나의 IC(반도체 집적회로)로 구성되고, Q3는 별개의 IC로 구성되고 있다.

도 3은 도2의 RF 파워모듈의 최종 앰프(Q3)와 그 후단의 임피던스 정합회로(Mn4,MN5) 및 정수 스위칭 회로(410)의 구체적인 회로구성예를 나타낸다. Tr3은 최종 앰프(Q3)의 출력 트랜지스터이고, 이 트랜지스터(Tr3)의 게이트 단자에 전단의 앰프로 증폭된 송신 신호가 입력되고, 드레인 단자에는 기보파의 1/4 파장의 전기장을 가지는 λ/4 전송선로(TL0)를 통하여 전원전압(Vd)이 인가되고, λ/4 전송선로와 트랜지스터(Tr3)의 드레인 단자와의 접속 노드에 임피던스 정합회로(MN4)가 접속되고 있다. 또, TL0은 λ/4 선로가 아니라 코일 인덕턴스이어도 좋다.

특별히 제한되는 것은 아니지만, 이 실시예에서는 임피던스 정합회로(MN4)는 전송선로(TL41,TL42,TL43,TL44)와 용량소자(C41,C42)와 직류성분을 절단하는 용량소자(C43)에 의해 구성되고 있다. 또, 임피던스 정합회로(MN5)는 전송선로(TL51,TL52,TL53)와 용량소자(C51)와 직류성분을 절단하는 용량소자(C52)에 의해 구성되어 있고, 최종적으로 출력단자(Pout)의 임피던스가 50Ω으로 되도록 회로의 정수가 설정되어 있다.

출력 트랜지스터(Tr3)는 도3의 실시예에서는 MOSFET가 사용되고 있지만,MOSFET에 한정되지 않고, 바이폴라 트랜지스터나 GaAs MESFET, 헤테로 접합 바이폴라 트랜지스터(HBT), HEMT(High Electron Mobility Transistor) 등이어도 좋다.

정수 스위칭 회로(410)는 제1 제어단자(421)와 전송선로(TL44 및 TL51)와의 접속 노드(n1)의 사이에 접속된 저항(R1)과, 상기 노드(n1)와 접지전원과 같은 정전위점과의 사이에 접속된 다이오드(D0)와, 저항(R2)과, 접지 전위점과 같은 일정 전위점과 노드(n1)와 사이에 직렬로 접속되는 트랜지스터(T0)와, 상기 다이오드(D0)의 캐소드 단자와 정전위점과의 사이에 접속된 용량소자(C0)로 구성되어 있다.

다이오드(D0)는 PIN 다이오드(D0)가 바람직하다. 용량소자(C0)는 수 pF 수준의 것이 좋다. 저항(R1,R2)은 수 kΩ의 수준의 것을 사용한다. 트랜지스터(Tr0)는 도 3의 실시예에서는 바이폴라 트랜지스터가 사용되고 있지만, MOSFET이어도 좋다. 출력 트랜지스터(Tr3)가 MOSFET인 경우, 트랜지스터(Tr0)도 MOSFET으로 구성하고, 출력 트랜지스터(Tr3)에 인접하여 배치함으로써, 점유면적을 작게 할 수 있다.

본 실시예의 회로는, GMSK 모드에서는 베이스밴드 회로(300)로부터 공급되는 제어전압(Vmode2)이 로우 레벨(예컨대 0V)로 된다. 제어전압(Vmode1)은 하이 레벨(Vd)이라도 로우 레벨(0 V)이라도 좋다. 그러면, 정수 스위칭 회로(410)의 트랜지스터(Tr0)는 오프 상태로 되고, PIN 다이오드(D0)-저항(R2)-트랜지스터(T0)의 전류패스가 차단되기 때문에, 송신신호가 전송되는 라인으로부터 보이는 다이오드(D0)의 임피던스는 높게 되고, 트랜지스터(Tr3)로부터는 다이오드(D0)의이전의 용량(C0)이 보이지 않게 된다.

또, 다이오드(D0)로서 PIN 다이오드를 사용하고 있기 때문에, 그 부유 용량(floating capacitance)은 무시할 수 있는 정도로 작다. 또, 저항(R1)도 전송선의 50Ω에 대해 수 kΩ의 수준이므로, 임피던스는 충분히 높고 고주파적으로 저항(R1)의 이전의 임피던스는 보이지 않는다. 그 때문에, 이 때 RF 파워모듈(400)은 정수 스위칭 회로(410)가 없을 때와 거의 동등한 동작을 한다. 결국, RF 파워모듈(400)의 회로정수는 전송선로(TL41~TL53)와 용량(C41,C42,C51)로 결정된다.

한편, EDGE 모드에서는 베이스 밴드 회로(300)로부터 공급되는 제어전압(Vmode2)이 하이레벨(예컨대, Vd = 3.5V)로 된다. 또, 제어전압(Vmode1)도 하이레벨(단, Vmode1 ≥ Vmode2)로 된다. 그러면, 정수 스위칭회로(410)의 트랜지스터(Tr0)은 온(On) 상태로 되고, PIN 다이오드(D0)-저항(R2)-트랜지스터(T0)으로 전류가 흐르기 때문에, 송신신호가 전송되는 라인으로부터 본 다이오드(D0)의 임피던스는 충분히 낮게 되고, 고주파적으로 다이오드(D0)의 앞에 있는 용량(C0)이 보이게 된다.

단, 저항(R2)은, 전송선이 50Ω의 수준인데 대해, 수 kΩ의 수준으로 임피던스는 충분히 높으므로, 전송선으로부터는 저항(R2)의 앞에 있는 임피던스는 보이지 않는다. 또, 다이오드(D0)로서 PIN 다이오드를 사용하고 있기 때문에, 그 온(On)저항은 무시할 수 있는 정도로 작다. 따라서, 이 때 RF 파워모듈(400)은 노드(n1)에 용량(C0)이 접속된 회로와 동등한 동작을 한다. 결국, RF 파워모듈(400)의 회로정수는 전송선로(TL41~TL53)와 용량(C41,C42,C52,C0)으로 결정되게 된다.

또, 도 3과 같은 구성을 가지는 정수 스위칭회로(410)에서는, 정합회로(MN4)가 DC 컷트용 용량(C43)을 가지고 있지 않은 회로인 경우에는, 노드(n1)의 전위가 출력 트랜지스터(Q3)의 드레인으로부터 부여되므로, 제어전압(Vmode1)을 부여하지 않아도 제어전압(Vmode2)만으로 정수 스위칭회로(410)를 스위칭할 수 있다.

정수 스위칭회로(410)는, 상기와 같은 구성의 것에 한정되지 않고, 예컨대 도 4에 나타내고 있는 바와 같은 회로이어도 좋다. 도 4의 정수 스위칭회로(410)는 정합회로(MN4 및 MN5)의 접속노드(n1)와 정전위점과의 사이에, 용량소자(C0)와 다이오드(D0)가 직렬로 접속되고, 용량소자(C0)와 다이오드(D0)와의 접속노드(n0)와 전원전압단자(Vd)와의 사이에 저항(R0)과 트랜지스터(Tr0)가 직렬로 접속된 구성을 가진다. 이 회로에서는, 다이오드(D0)는 PIN 다이오드가 아니어도 좋다.

도 4의 정수 스위칭회로(410)는 베이스밴드 회로로부터의 제어전압(Vmode)에 의해 트랜지스터(Tr0)가 온(On) 되면, 해당 트랜지스터(Tr0), 저항(R0) 및 다이오드(D0)를 통하여 전류가 흐르고, 노드(n0)의 전위가 소정의 레벨로 됨으로써 송신신호가 전송되는 라인으로부터 용량(C0)이 보이게 된다.

또, 트랜지스터(Tr0)가 오프(Off)되면, 저항(R0) 및 다이오드(D0)를 통하여 흐르는 전류가 차단되고, 노드(n0)의 전위가 부유상태(floating)로 됨으로써 송신신호가 전송되는 라인으로부터는 용량(C0)이 보이지 않게 된다. 결국, 트랜지스터(Tr0)의 온(On) 상태와 오프(Off) 상태에 의해 회로의 정수가 변화된다. 단, 도 4의 정수 스위칭회로(410)는 트랜지스터(Tr0)가 오프(Off)된 상태에서도 전송선 상의 노드(n1)에는 약간의 용량이 남게 되기 때문에 그와 같은 용량이 없는도 3의 정수 스위칭회로(410) 쪽이 적절하다고 말할 수 있다.

상기 전송선로(TL41~TL44 및 TL51~TL53)는 구체적으로는 모듈을 구성하는 절연기판의 표면에 형성되는 마이크로 스트립 라인이라고 불리는 도전체층에 의해 구성된다. 이 중에서 최종단 앰프(Q3)의 출력 트랜지스터(Tr3)에 접속되는 전송선로(TL41)는 도 5에 나타내는 바와 같이 Y자형의 패턴으로 형성됨과 함께, 트랜지스터(Tr3)를 2개의 소자로 구성하여 각각의 드레인 단자를 전송선로(TL41)의 시작단에 결합하고, 전단의 정합회로(MN3)의 역Y자형의 전송선로(TL30)에 의해 동일한 신호를 2개의 소자의 게이트 단자에 입력시켜 병렬로 동작시키도록 구성되고 있다. 이에 의해, 출력 트랜지스터(Tr3)의 1개의 소자로 구성하는 경우보다도 소스 인덕턴스를 저감하여 높은 게이트를 얻을 수 있다.

이어서, 상기 실시예의 회로의 동작을 검정하기 위하여 행한 시뮬레이션의 결과에 따라 설명한다. 시뮬레이션에서는 도 6에 나타낸 바와 같이 도 3의 정수 스위칭회로(410)를 대신하여 용량(C3)을 접속함과 함께, RF 파워모듈(HPA)의 등가회로의 후단에 전송회로(TL8,TL9)를 통하여 50Ω의 종단저항(Re)을 접속하고, 전송선로(TL8,TL9)의 접속노드(n2)와 정전위점과의 사이에는 용량(C5)을 접속한 회로를 대상으로 하였다. 도 7에는 도 6에서 출력 트랜지스터(Tr3)의 드레인 단자로부터 전송로측을 본 때의 임피던스(Z1)를 스미스 챠트 상에 플롯한 것을 나타낸다.

도 7에서 X표시는 도 6의 용량(C3)을 0으로 하여 용량(C5)을 그 다음으로 크게 할 때의 임피던스(Z1)를 나타낸다. 이것은 전력증폭회로의 출력단자에 콘덴서와 PIN 다이오드를 가지는 스위칭 회로를 접속하고, 이 스위칭 회로를 통신모드에따라 온,오프 제어하도록 한 상기 선원발명의 회로와 등가의 모듈이다.

또, 도 7에서 ●표시는 도 6의 용량(C5)을 0으로 하여 용량(C3)를 그 다음으로 크게 한 때의 임피던스(Z1)를 나타낸다. 이것은 정합회로의 내부에 정수 스위칭회로(410)를 접속한 본 발명의 도 3의 실시예의 회로와 등가의 모듈이다.

한편, 도 8에는 도 6의 등가회로에서 용량(C3와 C5)을 각각 0으로 한 때의 EDGE 모드에서 전력효율의 등고선과 인접 채널로의 누설전력의 등고선을 스미스 챠트로 표시한 맵을 나타낸다.

도 8에서 쇄선(a1~a3)이 EDGE 모드에서 전력효율의 등고선을, 실선(b1~b4)은 EDGE 모드에서 인접 채널로의 누설량의 등고선을, 또 음영 부분(GH)은 GMSK 모드에서의 고효율 영역을 나타낸다. 또, EDGE 모드에서 전력효율의 등고선(a1,a2,a3)은 오른쪽 위의 정도, 결국 a1만큼 효율이 높은 영역을 표시하고 있다. 또, EDGE 모드에서 인접 채널로의 누설량의 등고선(b1,b2,b3,b4)은 오른쪽 위 정도, 결국 b1 만큼 누설량이 적은 영역을 표시하고 있다.

이 도 8에, 도 7에 나타내고 있는 x표시를 연결한 선에 대응하는 실선을 표시하면 부호(A)와 같이 되고, 또 도 7의 ●표시를 결합한 선에 대응하는 화살표를 표시하면 부호(B)와 같이 된다.

도 8에 의해, 화살표(A)는 EDGE 모드에서 전력효율의 등고선(a1,a2,a3)에 대하여 경사진 것에 대해, 화살표(B)는 등고선(a1,a2,a3)에 대해 거의 직각인 것을 알 수 있다. 결국, 등고선(a1,a2,a3)에 대해 거의 직각인 화살표(B)의 방향이, 보다 큰 효율의 향상을 기대할 수 있게 된다. 더욱이, 도 8에 의해, 화살표(B)와 같이 임피던스가 변화함으로써, EDGE 모드에서 인접 채널로의 누설량도 적게 됨을 알 수 있다.

도 9에는 도 6의 등가회로에서, 용량(C3)을 0으로 하고 용량(C5)을 0~3pF의 범위에서 변화시킨 경우(선원발명의 회로와 등가의 모듈)와, 용량(C5)을 0으로 하고 용량(C3)을 0~3pF의 범위에서 변화시킨 경우(본 발명의 실시예의 회로와 등가의 모듈)의 실측에 의해 얻어진 각각의 전력효율을 나타낸다. 또, 도 10 및 도 11에는, 마찬가지로 2개의 모듈에서 EVM(error vector magnitude)값과 ACPR(인접 채널로의 누설전력)값을 나타낸다. 또, EVM값은 디지털 변조에서 I와 Q를 직교축으로 하는 위상도에서 정보의 위치를 나타내는 점의 정규의 위치로부터의 변위의 크기를 나타내는 값이다.

도 9 ~ 도 11에서, X표시는 선원발명의 회로와 등가의 모듈에 대한 실측결과를 플롯한 것, ●표시는 본 발명의 실시예의 회로와 등가의 모듈에 대한 실측결과를 플롯한 것이다. 도 9에 의해 전력효율은 본 발명의 실시예 회로의 쪽이 높은 것을 알 수 있고, 도 10에 의해 EVM값은 본 발명의 실시예 회로에서도 선원발명의 회로에서도 별로 차이가 없다는 것을 알 수 있으며, 도 11에 의해 본 발명의 실시예 회로의 쪽이 인접 채널로의 누설전력은 적다는 것을 알 수 있다.

이어서, 선원발명의 회로와 등가의 모듈에서는 출력 파워앰프로부터 본 임피던스(Z1)가 도 8의 맵 상에서 화살표(A)와 같이 전력효율의 등가선(a1,a2,a3)에 대해 경사진 선 상에 있는 것에 대하여, 본 발명의 실시예의 회로와 등가의 모듈에서는 출력 파워앰프로부터 본 임피던스(Z1)가 도 8의 맵 상에서 화살표(B)와 같이 전력효율의 등고선(a1,a2,a3)에 대해 거의 직교하는 선 상에 있는 이유를 설명한다.

선원발명의 회로와 등가인 모듈에서는, 모듈의 출력단자(50Ω)에 회로정수를 스위칭하기 위한 스위칭회로가 접속되어 있으므로, 그 스위칭회로 내의 용량(도 6의 C5에 상당)의 크기를 변화시키면, 출력 파워앰프로부터 본 임피던스(Z1)는 50Ω을 중심으로 하는 도 12의 스미스 챠트 상에서 화살표(X1)와 같이 용량의 크기에 따라 S(1,1)점과 50Ω점을 통하는 원에 따라 시계 회전방향으로 변화한다. 그리고, Z1은 정합회로의 전송선로(TL8,TL9)에서 화살표(Y1)와 같이 50Ω을 중심으로 하는 동일 반사계수원에 따라 시계 회전방향으로 위상(θ)이 변화된다.

또, 정합회로(MN5)의 용량(C4)에 의해 Z1은 C4의 크기에 따라 S(1,1)점과 화살표(Y1)의 선단을 통하는 원에 따라 시계 회전방향으로 변화된다. 그래서, 정합회로의 전송선로(TL4~TL7)에서 Z1은 화살표(Y2)와 같이 화살표(X2)의 선단을 통하는 50Ω을 중심으로 하는 동심원에 따라 시계 회전방향으로 위상이 변화된다. 또, 정합회로(MN4)의 용량(C2)에 의해 Z1은 C2의 크기에 따라 S(1,1)점과 화살표(Y2)의 선단을 통하는 원에 따라 시계 회전방향으로 변화된다. 그리고, 정합회로의 전송선로(TL2,TL3)에서 Z1은 화살표(Y3)와 같이 화살표(X3)의 선단을 통하는 50Ω을 중심으로 하는 동심원에 따라 시계 회전방향으로 변화된다. 여기에서, 도 12의 화살표(Y3)와 도 8의 화살표(A)를 비교하면 그 방향이 거의 일치하고, 상기 가설이 올바르다는 것을 알 수 있다.

한편, 본 발명의 실시예의 회로와 등가의 모듈에서는, 모듈의 내부 즉 정합회로내(MN4와 MN5와의 접속 노드(n1))에 회로정수를 스위칭하기 위한스위칭회로(410)가 접속되어 있으므로, 출력 파워앰프로부터 본 임피던스(Z1)는 출력단자의 50Ω이 아니라 그보다도 낮은 임피던스(예컨대 30Ω)를 중심으로 하는 스미스 챠트 위에서, 먼저 정합회로(MN5)의 용량(C4)에 의해 예컨대 도 12의 화살표(X1)와 같이 그 용량의 크기에 따라 S(1,1)점과 30Ω점을 통하는 원에 따라 시계 회전방향으로 변화한다. 그리고, 정합회로의 전송선로(TL6,TL7)에서 Z1은 도 12의 화살표(Y1)와 같도록 30Ω을 중심으로 하는 동일 반사계수의 원에 따라 시계 회전방향으로 위상이 변화된다.

또, 스위칭 회로(140)의 용량(C3)에 의해 Z1은 C3의 크기에 따라 S(1,1)점과 도 12의 화살표(X2)와 같이 변화된다. 그래서, 정합회로의 전송선로(TL4,TL5)에서 Z1은 도 12의 화살표(Y2)와 같이 변화된다. 또, 정합회로(MN4)의 용량(C2)에 의해 Z1은 C2의 크기에 따라 도 12의 화살표(X3)와 같이 변화된다. 그래서, 정합회로의 전송선로(TL2,TL3)에서 Z1은 도 12의 화살표(Y3)와 같이 변화된다.

다만, 본 발명의 실시에의 회로와 등가의 모듈인 경우, 스미스 챠트의 중심은 50Ω이 아니라 30Ω이다. 그러므로, 이 30Ω을 중심으로 하는 스미스 챠트를 50Ω을 중심으로 하는 도 12의 스미스 챠트 상에 투사하면, 30Ω을 중심으로 하는 스미스 챠트에서 화살표(Y3)는 50Ω을 중심으로 하는 스미스 챠트에서는 화살표(Y3')와 같이 된다.

여기에서, 도 12의 화살표(Y3')와 도 8의 화살표(B)를 비교하면 그 방향이 거의 일치하고 있다. 이것이 본 발명의 실시예의 회로에서는 출력 파워앰프로부터 본 임피던스(Z1)가 도 8의 맵 상에서 화살표(B)와 같이 전력효율의등고선(a1,a2,a3)에 대해 거의 직교하는 선상에 존재하는 이유이다.

도 13에서는, 실시예의 RF 파워모듈의 디바이스 구조를 나타낸다. 또, 도 13은 실시예의 RF 파워모듈의 구조를 정확히 표시한 것은 아니고, 그 개략을 알수 있도록 일부의 부품이나 배선 등을 생략한 구조로 하여 표시한 것이다.

도 13에 나타내고 있는 바와 같이, 본 실시예의 모듈의 본체(10)는, 알루미나 등의 세라믹 판으로 이루어지는 복수의 유전체판(11)을 적층하여 일체화 한 구조로 되어 있다. 각 유전체판(11)의 표면 또는 이면에는 소정의 패턴으로 형성하여 표면에 금합금을 실시한 동(銅) 등의 도전체로 이루어지는 도체층(12)이 설치되어 있다. 12a는 도전층(12)으로 이루어지는 배선 패턴이다. 또, 각 유전체판(11)의 표리의 도체층(12) 또는 배선 패턴끼리 접속하기 위하여, 각 유전체판(11)에는 스루홀(through hole)이라 불리우는 홀(13)이 설치되고, 이 홀 내에는 도전체가 충진되어 있다.

도 13의 실시예의 모듈에서는 6매의 유전체판(11)이 적층되어 있고, 위에서부터 제1층째와 제3층째와 제6층째의 이면측에는 거의 전면에 걸치는 도체층(12)이 형성되고, 각각 접지전위(GND)를 공급하는 그라운드층으로 이루어져 있다. 그래서, 남은 각 유전체판(11)의 표리면의 도체층(12)은 전송선로 등을 구성하는데 사용되고 있다. 이 도체층(12)의 폭과 유전체판(11)의 두께를 적절히 설정함으로써 전송선로는 임피던스가 50Ω으로 되도록 형성된다.

제1층째부터 제3층째의 유전체판(11)에는 GSM계의 파워앰프(IC21)와 DCS계의 파워앰프(IC22)를 설치하기 위하여 구형상의 구멍이 형성되고, 이 구멍 내측에 각IC가 삽입되고 구멍의 바닥이 접합재(14)에 의해 고정되어 있음과 동시에, 그 구멍의 바닥에 상당하는 제4층째의 유전체판(11)과 그보다도 하측의 각 유전체판(11)에는 비어 홀(via hole)이라고 불리는 홀(15)이 설치되며, 이 홀 내에도 도전체가 충진되어 있다. 이 비어 홀(via hole) 내의 도전체는 IC21, IC22에서 발생한 열을 최하층의 도체층으로 전달하여 방열효율을 향상시키는 역할을 담당하고 있다.

IC21, IC22의 상면의 전극과 소정의 도전층(12)과는 본딩와이어(31)에 의해 전기적으로 접속되어 있다. 또, 제1층째의 유전체판(11)의 표면에는 상기 정합회로(MN4,MN5)나 회로정수 스위칭회로(410) 등을 구성하기 위한 용량소자나 저항소자, 다이오드 소자, 트랜지스터 소자 등의 칩형 전자부품(32)이 복수개 탑재되어 있다. 또, 이들의 소자 중 용량소자는 전자부품을 사용하지 않고 유전체판(11)의 표리면의 도체층을 이용하여 기판 내부에 형성하는 것도 가능하다.

실시예의 모듈을 프린트 기판에 실장하여 전기적 접속을 도모하기 위한 외부단자는 도 14에 나타내는 바와 같이 모듈 본체(10)의 이면에 소정의 형상으로 형성된 도체층으로 이루어지는 전극 패드(41)로서 설치되고, 이 전극 패드와 시스템의 프린트 기판 상에 설치되어 있는 대응하는 부위(배선의 일부 혹은 배선과 접속되어 있는 도전층)와의 사이에 땜납볼 등을 개재시킴으로써 프린트 기판 상에 실장시킬 수 있도록 구성되어 있다.

또, 도 14에 나타내고 있는 전극 패드(41)의 배치와 형상은 일례이고, 이들이 한정되는 것도 아니다. 또, 도 14에서 전극 패드(41) 이외의 부위에는 상술한 바와 같이, 접지전위를 공급하는 그라운드층으로 이루어지는 도체층(12)이 거의 전면적으로 형성되어 있다.

이상 본 발명자에 의하여 이루어진 발명을 실시예에 기초하여 구체적으로 설명하였지만, 본 발명은 상기 실시예에 한정되는 것은 아니고, 그 요지를 일탈하지 않는 범위에서 여러가지로 변경 가능하는 것은 말할 필요도 없다. 예컨대, 도 1의 시스템에는 나타나지 않지만, 파워앰프의 출력 레벨을 검출하는 캐플러와, 그 캐플러의 출력에 기초하여 출력 트랜지스터 소자의 바이패스 전압을 제어하는 APC(Automatic Power Control)회로를 설치하도록 하여도 좋다.

또, 도 3의 실시예에서는 출력 트랜지스터(Tr3)와 출력단자(Pout)와의 사이에 2단의 정합회로(MN4,MN5)를 접속한 것을 나타내고 있지만, 3단 이상의 접합회로를 접속한 구성이어도 좋다.

또, 상기 실시예에서는 출력 파워앰프와 안테나 스위칭회로가 각각 별개의 모듈(400과 100)로 구성되어 있는 경우에 대해 설명하였지만, 본 발명은 실시예에서 RF 파워모듈(400)과 안테나 스위칭 모듈(100)이 하나의 모듈로서 구성된 경우에도 적용할 수 있다. 어느 경우에서도, 본 발명에서 회로정수 스위칭회로가 접속되는 것은 정합회로의 임피던스 50Ω의 출력단자보다도 앞에 있는 전송로 도중의 50Ω 보다도 작은 임피던스점으로 이해해야 한다.

또, 실시예에서는 싱글 밴드 방식의 휴대전화기를 예로 취하여 설명하였지만, 본 발명은 멀티 밴드 방식의 휴대전화기에도 적용할 수 있다. 구체적으로는 도 1의 시스템에서 RF 파워모듈(400)과 필터(FLT), 로우 노이즈 앰프(LNA)의 조를 복수 설정함과 함께, 송수신 스위칭 스위치(103)와 안테나 단자와의 사이에 주파수대가 다른 신호를 분파하는 분파기를 설지하여 신호의 스위칭을 행하도록 구성함으로써 멀티 밴드 방식의 휴대전화기를 실현할 수 있다.

이상의 설명에서는 주로 본 발명자에 의해 이루어진 발명의 그 배경으로 된 이용분야인 GMSK와 EDGE의 두가지의 변조방식에 의해 송수신이 가능한 듀얼모드의 휴대전화기에 적용한 경우를 설명하였지만, 본 발명은 그에 한정되는 것은 아니며, 다른 변조방식이나 3 이상의 변조방식에 의한 송수신이 가능한 멀티 모드 휴대전화나 이동전화기 등의 무선통신 시스템에 이용할 수 있다.

본원에서 개시되는 발명 중 대표적인 것에 의하여 얻어지는 효과를 간단히 설명하면 아래와 같다.

즉, 출력 파워앰프의 트랜지스터가 포화동작하는 모드와 선형동작하는 모드를 구비한 무선통신기용 RF 파워모듈의 전력효율을 향상시킬 수 있다. 또, 이에 의하여, 적은 소비전력으로 큰 출력전력이 얻어지는 RF 파워모듈을 실현할 수 있고, 이 모듈을 사용한 휴대전화기 등의 무선통신기에서는 일회의 충전에 의한 통신시간이나 대기시간을 길게 하는 것이 가능하게 되는 효과가 있다.

Claims

적어도 출력 파워앰프와 임피던스 정합회로가 하나의 절연기판 상에 탑재되고 상기 임피던스 정합회로의 출력단자의 임피던스가 50Ω으로 설정되는 무선통신기용 전자부품으로서,

상기 임피던스 정합회로 내의 상기 출력단자의 임피던스보다도 낮은 임피던스점에, 상기 임피던스 정합회로의 회로정수를 동작상태에 따라 변화시키는 스위칭 회로가 설치되어 있는 전자부품.
적어도 출력 파워앰프와 임피던스 정합회로가 하나의 절연기판 상에 탑재되고 상기 임피던스 정합회로의 출력단자의 임피던스가 50Ω으로 설정되는 무선통신기용 전자부품으로서,

상기 임피던스 정합회로 내의 상기 출력단자의 임피던스보다도 낮은 임피던스점에, 상기 출력 파워앰프로부터 상기 임피던스 정합회로측을 본 때의 고주파적 임피던스의 값을 동작상태에 따라 변화시키는 스위칭 회로가 설치되어 있는 전자부품.
적어도 출력 파워앰프와 임피던스 정합회로가 하나의 절연기판 상에 탑재되고 상기 임피던스 정합회로의 출력단자의 임피던스가 50Ω으로 설정되며, 상기 출력 파워앰프의 최종단의 출력 트랜지스터가 포화영역에서 동작하는 제1 동작모드와상기 출력 트랜지스터가 선형영역에서 동작하는 제2 동작모드를 가지는 무선통신기용 전자부품으로서,

상기 임피던스 정합회로 내의 상기 출력단자의 임피던스보다도 낮은 임피던스점에, 상기 임피던스 정합회로의 회로정수를 동작모드에 따라 변화시키는 스위칭 회로가 설치되어 있는 전자부품.
적어도 출력 파워앰프와 임피던스 정합회로가 하나의 절연기판 상에 탑재되고 상기 임피던스 정합회로의 출력단자의 임피던스가 50Ω으로 설정되며, 상기 출력 파워앰프의 최종단의 출력 트랜지스터가 포화영역에서 동작하는 제1 동작모드와 상기 출력 트랜지스터가 선형영역에서 동작하는 제2 동작모드를 가지는 무선통신기용 전자부품으로서,

상기 임피던스 정합회로 내의 상기 출력단자의 임피던스보다도 낮은 임피던스점에, 상기 출력 파워앰프로부터 상기 임피던스 정합회로측을 본 때의 고주파적 임피던스의 값을 동작모드에 따라 변화시키는 스위칭 회로가 설치되어 있는 전자부품.
제3항에 있어서,

상기 제1 동작모드는 GMS 변조방식에 따른 고주파 송신신호의 증폭을 행하는 모드이고, 상기 제2 동작모드는 EDGE 변조방식에 따른 고주파 송신신호의 증폭을 행하는 모드인 전자부품.
제1항에 있어서,

상기 스위칭 회로는 신호의 전송로와 정전위점과의 사이에 직렬로 접속된 스위칭 수단 및 용량소자를 포함하는 전자부품.
제6항에 있어서,

상기 스위칭 회로를 제어하는 전압 혹은 신호를 받는 단자를 가지는 전자부품.
적어도 출력 파워앰프와 임피던스 정합회로가 하나의 절연기판 상에 탑재되고, 상기 출력 파워앰프의 출력 트랜지스터가 포화영역에서 동작하는 제1 동작모드와 상기 출력 트랜지스터가 선형영역에서 동작하는 제2 동작모드를 가지며, 상기 임피던스 정합회로의 회로정수 또는 상기 출력 파워앰프로부터 상기 임피던스 정합회로측을 본 때의 고주파적 임피던스의 값을 동작모드에 따라 변화시키는 스위칭 회로가 설치되어 있는 제1 전자부품과,

임피던스가 50Ω으로 설정되어 있는 안테나 단자 및 송수신 신호의 스위칭을 행하는 스위칭 회로를 가지는 제2 전자부품과,

상기 안테나 단자에 접속된 안테나와,

상기 안테나 단자에 의해 수신한 신호를 증폭하는 로우 노이즈 앰프와,

상기 출력 파워앰프에 의해 증폭되는 송신신호의 변조 및 상기 로우 노이즈앰프에 의해 증폭된 수신신호의 복조를 행하는 고주파 처리회로와,

음성신호를 베이스 밴드 신호로 변환하여 상기 고주파 처리회로에 공급하고 상기 고주파 처리회로에서 복조된 수신신호를 음성신호로 변환하는 베이스 밴드회로를 구비하는 무선통신기.
제8항에 있어서,

상기 제1 동작모드는 GMSK 변조방식에 따른 고주파 송신신호의 증폭을 행하는 모드이고, 상기 제2 동작모드는 EDGE 변조방식에 따른 고주파 송신신호의 증폭을 행하는 모드인 무선통신기.
제9항에 있어서,

상기 스위칭 회로는 신호의 전송로와 정전위점과의 사이에 직렬로 접속된 스위칭 수단 및 용량소자를 포함하는 무선통신기.
제10항에 있어서,

상기 제1 전자부품은 상기 스위칭 회로를 제어하는 전압 혹은 신호를 수신하는 단자를 가지고, 상기 스위칭 회로를 제어하는 전압 혹은 신호는 상기 베이스 밴드 회로로부터 공급되는 무선통신기.
제11항에 있어서,

상기 제2 전자부품은 상기 스위칭 회로를 제어하는 전압 혹은 신호를 수신하는 단자를 가지고, 상기 스위칭 회로를 제어하는 전압 혹은 신호는 상기 베이스 밴드 회로로부터 공급되는 무선통신기.
제12항에 있어서,

상기 임피던스 정합회로의 출력단자는 임피던스가 50Ω으로 설정되고, 상기 임피던스 정합회로 내의 상기 출력단자의 임피던스보다도 낮은 임피던스 점에 상기 스위칭 회로가 접속되어 있는 무선통신기.