KR20010050567A - 간단한 구성을 갖는 수신기의 복조 - Google Patents

간단한 구성을 갖는 수신기의 복조 Download PDF

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Abstract

수신기는 역확산 회로, 레이크(RAKE) 합성 회로, 노이즈 측정 회로, 가중 회로 및 디코더를 포함한다. 역확산 회로는 경로들에 대한 경로 데이터 신호들을 생성하도록 확산 코드를 사용하여 매 경로마다 수신 신호를 역확산한다. 레이크 합성 회로는 레이크 합성 신호가 최대 S/N 비를 갖도록 매 경로마다 가중 연산을 실행하면서 레이크 합성 신호를 출력하도록 경로 데이터 신호들을 합성한다. 노이즈 측정 회로는 경로 데이터 신호들의 각각의 노이즈 레벨을 측정하고, 측정된 노이즈 레벨들로부터 경로들에 대한 총 노이즈 량을 계산한다. 가중 회로는 레이크 합성 신호에서 왜곡의 시간 변동이 제거되도록 가중된 신호를 생성하기 위해 총 노이즈 량에 기초하여 레이크 합성 신호의 가중 연산을 실행한다. 디코더는 정보 시퀀스를 생성하도록 가중된 신호를 디코딩한다.

Description

간단한 구성을 갖는 수신기의 복조{Demodulation of receiver with simple structure}
본 발명은 무선 수신기에서의 복조 방법 및 복조 회로에 관한 것이다. 특히, 본 발명은 전송 경로 상에 선택적 페이딩이 발생하는 수신 신호를 복조하는 방법 및 회로에 관한 것이다.
코드 분할 다중 액세스(CDMA) 시스템에 있어서, 정보 비트 시퀀스는 송신측 상에서 1차 변조를 받게 되며, 이어서 변조될 각 채널들에 대한 다른 확산 코드들로 승산되어, 동일 주파수 대역을 사용하여 송신된다. 수신측 상의 복조 회로에 있어서, 수신 신호는 송신측 상의 다수의 채널들 중 소정의 한 채널에 이용된 확산 코드와 일치하는 확산 코드로 승산된다. 그에 따라 소정의 채널에 대한 정보 비트 시퀀스가 발췌되어 복조된다. CDMA 시스템의 전송 주파수 대역은 광범위하게 때문에 CDMA 시스템은 다중-경로상에서의 선택적 페이딩이 강하므로, 다수 채널에 대한 정보는 동일 주파수 대역으로 전송될 수 있다. 또한, 송신측 상에서와 동일한 확산 코드가 이용되지 못하면 정보를 복조할 수 없다. 따라서, CDMA 시스템은 이동 통신 시스템의 다중 액세스 시스템에 적합하다.
도 1은 상술한 CDMA 시스템에서 수신기의 종래의 복조 회로의 예시적 블록도이다. 도 1에 있어서, 소정의 프레임 포맷을 갖는 디지털 신호로서의 수신 신호가 경로 탐색 회로(11) 및 역확산 회로(12)에 입력된다. 예컨대, CDMA 시스템이 이동 통신 시스템에 적용될 때, 이러한 입력된 수신 신호는 이동 단말기로부터 무선으로 송신되어 기지국에 의해 수신된 신호가 된다. 수신 신호는 반송파에 대해 위상 시프트 키잉(PSK) 변조를 실행함으로써 얻어진 피변조파가 된다. 또한, 수신 신호는 한 심볼이 확산 코드에 의해 다수의 칩들 상으로 확산되는 신호가 된다. 이러한 수신 신호의 슬롯들 각각은, 도 2a 및 도 2b에 도시된 바와 같이, 데이터의 실수부분(I 신호) 및 고정된 패턴의 허수부분(Q 부분)으로 구성된 유일 워드가 된다. I 신호 및 Q 신호의 심볼들 각각은 스프레딩 코드에 의해 다수의 칩들 상으로 확산된다. 도 2a 및 도 2b에 도시된 포맷은 3GPP(제 3 제너레이션 파트너쉽 프로젝트)에 규정된다.
도 1의 역확산 회로(12)가 M(M은 2 이상의 정수) 개의 상관 유닛들을 갖는다고 가정하면, 도 1의 경로 탐색 회로(11)는 상술한 입력된 수신 신호로부터 지연 프로파일을 생성하고, 검출되어 분리된 경로들을 역확산 회로(12)에 할당한다. 역확산 회로(12)는 경로 탐색 회로(11)에 의해 계산된 지연 프로파일로부터 얻어진 지연량을 사용하여 각 경로에 대해 수신 신호를 역확산한다. 역확산을 통하여 각 경로의 데이터는 칩 유닛 단위로부터 심볼 유닛 단위로 변경된다.
역확산 회로(12)로부터 출력된 데이터는 레이크(RAKE) 합성 회로(13)로 공급된다. 여기에서 채널의 추정 및 위상 보상이 각 경로의 데이터마다 실행된다. 그 후, 레이크(RAKE) 합성 회로에서 최대 S/N(신호 대 잡음)비를 위한 가중 연산이 실행되고, 이어서 각 경로들에 대한 데이터가 합산된다. 레이크 합성 회로(13)로부터 발췌된 신호는 디코더(14)에 공급되고 메트릭 계산을 통해 디코드된다.
그런데, 상술한 CDMA 시스템이 이동 통신 시스템에 적용될 경우, 높은 부호화 이득을 갖는 에러 정정 부호가 도입된다. 이러한 경우에 있어서, 수신 신호의 왜곡이 시간 변경 또는 변동을 제거할 경우 부호화 이득이 복조 회로의 디코더에서 최대가 된다고 알려져 있다(예컨대, H. Meyr의 "디지탈 통신 수신기"(pp.690-697)).
하지만, 도 1에 도시된 종래의 복조 회로에 있어서는, 가중 연산이 레이크 합성 신호(13)에서 실행되어 합성 이후의 S/N(신호 대 잡음)비가 최대가 된다. 이러한 경우에 있어서, 합성 출력 신호에 대한 가중 연산이 실행되지 않으므로, 디코더(14)의 입력 신호의 S/N 비는 충분하지 않게 된다. 따라서, 메트릭 계산의 값은 디코더(14)에 의한 메트릭 계산시에 때때로 시간 변동을 받게 된다.
따라서, 종래에는 일본특개평10-173629의 복조 회로가 제안되어 있으며, 여기에서 레이크 합성이 실행될 경우 합성되어야 할 경로 타이밍이 안정적으로 추출되고, 레이크 합성은 신뢰가능하게 실현되며, 낮은 에러율을 갖는 복조가 실행될 수 있다. 종래의 복조 회로에 있어서는, 확산 코드의 자기 상관 값이 계산된다. 계산 결과를 레이크 합성 신호로부터의 측정된 수신 품질 측정 결과를 합성함으로써 얻어진 수치들은 자기 상관의 에러 범위에 대한 상위 및 하위 임계값들로 설정된다. 또한, 이동 스테이션 자신에 할당된 확산 코드 및 수신 신호의 상호 상관값이 계산된다. 상호 상관값과 상술한 상위 및 하위 상관값들은 비교 수단에 의해 비교된다. 만일 상호 상관값이 상위 및 하위 임계값들 사이에 있다면, 상호 상관값은 무효 상관값으로 간주되며, 가중 섹션의 대응하는 가중 계수는 "0"으로 설정된다. 가중 섹션은 확산 코드를 사용하여 수신 신호를 역확산함으로써 얻어진 신호를 가중한다. 상호 상관값이 상위 및 하위 임계값들 사이의 범위 밖에 있다면, 상호 상관값은 유효 상관값으로 간주되고, 상술한 가중 계수는 소정의 값으로 설정된다. 이후, 가중 섹션의 출력 신호들이 가산, 합성되어 레이크 합성 신호로서 디코더로 출력된다.
종래의 복조 회로에 있어서, 확산 코드의 자기 상관에 기초하여 잘못된 타이밍은 결코 추출되지 않는다. 유효 수신 신호가 자기 상관에 기초하여 추출된 잘못된 타이밍을 대신하여 존재하는 경우, 임계값은 자기 상관값에 기초하여 설정되는데, 이는 수신 신호의 상호 상관값이 확산 코드의 자기 상관값과는 다르기 때문이다. 결과적으로, 자기 상관값의 영향은 배제되고, 레이크 합성이 실행될 수 있으며, 디코더의 에러율은 낮게 억제될 수 있다.
하지만, 상술한 종래의 복조 회로는 회로 구성에 있어서 복잡하게 되는데, 이는 확산 코드의 자기 상관값을 계산하는 섹션과 레이크 합성을 통해 얻어진 신호로부터 수신 신호의 품질(SIR)을 계산하는 섹션과 수신 신호의 상호 상관값 및 자기 상관값을 비교하는 비교 섹션과 같은 회로들이 요구되기 때문이다.
상기한 설명과 관련하여, 일본 특개평8-237171에 스펙트럼 확산 통신 수신기가 공개되어 있다. 상기 참고자료에서는, 다수의 안테나, 상관기 및 레이크 합성 회로의 셋들이 제공된다. 레이크 합성 회로들의 출력 신호들의 레벨들은 최상위 레벨을 갖는 출력 신호들 중 한 신호를 선택하도록 비교되며, 선택된 출력 신호는 복조 회로에 출력된다.
또한, 일본 특개평8-335899에는 CDMA 복조 회로가 기술된다. 상기 참조자료에 있어서, 위상 에러 보상 섹션(107)의 출력은 파일럿 심볼 기간에 실행된다. 이는 타이밍 조절 기능 섹션(110)에 의해 수 심볼 기간들 동안 유지된다. 보유된 위상 보상값을 사용함으로써, 에러 발생 회로(109)는 식별 결정 전후에 신호 벡터들로부터의 매 정보 심볼에 대한 에러 벡터를 발생한다. 에러 벡터는 심볼 주기에 탭 계수 제어 섹션(111)에 연속적으로 공급된다. 탭 계수 제어 섹션(111)은 심볼 주기에 직교 필터의 탭 계수들을 갱신한다. 그에 따라, 탭 계수들은 짧은 시간에 수렴된다.
따라서, 본 발명의 목적은, 디코드 이득이 최대로 되고 에러율이 낮게 억제되면서 레이크 합성 신호가 복조될 수 있는, 복조 방법 및 복조 회로에 대한 수신기를 제공하는 것이다.
또한, 본 발명의 다른 목적은, 간단한 구성으로 CDMA 시스템의 수신 신호를 수신하는 수신기의 실행을 개선할 수 있는, 복조 방법 및 복조 회로에 대한 수신기를 제공하는 것이다.
도 1은 종래의 수신기의 예시적 구성을 도시하는 블록도.
도 2a 및 도 2b는 데이터 및 유일 워드의 포맷을 도시하는 도면.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 수신기의 구성을 도시하는 블록도.
도 4는 도 3에 도시된 수신기 내의 역확산 회로의 구성을 도시하는 도면.
도 5는 도 3에 도시된 수신기 내의 레이크 합성 회로의 구성을 도시하는 도면.
도 6은 도 5에 도시된 수신기 내의 채널 추정기의 구성을 도시하는 블록도.
도 7은 도 3에 도시된 수신기 내의 노이즈 측정 회로의 구성을 도시하는 블록도.
도 8은 도 7에 도시된 수신기 내의 노이즈 측정 유닛의 구성을 도시하는 블록도.
도 9는 도 3에 도시된 수신기 내의 가중 회로의 구성을 도시하는 블록도.
* 도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명 *
11 :경로 탐색 회로 12 : 역확산 회로
13 : 레이크(RAKE) 합성 회로 14 : 디코딩 회로
15 : 노이즈 측정 회로 16 : 가중 회로
본 발명의 한 특징을 달성하기 위하여, 수신기는 역확산 회로, 레이크 합성 회로, 노이즈 측정 회로, 가중 회로 및 디코더를 포함한다. 역확산 회로는 경로들에 대한 경로 데이터 신호들을 생성하도록 확산 코드를 사용하여 매 경로마다 수신 신호를 역확산한다. 레이크 합성 회로는 레이크 합성 신호가 최대 S/N 비를 갖도록 매 경로마다 가중 연산을 실행하면서 레이크 합성 신호를 출력하도록 상기 경로 데이터 신호들을 합성한다. 노이즈 측정 회로는 경로 데이터 신호들의 각각의 노이즈 레벨을 측정하여, 측정된 노이즈 레벨들로부터 경로들에 대한 총 노이즈 량을 계산한다. 가중 회로는 레이크 합성 신호에서 왜곡의 시간 변동이 제거되도록 가중된 신호를 생성하기 위해 총 노이즈 량에 기초하여 레이크 합성 신호의 가중 연산을 실행한다. 디코더는 정보 시퀀스를 생성하도록 가중된 신호를 디코딩한다.
여기에서, 노이즈 측정 회로는 측정된 노이즈 레벨들의 합산의 역수를 계산할 수 있으며, 가중 회로는 레이크 합성 신호를 측정된 노이즈 레벨들의 합산의 역수로 승산할 수 있다. 그 대신에, 상기 노이즈 측정 회로는 측정된 노이즈 레벨들의 합산을 계산할 수 있으며, 가중 회로는 레이크 합산 신호를 측정된 노이즈 레벨들의 합산의 역수로 분할할 수 있다.
또한, 노이즈 측정 회로는, 다수의 노이즈 측정 장치들로서, 이들 각각은 대응하는 경로에 제공되어 대응하는 경로에 대한 상기 데이터 경로 신호들 중 한 신호의 노이즈 레벨을 측정하는, 상기 다수의 노이즈 측정 장치들과, 상기 총 노이즈 량을 출력하도록 측정된 노이즈 레벨들을 합산하는 합산 회로를 포함할 수 있다. 이러한 경우에 있어서, 다수의 노이즈 측정 장치들의 각각은, 데이터 경로 신호들 중 대응하는 신호의 왜곡을 추정하는 채널 추정기와, 분할된 신호를 생성하도록 대응하는 데이터 경로 신호를 추정된 왜곡 성분으로 분할하는 분할기와, 분할된 신호의 제 1 제곱을 계산하는 제 1 제곱 회로와, 추정된 왜곡의 제 2 제곱을 계산하는 제 2 제곱 회로와, 감산된 신호를 생성하도록 상기 제 1 제곱으로부터 1을 감산하는 감산기와, 감산된 신호를 제 2 제곱으로 승산하는 승산기와, 승산기에 의한 승산 결과들을 평균화하는 평균화기를 포함할 수 있다.
또한, 수신기는 이동 단말기가 될 수 있으며, 수신 신호는 CDMA 시스템의 이동 단말기로부터의 신호가 될 수 있다.
또한, 수신기는 최대 비의 레이크 합성을 이용할 수 있다.
본 발명의 다른 특징에 있어서, 수신된 무선 신호를 복조하는 방법은, 경로들에 대한 경로 데이터 신호들을 생성하도록 확산 코드를 사용하여 매 경로마다 무선 신호를 역확산하고, 레이크 합성 신호를 발생하도록 경로 데이터 신호들의 레이크 합성을 실행하고, 레이크 합성 신호가 최대 S/N 비를 갖도록 매 경로마다 가중 연산을 실행하고, 경로 데이터 신호들의 각각의 노이즈 레벨을 측정하여 측정된 노이즈 레벨들로부터 경로들에 대한 총 노이즈 량을 계산하고, 가중된 신호를 생성하도록 상기 총 노이즈 량에 기초하여 레이크 합성 신호를 가중하고, 정보 시퀀스를 생성하도록 가중된 신호를 디코딩함으로써 달성된다.
가중 단계는 레이크 합성 신호 내의 왜곡의 시간 변경을 제거하도록 이루어질 수 있다.
레이크 합성을 실행하는 단계 및 상기 가중 연산을 실행하는 단계는 동시에 실행될 수 있다.
또한, 측정 단계는 측정된 노이즈 레벨들의 합산의 역수를 계산함으로써 달성될 수 있으며, 가중 단계는 레이크 합성 신호를 측정된 노이즈 레벨들의 합산의 상기 역수로 승산함으로써 달성될 수 있다. 그 대신에, 측정 단계는 측정된 노이즈 레벨들의 합산을 계산함으로써 달성될 수 있으며, 가중 단계는 레이크 합성 신호를 측정된 노이즈 레벨들의 합산의 역수로 분할함으로써 달성될 수 있다.
또한, 측정 단계는, 데이터 경로 신호들의 각각의 노이즈 레벨을 측정하고, 총 노이즈 량을 출력하도록 상기 경로들 상의 측정된 노이즈 레벨들을 합산함으로써 달성될 수 있다. 이러한 경우에 있어서, 노이즈 레벨을 측정하는 단계, 데이터 경로 신호들 중 대응하는 신호의 왜곡을 추정하고, 분할된 신호를 생성하도록 대응하는 데이터 경로 신호를 추정된 왜곡 성분으로 분할하고, 분할된 신호의 제 1 제곱을 계산하고, 추정된 왜곡의 제 2 제곱을 계산하고, 감산된 신호를 생성하도록 제 1 제곱으로부터 1을 감산하고, 감산된 신호를 제 2 제곱으로 승산하고, 승산기에 의한 승산 결과들을 평균화함으로써 달성될 수 있다.
또한, 상기 수신기는 이동 단말기가 될 수 있으며, 상기 수신 신호는 CDMA 시스템의 이동 단말기로부터의 신호가 될 수 있다.
또한, 상기 수신기는 최대 비 레이크 합성을 이용할 수 있다.
이후, 본 발명의 수신기가 첨부된 도면을 참조하여 설명된다.
도 3은 본 발명의 실시예에 따른 수신기의 복조 회로의 구성을 도시하는 블록도이다.
도 3을 참조하면, 도 1에 도시된 것과 동일한 성분들이 배치되어 있다. 이 실시예는 실례로서 기지국의 복조 회로를 도시한다. 복조 회로는 이동 통신 시스템에서 이동 단말기들과 통신하며, 여기에서 이동 단말기는 기지국 및 네트워크를 통하여 카운터 단말기와 통신한다.
도 3을 참조하면, 수신 신호는 경로 탐색 회로(11) 및 역확산 회로(12)에 공급된다. 도 2a 및 도 2b에 도시된 바와 같이, 수신 신호는 데이터의 실수부(I 신호) 및 공지된 고정 패턴의 허수부(Q 신호)로 구성된 유일 워드를 포함한다. I 신호 및 Q 신호의 심볼들 각각은 확산 코드로 다수의 칩들 상에 확산된다. 즉, 수신 신호는 주파수 스펙트럼이 확산 코드로 확산되는 PSK 변조파가 된다.
경로 탐색 회로(11)는 동기 설정을 위한 회로가 된다. 경로 탐색 회로로서, 슬라이딩 상관 유닛을 사용하는 회로 및 매치 필터를 사용하는 회로가 종래에 공지되어 있다. 본 예에 있어서, 이들 중 하나가 이용된다. 예컨대, 슬라이딩 상관 유닛을 사용하는 회로에 있어서, 적절한 위상을 갖는 확산 코드(PN 계열)와 수신 신호가 칩 유닛 단위로 승산된다. 그 승산 결과는 확산 코드의 한 주기에 걸쳐 적분된다. 적분 값이 소정의 임계값 보다 크거나 같다면, 그 지점이 동기 지점으로서 선택된다. 그 적분 값이 임계값 보다 작다면, 확산 코드의 위상은 약간 이동되고, 위상 이동된 확산 코드가 수신 신호로 다시 승산된다. 그 승산 결과는 적분된다. 수신 신호와의 승산 및 적분이 이러한 방식으로 확산 코드의 한 주기 동안 실행될 때, 송신 신호가 수신측에서와 동일한 확산 코드로 확산되어 수신측에 의해 수신된 경우 어딘가에 상관값의 피크가 검출될 수 있다. 그리고, 학산 코드 발생기로부터 출력된 확산 코드의 위상은 피크의 위치에 맞추어진다.
매치 필터를 사용하는 회로에 있어서, 수신 신호는 시프트 레지스터에 공급된다. 확산 코드의 포지티브 값에 대응하는 시프트 레지스터의 비트 출력 단자로부터 한 신호가 출력되어 제 1 가산기에 의해 가산된다. 확산 코드의 네가티브 값에 대응하는 비트 출력 단자로부터 한 신호가 출력되어 제 2 가산기에 의해 가산된다. 이러한 회로에 있어서, 이들 가산 출력들은 합성되고, 상관 값의 피크 결정이 실행된다.
송신 신호는 빌딩 등에 의해 반사되거나, 또는 회절 및 산란된다. 그 다음에, 송신 신호는 일부 루트들(경로들)을 통하여 수신기에 의해 수신된다. 따라서, 상술한 수신 신호는 다른 지연 시간들을 갖는 신호들이 중첩된 신호가 된다. 따라서, 경로 탐색 회로(11)는 다른 지연 시간들을 갖는 M(M은 2 보다 크거나 같은 정수) 개의 경로들 각각에 대해 상술한 상관 피크 결정을 실행한다. 이러한 방법에 있어서, 경로 탐색 회로(11)는 M 개의 경로들 각각에 대한 상관 값 피크 결정을 실행하고, 검출된 타이밍을 나타내는 신호를 역확산 회로(12)에 공급한다.
도 4는 역확산 회로(12)의 예시적 블록도를 도시한다. 도 4에 도시된 역확산 회로는 M개의 상관 유닛들(181내지 18M)로 구성된다. 이들에 공통인 확산 코드 pn 및 수신 신호 사이의 상관은 경로 탐색 회로(11)로부터의 각 경로의 타이밍에 계산된다. 상관의 계산은 역확산이라 칭한다. M 개의 상관 유닛들(181내지 18M)로부터의 신호들은 각각의 M 개의 경로들의 데이터로서 출력된다. 각 경로 상의 데이터는 역확산을 통하여 칩 유닛 단위의 데이터로부터 심볼 유닛 단위의 데이터로 변환된다.
M 개의 상관 유닛들(181내지 18M) 각각은 수신 신호의 I 신호에 대한 상관과 Q 신호에 대한 상관을 갖는다. 제 1 확산 코드는 I 신호에 대한 M 개의 상관기들에 공통으로 공급된다. 제 2 확산 코드는 Q 신호에 대한 M 개의 상관기들에 공통으로 공급된다. 또한, 두 상관기들의 M 개 셋들로 된 M 개의 상관 유닛들(181내지 18M)이 기지국으로부터의 서비스를 수신하는 사용자 수에 대해 제공된다. 하지만, 도 4에 도시된 바와 같이, 본 명세서에 특별히 지정하지는 않았지만, I 신호 및 Q 신호는 간단한 설명을 위해 집합적으로 도시되었다.
역확산 회로(12)로부터 출력된 데이터 신호들은 도 5에 도시된 구성을 갖는 레이크 합성 회로(13) 및 도 7에 도시된 구성을 갖는 노이즈 측정 회로(15)로 각각 공급된다. 이러한 실시예에 있어서, 노이즈 측정 회로(15)가 제공되고, 가중 회로(16)는 레이크 합성 회로(13)와 디코더(14) 사이에 제공된다.
도 5는 레이크 합성 회로(13)의 예시적 블록도를 도시한다. 도 5에 있어서, 역확산 회로(12)의 M 개의 상관 유닛들(181내지 18M)로부터 출력된 경로들에 대한 데이터 신호들이 각 경로들에 제공된 채널 추정기들(211내지 21M)에 공급된다. 채널 추정기들(211내지 21M)은 각 경로의 왜곡 성분들을 검출한다.
채널 추정기들(211내지 21M)은 동일 구조를 갖는다. 예컨대, 도 6의 블록도에 도시된 바와 같이, 채널 추정기는 역변조 유닛(211) 및 위상 추정기(212)로 구성된다. 역변조 유닛(211)은 역변조를 실행하도록 입력 신호를 유일 워드로 승산하고, 역변조 결과 신호를 위상 추정기(212)에 공급한다. 위상 추정기(212)는 역변조 신호의 각 심볼의 위상을 추정하여 왜곡 성분으로서 출력한다.
도 5를 다시 참조하면, 상술한 왜곡 성분은 상관 유닛들(181내지 18M) 중 대응하는 유닛으로부터 출력된 데이터 신호로 승산된다. 데이터 신호는 채널 추정기들(211내지 21M) 중 대응하는 추정기의 처리 시간에 대한 지연 시간을 갖도록 지연 회로들(201내지 20M) 중 대응하는 회로에 의해 지연된다. 지연 회로들(201내지 20M)은 위상 보상을 위해 승산기들(221내지 22M)의 승산 타이밍을 조절하는데 이용된다. 승산기들(221내지 22M)의 각 출력 신호들은 승산기들(231내지 23M)로 개별적으로 공급된다. 또한, 가중 계수들(W1 내지 WM)이 승산기들(231내지 23M)로 공급된다. 승산기들(231내지 23M)은 승산기들(221내지 22M)로부터의 출력 신호들을 가중 계수들(W1 내지 WM)로 승산한다.
승산기들(231내지 23M)로부터 출력된 각 경로들의 출력 데이터는 가산기(24)에 공급되어, 그 곳에서 가산 또는 합성되고, 가산 결과는 레이크 합성 신호로서 출력된다. 도 5의 레이크 합성 회로(13) 자체의 구성은 종래 공지되어 있다.
도 7은 노이즈 측정 회로(15)의 예시적 블록도이다. 도 7에 있어서, 역확산 회로(12)의 M 개의 상관 유닛들(181내지 18M)로부터 출력된 각 경로의 데이터 신호들은 각 경로에 제공된 노이즈 측정 유닛들(311내지 31M)에 공급된다. 여기에서 각각의 경로에 대한 노이즈가 측정 및 검출되고, 각각의 측정 결과는 가산기(32)에 공급되며, 그 곳에서 가산 또는 합성이 실행된다. 가산 결과는 노이즈 측정 신호로서 도 3의 가중 회로(16)에 공급된다.
도 8은 노이즈 측정 유닛들(311내지 31M) 중 임의의 한 유닛에 대한 예시적 블록도이다. 도 8에 도시된 바와 같이, k 번째 핑거 또는 경로 내의 노이즈 측정 유닛(31k)에는 역확산 회로(12)로부터의 출력 신호가 공급된다. 노이즈 측정 유닛은 채널 추정기(34), 분할 유닛(35), 제곱 회로(36 및 38), 감산 유닛(37), 승산기(39) 및 평균화 회로(40)로 구성된다. 채널 추정기(34)는 채널의 추정을 실행하고, 페이딩에 대한 왜곡 성분을 출력한다. 분할 유닛(35)은 역확산 회로(12)로부터의 출력 신호를 채널 추정기(34)로부터의 출력 신호로 분할한다. 제곱 회로(36)는 분할 유닛(35)의 출력 신호값의 절대값의 제곱을 계산한다. 제곱 회로(38)는 채널 추정기(34)의 출력 신호값의 절대값의 제곱을 계산한다. 감산 유닛(37)은 제곱 회로(36)의 출력 신호로부터 "1"을 감산한다. 승산기(39)는 감산 유닛(37)으로부터의 출력을 제곱 회로(38)로부터의 출력으로 승산한다. 평균화 회로(40)는 승산기(39)로부터 발췌된 신호의 평균을 계산한다. 평균화 회로(40)로부터 출력된 신호는 도 7의 가산기(32)로 공급되어, 그 곳에서 합성된다.
도 3의 가중 회로(16)는 도 9에 도시된 바와 같은 승산기(45)로 구성된다. 가중 회로(16)는 레이크 합성 회로(13)로부터의 레이크 합성 신호를 가중 계수로서 노이즈 측정 회로(15)로부터의 노이즈 측정 신호로 승산한다. 가중 회로(16)는 승산 결과의 신호를 디코더(14)로 출력한다. 가중 회로(16)에 의해 가중된 레이크 합성 신호는, 이후 기술될 바와 같이, 노이즈가 제거 또는 감소된 복조 신호가 된다. 디코더(14)는 가중 회로(16)로부터 출력된 복조 신호에 대한 디코딩 동작을 실행하고, 에러 정정된 정보 신호를 출력한다.
예컨대, 디코더(14)는 공지된 비터비 디코더가 될 수 있다. 디코더(14)는 입력 신호로부터 브랜치 메트릭을 계산하고, 경로 매트릭을 계산하도록 매 클럭에 대해 브랜치 메크릭을 합산한다. 디코더(14)는 경로 메트릭이 최소가 되도록 경로 메모리로부터 최상의 신뢰성을 갖는 데이터 시퀀스를 선택한다. 경로 메모리는 다수의 후보 시퀀스를 저장하고, 경로 메트릭 값에 따라 선택된 후보 시퀀스를 디코드 데이터로서 출력한다.
다음으로, 이러한 실시예의 메인 섹션의 동작이 더욱 상세히 설명된다. 레이크 합성 회로(13)는 도 5에 도시된 바와 같은 M 개의 경로들과 결합된다. M 개 경로들의 k 번째 핑거(경로)의 레이크 합성 회로(13)에 대한 입력 신호는 다음의 식(1)으로 가증한다:
(1)
여기에서, a(t)는 전송 신호이고, ck는 페이딩이며, nk는 노이즈이고, 각각의 값은 복소수이다.
k 번째 핑거의 채널 추정기(21k)의 출력 신호는 추정이 이상적으로 실행될 경우 1/ck로서 표현된다. 따라서, 이상적인 경우에 있어서, k 핑거의 승산기(22k)는 다음과 같다:
(2)
승산기(22k)의 출력 신호는 위상 보상을 받게 된다. 다음으로, 승산기(22k)의 출력 신호는 승산기(23k)로 공급되고, 합성후 S/N 비를 최대로하는 가중 계수 Wk로 승산된다. 따라서, 승산기(22k)의 출력 신호는 다음과 같다:
(3)
여기에서, 상술한 가중 계수 Wk는 ｜ck｜2이 된다. 페이딩이 ck의 복소값이고, 복소 공액이 ck *라고 가정하면,
(4)
따라서, 다음의 식과 같이 가중 연산후 승산기(23k)의 출력 신호를 나타낼 수 있다.
(5)
가산기(24)는 M 개의 경로들에 대한 승산기들(231내지 23M)의 각 출력 신호들을 가산 또는 합성하므로, 가산기(24)로부터 출력된 레이크 합성 신호는 다음과 같은 식(6)으로 표현될 수 있다.
(6)
레이크 합성 신호가 디코더(14)에 입력되기 때문에, 디코더(14)의 입력 신호는 식(6)을 변환하여 다음의 식(7)으로 표현되는 것으로 가정한다.
(7)
이러한 경우에 있어서, 디코더(14)의 브랜치 메트릭은 식(6)을 사용하여 다음의 식(8)으로 표현된다.
(8)
식(8)의 b(t)는 디코더(14)의 브랜치 값이다. 또한, 식(8)은 b(t) = a(t)일 때, 즉 정확한 경로 선택이 실행될 때의 식이 된다.
노이즈 성분들이 서로간에 상관이 없을 경우, 식(8)은 다음의 식(9)으로 고쳐 쓸 수 있다.
(9)
따라서, 브랜치 메트릭은 디코딩 이득을 최적으로 하기 위해 브랜치 메트릭에 의해 시간 변동을 제거하도록 t에 대해 상관을 갖지 않는 일정한 값이 되면 충분하다. 따라서, 다음의 식(10)이 만족되야 한다.
(10)
식(10)에서,
(11)
이러한 식(11)의 값은 에러들의 합산이 되므로, 그 값은 최초화되는 것이 바람직하다. 따라서, 식(11)의 좌변을 최소화하기 위해, 식(11)의 우변의 다음 항을 최대로 할 필요가 있다.
(12)
이러한 목적으로, 디코더(14)에 대한 입력 신호를 식(10)의 브랜치 메트릭의 우변상의 다음의 계수로 승산할 필요가 있다.
(13)
식(3)에 표시된 디코더(14)에 대한 입력 레이크 합성 신호를 가중 계수로 승산함으로써 얻어진 디코더(14)에 대한 입력 신호는 식(6)으로부터 다음의 식(14)으로 얻어진다.
(14)
상기한 식(14)의 우변 및 식(5)의 레이크 합성 신호가 비교될 경우, 레이크 합성 신호를 가중 계수로서 다음의 식(15)으로 승산할 필요가 있다.
(15)
다음으로, 가중 계수의 생성에 대하여 기술된다. 노이즈 측정 회로(15)의 k 번째 핑거의 도 7에 도시된 바와 같은 노이즈 측정 유닛(31k)에는 역확산 회로(12)의 상관 유닛(18k)으로부터의 다음의 신호가 k 번째 핑거의 레이크 합성 회로(13)의 입력 신호로서 공급된다.
(16)
채널 추정기(34)는 분할 유닛(35)에 공급하도록 페이딩 성분 ck를 발췌한다. 상술한 입력 신호 및 페이딩 성분 ck의 분할 동작은 다음과 같이 표현된 신호를 얻도록 실행된다.
(17)
또한, 페이딩 성분은 ck은 제곱 회로(38)에 공급되어, 절대값의 제곱을 계산하는데 이용된다.
분할 회로(35)의 출력 신호는 제곱 회로(36)에 공급되어, 다음과 같이 절대값의 제곱값을 계산하는데 이용된다.
(18)
제곱값의 계산후, 그 계산 결과는 감산 유닛(37)에 공급되고, 그 곳에서 다음의 계산이 실행된다.
(19)
상기한 식(19)으로 표현된 감산 유닛(37)의 출력 신호는 제곱 회로(38)로부터 출력된 신호와 함께 승산기(39)에 공급된다. 그 곳에서 감산 유닛(37)으로부터의 출력 신호 및 제곱 회로(38)로부터의 신호가 승산되어, ｜ck｜2로 표시된 승산 신호를 생성한다. 다음으로, 승산 신호는 평균화 회로(40)를 통하여 도 7의 가산기(32)에 공급된다.
가산기(32)는 M 개의 경로들에 대한 노이즈 측정 회로로부터의 출력 신호들 ｜ck｜2의 역수값을 가산 및 합성하여, 식(15)으로 표시된 노이즈 측정 신호를 발생한다.
도 3의 가중 회로(16)(도 9의 승산기(45))는 노이즈 측정 회로(15)로부터 상술한 각 경로들에 대한 노이즈 성분들의 제곱값들을 레이크 합성 회로(13)로부터의 식(5)의 레이크 합성 신호에 가산 및 합성하고, 그 가산 결과를 가중 계수로서 식(15)에 표시된 노이즈 측정 신호로 승산한다. 그에 따라, 식(13)에 표시된 승산 결과가 생성되어 디코더(14)에 공급된다.
상술한 바를 통하여, 디코딩 이득은 메트릭 계산에서 입력 신호의 왜곡에 대한 시간 변동의 영향을 받지 않고서 디코더(14)에서 최대로 될 수 있으며, 그에 따라 상술한 바와 같이 이루어진다. 또한, 에러 정정 이후에 비트 에러율(BER)을 낮게 유지할 수 있다. 또한, 확산 코드 자기상관의 계산 수단, 비교 수단, 수신 레벨 측정 수단이 필요치 않기 때문에, 회로 구성이 간단하게 될 수 있다.
본 발명은 상술한 실시예에 제한되지 않는다. 예컨대, 신호 포맷은 데이터 및 유일 워드가 도 2a 및 도 2b의 포맷과는 다르게 적절히 승산되는 또 다른 포맷이 될 수 있다. 또한, 가중 계수 계산 방법은 CDMA에 부가하여 최대비 레이크 합성을 사용하는 시스템에 적용될 수 있다. 또한, 상술한 실시예에 있어서, 식(15)으로 표현된 가중 계수가 노이즈 측정 회로(15)의 가산기(32)에 의해 발생된다. 하지만, 가산기(32)가 식(15)의 분모의 값을 계산하고, 레이크 합성 신호가 가중 회로(16)의 노이즈 측정 신호로 분할되는 구성이 활용될 수 있다.
상술한 바와 같이, 본 발명에 따라, 역확산 신호의 노이즈는 매 경로마다 측정된다. 노이즈 측정 결과들은 노이즈 측정 신호를 발생하도록 가산되어 합성된다. 가중 계수는 디코더의 메트릭 계산에서 입력 신호의 왜곡의 시간 변동을 제거하도록 노이즈 측정 신호에 기초하여 계산된다. 가중 계수는 레이크 합성 신호에 의해 승산된다. 따라서, 디코더의 이득은 최대로 될 수 있다. 또한, 종래의 예와 비교하여, 비트 에러율(BER)을 낮게 유지하면서 복조가 실현될 수 있다. 그에 따라, 수신기 성능이 개선될 수 있다.
또한, 본 발명에 따라, 역확산 신호의 노이즈는 매 경로마다 측정되고, 가중 계수는 그 측정 결과들로부터 계산된다. 따라서, 확산 코드의 자기 상관값을 계산하는 수단, 레이크 합성된 신호로부터 수신 신호의 품질(SIR)을 계산하는 수단, 수신 신호의 상호 상관값과 자기 상관값을 비교하는 비교 수단이 불필요하므로, 회로 구조가 종래의 회로 구조와 비교하여 간단하게 될 수 있다.

Claims (18)

  1. 경로들에 대한 경로 데이터 신호들을 생성하도록 확산 코드를 사용하여 매 경로마다 수신 신호를 역확산하는 역확산 회로와,
    레이크 합성 신호가 최대 S/N 비를 갖도록 매 경로마다 가중 연산을 실행하면서 레이크 합성 신호를 출력하도록 상기 경로 데이터 신호들을 합성하는 레이크 합성 회로와,
    상기 경로 데이터 신호들의 각각의 노이즈 레벨을 측정하여, 상기 측정된 노이즈 레벨들로부터 상기 경로들에 대한 총 노이즈 량을 계산하는 노이즈 측정 회로와,
    상기 레이크 합성 신호에서 왜곡의 시간 변동이 제거되도록 가중된 신호를 생성하기 위해 상기 총 노이즈 량에 기초하여 상기 레이크 합성 신호의 가중 연산을 실행하는 가중 회로와,
    정보 시퀀스를 생성하도록 상기 가중된 신호를 디코딩하는 디코더를 구비하는 수신기.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 노이즈 측정 회로는,
    상기 측정된 노이즈 레벨들의 합산에 대한 역수를 계산하고,
    상기 가중 회로는 상기 레이크 합성 신호를 상기 측정된 노이즈 레벨들의 상기 합산의 상기 역수로 승산하는, 수신기
  3. 제 1 항에 있어서, 상기 노이즈 측정 회로는,
    상기 측정된 노이즈 레벨들의 합산을 계산하고,
    상기 가중 회로는 상기 레이크 합산 신호를 상기 측정된 노이즈 레벨들의 상기 합산의 역수로 분할하는, 수신기.
  4. 제 1 항에 있어서, 상기 노이즈 측정 회로는,
    다수의 노이즈 측정 장치들로서, 이들 각각은 대응하는 경로에 제공되어 대응하는 경로에 대한 상기 데이터 경로 신호들 중 한 신호의 상기 노이즈 레벨을 측정하는, 상기 다수의 노이즈 측정 장치들과,
    상기 총 노이즈 량을 출력하도록 상기 측정된 노이즈 레벨들을 합산하는 합산 회로를 포함하는, 수신기.
  5. 제 4 항에 있어서, 상기 다수의 노이즈 측정 장치들의 각각은,
    상기 데이터 경로 신호들 중 대응하는 신호의 왜곡을 추정하는 채널 추정기와,
    분할된 신호를 생성하도록 상기 대응하는 데이터 경로 신호를 상기 추정된 왜곡 성분으로 분할하는 분할기와,
    상기 분할된 신호의 제 1 제곱을 계산하는 제 1 제곱 회로와,
    상기 추정된 왜곡의 제 2 제곱을 계산하는 제 2 제곱 회로와,
    감산된 신호를 생성하도록 상기 제 1 제곱으로부터 1을 감산하는 감산기와,
    상기 감산된 신호를 상기 제 2 제곱으로 승산하는 승산기와,
    상기 승산기에 의한 승산 결과들을 평균화하는 평균화기를 포함하는, 수신기.
  6. 제 1 항 내지 제 5 항에 있어서, 상기 수신기는 이동 단말기인, 수신기.
  7. 제 6 항에 있어서, 상기 수신 신호는 CDMA 시스템의 이동 단말기로부터의 신호인, 수신기.
  8. 제 1 항 내지 제 5 항에 있어서, 상기 수신기는 최대 비의 레이크 합성을 이용하는, 수신기.
  9. 수신된 무선 신호를 복조하는 방법에 있어서,
    경로들에 대한 경로 데이터 신호들을 생성하도록 확산 코드를 사용하여 매 경로마다 상기 무선 신호를 역확산하는 단계와,
    레이크 합성 신호를 발생하도록 상기 경로 데이터 신호들의 레이크 합성을 실행하는 단계와,
    상기 레이크 합성 신호가 최대 S/N 비를 갖도록 매 경로마다 가중 연산을 실행하는 단계와,
    상기 경로 데이터 신호들의 각각의 노이즈 레벨을 측정하고, 상기 측정된 노이즈 레벨들로부터 상기 경로들에 대한 총 노이즈 량을 계산하는 단계와,
    가중된 신호를 생성하도록 상기 총 노이즈 량에 기초하여 상기 레이크 합성 신호를 가중하는 단계와,
    정보 시퀀스를 생성하도록 상기 가중된 신호를 디코딩하는 단계를 구비하는, 무선 신호 복조 방법.
  10. 제 9 항에 있어서, 상기 가중 단계는, 상기 레이크 합성 신호 내의 왜곡의 시간 변경을 제거하는 단계를 포함하는, 무선 신호 복조 방법.
  11. 제 9 항에 있어서, 상기 레이크 합성을 실행하는 단계 및 상기 가중 연산을 실행하는 단계는 동시에 실행되는, 무선 신호 복조 방법.
  12. 제 9 항에 있어서, 상기 측정 단계는 상기 측정된 노이즈 레벨들의 합산의 역수를 계산하는 단계를 포함하고,
    상기 가중 단계는 상기 레이크 합성 신호를 상기 측정된 노이즈 레벨들의 상기 합산의 상기 역수로 승산하는 단계를 포함하는, 무선 신호 복조 방법.
  13. 제 9 항에 있어서, 상기 측정 단계는 상기 측정된 노이즈 레벨들의 합산을 계산하는 단계를 포함하고,
    상기 가중 단계는 상기 레이크 합성 신호를 상기 측정된 노이즈 레벨들의 상기 합산의 역수로 분할하는 단계를 포함하는, 무선 신호 복조 방법.
  14. 제 9 항에 있어서, 상기 측정 단계는,
    상기 데이터 경로 신호들의 각각의 상기 노이즈 레벨을 측정하는 단계와,
    상기 총 노이즈 량을 출력하도록 상기 경로들 상의 상기 측정된 노이즈 레벨들을 합산하는 단계를 포함하는, 무선 신호 복조 방법.
  15. 제 14 항에 있어서, 상기 노이즈 레벨을 측정하는 단계는,
    상기 데이터 경로 신호들 중 대응하는 신호의 왜곡을 추정하는 단계와,
    분할된 신호를 생성하도록 상기 대응하는 데이터 경로 신호를 상기 추정된 왜곡 성분으로 분할하는 단계와,
    상기 분할된 신호의 제 1 제곱을 계산하는 단계와,
    상기 추정된 왜곡의 제 2 제곱을 계산하는 단계와,
    감산된 신호를 생성하도록 상기 제 1 제곱으로부터 1을 감산하는 단계와,
    상기 감산된 신호를 상기 제 2 제곱으로 승산하는 단계와,
    상기 승산기에 의한 승산 결과들을 평균화하는 단계를 포함하는, 무선 신호 복조 방법.
  16. 제 9 항 내지 제 15 항에 있어서, 상기 수신기는 이동 단말기인, 무선 신호 복조 방법.
  17. 제 16 항에 있어서, 상기 수신 신호는 CDMA 시스템의 이동 단말기로부터의 신호인, 무선 신호 복조 방법.
  18. 제 9 항 내지 제 15 항에 있어서, 상기 수신기는 최대 비 레이크 합성을 이용하는, 무선 신호 복조 방법.
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