JP2001094469A - 復調方法及び復調回路 - Google Patents
復調方法及び復調回路Info
- Publication number
- JP2001094469A JP2001094469A JP26729099A JP26729099A JP2001094469A JP 2001094469 A JP2001094469 A JP 2001094469A JP 26729099 A JP26729099 A JP 26729099A JP 26729099 A JP26729099 A JP 26729099A JP 2001094469 A JP2001094469 A JP 2001094469A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- circuit
- noise
- despread
- noise measurement
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
- H04B1/7097—Interference-related aspects
- H04B1/711—Interference-related aspects the interference being multi-path interference
- H04B1/7115—Constructive combining of multi-path signals, i.e. RAKE receivers
- H04B1/712—Weighting of fingers for combining, e.g. amplitude control or phase rotation using an inner loop
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＲＡＫＥ合成回路から復号器に入力される信
号のＳＮ比が十分に大きくなく、復号器のメトリック計
算時にメトリックの値が時間変動を受けてしまうことが
ある。また、回路構成が複雑である。 【解決手段】 ノイズ測定回路１５は、逆拡散信号のノ
イズを各パス毎に検出測定し、各測定結果を加算器に供
給して加算合成し、ノイズ測定信号として重み付け回路
１６に出力する。重み付け回路１６は、乗算器から構成
されており、ＲＡＫＥ合成回路１３からのＲＡＫＥ合成
信号に、ノイズ測定回路１５からのノイズ測定信号を重
み付け係数として乗算し、その乗算結果の信号を復号器
１４へ出力する。ここで、上記の重み付け係数は、復号
器１４におけるメトリック計算時にメトリックの値の時
間変動を打ち消すような値であり、例えば各パス毎に測
定した逆拡散信号の各ノイズレベルの２乗値を加算合成
した値の逆数値に設定される。
号のＳＮ比が十分に大きくなく、復号器のメトリック計
算時にメトリックの値が時間変動を受けてしまうことが
ある。また、回路構成が複雑である。 【解決手段】 ノイズ測定回路１５は、逆拡散信号のノ
イズを各パス毎に検出測定し、各測定結果を加算器に供
給して加算合成し、ノイズ測定信号として重み付け回路
１６に出力する。重み付け回路１６は、乗算器から構成
されており、ＲＡＫＥ合成回路１３からのＲＡＫＥ合成
信号に、ノイズ測定回路１５からのノイズ測定信号を重
み付け係数として乗算し、その乗算結果の信号を復号器
１４へ出力する。ここで、上記の重み付け係数は、復号
器１４におけるメトリック計算時にメトリックの値の時
間変動を打ち消すような値であり、例えば各パス毎に測
定した逆拡散信号の各ノイズレベルの２乗値を加算合成
した値の逆数値に設定される。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は復調方法及び復調回
路に係り、特に伝送路上で選択性フェージングが生じる
符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）方式により送信された信
号を復調する復調方法及び復調回路に関する。
路に係り、特に伝送路上で選択性フェージングが生じる
符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）方式により送信された信
号を復調する復調方法及び復調回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】符号分割多元接続（ＣＤＭＡ：Code Div
ision Multiple Access）方式は、送信側において複数
のチャネル毎に異なる拡散符号を１次変調されている情
報ビット列に乗じた後変調して同一の周波数帯域を共有
して送信し、受信側の復調回路においては受信信号を複
数のチャネルのうち希望のチャネルの送信側の拡散符号
と同一の拡散符号を受信信号と乗算することにより、希
望のチャネルの情報ビット列を得てから復調する。この
ＣＤＭＡ方式は、送信周波数帯域が広帯域なのでマルチ
パスによる選択性フェージングに強く、同一の周波数帯
域で多数のチャネルの情報を伝送でき、また、送信側と
同じ拡散符号を用いないと復調できないという秘話性が
あるので、移動通信方式などの多元接続方式として適し
ている。
ision Multiple Access）方式は、送信側において複数
のチャネル毎に異なる拡散符号を１次変調されている情
報ビット列に乗じた後変調して同一の周波数帯域を共有
して送信し、受信側の復調回路においては受信信号を複
数のチャネルのうち希望のチャネルの送信側の拡散符号
と同一の拡散符号を受信信号と乗算することにより、希
望のチャネルの情報ビット列を得てから復調する。この
ＣＤＭＡ方式は、送信周波数帯域が広帯域なのでマルチ
パスによる選択性フェージングに強く、同一の周波数帯
域で多数のチャネルの情報を伝送でき、また、送信側と
同じ拡散符号を用いないと復調できないという秘話性が
あるので、移動通信方式などの多元接続方式として適し
ている。
【０００３】図８は上記のＣＤＭＡ方式における従来の
復調回路の一例のブロック図を示す。同図において、所
定フレームフォーマットのディジタル信号である受信信
号は、パスサーチ回路１１及び逆拡散器１２にそれぞれ
入力される。この入力受信信号は、例えば、ＣＤＭＡ方
式による移動体通信システムに適用した場合、移動端末
から無線送信されて基地局で受信された信号であり、搬
送波を位相偏移変調（ＰＳＫ：Phase shift Keying）し
て得られた被変調波であり、更に、拡散符号により１シ
ンボルが複数のチップに拡散されている。この受信信号
の各スロットは、図９に示すように、実数部分（Ｉ信
号）がデータで、虚数部分（Ｑ信号）が既知の固定パタ
ーンのユニークワードからなり、Ｉ信号及びＱ信号の各
シンボルは拡散符号によって複数のチップに拡散されて
いる。上記の図９に示すフォーマットは、３ＧＰＰ（3r
d Generation Partnership Project）により規定されて
いる。
復調回路の一例のブロック図を示す。同図において、所
定フレームフォーマットのディジタル信号である受信信
号は、パスサーチ回路１１及び逆拡散器１２にそれぞれ
入力される。この入力受信信号は、例えば、ＣＤＭＡ方
式による移動体通信システムに適用した場合、移動端末
から無線送信されて基地局で受信された信号であり、搬
送波を位相偏移変調（ＰＳＫ：Phase shift Keying）し
て得られた被変調波であり、更に、拡散符号により１シ
ンボルが複数のチップに拡散されている。この受信信号
の各スロットは、図９に示すように、実数部分（Ｉ信
号）がデータで、虚数部分（Ｑ信号）が既知の固定パタ
ーンのユニークワードからなり、Ｉ信号及びＱ信号の各
シンボルは拡散符号によって複数のチップに拡散されて
いる。上記の図９に示すフォーマットは、３ＧＰＰ（3r
d Generation Partnership Project）により規定されて
いる。
【０００４】図８の逆拡散器１２がＭ個（Ｍは２以上の
整数）の相関器を有しているものとすると、図８のパス
サーチ回路１１は上記の入力受信信号から遅延プロファ
イルを生成し、検出・分離したパスをＭパスまで逆拡散
器１２に割り当てる。逆拡散器１２は、パスサーチ回路
１１において算出された遅延プロファイルから得られた
遅延量を用いて、各パスを逆拡散する。逆拡散されるこ
とにより、各パスのデータは、チップ単位からシンボル
単位のデータへと移行する。
整数）の相関器を有しているものとすると、図８のパス
サーチ回路１１は上記の入力受信信号から遅延プロファ
イルを生成し、検出・分離したパスをＭパスまで逆拡散
器１２に割り当てる。逆拡散器１２は、パスサーチ回路
１１において算出された遅延プロファイルから得られた
遅延量を用いて、各パスを逆拡散する。逆拡散されるこ
とにより、各パスのデータは、チップ単位からシンボル
単位のデータへと移行する。
【０００５】逆拡散器１２から出力されたデータは、Ｒ
ＡＫＥ合成回路１３に供給され、ここで各パスのデータ
毎にチャネル推定が行われ、位相補償がなされた後、合
成後のＳＮ比が最大になるような重み付けがなされ、各
パスのデータが足し合わされる。このＲＡＫＥ合成回路
１３から取り出された信号は、復号器１４に供給されメ
トリック計算により復号される。
ＡＫＥ合成回路１３に供給され、ここで各パスのデータ
毎にチャネル推定が行われ、位相補償がなされた後、合
成後のＳＮ比が最大になるような重み付けがなされ、各
パスのデータが足し合わされる。このＲＡＫＥ合成回路
１３から取り出された信号は、復号器１４に供給されメ
トリック計算により復号される。
【０００６】ところで、上記のＣＤＭＡ方式を移動通信
システムに適用した場合、高い符号化利得を有する誤り
訂正符号を導入することが行われており、この場合の復
調回路内の復号器においては、入力信号の歪みが時間変
動を打ち消すときに復号ゲインが最も大きくなることが
知られている（例えば、H.Meyr、「Digital Communicat
ion Receivers」、pp.690-697）。
システムに適用した場合、高い符号化利得を有する誤り
訂正符号を導入することが行われており、この場合の復
調回路内の復号器においては、入力信号の歪みが時間変
動を打ち消すときに復号ゲインが最も大きくなることが
知られている（例えば、H.Meyr、「Digital Communicat
ion Receivers」、pp.690-697）。
【０００７】しかるに、図８に示した従来の復調回路で
は、ＲＡＫＥ合成回路１３においては合成後のＳＮ比が
最大になるような重み付けを行っているが、合成出力信
号に重み付けすることは行っていないため、復号器１４
の入力信号のＳＮ比が十分に大きくなく、復号器１４の
メトリック計算時にメトリックの値が時間変動を受けて
しまうことがある。
は、ＲＡＫＥ合成回路１３においては合成後のＳＮ比が
最大になるような重み付けを行っているが、合成出力信
号に重み付けすることは行っていないため、復号器１４
の入力信号のＳＮ比が十分に大きくなく、復号器１４の
メトリック計算時にメトリックの値が時間変動を受けて
しまうことがある。
【０００８】そこで、従来よりＲＡＫＥ合成を行う場合
に、合成すべきパスタイミングを安定して抽出すること
により、確実なＲＡＫＥ合成を実現することで誤り率の
低い復調を行い得る復調回路が提案されている（特開平
１０−１７３６２９号公報；発明の名称「受信装
置」）。この従来の復調回路では、拡散符号の自己相関
値を計算し、その計算結果に、ＲＡＫＥ合成信号から測
定した受信品質測定結果を合成した数値を、自己相関値
の誤差範囲を見込んだ上下のしきい値とし、また、自局
に割り当てられた拡散符号と受信信号の相互相関値を計
算し、その相互相関値と上記上下のしきい値とを比較手
段により比較して、上下のしきい値の間にあれば無効な
相関値とみなして、拡散符号によって受信信号を逆拡散
して得た信号に対して重み付けを行う重み付け手段の対
応する重み付け係数を０とし、上下のしきい値の外にあ
れば有効な相関値とみなして、上記の重み付け係数を所
定値に設定した後、重み付け手段の出力信号を加算合成
してＲＡＫＥ合成された信号として復号器へ出力する構
成である。
に、合成すべきパスタイミングを安定して抽出すること
により、確実なＲＡＫＥ合成を実現することで誤り率の
低い復調を行い得る復調回路が提案されている（特開平
１０−１７３６２９号公報；発明の名称「受信装
置」）。この従来の復調回路では、拡散符号の自己相関
値を計算し、その計算結果に、ＲＡＫＥ合成信号から測
定した受信品質測定結果を合成した数値を、自己相関値
の誤差範囲を見込んだ上下のしきい値とし、また、自局
に割り当てられた拡散符号と受信信号の相互相関値を計
算し、その相互相関値と上記上下のしきい値とを比較手
段により比較して、上下のしきい値の間にあれば無効な
相関値とみなして、拡散符号によって受信信号を逆拡散
して得た信号に対して重み付けを行う重み付け手段の対
応する重み付け係数を０とし、上下のしきい値の外にあ
れば有効な相関値とみなして、上記の重み付け係数を所
定値に設定した後、重み付け手段の出力信号を加算合成
してＲＡＫＥ合成された信号として復号器へ出力する構
成である。
【０００９】この従来の復調回路では、拡散符号の自己
相関による誤ったタイミングを抽出しなくなり、自己相
関による誤タイミングの場所に有効な受信信号が存在し
たときは、その受信信号の相互相関値が拡散符号の自己
相関値とは異なるので、自己相関値によるしきい値を設
けることにより、自己相関値の影響を排除し、より確実
なパスを選別してＲＡＫＥ合成することができ、復号器
の誤り率を低く抑えることができる。
相関による誤ったタイミングを抽出しなくなり、自己相
関による誤タイミングの場所に有効な受信信号が存在し
たときは、その受信信号の相互相関値が拡散符号の自己
相関値とは異なるので、自己相関値によるしきい値を設
けることにより、自己相関値の影響を排除し、より確実
なパスを選別してＲＡＫＥ合成することができ、復号器
の誤り率を低く抑えることができる。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】しかるに、上記の従来
の復調回路は、拡散符号の自己相関値を計算する手段、
ＲＡＫＥ合成された信号から受信信号の品質（ＳＩＲ）
を算出する手段、受信信号の相互相関値と自己相関値を
比較する比較手段などが必要で回路構成が複雑である。
の復調回路は、拡散符号の自己相関値を計算する手段、
ＲＡＫＥ合成された信号から受信信号の品質（ＳＩＲ）
を算出する手段、受信信号の相互相関値と自己相関値を
比較する比較手段などが必要で回路構成が複雑である。
【００１１】本発明は以上の点に鑑みなされたもので、
復号ゲインを最大化することにより、誤り率を低く抑え
ながらＲＡＫＥ合成された信号を復調し得る復調方法及
び復調回路を提供することを目的とする。
復号ゲインを最大化することにより、誤り率を低く抑え
ながらＲＡＫＥ合成された信号を復調し得る復調方法及
び復調回路を提供することを目的とする。
【００１２】また、本発明の他の目的は、ＣＤＭＡ方式
の受信信号を受信する受信機の性能を簡単な構成により
向上し得る復調方法及び復調回路を提供することにあ
る。
の受信信号を受信する受信機の性能を簡単な構成により
向上し得る復調方法及び復調回路を提供することにあ
る。
【００１３】
【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
め、本発明復調方法は、拡散符号により情報信号が拡散
されている送信信号を受信し、送信側と同じ拡散符号を
用いて受信信号を逆拡散し、その逆拡散信号をＲＡＫＥ
合成回路によりキャリア再生及び最大比合成のための重
み付けを行うことにより得られたＲＡＫＥ合成信号を復
号器により復号する復調方法において、受信信号のＭ個
（Ｍは２以上の整数）のパスを検出・分離してＭ個の相
関器に割り当てて逆拡散して得られた逆拡散信号の各パ
ス毎にノイズを別々に測定したノイズ測定結果を合成し
てノイズ測定信号を生成し、このノイズ測定信号に基づ
いて、復号器におけるメトリック計算時において時間変
動を打ち消すような重み付け係数を算出し、この重み付
け係数をＲＡＫＥ合成信号に乗ずることを特徴とする。
め、本発明復調方法は、拡散符号により情報信号が拡散
されている送信信号を受信し、送信側と同じ拡散符号を
用いて受信信号を逆拡散し、その逆拡散信号をＲＡＫＥ
合成回路によりキャリア再生及び最大比合成のための重
み付けを行うことにより得られたＲＡＫＥ合成信号を復
号器により復号する復調方法において、受信信号のＭ個
（Ｍは２以上の整数）のパスを検出・分離してＭ個の相
関器に割り当てて逆拡散して得られた逆拡散信号の各パ
ス毎にノイズを別々に測定したノイズ測定結果を合成し
てノイズ測定信号を生成し、このノイズ測定信号に基づ
いて、復号器におけるメトリック計算時において時間変
動を打ち消すような重み付け係数を算出し、この重み付
け係数をＲＡＫＥ合成信号に乗ずることを特徴とする。
【００１４】また、上記の目的を達成するため、本発明
復調回路は、拡散符号により情報信号が拡散されている
送信信号を受信し、受信信号のＭ個（Ｍは２以上の整
数）のパスを検出・分離してＭ個の相関器に割り当てて
逆拡散する逆拡散手段と、逆拡散手段より取り出された
Ｍ個のパスの逆拡散信号を受け、各パス毎に逆拡散信号
のチャネル推定をして位相補償を行うと共に最大比合成
のための重み付け乗算を行って得られた各パスの信号を
合成してＲＡＫＥ合成信号を出力するＲＡＫＥ合成回路
と、逆拡散手段より取り出されたＭ個のパスの逆拡散信
号を受け、各パス毎に逆拡散信号のノイズを測定し、各
ノイズ測定結果を加算合成してノイズ測定信号を出力す
るノイズ測定回路と、ノイズ測定信号に基づいて重み付
け係数を算出し、この重み付け係数をＲＡＫＥ合成信号
に乗ずる重み付け回路と、重み付け回路の出力信号を復
号する復号器とを有し、重み付け回路は、復号器におけ
るメトリック計算時において時間変動を打ち消すような
値の重み付け係数を用いた重み付けを行う構成としたも
のである。
復調回路は、拡散符号により情報信号が拡散されている
送信信号を受信し、受信信号のＭ個（Ｍは２以上の整
数）のパスを検出・分離してＭ個の相関器に割り当てて
逆拡散する逆拡散手段と、逆拡散手段より取り出された
Ｍ個のパスの逆拡散信号を受け、各パス毎に逆拡散信号
のチャネル推定をして位相補償を行うと共に最大比合成
のための重み付け乗算を行って得られた各パスの信号を
合成してＲＡＫＥ合成信号を出力するＲＡＫＥ合成回路
と、逆拡散手段より取り出されたＭ個のパスの逆拡散信
号を受け、各パス毎に逆拡散信号のノイズを測定し、各
ノイズ測定結果を加算合成してノイズ測定信号を出力す
るノイズ測定回路と、ノイズ測定信号に基づいて重み付
け係数を算出し、この重み付け係数をＲＡＫＥ合成信号
に乗ずる重み付け回路と、重み付け回路の出力信号を復
号する復号器とを有し、重み付け回路は、復号器におけ
るメトリック計算時において時間変動を打ち消すような
値の重み付け係数を用いた重み付けを行う構成としたも
のである。
【００１５】本発明になる復調方法及び復調回路では、
各パス毎に逆拡散信号のノイズを測定し、各ノイズ測定
結果を加算合成してノイズ測定信号を生成し、このノイ
ズ測定信号に基づいて、復号器におけるメトリック計算
時において時間変動を打ち消すような重み付け係数を算
出し、この重み付け係数をＲＡＫＥ合成信号に乗ずるこ
とにより、復号器に入力されるＲＡＫＥ合成信号を、復
号ゲインが最大となるようにできる。
各パス毎に逆拡散信号のノイズを測定し、各ノイズ測定
結果を加算合成してノイズ測定信号を生成し、このノイ
ズ測定信号に基づいて、復号器におけるメトリック計算
時において時間変動を打ち消すような重み付け係数を算
出し、この重み付け係数をＲＡＫＥ合成信号に乗ずるこ
とにより、復号器に入力されるＲＡＫＥ合成信号を、復
号ゲインが最大となるようにできる。
【００１６】また、本発明は、ノイズ測定回路を、各パ
ス毎に測定した逆拡散信号の各ノイズレベルの２乗値を
加算合成してノイズ測定信号として出力し、重み付け回
路は、ノイズ測定信号の逆数値を重み付け係数としてＲ
ＡＫＥ合成信号に乗ずる構成としたものである。この発
明では、ＲＡＫＥ合成信号に乗ずる重み付け係数の値を
自動的に算出することができる。
ス毎に測定した逆拡散信号の各ノイズレベルの２乗値を
加算合成してノイズ測定信号として出力し、重み付け回
路は、ノイズ測定信号の逆数値を重み付け係数としてＲ
ＡＫＥ合成信号に乗ずる構成としたものである。この発
明では、ＲＡＫＥ合成信号に乗ずる重み付け係数の値を
自動的に算出することができる。
【００１７】また、本発明は、受信信号が所定フレーム
フォーマットのディジタル信号で、かつ、搬送波を変調
して得られた被変調波であり、拡散符号により１シンボ
ルが複数のチップに拡散されたＣＤＭＡ方式の信号であ
り、逆拡散手段が、受信信号から遅延プロファイルを生
成して、Ｍ個のパスを検出・分離するパスサーチ回路
と、パスサーチ回路において検出・分離されたＭ個のパ
スがそれぞれ割り当てられ、遅延プロファイルから得ら
れた遅延量を用いてＭ個のパスの受信信号を別々に逆拡
散するＭ個の相関器を有する逆拡散器とからなることを
特徴とする。この発明では、ＣＤＭＡ方式の受信信号に
対して、復号器におけるゲインを最大にすることができ
る。
フォーマットのディジタル信号で、かつ、搬送波を変調
して得られた被変調波であり、拡散符号により１シンボ
ルが複数のチップに拡散されたＣＤＭＡ方式の信号であ
り、逆拡散手段が、受信信号から遅延プロファイルを生
成して、Ｍ個のパスを検出・分離するパスサーチ回路
と、パスサーチ回路において検出・分離されたＭ個のパ
スがそれぞれ割り当てられ、遅延プロファイルから得ら
れた遅延量を用いてＭ個のパスの受信信号を別々に逆拡
散するＭ個の相関器を有する逆拡散器とからなることを
特徴とする。この発明では、ＣＤＭＡ方式の受信信号に
対して、復号器におけるゲインを最大にすることができ
る。
【００１８】また、本発明は、上記の目的を達成するた
め、送信信号は、移動端末が基地局及び網をそれぞれ通
して相手端末と通信する移動体通信システムにおいて、
移動端末から基地局へ無線送信された信号であり、デー
タのみからなるＩ信号と、既知の固定パターンのユニー
クワードからなるＱ信号とからなり、かつ、Ｉ信号とＱ
信号の各シンボルが拡散符号によって複数のチップに拡
散されている信号を用いることができる。
め、送信信号は、移動端末が基地局及び網をそれぞれ通
して相手端末と通信する移動体通信システムにおいて、
移動端末から基地局へ無線送信された信号であり、デー
タのみからなるＩ信号と、既知の固定パターンのユニー
クワードからなるＱ信号とからなり、かつ、Ｉ信号とＱ
信号の各シンボルが拡散符号によって複数のチップに拡
散されている信号を用いることができる。
【００１９】また、本発明では、逆拡散手段からノイズ
測定回路に入力されるＭ個のパスの逆拡散信号のうち、
ｋ番目のフィンガの逆拡散信号をｃk・ａ（ｔ）＋ｎkと
したとき（ただし、ｃkはフェージング成分、ａ（ｔ）
は送信信号、ｎkはノイズ）、重み付け回路は、ノイズ
測定回路の出力ノイズ測定信号に基づいて、重み付け係
数として｜ｎk｜2の総和（ｋ＝１〜Ｍ）の逆数値をＲＡ
ＫＥ合成信号に乗ずることを特徴とする。これにより、
復号器におけるメトリック計算時において時間変動を打
ち消すことができる。
測定回路に入力されるＭ個のパスの逆拡散信号のうち、
ｋ番目のフィンガの逆拡散信号をｃk・ａ（ｔ）＋ｎkと
したとき（ただし、ｃkはフェージング成分、ａ（ｔ）
は送信信号、ｎkはノイズ）、重み付け回路は、ノイズ
測定回路の出力ノイズ測定信号に基づいて、重み付け係
数として｜ｎk｜2の総和（ｋ＝１〜Ｍ）の逆数値をＲＡ
ＫＥ合成信号に乗ずることを特徴とする。これにより、
復号器におけるメトリック計算時において時間変動を打
ち消すことができる。
【００２０】
【発明の実施の形態】次に、本発明の実施の形態につい
て図面と共に説明する。図１は本発明になる復調回路の
一実施の形態のブロック図を示す。同図中、図８と同一
構成部分には同一符号を付してある。この実施の形態は
例えば、移動端末が基地局及び網をそれぞれ通して相手
端末と通信する移動体通信システムにおいて、移動端末
との間で無線通信する基地局における復調回路である。
て図面と共に説明する。図１は本発明になる復調回路の
一実施の形態のブロック図を示す。同図中、図８と同一
構成部分には同一符号を付してある。この実施の形態は
例えば、移動端末が基地局及び網をそれぞれ通して相手
端末と通信する移動体通信システムにおいて、移動端末
との間で無線通信する基地局における復調回路である。
【００２１】図１において、パスサーチ回路１１及び逆
拡散器１２にそれぞれ入力される受信信号は図９に示し
た実数部分（Ｉ信号）がデータで、虚数部分（Ｑ信号）
が既知の固定パターンのユニークワードからなり、Ｉ信
号及びＱ信号の各シンボルが拡散符号によって複数のチ
ップに拡散されている。すなわち、受信信号は、周波数
スペクトラムが拡散符号により拡散されている、例えば
ＰＳＫ変調波である。
拡散器１２にそれぞれ入力される受信信号は図９に示し
た実数部分（Ｉ信号）がデータで、虚数部分（Ｑ信号）
が既知の固定パターンのユニークワードからなり、Ｉ信
号及びＱ信号の各シンボルが拡散符号によって複数のチ
ップに拡散されている。すなわち、受信信号は、周波数
スペクトラムが拡散符号により拡散されている、例えば
ＰＳＫ変調波である。
【００２２】パスサーチ回路１１は、同期捕捉のための
回路であり、従来よりスライディング相関器を用いる方
法やマッチトフィルタを用いる方法などが知られてお
り、ここではこれらのどちらも使用可能である。例え
ば、スライディング相関器を用いる方法では、適当な位
相の拡散符号（ＰＮ系列）と受信信号とをチップ単位で
乗算し、その乗算結果を拡散符号の１周期にわたって積
分し、その値が予め設定されたしきい値より大きければ
そこを同期ポイントとし、しきい値以下であれば、拡散
符号の位相を少し動かして再び受信信号と乗算し、その
乗算結果を積分する。このようにして拡散符号の１周期
分についてすべて受信信号との乗算、積分を行うと、受
信側と同一の拡散符号で拡散されている送信信号が受信
されている場合は、どこかで相関値のピークが検出でき
る。そして、ピークの位置に拡散符号発生器の出力拡散
符号の位相を合わせる。
回路であり、従来よりスライディング相関器を用いる方
法やマッチトフィルタを用いる方法などが知られてお
り、ここではこれらのどちらも使用可能である。例え
ば、スライディング相関器を用いる方法では、適当な位
相の拡散符号（ＰＮ系列）と受信信号とをチップ単位で
乗算し、その乗算結果を拡散符号の１周期にわたって積
分し、その値が予め設定されたしきい値より大きければ
そこを同期ポイントとし、しきい値以下であれば、拡散
符号の位相を少し動かして再び受信信号と乗算し、その
乗算結果を積分する。このようにして拡散符号の１周期
分についてすべて受信信号との乗算、積分を行うと、受
信側と同一の拡散符号で拡散されている送信信号が受信
されている場合は、どこかで相関値のピークが検出でき
る。そして、ピークの位置に拡散符号発生器の出力拡散
符号の位相を合わせる。
【００２３】マッチトフィルタを用いる方法は、シフト
レジスタに受信信号を入力し、そのシフトレジスタから
拡散符号の正の値に対応したビット出力端子からの信号
を第１の加算器で加算し、拡散符号の負の値に対応した
ビット出力端子からの信号を第２の加算器で加算し、そ
れらの加算出力を合成して相関値ピーク判定を行う方法
である。
レジスタに受信信号を入力し、そのシフトレジスタから
拡散符号の正の値に対応したビット出力端子からの信号
を第１の加算器で加算し、拡散符号の負の値に対応した
ビット出力端子からの信号を第２の加算器で加算し、そ
れらの加算出力を合成して相関値ピーク判定を行う方法
である。
【００２４】ここで、送信信号は建造物その他に反射し
たり、あるいは回折や散乱し、幾つかの経路（パス）を
経て受信機にて受信されるから、上記の受信信号は遅延
時間が異なる多重送信信号である。従って、パスサーチ
回路１１は遅延時間の異なるＭ個のパスについて上記の
相関ピーク判定をそれぞれ行う。このようにして、パス
サーチ回路１１はＭパスのそれぞれについて相関値ピー
ク判定を行い、得られたタイミング信号を逆拡散器１２
に供給する。
たり、あるいは回折や散乱し、幾つかの経路（パス）を
経て受信機にて受信されるから、上記の受信信号は遅延
時間が異なる多重送信信号である。従って、パスサーチ
回路１１は遅延時間の異なるＭ個のパスについて上記の
相関ピーク判定をそれぞれ行う。このようにして、パス
サーチ回路１１はＭパスのそれぞれについて相関値ピー
ク判定を行い、得られたタイミング信号を逆拡散器１２
に供給する。
【００２５】図２は逆拡散器１２の一例のブロック図を
示す。同図に示す逆拡散器１２はＭ個の相関器１８1〜
１８Mから構成されており、これらに共通に入力される
拡散符号ｐｎと受信信号との相関を、前記パスサーチ回
路１１よりの各パスのタイミング（各パスのタイミン
グ）でとる。この相関をとることを逆拡散といい、Ｍ個
の相関器１８1〜１８Mからの信号は、それぞれＭ個のパ
スの各パスのデータとして出力される。この各パスのデ
ータは、逆拡散により、チップ単位からシンボル単位の
データへと移行する。
示す。同図に示す逆拡散器１２はＭ個の相関器１８1〜
１８Mから構成されており、これらに共通に入力される
拡散符号ｐｎと受信信号との相関を、前記パスサーチ回
路１１よりの各パスのタイミング（各パスのタイミン
グ）でとる。この相関をとることを逆拡散といい、Ｍ個
の相関器１８1〜１８Mからの信号は、それぞれＭ個のパ
スの各パスのデータとして出力される。この各パスのデ
ータは、逆拡散により、チップ単位からシンボル単位の
データへと移行する。
【００２６】なお、実際にはＭ個の相関器１８1〜１８M
は受信信号のＩ信号用とＱ信号用の２種類があり、Ｉ信
号用のＭ個の相関器には第１の拡散符号が共通に入力さ
れ、Ｑ信号用のＭ個の相関器には第２の拡散符号が共通
に入力される。また、これらＭ個ずつの２種類の相関器
１８1〜１８Mは基地局においてサービスするユーザ分設
けられている。しかし、説明の簡単のため、本明細書で
は特に断らない限り、図２に示すように、Ｉ信号とＱ信
号についてはまとめて説明する。
は受信信号のＩ信号用とＱ信号用の２種類があり、Ｉ信
号用のＭ個の相関器には第１の拡散符号が共通に入力さ
れ、Ｑ信号用のＭ個の相関器には第２の拡散符号が共通
に入力される。また、これらＭ個ずつの２種類の相関器
１８1〜１８Mは基地局においてサービスするユーザ分設
けられている。しかし、説明の簡単のため、本明細書で
は特に断らない限り、図２に示すように、Ｉ信号とＱ信
号についてはまとめて説明する。
【００２７】逆拡散器１２から出力されたデータは、図
３の構成のＲＡＫＥ合成回路１３と図５の構成のノイズ
測定回路１５にそれぞれ供給される。この実施の形態は
このノイズ測定回路１５を設けた点と、ＲＡＫＥ合成回
路１３と復号器１４の間に重み付け回路１６を設けた点
に特徴がある。
３の構成のＲＡＫＥ合成回路１３と図５の構成のノイズ
測定回路１５にそれぞれ供給される。この実施の形態は
このノイズ測定回路１５を設けた点と、ＲＡＫＥ合成回
路１３と復号器１４の間に重み付け回路１６を設けた点
に特徴がある。
【００２８】図３はＲＡＫＥ合成回路１３の一例のブロ
ック図を示す。同図において、逆拡散器１２のＭ個の相
関器１８1〜１８Mからそれぞれ出力された各パスのデー
タは、パス毎に対応して設けられたチャネル推定器２１
1〜２１Mに供給されて歪み成分が検出される。
ック図を示す。同図において、逆拡散器１２のＭ個の相
関器１８1〜１８Mからそれぞれ出力された各パスのデー
タは、パス毎に対応して設けられたチャネル推定器２１
1〜２１Mに供給されて歪み成分が検出される。
【００２９】チャネル推定器２１1〜２１Mはそれぞれ同
一構成であり、例えば図４のブロック図に示すように、
逆変調器２１１と位相推定器２１２とから構成されてい
る。逆変調器２１１は入力データをユニークワードと乗
算して逆変調を行い、得られたデータを位相推定器２１
２に供給する。位相推定器２１２は、入力データの各シ
ンボルの位相を推定して歪み成分として出力する。
一構成であり、例えば図４のブロック図に示すように、
逆変調器２１１と位相推定器２１２とから構成されてい
る。逆変調器２１１は入力データをユニークワードと乗
算して逆変調を行い、得られたデータを位相推定器２１
２に供給する。位相推定器２１２は、入力データの各シ
ンボルの位相を推定して歪み成分として出力する。
【００３０】再び図３に戻って説明するに、上記の歪み
成分は、チャネル推定器２１1〜２１Mの処理時間分の遅
延時間を有する、時間合わせのための遅延回路２０1〜
２０ Mをへて入力された相関器１８1〜１８Mからの各パ
スのデータと乗算器２２1〜２２Mにて乗算されて位相補
償がなされる。乗算器２２1〜２２Mの各出力信号は、そ
れぞれ対応して設けられた乗算器２３1〜２３Mに別々に
供給されて重み付け係数Ｗ１〜ＷＭと乗算されることに
より、合成後のＳＮ比が最大になるような重み付けがな
される。
成分は、チャネル推定器２１1〜２１Mの処理時間分の遅
延時間を有する、時間合わせのための遅延回路２０1〜
２０ Mをへて入力された相関器１８1〜１８Mからの各パ
スのデータと乗算器２２1〜２２Mにて乗算されて位相補
償がなされる。乗算器２２1〜２２Mの各出力信号は、そ
れぞれ対応して設けられた乗算器２３1〜２３Mに別々に
供給されて重み付け係数Ｗ１〜ＷＭと乗算されることに
より、合成後のＳＮ比が最大になるような重み付けがな
される。
【００３１】乗算器２３1〜２３Mから取り出された各パ
スの出力データは、加算器２４に供給されて加算合成さ
れ、ＲＡＫＥ合成信号として出力される。この図３のＲ
ＡＫＥ合成回路１３の構成自体は従来より知られてい
る。
スの出力データは、加算器２４に供給されて加算合成さ
れ、ＲＡＫＥ合成信号として出力される。この図３のＲ
ＡＫＥ合成回路１３の構成自体は従来より知られてい
る。
【００３２】図５はノイズ測定回路１５の一実施の形態
のブロック図を示す。同図において、逆拡散器１２のＭ
個の相関器１８1〜１８Mからそれぞれ出力された各パス
のデータは、パス毎に対応して設けられたノイズ測定器
３１1〜３１Mにそれぞれ供給され、ここでノイズが各パ
ス毎に検出測定され、各測定結果が加算器３２に供給さ
れて加算合成され、ノイズ測定信号として図１の重み付
け回路１６に供給される。
のブロック図を示す。同図において、逆拡散器１２のＭ
個の相関器１８1〜１８Mからそれぞれ出力された各パス
のデータは、パス毎に対応して設けられたノイズ測定器
３１1〜３１Mにそれぞれ供給され、ここでノイズが各パ
ス毎に検出測定され、各測定結果が加算器３２に供給さ
れて加算合成され、ノイズ測定信号として図１の重み付
け回路１６に供給される。
【００３３】図６はノイズ測定器３１1〜３１Mのうちの
任意のノイズ測定器の一実施の形態のブロック系統図を
示す。同図に示すように、ｋ番目のフィンガのノイズ測
定器３１kは、逆拡散器１２の出力信号が入力され、チ
ャネル推定を行いフェージングに対応した歪み成分を出
力するチャネル推定器３４と、逆拡散器１２の出力信号
とチャネル推定器３４の出力信号との除算を行う除算器
３５と、２乗回路３６及び３８と、２乗回路３６の出力
信号と「１」との引き算を行う減算器３７と、乗算器３
９及び平均化回路４０よりなる構成である。
任意のノイズ測定器の一実施の形態のブロック系統図を
示す。同図に示すように、ｋ番目のフィンガのノイズ測
定器３１kは、逆拡散器１２の出力信号が入力され、チ
ャネル推定を行いフェージングに対応した歪み成分を出
力するチャネル推定器３４と、逆拡散器１２の出力信号
とチャネル推定器３４の出力信号との除算を行う除算器
３５と、２乗回路３６及び３８と、２乗回路３６の出力
信号と「１」との引き算を行う減算器３７と、乗算器３
９及び平均化回路４０よりなる構成である。
【００３４】２乗回路３６は、除算器３５の出力信号の
値の絶対値の２乗を演算算出する回路である。２乗回路
３８は、チャネル推定器３４の出力信号の値の絶対値の
２乗を演算算出する回路である。また、乗算器３９は減
算器３７と２乗回路３８の各出力信号の乗算を行う。平
均化回路４０は乗算器３９から取り出された信号の平均
化をとる。この平均化回路４０から出力された信号が前
記の図５の加算器３２に供給されて合成される。
値の絶対値の２乗を演算算出する回路である。２乗回路
３８は、チャネル推定器３４の出力信号の値の絶対値の
２乗を演算算出する回路である。また、乗算器３９は減
算器３７と２乗回路３８の各出力信号の乗算を行う。平
均化回路４０は乗算器３９から取り出された信号の平均
化をとる。この平均化回路４０から出力された信号が前
記の図５の加算器３２に供給されて合成される。
【００３５】図１の重み付け回路１６は図７に示すよう
に乗算器４５から構成されており、ＲＡＫＥ合成回路１
３からのＲＡＫＥ合成信号に、ノイズ測定回路１５から
のノイズ測定信号を重み付け係数として乗算し、その乗
算結果の信号を復号器１４へ出力する。重み付け回路１
６により重み付けされたＲＡＫＥ合成信号は、後述する
ようにノイズが除去又は低減された復調信号である。復
号器１４は重み付け回路１６から取り出された復調信号
に対する復号動作を行って誤り訂正された情報信号を出
力する。
に乗算器４５から構成されており、ＲＡＫＥ合成回路１
３からのＲＡＫＥ合成信号に、ノイズ測定回路１５から
のノイズ測定信号を重み付け係数として乗算し、その乗
算結果の信号を復号器１４へ出力する。重み付け回路１
６により重み付けされたＲＡＫＥ合成信号は、後述する
ようにノイズが除去又は低減された復調信号である。復
号器１４は重み付け回路１６から取り出された復調信号
に対する復号動作を行って誤り訂正された情報信号を出
力する。
【００３６】この復号器１４は、例えば公知のビタビ復
号器であり、入力信号からブランチメトリックを計算
し、そのブランチメトリックを１クロック毎に累積加算
してパスメトリックを計算し、そのパスメトリックが最
小となる最も確からしいデータ列をパスメモリにより選
択する。パスメモリは複数の候補系列を蓄積しており、
パスメトリック値に従って、選択した候補系列を復号デ
ータとして出力する。
号器であり、入力信号からブランチメトリックを計算
し、そのブランチメトリックを１クロック毎に累積加算
してパスメトリックを計算し、そのパスメトリックが最
小となる最も確からしいデータ列をパスメモリにより選
択する。パスメモリは複数の候補系列を蓄積しており、
パスメトリック値に従って、選択した候補系列を復号デ
ータとして出力する。
【００３７】次に、本実施の形態の要部の動作について
更に詳細に説明する。ＲＡＫＥ合成回路１３は図３に示
したようにＭパス存在し、そのうちのｋ番目のフィンガ
のＲＡＫＥ合成回路１３の入力信号を ｃk・ａ（ｔ）＋ｎk とする。ここで、ａ（ｔ）は送信信号、ｃkはフェージ
ング、ｎkはノイズを示し、各変数は複素数である。
更に詳細に説明する。ＲＡＫＥ合成回路１３は図３に示
したようにＭパス存在し、そのうちのｋ番目のフィンガ
のＲＡＫＥ合成回路１３の入力信号を ｃk・ａ（ｔ）＋ｎk とする。ここで、ａ（ｔ）は送信信号、ｃkはフェージ
ング、ｎkはノイズを示し、各変数は複素数である。
【００３８】ｋ番目のフィンガのチャネル推定器２１k
の出力信号は、理想的に推定できた場合は１／ｃkで表
されるため、ｋ番目のフィンガの乗算器２２kは、理想
的な場合 ｛ｃk・ａ（ｔ）＋ｎk｝／ｃk で表される。この乗算器２２kの出力信号は位相補償さ
れており、次に乗算器２３kに供給されて合成後のＳＮ
比を最大にするような重み付け係数Ｗｋと乗算される。
このため、乗算器２２kの出力信号は （ｃk・ａ（ｔ）＋ｎk）・Ｗｋ／ｃk で表される。ここで、上記の重み付け係数Ｗｋは｜ｃk
｜2であり、また複素数であるフェージングｃkと複素共
役な複素数をｃk *とすると、 ｃk・ｃk *＝｜ｃk｜2 であるから、重み付けした後の乗算器２３ｋの出力信号
は次式で表せる。
の出力信号は、理想的に推定できた場合は１／ｃkで表
されるため、ｋ番目のフィンガの乗算器２２kは、理想
的な場合 ｛ｃk・ａ（ｔ）＋ｎk｝／ｃk で表される。この乗算器２２kの出力信号は位相補償さ
れており、次に乗算器２３kに供給されて合成後のＳＮ
比を最大にするような重み付け係数Ｗｋと乗算される。
このため、乗算器２２kの出力信号は （ｃk・ａ（ｔ）＋ｎk）・Ｗｋ／ｃk で表される。ここで、上記の重み付け係数Ｗｋは｜ｃk
｜2であり、また複素数であるフェージングｃkと複素共
役な複素数をｃk *とすると、 ｃk・ｃk *＝｜ｃk｜2 であるから、重み付けした後の乗算器２３ｋの出力信号
は次式で表せる。
【００３９】 （ｃk・ａ（ｔ）＋ｎk）・Ｗｋ／ｃk ＝（ｃk・ａ（ｔ）＋ｎk）・ｃk * ＝｜ｃk｜2ａ（ｔ）＋ｎk・ｃk * （１） 加算器２４はＭパスの乗算器２３１〜２３Ｍの各出力信
号を加算合成するから、加算器２４から出力されるＲＡ
ＫＥ合成信号は次式で表せる。
号を加算合成するから、加算器２４から出力されるＲＡ
ＫＥ合成信号は次式で表せる。
【００４０】
【数１】
【００４１】このＲＡＫＥ合成信号は復号器１４に入力
されるから、復号器１４の入力信号を、（２）式を変形
して次式
されるから、復号器１４の入力信号を、（２）式を変形
して次式
【００４２】
【数２】
【００４３】で表すものとすると、復号器１４内でのブ
ランチメトリックは、（３）式を用いて次式で表され
る。
ランチメトリックは、（３）式を用いて次式で表され
る。
【００４４】
【数３】
【００４５】ただし、（４）式中、ｂ（ｔ）は復号器１
４内のブランチの値である。また、（４）式はｂ（ｔ）
＝ａ（ｔ）、すなわち正しいパス選択を行ったときの式
である。
４内のブランチの値である。また、（４）式はｂ（ｔ）
＝ａ（ｔ）、すなわち正しいパス選択を行ったときの式
である。
【００４６】ノイズ成分は各々無相関であるものとする
と、（４）式は次式に書き改めることができる。
と、（４）式は次式に書き改めることができる。
【００４７】
【数４】
【００４８】よって、復号ゲインを最適にするためにブ
ランチメトリックが時間変動を打ち消すようにするに
は、ｔに関係なくブランチメトリックが一定値となれば
よいから、次式を満足すればよい。
ランチメトリックが時間変動を打ち消すようにするに
は、ｔに関係なくブランチメトリックが一定値となれば
よいから、次式を満足すればよい。
【００４９】
【数５】
【００５０】ここで、（６）式において、
【数６】 であり、これは誤差の累積であるから最小であることが
望ましい。よって、（７）式の左辺の値を最小とするに
は、（７）式の右辺中の
望ましい。よって、（７）式の左辺の値を最小とするに
は、（７）式の右辺中の
【数７】 を最大にすればよい。このためには、（６）式に示した
ブランチメトリックの右辺の係数
ブランチメトリックの右辺の係数
【００５１】
【数８】
【００５２】を、復号器１４の入力信号に重み係数とし
て乗ずればよい。この重み係数を（３）式で表される復
号器１４の入力ＲＡＫＥ合成信号に乗じることにより得
られる復号器１４の入力信号は、（３）式から次式が得
られる。
て乗ずればよい。この重み係数を（３）式で表される復
号器１４の入力ＲＡＫＥ合成信号に乗じることにより得
られる復号器１４の入力信号は、（３）式から次式が得
られる。
【００５３】
【数９】
【００５４】よって、上記の（８）式の右辺と（２）式
のＲＡＫＥ合成信号とを比較すると、ＲＡＫＥ合成信号
に
のＲＡＫＥ合成信号とを比較すると、ＲＡＫＥ合成信号
に
【００５５】
【数１０】
【００５６】を重み係数として乗算すればよい。
【００５７】次に、この重み係数の生成について説明す
る。ノイズ測定回路１５内のｋ番目のフィンガの図６に
示したノイズ測定器３１kは、ｋ番目のフィンガのＲＡ
ＫＥ合成回路１３の入力信号と同じ ｃk・ａ（ｔ）＋ｎk で表される信号が逆拡散器１２内の相関器１８kから入
力され、チャネル推定器３４でフェージング成分ｃkを
取り出し、これを除算器３５に入力して上記の入力信号
と除算することにより、 ａ（ｔ）＋（ｎk／ｃk） で表される信号を得る一方、２乗回路３８に供給されて
絶対値の２乗の値を演算算出する。
る。ノイズ測定回路１５内のｋ番目のフィンガの図６に
示したノイズ測定器３１kは、ｋ番目のフィンガのＲＡ
ＫＥ合成回路１３の入力信号と同じ ｃk・ａ（ｔ）＋ｎk で表される信号が逆拡散器１２内の相関器１８kから入
力され、チャネル推定器３４でフェージング成分ｃkを
取り出し、これを除算器３５に入力して上記の入力信号
と除算することにより、 ａ（ｔ）＋（ｎk／ｃk） で表される信号を得る一方、２乗回路３８に供給されて
絶対値の２乗の値を演算算出する。
【００５８】除算器３５の出力信号は２乗回路３６に供
給され、ここで絶対値の２乗の値 ｜ａ（ｔ）＋（ｎk／ｃk）｜2 に演算算出された後、減算器３７に供給され、ここで以
下の演算が行われる。
給され、ここで絶対値の２乗の値 ｜ａ（ｔ）＋（ｎk／ｃk）｜2 に演算算出された後、減算器３７に供給され、ここで以
下の演算が行われる。
【００５９】
【数１１】
【００６０】上記の（９）式で表される減算器３７の出
力信号は、２乗回路３８から出力された信号と乗算器３
９に供給されて乗算され、｜ｃk｜2で表される乗算信号
とされた後、平均化回路４０を通して図５の加算器３２
に供給される。
力信号は、２乗回路３８から出力された信号と乗算器３
９に供給されて乗算され、｜ｃk｜2で表される乗算信号
とされた後、平均化回路４０を通して図５の加算器３２
に供給される。
【００６１】加算器３２はこのようにして得られたＭパ
ス分のノイズ測定器出力信号｜ｃk｜2の逆数値を加算合
成し、これにより数１０に示した数式で表されるノイズ
測定信号を生成する。
ス分のノイズ測定器出力信号｜ｃk｜2の逆数値を加算合
成し、これにより数１０に示した数式で表されるノイズ
測定信号を生成する。
【００６２】図１の重み付け回路１６（図７の乗算器４
５）は、ＲＡＫＥ合成回路１３からの（２）式のＲＡＫ
Ｅ合成信号に、ノイズ測定回路１５からの上記の各パス
のノイズの２乗値を加算合成した、数１０に示した数式
で表されるノイズ測定信号を重み付け係数として乗算す
ることにより、（８）式で表される乗算結果の信号を得
て、これを復号器１４へ供給する。
５）は、ＲＡＫＥ合成回路１３からの（２）式のＲＡＫ
Ｅ合成信号に、ノイズ測定回路１５からの上記の各パス
のノイズの２乗値を加算合成した、数１０に示した数式
で表されるノイズ測定信号を重み付け係数として乗算す
ることにより、（８）式で表される乗算結果の信号を得
て、これを復号器１４へ供給する。
【００６３】これにより、復号器１４はメトリック計算
時において入力信号の歪みが時間変動を受けず、よって
前述した文献から知られているように、このとき復号ゲ
インを最大にでき、誤り訂正後のビット・エラー・レー
ト（ＢＥＲ）を低く保つことができる。また、拡散符号
の自己相関の計算手段や比較手段、受信レベル測定手段
が不要なので、回路構成を簡略化できる。
時において入力信号の歪みが時間変動を受けず、よって
前述した文献から知られているように、このとき復号ゲ
インを最大にでき、誤り訂正後のビット・エラー・レー
ト（ＢＥＲ）を低く保つことができる。また、拡散符号
の自己相関の計算手段や比較手段、受信レベル測定手段
が不要なので、回路構成を簡略化できる。
【００６４】なお、本発明は上記の実施の形態に限定さ
れるものではなく、例えば信号のフォーマットは図９以
外のデータとユニークワードが時間多重されたフォーマ
ットでもよく、また、ＣＤＭＡに限らず、最大比ＲＡＫ
Ｅ合成を用いるシステムに、この重み係数計算方法を適
用することができる。また、上記の実施の形態では、数
１０に示した数式で表される重み付け係数を、ノイズ測
定回路１５内の加算器３２で生成するように説明した
が、加算器３２は数１０に示した数式の分母の値を算出
し、重み付け回路１６において、ＲＡＫＥ合成信号をこ
のノイズ測定信号で除算する構成としてもよいことは勿
論である。
れるものではなく、例えば信号のフォーマットは図９以
外のデータとユニークワードが時間多重されたフォーマ
ットでもよく、また、ＣＤＭＡに限らず、最大比ＲＡＫ
Ｅ合成を用いるシステムに、この重み係数計算方法を適
用することができる。また、上記の実施の形態では、数
１０に示した数式で表される重み付け係数を、ノイズ測
定回路１５内の加算器３２で生成するように説明した
が、加算器３２は数１０に示した数式の分母の値を算出
し、重み付け回路１６において、ＲＡＫＥ合成信号をこ
のノイズ測定信号で除算する構成としてもよいことは勿
論である。
【００６５】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
各パス毎に逆拡散信号のノイズを測定し、各ノイズ測定
結果を加算合成してノイズ測定信号を生成し、このノイ
ズ測定信号に基づいて、復号器内のメトリック計算時に
おいて入力信号の歪みの時間変動を打ち消すような重み
付け係数を算出してＲＡＫＥ合成信号に乗ずるようにし
たため、復号器におけるゲインが最大とすることがで
き、従来に比し誤り率（ＢＥＲ）を低く抑えながらの復
調ができ、よって受信機の性能を向上させることができ
る。
各パス毎に逆拡散信号のノイズを測定し、各ノイズ測定
結果を加算合成してノイズ測定信号を生成し、このノイ
ズ測定信号に基づいて、復号器内のメトリック計算時に
おいて入力信号の歪みの時間変動を打ち消すような重み
付け係数を算出してＲＡＫＥ合成信号に乗ずるようにし
たため、復号器におけるゲインが最大とすることがで
き、従来に比し誤り率（ＢＥＲ）を低く抑えながらの復
調ができ、よって受信機の性能を向上させることができ
る。
【００６６】また、本発明によれば、各パス毎に逆拡散
信号のノイズを測定して得た測定結果から重み付け係数
を算出するようにしているため、拡散符号の自己相関値
を計算する手段、ＲＡＫＥ合成された信号から受信信号
の品質（ＳＩＲ）を算出する手段、受信信号の相互相関
値と自己相関値を比較する比較手段などを不要にでき、
従来に比べて回路構成を簡略化できる。
信号のノイズを測定して得た測定結果から重み付け係数
を算出するようにしているため、拡散符号の自己相関値
を計算する手段、ＲＡＫＥ合成された信号から受信信号
の品質（ＳＩＲ）を算出する手段、受信信号の相互相関
値と自己相関値を比較する比較手段などを不要にでき、
従来に比べて回路構成を簡略化できる。
【図１】本発明の一実施の形態のブロック図である。
【図２】図１中の逆変換器の一例のブロック図である。
【図３】ＲＡＫＥ合成回路の一例のブロック図である。
【図４】図３中のチャネル推定器の一例のブロック図で
ある。
ある。
【図５】図１中のノイズ測定回路の一実施の形態のブロ
ック図である。
ック図である。
【図６】図５中のノイズ測定器の一実施の形態のブロッ
ク図である。
ク図である。
【図７】図１中の重み付け回路の一実施の形態のブロッ
ク図である。
ク図である。
【図８】従来の一例のブロック図である。
【図９】データとユニークワードの関係を示す図であ
る。
る。
１１ パスサーチ回路 １２ 逆拡散器 １３ ＲＡＫＥ合成回路 １４ 復号器 １５ ノイズ測定回路 １６ 重み付け回路 １８1〜１８M 相関器 ２１1〜２１M、３４ チャネル推定器 ２２1〜２２M、２３1〜２３M、３９、４５ 乗算器 ２４、３２ 加算器 ３１1〜３１M ノイズ測定器 ３５ 除算器 ３６、３８ ２乗回路 ３７ 減算器 ４０ 平均化回路 ２１１ 逆変調器 ２１２ 位相推定器
Claims (9)
- 【請求項１】 拡散符号により情報信号が拡散されてい
る送信信号を受信し、送信側と同じ拡散符号を用いて受
信信号を逆拡散し、その逆拡散信号をＲＡＫＥ合成回路
によりキャリア再生及び最大比合成のための重み付けを
行うことにより得られたＲＡＫＥ合成信号を復号器によ
り復号する復調方法において、 前記受信信号のＭ個（Ｍは２以上の整数）のパスを検出
・分離してＭ個の相関器に割り当てて逆拡散して得られ
た前記逆拡散信号の各パス毎にノイズを別々に測定した
ノイズ測定結果を合成してノイズ測定信号を生成し、こ
のノイズ測定信号に基づいて、前記復号器におけるメト
リック計算時において時間変動を打ち消すような重み付
け係数を算出し、この重み付け係数を前記ＲＡＫＥ合成
信号に乗ずることを特徴とする復調方法。 - 【請求項２】 前記送信信号は、移動端末が基地局及び
網をそれぞれ通して相手端末と通信する移動体通信シス
テムにおいて、前記移動端末から前記基地局へ無線送信
された信号であり、データのみからなるＩ信号と、既知
の固定パターンのユニークワードからなるＱ信号とから
なり、かつ、該Ｉ信号とＱ信号の各シンボルが前記拡散
符号によって複数のチップに拡散されている信号である
ことを特徴とする請求項１記載の復調方法。 - 【請求項３】 前記Ｍ個のパスの逆拡散信号のうち、ｋ
番目のフィンガの逆拡散信号をｃk・ａ（ｔ）＋ｎkとし
たとき（ただし、ｃkはフェージング成分、ａ（ｔ）は
送信信号、ｎkはノイズ）、前記ノイズ測定信号に基づ
いて、前記重み付け係数として｜ｎk｜2の総和（ｋ＝１
〜Ｍ）の逆数値を前記ＲＡＫＥ合成信号に乗ずることを
特徴とする請求項１又は２記載の復調方法。 - 【請求項４】 拡散符号により情報信号が拡散されてい
る送信信号を受信し、受信信号のＭ個（Ｍは２以上の整
数）のパスを検出・分離してＭ個の相関器に割り当てて
逆拡散する逆拡散手段と、 前記逆拡散手段より取り出されたＭ個のパスの逆拡散信
号を受け、各パス毎に前記逆拡散信号のチャネル推定を
して位相補償を行うと共に最大比合成のための重み付け
乗算を行って得られた各パスの信号を合成してＲＡＫＥ
合成信号を出力するＲＡＫＥ合成回路と、 前記逆拡散手段より取り出されたＭ個のパスの逆拡散信
号を受け、各パス毎に前記逆拡散信号のノイズを測定
し、各ノイズ測定結果を加算合成してノイズ測定信号を
出力するノイズ測定回路と、 ノイズ測定信号に基づいて重み付け係数を算出し、この
重み付け係数を前記ＲＡＫＥ合成信号に乗ずる重み付け
回路と、 前記重み付け回路の出力信号を復号する復号器とを有
し、前記重み付け回路は、前記復号器におけるメトリッ
ク計算時において時間変動を打ち消すような値の前記重
み付け係数を用いた重み付けを行うことを特徴とする復
調回路。 - 【請求項５】 前記ノイズ測定回路は、前記各パス毎に
測定した前記逆拡散信号の各ノイズレベルの２乗値を加
算合成して前記ノイズ測定信号として出力し、前記重み
付け回路は、前記ノイズ測定信号の逆数値を前記重み付
け係数として前記ＲＡＫＥ合成信号に乗ずることを特徴
とする請求項４記載の復調回路。 - 【請求項６】 前記受信信号は所定フレームフォーマッ
トのディジタル信号で、かつ、搬送波を変調して得られ
た被変調波で、かつ、前記拡散符号により１シンボルが
複数のチップに拡散されたＣＤＭＡ方式の信号であり、 前記逆拡散手段は、前記受信信号から遅延プロファイル
を生成して、前記Ｍ個のパスを検出・分離するパスサー
チ回路と、前記パスサーチ回路において検出・分離され
たＭ個のパスがそれぞれ割り当てられ、前記遅延プロフ
ァイルから得られた遅延量を用いて前記Ｍ個のパスの受
信信号を別々に逆拡散するＭ個の相関器を有する逆拡散
器とからなることを特徴とする請求項４記載の復調回
路。 - 【請求項７】 前記ノイズ測定回路は、前記逆拡散信号
の各パス毎に設けられた複数のノイズ測定器と、該複数
のノイズ測定器の出力信号を合成演算する演算器とより
なり、前記ノイズ測定器は、対応するパスの逆拡散信号
を入力として受け、該入力逆拡散信号中のフェージング
成分の２乗値を算出する第１の演算手段と、前記入力逆
拡散信号中のフェージング成分とノイズ成分との比の２
乗値を算出する第２の演算手段と、前記第１及び第２の
演算手段の各出力信号を乗算する乗算器と、該乗算器の
出力信号を平均化して前記演算器へ出力する平均化回路
とよりなることを特徴とする請求項４記載の復調回路。 - 【請求項８】 前記送信信号は、移動端末が基地局及び
網をそれぞれ通して相手端末と通信する移動体通信シス
テムにおいて、前記移動端末から前記基地局へ無線送信
された信号であり、データのみからなるＩ信号と、既知
の固定パターンのユニークワードからなるＱ信号とから
なり、かつ、該Ｉ信号とＱ信号の各シンボルが前記拡散
符号によって複数のチップに拡散されている信号である
ことを特徴とする請求項４記載の復調回路。 - 【請求項９】 前記逆拡散手段から前記ノイズ測定回路
に入力される前記Ｍ個のパスの逆拡散信号のうち、ｋ番
目のフィンガの逆拡散信号をｃk・ａ（ｔ）＋ｎkとした
とき（ただし、ｃkはフェージング成分、ａ（ｔ）は送
信信号、ｎkはノイズ）、前記重み付け回路は、前記ノ
イズ測定回路の出力ノイズ測定信号に基づいて、前記重
み付け係数として｜ｎk｜2の総和（ｋ＝１〜Ｍ）の逆数
値を前記ＲＡＫＥ合成信号に乗ずることを特徴とする請
求項４乃至８のうちいずれか一項記載の復調回路。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26729099A JP3317286B2 (ja) | 1999-09-21 | 1999-09-21 | 復調方法及び復調回路 |
| US09/664,743 US6674792B1 (en) | 1999-09-21 | 2000-09-19 | Demodulation of receiver with simple structure |
| DE2000617518 DE60017518T2 (de) | 1999-09-21 | 2000-09-20 | Demodulationsempfänger mit einfacher Struktur |
| EP20000250311 EP1087539B1 (en) | 1999-09-21 | 2000-09-20 | Demodulating receiver with simple structure |
| KR10-2000-0055522A KR100395384B1 (ko) | 1999-09-21 | 2000-09-21 | 간단한 구성을 갖는 수신기의 복조 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26729099A JP3317286B2 (ja) | 1999-09-21 | 1999-09-21 | 復調方法及び復調回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001094469A true JP2001094469A (ja) | 2001-04-06 |
| JP3317286B2 JP3317286B2 (ja) | 2002-08-26 |
Family
ID=17442784
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP26729099A Expired - Fee Related JP3317286B2 (ja) | 1999-09-21 | 1999-09-21 | 復調方法及び復調回路 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6674792B1 (ja) |
| EP (1) | EP1087539B1 (ja) |
| JP (1) | JP3317286B2 (ja) |
| KR (1) | KR100395384B1 (ja) |
| DE (1) | DE60017518T2 (ja) |
Families Citing this family (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FR2802371B1 (fr) * | 1999-12-10 | 2003-09-26 | Matra Nortel Communications | Procede de signalisation dans un systeme de radiocommunication, emetteurs, recepteurs et repeteurs pour la mise en oeuvre du procede |
| US7313167B2 (en) * | 2002-09-30 | 2007-12-25 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Signal-to-noise ratio estimation of CDMA signals |
| US7042857B2 (en) | 2002-10-29 | 2006-05-09 | Qualcom, Incorporated | Uplink pilot and signaling transmission in wireless communication systems |
| US7039001B2 (en) * | 2002-10-29 | 2006-05-02 | Qualcomm, Incorporated | Channel estimation for OFDM communication systems |
| DE10258462A1 (de) * | 2002-12-13 | 2004-07-15 | Infineon Technologies Ag | Hardware-Unterstützung für die SINR-Berechnung und die Berechnung von Normierungsfaktoren für demodulierte Symbole in UMTS-Mobilstationen |
| US7177297B2 (en) * | 2003-05-12 | 2007-02-13 | Qualcomm Incorporated | Fast frequency hopping with a code division multiplexed pilot in an OFDMA system |
| US8611283B2 (en) * | 2004-01-28 | 2013-12-17 | Qualcomm Incorporated | Method and apparatus of using a single channel to provide acknowledgement and assignment messages |
| US8891349B2 (en) | 2004-07-23 | 2014-11-18 | Qualcomm Incorporated | Method of optimizing portions of a frame |
| FR2875976B1 (fr) * | 2004-09-27 | 2006-11-24 | Commissariat Energie Atomique | Dispositif et procede de communication sans contact securisee |
| US8831115B2 (en) * | 2004-12-22 | 2014-09-09 | Qualcomm Incorporated | MC-CDMA multiplexing in an orthogonal uplink |
| US7453849B2 (en) * | 2004-12-22 | 2008-11-18 | Qualcomm Incorporated | Method of implicit deassignment of resources |
| US8238923B2 (en) * | 2004-12-22 | 2012-08-07 | Qualcomm Incorporated | Method of using shared resources in a communication system |
Family Cites Families (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5659573A (en) * | 1994-10-04 | 1997-08-19 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for coherent reception in a spread-spectrum receiver |
| JPH08237171A (ja) | 1995-02-27 | 1996-09-13 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | スペクトラム拡散通信用受信装置 |
| JPH08335899A (ja) | 1995-06-07 | 1996-12-17 | N T T Ido Tsushinmo Kk | Ｃｄｍａ復調回路 |
| US5671221A (en) | 1995-06-14 | 1997-09-23 | Sharp Microelectronics Technology, Inc. | Receiving method and apparatus for use in a spread-spectrum communication system |
| US5809020A (en) | 1996-03-18 | 1998-09-15 | Motorola, Inc. | Method for adaptively adjusting weighting coefficients in a cDMA radio receiver |
| JP2762996B1 (ja) | 1996-12-11 | 1998-06-11 | 日本電気株式会社 | 受信装置 |
| JP3274388B2 (ja) | 1997-07-25 | 2002-04-15 | 株式会社東芝 | Ｒａｋｅ受信機とこのｒａｋｅ受信機を備えたスぺクトラム拡散通信装置 |
| US6678310B1 (en) * | 1998-01-16 | 2004-01-13 | Intersil Americas Inc | Wireless local area network spread spectrum transceiver with multipath mitigation |
| JP3626852B2 (ja) * | 1998-05-29 | 2005-03-09 | Ｋｄｄｉ株式会社 | ダイバーシチ受信下での信号合成方法及び装置 |
| US6434366B1 (en) * | 2000-05-31 | 2002-08-13 | Motorola, Inc. | Method and system for estimating adaptive array weights used to transmit a signal to a receiver in a wireless communication system |
-
1999
- 1999-09-21 JP JP26729099A patent/JP3317286B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
2000
- 2000-09-19 US US09/664,743 patent/US6674792B1/en not_active Expired - Fee Related
- 2000-09-20 DE DE2000617518 patent/DE60017518T2/de not_active Expired - Fee Related
- 2000-09-20 EP EP20000250311 patent/EP1087539B1/en not_active Expired - Lifetime
- 2000-09-21 KR KR10-2000-0055522A patent/KR100395384B1/ko not_active IP Right Cessation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE60017518D1 (de) | 2005-02-24 |
| KR20010050567A (ko) | 2001-06-15 |
| KR100395384B1 (ko) | 2003-08-21 |
| US6674792B1 (en) | 2004-01-06 |
| DE60017518T2 (de) | 2006-01-12 |
| EP1087539A2 (en) | 2001-03-28 |
| EP1087539B1 (en) | 2005-01-19 |
| JP3317286B2 (ja) | 2002-08-26 |
| EP1087539A3 (en) | 2002-10-16 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP3831229B2 (ja) | 伝搬路特性推定装置 | |
| KR100615511B1 (ko) | 채널 추정장치 및 이 장치를 구비한 씨디엠에이 수신장치 및씨디엠에이 송수신장치 | |
| JP4076202B2 (ja) | スペクトラム拡散信号受信機及び受信方法 | |
| KR100552076B1 (ko) | Cdma통신시스템에있어서의신호수신장치 | |
| EP0954112A2 (en) | CDMA multi-user receiving apparatus including interference canceller with optimal receiving state | |
| JP3228405B2 (ja) | 直接拡散ｃｄｍａ伝送方式の受信機 | |
| JP3317286B2 (ja) | 復調方法及び復調回路 | |
| US7085311B2 (en) | Apparatus and method for measuring SIR in CDMA communication system | |
| US6667964B1 (en) | Propagation path-estimation method for an interference canceler and interference elimination apparatus | |
| JP3875998B2 (ja) | 通信システム用装置および方法 | |
| EP1605601A1 (en) | Interference eliminating apparatus and method | |
| US7526012B2 (en) | Interference reduction apparatus and method | |
| EP1298814A2 (en) | CDMA receiver and channel estimation method | |
| JP3418981B2 (ja) | スペクトラム拡散通信同期捕捉回路 | |
| JP2002533007A (ja) | パイロットシンボルに加えて前もって定義されたシンボルを使用するｃｄｍａシステム用のチャンネル評価 | |
| JPH07273713A (ja) | 受信装置、基地局受信システム及び移動局受信システム | |
| KR20000071750A (ko) | Ｃｄｍａ 수신기 | |
| JPH11355849A (ja) | パイロット及び仮判定データシンボルを用いた同期検波方法並びに移動体通信用受信装置及び干渉除去装置 | |
| JP2003051763A (ja) | 周波数拡散多重伝送システムに用いられる受信装置とその伝送路応答推定方法 | |
| JP2855170B2 (ja) | Ｃｄｍａ復調回路および復調方法 | |
| JP2930585B1 (ja) | Ｄｓ−ｃｄｍａシステムにおける信号受信装置 | |
| JP4190962B2 (ja) | Ｃｄｍａ受信装置、及びそのチャネル推定装置と方法 | |
| JP3139708B2 (ja) | スペクトル拡散通信装置 | |
| JPH10308690A (ja) | 干渉除去受信装置 | |
| JP2003218737A (ja) | パス検出装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080614 Year of fee payment: 6 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090614 Year of fee payment: 7 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100614 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100614 Year of fee payment: 8 |
|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110614 Year of fee payment: 9 |
|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |