KR20000077047A

KR20000077047A - 출력전압 검출회로

Info

Publication number: KR20000077047A
Application number: KR1020000020600A
Authority: KR
Inventors: 후쿠이아츠오
Original assignee: 핫토리 쥰이치; 세이코 인스트루먼트 가부시키가이샤
Priority date: 1999-04-27
Filing date: 2000-04-19
Publication date: 2000-12-26
Also published as: US6424130B1; CN1271991A

Abstract

본 발명의 출력전압 검출회로는 DC-DC 컨버터 또는 승압형 DC-DC 컨버터에 부가되어, 전압(VOUT)의 비정상적인 상승을 검출하고, 출력전압(VOUT)이 더이상 비정상적으로 상승하는 것을 억제하고, 출력전압(VOUT)이 신속하게 정상값으로 돌아갈수 있도록 제어된다.

Description

출력전압 검출회로{OUTPUT VOLTAGE DETECTING CIRCUIT}

본 발명은 DC-DC 컨버터용 출력전압 검출회로에 관한 것이다.

종래의 승압형 DC-DC 컨버터는 도 3에 도시된 회로가 알려져 있다. 즉, 회로는 에러증폭기(101), 기준전압원(102), 삼각파 발생회로(103), 전압비교기(104), 스위칭소자로서 작용하는 P-MOS 트랜지스터(105), 쇼트키 다이오드(106), 저항(108)과 저항(109)으로 형성된 전압분할회로(110) 및 코일(107)과 콘덴서(111)로 형성된 평활회로로 구성된다. 출력단자(OUT)의 전압(VOUT)을 전압분할회로(110)에 의해 분할하는 단자(B)의 전압과, 기준전압원(102)의 출력인 단자(A)의 전압과의 차는 에러증폭기(101)에 의해 증폭된다. 에러증폭기(101)의 출력전압과 삼각파 발생회로(103)로부터 출력된 삼각파는 전압비교기(104)에 의해 서로 비교되고, 스위칭소자로서 작용하는 P-MOS 트랜지스터(105)는 출력단자(OUT)에서 일정의 전압(VOUT)을 얻기 위해 전도성이 있거나 또는 전도성이 없도록 제어된다.

에러증폭기(101)의 증폭도가 충분히 클 경우에는, 저항(108)의 저항값을 R018, 저항(109)의 저항값을 R109, 그리고 기준전압원(102)의 출력인 단자(A)의 전압을 VREF라 가정하면, 출력단자(OUT)의 전압(VOUT)은 식(1)을 만족하도록 제어된다.

VOUT = (1 + R108 / R109 ) ×VREF …(1)

도 3에 도시된 종래의 승압형 DC-DC 컨버터는 부하가 급속하게 변하거나 리플 전압(ripple voltage)이 비정상적으로 증가할때 출력전압(VOUT)이 소정의 전압보다도 상승해 버린다는 결점이 있었다. 출력전압 (VOUT)이 소정의 전압을 크게 초과하면, 과대한 전압이 부하에 인가되기 때문에, 부하로서 DC-DC 컨버터에 접속되어있는 전자회로가 파괴되어 버린다는 문제가 생긴다.

본 발명은 종래의 DC-DC 컨버터의 상기 문제를 해결하기 위한 것으로, 본 발명의 목적은 출력전압이 비정상적으로 상승하는것을 방지할수 있는 출력전압 검출회로를 제공하는 것이다.

상기의 목적을 달성하기 위해, 본 발명에 따라, DC-DC 컨버터의 출력단자의 전압(VOUT)을 감시하여, 출력전압이 소정의 전압을 비정상적으로 초과할때 더 이상 상승하는 것을 방지하기위해 DC-DC 컨버터의 작동을 즉시 정지시키는 출력전압 검출회로가 제공된다.

도 1은 본 발명의 제1 실시예에 따른 강압형 DC-DC 컨버터의 회로도,

도 2는 본 발명의 제2 실시예에 따른 승압형 DC-DC 컨버터의 회로도,

도 3은 종래의 승압형 DC-DC 컨버터 회로도를 나타낸다.

〈도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명〉

101 : 에러 증폭기

102 : 기준전압원

103 : 삼각파 발생회로

104, 113 : 전압비교기

105 : P-MOS 트랜지스터

106 : 쇼트키 다이오드(Schottky diode)

107 : 코일

108, 109, 114 : 저항

110 : 전압분할회로

111 : 콘덴서

112 : 입력회로

115 : OR회로

116 : N-MOS 트랜지스터

117 : AND회로

본 발명의 목적, 특징 및 장점들은 첨부도면을 참조한 이하의 상세한 설명으로부터 더욱 명백해 질 것이다.

이하, 첨부된 도면을 참조하여 본 발명의 양호한 실시예가 더욱 상세히 설명된다.

도 1은 본 발명의 제1 실시예에 따른 강압형 DC-DC 컨버터를 도시한다. 도 1을 참조하면, 강압형 DC-DC 컨버터는 에러증폭기(101), 기준전압원(102), 삼각파 발생회로(103), 전압비교기(104), 스위칭소자로서 작용하는 P-MOS 트랜지스터(105), 쇼트키 다이오드(106), 저항(108), 저항(109) 및 저항(114)으로 구성된 전압분할회로(110), 코일(107)과 콘덴서(111)로 구성된 평활회로, 및 OR회로(115)로 이루어 진다.

정상상태에서, 저항(108)의 저항값을 R108, 저항(109)의 저항값을 R109, 저항(114)의 저항값을 R114, 그리고 기준전압원(102)의 출력인 단자(A)의 전압을 VREF라 가정하면, 출력단자(OUT)의 전압(VOUT)은 다음식(2)로 나타내어 진다.

VOUT = ( 1 + R108 / ( R109 + R114 ) ) ×VREF …(2)

따라서, 전압분할회로(110)의 한 출력인 단자(B)의 전압(VB)은 다음의 식(3)으로 나타내어 진다.

VB = ( ( R109 + R114 ) / ( R109 + R114 + R108 ) ) ×VOUT …(3)

식(3)에 식(2)를 대입하면, 단자(B)의 전압(VB)은 다음식(4)로 나타내어 진다.

VB = VREF …(4)

한편, 전압분할회로(110)의 또 다른 출력인 단자(C)의 전압(VC)은 다음식(5)로 나타내어 진다.

VC = ( R114 / ( R109 + R114 + R108 ) ) ×VOUT …(5)

식(5)에 식(2)를 대입하면, 단자(C)의 전압(VC)은 다음식(6)으로 나타내어 진다.

VC = ( R114 / ( R109 + R114 ) ) ×VREF …(6)

출력단자(OUT)의 출력전압(VOUT)이 정상상태인 경우, 단자(C)의 전압(VC)은 기준전압원(102)의 출력인 단자(A)의 전압(VREF)보다 확실히 작다. 따라서, 전압비교기(113)의 출력이 낮은 상태이기 때문에, OR 회로(115)의 출력상태는 전압비교기(104)의 출력상태와 동일하게 된다. 그러므로, 스위칭 소자로서의 P-MOS 트랜지스터(105)는 전압비교기(104)의 출력에 의해 제어되는 것과 같은 방식으로 제어되고, 종래의 승압형 DC-DC 컨버터와 완전히 같은 방식으로 작동된다.

그러나, 출력단자(OUT)의 전압(VOUT)이 부하의 급속한 변화, 리플 전압등의 비정상적인 증대 등의 이유로 비정상적으로 상승하여, 전압분할회로(110)의 한 출력인 단자(C)의 전압(VC)이 기준전압원(102)의 출력인 단자(A)의 전압(VREF)을 초과하는 경우, 전압비교기(113)의 출력은 높은 상태로 된다. 그결과, OR회로(115)의 출력상태는 전압비교기(104)의 출력상태에 상관없이 항상 높게 된다. 따라서, 스위칭 소자로서의 P-MOS 트랜지스터(105)가 전도성이 없는 상태로 되기 때문에, 출력단자(OUT)의 전압(VOUT)은 더이상 비정상적으로 상승하는 것이 방지되고, 출력전압(VOUT)은 신속하게 정상값으로 복귀하도록 제어된다. 전압비교기(113)는 전압분할회로(110)의 출력인 단자(B)의 전압(VB)을 비교결과를 출력하기 위한 기준전압원의 출력인 단자(A)의 전압(VREF)과 비교한다. 즉, 단자(B)의 전압(VB)이 기준전압원의 출력인 단자(A)의 전압 (VREF)보다 더 크면, 전압비교기(113)는 출력전압(VOUT)이 비정상적으로 상승한것으로 판단한다. 즉, 다음 관계가 식(5)를 응용하여 성립된다면, 전압비교기(113)는 출력전압(VOUT)이 비정상적으로 상승했다고 판단하고, 스위칭 소자로서의 P-MOS 트랜지스터(105)를 비전도성 상태로 하고, 출력단자(OUT)의 전압(VOUT)이 더이상 비정상적으로 상승하는것을 방지하고, 출력전압(VOUT)이 신속하게 정상값으로 복귀하도록 제어한다. 저항 R108, R109 및 R114의 저항값이 식(7)로부터 적절한 값으로 설정되면, 검출된 전압값도 적절한 값으로 설정될수 있다.

VOUT 〉 ( ( R109 + R114 + R108 ) / R114 ) ×VREF …(7)

도 2는 본 발명의 제2 실시예에 따른 승압형 DC-DC 컨버터를 도시한다. 도 2를 참조하면,상기 승압형 DC-DC 컨버터에서, 에러 증폭기(101), 기준전압원(102), 삼각파 발생회로(103), 전압비교기(104), 스위칭 소자로서 작용하는 N-MOS 트랜지스터(105), 쇼트키 다이오드(106), 코일(107), 저항(108)과 저항(109)으로 형성된 전압분할회로(110) 및 콘덴서(111)로 구성된 종래의 승압형 DC-DC컨버터에, 전압비교기(113), AND 회로(115) 및 전압분할회로(110)내의 저항(114)이 추가된다. 상기 구조에 따라, 출력단자(OUT)의 전압(VOUT)의 비정상적인 상승이 검출되고, 출력전압(VOUT)이 더이상 비정상적으로 상승하는것이 방지되며, 출력전압(VOUT)이 신속하게 정상값으로 복귀하도록 제어된다.

도 2의 승압형 DC-DC 컨버터에서, 전압분할회로(110)의 한 출력인 단자(C)의 전압(VC)은, 도 1의 제1 실시예에 따른 강압형 DC-DC 컨버터와 같이, 기준전압원의 출력인 단자(A)의 전압(VREF)과 전압비교기(113)에 의해 비교된다.

출력단자(OUT)의 출력전압(VOUT)이 정상상태인 경우, 단자(C)의 전압(VC)은 기준전압원(102)의 출력인 단자(A)의 전압(VREF)보다 작다. 그 결과, 전압비교기(113)의 출력은 높은 상태로 되고, AND 회로(117)의 출력상태는 전압비교기(104)의 출력상태와 동일하게 된다. 그러므로, 스위칭 소자로서의 N-MOS 트랜지스터(116)는 전압비교기(104)의 출력에 의해 제어되는것과 같은 방식으로 제어되며 종래의 승압형 DC-DC 컨버터와 완전히 같은 방식으로 작동된다.

그러나, 출력단자(OUT)에서의 전압(VOUT)이 부하의 급속한 변화, 리플 전압의 비정상적인 증대 등으로 인해 비정상적으로 상승하여, 전압분할회로(110)의 한 출력인 단자(C)의 전압(VC)이 기준전압원(102)의 출력인 단자(A)의 전압(VREF)을 초과하는 경우, 전압비교기(113)의 출력은 낮은 상태로 된다. 그 결과, AND 회로(117)의 출력상태는 전압비교기(104)의 출력상태에 상관없이 항상 낮게 된다. 따라서, 스위칭 소자로서의 N-MOS 트랜지스터(116)가 비전도성 상태로 되므로, 출력단자(OUT)의 전압(VOUT)은 더 이상 비정상적으로 상승하는 것이 방지되고, 출력전압(VOUT)은 신속하게 정상값으로 복귀하도록 제어된다. 또한, 저항 R108, R109 및 R114의 저항값이 적절한 값으로 설정되면, 비정상적으로 상승하는 출력전압(VOUT)의 검출값도 적절한 값으로 설정될수 있다.

본 발명의 앙호한 실시예의 전술한 설명은 예시와 설명을 목적으로 제공되었다. 개시된 정확한 형태에 본 발명을 한정하는 것이 아니라 상기 가설에 비추어 또는 본 발명의 실행으로부터 얻어질 수 있는 변형 및 변화가 가능하다. 실시예들은 본발명의 원리와 실제적 적용을 설명하기 위해서 선택되고 기술되며, 당해 기술 분야의 숙련된 자는 고려된 특정 사용에 적합하게 각종 실시예와 변형에 본 발명을 사용할 수 있다.

전술한 바와 같이, 본 발명의 과대출력전압 검출회로를 종래의 강압형 DC-DC 컨버터나 승압형 DC-DC 컨버터에 추가하므로, 전압(VOUT)의 비정상적인 상승이 검출되고, 출력전압(VOUT)이 더 이상 비정상적으로 상승하는 것이 방지되며, 출력전압(VOUT)이 신속하게 정상값으로 복귀하도록 제어될수 있다.

Claims

DC-DC 컨버터의 출력전압 검출회로에 있어서, 출력전압이 정상전압보다 더 높은 값으로 상승하는 것을 검출하여 출력전압이 더 이상 상승하는 것을 방지하고, 이것에 의해 출력전압을 정상값으로 신속하게 복귀시키기 위한 전압검출회로를 구비한 것을 특징으로 하는 출력전압 검출회로.