KR101852751B1

KR101852751B1 - Ｄｃｄｃ 컨버터, 반도체 장치, 발전 장치

Info

Publication number: KR101852751B1
Application number: KR1020110101080A
Authority: KR
Inventors: 요시아키 이토; 케이 다카하시
Original assignee: 가부시키가이샤 한도오따이 에네루기 켄큐쇼
Priority date: 2010-10-07
Filing date: 2011-10-05
Publication date: 2018-04-30
Also published as: KR20120036271A; TWI533574B; US9362820B2; US20120086422A1; TW201230634A; JP2012100522A; JP5975616B2

Abstract

본 발명은 전력 변환 효율의 향상을 실현하는 DCDC 컨버터의 제공을 목적으로 한다.
본 발명은, 제어 회로와, 제어 회로로부터 출력되는 전압이 자신의 게이트 전극에 공급됨으로써 스위칭이 제어되는 트랜지스터와, 트랜지스터의 스위칭에 의해 입력 전력의 공급이 제어되고, 또한 트랜지스터의 스위칭의 듀티비에 걸맞는 크기의 전압을 갖는 출력 전력을 생성하는 전압 변환부와, 출력 전력을 검지하는 검지 회로를 갖는다. 또한, 제어 회로는 펄스상의 전압 파형을 갖는 제어 신호를 생성하는 제어 신호 생성 회로와, 검지 회로에 있어서 검지된 출력 전력이 임계값과 동일하거나 초과하고 있는 경우에, 제어 신호의 전압을 게이트 전극에 주고, 또한 검지 회로에 있어서 검지된 출력 전력이 임계값을 하회하고 있는 경우에, 트랜지스터를 온으로 하는 전압을 게이트 전극에 주는 선택 회로를 갖는 DCDC 컨버터.

Description

ＤＣＤＣ 컨버터, 반도체 장치, 발전 장치{DCDC CONVERTER, SEMICONDUCTOR DEVICE, AND POWER GENERATION DEVICE}

본 발명은 DCDC 컨버터와, DCDC 컨버터를 사용한 반도체 장치 및 발전 장치에 관한 것이다.

DCDC 컨버터는 입력 전압값에 관계없이, 일정한 출력 전압을 얻을 수 있는 정전압 회로이며, 정류 회로 등과 함께 전원 회로에 사용되고 있다. 특히, 스위칭 방식의 DCDC 컨버터를 사용한 전원 회로는 스위칭 전원 또는 스위칭 레귤레이터로 불리고 있다.

스위칭 방식의 DCDC 컨버터는 스위칭 소자에 의해 입력 전압으로부터 펄스상의 파형을 갖는 전압을 형성하고, 이 전압을 코일이나 콘덴서 등에서 평활화 또는 유지함으로써, 원하는 크기의 출력 전압을 얻는 것이다. 스위칭 방식의 경우, 저항에 의한 전압 강하를 이용하는 리니어 방식의 경우보다도, DCDC 컨버터에 있어서의 전력의 내부 손실을 원리적으로 작게 할 수 있기 때문에, 전력 변환 효율이 높고, 전력 손실에 따른 발열량을 작게 억제할 수 있다.

하기의 특허문헌 1에는, 태양 전지로부터의 발전 전압을, 전압 변환 회로에서 구동 클럭에 기초하여 충전 전압으로 전압 변환하고, 또한, 상기 발전 전압에 의해 정해지는 최대 충전 전력에 기초하여 구동 클럭의 듀티비를 결정하는 태양광 전력 충전 장치에 관해서 개시되어 있다. 또한, 하기의 특허문헌 2에는 스위칭 소자로서 기능하는 FET의 소스 드레인간의 전압차를 감시하고, 전압차가 임계값을 초월한 경우에 FET를 온으로 함으로써, 부하에서의 소비 전력량의 급격한 증대에 대응할 수 있는 전력 공급 제어 장치에 관해서 개시되어 있다.

일본 공개특허공보 2002－199614호 일본 공개특허공보 2010－183822호

그런데, 스위칭 방식의 DCDC 컨버터는, 리니어 방식의 것보다 높은 전력 변환 효율이 얻어지지만, DCDC 컨버터를 사용한 반도체 장치의 저소비 전력화를 도모하기 위해서는, 더욱 전력 변환 효율의 향상이 요구된다. 특히, 1차 전지, 2차 전지 등의 각종 전지나, 캐패시터 등에 축적된 전력을 사용하는 휴대형 전자 기기의 경우, 전지 또는 캐패시터 등으로부터 출력되는 전압을 최적의 크기로 변환하기 위해서는, DCDC 컨버터를 사용할 필요가 있다. DCDC 컨버터의 전력 변환 효율을 향상시키는 것은, 반도체 장치의 소비 전력을 작게 억제하고, 나아가 상기 반도체 장치를 사용한 휴대형 전자 기기의 연속 사용 시간을 길게 확보하는 것으로 이어진다.

또한, 태양광 발전이나 풍력 발전과 같이, 자연 에너지로부터 전력을 얻는 발전 장치의 경우, 상기 전력을 DCDC 컨버터에 의해 정전압화한 후, 2차 전지, 캐패시터 등의 축전부나 부하에 공급하는 경우가 많다. 예를 들면, 태양광 발전에 의해 얻어진 전력을 사용하여, 리튬 이온 전지를 충전하는 발전 장치의 경우, 태양 전지로부터 출력되는 전력을, 강압형의 DCDC 컨버터에 의해 정전압화한 후, 리튬 이온 전지에 공급한다.

그러나, 상기한 발전 장치의 경우, 얻어지는 전력의 크기가 자연 조건에 좌우되기 쉽다. 따라서, 예를 들면 태양 전지 등의 발전부에 있어서, 얻어지는 전력이 작은 경우 등은 DCDC 컨버터로의 입력 전력도 작아진다. 그리고, 스위칭 방식의 DCDC 컨버터는, 입력 전력이 큰 경우에 높은 전력 변환 효율을 유지할 수 있지만, 입력 전력이 작은 경우, 전력 변환 효율이 낮아진다. 이로 인해, 발전부에 있어서 얻어지는 전력이 작은 경우, DCDC 컨버터로부터 2차 전지나 부하에 공급되는 전력도 작아져 축전부에 있어서의 충전이 행해지지 않고, 부하에 있어서의 동작이 정상적으로 이루어지지 않는 등의 문제가 생기기 쉽다.

상기한 과제를 감안하여, 본 발명은 전력 변환 효율의 향상을 실현하는 DCDC 컨버터의 제공을 목적의 하나로 한다. 또는, 본 발명은 DCDC 컨버터를 사용한 반도체 장치의, 소비 전력의 저감을 목적의 하나로 한다. 또는, 본 발명은 전력 변환 효율의 향상을 실현하는 발전 장치의 제공을 목적의 하나로 한다.

입력 전력이 작은 경우에 DCDC 컨버터의 전력 변환 효율이 낮아지는 요인의 하나로서, 입력 전력이 작은 경우에도, 출력 전압의 값을 제어하기 위한 스위칭 소자를 스위칭시키고 있는 것을 들 수 있다. 스위칭 소자를 스위칭시키면, 스위칭 소자에 있어서 전하의 충방전에 의해 전력이 소비되는 것 외에, 그 스위칭을 제어하기 위한 제어 회로에 있어서도 전력이 소비되기 때문이다.

그래서, 본 발명의 일 형태에서는, 강압형의 DCDC 컨버터에 있어서, 출력 전압 또는 출력 전류를 검지한다. 그리고, 출력 전압 또는 출력 전류가 작아져 임계값을 하회하면, 제어 회로는 스위칭 소자를 스위칭시키기 위한 펄스상의 파형을 갖는 제어 신호의 생성을 정지하고, 스위칭 소자를 온 상태로 유지하기 위한 전압을 출력한다. 제어 회로에 있어서의 제어 신호의 생성을 정지함으로써, 제어 회로에 있어서의 소비 전력을 작게 억제할 수 있다. 또한, 스위칭 소자가 온 상태로 유지됨으로써, 스위칭 소자에 있어서의 소비 전력을 작게 억제할 수 있다.

또한, 강압형의 DCDC 컨버터는, 입력 전력이 작은 경우, 입력 전력과 출력 전압의 차이가 작아진다. 이로 인해, 스위칭 소자를 온 상태로 유지함으로써, 입력 전압을 강압하지 않고 그대로 출력 전압으로서 출력하여도, DCDC 컨버터를 사용한 반도체 장치 및 발전 장치의 동작에는 그다지 문제가 되지 않는다.

또한, 본 발명의 일 형태에서는, 강압형의 DCDC 컨버터에 있어서, 상기 스위칭 소자가 온 상태일 때, 스위칭 소자로서 사용하는 절연 게이트형 트랜지스터의, 소스 단자와 드레인 단자 중 입력 전압이 공급되는 하나의 단자와 게이트 전극을 접속하거나 또는, 상기 하나의 단자와 게이트 전극에, 동일한 높이의 전압을 공급한다. 상기 구성에 의해, 트랜지스터가 다이오드로서 기능하기 때문에, 역류 방지용의 다이오드를 별도로 설치하지 않아도, DCDC 컨버터에 있어서 입력 전압이 출력 전압을 하회했을 때, 전류가 DCDC 컨버터의 출력측으로부터 입력측으로 역류하는 것을 방지할 수 있다.

구체적으로, 본 발명의 일 형태에 따른 DCDC 컨버터는, 제어 회로와, 상기 제어 회로로부터 출력되는 전압이, 자신의 게이트 전극에 공급됨으로써, 스위칭이 제어되는 트랜지스터와, 상기 트랜지스터의 스위칭에 의해 입력 전력의 공급이 제어되고, 또한 상기 트랜지스터의 스위칭의 듀티비에 걸맞는 크기의 전압을 갖는 출력 전력을 생성하는 전압 변환부와, 상기 출력 전력을 검지하는 검지 회로를 갖는다. 또한, 상기 제어 회로는 펄스상의 전압 파형을 갖는 제어 신호를 생성하는 제어 신호 생성 회로와, 상기 검지 회로에 있어서 검지된 상기 출력 전력이 임계값과 동일하거나 이를 초과한 경우에, 상기 제어 신호의 전압을 상기 게이트 전극에 주고, 즉, 상기 검지 회로에 있어서 검지된 상기 출력 전력이 임계값을 하회하는 경우에, 상기 트랜지스터를 온으로 하는 전압을 상기 게이트 전극에 주는 선택 회로를 갖는다.

본 발명의 일 형태에서는, 입력 전력이 작을 때, 제어 회로에 있어서의 제어 신호의 생성을 정지하기 때문에, 제어 회로의 소비 전력을 작게 억제할 수 있다. 따라서, 입력 전력이 작을 때에도, DCDC 컨버터의 내부에 있어서의 전력 손실을 작게 억제할 수 있기 때문에, 전력 변환 효율이 저감되는 것을 억제할 수 있다. 또한, 본 발명의 일 형태에서는, 상기 DCDC 컨버터를 사용한 반도체 장치의 소비 전력의 저감을 실현할 수 있다. 또한, 본 발명의 일 형태에서는, 상기 DCDC 컨버터를 사용한 발전 장치의 전력 변환 효율의 향상을 실현할 수 있다.

도 1은 DCDC 컨버터의 구성을 도시하는 도면.
도 2는 출력 전력과, 전력 변환 효율의 관계를 도시하는 도면.
도 3은 DCDC 컨버터의 구성을 도시하는 도면.
도 4는 전압 검지 회로의 구성을 도시하는 도면.
도 5는 입력 전압(Vin)의 시간 변화, 전압(Vgs)의 시간 변화, 출력 전압(Vout)의 시간 변화를 도시하는 도면.
도 6은 입력 전압(Vin)의 시간 변화, 전압(Vgs)의 시간 변화, 출력 전압(Vout)의 시간 변화를 도시하는 도면.
도 7은 DCDC 컨버터의 구성을 도시하는 도면.
도 8은 전류 검지 회로의 구성을 도시하는 도면.
도 9는 조명 장치의 구성을 도시하는 도면.
도 10은 태양광 발전 장치의 구성을 도시하는 도면.
도 11은 전자 기기의 도면.

이하에서는, 본 발명의 실시형태에 관해서 도면을 사용하여 상세하게 설명한다. 단, 본 발명은 이하의 설명에 한정되지 않고, 본 발명의 취지 및 그 범위로부터 일탈하지 않고 그 형태 및 상세를 여러 가지로 변경할 수 있는 것은, 당업자라면 용이하게 이해될 것이다. 따라서, 본 발명은 이하에 나타내는 실시형태의 기재 내용으로 한정하여 해석되는 것은 아니다.

또한, 마이크로프로세서, 화상 처리 회로 등의 집적 회로나, RF 태그, 기억 매체, 발광 소자를 사용한 조명 장치, 반도체 표시 장치 등, DCDC 컨버터를 사용할 수 있는 모든 반도체 장치가 본 발명의 범주에 포함된다. 또한, 반도체 표시 장치에는, 액정 표시 장치, 유기 발광 소자(OLED)로 대표되는 발광 소자를 구비한 발광 장치, 전자 페이퍼, DMD(Digital Micromirror Device), PDP(Plasma Display Panel), FED(Field Emission Display) 등, DCDC 컨버터를 가지고 있는 반도체 표시 장치가 그 범주에 포함된다.

또한, 본 발명의 일 형태에 따른 발전 장치는, 전기 에너지 이외의 에너지를 사용하여 전력을 생성하는 발전부와, 상기 발전부로부터의 전력을 입력 전력으로 하는 DCDC 컨버터를 적어도 갖는다. 또한, 본 발명의 일 형태에 따른 발전 장치는 상기 구성에 더하여, DCDC 컨버터로부터의 출력 전력에 의해 충전을 행하는 축전부를 가지고 있어도 좋다.

(실시형태 1)

도 1에 본 발명의 일 형태에 따른 DCDC 컨버터의 구성을 일례로서 도시한다. 도 1에 도시하는 DCDC 컨버터(100)는, 스위칭 소자로서 기능하는 트랜지스터(101)와, 전압 변환부(102)와, 제어 회로(103)와, 검지 회로(104)를 갖는다.

트랜지스터(101)는 입력 단자(IN)에 공급되는 전압(입력 전압)의 전압 변환부(102)로의 공급을 제어한다. 구체적으로는, 트랜지스터(101)가 온일 때 전압 변환부(102)에 입력 전력이 공급되고, 오프일 때 그 공급이 정지된다. 또한, 트랜지스터(101)가 오프하면, 전압 변환부(102)에는 그라운드 등의 고정 전압이 공급된다. 이로 인해, 트랜지스터(101)의 스위칭에 따라서, 입력 전압과 고정 전압이 교대로 출현하는 펄스상의 전압 파형을 갖는 신호가 전압 변환부(102)에 공급된다.

전압 변환부(102)는 코일, 콘덴서, 다이오드 중 어느 하나 또는 복수를 가지고 있다. 전압 변환부(102)는 펄스상의 신호가 공급되면 상기 신호의 전압을 평활화 또는 유지함으로써, 소정의 출력 전압을 갖는 출력 전력을 생성한다.

제어 회로(103)는 제어 신호 생성 회로(105)와 선택 회로(106)를 갖는다. 제어 신호 생성 회로(105)는 펄스상의 전압 파형을 갖는 제어 신호를 생성하고, 선택 회로(106)에 공급된다. 선택 회로(106)는 제어 신호의 전압, 또는 입력 단자(IN)에 공급되는 입력 전압 중 어느 하나를 선택하고, 선택한 전압을 트랜지스터(101)의 게이트 전극에 인가한다.

상기 선택 회로(106)에 있어서의 전압의 선택은, 검지 회로(104)에 있어서 검지되는 출력 전력의 값에 의해 결정된다. 구체적으로, 검지 회로(104)는 전압 변환부(102)의 출력 전압 또는 출력 전류를 검지한다. 그리고, 검지된 출력 전압 또는 출력 전류가 임계값과 동일하거나 이를 초과한 경우에, 선택 회로(106)는 제어 신호의 전압을 선택하고, 트랜지스터(101)의 게이트 전극에 인가한다. 또는, 검지된 출력 전압 또는 출력 전류가 임계값을 하회하는 경우에, 선택 회로(106)는 입력 단자(IN)에 인가되는 입력 전압을 선택하고, 트랜지스터(101)의 게이트 전극에 인가한다.

트랜지스터(101)는 게이트 전극과 소스 단자 사이의 전압(Vgs)에 의해 그 동작이 제어된다. 따라서, 입력 전압이 그 게이트 전극에 공급된 경우, 트랜지스터(101)는 온의 상태를 유지한다. 또한, 제어 신호의 전압이 그 게이트 전극에 공급된 경우, 게이트 전극과 소스 단자 사이의 전압(Vgs)이, 제어 신호가 갖는 펄스상의 전압 파형에 따라서 변화하기 때문에, 트랜지스터(101)는 온과 오프를 반복하여 스위칭을 행한다. 상기 스위칭에 있어서의 온과 오프의 시간 비율인 듀티비는 제어 신호의 전압에 따라서 정해진다.

또한, 상기한 바와 같이, 트랜지스터(101)는 입력 전압의 전압 변환부(102)로의 공급을 제어하고 있다. 따라서, 상기 스위칭의 듀티비가 변화되면, 전압 변환부(102)에 공급되는 펄스상의 전압 파형을 갖는 신호의 듀티비도 연동하여 변화하고, 그 결과, 전압 변환부(102)로부터 출력되는 출력 전압의 값이 변화된다. 구체적으로, 전압 변환부(102)에 공급되는 신호는 입력 전압과 고정 전압이 교대로 출현하는 펄스상의 전압 파형을 가지고 있다. 그리고, 상기 신호에 있어서, 입력 전압을 갖는 펄스가 출현하는 기간의 비율이 클수록, 출력 전압과 고정 전압의 차이는 커진다. 반대로, 상기 신호에 있어서, 입력 전압을 갖는 펄스가 출현하는 기간의 비율이 작을수록, 출력 전압과 고정 전압의 차이는 작아진다. 즉, 전압 변환부(102)의 출력 전압은 트랜지스터(101)에 있어서의 스위칭의 듀티비에 걸맞는 크기가 된다.

또한, 출력 전압 또는 출력 전류의 임계값은, 전력 변환 효율이 급격하게 저하되기 시작하는 출력 전압 또는 출력 전류의 값으로 설정하는 것이 바람직하다. 도 2에, DCDC 컨버터(100)의 출력 전력(W)과, 전력 변환 효율(%)의 관계를 모식적으로 도시한다. 도 2에 있어서, 가로축은 출력 전력(W)을 대수 스케일로 표시하며, 세로축은 전력 변환 효율(%)을 선형 스케일로 표시하고 있다. 전력 변환 효율은 입력 전력(W)에 대한 출력 전력(W)의 비율에 상당한다.

도 2에 있어서, 실선으로 나타내는 그래프(200)는 출력 전력의 크기에 관계없이, 펄스상의 전압 파형을 갖는 제어 신호만으로, 트랜지스터(101)의 동작을 제어한 경우의 출력 전력(W)과, 전력 변환 효율(%)의 관계를 도시하고 있다. 또한, 파선으로 나타내는 그래프(201)는 출력 전력이 임계값(W₀)과 동일하거나 그것보다 클 때에, 펄스상의 전압 파형을 갖는 제어 신호로 트랜지스터(101)의 동작을 제어하고, 출력 전력이 임계값 (W₀)보다 작을 때에, 트랜지스터(101)를 온의 상태로 유지하는 경우의 출력 전력(W)과, 전력 변환 효율(%)의 관계를 도시하고 있다.

실선으로 나타내는 그래프(200)의 경우보다도, 파선으로 나타내는 그래프(201)의 경우가 트랜지스터(101)에 있어서의 소비 전력과 제어 회로에 있어서의 소비 전력이 적게 억제된다. 이로 인해, 도 2에 도시하는 바와 같이, 출력 전력이 임계값(W₀) 이하일 때에 있어서의 전력 변환 효율은 그래프(200)보다도 그래프(201)가 화살표로 나타내는 바와 같이 높아진다.

또한, 검지 회로(104)는 전압 변환부(102)로부터 출력되는 출력 전력 중, 출력 전압을 검지하고 있어도 좋고, 출력 전류를 검지하고 있어도 좋으며, 이 양자를 검지하고 있어도 좋다.

도 3에, 검지 회로(104)로서, 출력 전압을 검지하는 전압 검지 회로를 사용한 경우의 DCDC 컨버터(100)의 구체적인 구성을 일례로서 도시한다.

또한, 본 명세서에 있어서 접속이란 전기적인 접속을 의미하고 있고, 전류, 전압 또는 전위가 공급 가능, 또는 전송 가능한 상태에 상당한다. 따라서, 접속하고 있는 상태란, 직접 접속하고 있는 상태를 반드시 가리키는 것은 아니고, 전류, 전압 또는 전위가 공급 가능, 또는 전송 가능한 상태이도록, 배선, 저항, 다이오드, 트랜지스터 등의 회로 소자를 통하여 간접적으로 접속하고 있는 상태도 그 범주에 포함한다.

또한, 회로도에는 독립되어 있는 구성 요소끼리가 접속되어 있는 경우라도, 실제로는, 예를 들면 배선의 일부가 전극으로서도 기능하는 경우 등, 하나의 도전막이 복수의 구성 요소의 기능을 겸비하고 있는 경우도 있다. 본 명세서에 있어서 접속이란 이와 같은 하나의 도전막이 복수의 구성 요소의 기능을 겸비하고 있는 경우도 그 범주에 포함한다.

또한, 트랜지스터가 갖는 소스 단자와 드레인 단자는 트랜지스터의 극성 및 각 전극에 인가되는 전위의 고저에 의해 그 호칭이 바뀐다. 일반적으로 n 채널형 트랜지스터에서는, 낮은 전위가 인가되는 단자가 소스 단자로 불리며, 높은 전위가 인가되는 단자가 드레인 단자로 불린다. 또한, p 채널형 트랜지스터에서는, 낮은 전위가 인가되는 단자가 드레인 단자로 불리며, 높은 전위가 인가되는 단자가 소스 단자로 불린다. 이하, 소스 단자와 드레인 단자 중 어느 한쪽을 제 1 단자, 다른쪽 제 2 단자로 하고, DCDC 컨버터의 구성에 관해서 설명한다.

또한, 트랜지스터의 소스 단자란, 활성층의 일부인 소스 영역, 또는 활성층에 접속된 소스 전극을 의미한다. 마찬가지로, 트랜지스터의 드레인 단자란, 활성층의 일부인 드레인 영역, 또는 활성층에 접속된 드레인 전극을 의미한다.

본 발명의 일 형태에 따른 DCDC 컨버터는, 입력 전압에 대해 작은 출력 전압이 얻어지는 강압형이다. 도 3에 도시하는 DCDC 컨버터는, 트랜지스터(101)와, 전압 변환부(102)와, 제어 회로(103)와, 전압 검지 회로(104a)를 가지고 있다.

또한, 도 3에 도시하는 DCDC 컨버터는, 입력 전압이 인가되는 입력 단자(IN1)와, 고정 전압이 공급되는 입력 단자(IN2)와, 출력 단자(OUT1)와, 출력 단자(OUT2)를 가지고 있다.

그리고, 도 3에 도시하는 전압 변환부(102)는, 다이오드(110), 코일(111), 콘덴서(112)를 가지고 있다. 트랜지스터(101)는 입력 단자(IN1)와 다이오드(110)가 갖는 음극 사이의 접속을 제어하고 있다. 구체적으로, 트랜지스터(101)는 그 제 1 단자가 입력 단자(IN1)에 접속되어 있고, 그 제 2 단자가 다이오드(110)의 음극에 접속되어 있다. 코일(111)이 갖는 한 쌍의 단자는, 한쪽이 다이오드(110)의 음극에 접속되고, 다른 쪽이 DCDC 컨버터의 출력 단자(OUT1)에 접속되어 있다. 그리고, 콘덴서(112)가 갖는 한 쌍의 전극은 한쪽이 출력 단자(OUT1)에 접속되고, 다른 쪽이 출력 단자(OUT2)에 접속되어 있다.

도 3에 도시하는 DCDC 컨버터에서는, 트랜지스터(101)가 온이 되면, 입력 단자(IN1)와 출력 단자(OUT1) 사이에 전위차가 생기기 때문에, 코일(111)에 전류가 흐른다. 코일(111)은 상기 전류가 흐름으로써 자화되는 동시에, 자기 유도에 의해 전류의 흐름과는 역방향의 기전력이 생긴다. 이로 인해, 출력 단자(OUT1)에는 입력 단자(IN1)에 공급되는 입력 전압을 강압함으로써 얻어지는 전압이 공급된다. 즉, 콘덴서(112)가 갖는 한 쌍의 전극 사이에는 입력 단자(IN2)로부터 공급되는 고정 전압과, 입력 전압을 강압함으로써 얻어지는 전압의 차이에 상당하는 전압이 인가된다.

다음에, 트랜지스터(101)가 오프가 되면, 입력 단자(IN1)와 출력 단자(OUT1) 사이에 형성되어 있던 전류의 경로가 차단된다. 코일(111)에서는, 상기 전류의 변화를 방해하는 방향, 즉, 트랜지스터(101)가 온일 때 생긴 기전력과는 반대 방향의 기전력이 생긴다. 이로 인해, 코일(111)을 흐르는 전류는 상기 기전력에 의해 생긴 전압에 의해 유지된다. 즉, 트랜지스터(101)가 오프일 때에는 입력 단자(IN2) 또는 출력 단자(OUT2)와 출력 단자(OUT1) 사이에 코일(111)과 다이오드(110)를 통한 전류의 경로가 형성된다. 따라서, 콘덴서(112)가 갖는 한 쌍의 전극 사이에 인가된 전압은 어느 정도 유지된다.

또한, 콘덴서(112)에 유지되어 있는 전압은 출력 단자(OUT1)로부터 출력되는 출력 전압에 상당한다. 상기 동작에 있어서, 트랜지스터(101)가 온인 기간의 비율이 높을수록, 콘덴서(112)에 유지되는 전압은 고정 전압과 입력 전압의 차이에 가까워진다. 따라서, 입력 전압에 보다 가까운 크기의 출력 전압이 얻어지도록 강압할 수 있다. 반대로, 트랜지스터(101)가 오프인 기간의 비율이 높을수록, 콘덴서(112)에 유지되는 전압은 고정 전압과의 차이가 작아진다. 따라서, 고정 전압에 보다 가까운 크기의 출력 전압이 얻어지도록 강압할 수 있다.

트랜지스터(101)의 온과 오프 시간의 비율은 제어 회로(103)에 있어서 제어된다. 도 3에 도시하는 제어 회로(103)는 제어 신호 생성 회로(105)와, 선택 회로(106)와, 버퍼(107)를 갖는다. 또한, 도 3에 도시하는 제어 신호 생성 회로(105)는 저항(120), 저항(121), 오차 증폭기(122), 콤퍼레이터(123), 삼각파 발진기(124)를 가지고 있다.

제어 신호 생성 회로(105)에 있어서, 저항(120)과 저항(121)은 직렬로 접속되어 있고, 저항(120)의 한쪽 단자에는 DCDC 컨버터의 출력 단자(OUT1)로부터의 출력 전압이 공급된다. 또한, 저항(121)의 한쪽 단자에는 그라운드 등의 고정 전위가 공급된다. 그리고, 저항(120)의 다른쪽 단자와, 저항(121)의 다른쪽 단자가 접속되어 있는 노드가 오차 증폭기(122)의 반전 입력 단자(-)에 접속되어 있다. 따라서, 출력 전압은 저항(120)과 저항(121)에 의해 저항 분할되고, 오차 증폭기(122)의 반전 입력 단자(-)에 귀환 신호(FB)로서 공급된다.

오차 증폭기(122)의 비반전 입력 단자(+)에는 참조 전압(Vref1)이 공급된다. 오차 증폭기(122)는 반전 입력 단자(-)에 인가된 귀환 신호(FB)의 전압과, 참조 전압(Vref1)을 비교하여, 그 오차를 증폭시킨 전압을 갖는 신호(ER-OUT)를 오차 증폭기(122)의 출력 단자로부터 출력한다.

오차 증폭기(122)로부터 출력되는 신호(ER-OUT)의 전압은 콤퍼레이터(123)의 비반전 입력 단자(+)에 인가된다. 또한, 콤퍼레이터(123)의 반전 입력 단자(-)에는 삼각파 발진기(124)로부터 출력되는 삼각파, 또는 톱니파의 전압 파형을 갖는 신호가 인가된다. 따라서, 콤퍼레이터(123)로부터는, 주기가 일정하고 게다가 펄스폭이 비반전 입력 단자(+)에 인가되는 전압의 크기에 따라서 변화하는, 사각형파의 전압 파형을 갖는 제어 신호를 생성한다. 콤퍼레이터(123)로부터 출력된 제어 신호는 선택 회로(106)에 인가된다.

선택 회로(106)에는, 상기 제어 신호의 전압 외에, 입력 단자(IN1)로부터 입력 전압도 인가된다. 선택 회로(106)는 귀환 신호(FB)가 갖는 전압의 크기에 따라 제어 신호의 전압과 입력 전압 중 어느 하나를 선택하여 버퍼(107)를 통하여 제어 회로(103)로부터 출력된다. 그리고, 제어 회로(103)로부터 출력된 전압은 트랜지스터(101)의 게이트 전극에 입력된다.

또한, 제어 신호 생성 회로(105)는 위상 보상 회로를 가지고 있어도 좋다. 위상 보상 회로를 사용하는 경우, 오차 증폭기(122)로부터 출력된 전압이, 위상 보상 회로에 인가되고, 위상 보상 회로로부터 출력된 전압이 콤퍼레이터(123)에 인가되도록 한다. 위상 보상 회로는 오차 증폭기(122)로부터 출력된 전압의 위상을 제어한다. 그리고, 위상 보상 회로에 의한 전압의 위상 제어에 의해, 오차 증폭기(122) 또는 콤퍼레이터(123) 등의 앰프가 발진하는 것을 방지하여, DCDC 컨버터의 동작을 안정화시킬 수 있다.

또한, 귀환 신호(FB)가 갖는 전압의 크기는 전압 검지 회로(104a)에 있어서 검지한다. 구체적으로, 도 3에 도시하는 DCDC 컨버터에서는, 오차 증폭기(122)로부터 출력되는 신호(ER-OUT)의 전압을, 전압 검지 회로(104a)에 있어서 검지함으로써, 귀환 신호(FB)가 갖는 전압의 크기를 간접적으로 검지한다.

도 4에 전압 검지 회로(104a)의 구체적인 구성의 일례를 도시한다. 도 4에 도시하는 전압 검지 회로(104a)는 콤퍼레이터(125)를 가지고 있다. 그리고, 콤퍼레이터(125)의 비반전 입력 단자(+)에는 오차 증폭기(122)로부터 출력되는 신호(ER-OUT)의 전압이 인가된다. 또한, 콤퍼레이터(125)의 반전 입력 단자(-)에는 참조 전압(Vref2)이 인가된다.

또한, 참조 전압(Vref2)은 참조 전압(Vref1)과 상이한 값으로 한다. 그리고, 참조 전압(Vref2)의 값은 출력 전압의 임계값에 따라서 정해진다.

콤퍼레이터(125)는 입력된 신호(ER-OUT)의 전압과 참조 전압(Vref2)을 비교한다. 그리고, 신호(ER-OUT)의 전압이 참조 전압(Vref2)과 동일하거나, 그보다 큰 경우에, 콤퍼레이터(125)는 하이 레벨의 전압을 출력한다. 또한, 신호(ER-OUT)의 전압이 참조 전압(Vref2)보다 작은 경우에, 콤퍼레이터(125)는 로우 레벨의 전압을 출력한다.

그리고, 선택 회로(106)는 전압 검지 회로(104a)로부터 하이 레벨의 전압이 인가되면, DCDC 컨버터의 출력 전압이 임계값과 동일한지 이를 초과하는지를 판단하고, 제어 신호의 전압을 출력한다. 트랜지스터(101)는 그 게이트 전극에 제어 신호의 전압이 인가되면, 온과 오프를 반복하는 스위칭을 행한다.

또한, 선택 회로(106)는 전압 검지 회로(104a)로부터 로우 레벨의 전압이 인가되면, DCDC 컨버터의 출력 전압이 임계값을 하회하고 있다고 판단하고, 입력 전압을 출력하는 동시에, 삼각파 발진기(124)의 구동을 정지한다. 트랜지스터(101)는 그 게이트 전극에 입력 전압이 인가되면, 온의 상태를 유지한다. 따라서, 입력 단자(IN1)에 인가되는 입력 전압은, 트랜지스터(101)와 코일(111)을 통하여, 출력 전압으로서 출력 단자(OUT1)에 인가된다. 본 발명의 일 형태에서는, DCDC 컨버터의 출력 전압이 임계값을 하회하고 있을 때, 트랜지스터(101)를 온의 상태로 유지함으로써, 트랜지스터(101)를 스위칭시키는데 소비되는 전력을 삭감할 수 있어 트랜지스터(101)에 있어서의 소비 전력을 작게 억제할 수 있다.

또한, 강압형 DCDC 컨버터는, 입력 전압이 작은 경우, 입력 전압과 출력 전압의 차이가 작아진다. 이로 인해, 트랜지스터(101)를 온의 상태로 유지함으로써, 입력 전압을 강압하지 않고 그대로 출력 전압으로서 출력하여도, DCDC 컨버터를 사용한 반도체 장치 및 발전 장치의 동작에는 그다지 문제가 되지 않는다.

또한, 트랜지스터(101)의 게이트 전극에 입력 전압이 인가되고 있을 때, 트랜지스터(101)는 그 제 1 단자에도 입력 전압이 인가되고 있기 때문에, 다이오드로서 기능한다. 따라서, 역류 방지용의 다이오드를 별도로 설치하지 않아도, DCDC 컨버터에 있어서 입력 전압이 출력 전압을 하회했을 때에, 전류가 DCDC 컨버터의 출력측으로부터 입력측으로 역류하는 것을 방지할 수 있다.

또한, 선택 회로(106)는 DCDC 컨버터의 출력 전압이 임계값을 하회하고 있을 때, 삼각파 발진기(124)의 구동을 정지한다. 구체적으로는, 삼각파 발진기(124)에 있어서의 삼각파, 또는 톱니파의 전압 파형을 갖는 신호의 생성을 정지한다. 따라서, 삼각파 발진기(124)에 있어서 소비되고 있던 전력을 삭감할 수 있어 제어 회로(103)의 소비 전력을 작게 억제할 수 있다.

따라서, 본 발명의 일 형태에서는, 입력 전력이 작을 때에도, 전력 변환 효율이 저감되는 것을 억제할 수 있다. 또한, 본 발명의 일 형태에서는, 상기 DCDC 컨버터를 사용함으로써, 반도체 장치의 소비 전력의 저감을 실현할 수 있다. 또한, 본 발명의 일 형태에서는, 상기 DCDC 컨버터를 사용함으로써, 발전 장치의 전력 변환 효율의 향상을 실현할 수 있다.

다음에, 도 7에, 검지 회로(104)로서, 출력 전류를 검지하는 전류 검지 회로를 사용한 경우의 DCDC 컨버터(100)의 구체적인 구성을 일례로서 도시한다. 도 7에 도시하는 DCDC 컨버터는, 검지 회로로서 전류 검지 회로(104b)를 사용한다는 점만이 도 3에 도시하는 DCDC 컨버터와 상이하다. 따라서, 트랜지스터(101), 전압 변환부(102), 제어 회로(103)의 구성 및 동작에 관해서는 도 3에 관한 기재를 대략 참조할 수 있다. 이하, 도 3에 도시하는 DCDC 컨버터와, 도 7에 도시하는 DCDC 컨버터에서 상이한 점에 관해서만 서술한다.

먼저, 도 7의 DCDC 컨버터의 경우, 선택 회로(106)는 전압 변환부(102)로부터의 출력 전류의 크기에 따라, 제어 신호의 전압과 입력 전압 중 어느 하나를 선택하여 버퍼(107)를 통하여 제어 회로(103)로부터 출력한다. 그리고, 상기 출력 전류의 크기는 전류 검지 회로(104b)에 있어서 검지한다. 구체적으로, 도 7에 도시하는 DCDC 컨버터에서는, 전압 변환부(102)의 출력 단자와, DCDC 컨버터의 출력 단자(OUT1) 사이에 흐르는 출력 전류를 전류 검지 회로(104b)에 있어서 검지한다.

도 8에 전류 검지 회로(104b)의 구체적인 구성의 일례를 도시한다. 도 8에 도시하는 전류 검지 회로(104b)는, 션트 저항(126)과 차동 증폭기(127)와 콤퍼레이터(128)를 가지고 있다. 션트 저항(126)은 전압 변환부(102)의 출력 단자와 출력 단자(OUT1) 사이에 직렬로 접속되어 있다. 그리고, 션트 저항(126)이 갖는 한 쌍의 단자 중, 전압 변환부(102)의 출력 단자에 접속되어 있는 단자는, 차동 증폭기(127)의 반전 입력 단자(-)에 접속되어 있다. 또한, 션트 저항(126)이 갖는 한 쌍의 단자 중 출력 단자(OUT1)에 접속되어 있는 단자는, 차동 증폭기(127)의 비반전 입력 단자(+)에 접속되어 있다.

오차 증폭기(122)는 반전 입력 단자(-)와 비반전 입력 단자(+)에 입력된 전압의 차이를 증폭시켜 출력 단자로부터 출력한다. 상기 전압의 차이는 출력 전류의 크기를 반영하고 있으며, 차이가 클수록 출력 전류가 큰 것을 의미하고, 차이가 작을수록 출력 전류가 작은 것을 의미한다.

콤퍼레이터(128)는 차동 증폭기(127)로부터 입력된 전압과, 참조 전압(Vref3)을 비교한다. 그리고, 차동 증폭기(127)로부터의 전압이 참조 전압(Vref3)과 동일하거나 그것보다 큰 경우에, 콤퍼레이터(128)는 하이 레벨의 전압을 출력한다. 또한, 차동 증폭기(127)로부터의 전압이 참조 전압(Vref3)보다 작은 경우에, 콤퍼레이터(128)는 로우 레벨의 전압을 출력한다. 콤퍼레이터(128)로부터 출력된 상기 하이 레벨의 전압과 상기 로우 레벨의 전압은, 선택 회로(106)에 인가된다. 선택 회로(106)는 인가된 전압에 따라, DCDC 컨버터의 출력 전류가 임계값을 하회하고 있는지 여부를 판단하고, 상기한 바와 같이 도 3의 DCDC 컨버터와 같은 동작을 행한다.

또한, 참조 전압(Vref3)은 참조 전압(Vref1) 또는 참조 전압(Vref2)과 동일한 값이어도 좋고, 다른 값이어도 좋은 것으로 한다. 그리고, 참조 전압(Vref3)의 값은 출력 전류의 임계값에 따라서 정한다.

또한, 도 3, 도 7에서는 펄스폭 제어(PWM: Pulse Width Modulation control)의 제어 신호를 생성하는 경우의, 제어 신호 생성 회로(105)의 구성을 예시하고 있다. 그러나, 본 발명의 일 형태에 따른 DCDC 컨버터는, 펄스 주파수 제어(PFM: Pluse Frequency Modulation control)의 제어 신호를 사용하여, 트랜지스터(101)의 스위칭을 제어하여도 좋다.

도 5a에 DCDC 컨버터의 입력 전압(Vin)의 시간 변화를 일례로서 도시한다. 또한, 도 5b에, 펄스폭 제어를 사용한 경우의, 트랜지스터(101)의 게이트 전압(Vgs)의 시간 변화를 일례로서 도시한다. 또한, 도 5c에, 도 5a에 도시하는 입력 전압이 DCDC 컨버터에 인가됐을 때에, 트랜지스터(101)의 게이트 전압(Vgs)이 도 5b에 도시하는 바와 같이 시간 변화한 경우의 DCDC 컨버터의 출력 전압(Vout)의 시간 변화를 도시한다.

도 5a에서는, 입력 전압(Vin)이 시간의 경과와 함께 작아지고 있다. 따라서, 일정한 출력 전압(Vout)을 얻기 위해서는, DCDC 컨버터에 있어서의 강압의 폭을 시간에 따라 작게 할 필요가 있다. 따라서, 트랜지스터(101)의 게이트 전압(Vgs)은 도 5b에 도시하는 바와 같이 펄스상의 전압 파형을 가지며, 또한 그 펄스폭(Ton)이 시간의 경과에 따라서 커지고 있다. 또한, 펄스폭 제어의 경우, 펄스가 출현하는 타이밍의 시간 간격(Tp)이 일정하게 유지되며, 펄스폭(Ton)이 가변하게 된다.

그리고, 도 5a에 도시한 입력 전압(Vin)의 경우, 도 5b에 도시한 게이트 전압(Vgs)에 따라서 트랜지스터(101)를 스위칭시키면, 도 5c에 도시하는 바와 같은 출력 전압(Vout)이 얻어진다. 도 5b에 도시하는 바와 같이, 본 발명의 일 형태에 따른 강압형의 DCDC 컨버터에서는, 펄스폭(Ton)이 작으면, 입력 전압이 크게 강압하고, 펄스폭(Ton)이 크면, 입력 전압이 작게 강압한다.

또한, 입력 전압이 작아져 가면, 펄스폭(Ton)을 최대한으로 크게 하여도, 출력 전압(Vout)이 강압을 개시한다. 그리고, 본 발명의 일 형태에서는, 출력 전압(Vout)이 임계값을 하회하면, 트랜지스터(101)의 스위칭을 정지하고, 트랜지스터(101)를 온의 상태로 유지한다. 상기 구성에 의해, DCDC 컨버터의 내부에 있어서의 전력 손실을 작게 억제할 수 있기 때문에, 출력 전압(Vout)의 강압을 작게 억제할 수 있다.

다음에, 도 6a에 DCDC 컨버터의 입력 전압(Vin)의 시간 변화를 일례로서 도시한다. 또한, 도 6b에, 펄스 주파수 제어를 사용한 경우의 트랜지스터(101)의 게이트 전압(Vgs)의 시간 변화를 일례로서 도시한다. 또한, 도 6c에, 도 6a에 도시하는 입력 전압이 DCDC 컨버터에 인가됐을 때에, 트랜지스터(101)의 게이트 전압(Vgs)이 도 6b에 도시하는 바와 같이 시간 변화한 경우의 DCDC 컨버터의 출력 전압(Vout)의 시간 변화를 도시한다.

도 6a에서는, 입력 전압(Vin)이 시간의 경과와 함께 작아져 있다. 따라서, 일정한 출력 전압(Vout)을 얻기 위해서는, DCDC 컨버터에서의 강압의 폭을 시간과 함께 작게 해 갈 필요가 있다. 따라서, 트랜지스터(101)의 게이트 전압(Vgs)은, 도 6b에 도시하는 바와 같이 펄스상의 전압 파형을 가지고 있으며, 또한, 그 펄스가 출현하는 타이밍의 시간 간격(Tp)이 시간의 경과에 따라서 작아져 있다. 또한, 펄스 주파수 제어의 경우, 펄스폭(Ton)이 일정하게 유지되어 있고, 펄스가 출현하는 타이밍의 시간 간격(Tp)이 가변하게 된다.

그리고, 도 6a에 도시한 입력 전압(Vin)의 경우, 도 6b에 도시한 게이트 전압(Vgs)에 따라서 트랜지스터(101)를 스위칭시키면, 도 6c에 도시하는 바와 같은 출력 전압(Vout)이 얻어진다. 도 6b에 도시하는 바와 같이, 본 발명의 일 형태에 따른 강압형 DCDC 컨버터에서는, 시간 간격(Tp)이 크면, 입력 전압이 크게 강압하고, 시간 간격(Tp)이 작으면, 입력 전압이 작게 강압한다.

또한, 입력 전압이 작아져 가면, 시간 간격(Tp)을 최대한으로 작게 해도, 출력 전압(Vout)이 강압을 개시한다. 그리고, 본 발명의 일 형태에서는, 출력 전압(Vout)이 임계값을 하회하면, 트랜지스터(101)의 스위칭을 정지하여, 트랜지스터(101)를 온 상태로 유지한다. 상기 구성에 의해, DCDC 컨버터 내부에 있어서의 전력 손실을 작게 억제할 수 있기 때문에, 출력 전압(Vout)의 강압을 작게 억제할 수 있다.

또한, 본 발명의 일 형태에서는, 펄스폭 제어와 펄스 주파수 제어를 조합하여, 트랜지스터(101)의 스위칭에 의한 출력 전압의 조정을 행하여도 좋다. 예를 들면, 출력 전압이 작은 경우는, 펄스 주파수 제어를 사용하는 편이 트랜지스터(101)의 스위칭의 주파수를 낮게 억제할 수 있어 트랜지스터(101)의 스위칭에 의한 전력 손실을 작게 억제할 수 있다. 반대로, 출력 전압이 큰 경우는, 펄스폭 제어를 사용하는 편이 트랜지스터(101) 스위칭의 주파수를 낮게 억제할 수 있어 트랜지스터(101)의 스위칭에 의한 전력 손실을 작게 억제할 수 있다. 따라서, 출력 전력의 크기에 맞추어, 펄스폭 제어와 펄스 주파수 제어를 바꿈으로써, 전력 변환 효율의 향상을 도모할 수 있다.

또한, 도 1, 도 3, 도 7에서는, 스위칭 소자로서 기능하는 트랜지스터(101)를 1개만 갖는 구성을 도시하고 있지만, 본 발명은 이러한 구성으로 한정되지 않는다. 본 발명의 일 형태에서는, 복수의 트랜지스터가 1개의 스위칭 소자로서 기능하고 있어도 좋다. 1개의 스위칭 소자로서 기능하는 트랜지스터를 복수 가지고 있는 경우, 상기 복수의 트랜지스터는 병렬로 접속되어 있어도 좋으며, 직렬로 접속되어 있어도 좋고, 직렬과 병렬이 조합되어 접속되어 있어도 좋다.

또한, 본 명세서에 있어서, 트랜지스터가 직렬로 접속되어 있는 상태란, 예를 들면, 제 1 트랜지스터의 제 1 단자와 제 2 단자 중 어느 한쪽만이, 제 2 트랜지스터의 제 1 단자와 제 2 단자 중 어느 한쪽에만 접속되어 있는 상태를 의미한다. 또한, 트랜지스터가 병렬로 접속되어 있는 상태란, 제 1 트랜지스터의 제 1 단자가 제 2 트랜지스터의 제 1 단자에 접속되고, 제 1 트랜지스터의 제 2 단자가 제 2 트랜지스터의 제 2 단자에 접속되어 있는 상태를 의미한다.

(실시형태 2)

본 실시형태에서는, 본 발명의 일 형태에 따른 반도체 장치 중 하나인, 조명 장치의 일 형태에 관해서 설명한다. 도 9에, 조명 장치의 구성을 일례로서 도시한다.

도 9에 도시하는 조명 장치는, 교류 전원(301)과, 스위치(302)와, 정류 회로(303)와, DCDC 컨버터(100)와, 발광 소자(304)를 가지고 있다. 정류 회로(303) 및 DCDC 컨버터(100)가 전원 회로를 구성하고 있다.

도 9에 도시하는 DCDC 컨버터(100)는, 도 3 또는 도 7에 도시하는 DCDC 컨버터(100)와 동일한 구성을 갖는다. 구체적으로, 도 9에 도시하는 조명 장치에서는 교류 전원(301)으로부터의 교류 전압이 스위치(302)를 통하여 정류 회로(303)에 공급되고 조정된다. 조정됨으로써 얻어진 직류 전압은 DCDC 컨버터(100)에 입력되고, 그 크기가 조정되어 출력된다. DCDC 컨버터(100)의 상세한 동작에 관해서는 실시형태 1의 기재를 참조할 수 있다.

DCDC 컨버터(100)로부터 출력된 전압이 발광 소자(304)에 공급됨으로써, 발광 소자(304)가 발광한다. 발광 소자(304)로는, 발광 다이오드(LED), 유기 발광 소자(OLED) 등 여러 가지 광원을 사용할 수 있다.

본 발명의 일 형태에 따른 DCDC 컨버터(100)는, 입력 전력이 작을 때에도, DCDC 컨버터의 내부에 있어서의 전력 손실을 작게 억제할 수 있기 때문에, 전력 변환 효율이 저감되는 것을 억제할 수 있다. 따라서, DCDC 컨버터(100)를 조명 장치에 사용함으로써, 조명 장치의 소비 전력의 저감을 실현할 수 있다.

또한, 도 9에서는, 전원으로서 교류 전원(301)을 사용하고 있는 조명 장치의 구성을 도시하고 있지만, 본 발명은 이 구성에 한정되지 않는다. 전원으로서 교류 전원이 아니라 직류 전원을 사용하고 있어도 좋다. 단, 직류 전원을 사용하는 경우는 정류 회로(303)를 설치하지 않아도 좋다.

또한, 도 9에서는, 전원인 교류 전원(301)을 가지고 있는 조명 장치의 구성을 도시하고 있지만, 본 발명의 일 형태에 따른 조명 장치는 반드시 전원을 그 구성 요소에 포함시킬 필요는 없다.

본 실시형태는 상기 실시형태와 적절히 조합하여 실현하는 것이 가능하다.

(실시형태 3)

본 실시형태에서는, 본 발명의 일 형태에 따른 발전 장치의 하나인, 태양광 발전 장치의 일 형태에 관해서 설명한다. 도 10에, 태양광 발전 장치의 구성을 일례로서 도시한다.

도 10에 도시하는 태양광 발전 장치는, 태양 전지로서 기능하는 포토다이오드(350)와, 스위치(351)와, 콘덴서(352)와, DCDC 컨버터(100)와, 펄스폭 변조 회로(353)와, 인버터(354)와, 밴드 패스 필터(355)를 가지고 있다.

도 10에 도시하는 DCDC 컨버터(100)는, 도 3 또는 도 7에 도시하는 DCDC 컨버터와 동일한 구성을 갖는다. 구체적으로, 도 10에 도시하는 태양관 발전 장치에서는, 포토다이오드(350)에 광이 조사되면 전압이 생긴다. 상기 전압은 콘덴서(352)에 있어서 평활화된 후, 스위치(351)를 통하여 DCDC 컨버터(100)에 입력된다. 또한, 콘덴서(352)를 설치함으로써, 스위치(351)의 온, 오프에 의해 생기는 펄스상의 전류가 포토다이오드(350)로 흘러 드는 것을 방지할 수 있다.

그리고, DCDC 컨버터(100)에 입력된 전압은, DCDC 컨버터(100)에 있어서 그 크기가 조정된 후 출력된다. DCDC 컨버터(100)의 상세한 동작에 관해서는 실시형태 1의 기재를 참조할 수 있다. 본 실시형태에서는 DCDC 컨버터(100)에 있어서 입력된 전압이 강압되어 출력된다.

DCDC 컨버터(100)의 출력 단자(OUT1)로부터 출력된 전압은 직류 전압이다. 인버터(354)는 DCDC 컨버터(100)로부터 출력된 직류 전압을 교류 전압으로 변환하여 출력한다. 도 10에서는 인버터(354)가 4개의 트랜지스터(356) 내지 트랜지스터(359)와, 4개의 다이오드(360) 내지 다이오드(363)로 구성되어 있는 예를 도시하고 있다.

구체적으로, 트랜지스터(356)는, 그 제 1 단자가 DCDC 컨버터(100)의 출력 단자(OUT1)에 접속되어 있으며, 그 제 2 단자가 트랜지스터(357)의 제 1 단자에 접속되어 있다. 트랜지스터(357)의 제 2 단자는 DCDC 컨버터(100)의 출력 단자(OUT2)에 접속되어 있다. 트랜지스터(358)는 그 제 1 단자가 DCDC 컨버터(100)의 출력 단자(OUT1)에 접속되어 있으며, 그 제 2 단자가 트랜지스터(359)의 제 1 단자에 접속되어 있다. 트랜지스터(359)의 제 2 단자는, DCDC 컨버터(100)의 출력 단자(OUT2)에 접속되어 있다. 다이오드(360) 내지 다이오드(363)에는, 트랜지스터(356) 내지 트랜지스터(359)와 각각 병렬로 접속되어 있다. 구체적으로는, 트랜지스터(356) 내지 트랜지스터(359)의 제 1 단자에 다이오드(360) 내지 다이오드(363)의 음극이 각각 접속되고, 트랜지스터(356) 내지 트랜지스터(359)의 제 2 단자에 다이오드(360) 내지 다이오드(363)의 양극이 각각 접속되어 있다.

또한, 펄스폭 변조 회로(353)에는 DCDC 컨버터(100)로부터 출력된 전압이 공급된다. 펄스폭 변조 회로(353)는 상기 전압이 인가됨으로써 동작하고, 트랜지스터(356) 내지 트랜지스터(359)의 스위칭을 제어하는 신호를 생성한다.

펄스폭 변조 회로(353)로부터의 상기 신호에 따라서 트랜지스터(356) 내지 트랜지스터(359)가 스위칭을 행함으로써, 인버터(354)가 갖는, 트랜지스터(356)의 제 2 단자와 트랜지스터(357)의 제 1 단자가 접속되어 있는 노드와, 트랜지스터(358)의 제 2 단자와 트랜지스터(359)의 제 1 단자가 접속되어 있는 노드로부터, PWM 파형을 갖는 교류 전압이 출력된다.

그리고, 밴드 패스 필터(355)를 사용하여, 인버터(354)로부터 출력되는 교류 전압의 고주파 성분을 제거함으로써, 정현파를 갖는 교류 전압을 얻을 수 있다.

또한, 도 10에 도시하는 발전 장치에서는, 발전 장치로부터 출력되는 교류 전압을, 발전 장치의 후단에 접속되는 부하에 공급하는 경우를 상정하고 있다. 그러나, 발전 장치로부터 출력되는 전압을 사용하여, 2차 전지나 캐패시터 등의 축전부를 충전하는 경우, 발전 장치로부터 출력되는 전압은 직류 전압이 된다. 따라서, 이 경우, 교류 전압을 얻기 위한 펄스폭 변조 회로(353) 및 인버터(354)를 발전 장치에 설치하지 않아도 되고, DCDC 컨버터(100)의 출력 전압을 발전 장치로부터 출력 전압으로 한다.

또한, 태양광 발전이나 풍력 발전과 같이, 자연 에너지로부터 전력을 얻는 발전 장치인 경우, 얻어지는 전력의 크기가 자연 조건에 좌우되기 쉽다. 그리고, 예를 들면 발전부로부터의 입력 전력이 작은 경우, DCDC 컨버터는 전력 변환 효율이 낮아지기 때문에, 출력 전력이 더욱 작아지는 경향이 있다. DCDC 컨버터로부터의 출력 전력이 지나치게 작아지면, DCDC 컨버터로부터 2차 전지나 부하에 공급되는 전력도 작아지고, 축전부에서 충전이 행해지지 않고, 부하에서 동작이 정상적으로 행해지지 않는 등의 문제가 생기기 쉽다. 그러나, 본 발명의 일 형태에 따른 발전 장치에서는 DCDC 컨버터로의 입력 전력이 작을 때에도, DCDC 컨버터의 전력 변환 효율이 저감되는 것을 억제할 수 있다. 따라서, 발전부로부터의 입력 전력이 작은 경우에, DCDC 컨버터의 출력 전력이 작아지는 것을 억제할 수 있기 때문에, 2차 전지의 충전이나 부하의 동작을 보증할 수 있는 입력 전력의 범위를 넓힐 수 있다.

본 실시형태는 상기 실시형태와 적절히 조합하여 실시하는 것이 가능하다.

(실시예 1)

본 발명의 일 형태에 따른 DCDC 컨버터, 반도체 장치를 사용함으로써, 소비 전력이 낮은 전자 기기를 제공하는 것이 가능하다. 특히, 전력의 공급을 상시 받는 것이 곤란한 휴대용 전자 기기의 경우, 본 발명의 일 형태에 따른 소비 전력이 낮은 반도체 장치를 그 구성 요소에 추가함으로써, 연속 사용 시간이 길어지는 것과 같은 얻어진다. 또한, 본 발명의 일 형태에 따른 발전 장치를 사용함으로써, 발전부에 있어서 생성되는 전력의 크기에 변화가 생겨도, 축전부에서의 충전, 부하의 동작 등의 신뢰성이 높은 전자 기기를 제공할 수 있다.

본 발명의 일 형태에 따른 반도체 장치는, 표시 장치, 노트형 퍼스널 컴퓨터, 기록 매체를 구비한 화상 재생 장치(대표적으로는 DVD: Digital Versatile Disc 등의 기록 매체를 재생하고, 그 화상을 표시할 수 있는 디스플레이를 갖는 장치)에 사용할 수 있다. 그 외에, 본 발명의 일 형태에 따른 반도체 장치를 사용할 수 있는 전자 기기로서, 휴대 전화, 휴대형 게임기, 휴대 정보 단말, 전자 서적, 비디오카메라, 디지털 스틸 카메라, 고글형 디스플레이(헤드마운트 디스플레이), 네비게이션 시스템, 음향 재생 장치(카오디오, 디지털 오디오 플레이어 등), 복사기, 팩시밀리, 프린터, 프린터 복합기, 현금 자동 입출금기(ATM), 자동 판매기 등을 들 수 있다. 이러한 전자 기기의 구체예를 도 11에 도시한다.

도 11a는 휴대형 게임기이며, 케이스(7031), 케이스(7032), 표시부(7033), 표시부(7034), 마이크로폰(7035), 스피커(7036), 조작 키(7037), 스타일러스(7038) 등을 갖는다. 본 발명의 일 형태에 따른 DCDC 컨버터나 반도체 장치는, 휴대형 게임기의 구동을 제어하기 위한 집적 회로에 사용할 수 있다. 휴대형 게임기의 구동을 제어하기 위한 집적 회로에 본 발명의 일 형태에 따른 DCDC 컨버터나 반도체 장치를 사용함으로써, 소비 전력이 낮은 휴대형 게임기를 제공할 수 있다. 또한, 본 발명의 일 형태에 따른 발전 장치를 휴대형 게임기에 사용함으로써, 휴대형 게임기의 연속 사용 시간을 길게 할 수 있어 신뢰성을 높일 수 있다. 또한, 도 11a에 도시한 휴대형 게임기는, 2개의 표시부(7033)와 표시부(7034)를 가지고 있지만, 휴대형 게임기가 갖는 표시부의 수는 이것으로 한정되지 않는다.

도 11b는 휴대 전화이며, 케이스(7041), 표시부(7042), 음성 입력부(7043), 음성 출력부(7044), 조작 키(7045), 수광부(7046) 등을 갖는다. 수광부(7046)에 있어서 수신된 광을 전기 신호로 변환함으로써, 외부의 화상을 취득할 수 있다. 본 발명의 일 형태에 따른 DCDC 컨버터나 반도체 장치는, 휴대 전화의 구동을 제어하기 위한 집적 회로에 사용할 수 있다. 휴대 전화의 구동을 제어하기 위한 집적 회로에 본 발명의 일 형태에 따른 DCDC 컨버터나 반도체 장치를 사용함으로써, 소비 전력이 낮은 휴대 전화를 제공할 수 있다. 또한, 본 발명의 일 형태에 따른 발전 장치를 휴대 전화에 사용함으로써, 휴대 전화의 연속 사용 시간을 길게 할 수 있어 신뢰성을 높일 수 있다.

도 11c는 휴대 정보 단말이며, 케이스(7051), 표시부(7052), 조작 키(7053) 등을 갖는다. 도 11c에 도시한 휴대 정보 단말은, 모뎀이 케이스(7051)에 내장되어 있어도 좋다. 본 발명의 일 형태에 따른 DCDC 컨버터나 반도체 장치는, 휴대 정보 단말의 구동을 제어하기 위한 집적 회로에 사용할 수 있다. 휴대 정보 단말의 구동을 제어하기 위한 집적 회로에 본 발명의 일 형태에 따른 DCDC 컨버터나 반도체 장치를 사용함으로써, 소비 전력이 낮은 휴대 정보 단말을 제공할 수 있다. 또한, 본 발명의 일 형태에 따른 발전 장치를 휴대 정보 단말에 사용함으로써, 휴대 정보 단말의 연속 사용 시간을 길게 할 수 있어 신뢰성을 높일 수 있다.

도 11d는 조명 장치이며, 케이스(7081), 광원(7082) 등을 갖는다. 광원(7082)에는 발광 소자가 설치되어 있다. 본 발명의 일 형태에 따른 DCDC 컨버터나 반도체 장치는, 조명 장치의 구동을 제어하기 위한 집적 회로에 사용할 수 있다. 조명 장치의 구동을 제어하기 위한 집적 회로에 본 발명의 일 형태에 따른 DCDC 컨버터나 반도체 장치를 사용함으로써, 소비 전력이 낮은 조명 장치를 제공할 수 있다. 또한, 본 발명의 일 형태에 따른 발전 장치를 조명 장치에 사용함으로써, 조명 장치의 연속 사용 시간을 길게 할 수 있어 신뢰성을 높일 수 있다.

본 실시예는 상기 실시형태와 적절히 조합하여 실시하는 것이 가능하다.

100 DCDC 컨버터 101 트랜지스터
102 전압 변환부 103 제어 회로
104 검지 회로 104a 전압 검지 회로
104b 전류 검지 회로 105 제어 신호 생성 회로
106 선택 회로 107 버퍼
110 다이오드 111 코일
112 콘덴서 120 저항
121 저항 122 오차 증폭기
123 콤퍼레이터 124 삼각파 발진기
125 콤퍼레이터 126 션트 저항
127 오차 증폭기 128 콤퍼레이터
200 그래프 201 그래프
301 교류 전원 302 스위치
303 정류 회로 304 발광 소자
350 포토다이오드 351 스위치
352 콘덴서 353 펄스폭 변조 회로
354 인버터 355 밴드 패스 필터
356 트랜지스터 357 트랜지스터
358 트랜지스터 359 트랜지스터
360 다이오드 361 다이오드
362 다이오드 363 다이오드
7031 케이스 7032 케이스
7033 표시부 7034 표시부
7035 마이크로폰 7036 스피커
7037 조작 키 7038 스타일러스
7041 케이스 7042 표시부
7043 음성 입력부 7044 음성 출력부
7045 조작 키 7046 수광부
7051 케이스 7052 표시부
7053 조작 키 7081 케이스
7082 광원

Claims

제어 회로;
상기 제어 회로로부터 출력되는 전압이 자신의 게이트 전극에 공급됨으로써, 스위칭이 제어되는 트랜지스터;
상기 트랜지스터의 스위칭에 의해 입력 전압의 공급이 제어되고, 상기 트랜지스터의 스위칭의 듀티비에 상응하는 출력 전력을 생성하는 전압 변환부; 및
상기 출력 전력을 검지하는 검지 회로를 포함하고,
상기 제어 회로는 펄스 전압 파형을 갖는 제어 신호를 생성하는 제어 신호 생성 회로와, 상기 검지 회로에 의해 검지된 상기 출력 전력이 임계값과 동일하거나 초과하는 경우에 상기 제어 신호의 전압을 상기 게이트 전극에 인가하고, 상기 검지 회로에 의해 검지된 상기 출력 전력이 상기 임계값을 하회하는 경우에 상기 입력 전압을 상기 게이트 전극에 인가하는 선택 회로를 포함하는, DCDC 컨버터.
제어 회로;
상기 제어 회로로부터 출력되는 전압이 자신의 게이트 전극에 공급됨으로써, 스위칭이 제어되는 트랜지스터;
상기 트랜지스터의 스위칭에 의해 입력 전압의 공급이 제어되고, 상기 트랜지스터의 스위칭의 듀티비에 상응하는 출력 전력을 생성하는 전압 변환부; 및
상기 출력 전력의 전압을 검지하는 검지 회로를 포함하고,
상기 제어 회로는 펄스 전압 파형을 갖는 제어 신호를 생성하는 제어 신호 생성 회로와, 상기 검지 회로에 의해 검지된 상기 출력 전력의 전압이 임계값과 동일하거나 초과하는 경우에 상기 제어 신호의 전압을 상기 게이트 전극에 인가하고, 상기 검지 회로에 의해 검지된 상기 출력 전력의 전압이 상기 임계값을 하회하는 경우에 상기 입력 전압을 상기 게이트 전극에 인가하는 선택 회로를 포함하는, DCDC 컨버터.
제어 회로;
상기 제어 회로로부터 출력되는 전압이 자신의 게이트 전극에 공급됨으로써, 스위칭이 제어되는 트랜지스터;
상기 트랜지스터의 스위칭에 의해 입력 전압의 공급이 제어되고, 상기 트랜지스터의 스위칭의 듀티비에 상응하는 출력 전력을 생성하는 전압 변환부; 및
검지 회로를 포함하고,
상기 제어 회로는 제어 신호 생성 회로와 선택 회로를 포함하고,
상기 제어 신호 생성 회로는:
상기 출력 전력의 전압을 분할함으로써 귀환 신호를 생성하는 복수의 저항들;
반전 입력 단자에 상기 귀환 신호의 전압이 인가되고, 비반전 입력 단자에 참조 전압이 인가되는 오차 증폭기;
삼각파 또는 톱니파를 생성하는 삼각파 발생기; 및
상기 비반전 입력 단자에 상기 오차 증폭기로부터 출력되는 전압이 인가되고, 상기 반전 입력 단자에 상기 삼각파 발생기로부터 출력되는 출력 신호가 인가됨으로써, 펄스 전압 파형을 갖는 제어 신호를 생성하는 콤퍼레이터를 포함하고,
상기 검지 회로는 상기 오차 증폭기로부터 출력되는 전압을 검지하고,
상기 검지 회로에 의해 검지된 상기 오차 증폭기로부터 출력되는 전압이 임계값과 동일하거나 초과하는 경우에 상기 제어 회로의 전압을 상기 게이트 전극에 인가하고, 상기 검지 회로에 의해 검지된 상기 오차 증폭기로부터 출력되는 전압이 상기 임계값을 하회하는 경우에 상기 입력 전압을 상기 게이트 전극에 인가하는 선택 회로를 포함하는, DCDC 컨버터.
제어 회로;
상기 제어 회로로부터 출력되는 전압이 자신의 게이트 전극에 공급됨으로써, 스위칭이 제어되는 트랜지스터;
상기 트랜지스터의 스위칭에 의해 입력 전압의 공급이 제어되고, 상기 트랜지스터의 스위칭의 듀티비에 상응하는 출력 전력을 생성하는 전압 변환부; 및
상기 출력 전력의 전류를 검지하는 검지 회로를 포함하고,
상기 제어 회로는 펄스 전압 파형을 갖는 제어 신호를 생성하는 제어 신호 생성 회로와, 상기 검지 회로에 의해 검지된 상기 출력 전력의 전류가 임계값과 동일하거나 초과하는 경우에 상기 제어 신호의 전압을 상기 게이트 전극에 인가하고, 상기 검지 회로에 의해 검지된 상기 출력 전력의 전류가 상기 임계값을 하회하는 경우에 상기 입력 전압을 상기 게이트 전극에 인가하는 선택 회로를 포함하는, DCDC 컨버터.
제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 기재된 DCDC 컨버터를 사용하는, 반도체 장치.
제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 기재된 DCDC 컨버터;
생성된 전력을 상기 입력 전압으로서 상기 DCDC 컨버터에 공급하는 발전부; 및
상기 DCDC 컨버터로부터 출력 전압을 사용하여 충전을 행하는 축전부를 포함하는, 발전 장치.
제 6 항에 있어서, 상기 발전부에 포토다이오드가 사용되는, 발전 장치.
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