JP2022180863A - 電源装置 - Google Patents

電源装置 Download PDF

Info

Publication number
JP2022180863A
JP2022180863A JP2021087595A JP2021087595A JP2022180863A JP 2022180863 A JP2022180863 A JP 2022180863A JP 2021087595 A JP2021087595 A JP 2021087595A JP 2021087595 A JP2021087595 A JP 2021087595A JP 2022180863 A JP2022180863 A JP 2022180863A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
current
output
power supply
voltage
rectifying
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
JP2021087595A
Other languages
English (en)
Inventor
和之 指田
Kazuyuki Sashita
健一 岩尾
Kenichi Iwao
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Shindengen Electric Manufacturing Co Ltd
Original Assignee
Shindengen Electric Manufacturing Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Shindengen Electric Manufacturing Co Ltd filed Critical Shindengen Electric Manufacturing Co Ltd
Priority to JP2021087595A priority Critical patent/JP2022180863A/ja
Publication of JP2022180863A publication Critical patent/JP2022180863A/ja
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Landscapes

  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

【課題】効率の低下を抑制できる電源装置を提供する。【解決手段】ハイサイドに整流素子及びスイッチング素子の内の一方を、ローサイドに整流素子及びスイッチング素子の内の他方を各々が含む複数の整流アームを含む、整流回路と、複数の整流アームに流れる電流を夫々検出する複数の電流センサと、スイッチング素子を動作させる駆動信号を夫々出力する複数の駆動回路と、複数の駆動回路の積分値をリセットするためのリセットパルスを出力するリセットパルス出力回路と、を備える。制御回路は、複数の電流共振コンバータの内の一方端の電流共振コンバータを必ず動作させる。リセットパルス出力回路は、複数の整流アームの内の一方端の整流アームの整流素子とスイッチング素子との間の電圧に基づいて、リセットパルスを出力する。【選択図】図１３

Description

本発明は、電源装置に関する。
コンバータで高電圧充電器を構成する場合、効率の観点から、電流共振コンバータが多く採用されている。例えば、高電圧充電器は、出力電流を一定（例えば、５Ａ）に維持したまま、出力電圧を可変させる（例えば、５０Ｖから１０００Ｖまで）制御を行う。この制御には、スイッチング周波数制御が用いられる。電流共振コンバータは、スイッチング周波数を共振周波数よりも高くすることにより、出力電圧を下げたり、出力電流を下げたりすることができる。
特許文献１には、第１から第３のスイッチングレグの全てのスイッチング素子をスイッチング動作させる第１の動作モードと、第１から第３のスイッチングレグのうち少なくとも１つ以上のスイッチングレグの上下どちらか一方のスイッチング素子を常にオンとし、他方のスイッチング素子を常にオフとなるように動作させる第２の動作モードと、を備える電力変換装置が、記載されている。
特開２０１６－１７３９６１号公報
電流共振コンバータは、スイッチング周波数が共振周波数に近い場合には、高効率が得られる。しかし、電流共振コンバータは、出力の制御に伴い、スイッチング周波数が共振周波数よりも高くなるほど、無効電力が増加するので、効率が低下する。
本発明は、効率の低下を抑制できる、電源装置を提供することを目的とする。
本発明の一態様の電源装置は、
複数の電流共振コンバータと、
ハイサイドに整流素子及びスイッチング素子の内の一方を、ローサイドに整流素子及びスイッチング素子の内の他方を各々が含み、前記複数の電流共振コンバータの出力電圧を整流して負荷へ出力する複数の整流アームを含む、整流回路と、
前記複数の電流共振コンバータを制御する制御回路と、
前記複数の整流アームに流れる電流を夫々検出する、複数の電流センサと、
前記複数の電流センサの出力信号を夫々積分した積分値に基づいて、前記複数の整流アームの前記スイッチング素子を動作させる駆動信号を夫々出力する、複数の駆動回路と、
前記複数の駆動回路の積分値をリセットするためのリセットパルスを出力する、リセットパルス出力回路と、
を備え、
前記複数の電流共振コンバータの各々の一方の出力端子は、各々の隣の電流共振コンバータの他方の出力端子に電気的に接続されるとともに、前記複数の整流アームの内の１つの整流アームに電気的に接続され、
前記制御回路は、
前記複数の電流共振コンバータの内の一方端又は他方端の電流共振コンバータを必ず動作させるとともに、前記複数の電流共振コンバータの内の残りの電流共振コンバータの各々を、正極性出力動作、負極性出力動作及び休止の内のいずれか１つに制御し、
前記リセットパルス出力回路は、
前記複数の整流アームの内の一方端又は他方端の整流アームの前記整流素子と前記スイッチング素子との間の電圧に基づいて、前記リセットパルスを出力する、
ことを特徴とする。
前記電源装置において、
前記リセットパルス出力回路は、
前記複数の整流アームの内の一方端又は他方端の整流アームのハイサイド又はローサイドの前記整流素子とローサイド又はハイサイドの前記スイッチング素子との間の電圧に基づいて、前記リセットパルスを出力する、
ことを特徴とする。
前記電源装置において、
前記電流センサは、ロゴスキーコイルである、
ことを特徴とする。
前記電源装置において、
前記制御回路は、
前記負荷への出力電流を予め定められた第１電流に維持したまま、前記負荷への出力電圧を予め定められた第１電圧から予め定められた第２電圧まで上昇させる制御を行う、
ことを特徴とする。
前記電源装置において、
前記制御回路は、
前記出力電圧が前記第２電圧に達した後、前記出力電圧を前記第２電圧に維持したまま、前記出力電流を前記第１電流から減少させる制御を行う、
ことを特徴とする。
前記電源装置において、
前記複数の電流共振コンバータの個数は、偶数個である、
ことを特徴とする。
前記電源装置において、
前記複数の電流共振コンバータの個数は、奇数個である、
ことを特徴とする。
本発明の一態様の電源装置は、効率の低下を抑制できるという効果を奏する。
図１は、比較例の電源装置の回路構成を示す図である。 図２は、比較例の電源装置の出力電流と出力電圧との関係を示す図である。 図３は、電源装置１００の出力電圧Ｖｏｕｔが８００Ｖ且つ出力電流Ｉｏｕｔが６．２５Ａである場合の、トランジスタＴｒ１－１のドレイン－ソース間の電圧１４１及び電流１４２の時間領域（time domain）の波形を示す図である。 図４は、電源装置１００の出力電圧Ｖｏｕｔが５０Ｖ且つ出力電流Ｉｏｕｔが１０Ａである場合の、トランジスタＴｒ１－１のドレイン－ソース間の電圧１５１及び電流１５２の時間領域の波形を示す図である。 図５は、第１の実施の形態の電源装置の回路構成を示す図である。 図６は、第１の実施の形態の電源装置の２次巻線側の電圧（電流）の方向を示す図である。 図７は、第１の実施の形態の電源装置の２次巻線側の電圧（電流）の方向を示す図である。 図８は、第１の実施の形態の電源装置の出力電流と出力電圧との関係を示す図である。 図９は、電源装置１の出力電圧Ｖｏｕｔが１０００Ｖ且つ出力電流Ｉｏｕｔが５Ａである場合の、フルブリッジ回路ＦＢ１からフルブリッジ回路ＦＢ４までのトランジスタＴｒ１のドレイン－ソース間の電圧２０１及び電流２０２の時間領域の波形を示す図である。 図１０は、電源装置１の出力電圧Ｖｏｕｔが５０Ｖ且つ出力電流Ｉｏｕｔが１０Ａである場合の、フルブリッジ回路ＦＢ１からフルブリッジ回路ＦＢ４までのトランジスタＴｒ１のドレイン－ソース間の電圧２１１及び電流２１２の時間領域の波形を示す図である。 図１１は、第２の実施の形態の電源装置の回路構成を示す図である。 図１２は、第２の実施の形態の電源装置の出力電流と出力電圧との関係を示す図である。 図１３は、第３の実施の形態の電源装置の回路構成を示す図である。 図１４は、第３の実施の形態の電源装置の駆動回路の回路構成を示す図である。 図１５は、第３の実施の形態の電源装置の、一端の電流共振コンバータを必ず動作させる運転パターンと、コンデンサとの間で電流が流れる整流アームと、を示す図である。 図１６は、第３の実施の形態の電源装置の、一端の電流共振コンバータを必ず動作させる運転パターンと、整流アームの電圧と、を示す図である。 図１７は、第３の実施の形態の電源装置の、一端の電流共振コンバータを必ず動作させる運転パターンと、整流アームの電圧と、を示す図である。
以下に、本発明の電源装置の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態により本発明が限定されるものではない。
＜第１の実施の形態及び比較例＞
以下、第１の実施の形態について説明するが、第１の実施の形態の理解を容易にするため、先に比較例について説明する。
（比較例）
図１は、比較例の電源装置の回路構成を示す図である。電源装置１００は、直流電源１２１から出力されコンデンサ１２２で平滑化後の直流電圧Ｖｉｎの供給を受けて、出力電圧Ｖｏｕｔを負荷１２３へ出力する。
電源装置１００は、電流共振コンバータ１０１と、整流回路１０２と、コンデンサ１０３と、電圧センサ１０４と、電流センサ１０５と、制御部１０６と、を含む。
電流共振コンバータ１０１は、ＬＬＣ共振を利用した電流共振コンバータ（ＬＬＣコンバータ）である。電流共振コンバータ１０１は、フルブリッジ回路ＦＢと、トランスＴと、を含む。フルブリッジ回路ＦＢと、トランスＴと、の間に、コンデンサ１１５と、インダクタンス１１４と、が設けられている。インダクタンス１１４は、トランスＴに含まれても良い。
フルブリッジ回路ＦＢは、アーム９０－１及び９０－２を含む。アーム９０－１は、ハイサイドのトランジスタＴｒ１－１と、ローサイドのトランジスタＴｒ２－１と、を含む。アーム９０－２は、ハイサイドのトランジスタＴｒ１－２と、ローサイドのトランジスタＴｒ２－２と、を含む。
なお、本開示では、各トランジスタがＭＯＳＦＥＴであることとしたが、これに限定されない。各トランジスタは、シリコンパワーデバイス、ＧａＮパワーデバイス、ＳｉＣパワーデバイス、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などでも良い。
各トランジスタは、寄生ダイオード（ボディダイオード）を有する。寄生ダイオードとは、ＭＯＳＦＥＴのバックゲートとソース及びドレインとの間のｐｎ接合である。寄生ダイオードは、トランジスタのオフ時の過渡的な逆起電力を逃すためのフリーホイールダイオードとして利用可能である。寄生ダイオードに加えて、各トランジスタのドレインとソースとの間にダイオード素子を付加しても良い。
トランジスタＴｒ１－１のソースは、トランジスタＴｒ２－１のドレインに電気的に接続されている。トランジスタＴｒ１－２のソースは、トランジスタＴｒ２－２のドレインに電気的に接続されている。
トランジスタＴｒ１－１のドレイン及びトランジスタＴｒ１－２のドレインは、コンデンサ１２２の一端（高電位側端）に電気的に接続されている。トランジスタＴｒ２－１のソース及びトランジスタＴｒ２－２のソースは、コンデンサ１２２の他端（低電位側端）に電気的に接続されている。
トランジスタＴｒ１－１のドレインとトランジスタＴｒ１－２のドレインとの接続点が、フルブリッジ回路ＦＢの一方の入力端子である。トランジスタＴｒ２－１のソースとトランジスタＴｒ２－２のソースとの接続点が、フルブリッジ回路ＦＢの他方の入力端子である。
フルブリッジ回路ＦＢの２つの入力端子には、直流電圧Ｖｉｎが入力される。
トランジスタＴｒ１－１のソースとトランジスタＴｒ２－１のドレインとの接続点が、フルブリッジ回路ＦＢの一方の出力端子である。トランジスタＴｒ１－２のソースとトランジスタＴｒ２－２のドレインとの接続点が、フルブリッジ回路ＦＢの他方の出力端子である。
トランスＴは、１次巻線１１０と、２次巻線１１１と、コア１１２と、を含む。１次巻線１１０及び２次巻線１１１は、コア１１２に巻回されている。
１次巻線１１０は、励磁インダクタンス１１３を含む。１次巻線１１０の一端は、インダクタンス１１４及びコンデンサ１１５を介して、フルブリッジ回路ＦＢの一方の出力端子に電気的に接続されている。１次巻線１１０の他端は、フルブリッジ回路ＦＢの他方の出力端子に電気的に接続されている。なお、励磁インダクタンス１１３では不足の場合は、インダクタンス素子を更に付加しても良い。
フルブリッジ回路ＦＢは、直流電圧Ｖｉｎ、直流電圧－Ｖｉｎ、又は、共振電圧を、一方の出力端子と他方の出力端子との間に出力する。共振電圧は、各トランジスタの容量成分と、インダクタンス成分（励磁インダクタンス１１３及びインダクタンス１１４）とによるＬＣ共振で生じる電圧である。
例えば、フルブリッジ回路ＦＢは、トランジスタＴｒ１－１及びトランジスタＴｒ２－２がオン状態、且つ、トランジスタＴｒ２－１及びトランジスタＴｒ１－２がオフ状態の場合、直流電圧Ｖｉｎを、一方の出力端子と他方の出力端子との間に出力する。
また例えば、フルブリッジ回路ＦＢは、トランジスタＴｒ１－１及びトランジスタＴｒ２－２がオフ状態、且つ、トランジスタＴｒ２－１及びトランジスタＴｒ１－２がオン状態の場合、直流電圧－Ｖｉｎを、一方の出力端子と他方の出力端子との間に出力する。
また例えば、フルブリッジ回路ＦＢは、トランジスタＴｒ１－１からトランジスタＴｒ２－２までがオフ状態の場合、共振電圧を、一方の出力端子と他方の出力端子との間に出力する。
なお、本開示では、ＬＬＣ共振回路が１次巻線１１０の側にあることとしたが、これに限定されない。ＬＬＣ共振回路は、２次巻線１１１の側にあっても良い。また、ＬＬＣ共振回路は、１次巻線１１０の側と、２次巻線１１１の側と、の両側にあっても良い。
整流回路１０２は、ブリッジダイオードである。整流回路１０２は、整流アーム１０２－１及び１０２－２を含む。
整流アーム１０２－１は、ハイサイドのダイオードＤ１－１と、ローサイドのダイオードＤ２－１と、を含む。ダイオードＤ１－１のアノードは、ダイオードＤ２－１のカソードに電気的に接続されている。
ダイオードＤ１－１のアノードとダイオードＤ２－１のカソードとの接続点が、整流アーム１０２－１の入力端子である。ダイオードＤ１－１のカソードが、整流アーム１０２－１の一方（高電位側）の出力端子である。ダイオードＤ２－１のアノードが、整流アーム１０２－１の他方（低電位側）の出力端子である。
整流アーム１０２－２は、ハイサイドのダイオードＤ１－２と、ローサイドのダイオードＤ２－２と、を含む。ダイオードＤ１－２のアノードは、ダイオードＤ２－２のカソードに電気的に接続されている。
ダイオードＤ１－２のアノードとダイオードＤ２－２のカソードとの接続点が、整流アーム１０２－２の入力端子である。ダイオードＤ１－２のカソードが、整流アーム１０２－２の一方（高電位側）の出力端子である。ダイオードＤ２－２のアノードが、整流アーム１０２－２の他方（低電位側）の出力端子である。
ダイオードＤ１－１及びＤ１－２のカソードは、電気的に接続されており、整流回路１０２の一方（高電位側）の出力端子である。ダイオードＤ２－１及びＤ２－２のアノードは、電気的に接続されており、整流回路１０２の他方（低電位側）の出力端子である。
整流アーム１０２－１の入力端子は、トランスＴの２次巻線１１１の一端に電気的に接続されている。整流アーム１０２－２の入力端子は、トランスＴの２次巻線１１１の他端に電気的に接続されている。
整流回路１０２の一方（高電位側）の出力端子は、コンデンサ１０３の一端（高電位側端）に電気的に接続されている。整流回路１０２の他方（低電位側）の出力端子は、コンデンサ１０３の他端（低電位側端）に電気的に接続されている。
整流回路１０２は、２次巻線１１１に励磁される電圧を全波整流して、コンデンサ１０３に出力する。コンデンサ１０３は、整流回路１０２で全波整流された電圧を平滑化する。コンデンサ１０３の電圧が、出力電圧Ｖｏｕｔである。
コンデンサ１０３の一端（高電位側端）は、負荷１２３の一端（例えば、リチウムイオン電池の正極）に電気的に接続されている。コンデンサ１０３の他端（低電位側端）は、負荷１２３の他端（例えば、リチウムイオン電池の負極）に電気的に接続されている。
負荷１２３には、コンデンサ１０３で平滑化された出力電圧Ｖｏｕｔが入力される。例えば、負荷１２３がリチウムイオン電池である場合には、リチウムイオン電池は、コンデンサ１０３で平滑化された出力電圧Ｖｏｕｔによって、充電される。
電圧センサ１０４は、出力電圧Ｖｏｕｔを検出して、電圧検出信号を制御部１０６に出力する。電流センサ１０５は、負荷１２３に流れる出力電流Ｉｏｕｔを検出して、電流検出信号を制御部１０６に出力する。
出力設定部１２４は、出力電圧Ｖｏｕｔ及び出力電流Ｉｏｕｔの設定値信号を制御部１０６に出力する。例えば、負荷１２３がリチウムイオン電池である場合に、出力設定部１２４は、出力電流Ｉｏｕｔを５Ａで一定に維持したまま出力電圧Ｖｏｕｔを５０Ｖから１０００Ｖまで変化させる設定値信号を、制御部１０６に出力する。そして、出力設定部１２４は、出力電圧Ｖｏｕｔが１０００Ｖに達したら、出力電圧Ｖｏｕｔを１０００Ｖで一定に維持したまま出力電流Ｉｏｕｔを５Ａから０Ａまで変化させる設定値信号を、制御部１０６に出力する。設定値信号は、ＣＨＡｄｅＭＯ（登録商標）に則った信号であることが例示されるが、本開示はこれに限定されない。
制御部１０６は、出力設定部１２４から入力される設定値信号に基づき、出力電圧Ｖｏｕｔ及び出力電流Ｉｏｕｔの各々が設定値になるように、スイッチング制御信号をトランジスタＴｒ１－１からトランジスタＴｒ２－２までのゲートに出力する。
図２は、比較例の電源装置の出力電流と出力電圧との関係を示す図である。例えば、直流電源１２１の最大出力電力が５０００Ｗであるとすると、電源装置１００の最大出力電力は、５０００Ｗである。図２中の線１３１は、電源装置１００の出力電力が５０００Ｗの場合の動作点の軌跡を示す線である。
電源装置１００は、線１３１より低い（図２中の下側の）領域１３２で動作し、線１３１より高い（図２中の上側の）領域１３３は、非動作領域となる。なお、出力電流が２０Ａ且つ出力電圧が１０００Ｖの点が、ＬＬＣ共振回路の共振点１３４である。共振点１３４でのスイッチング制御信号の周波数を、共振周波数と称する。電源装置１００の効率は、共振点１３４で最も高くなる。
電源装置１００は、スイッチング制御信号の周波数を共振周波数よりも高くすることにより、出力電圧Ｖｏｕｔを下げたり、出力電流Ｉｏｕｔを下げたりすることができる。しかし、上記したように電源装置１００の効率は、スイッチング制御信号が共振周波数の場合に最も高い。従って、スイッチング制御信号の周波数を共振周波数よりも高くすることにより、電源装置１００の効率が低下する。
図３は、電源装置１００の出力電圧Ｖｏｕｔが８００Ｖ且つ出力電流Ｉｏｕｔが６．２５Ａである場合の、トランジスタＴｒ１－１のドレイン－ソース間の電圧１４１及び電流１４２の時間領域（time domain）の波形を示す図である。なお、このとき、スイッチング制御信号の周波数は、共振周波数に近い。
図４は、電源装置１００の出力電圧Ｖｏｕｔが５０Ｖ且つ出力電流Ｉｏｕｔが１０Ａである場合の、トランジスタＴｒ１－１のドレイン－ソース間の電圧１５１及び電流１５２の時間領域の波形を示す図である。なお、このとき、スイッチング制御信号の周波数は、共振周波数よりも高い。従って、図４の１周期の時間長１５４は、図３の１周期の時間長１４４よりも、短い。
再び図２を参照すると、点線１３５は、高電圧充電器の動作点の軌跡の一例として、出力電流Ｉｏｕｔを５Ａで一定に維持したまま出力電圧Ｖｏｕｔを５０Ｖから１０００Ｖまで変化させ、出力電圧Ｖｏｕｔが１０００Ｖに達したら、出力電圧Ｖｏｕｔを１０００Ｖで一定に維持したまま出力電流Ｉｏｕｔを５Ａから０Ａまで変化させる場合の、電源装置１００の動作点の軌跡である。この場合、電源装置１００は、共振周波数よりも高いスイッチング制御信号で動作することになるので、効率が低くなる。
（第１の実施の形態）
第１の実施の形態の電源装置の構成要素のうち、比較例と同一の構成要素については、同一の参照符号を付して、説明を省略する。
図５は、第１の実施の形態の電源装置の回路構成を示す図である。電源装置１は、直流電源１２１から出力されコンデンサ１２２で平滑化後の直流電圧Ｖｉｎの供給を受けて、出力電圧Ｖｏｕｔを負荷１２３へ出力する。
電源装置１は、電流共振コンバータ２－１から２－４までと、整流回路３と、制御部４と、コンデンサ１０３と、電圧センサ１０４と、電流センサ１０５と、を含む。
なお、第１の実施の形態では、電流共振コンバータの数を偶数（偶数の代表として４個）としたが、本開示はこれに限定されない。電流共振コンバータの数は、奇数であっても良い。第１の実施の形態では、電流共振コンバータの数を４個としたが、電流共振コンバータの数は、２個であっても良いし、６個以上であっても良い。
電流共振コンバータ２－１は、フルブリッジ回路ＦＢ１と、トランスＴ１と、を含む。電流共振コンバータ２－２は、フルブリッジ回路ＦＢ２と、トランスＴ２と、を含む。電流共振コンバータ２－３は、フルブリッジ回路ＦＢ３と、トランスＴ３と、を含む。電流共振コンバータ２－４は、フルブリッジ回路ＦＢ４と、トランスＴ４と、を含む。
電流共振コンバータ２－１から２－４までの各々の構成は、電流共振コンバータ１０１（図１参照）と同様であるので、説明を省略する。
なお、電流共振コンバータ２－１から２－４までの各々の最大出力は、電流共振コンバータ１０１より小さいものとするが、本開示はこれに限定されない。例えば、電流共振コンバータ２－１から２－４までの各々の最大出力電流は、電流共振コンバータ１０１の最大出力電流の４分の１であり、電流共振コンバータ２－１から２－４までの各々の最大出力電圧は、電流共振コンバータ１０１の最大出力電圧の４分の１とするが、本開示はこれに限定されない。
整流回路３は、ブリッジダイオードである。整流回路３は、整流アーム３－１から３－５までを含む。
整流アーム３－１は、ハイサイドのダイオードＤ１－１と、ローサイドのダイオードＤ２－１と、を含む。ダイオードＤ１－１のアノードは、ダイオードＤ２－１のカソードに電気的に接続されている。
ダイオードＤ１－１のアノードとダイオードＤ２－１のカソードとの接続点が、整流アーム３－１の入力端子である。ダイオードＤ１－１のカソードが、整流アーム３－１の一方（高電位側）の出力端子である。ダイオードＤ２－１のアノードが、整流アーム３－１の他方（低電位側）の出力端子である。
整流アーム３－２は、ハイサイドのダイオードＤ１－２と、ローサイドのダイオードＤ２－２と、を含む。ダイオードＤ１－２のアノードは、ダイオードＤ２－２のカソードに電気的に接続されている。
ダイオードＤ１－２のアノードとダイオードＤ２－２のカソードとの接続点が、整流アーム３－２の入力端子である。ダイオードＤ１－２のカソードが、整流アーム３－２の一方（高電位側）の出力端子である。ダイオードＤ２－２のアノードが、整流アーム３－２の他方（低電位側）の出力端子である。
整流アーム３－３は、ハイサイドのダイオードＤ１－３と、ローサイドのダイオードＤ２－３と、を含む。ダイオードＤ１－３のアノードは、ダイオードＤ２－３のカソードに電気的に接続されている。
ダイオードＤ１－３のアノードとダイオードＤ２－３のカソードとの接続点が、整流アーム３－３の入力端子である。ダイオードＤ１－３のカソードが、整流アーム３－３の一方（高電位側）の出力端子である。ダイオードＤ２－３のアノードが、整流アーム３－３の他方（低電位側）の出力端子である。
整流アーム３－４は、ハイサイドのダイオードＤ１－４と、ローサイドのダイオードＤ２－４と、を含む。ダイオードＤ１－４のアノードは、ダイオードＤ２－４のカソードに電気的に接続されている。
ダイオードＤ１－４のアノードとダイオードＤ２－４のカソードとの接続点が、整流アーム３－４の入力端子である。ダイオードＤ１－４のカソードが、整流アーム３－４の一方（高電位側）の出力端子である。ダイオードＤ２－４のアノードが、整流アーム３－４の他方（低電位側）の出力端子である。
整流アーム３－５は、ハイサイドのダイオードＤ１－５と、ローサイドのダイオードＤ２－５と、を含む。ダイオードＤ１－５のアノードは、ダイオードＤ２－５のカソードに電気的に接続されている。
ダイオードＤ１－５のアノードとダイオードＤ２－５のカソードとの接続点が、整流アーム３－５の入力端子である。ダイオードＤ１－５のカソードが、整流アーム３－５の一方の出力端子である。ダイオードＤ２－５のアノードが、整流アーム３－５の他方の出力端子である。
整流アーム３－１の入力端子は、トランスＴ１の２次巻線１１１－１の一端１１１－１ａに電気的に接続されている。整流アーム３－２の入力端子は、トランスＴ１の２次巻線１１１－１の他端１１１－１ｂ及びトランスＴ２の２次巻線１１１－２の一端１１１－２ａに電気的に接続されている。整流アーム３－３の入力端子は、トランスＴ２の２次巻線１１１－２の他端１１１－２ｂ及びトランスＴ３の２次巻線１１１－３の一端１１１－３ａに電気的に接続されている。整流アーム３－４の入力端子は、トランスＴ３の２次巻線１１１－３の他端１１１－３ｂ及びトランスＴ４の２次巻線１１１－４の一端１１１－４ａに電気的に接続されている。整流アーム３－５の入力端子は、トランスＴ４の２次巻線１１１－４の他端１１１－４ｂに電気的に接続されている。
つまり、電流共振コンバータ２－１から２－４までの各々の一方の出力端子は、各々の隣（図５中で１つ上）の電流共振コンバータの他方の出力端子に電気的に接続されているとともに、整流アーム３－１から３－５までの内の１つの整流アームに電気的に接続されている。例えば、電流共振コンバータ２－４の一方の出力端子（２次巻線１１１－４の一端１１１－４ａ）は、隣（図５中で１つ上）の電流共振コンバータ２－３の他方の出力端子（２次巻線１１１－３の他端１１１－３ｂ）に電気的に接続されているとともに、整流アーム３－４に電気的に接続されている。なお、電流共振コンバータ２－１の一方の出力端子（２次巻線１１１－１の一端１１１－１ａ）は、単独で、整流アーム３－１に電気的に接続されている。
なお、本開示において、隣の電流共振コンバータとは、地理的な配置が隣であることに限定されず、電気的（配線的）に隣であれば良い。例えば、図５において、電流共振コンバータ２－１と電流共振コンバータ２－２とが、地理的に隣に配置されていることに限定されない。但し、配線の簡易化、配線長の抑制等の観点から、隣の電流共振コンバータとは、地理的な配置が隣であり、且つ、電気的（配線的）に隣であることが好ましい。
ダイオードＤ１－１からＤ１－５までのカソードは、電気的に接続されており、整流回路３の一方（高電位側）の出力端子である。ダイオードＤ２－１からＤ２－５までのアノードは、電気的に接続されており、整流回路３の他方（低電位側）の出力端子である。
整流回路３は、２次巻線１１１－１から１１１－４までに励磁される電圧を全波整流して、コンデンサ１０３に出力する。コンデンサ１０３は、整流回路３で全波整流された電圧を平滑化する。コンデンサ１０３の電圧が、出力電圧Ｖｏｕｔである。
制御部４は、指令部４１と、切替部４２と、を含む。指令部４１は、出力設定部１２４から入力される設定値信号に基づき、出力電圧Ｖｏｕｔ及び出力電流Ｉｏｕｔの各々が設定値になるように、出力電圧Ｖｏｕｔ及び出力電流Ｉｏｕｔの指令値を切替部４２に出力する。切替部４２は、指令部４１から入力される指令値に基づき、スイッチング制御信号をフルブリッジ回路ＦＢ１からフルブリッジ回路ＦＢ４までに出力する。
切替部４２は、フルブリッジ回路ＦＢ１からフルブリッジ回路ＦＢ４までの各々を、正極性出力動作、逆（負）極性出力動作及び休止の内のいずれか１つに制御する。
図６は、第１の実施の形態の電源装置の２次巻線側の電圧（電流）の方向を示す図である。詳しくは、図６は、トランスＴ１の１次巻線１１０－１に正極性の電圧１６１が印加され、トランスＴ２の１次巻線１１０－２に正極性の電圧１６２が印加される場合の、トランスＴ１及びＴ２の２次巻線側の電圧（電流）の方向を示す図である。
この場合、トランスＴ１の１次巻線１１０－１には、矢印１６３で示す方向に電圧が生じ、トランスＴ２の１次巻線１１０－２には、矢印１６４で示す方向に電圧が生じる。従って、トランスＴ１及びＴ２の２次巻線側には、矢印１６５で示すように、ダイオードＤ２－１→トランスＴ１の２次巻線１１１－１の一端１１１－１ａ→トランスＴ１の２次巻線１１１－１の他端１１１－１ｂ→トランスＴ２の２次巻線１１１－２の一端１１１－２ａ→トランスＴ２の２次巻線１１１－２の他端１１１－２ｂ→ダイオードＤ１－３の経路に、電圧が生じる。
つまり、１つの電流共振コンバータと隣の電流共振コンバータとの出力極性が同じの場合は、２次巻線側は、直列接続（電圧加算）となる。
制御部４は、１つの電流共振コンバータと隣の電流共振コンバータとの出力極性を同じに制御することにより、電流を維持したまま、電圧を高くする（２倍にする）ことができる。
図７は、第１の実施の形態の電源装置の２次巻線側の電圧（電流）の方向を示す図である。詳しくは、図７は、トランスＴ１の１次巻線１１０－１に正極性の電圧１７１が印加され、トランスＴ２の１次巻線１１０－２に逆（負）極性の電圧１７２が印加される場合の、トランスＴ１及びＴ２の２次巻線側の電圧（電流）の方向を示す図である。
この場合、トランスＴ１の１次巻線１１０－１には、矢印１７３で示す方向に電圧が生じ、トランスＴ２の１次巻線１１０－２には、矢印１７４で示す方向に電圧が生じる。従って、トランスＴ１の２次巻線側には、矢印１７５で示すように、ダイオードＤ２－１→トランスＴ１の２次巻線１１１－１の一端１１１－１ａ→トランスＴ１の２次巻線１１１－１の他端１１１－１ｂ→ダイオードＤ１－２の経路に、電圧が生じる。また、トランスＴ２の２次巻線側には、矢印１７６で示すように、ダイオードＤ２－３→トランスＴ２の２次巻線１１１－２の他端１１１－２ｂ→トランスＴ２の２次巻線１１１－２の一端１１１－２ａ→ダイオードＤ１－２の経路に、電圧が生じる。
つまり、１つの電流共振コンバータと隣の電流共振コンバータとの出力極性が逆の場合は、２次巻線側は、並列接続（電流加算）となる。
制御部４は、１つの電流共振コンバータと隣の電流共振コンバータとの出力極性を逆に制御することにより、電圧を維持したまま、電流を大きくする（２倍にする）ことができる。
図８は、第１の実施の形態の電源装置の出力電流と出力電圧との関係を示す図である。
電源装置１は、領域１８１から１８８までの動作領域を有する。領域１８１は、電流共振コンバータ２－１が正極性で動作し、電流共振コンバータ２－２から２－４までが休止している場合の、電源装置１の動作領域である。出力電流が５Ａ且つ出力電圧が２５０Ｖの点が、電流共振コンバータ２－１のＬＬＣ共振回路の共振点１９１である。電流共振コンバータ２－１の効率、つまり電源装置１の効率は、共振点１９１で最も高くなる。
領域１８２は、電流共振コンバータ２－１及び２－２が正極性で動作し、電流共振コンバータ２－３及び２－４が休止している場合の、電源装置１の動作領域である。電流共振コンバータ２－１と電流共振コンバータ２－２との出力極性が同じであるので、出力電流Ｉｏｕｔは、電流共振コンバータ２－１及び２－２の各々単体の場合の電流と同じに維持される。また、出力電圧Ｖｏｕｔは、電流共振コンバータ２－１及び２－２の各々単体の場合の電圧の和（２倍）になる。出力電流が５Ａ且つ出力電圧が５００Ｖの点が、電流共振コンバータ２－１及び２－２のＬＬＣ共振回路の共振点１９２である。電流共振コンバータ２－１及び２－２の効率、つまり電源装置１の効率は、共振点１９２で最も高くなる。
領域１８３は、電流共振コンバータ２－１から２－３までが正極性で動作し、電流共振コンバータ２－４が休止している場合の、電源装置１の動作領域である。電流共振コンバータ２－１から２－３までの出力極性が同じであるので、出力電流Ｉｏｕｔは、電流共振コンバータ２－１から２－３までの各々単体の場合の電流と同じに維持される。また、出力電圧Ｖｏｕｔは、電流共振コンバータ２－１から２－３までの各々単体の場合の電圧の和（３倍）になる。出力電流が５Ａ且つ出力電圧が７５０Ｖの点が、電流共振コンバータ２－１から２－３までのＬＬＣ共振回路の共振点１９３である。電流共振コンバータ２－１から２－３までの効率、つまり電源装置１の効率は、共振点１９３で最も高くなる。
領域１８４は、電流共振コンバータ２－１から２－４までが正極性で動作する場合の、電源装置１の動作領域である。電流共振コンバータ２－１から２－４までの出力極性が同じであるので、出力電流Ｉｏｕｔは、電流共振コンバータ２－１から２－４までの各々単体の場合の電流と同じに維持される。また、出力電圧Ｖｏｕｔは、電流共振コンバータ２－１から２－４までの各々単体の場合の電圧の和（４倍）になる。出力電流が５Ａ且つ出力電圧が１０００Ｖの点が、電流共振コンバータ２－１から２－４までのＬＬＣ共振回路の共振点１９４である。電流共振コンバータ２－１から２－４までの効率、つまり電源装置１の効率は、共振点１９４で最も高くなる。
領域１８５は、電流共振コンバータ２－１が正極性で動作し、電流共振コンバータ２－２が逆（負）極性で動作し、電流共振コンバータ２－３及び２－４が休止している場合の、電源装置１の動作領域である。電流共振コンバータ２－１と電流共振コンバータ２－２との出力極性が逆であるので、出力電流Ｉｏｕｔは、電流共振コンバータ２－１及び２－２の各々単体の場合の電流の和（２倍）になる。また、出力電圧Ｖｏｕｔは、電流共振コンバータ２－１及び２－２の各々単体の場合の電圧に維持される。出力電流が１０Ａ且つ出力電圧が２５０Ｖの点が、電流共振コンバータ２－１及び２－２のＬＬＣ共振回路の共振点１９５である。電流共振コンバータ２－１及び２－２の効率、つまり電源装置１の効率は、共振点１９５で最も高くなる。
領域１８６は、電流共振コンバータ２－１及び２－２が正極性で動作し、電流共振コンバータ２－３及び２－４が逆（負）極性で動作する場合の、電源装置１の動作領域である。電流共振コンバータ２－１と電流共振コンバータ２－２との出力極性が同じであり、電流共振コンバータ２－２と電流共振コンバータ２－３との出力極性が逆であり、電流共振コンバータ２－３と電流共振コンバータ２－４との出力極性が同じである。従って、電流共振コンバータ２－１の２次側と、電流共振コンバータ２－２の２次側と、は直列接続（電圧加算）となる。同様に、電流共振コンバータ２－３の２次側と、電流共振コンバータ２－４の２次側と、は直列接続（電圧加算）となる。そして、電流共振コンバータ２－１及び２－２の２次側と、電流共振コンバータ２－３及び２－４の２次側と、は並列接続（電流加算）となる。以上を総合すると、出力電流Ｉｏｕｔは、電流共振コンバータ２－１から２－４までの各々単体の場合の電流の２倍になる。また、出力電圧Ｖｏｕｔは、電流共振コンバータ２－１から２－４までの各々単体の場合の電圧の２倍になる。出力電流が１０Ａ且つ出力電圧が５００Ｖの点が、電流共振コンバータ２－１から２－４までのＬＬＣ共振回路の共振点１９６である。電流共振コンバータ２－１から２－４までの効率、つまり電源装置１の効率は、共振点１９６で最も高くなる。
領域１８７は、電流共振コンバータ２－１及び２－３が正極性で動作し、電流共振コンバータ２－２が逆（負）極性で動作し、電流共振コンバータ２－４が休止している場合の、電源装置１の動作領域である。電流共振コンバータ２－１と電流共振コンバータ２－２との出力極性が逆であり、電流共振コンバータ２－２と電流共振コンバータ２－３との出力極性も逆である。従って、電流共振コンバータ２－１の２次側と、電流共振コンバータ２－２の２次側と、は並列接続（電流加算）となる。同様に、電流共振コンバータ２－２の２次側と、電流共振コンバータ２－３の２次側と、は並列接続（電流加算）となる。以上を総合すると、出力電流Ｉｏｕｔは、電流共振コンバータ２－１から２－３までの各々単体の場合の電流の３倍になる。また、出力電圧Ｖｏｕｔは、電流共振コンバータ２－１から２－４までの各々単体の場合の電圧に維持される。出力電流が１５Ａ且つ出力電圧が２５０Ｖの点が、電流共振コンバータ２－１から２－３までのＬＬＣ共振回路の共振点１９７である。電流共振コンバータ２－１から２－３までの効率、つまり電源装置１の効率は、共振点１９７で最も高くなる。
領域１８８は、電流共振コンバータ２－１及び２－３が正極性で動作し、電流共振コンバータ２－２及び２－４が逆（負）極性で動作する場合の、電源装置１の動作領域である。電流共振コンバータ２－１と電流共振コンバータ２－２との出力極性が逆であり、電流共振コンバータ２－２と電流共振コンバータ２－３との出力極性も逆であり、電流共振コンバータ２－３と電流共振コンバータ２－４との出力極性も逆である。従って、電流共振コンバータ２－１から２－４までの２次側は、並列接続（電流加算）となる。出力電流Ｉｏｕｔは、電流共振コンバータ２－１から２－４までの各々単体の場合の電流の４倍になる。また、出力電圧Ｖｏｕｔは、電流共振コンバータ２－１から２－４までの各々単体の場合の電圧に維持される。出力電流が２０Ａ且つ出力電圧が２５０Ｖの点が、電流共振コンバータ２－１から２－４までのＬＬＣ共振回路の共振点１９８である。電流共振コンバータ２－１から２－４までの効率、つまり電源装置１の効率は、共振点１９８で最も高くなる。
図９は、電源装置１の出力電圧Ｖｏｕｔが１０００Ｖ且つ出力電流Ｉｏｕｔが５Ａである場合の、フルブリッジ回路ＦＢ１からフルブリッジ回路ＦＢ４までのトランジスタＴｒ１のドレイン－ソース間の電圧２０１及び電流２０２の時間領域の波形を示す図である。なお、この場合、電源装置１は、図８中の共振点１９４で動作する。また、電源装置１が図８中の領域１８４で動作するので、フルブリッジ回路ＦＢ１からフルブリッジ回路ＦＢ４までは、同相で動作する。
図１０は、電源装置１の出力電圧Ｖｏｕｔが５０Ｖ且つ出力電流Ｉｏｕｔが１０Ａである場合の、フルブリッジ回路ＦＢ１からフルブリッジ回路ＦＢ４までのトランジスタＴｒ１のドレイン－ソース間の電圧２１１及び電流２１２の時間領域の波形を示す図である。なお、このとき、電源装置１は図８中の領域１８５で動作するので、フルブリッジ回路ＦＢ１とフルブリッジ回路ＦＢ２とは逆相で動作し、フルブリッジ回路ＦＢ３及びＦＢ４は休止している。
再び図８を参照すると、点線１３５は、高電圧充電器の動作点の軌跡の一例として、出力電流Ｉｏｕｔを５Ａで一定に維持したまま出力電圧Ｖｏｕｔを５０Ｖから１０００Ｖまで変化させ、出力電圧Ｖｏｕｔが１０００Ｖに達したら、出力電圧Ｖｏｕｔを１０００Ｖで一定に維持したまま出力電流Ｉｏｕｔを５Ａから０Ａまで変化させる場合の、電源装置１の動作点の軌跡である。点線１３５は、共振点１９１から１９４までを通過する。従って、電源装置１は、共振周波数又は共振周波数に近い周波数で動作することになるので、効率の低下が抑制される。
以上説明したように、電源装置１００の共振点が１個であるのに対して、電源装置１の共振点は８個ある。従って、電源装置１は、共振周波数又は共振周波数に近い周波数で動作することができる。これにより、電源装置１は、無効電流を抑制し、効率の低下を抑制することができる。
＜第２の実施の形態＞
次に第２の実施の形態について説明するが、比較例又は第１の実施の形態と同一の構成要素については、説明を省略する。
図１１は、第２の実施の形態の電源装置の回路構成を示す図である。電源装置１Ａは、電流共振コンバータ２－１から２－３までと、整流回路３Ａと、制御部４と、コンデンサ１０３と、電圧センサ１０４と、電流センサ１０５と、を含む。
整流回路３Ａは、ブリッジダイオードである。整流回路３は、整流アーム３－１から３－４までを含む。
なお、第２の実施の形態では、電流共振コンバータの数を、奇数の代表として３個としたが、本開示はこれに限定されない。電流共振コンバータの数は、５個以上であっても良い。
図１２は、第２の実施の形態の電源装置の出力電流と出力電圧との関係を示す図である。
電源装置１Ａは、領域２２１から２２５までの動作領域を有する。領域２２１は、電流共振コンバータ２－１が正極性で動作し、電流共振コンバータ２－２及び２－３が休止している場合の、電源装置１Ａの動作領域である。出力電流が５Ａ且つ出力電圧が２５０Ｖの点が、電流共振コンバータ２－１のＬＬＣ共振回路の共振点２３１である。電流共振コンバータ２－１の効率、つまり電源装置１Ａの効率は、共振点２３１で最も高くなる。
領域２２２は、電流共振コンバータ２－１及び２－２が正極性で動作し、電流共振コンバータ２－３が休止している場合の、電源装置１Ａの動作領域である。電流共振コンバータ２－１と電流共振コンバータ２－２との出力極性が同じであるので、出力電流Ｉｏｕｔは、電流共振コンバータ２－１及び２－２の各々単体の場合の電流と同じに維持される。また、出力電圧Ｖｏｕｔは、電流共振コンバータ２－１及び２－２の各々単体の場合の電圧の和（２倍）になる。出力電流が５Ａ且つ出力電圧が５００Ｖの点が、電流共振コンバータ２－１及び２－２のＬＬＣ共振回路の共振点２３２である。電流共振コンバータ２－１及び２－２の効率、つまり電源装置１Ａの効率は、共振点２３２で最も高くなる。
領域２２３は、電流共振コンバータ２－１から２－３までが正極性で動作する場合の、電源装置１Ａの動作領域である。電流共振コンバータ２－１から２－３までの出力極性が同じであるので、出力電流Ｉｏｕｔは、電流共振コンバータ２－１から２－３までの各々単体の場合の電流と同じに維持される。また、出力電圧Ｖｏｕｔは、電流共振コンバータ２－１から２－３までの各々単体の場合の電圧の和（３倍）になる。出力電流が５Ａ且つ出力電圧が７５０Ｖの点が、電流共振コンバータ２－１から２－３までのＬＬＣ共振回路の共振点２３３である。電流共振コンバータ２－１から２－３までの効率、つまり電源装置１Ａの効率は、共振点２３３で最も高くなる。
領域２２４は、電流共振コンバータ２－１が正極性で動作し、電流共振コンバータ２－２が逆（負）極性で動作し、電流共振コンバータ２－３が休止している場合の、電源装置１Ａの動作領域である。電流共振コンバータ２－１と電流共振コンバータ２－２との出力極性が逆であるので、出力電流Ｉｏｕｔは、電流共振コンバータ２－１及び２－２の各々単体の場合の電流の和（２倍）になる。また、出力電圧Ｖｏｕｔは、電流共振コンバータ２－１及び２－２の各々単体の場合の電圧に維持される。出力電流が１０Ａ且つ出力電圧が２５０Ｖの点が、電流共振コンバータ２－１及び２－２のＬＬＣ共振回路の共振点２３４である。電流共振コンバータ２－１及び２－２の効率、つまり電源装置１Ａの効率は、共振点２３４で最も高くなる。
領域２２５は、電流共振コンバータ２－１及び２－３が正極性で動作し、電流共振コンバータ２－２が逆（負）極性で動作する場合の、電源装置１Ａの動作領域である。電流共振コンバータ２－１と電流共振コンバータ２－２との出力極性が逆であり、電流共振コンバータ２－２と電流共振コンバータ２－３との出力極性も逆である。従って、電流共振コンバータ２－１の２次側と、電流共振コンバータ２－２の２次側と、は並列接続（電流加算）となる。同様に、電流共振コンバータ２－２の２次側と、電流共振コンバータ２－３の２次側と、は並列接続（電流加算）となる。以上を総合すると、出力電流Ｉｏｕｔは、電流共振コンバータ２－１から２－３までの各々単体の場合の電流の３倍になる。また、出力電圧Ｖｏｕｔは、電流共振コンバータ２－１から２－４までの各々単体の場合の電圧に維持される。出力電流が１５Ａ且つ出力電圧が２５０Ｖの点が、電流共振コンバータ２－１から２－３までのＬＬＣ共振回路の共振点２３５である。電流共振コンバータ２－１から２－３までの効率、つまり電源装置１Ａの効率は、共振点２３５で最も高くなる。
以上説明したように、電源装置１００の共振点が１個であるのに対して、電源装置１Ａの共振点は５個ある。従って、電源装置１Ａは、共振周波数又は共振周波数に近い周波数で動作することができる。これにより、電源装置１Ａは、無効電流を抑制し、効率の低下を抑制することができる。
＜第３の実施の形態＞
次に第３の実施の形態について説明するが、比較例、第１又は第２の実施の形態と同一の構成要素については、説明を省略する。
図１３は、第３の実施の形態の電源装置の回路構成を示す図である。第３の実施の形態の電源装置１Ｂは、損失抑制等の観点から、各整流アームのローサイドのダイオードをスイッチング素子（同期整流素子）に置換し、同期整流することとしたものである。スイッチング素子がオン状態の場合の損失は、ダイオードの損失よりも少ないからである。
電源装置１Ｂは、第１の実施の形態の電源装置１（図５参照）と比較して、整流回路３に代えて、整流回路３Ｂを含む。また、電源装置１Ｂは、電源装置１と比較して、リセットパルス生成回路５と、駆動回路６－１から６－５までと、を更に含む。
整流回路３Ｂは、整流アーム３－１Ｂから３－５Ｂまでを含む。
整流アーム３－１Ｂは、整流アーム３－１（図５参照）と比較して、ダイオードＤ２－１に代えて、スイッチング素子ＳＷ－１と、電流センサ１０－１と、を含む。
整流アーム３－２Ｂは、整流アーム３－２（図５参照）と比較して、ダイオードＤ２－２に代えて、スイッチング素子ＳＷ－２と、電流センサ１０－２と、を含む。
整流アーム３－３Ｂは、整流アーム３－３（図５参照）と比較して、ダイオードＤ２－３に代えて、スイッチング素子ＳＷ－３と、電流センサ１０－３と、を含む。
整流アーム３－４Ｂは、整流アーム３－４（図５参照）と比較して、ダイオードＤ２－４に代えて、スイッチング素子ＳＷ－４と、電流センサ１０－４と、を含む。
整流アーム３－５Ｂは、整流アーム３－５（図５参照）と比較して、ダイオードＤ２－５に代えて、スイッチング素子ＳＷ－５と、電流センサ１０－５と、を含む。
スイッチング素子ＳＷ－１からＳＷ－５までは、トランジスタとするが、本開示はこれに限定されない。
以降、スイッチング素子ＳＷ－１からＳＷ－５までを、「スイッチング素子ＳＷ」と総称する場合がある。また、ダイオードＤ１－１からＤ１－５までを、「ダイオードＤ１」と総称する場合がある。また、トランスＴ１からＴ４までを、「トランスＴ」と総称する場合がある。また、電流共振コンバータ２－１から２－４までを、「電流共振コンバータ２」と総称する場合がある。
スイッチング素子ＳＷをスイッチング動作させるスイッチング制御信号を出力するために、電流センサ１０－１から１０－５までとしてロゴスキーコイルを使用するものとする。ロゴスキーコイルは、電流に応じた電圧を両端に誘起する。この電圧は、電流の微分である。従って、この電圧を積分回路で積分することにより、電流を計測することができる。また、積分回路の積分値は、適切なタイミングでリセットする必要がある。駆動回路６－１から６－５までは、電流センサ１０－１から１０－５までの出力信号を夫々積分するとともに、リセットパルス生成回路５から供給されるリセットパルス信号Ｓ０に基づいて、積分値を夫々リセットする。
リセットパルス生成回路５は、コンデンサ７及び抵抗８を介して、ダイオードＤ１－１のアノード及びスイッチング素子ＳＷ－１のドレインに電気的に接続されている。リセットパルス生成回路５は、ダイオードＤ１－１のアノード及びスイッチング素子ＳＷ－１のドレインの電圧Ｖ１に基づいて、リセットパルス信号Ｓ０を駆動回路６－１から６－５までに出力する。例えば、リセットパルス生成回路５は、電圧Ｖ１の微分に基づいて、リセットパルス信号Ｓ０を出力する。
図１４は、第３の実施の形態の電源装置の駆動回路の回路構成を示す図である。図１４では、駆動回路６－１の回路構成を示している。駆動回路６－２、６－３、６－４及び６－５の回路構成は、駆動回路６－１の回路構成と同様であるので、図示及び説明を省略する。
駆動回路６－１は、積分回路２０と、コンパレータ３１と、基準電圧源３２と、出力回路３３と、を含む。積分回路２０は、オペアンプ２１と、抵抗２２と、コンデンサ２３と、トランスファーゲート回路２４と、を含む。
電流センサ１０－１の一端は、オペアンプ２１の非反転入力端子（＋端子）に電気的に接続されている。電流センサ１０－１の他端は、オペアンプ２１の反転入力端子（－端子）に電気的に接続されている。
抵抗２２は、オペアンプ２１の反転入力端子と、オペアンプ２１の出力端子と、の間に電気的に接続されている。コンデンサ２３は、オペアンプ２１の反転入力端子と、オペアンプ２１の出力端子と、の間に電気的に接続されている。つまり、オペアンプ２１は、抵抗２２及びコンデンサ２３によって、負帰還が掛けられている。コンデンサ２３の電荷が、電流センサ１０－１の出力信号の積分値に相当する。
トランスファーゲート回路２４は、オペアンプ２１の反転入力端子と、オペアンプ２１の出力端子と、の間に電気的に接続されている。トランスファーゲート回路２４は、リセットパルス信号Ｓ０がリセットパルス生成回路５から供給された場合に、コンデンサ２３の両端間を短絡する。これにより、コンデンサ２３の電荷、即ち電流センサ１０－１の出力信号の積分値が、リセットされる。
コンパレータ３１の反転入力端子（－端子）は、基準電圧源３２に電気的に接続されている。コンパレータ３１の非反転入力端子（＋端子）は、オペアンプ２１の出力端子に電気的に接続されている。コンパレータ３１は、オペアンプ２１の出力電圧が基準電圧源３２の電圧以上になった場合に、ハイレベルの信号を出力する。出力回路３３は、コンパレータ３１の出力信号を増幅して、スイッチング制御信号Ｓ１をスイッチング素子ＳＷ－１のゲートに出力する。これにより、スイッチング素子ＳＷ－１がオン状態になる。
再び図１３を参照すると、整流アーム３－１Ｂから３－５ＢまでのハイサイドのダイオードＤ１とローサイドのスイッチング素子ＳＷとの間の電圧には、振動（リンギング）が発生し得る。
整流アーム３－１Ｂから３－５Ｂまでの内のコンデンサ１０３との間で電流が流れる（コンデンサ１０３との間で電流が出入りする）整流アームの電圧に発生するリンギングは、トランスＴの漏れインダクタンスとコンデンサ１０３の静電容量とによって、生じる。リンギングの周波数は、コンデンサ１０３の容量が大きいので、電流共振コンバータ２のスイッチング周波数よりも低くなる。従って、リンギングは、波形として観測されない。
一方、整流アーム３－１Ｂから３－５Ｂまでの内のコンデンサ１０３との間で電流が流れない（コンデンサ１０３との間で電流が出入りしない）整流アームの電圧に発生するリンギングは、トランスＴの漏れインダクタンスとダイオードＤ１の寄生容量等とによって、生じる。リンギングの周波数は、ダイオードＤ１の寄生容量が小さいので、電流共振コンバータ２のスイッチング周波数よりも高くなる。従って、リンギングは、波形として観測されてしまう。
従って、リセットパルス生成回路５が、コンデンサ１０３との間で電流が流れない整流アームの電圧に基づいてリセットパルス信号Ｓ０を生成することとすると、リンギング波形を微分してしまうので、意図しないタイミングでリセットパルス信号Ｓ０を生成してしまうことになる。その結果、駆動回路６－１から６－５までは、正しく電流検出が出来ず（正しく積分が出来ず）、ひいてはスイッチング素子ＳＷを適切なタイミングで駆動することが出来ない。
そこで、制御部４は、最も端（一端又は他端）の電流共振コンバータ２－１（又は２－４）を必ず動作させる運転パターンで電流共振コンバータ２を動作させる。そして、リセットパルス生成回路５は、最も端（一端又は他端）の整流アーム３－１Ｂ（又は３－５Ｂ）に電気的に接続する。例えば、図１３に示すように、リセットパルス生成回路５は、整流アーム３－１Ｂに電気的に接続する。
図１５は、第３の実施の形態の電源装置の、一端の電流共振コンバータを必ず動作させる運転パターンと、コンデンサとの間で電流が流れる整流アームと、を示す図である。図１５において、「オン」がコンデンサ１０３との間で電流が流れる整流アームを示す。「オフ」がコンデンサ１０３との間で電流が流れない整流アームを示す。
図１５（ａ）に示すように、電流共振コンバータ２－１から２－４までが正極性で動作する運転パターンの場合、整流アーム３－１Ｂ及び３－５Ｂは、コンデンサ１０３との間で電流が流れる。整流アーム３－２Ｂ、３－３Ｂ及び３－４Ｂは、コンデンサ１０３との間で電流が流れない。
図１５（ｂ）に示すように、電流共振コンバータ２－１から２－３までが正極性で動作し、電流共振コンバータ２－４が休止する運転パターンの場合、整流アーム３－１Ｂ及び３－４Ｂは、コンデンサ１０３との間で電流が流れる。整流アーム３－２Ｂ、３－３Ｂ及び３－５Ｂは、コンデンサ１０３との間で電流が流れない。
図１５（ｃ）に示すように、電流共振コンバータ２－１及び２－２が正極性で動作し、電流共振コンバータ２－３及び２－４が休止する運転パターンの場合、整流アーム３－１Ｂ及び３－３Ｂは、コンデンサ１０３との間で電流が流れる。整流アーム３－２Ｂ、３－４Ｂ及び３－５Ｂは、コンデンサ１０３との間で電流が流れない。
図１５（ｄ）に示すように、電流共振コンバータ２－１が正極性で動作し、電流共振コンバータ２－２から２－４までが休止する運転パターンの場合、整流アーム３－１Ｂ及び３－２Ｂは、コンデンサ１０３との間で電流が流れる。整流アーム３－３Ｂ、３－４Ｂ及び３－５Ｂは、コンデンサ１０３との間で電流が流れない。
図１５（ｅ）に示すように、電流共振コンバータ２－１及び２－２が正極性で動作し、電流共振コンバータ２－３及び２－４が逆極性で動作する運転パターンの場合、整流アーム３－１Ｂ、３－３Ｂ及び３－５Ｂは、コンデンサ１０３との間で電流が流れる。整流アーム３－２Ｂ及び３－４Ｂは、コンデンサ１０３との間で電流が流れない。
図１５（ｆ）に示すように、電流共振コンバータ２－１が正極性で動作し、電流共振コンバータ２－２が逆極性で動作し、電流共振コンバータ２－３及び２－４が休止する運転パターンの場合、整流アーム３－１Ｂ、３－２Ｂ及び３－３Ｂは、コンデンサ１０３との間で電流が流れる。整流アーム３－４Ｂ及び３－５Ｂは、コンデンサ１０３との間で電流が流れない。
図１５（ｇ）に示すように、電流共振コンバータ２－１及び２－３が正極性で動作し、電流共振コンバータ２－２が逆極性で動作し、電流共振コンバータ２－４が休止する運転パターンの場合、整流アーム３－１Ｂから３－４Ｂまでは、コンデンサ１０３との間で電流が流れる。整流アーム３－５Ｂは、コンデンサ１０３との間で電流が流れない。
図１５（ｈ）に示すように、電流共振コンバータ２－１及び２－３が正極性で動作し、電流共振コンバータ２－２及び２－４が逆極性で動作する運転パターンの場合、整流アーム３－１Ｂから３－５Ｂまでは、コンデンサ１０３との間で電流が流れる。
図１６及び図１７は、第３の実施の形態の電源装置の、一端の電流共振コンバータを必ず動作させる運転パターンと、整流アームの電圧と、を示す図である。
図１６（ａ）に示すように、電流共振コンバータ２－１から２－４までが正極性で動作する運転パターンの場合、整流アーム３－１Ｂは、コンデンサ１０３との間で電流が流れる。従って、整流アーム３－１Ｂには、リンギングが波形として観測されない。
図１６（ｂ）に示すように、電流共振コンバータ２－１から２－３までが正極性で動作し、電流共振コンバータ２－４が休止する運転パターンの場合、整流アーム３－１Ｂは、コンデンサ１０３との間で電流が流れる。従って、整流アーム３－１Ｂには、リンギングが波形として観測されない。
図１６（ｃ）に示すように、電流共振コンバータ２－１及び２－２が正極性で動作し、電流共振コンバータ２－３及び２－４が休止する運転パターンの場合、整流アーム３－１Ｂは、コンデンサ１０３との間で電流が流れる。従って、整流アーム３－１Ｂには、リンギングが波形として観測されない。
図１６（ｄ）に示すように、電流共振コンバータ２－１が正極性で動作し、電流共振コンバータ２－２から２－４までが休止する運転パターンの場合、整流アーム３－１Ｂは、コンデンサ１０３との間で電流が流れる。従って、整流アーム３－１Ｂには、リンギングが波形として観測されない。
図１７（ｅ）に示すように、電流共振コンバータ２－１及び２－２が正極性で動作し、電流共振コンバータ２－３及び２－４が逆極性で動作する運転パターンの場合、整流アーム３－１Ｂは、コンデンサ１０３との間で電流が流れる。従って、整流アーム３－１Ｂには、リンギングが波形として観測されない。
図１７（ｆ）に示すように、電流共振コンバータ２－１が正極性で動作し、電流共振コンバータ２－２が逆極性で動作し、電流共振コンバータ２－３及び２－４が休止する運転パターンの場合、整流アーム３－１Ｂは、コンデンサ１０３との間で電流が流れる。従って、整流アーム３－１Ｂには、リンギングが波形として観測されない。
図１７（ｇ）に示すように、電流共振コンバータ２－１及び２－３が正極性で動作し、電流共振コンバータ２－２が逆極性で動作し、電流共振コンバータ２－４が休止する運転パターンの場合、整流アーム３－１Ｂは、コンデンサ１０３との間で電流が流れる。従って、整流アーム３－１Ｂには、リンギングが波形として観測されない。
図１７（ｈ）に示すように、電流共振コンバータ２－１及び２－３が正極性で動作し、電流共振コンバータ２－２及び２－４が逆極性で動作する運転パターンの場合、整流アーム３－１Ｂは、コンデンサ１０３との間で電流が流れる。従って、整流アーム３－１Ｂには、リンギングが波形として観測されない。
これにより、リセットパルス生成回路５は、リンギングの影響を受けずに、適切なタイミングでリセットパルス信号Ｓ０を生成できる。従って、整流回路３Ｂは、ローサイドのダイオードＤ２－１からＤ２－５まで（図５参照）を、スイッチング素子ＳＷ－１からＳＷ－５までに置換可能となる。
このように、整流回路３ＢのローサイドのダイオードＤ２－１からＤ２－５までを、スイッチング素子ＳＷ－１からＳＷ－５までに置換することができる。スイッチング素子ＳＷ－１からＳＷ－５までのオン状態の場合の損失は、ダイオードＤ２－１からＤ２－５までの損失よりも少ない。これにより、電源装置１Ｂは、整流回路３Ｂの損失を抑制できるので、効率の低下を抑制することができる。
なお、第３の実施の形態では、電流共振コンバータの数を偶数（偶数の代表として４個）としたが、本開示はこれに限定されない。電流共振コンバータの数は、奇数であっても良い。第３の実施の形態では、電流共振コンバータの数を４個としたが、電流共振コンバータの数は、２個であっても良いし、６個以上であっても良い。
また、第３の実施の形態では、各整流アームのローサイドのダイオードをスイッチング素子に置換した場合について説明したが、本開示はこれに限定されない。各整流アームのハイサイドのダイオードをスイッチング素子に置換しても良い。
本発明のいくつかの実施の形態を説明したが、これらの実施の形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら実施の形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施の形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると同様に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれるものである。
１、１Ａ、１Ｂ、１００ 電源装置
２－１、２－２、２－３、２－４、１０１ 電流共振コンバータ
３、３Ａ、３Ｂ、１０２ 整流回路
４ 制御部
５ リセットパルス生成回路
６－１、６－２、６－３、６－４、６－５ 駆動回路
４１ 指令部
４２ 切替部
Ｄ１－１、Ｄ１－２、Ｄ１－３、Ｄ１－４、Ｄ１－５ ダイオード
ＦＢ、ＦＢ１、ＦＢ２、ＦＢ３、ＦＢ４ フルブリッジ回路
ＳＷ－１、ＳＷ－２、ＳＷ－３、ＳＷ－４、ＳＷ－５ スイッチング素子
Ｔ、Ｔ１、Ｔ２、Ｔ３、Ｔ４ トランス
１０３、１２２ コンデンサ
１０４ 電圧センサ
１０５ 電流センサ
１０６ 制御部
１２１ 直流電源
１２３ 負荷
１２４ 出力設定部

Claims (7)

  1. 複数の電流共振コンバータと、
    ハイサイドに整流素子及びスイッチング素子の内の一方を、ローサイドに整流素子及びスイッチング素子の内の他方を各々が含み、前記複数の電流共振コンバータの出力電圧を整流して負荷へ出力する複数の整流アームを含む、整流回路と、
    前記複数の電流共振コンバータを制御する制御回路と、
    前記複数の整流アームに流れる電流を夫々検出する、複数の電流センサと、
    前記複数の電流センサの出力信号を夫々積分した積分値に基づいて、前記複数の整流アームの前記スイッチング素子を動作させる駆動信号を夫々出力する、複数の駆動回路と、
    前記複数の駆動回路の積分値をリセットするためのリセットパルスを出力する、リセットパルス出力回路と、
    を備え、
    前記複数の電流共振コンバータの各々の一方の出力端子は、各々の隣の電流共振コンバータの他方の出力端子に電気的に接続されるとともに、前記複数の整流アームの内の１つの整流アームに電気的に接続され、
    前記制御回路は、
    前記複数の電流共振コンバータの内の一方端又は他方端の電流共振コンバータを必ず動作させるとともに、前記複数の電流共振コンバータの内の残りの電流共振コンバータの各々を、正極性出力動作、負極性出力動作及び休止の内のいずれか１つに制御し、
    前記リセットパルス出力回路は、
    前記複数の整流アームの内の一方端又は他方端の整流アームの前記整流素子と前記スイッチング素子との間の電圧に基づいて、前記リセットパルスを出力する、
    ことを特徴とする、電源装置。
  2. 前記リセットパルス出力回路は、
    前記複数の整流アームの内の一方端又は他方端の整流アームのハイサイド又はローサイドの前記整流素子とローサイド又はハイサイドの前記スイッチング素子との間の電圧に基づいて、前記リセットパルスを出力する、
    ことを特徴とする、請求項１に記載の電源装置。
  3. 前記電流センサは、ロゴスキーコイルである、
    ことを特徴とする、請求項１又は２に記載の電源装置。
  4. 前記制御回路は、
    前記負荷への出力電流を予め定められた第１電流に維持したまま、前記負荷への出力電圧を予め定められた第１電圧から予め定められた第２電圧まで上昇させる制御を行う、
    ことを特徴とする、請求項１から３のいずれか１項に記載の電源装置。
  5. 前記制御回路は、
    前記出力電圧が前記第２電圧に達した後、前記出力電圧を前記第２電圧に維持したまま、前記出力電流を前記第１電流から減少させる制御を行う、
    ことを特徴とする、請求項４に記載の電源装置。
  6. 前記複数の電流共振コンバータの個数は、偶数個である、
    ことを特徴とする、請求項１から５のいずれか１項に記載の電源装置。
  7. 前記複数の電流共振コンバータの個数は、奇数個である、
    ことを特徴とする、請求項１から５のいずれか１項に記載の電源装置。
JP2021087595A 2021-05-25 2021-05-25 電源装置 Pending JP2022180863A (ja)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2021087595A JP2022180863A (ja) 2021-05-25 2021-05-25 電源装置

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2021087595A JP2022180863A (ja) 2021-05-25 2021-05-25 電源装置

Publications (1)

Publication Number Publication Date
JP2022180863A true JP2022180863A (ja) 2022-12-07

Family

ID=84327748

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2021087595A Pending JP2022180863A (ja) 2021-05-25 2021-05-25 電源装置

Country Status (1)

Country Link
JP (1) JP2022180863A (ja)

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US10897210B2 (en) DC/DC converter for reducing switching loss in a case where zero voltage switching is not achieved
US6917527B2 (en) Switching power supply
US7289338B2 (en) Input to output isolated DC-DC converter
KR101852751B1 (ko) Ｄｃｄｃ 컨버터, 반도체 장치, 발전 장치
JP6752335B2 (ja) Ｄｃ／ｄｃコンバータ
JP2011097688A (ja) 電力変換装置及び電力変換方法
JP2005117883A (ja) 電源装置
JPWO2013132727A1 (ja) 直流−直流変換装置
US9401634B2 (en) Saturation prevention in an energy transfer element of a power converter
US11356029B2 (en) Rectifying circuit and switched-mode power supply incorporating rectifying circuit
JP2003102175A (ja) 低リプルｄｃ−ｄｃコンバータ装置
JPWO2013132726A1 (ja) 直流−直流変換装置
JP2006158073A (ja) キャパシタの充放電方法および電力変換装置
JP2022180863A (ja) 電源装置
JP7372203B2 (ja) 電源装置
JP5930978B2 (ja) Ｄｃ／ｄｃコンバータ
JP2004023982A (ja) 昇圧型充電装置
JP2021100363A (ja) スイッチング電源装置
RU2447571C1 (ru) Преобразователь
JP2006158137A (ja) スイッチング電源装置
RU2805046C1 (ru) Корректор коэффициента мощности
RU2809337C1 (ru) Преобразователь постоянного напряжения с активным клампированием
RU2802914C1 (ru) Преобразователь переменного напряжения в постоянное напряжение
RU2815911C1 (ru) Высокоэффективный преобразователь постоянного напряжения с активным клампированием
RU2806673C1 (ru) Корректор коэффициента мощности со стабилизацией постоянного выходного напряжения

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20240411