KR101657484B1 - 브러시리스 ｄｃ 모터를 위한 제어 회로 및 그 방법 - Google Patents

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세미컨덕터 콤포넨츠 인더스트리즈 엘엘씨
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Abstract

브러시리스(brushless) 직류(DC) 모터(160)용 제어 회로(120,140)는 전류 구동 회로(140), 전류 레귤레이터(122), 및 정류(commutation) 루프 레귤레이터(124, 126)를 포함한다. 전류 구동 회로(140)는 제어 신호에 응답하여 선택적으로 제 1 극성 또는 제 2 극성으로 상기 브러시리스 DC 모터(160)를 구동하도록 적응되며 브러시리스 DC 모터(160)를 통해 전류를 감지하여 전류 "감지" 신호를 제공한다. 전류 레귤레이터(122)는 전류 "감지" 신호에 응답하여 전류를 조정(regulate)하기 위해 제어 신호의 듀티 사이클을 가변시키고, 극성 신호의 상태에 기반하여 전류의 극성을 조정한다. 정류 루프 제어기(124,126)는 사전-정류 듀티 사이클 값 및 사후-정류 듀티 사이클 값의 비교에 응답하여 상기 극성 신호의 트랜지션을 조정한다.
브러시리스 직류 모터, 전류 레귤레이터, 사전-정류 듀티 사이클 값, 사후-정류 듀티 사이클 값, 정류 루프 레귤레이터

Description

브러시리스 ＤＣ 모터를 위한 제어 회로 및 그 방법{CONTROL CIRCUIT FOR A BRUSHLESS DC MOTOR AND METHOD THEREFOR}
본 발명은 일반적으로는 모터 제어기들에 관한 것이며, 더 구체적으로는 브러시리스 직류 모터들을 정류시키는 모터 제어기들에 관한 것이다.
브러시리스 단상 직류(DC) 모터는 통상적으로 하나 이상의 영구 자석들을 포함하는 회전자(rotor) 및 권선을 포함하는 고정자(stator)를 포함한다. 전류가 상기 고정자 권선(stator winding)에 인가되어 자기장이 생성되고, 회전자는 개별 회전자 및 고정자 자기장들 간의 상반(opposition)으로 인해 회전하도록 유도된다. 고정자 권선에서의 전류 흐름의 방향은 회전자가 회전함에 따라 연속적인 필드 상반을 제공하기 위해 양극 회전자의 각각의 회전동안 2번 역으로 바뀌어야 한다. 고정자 권선에서의 전류의 흐름의 방향을 변경하는 동작은 정류(commutation)라 지칭된다. 모터에 의해 제공되는 기계적인 동력은, 회전하는 회전자의 자기장에 의해 고정자 권선에 유도된 역기전력(back electromotive force; BEMF)에 관련한 정류가 언제 수행되느냐에 의존한다.
홀 효과 센서와 같은 센서는 회전자의 각 위치(angular position)를 식별하도록 사용될 수 있지만, 이러한 기법은 이상적인 정류 시간을 효율적으로 예측하기 위해 추가적인 전자 제어기를 필요로 한다. 더욱이, 홀 효과 센서는 제품에 대한 비용을 부가한다. 정류 시간을 결정하기 위한 다른 기법들, 예를 들어, BEMF를 직접적으로 감지하기 위한 부가 고정자 권선들의 사용, 및 모터 제어기에 의해 공급된 고정자 전류에서의 변경을 검출함으로써 BEMF를 모니터링 하려고 하는 다른 기법들 역시 이상적인 정류 시간을 예측하지 못하고 그리고/또는 제품 비용을 부가시킨다. 정류 시간이 더 양호하게 제어될 수 있다면 모터 효율성이 개선될 수 있다.
본 발명은 첨부도면을 참조함으로써 당업자에게 더 잘 이해되며 본 발명의 많은 특징들 및 이점들이 당업자에게 명확해질 수 있다.
서로 다른 도면들에서의 동일한 참조 심볼들의 사용은 유사하거나 동일한 항목들을 지시한다.
도 1은 본 발명에 따라 브러시리스 DC 모터 시스템(100)을 부분적인 블럭도 및 부분적인 개략도 형태로 도시한다. 모터 시스템(100)은 피드백 제어 모듈(120), 전류 구동 회로(140), 및 브러시리스 DC 모터(160)를 포함한다. 피드백 제어 모듈(120) 및 전류 구동 회로(140)는 모터(160)의 동작을 조정(regulating)하기 위한 제어 회로를 함께 형성한다.
피드백 제어 모듈(120)은 전류 레귤레이터 회로(122), 듀티 사이클 임계 조정 회로(124), 및 정류 로직 회로(126)를 포함한다. 듀티 사이클 조정 회로(124)는 "사후-정류 듀티 사이클(POST-COMMUTATION DUTY CYCLE)"이라고 라벨링된 신호를 수신하기 위한 제 1 입력, "이전의 사전-정류 듀티 사이클(PREVIOUS PRE-COMMUTATION DUTY CYCLE)"이라고 라벨링된 신호를 수신하기 위한 제 2 입력, 및 "다음의 사전-정류 듀티 사이클(NEXT PRE-COMMUTATION DUTY CYCLE)"이라고 라벨링된 신호를 제공하기 위한 출력을 포함한다. 정류 로직 회로(126)는 듀티 사이클 임계 조정 회로(124)의 출력으로부터 신호 "다음의 사전-정류 듀티 사이클(NEXT PRE-COMMUTATION DUTY CYCLE)"을 수신하기 위한 제 1 입력, "듀티 사이클(DUTY CYCLE)"이라고 라벨링된 신호를 수신하기 위한 제 2 입력, 신호 "이전의 사전-정류 듀티 사이클(PREVIOUS PRE-COMMUTATION DUTY CYCLE)"을 듀티 사이클 임계 조정 회로(124)의 제 2 입력에 제공하기 위한 제 1 출력, 및 "극성(POLARITY)"이라고 라벨링된 신호를 제공하기 위한 제 2 출력을 포함한다. 전류 레귤레이터 회로(122)는 정류 로직 회로(126)로부터 신호 "극성"을 수신하기 위한 제 1 입력, 신호 "사후-정류 듀티 사이클"을 듀티 사이클 임계 조정 회로(124)로 제공하기 위한 제 1 출력, 신호 "듀티 사이클"을 정류 로직 회로(126)에 제공하기 위한 제 2 출력, 및 집합적으로 "PWM 제어(PWM CONTROL)"라고 라벨링된 4개의 출력 신호들 및 집합적으로 "감지(SENSE)"라고 라벨링된 2개의 입력 신호들을 포함하는, 전류 구동 회로(140)로의 인터페이스를 포함한다.
전류 구동 회로(140)는 금속 산화물 반도체 전계 효과 트랜지스터(MOSFET) 디바이스들(142,144,148, 및 150), 저항들(146 및 152), 및 비교기들(154 및 156)을 포함한다. MOSFET(142)은 "VBAT"이라고 라벨링된 신호를 수신하기 위한 드레인, 제 1 "PWM 제어" 신호를 수신하기 위한 게이트, 및 "A"라고 라벨링된 노드에 연결된 소스를 가진다. MOSFET(144)은 노드 A에 연결된 드레인, 제 2 "PWM 제어" 신호를 수신하기 위한 게이트, 및 소스를 가진다. 저항(146)은 MOSFET(144)의 소스에 연결된 제 1 단자, 및 접지에 연결된 제 2 단자를 가진다. 비교기(154)는 MOSFET(144)의 소스에 연결된 제 1 입력, "ISET"라고 라벨링된 신호를 수신하기 위한 제 2 입력, 및 제 1 "감지" 신호를 전류 레귤레이터(122)에 제공하기 위한 출력을 가진다.
MOSFET(148)은 신호 VBAT을 수신하기 위한 드레인, 제 3 "PWM 제어" 신호를 수신하기 위한 게이트, 및 "B"라 라벨링된 노드에 연결된 소스를 가진다. MOSFET(150)은 노드 B에 연결된 드레인, 제 4 "PWM 제어" 신호를 수신하기 위한 게이트, 및 소스를 가진다. 저항(152)은 MOSFET(150)의 소스에 연결된 제 1 단자, 및 접지에 연결된 제 2 단자를 가진다. 비교기(156)는 MOSFET(150)의 소스에 연결된 제 1 입력, 신호 ISET을 수신하기 위한 제 2 입력, 및 제 2 "감지" 신호를 전류 레귤레이터(122)에 제공하기 위한 출력을 가진다.
모터(160)는 고정자 극(pole)들(162), 회전자(164), 및 고정자 권선들(166)을 포함한다. 고정자 권선들(166)은 각각 노드들(A 및 B)에 연결된 2개의 단자들을 가진다.
피드백 제어 모듈(120)은 "PWM 제어" 신호들을 전류 구동 회로(140)에 제공 함으로써 모터(160)의 동작을 조정한다. "PWM 제어" 신호들은 고정자 권선들(166)에 원하는 동작 전류들을 제공하기 위해 펄스-폭 변조(PWM) 기법들을 통해 전류 구동 회로(140)의 MOSFET 디바이스들(142,144,148, 및 150)의 도통을 제어한다. 피드백 제어 모듈(120)은 고정자 전류의 크기, 및 고정자 전류의 정류 역시 제어한다. 피드백 제어 모듈(120)은 언제 고정자 전류가 원하는 동작 레벨에 도달하는지를 표시하는 전류 구동 회로(140)로부터의 "감지" 신호들을 수신하고, "PWM 제어" 신호들의 듀티 사이클을 수정하여 원하는 동작 고정자 전류를 유지한다. 더 높은 듀티 사이클은 전류 구동 회로(140)에 의해 제공되는 고정자 전류를 증가시키고, 더 낮은 듀티 사이클은 전류 구동 회로(140)에 의해 제공되는 고정자 전류를 감소시킨다. 피드백 제어 모듈(120)은 계속 변하는 BEMF 신호의 영향으로 인해 "PWM 제어" 신호들의 듀티 사이클을 계속 조정한다. BEMF의 크기가 증가하는 경우, "PWM 제어" 신호의 듀티 사이클은 원하는 고정자 전류를 유지하기 위해 증가해야 한다. BEMF의 크기가 감소하는 경우, "PWM 제어" 신호의 듀티 사이클은 원하는 고정자 전류를 유지하기 위해 감소된다. 그러므로, "PWM 제어" 신호들의 듀티 사이클은 BEMF의 크기의 표시를 제공하고, 따라서, 임의의 소정 시점에서의 회전자의 각 위치(angular position)에 대한 통찰(insight)을 제공할 수 있다.
전류 구동 회로(140)의 MOSFET 디바이스들(142,144,148, 및 150)은 H-브리지를 형성한다. 하나의 정류 극성동안, MOSFET들(142 및 150)은 도통되도록 구성되는 반면, MOSFET들(144 및 148)은 턴오프되어, 신호 VBAT으로부터, MOSFET(142)를 통해 노드 A로, 권선들(166)을 통해 노드 B로, MOSFET(150)을 통해 접지로의 전류 흐름을 초래한다. 반대 정류 극성동안, MOSFET들(148 및 144)은 도통되도록 구성되는 반면, MOSFET들(150 및 142)은 턴오프되어, 신호 VBAT으로부터, MOSFET(148)를 통해 노드 B로, 권선들(166)을 통해 노드 A로, MOSFET(144)을 통해 접지로의 전류 흐름을 초래한다. 따라서, 고정자 권선(166)을 통한 전류의 방향은 특정 시점에서 어느 정류 극성이 활성인지에 기반한다. 회전자(164)의 각각의 풀(full) 회전은 양의 그리고 음의 정류 구간을 포함한다. 비교기(154)는, MOSFET들(148 및 144)에 의해 제공된 고정자 전류가 턴온되어 신호 ISET에 의해 결정된 원하는 동작 레벨에 도달하는 경우, 제 1 "감지" 신호를 어써트(assert)한다. 비교기(156)는 MOSFET들(142 및 150)에 의해 제공된 고정자 전류가 턴온되어 신호 ISET에 의해 결정된 원하는 동작 레벨에 도달하는 경우 제 2 "감지" 신호를 어써트한다. 신호 "극성"은 어느 정류 구간이 활성인지를 특정한다.
도 2는 도 1의 브러시리스 DC 모터(160)의 전기적 모델(200)을 개략적 형태로 예시한다. 모델(200)은 단자 A와 B 사이에 직렬로 연결된 "L"이라 라벨링된 인덕터(210), "R"이라 라벨링된 저항(220), 및 "VBEMF"라고 라벨링된 전압원(230)을 포함한다. 인덕터(210) 및 저항(220)은 고정자 권선(166)의 전기적 특징들에 대응하고, 전압원 VBEMF는 회전자(164)에 의해 제공된 자기장에 의해 제공된 자기장 내의 고정자 권선(166)의 움직임으로 인해, 패러데이-렌츠 법칙에 의해 고정자 권선에 유도된 전압을 나타낸다. 도 2에 도시된 바와 같이, "IX"라고 라벨링된 순시 전류는 고정자(162)를 통해 흐른다.
도 3은 도 1의 브러시리스 DC 모터 시스템의 동작동안 고정자 전류와 BEMF 전압 사이의 이상적 관계를 예시하는 그래프(300)이다. 그래프(300)는 회전각 세타(theta)를 라디안으로 나타내는 수평축, 및 신호 진폭을 적절하게 암페어 또는 볼트로 나타내는 수직축을 가진다. 그래프(300)는 고정자 전류 IX를 암페어로 나타내는 파형(310) 및 전압원 VBEMF를 볼트로 나타내는 파형(320)을 포함하며, 상기 고정자 전류 IX 및 전압원 VBEMF는 모두 도 2에 도시된다. 신호 IX 및 VBEMF가 실질적으로 서로 동위상인 경우, 모터(160)는 모터(160)에 의해 전달되는 기계적 동력에 대해 실질적으로 최적의 효율성으로 동작한다. VBEMF 파형(320)의 특성들이 상당히 변경할 수 있으며, 회전자의 기하학적 외형(geometry), 모터 속도, 및 다른 설계 속성들에 의해 결정됨을 유의하라. VBEMF 파형(320)은 정현, 사다리꼴이거나 혹은 더 복잡할 수 있다. 도 3에서 도시된 바와 같이, VBEMF은 클리핑되고 왜곡된 사인파이다. IX와 VBEMF간의 위상 관계는 피드백 제어 모듈(120)이 고정자 전류 IX의 정류를 언제 개시하는냐에 의해 부분적으로 결정된다.
도 4는 정류가 너무 늦게 개시되는 경우 도 1의 브러시리스 DC 모터 시스템(400)의 동작 동안 고정자 전류 및 BEMF 전압 간의 관계를 예시하는 그래프(400)이다. 그래프(400)는 회전각 세타를 라디안으로 나타내는 수평축, 및 신호 진폭을 적절하게 암페어 또는 볼트로 나타내는 수직축을 가진다. 파형(410)은 고정자 전류 IX를 암페어로 나타내며, 파형(420)은 전압원 VBEMF를 볼트로 나타내며, 상기 고정자 전류 IX 및 전압원 VBEMF는 모두 도 2에 도시된다. 또한, 회전각 구간들(430 및 440)이 예시되며, 상기 회전각 구간들(430 및 440)동안 고정자 전류 IX는 회전자(164)가 원하는 각 위치를 지나서 진행한 후의 고정자 전류 IX의 정류의 개시로 인해 신호 VBEMF 뒤에 지연(lag)된다. 구간들(430 및 440)동안, 모터(160)에 의해 제공된 기계적 동력은 순간적으로 음이다. 이러한 조건 하에서의 동작은 비효율적이며, 모터(160)에 진동을 유입하여 마모를 가속화하여, 모터(160)의 동작 수명을 감소시킨다.
도 5는 정류가 너무 일찍 개시된 경우 도 1의 브러시리스 DC 모터 시스템(100)의 동작동안 고정자 전류 및 BEMF 전압 간의 관계를 예시하는 그래프(500)이다. 그래프(500)는 회전각 세타를 라디안으로 나타내는 수평축, 및 신호 진폭을 적절하게 암페어 또는 볼트로 나타내는 수직축을 가진다. 그래프(500)는 고정자 전류 IX를 암페어로 나타내는 파형(510) 및 전압원 VBEMF를 볼트로 나타내는 파형(520)을 포함하며, 상기 고정자 전류 IX 및 전압원 VBEMF는 모두 도 2에 도시된다. 또한, 회전각 구간들(530 및 540)이 예시되며, 상기 회전각 구간들(530 및 540)동안 고정자 전류 IX는, 회전자(164)가 바람직한 각 위치를 지나기 전에 고정자 전류 IX의 정류의 시작으로 인해, 신호 VBEMF에 선행(leading)한다. 구간들(530 및 540)동안, 모터(160)에 의해 제공된 기계적 동력은 순간적으로 음이다. 이러한 조건 하에서의 동작은 비효율적이며, 모터(160)에 진동을 유입하여 마모를 가속화하여, 모터(160)의 동작 수명을 감소시킨다.
도 6은 도 1의 브러시리스 DC 모터 시스템의 전류 레귤레이터(122)의 동작을 예시하는 타이밍 도(600)이다. 타이밍 도(600)는 시간을 초 단위로 나타내는 수평축, 및 신호 진폭을 암페어 또는 볼트로 나타내는 수직축을 포함한다. 타이밍 도는 고정자 전류 IX를 암페어로 나타내는 파형(610), 및 도 1의 전류 레귤레이터 회 로(122)에 의해 제공되는 "PWM 제어" 신호 중 하나를 나타내는 파형(620)을 포함한다. 또한 도 6은 시간 레퍼런스 T0 및 T1 간의 시간 구간(640), 시간 레퍼런스 T2 및 T3 간의 시간 구간(650), 및 시간 레퍼런스 T4 및 T5 간의 시간 구간(660)을 예시한다. 시간 구간들(640, 650, 및 660)은 "PWM 제어" 신호의 연속적인 펄스들을 나타내며, "PWM 제어" 신호의 듀티 사이클에서의 변경을 예시한다.
타이밍 도(600)에 의해 나타나는 시간의 기간은 실질적으로 회전자(164)의 작은 각 회전, 예컨대 1도의 일부분에 대응한다. 타이밍 도(600)는 변경하는 BEMF 및 저항적인 손실들과 같은 다른 손실들에 응답하여, 일정한 고정자 전류 IX를 유지하기 위한 신호 "PWM 제어"의 듀티 사이클의 변경을 예시한다. 전류 레귤레이터 회로(122)는 전류 구동 회로(140)와 모터(160) 역시 포함하는 전류 루프 피드백 시스템의 일부분을 형성한다. 고정자 전류 IX가 신호 ISET에 의해 결정된 바람직한 동작 레벨 미만으로 떨어지는 경우, 신호 "감지"는 무효화되고, 전류 레귤레이터 회로(122)는 "PWM 제어" 신호들을 어써트하여 전류 구동 회로(140)가 고정자 전류 IX를 증가시킬 수 있게 한다. 고정자 전류 IX가 신호 ISET에 의해 결정된 레벨을 만족하거나 초과하는 경우, 신호 "감지"가 어써트되고 전류 레귤레이터 회로(122)는 "PWM 제어" 신호들을 무효화시키고, 전류 구동 회로(140)를 순간적으로 디스에이블시켜서 고정자 전류 IX가 감소하게 한다.
전류 레귤레이터 회로(122)는 시간상으로 특정 순간에서의 바람직한 동작 레벨 및 고정자 전류 IX 간의 차에 기초하여 "PWM 제어" 신호들의 듀티 사이클을 조정한다. 예를 들어, 전류 레귤레이터 회로(122)는 시간 구간(640)동안 "PWM 제어" 신호(620)를 어써트한다. 전류 레귤레이터 회로(122)는 BEMF가 증가함에 따라 고정자 전류 IX를 보상하기 위해, 시간 구간(650)동안의 더 긴 지속시간동안, 그리고 시간 구간(660)동안의 훨씬 더 긴 지속시간동안 "PWM 제어" 신호(620)를 어써트한다. 전류 레귤레이터 회로(122)는 고정자 전류 IX에 대한 조정들을 신속하게 수행하여 실질적으로 일정한 고정자 전류 IX를 초래한다. 대안적인 실시예에서, 전류 레귤레이터 회로(122)는 펄스 주파수 변조(PFM)를 대신 사용할 수 있는데, 이 경우, 전류 레귤레이터 회로(122)는 세트 시간 구간동안 균일한 펄스들의 개수를 변경시킴으로써 전류를 조정하며, 여기서 더 큰 듀티 사이클은 이러한 세트 시간 구간동안 전류 구동 회로(140)에 제공되는 더 많은 수의 균일한 펄스들에 대응하고, 더 작은 듀티 사이클은 동일한 시간 구간동안 더 적은 수의 균일한 펄스들에 대응한다. 연속적인 듀티 사이클 값들이 BEMF의 크기에서의 변경의 표시를 제공하므로, 이들 값들을 분석하여 회전자(164)의 각 위치를 추정하고 고정자 전류 IX의 정류를 개시할 수 있다.
도 7은 조기 정류에 대해 정류의 전후에 도 1의 브러시리스 DC 모터 시스템(100)의 "PWM 제어" 신호들의 쌍들의 듀티 사이클들을 예시하는 그래프(700)이다. 그래프(700)는 회전각 세타를 라디안으로 표시하는 수평축, 및 신호 진폭을 적절하게 암페어, 볼트, 또는 퍼센트로 나타내는 수직축을 가진다. 그래프(700)에서, 파형(710)은 고정자 전류 IX를 암페어로 나타내고, 파형(720)은 전압원 VBEMF를 볼트로 나타내고, 파형(750)은 고정자 전류 정류의 전후에 "PWM 제어" 신호들의 듀티 사이클을 퍼센트로 나타낸다. 또한 도 7은 신호 ISET에 의해 결정되는 양 및 음의 고정자 전류 임계들에 대응하는 임계 기준들(712 및 714)을 각각 예시한다. 각 레퍼런스(angle reference; TA)는 언제 피드백 제어 모듈(120)이 고정자 전류 IX의 정류를 개시하는지를 나타내고, 각 TB는 언제 고정자 전류 IX의 값이 음의 고정자 기준(714)에 도달하는지를 나타낸다. 구간(760)은 고정자 전류 IX가 임계(712)에서 임계(714)로 트랜지션하는 기간을 예시한다. 또한 도 7은 구간(760)의 이전 및 이후의 PWM 제어 듀티 사이클을 예시한다. 각 레퍼런스 TA 바로 앞에 오는 PWM 제어 듀티 사이클은 "사전-정류 듀티 사이클(PRE-COMMUTATION DUTY CYCLE)"이라 라벨링되고, 각 레퍼런스 TB 바로 뒤에 오는 PWM 제어 듀티 사이클은 "사후-정류 듀티 사이클(POST-COMMUTATION DUTY CYCLE)"이라 라벨링된다.
전류 레귤레이터 회로(122)는 앞서 설명된 전류 레귤레이터 피드백 루프에 기반하여 사전-정류 듀티 사이클 값을 결정하며, 정류가 각 레퍼런스 TA에서 개시되기 전에 전류 레귤레이터 회로(122)에 의해 결정된 마지막 듀티 사이클에 대응한다. 전류 레귤레이터 회로(122)는 통상적으로 고정자 전류 IX가 각 레퍼런스 TB에서 음의 임계치에 도달할 때까지의 정류에 후속하여 PWM 제어 듀티 사이클을 최대값(즉, 100% 듀티 사이클)으로 설정한다. 피드백 제어 모듈(120)은 구간(760)을 비교적 짧게 유지하면서, 고정자 전류 IX의 역전을 비교적 신속하게 달성한다. 각 레퍼런스 TB에서, 전류 레귤레이터 회로(122)는 전류 레귤레이터 피드백 루프에 기반하여 PWM 제어 듀티 사이클을 다시 결정한다. 그러므로, 사후-정류 듀티 사이클 값은 고정자 전류 IX의 값이 기준(714)과 동일해지는 시점 바로 다음에 결정된다.
듀티 사이클 임계 조정 회로(124) 및 정류 로직 회로(126)는 언제 고정자 전 류 정류를 개시할지를 결정하는 또 다른 피드백 회로를 제어하는 정류 루프 레귤레이터를 함께 형성한다. 정류 루프 레귤레이터는 "사전-정류 듀티 사이클"과 "사후-정류 듀티 사이클"을 비교함으로써 연속적인 정류 사이클들에 대해 정류 시점을 식별한다. 정류 루프 레귤레이터는 상기 정류 시점을 "사전-정류 듀티 사이클" 및 "사후-정류 듀티 사이클"이 거의 같은 시점으로서 식별한다. 전류 레귤레이터 회로(122)에 의해 제공되는 "PWM 제어" 신호들의 듀티 사이클이 고정자 전류 IX와 BEMF 간의 위상 관계와 상관되므로, 이러한 정류 시점은 실질적으로 최적이다.
정류 피드백 루프의 동작은 도 7과 관련하여 도 1을 다시 참조함으로써 더 잘 이해될 수 있다. 원하는 정류 시점 이전에, BEMF는 감소하기 시작한다. 정류 시간에서의 초기 추측은 듀티 사이클이 값에 있어서 감소하기 시작한 이후 선택된 PWM 제어 듀티 사이클의 특정 값에 기초하여 확립될 수 있다. 정류기 로직(126)은 이러한 특정 값에서 (각 레퍼런스 TA에서) "극성" 신호의 상태를 변경시키고, 이 값 "사전-정류 듀티 사이클"을 신호 "이전의 사전-정류 듀티 사이클"을 통해 듀티 사이클 임계 조정 회로(124)에 제공한다. 고정자 전류 IX가 각 레퍼런스 TB에서 임계(714)에 도달하면, 전류 레귤레이션 피드백 루프, 및 전류 레귤레이터 회로(122)는 특히, 신호 "ISET"에 의해 결정된 레벨로 고정자 전류 IX를 유지하기 위해 필요한 경우 PWM 제어의 듀티 사이클을 조정한다.
전류 레귤레이터(122)는 각 레퍼런스 TB에 후속하는 초기 듀티 사이클을 신호 "사후-정류 듀티 사이클"을 통해 듀티 사이클 임계 조정 회로(124)에 제공한다. 듀티 사이클 임계 조정 회로(124)는 "이전의 사전-정류 듀티 사이클" 및 "사후-정 류 듀티 사이클"의 값들을 비교하고 정류가 개시될 다음 듀티 사이클 값을 결정한다. 듀티 사이클 임계 조정 회로(124)는 이 값을 신호 "다음의 사전-정류 듀티 사이클"을 통해 정류 로직 회로(126)에 제공한다. 정류 로직 회로(126)는 PWM 제어의 듀티 사이클이 신호 "다음의 사전-정류 듀티 사이클"에 의해 특정된 값으로 감소할 때 신호 "극성"을 토글링하여 정류를 개시한다.
사전-정류 듀티 사이클이 사후-정류 듀티 사이클보다 큰 경우, 다음의 사후-정류 듀티 사이클 값은 이전 정류 동안 선택된 값보다 작은 값으로 설정될 것이다. 사전-정류 듀티 사이클이 사후-정류 듀티 사이클보다 작은 경우, 다음의 사전-정류 듀티 사이클 값은 이전의 정류동안 선택된 값보다 더 큰 값으로 설정될 것이다. 사전-정류 듀티 사이클 및 사후-정류 듀티 사이클이 값에 있어서 거의 같을 때까지, 사전-정류 듀티 사이클에 대한 실질적으로 작은 보정적인 변경들을 수행하는 반복이 계속된다. 설명된 반복적 프로세스는 바로 연속하는 정류 이벤트들을 사용하여, 혹은 정류들을 덜 빈번하게 평가함으로써 수행될 수 있다. 예를 들어, 실질적으로 최적인 정류 시간을 식별하기 위한 피드백 루프의 컨버전스(convergence)는 천 개의 정류들마다 하나의 정류동안 사전-정류 듀티 사이클 및 사후-정류 듀티 사이클을 평가함으로써 달성될 수 있다.
도 7에 예시된 PWM 제어의 사전-정류 듀티 사이클의 값은 사후-정류 듀티 사이클의 값보다 더 큰데, 이는 정류가 너무 일찍 개시되었음을 표시한다. 따라서, 듀티 사이클 임계 조정 회로(124)는 신호 "다음의 사전-정류 듀티 사이클"의 값이 이전의 사전-정류 듀티 사이클 값보다 약간 작게 되도록 조정할 것이며, PWM 제어 의 듀티 사이클이 새로운 사전-정류 듀티 사이클 값으로 감소될 때 정류 로직(126)은 정류를 개시한다. 사전-정류 듀티 사이클 값의 조정은 통상적으로 작은 단계들에서 수행된다. 예를 들어, 전류 레귤레이터 회로(122)가 128개의 고유한 듀티 사이클 값들을 제공할 수 있고, 사전-정류 듀티 사이클의 전류 값이 93인 경우, 듀티 사이클 임계 조정 회로(124)는 다음의 사전-정류 듀티 사이클 값을 92로 설정한다. 이진 검색 알고리즘을 포함하는 다른 기법들, 또는 스무딩(smoothing) 알고리즘의 형태 역시 정류 피드백 루프의 컨버전스의 레이트를 조정하는데 사용될 수 있다.
도 8은 이상적 시점에서 정류가 개시될 때 정류 전후에 도 1의 브러시리스 DC 모터 시스템의 "PWM 제어" 신호들의 쌍들의 듀티 사이클들을 예시하는 그래프(800)이다. 그래프(800)는 회전각 세타를 라디안으로 나타내는 수평축, 및 신호 진폭을 적절하게 암페어, 볼트 또는 퍼센트로 나타내는 수직축을 가진다. 파형(810)은 고정자 전류 IX를 암페어로 나타내고, 파형(820)은 전압원 VBEMF을 볼트로 나타내고, 파형(850)은 고정자 전류 정류의 전후에 "PWM 제어" 신호들의 듀티 사이클을 퍼센트로 나타낸다. 또한, 신호 ISET에 의해 결정된 양 및 음의 고정자 전류 임계들에 각각 대응하는 임계 기준들(812 및 814)이 포함된다. 각 레퍼런스 TX은 언제 고정자 전류 IX의 정류가 개시되는지를 나타내고, 각 TY는 언제 고정자 전류 IX가 음의 고정자 전류 임계(814)에 도달하는지를 나타낸다. 구간(860)은 고정자 전류 IX가 임계(812)로부터 임계(814)로 트랜지션 중인 기간을 예시한다. PWM 제어 듀티 사이클은 구간(860)의 이전 또는 이후에 도시된다. 각 레퍼런스 TX 바로 앞에 오는 PWM 제어 듀티 사이클은 "사전-정류 듀티 사이클"이라 라벨링되고, 각 레퍼런스 TY 바로 뒤에 오는 PWM 제어 듀티 사이클은 "사후-조정 듀티 사이클"이라 라벨링된다.
사전-정류 듀티 사이클 및 사후-정류 듀티 사이클의 값들이 거의 동일한 것으로 표시된 바와 같이, 그래프(800)는 이전에 설명된 피드백 루프의 정류가 실질적으로 최적의 정류 시간에서 수렴(converge)하고 난 이후 모터(160)의 동작을 예시한다. 정류 피드백 루프는 실질적으로 최적의 정류 시간을 유지하도록 계속 동작할 수 있다. 따라서, 브러시리스 DC 모터 시스템(100)은 모터(160)에 인가된 기계적 부하에서의 변경들에 대한, 혹은 고정자 전류 임계 신호 ISET의 값에 대해 이루어진 변경들로부터 야기된 회전 속도에서의 변화를 보상할 수 있다.
또한 그래프(800)는 실질적으로 최적의 시점에서 정류가 언제 개시될지를 예시하며, 고정자 전류 IX 및 신호 VBEMF는 각 레퍼런스들(TX 및 TY) 사이의 거의 절반인 임계(812 및 814) 사이의 중간점(영교차)에서 교차한다. 따라서, "T1" 및 "T2"라고 라벨링된 구간들은 값에 있어서 실질적으로 동일하다. 고정자 전류 IX 및 BEMF는 실질적으로 서로 동상이며, 모터(160)에 의해 공급된 기계적 동력은 실질적으로 최대화된다.
도 1에서 예시된 바와 같이, 피드백 제어 모듈(120)은 마이크로제어기를 사용하여 구현되며, 전류 레귤레이터(122), 듀티 사이클 임계 조정(124) 및 정류 로직(126)은 하드웨어 및 소프트웨어의 조합을 사용하여 구현됨을 유의하라. 다른 실시예들에서, 하드웨어 및 소프트웨어의 상이한 조합들이 이들 모듈들의 일부분들을 구현하기 위해 사용될 수 있다. 더욱이, 전류 구동 회로(140)는 단일 집적 회 로 상에서 피드백 제어 모듈(120)과 함께 구현될 수 있다.
또한, 전류 구동 회로(140)는 MOSFET들(142,144,146, 및 148)을 사용하는 것으로 도시된다. 여기서 사용된 바와 같이, 그리고 통상적으로 이해되는 바와 같이, "MOSFET"은 금속 게이트들을 가지는 절연 게이트 전계 효과 트랜지스터들뿐 아니라 폴리실리콘 (polysilicon) 게이트들을 가지는 절연 게이트 전계 효과 트랜지스터들을 포함한다.
도 1에 예시된 전류 구동 회로(140)는 2개의 "감지" 신호들을 제공하기 위해 2개의 전류 감지 저항들(146 및 152) 및 2개의 비교기들(154 및 156)을 포함한다. 일 대안적인 실시예에서, 단일 비교기 및 단일 저항은 MOSFET(144)의 소스를 MOSFET(150)의 소스로 연결시킴으로써 단일 "감지" 신호를 제공하고, 이러한 연결과 접지 사이의 단일 저항, 및 연결된 소스들로 연결된 단일 비교기를 포함한다. 어느 구현에서든, 비록 고정자 전류 흐름의 방향이 각각의 조정으로 인해 변경된다 할지라도, 고정자 전류의 절대 크기가 신호 ISET의 값과 비교된다.
상기 개시된 본 발명은 제한적인 것이 아니라 예시적인 것으로 간주되어야 하며, 첨부된 청구항들은 모든 이러한 수정들, 향상들, 및 본 발명의 범위 내에 있는 다른 실시예들을 커버하도록 의도된다. 따라서, 법에 의해 허용되는 최대 범위까지, 본 발명의 범위는 후속하는 청구항들 및 이들의 등가물들의 가장 넓은 허용가능한 해석에 의해 결정되어야 하고, 전술된 상세한 설명에 의해 제한되거나 한정되지 않아야 한다.
도 1은 본 발명에 따른 브러시리스 직류(DC) 모터 시스템을 부분적인 블록도 및 부분적인 개략적 형태로 도시하는 도면.
도 2는 도 1의 브러시리스 DC 모터의 전기적 모델을 개략적 형태로 도시하는 도면.
도 3은 도 1의 브러시리스 DC 모터 시스템의 동작동안 고정자 전류 및 BEMF 전압 레벨 간의 이상적 관계를 예시하는 그래프를 도시하는 도면.
도 4는 정류가 너무 늦게 개시된 경우, 도 1의 브러시리스 DC 모터 시스템의 동작 동안 고정자 전류 및 BEMF 전압 간의 관계를 예시하는 그래프를 도시하는 도면.
도 5는 정류가 너무 일찍 개시된 경우, 도 1의 브러시리스 DC 모터 시스템의 동작 동안 고정자 전류 및 BEMF 전압 간의 관계를 도시하는 그래프를 도시하는 도면.
도 6은 도 1의 브러시리스 DC 모터 시스템의 전류 레귤레이터 회로의 동작을 도시하는 타이밍 도.
도 7은 정류가 너무 일찍 개시된 경우, 정류 전후에 도 1의 브러시리스 DC 모터 시스템의 "PWM 제어" 신호들의 쌍들의 듀티 사이클들을 도시하는 그래프를 도시하는 도면.
도 8은 정류가 이상적인 시점에서 개시된 경우, 정류 전후에 도 1의 브러시리스 DC 모터 시스템의 "PWM 제어" 신호들의 쌍들의 듀티 사이클들을 도시하는 그 래프를 도시하는 도면.

Claims (5)

  1. 브러시리스(brushless) 직류(DC) 모터(160)용 제어 회로에 있어서,
    제어 신호에 응답하여, 선택적으로 제 1 극성 또는 제 2 극성으로 상기 브러시리스 DC 모터(160)를 구동하도록 적응되고, 전류 감지 신호를 제공하기 위해 상기 브러시리스 DC 모터(160)를 통한 전류를 감지하기 위한 전류 구동 회로(140);
    상기 전류 감지 신호에 응답하여 상기 전류를 조정(regulate)하기 위해 상기 제어 신호의 듀티 사이클을 가변시키고, 극성 신호의 상태에 기반하여 제 1 전류 또는 상기 제 1 전류에 대해 반대 극성의 제 2 전류 중 선택된 한 전류로 상기 전류를 조정하기 위한 전류 레귤레이터(122); 및
    사전-정류 듀티 사이클 값 및 사후-정류 듀티 사이클 값들의 비교에 응답하여 상기 극성 신호의 트랜지션(transition)을 조정하기 위한 정류 루프 레귤레이터(124,126)를 포함하는, 브러시리스 직류 모터(160)용 제어 회로.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 전류 레귤레이터(122)는 상기 극성 신호의 상기 트랜지션 이후 상기 전류가 상기 제 2 전류에 도달하는 경우 상기 듀티 사이클의 값으로서 상기 사후 정류 듀티 사이클 값을 결정하는, 브러시리스 직류 모터(160)용 제어 회로.
  3. 제 2 항에 있어서,
    상기 정류 루프 레귤레이터(124,126)는 상기 사전-정류 듀티 사이클 값 및 상기 사후-정류 듀티 사이클 값이 같아질 때까지 상기 트랜지션을 조정하는, 브러시리스 직류 모터(160)용 제어 회로.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 정류 루프 레귤레이터(124,126)는,
    상기 사전-정류 듀티 사이클에 기반하는 다음의 사전-정류 듀티 사이클 값 및 상기 사전-정류 듀티 사이클 값과 상기 사후 정류 듀티 사이클 값 간의 차를 조정하기 위한 듀티 사이클 임계 조정 회로(124); 및
    상기 듀티 사이클이 상기 다음의 사전-정류 듀티 사이클 값과 같아지는 경우 상기 극성 신호의 상기 상태를 변경하기 위한 정류기 로직 회로(126)를 포함하는, 브러시리스 직류 모터(160)용 제어 회로.
  5. 브러시리스 직류(DC) 모터(160)를 제어하는 방법에 있어서,
    상기 브러시리스 DC 모터(160)의 권선을 통한 전류를 균등한 양의 기준 전류로 조정하는 단계;
    전류 구동 회로에 제공된 제어 회로의 사전-정류 듀티 사이클 값을 결정하는 단계;
    상기 전류를 정류하는 단계;
    상기 브러시리스 DC 모터(160)의 권선을 통한 상기 전류를 균등한 음의 기준 전류로 조정하는 단계;
    상기 제어 신호의 사후-정류 듀티 사이클 값을 결정하는 단계;
    상기 사전-정류 듀티 사이클 값이 상기 사후-정류 듀티 사이클 값보다 큰 경우 다음의 사전-정류 듀티 사이클을 감소시키는 단계; 및
    상기 사전-정류 듀티 사이클이 상기 사후-정류 듀티 사이클 값보다 작은 경우 상기 다음의 사전-정류 듀티 사이클 값을 증가시키는 단계를 포함하는, 브러시리스 직류(DC) 모터(160) 제어 방법.
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