KR101382070B1 - 정합이 개선된 ｄｍｓ 필터 - Google Patents

정합이 개선된 ｄｍｓ 필터 Download PDF

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Abstract

리액턴스 소자(RE)와 직렬로 연결되는 DMS 트랙(Dst)의 정합을 개선하기 위해, DMS 트랙과 리액턴스 소자 사이의 신호 안내 리드 부분(LAs)에 대해 병렬로 션트 암(QE)이 접지쪽으로 연결되고, 상기 션트 암에 커패시턴스 소자(KE)가 배치되는 것이 제안된다.
DMS 필터, SAW, 션트 연결, 정합 개선, 인터디지털 구조

Description

정합이 개선된 ＤＭＳ 필터{DMS FILTER WITH IMPROVED MATCHING}
본 발명은 DMS 트랙 및 상기 트랙에 연결된 리액턴스 소자(reactance element)를 포함한 필터에 관한 것이다.
공지된 하우징에서의 광대역 DMS 필터는 전체 통과 대역에 걸쳐 매우 양호하게 정합될 수 있어서, 입력- 및 출력 임피던스의 약간의 변화만 얻어진다. 공지된 하우징은 칩상에 구비된 금속 연결면들과 함께 상당한 값에 이를 수 있는 기생 정전 커패시턴스(parasitic static capacitance)를 형성한다. 따라서, 일반적으로, 이러한 하우징에서는 기생 정전 커패시턴스의 효과를 균일화하기 위해 외부 인덕턴스가 사용된다.
현재, 개선된 물질을 포함하면서 실질적으로 작은 크기의 하우징이 개발되고 있다. 기판상에 단순 칩만 납땜되는 배어 다이(bare-die)-응용물도 개발 중이다. 예를 들면, 표준 세라믹 지지부보다 실질적으로 더 낮은 유전율을 가진 유리 지지부를 사용하는 웨이퍼 레벨 패키지는 정전 커패시턴스의 값을 상당히 낮출 수 있다.
이러한 새로운 설계의 개발 공정 시, 감소된 정전 커패시턴스를 포함하며 가장 최근에 개발된 소자들의 정합은, 현재 이미 사용되는 외부 인덕턴스의 수치화를 간단히 새로 하는 것으로는 더 이상 가능하지 않다는 것이 밝혀졌다. 따라서, 입력과 출력에서 얻을 수 있는 어드미턴스의 편차 폭이 너무 크다.
본 발명의 과제는 이러한 문제들을 방지하면서 특히 정전 커패시턴스가 상당히 감소된 고 개발 패키지에서 양호한 정합을 구현하는 필터 배열을 제공하는 것이다.
본 발명에 따르면, 상기 과제는 특허 청구 범위 1항의 특징들을 포함한 필터 배열에 의해 해결된다. 본 발명의 유리한 형성예들은 다른 청구항들로부터 도출된다.
본 발명은 기판상에서 입력단과 출력단 사이에 연결되는 신호 경로를 구비한 필터 배열을 제공한다. 신호 경로에서, DMS 트랙 및 리액턴스 소자는 직렬로 연결된다. DMS 트랙과 리액턴스 소자 사이에서, 신호 경로에 대해 션트 암(shunt arm)이 배치되고, 상기 션트 암에는 접지쪽으로 연결되는 추가 커패시턴스 소자가 배치된다.
놀랍게도, 그러한 필터 배열에서 DMS 트랙과 리액턴스 소자 사이의 정합이 개선되고 특히 반사가 감소되는 것으로 확인되었다. 이는, 우선 상기 정합이 더욱 양호할수록 커패시턴스의 값이 더 크게 조절된다는 것을 나타낸다. 그러나, 션트 암에서 커패시턴스가 증가하면서, 예를 들면 대역폭의 감소와 같은 다른 문제가 발생하기 때문에, 커패시턴스 소자의 정확한 할당은 특정한 경계 조건에 따라 산출되고, 최적화된다.
리액턴스 소자는 표면 탄성파(surface acoustic wave, SAW) 공진기로서 형성되는 것이 유리하다. 이는, 리액턴스 소자와 DMS 트랙이 모두 동일한 압전 기판(piezoelectric substrate)상에서 동일한 기술로 제조될 수 있다는 장점이 있다.
상대적으로 높은 커패시턴스를 가진 커패시턴스 소자는 인터디지털 구조(interdigital structure)로서 구현될 수 있다. 상기 구조는 DMS 트랙 및 경우에 따라서 리액턴스 소자와 동일한 기술로 압전 기판상의 금속 배선으로서 실시될 수 있다. 인터디지털 구조는 상호 간에 맞물리는 빗형 전극들을 포함할 수 있고, 바람직하게는, 상기 빗형 전극들이 포함하는 핑거 간격은 DMS 트랙의 변환기로서 사용되는 인터디지털 구조들의 핑거 간격보다 작다. 이 때의 장점은, 공진기로서 작용하는 인터디지털 구조의 공진 주파수가 상기 필터 배열에 관련된 주파수 범위보다 높아서, 필터 배열의 전달 거동이 방해받지 않는다는 것이다.
인터디지털 구조에서 음향파의 여기는, DMS 구조의 변환기들에 대해 회전하는 핑거의 회전 각도를 적합하게 선택함으로써 최소화될 수 있다. 예를 들면 90°가 적합하다. 또한, 커패시턴스 소자의 인터디지털 구조가 DMS 트랙의 변환기의 인터디지털 구조들에 대해 90°만큼 회전될 때, 상기 인터디지털 구조로부터 경우에 따라서 생성되는 표면 탄성파의 전력이 DMS 트랙 또는 상기 기판의 표면상에 형성된 SAW 공진기로 피드백되는 경우가 방지될 수 있다.
커패시턴스 소자는 그에 상응하여 형성된 기판 표면상의 금속 배선들로 구현되는 것이 유리하다. 일 실시예에서, 커패시턴스 소자는, 포개어져 배치되고 절연층에 의해 상호 간에 전기적으로 절연되는 2개의 금속 배선들을 포함한다. 이 때, 금속 배선들은 면으로 확대될 수 있다. 그러나, 커패시턴스는 절연층의 두께 및 상기 절연층에 사용된 물질의 적합한 선택에 의해 조절되고, 특히 증가될 수 있다. 이러한 방식으로, 충분히 높은 커패시턴스를 포함한 커패시턴스 소자는 접지 전위와 결합된 리드 및 신호 경로의 신호 안내 리드를 단순하게 교차시킨 것으로 구현될 수 있다.
그러나, 커패시턴스 소자의 긍정적 효과를 위해서는, 상기 소자가 일 지점에서 신호 경로와 연결되고, 상기 신호 경로가 DMS 트랙과 리액턴스 소자 사이에 놓이는 것이 중요하다. 커패시턴스 소자는 2개의 금속 배선면들로 형성될 수 있으며, 상기 금속 배선면들은 기판 표면상에 나란히 형성되어 있다. 이 때, 이러한 금속 배선면들 중 하나의 금속 배선면은 필터 배열의 접지 연결 패드일 수 있다. 제2 금속 배선면은 DMS 트랙과 리액턴스 소자 사이에서 신호를 안내하는 결합 리드들 중 하나의 리드와 결합되거나, 금속 배선면으로 확대된 결합 리드로 구현된다. 커패시턴스 소자의 적합한 크기의 커패시턴스 값은, 금속 배선면들의 크기를 충분히 크게 선택하고, 특히, 신호 경로와 결합되는 더 큰 폭 또는 더 큰 면적의 금속 배선면을 형성하거나, 신호 경로와 접지면 사이의 간격을 줄임으로써, 조절할 수 있다.
또한, 커패시턴스 소자는 기판상에 배치된 금속 배선면 및 칩의 하측에 배치된 금속 배선으로 구현될 수 있다. 또한, 압전 기판들의 유전율이 충분히 높으므로, 커패시턴스가 충분히 높게 조절될 수 있다. 신호 안내 리드와 칩의 외부, 예를 들면 하우징상에 배치된 금속 배선면 사이에 존재하는 기생 커패시턴스는 적합한 해결 방안으로 볼 수 없는데, 이를 위해 패키지를 실질적으로 변경할 필요가 있고, 또한 아마도, 필요한 커패시턴스 값을 유전체로서의 공기를 이용하여 얻을 수 없기 때문이다.
출력측에서나 리액턴스 소자의 방향에서 대칭으로 동작할 수 있는 DMS 트랙은 상호 대칭으로 형성되는 2개의 신호 경로 부분들을 포함하고, 본 발명에 따르면, 상기 신호 경로 부분들은 션트 암에 배치된 각 커패시턴스 소자를 경유하여 접지쪽으로 연결될 수 있다. 필터 배열이 DMS 트랙과 리액턴스 소자 또는 리액턴스 소자들 사이에 2개 이상의 신호 경로들을 포함한다면, 이러한 각각의 신호 경로는 그에 상응하는 방식으로 션트 암 및 상기 션트 암에 배치된 커패시턴스 소자를 이용하여 접지쪽으로 연결된다.
필터 배열의 각 신호 경로는 단일 포트 공진기(one-port resonator)로서 형성된 리액턴스 소자를 포함할 수 있다. 상호 간에 대칭인 2개의 신호 경로들 내지 대칭으로 형성되어 대칭으로 동작될 수 있는 2개의 신호 경로 부분들을 포함하는 필터 배열은 이중 포트 공진기(two-ports resonator)로서 형성된 리액턴스 소자의 제1 포트와 결합될 수 있다.
더 많은 수의 신호 경로들은, 그에 상응하는 수의 다중 포트 공진기들과 연결될 수 있고, 상기 다중 포트 공진기들은 리액턴스 소자로서 작용한다. SAW 공진기들로서 형성되는 리액턴스 소자들은 2개 이상의 스테이지로 캐스캐이딩(cascading)될 수 있고, 이 때 일반적으로, 동일한 구성으로 실시된 2개의 공진기들은 신호 경로에서 전기적으로 직렬로 연결된다.
DMS 트랙은 3개 내지 9개의 변환기들을 포함하는 것이 유리하다. DMS 트랙의 변환기들은 2개의 반사체들 사이에 배치될 수 있다. 그러나, DMS 트랙이 DMS 부분 트랙들로 나누어지고, 각 부분 트랙이 2개의 반사체들 사이에 배치되는 것도 가능하다. 이러한 경우, 부분 트랙들은 상호 간에 병렬로 연결될 수 있다. 각 부분 트랙은 신호 (부분-) 경로에도 배치된다. 2개의 신호(부분) 경로들부터 대칭적 동작 방식이 가능하다. 2개의 DMS 트랙들은 기판상에 나란히 배치될 수 있고, 이 때 이러한 형성을 이용하여 DMS 트랙들이 나누어진 상황에서 최상의 대칭을 이룰 수 있다. 그러나, 필터 배열의 2개 신호 경로들을 위해 2개의 병렬 연결된 DMS 트랙들의 음향 트랙들이 서로 맞서서 오프셋되어 배치될 수도 있다.
바람직하게는, DMS 트랙은 중앙에 배치된 2개의 변환기들을 포함할 수 있고, 상기 변환기들은 전기적으로 직렬 연결된다. 이러한 점은, DMS 트랙의 일 측에서는 인접한 변환기들의 전류 레일들을 상호 간에 결합하여 공통의 전류 레일을 형성하고, 반면 다른 측에서는 상기 레일들을 분리함으로써, 간단한 방식으로 구현할 수 있다. 상기와 같이 연결된 2개의 변환기들은 V-스플릿 변환기(V-split converter)로도 표현한다. V-스플릿 변환기는 특히 적어도 일 측에서 대칭으로 동작될 수 있는 DMS 트랙들에 적합한데, 상기 나누어진 2개의 전류 레일들에서 상호 간에 대칭인 2개의 신호들이 포착될 수 있기 때문이다. 또한, V-스플릿 변환기의 2개 단자들 각각은 DMS 트랙의 단일 또는 복수개의 변환기들과 병렬로 연결될 수 있다.
DMS 트랙의 2개 이상의 변환기들이 병렬로 연결되고, 상기 변환기들의 버스바(busbar)가 신호를 안내하는 하나의 공통된 리드 부분으로 단일화된다면, 유리하게도, 커패시턴스 소자를 포함한 하나의 션트 암만 상기 공통의 리드 부분과 결합된다.
유리하게는, 필터 배열의 DMS 트랙에서, 접지 전위상에 놓이는 인접한 변환기의 전류 레일들이 각각 인접한 변환기를 가리키는 말단의 연장된 핑거를 경유하여 상호 간에 결합되는 경우, 접지 도선의 수가 감소될 수 있다. 이러한 결합은, 말단의 전극 핑거가 접지 전위에 놓이는지 또는 신호 안내 기능을 하는지에 따라 단일 또는 복수개의 전극 핑거들을 포함할 수 있다. 일반적인 방법으로는 기판 표면상에서 도전로들의 교차 없이는 달성되지 않을, 변환기들의 접지 연결은 이러한 방식으로 달성된다.
바람직하게는, 상기 필터 배열에는 캐스캐이딩된 필터 트랙이 생략될 수 있는데, 이러한 캐스캐이딩된 필터 트랙은 개별적인 DMS 트랙들 또는 병렬로 연결된 DMS 트랙들보다 더 큰 손실을 포함하기 때문이다. 이와 달리, 선택 특성을 개선하기 위해, 리액턴스 필터의 기본 섹션수가 충분히 많이 선택될 수 있다.
신호 경로에서 DMS 트랙과 직렬로 연결된 리액턴스 소자는, 상기 필터 배열이 경사진 플랭크(flank)를 가지도록 하고, 선택도(selection) 및 1 dB-대역폭을 증가시키며, 정합을 개선하는 역할을 한다.
DMS 트랙과 리액턴스 소자 사이에 배치된 션트 암들 외에, 필터 배열은 입력- 또는 출력단에 구비된 다른 션트 암들을 포함할 수 있고, 상기 션트 암들은 접지쪽으로 연결된다. 이러한 션트 암들에 다른 리액턴스 소자들이 배치될 수 있다. 바람직하게는, 이러한 리액턴스 소자들은 SAW 공진기들로서 형성되며, 상기 공진기들은 캐스캐이딩될 수 있다.
추가적인 커패시턴스 소자는 DMS 트랙을 리액턴스 소자에 정합시키는 역할을 한다. 상기 정합은 정합 소자 없이는 특히 통과 대역의 상부 영역에서 이상적이지 않다. 션트 암의 커패시턴스 소자를 이용하고, 상기 소자의 커패시턴스가 약 0.1 내지 1.0 pF 값을 가지는 경우, 양호한 정합이 이루어진다. DMS 트랙의 변환기의 전형적 평균 정전 커패시턴스가 예를 들면 0.5 내지 1.0 pF인 반면, 커패시턴스 소자의 커패시턴스는 DMS 트랙에서의 변환기의 평균 정전 커패시턴스의 0.1배 내지 2.0배값에 상응한다. 커패시턴스 소자의 커패시턴스가 더 커지면, 정합은 더 이상 양호해지지 않고, 예를 들면 대역폭의 감소와 같은 문제를 야기한다. 특히, 다른 유도적 외부 정합 소자들이 필요할 수 있다. 커패시턴스 소자의 커패시턴스가 증가하면, 예를 들면 기존의 외부 직렬 정합 소자들의 인덕턴스가 증가되거나, 병렬 정합 소자들의 인덕턴스가 감소되어야 한다.
상기 정합은, DMS 트랙과 리액턴스 소자가 전력 뿐만 아니라 반사와 관련하여서도 상호 간에 정합되도록 이루어진다. DMS 트랙의 임피던스가 리액턴스 소자의 임피던스에 대해 공액 복소수로 거동하는 경우에, 전력 정합이 이루어진다.
DMS 트랙을 리액턴스 소자에 정합시키기 위한 다른 가능성은, 커패시턴스 소자를 SAW 공진기로서 형성하는 것이다. 이 때, 공진기의 정전 커패시턴스에 의해 정합이 생성될 뿐만 아니라, 상기 공진기의 어드미턴스에 의해 필터 배열의 전달 특성도 개선될 수 있는데, 이는 예를 들면 SAW 공진기의 공진 주파수가 통과 대역의 좌측 플랭크의 영역에 있는 값으로 조절되면서 그러하다. 이러한 방식으로, 통과 대역 플랭크는 더 경사지게 형성되고, 선택도는 증가될 수 있다. 커패시턴스 소자로서의 SAW 공진기는 특히, 통과 주파수가 2-GHz-범위 즉 적어도 1.6 GHz에 있는 필터 배열을 위해 유리하다. 그러한 병렬 공진기는 상부 통과 대역에서, 실질적으로 커패시턴스로서 작용함으로써, 필요한 정합을 만든다. 통과 대역의 하부 영역에서, 상기 공진기는 부분적으로 유도적이다. 따라서, 대부분의 경우, 상기 정합은 다른 내부 또는 외부의 정합 소자들없이 상기 SAW 공진기만을 이용하여 발생할 수 있다.
또한, DMS 필터에서보다 작은 핑거 주기가 선택되어, 커패시턴스 소자의 공진 주파수가 통과 영역보다 높은 주파수가 되는 것도 유리하다. 이후, 상기 SAW 공진기는 통과 영역에서 실질적으로 정전 커패시턴스로서 작용하며, 이 때 손실과 관련된 음향파는 여기되지 않는다. 상기 공진기의 공진 주파수에서, 상기 공진기는 거의 단락으로서 작용하며, 그의 대역폭으로 확정되는 차단 대역을 차단한다.
비록, 커패시턴스 소자로서 사용되는 병렬 공진기가 직렬 리액턴스 소자와 함께 지형학적으로 사다리꼴 필터 배열의 기본 섹션을 형성하더라도, 상기 제안된 필터 배열은 DMS 트랙과 문헌에 공지된 사다리꼴 기본 섹션과의 직렬 연결을 나타내지는 않는데, 여기에 사용된 병렬 공진기와 직렬 리액턴스 소자의 조합은 그 자체로만 보면 심한 부정합(mismatching)을 포함하거나, 더욱이, 상기 병렬 공진기의 공진이 직렬 소자의 공진보다 높을 경우, 대개 어떠한 대역 통과 특성도 나타나지 않기 때문이다. 상기 기본 섹션은 1차적으로 필터 배열의 선택 특성을 개선하기 위해 사용되는 것이 아니라, 실질적으로 전체 통과 영역에 걸쳐 DMS 트랙을 직렬 리액턴스 소자에 정합시키는 역할을 한다. 이상적인 경우, 이러한 필터 배열은 정합 소자로서의 다른 외부 코일을 생략할 수 있는데, 상기 필터 배열은 이미 기판상에 배치된 소자들에 의해 이상적으로 정합되기 때문이다.
이하, 본 발명은 실시예들 및 그에 따른 도면들에 의거하여 더욱 상세히 설명된다. 이 때 도면들은 개략적으로만 도시된 것으로 축척에 맞지 않으므로, 상기 도면들로부터 절대적이거나 상대적인 수치를 추론할 수 없다.
도 1은 신호 경로를 포함한 필터 배열의 간단한 제1 실시예를 도시한다.
도 2는 상호 간에 대칭인 2개의 신호 경로들을 포함한 실시예를 도시한다.
도 3은 2개로 나누어진 DMS 트랙을 포함한 실시예를 도시한다.
도 4는 커패시턴스 소자들로서 인터디지털 구조들을 포함하는 실시예를 도시한다.
도 5는 션트 암이 DMS 트랙의 변환기의 접지 단자와 신호 경로 사이에 연결되는 실시예를 도시한다.
도 6은 상기 예시에서 접지면으로 확대된 리드 부분들 또는 연결면들을 포함하는 특정 실시예를 도시한다.
도 7은 커패시턴스 소자가 도전로들이 교차하는 형태로 실시되는 실시예를 도시한다.
도 8은 DMS 트랙의 V-스플릿 변환기와 리액턴스 소자로서의 이중 포트 공진 기를 포함하는 필터 배열을 도시한다.
도 9는 접지와 대향 결합되는 전류 레일을 연결하기 위해 말단 핑거들이 연장되는 다른 형성예를 도시한다.
도 10은 리액턴스 소자로서 캐스캐이딩된 이중 포트 공진기를 포함한 유사 배열을 도시한다.
도 11은 2개의 DMS 부분 트랙들로 나누어진 DMS 트랙의 다른 변형예를 도시한다.
도 12는 신호 경로내의 제1 캐스캐이딩 이중 포트 공진기 및 상기 제1 이중 포트 공진기의 출력단에 병렬로 연결되어 다른 캐스캐이딩 이중 포트 공진기를 포함하는 필터 배열을 도시한다.
도 13은 2개의 신호 경로들 및 상기 신호 경로들에 병렬로 연결되는 2개의 션트 암들의 각 단일 포트 공진기를 포함한 필터 배열, 그리고 대칭 출력단에서의 이중 포트 공진기를 도시한다.
도 14는 도 2에 따른 필터 배열의 모의 통과 곡선을 도시하는데, 상기 필터 배열은 서로 다르게 조절된 커패시턴스 값들 및 출력단에서 상기 값들에 각각 이상적인 병렬 코일을 포함한다.
도 15는 상기 필터의 입력 반사 인자(S11)를 도시한다.
도 16은 상기 필터의 모의 출력 반사 인자(S22)를 도시한다.
도 17은 2개의 추가 단일 포트 공진기들을 포함한 커패시턴스 소자로서의 도 전로 교차를 포함하는 필터 배열의 특정한 형성예를 도시하며, 상기 단일 포트 공진기들은 두 개의 신호 경로들로부터 분기되어 션트 암에서 접지쪽으로 연결된다.
도 18은 도 9의 필터 배열에 있어 커패시턴스를 포함한 것과 포함하지 않은 것의 파라미터(S21)를 도시한다.
도 19는 도 9의 필터 배열의 개별 소자들에 있어 커패시턴스 소자를 포함한 것과 포함하지 않은 것의 파라미터(S22) 및 이중 포트 공진기의 파라미터(S11)를 스미스 차트로 도시한다.
도 20은 도 9의 필터 배열에 있어 커패시턴스 소자를 포함한 것과 포함하지 않은 것의 파라미터(S22)를 스미스 차트로 도시한다.
도 21 내지 도 23은 DMS 트랙, 기본 섹션 및 도 17에 도시된 전체 필터 배열을 위한 산란 파라미터들(S21, S11, S22)을 도시한다.
도 1은 본 발명의 간단한 제1 실시예를 도시하며, 제1 단자(T1)와 제2 단자(T2) 사이에 신호 경로가 연장되고, 상기 신호 경로에서 DMS 트랙(DSt)은 신호를 안내하는 리드 부분(LAs)을 경유하여 리액턴스 소자(RE)와 직렬로 연결된다. 신호 안내 리드 부분으로부터 션트 암(QZ)이 분기되고, 상기 션트 암에 커패시턴스 소자(KE)가 배치되어 있다. 션트 암은 접지와 결합된다. 명료한 도시를 위해, DMS 트랙(DSt)의 접지 단자들은 미도시되었으며, 마찬가지로 상기 트랙의 개별 변환기와 반사체들, 및 리액턴스 소자(RE)의 정확한 형성도 도시되지 않는다. 이러한 필 터 배열은 양측에서 비대칭으로 동작될 수 있어서, 양측이 "단일 종단형(single ended)"이다.
도 2a는 필터 배열을 위한 간단한 실시예를 도시하며, 상기 필터 배열은 제1 단자(T1)에서 단일 종단형이고, 제2 단자들(T2, T2')에서 대칭으로 동작될 수 있다. 그에 상응하여, DMS 트랙(DSt)은 출력측에서 대칭으로 동작될 수 있는 2개의 도전로 부분들(LAs1, LAs2)을 경유하여 2개의 리액턴스 소자들(RE1, RE2)과 연결된다. 대칭으로 동작할 수 있는 2개의 리드 부분들(LAs)로부터 각각 하나의 션트 암이 접지쪽을 향하고, 상기 션트 암에는 각각 하나의 커패시턴스 소자(KE1, KE2)가 배치된다. 여기서도, DMS 트랙(DSt) 및 리액턴스 소자들(RE)은 임의적으로 형성될 수 있다. 도 2b는 정합 소자로서 외부의 병렬 코일(Lp)을 포함하는 배열을 도시하는데, 상기 코일은 2개의 출력 단자들(T2, T'2)에 대한 션트 암에 배치된다. 도 2c는 정합 소자들로서 2개의 외부 직렬 코일들(Ls)을 포함한 배열을 도시하는데, 상기 코일들은 2개의 출력 단자들(T2, T'2)에 직렬로 연결된다.
도 3은 간단한 실시예를 도시하는데, DMS 트랙은 제1 및 제2 DMS 부분 트랙들(DTS1, DTS2)로 나누어지고, 상기 부분 트랙들은 반사체들에 의해 각각 한정된다. 여기서, 2개의 대칭 리드 부분들은 공통의 4극(quadripolar) 리액턴스 소자(RE)에 연결되고, 상기 리액턴스 소자는 신호 안내를 대칭적으로 수행하기 위해 적합하다. DMS 부분 트랙들(DTS)과 리액턴스 소자(RE)를 결합하는 2개의 리드 부분들로부터 다시 각각 하나의 션트 암이 접지쪽으로 분기되는데, 상기 션트 암에는 커패시턴스 소자(KE)가 배치된다. 이러한 배열은 출력단에서 T2/T2'에 대해 대칭으로 동작할 수 있다. DMS 트랙의 변환기들이 적합하게 선택된다면, 입력단에서, T1/T1'에 대한 대칭 동작뿐만 아니라 T1과 T1'의 연결 이후 비대칭 동작도 가능하다.
도 4는 본 발명의 다른 실시예를 도시하는데, 여기서 3개의 변환기들(IDT1, IDT2, IDT3)을 포함한 DMS 트랙이 도시되어 있다. 2개의 외부 변환기들(IDT1, IDT3)은 각 리드 부분(LAS1, LAS2)을 경유하여 공진기로서 형성된 각 리액턴스 소자(RE1, RE2)와 연결된다. 리드 부분들(LAS1, LAS2)로부터 각각 하나의 션트 암이 분기되며, 상기 션트 암에 커패시턴스 소자(KE1, KE2)가 배치된다. 여기서, 커패시턴스 소자들(KE1, KE2)은 인터디지털 구조로서 형성된다. 또한, 도시된 실시예에서, 인터디지털 구조는 DMS 트랙(DST)의 인터디지털 변환기에 대해 90°만큼 회전된다. 추가적 또는 대안적으로, 인터디지털 구조로서 형성된 커패시턴스 소자(KE1, KE2)는 DMS 트랙(DST)의 인터디지털 변환기의 핑거 간격보다 작은 핑거 간격을 가질 수 있다. 이러한 필터 배열은 단일 종단형/평형(single ended/balanced) 동작을 허용하여, 비대칭/대칭 동작 방식을 구현한다.
도 5에는 일반적 형태의 다른 가능성이 도시되어 있는데, 커패시턴스 소자(KE)가 배치된 션트 암은 각 신호 안내 리드 부분(LAS)과 DMS 트랙(DST)의 변환기의 접지 단자(MAW) 사이에서 연결된다. 여기서, 상호 간에 대칭인 2개의 리드 부분 들(LAS)은 공진기로서 형성된 별도의 리액턴스 소자들(RE1, RE2)과 결합된다. 일 변형예에서, 2개의 신호 안내 리드 부분들(LAS)이 션트 암과 결합되고, 상기 션트 암에는 1개 또는 2개의 커패시턴스 소자가 배치되며, 상기 션트 암이 추가적으로 접지와 연결되지 않는 것도 가능하다. 그러한 션트 암의 중심은 대칭 때문에 가상 접지상에 놓인다.
도 5에서 커패시턴스 소자(KE)는 각각 인터디지털 구조로서 형성될 수 있다. 도 6에 따른 다른 형성예에서 커패시턴스 소자(KE)는 2개의 금속 배선면들의 형태로 형성되고, 상기 금속 배선면들은 기판상에서 밀접하여 나란히 배치된다. 제1 커패시턴스 소자(KE1)는 제1 신호 안내 금속 배선면(MFS1)과 DMS 트랙(DST)의 변환기의 접지 단자 사이에 형성되며, 상기 접지 단자도 마찬가지로 금속 배선면(MFM)으로 형성된다. 여기서 DMS 트랙의 중앙 변환기의 접지 단자(MA)가 공지된 소자들에서 이미 일반적으로 본딩 와이어 또는 범프(bump)와의 전기적 결합을 위해 확대된 연결면으로서 형성되는 반면, 도 6에 따른 실시예에서, 신호 안내 리드 부분들은 다른 방식으로 특히 접지 단자에 근접하여 안내되고, 종래의 리드 부분들에 비해 추가적으로 확대되며 및/또는 연장된다. 제2 커패시턴스 소자(KE2)는 접지 단자(MA) 내지 상기 접지 단자의 금속 배선면(MFM)과 제2 금속 배선면(MFS2)으로 확대된 신호 안내 리드 부분 사이에서 형성된다.
도 7은 필터 배열의 실시예를 도시하며, 리드 부분에 대한 션트 암에 배치되 는 커패시턴스 소자는 DMS 트랙의 인터디지털 변환기의 접지 단자에서 접지상에 놓인 리드 부분과 션트 암과의 2개의 도전로 교차부들 형태로 형성된다. 여기서 DMS 트랙(DST)의 중앙 인터디지털 변환기의 접지 단자(MA)와 결합되어 접지된 리드 부분(LAM)으로부터 좌, 우측으로 도전로 부분들(LAS1, LAS2)과의 결합이 이루어진다. 접지상에 놓인 리드 부분(LAM)과 상기 도전로 부분들(LAS1, LAS2) 사이에는 단락을 방지하기 위한 유전체(DE)가 각각 배치되고, 상기 유전체는 예를 들면 무기 산화물층 또는 유기 레지스트층이다. 바람직하게는, 리드가 교차되는 것으로 형성되는 커패시턴스 소자의 커패시턴스가 충분히 높게 조절되기 위해, 유전율이 높은 유전체가 형성된다. 또한, 두 개의 리드 부분들의 겹침 및 그로 인한 커패시턴스 소자의 커패시턴스를 증가시키기 위해, 적어도 도전로가 교차하는 영역에서 상호 간에 교차하는 리드 부분들이 확대될 수 있다.
도 8에 도시된 실시예에서, DMS 트랙은 중앙의 인터디지털 변환기로서 V-스플릿 변환기(VS)를 포함하고, 엄밀히 말하면, 상기 V-스플릿 변환기는 2개의 인터디지털 변환기의 직렬 연결에 상응한다. 상기 직렬 연결은 도면에서 상부에 연장된 공통의 전류 레일에 의해 수행된다. V-스플릿 변환기는 상기 변환기의 상부 전류 레일에서 접지와 연결될 수 있다. 그에 반해, V-스플릿 변환기(VS)의 두 개의 분리된 하부 전류 레일들에서 대칭 신호 내지 상호 간에 대칭인 2개의 전위들이 포착될 수 있다.
중앙의 V-스플릿 변환기(VS)의 양 측에 각각 2개의 인터디지털 변환기(IDT1, IDT2 내지 IDT3, IDT4)가 배치된다. DMS 트랙(DST)은 양 말단에서 각 반사체 구조에 의해 한정된다. 입력단, 즉 개념적으로 제1 단자(T1)와 결합한 측에서, 두 개의 인터디지털 변환기들(IDT3, IDT3)은 병렬로 연결된다. 출력단에서, 제1 신호 경로를 위해, 제1 인터디지털 변환기(IDT1)와 V-스플릿 변환기(VS)의 제1 출력단은 병렬로 연결되어, 신호 안내 리드 부분을 이룬다.
상응하는 방식으로, V-스플릿 변환기(VS)의 제2 출력 단자는 제4 인터디지털 변환기(IDT4)와 병렬로 연결되어, 제2 신호 안내 리드 부분을 이룬다. 두 개의 대칭적 신호 안내 리드 부분들로부터, 커패시턴스 소자(KE)가 배치된 각각 하나의 션트 암이 접지쪽으로 연결된다. 리드 부분들의 출력측 말단은 4극 리액턴스 소자에 연결되고, 상기 리액턴스 소자는 출력측에서 2개의 제2 단자들(T2, T2')과 결합되며, 상기 단자들은 상호 간에 대칭으로 동작할 수 있다. 여기서, 4극 리액턴스 소자(RE)는 이중 포트-SAW-공진기로서 형성된다.
SAW-필터 배열에서와 같이, 필터 배열이 반대 방향으로 동작하여, 단자들(T2, T2')이 입력과, 단자(T1)가 출력과 결합될 수 있다는 규칙은 모든 다른 실시예들에서도 가능하다. 따라서, 그러한 필터 배열은 평형/단일 종단형으로 동작할 수 있다.
도 9는 필터 배열의 다른 실시예를 도시하며, 도 8의 실시예에 비해, 추가적으로 중앙의 V-스플릿 변환기(VS)가 말단의 연장된 전극 핑거들(FV)을 포함하여 형성되고, 상기 핑거들은 V-스플릿 변환기(VS)의 공통의 전류 레일을 그에 인접한 인터디지털 변환기(IDT2, IDT3)의 각각 대향하는 두 개의 전류 레일들과 결합시킨다. 이러한 방식으로, 추가적인 접지 단자 없이, V-스플릿 변환기(VS)의 공통의 전류 레일이 접지 전위상에 놓일 수 있고, 이러한 점은 배열의 대칭을 향상시켜, 두 개의 대칭 출력단들에서 180°라는 이상적 위상 차와의 오차가 최소화된다. 커패시턴스 소자들은 이산(discrete) 커패시턴스 소자, 특히, 인터디지털 구조로서, 또는 도 6에 도시된 바와 같이 콘덴서판으로 확대된 리드 부분들 및 연결면들로서 형성될 수 있다.
도 18 내지 도 20은 개선된 정합을 도시한다. 도 18은 산란 행렬의 모의 파라미터(S21)를 나타내는데, 즉 커패시턴스 소자 없이 정합되지 않은 배열(Fu 곡선)에 비해, 도 9에 도시된 커패시턴스 소자를 포함하여 정합된 배열(Fa 곡선)의 통과 거동을 도시한다. 약 1900 MHz에서 통과 대역의 우측 변(edge)에서 약간의 개선을 인지할 수 있다.
도 19는 필터 배열의 개별 소자들을 위한 산란 행렬의 반사 파라미터(S11, S12)의 모의 스미스 차트를 도시한다. 양호한 정합에서, DMS 트랙의 출력단에서의 파라미터(S22)(곡선 3)는 리액턴스 소자/이중 포트 공진기의 입력단에서의 파라미터(S11)(곡선 1)에 대해 공액 복소수로 거동하며, 이러한 점은 x-축의 미러링(mirroring)에 상응한다. 1900 MHz에서의 현저한 값은(상자 참조) 개별 구성 요소들 내지 상기 구성 요소들의 반사 인자들을 위해 불량한 정합을 나타낸다. 그에 반해, 곡선 3은 커패시턴스 소자를 포함하는 DMS 트랙을 위한 파라미터(S22)를 나타 낸다. 곡선 3에서 1900 MHz일 때의 점은 공진기의 곡선 1에서 그에 대응되는 점에 대해 거의 공액 복소수로 거동하여, 양호한 정합이 제공되는 것을 확인할 수 있다.
이러한 점은, 도 20에 도시된 전체 필터 배열의 출력 반사 인자(S22)를 통해 확인할 수 있으며, 여기서 커패시턴스 소자를 포함한 것(곡선 Fa)과 커패시턴스 소자를 포함하지 않은 것(곡선 Fu)이 도시되어 있다. 곡선 Fu의 1900 MHz일 때의 값은 부정합인 반면, 곡선 Fa를 위한 상기 값은 원점에 있어, 이상적 정합을 나타낸다.
도 10은 필터 배열의 다른 실시예를 도시하며, 도 11과 달리, 리액턴스 소자(RE)는 추가적으로 2배-캐스캐이딩된 이중 포트 공진기로서 형성된다. 여기서, 2배 캐스캐이딩이란, 2개의 4극 리액턴스 소자들이 직렬 연결되는 것을 의미하며, 상기 리액턴스 소자들은 각각 1트랙의 SAW-이중 포트 공진기를 나타낸다. 이를 통해, 공진기의 내전력성이 증가되며, 특정한 경우, 캐스캐이딩 되지 않은 경우에 비해, 더 많은 수의 변환기 핑거(>100)가 사용되어 체적파 손실 내지 반사체 손실이 감소된다.
도 11에 도시된 배열에서, DMS 트랙은 각각 3개의 인터디지털 변환기들을 포함하는 2개의 DMS 부분 트랙들로 나누어진다. 두 개의 DMS 부분 트랙들(DTS1, DTS2) 각각을 통해 고유의 신호 경로가 연장되어, 입력단에서 두 개의 제1 단자들(T1, T1')에 대칭 신호가 인가될 수 있고, 상기 대칭 신호는 두 개의 DMS 부분 트랙들에서 서로에 대해 독립적으로 안내될 수 있다.
출력단에서, 두 개의 신호 안내 리드 부분들은 리액턴스 소자와 직렬로 연결되고, 이 때 상기 리액턴스 소자는 4극 리액턴스 소자 및 특히 캐스캐이딩된 이중 포트 공진기로서 형성된다. 그러나, 적합한 변환기 배향(orientation)을 선택함으로써, 두 개의 제1 단자들(T1, T1')은 비대칭 단자가 된다.
도 12는 다른 실시예를 도시하며, 도 10에 도시된 바와 같은 필터 배열은 추가적으로 출력단에서 또 다른 4극 리액턴스 소자와 병렬로 연결되고, 상기 리액턴스 소자는 접지쪽으로 연결된다. 접지쪽으로 연결된 4극 병렬 리액턴스 소자(REP)는 다시, 캐스캐이딩된 이중 포트 공진기로서 형성될 수 있다. 출력단에서, 병렬 리액턴스 소자(RP)의 두 개의 단자들은 접지와 결합되거나, 또는 도시된 바와 같이 단락되어 선택적으로 접지 단자와 결합되거나, 결합되지 않는다. 이러한 배열은 등가 회로도에 상응하며, 상기 회로도에서 필터 배열의 두 개의 출력 단자들(T2, T2')은 션트 암에 의해 브리징되고, 상기 션트 암에서 4개의 변환기가 직렬로 연결된다.
도 13은 필터 배열의 다른 실시예를 도시하며, DMS 트랙(DSt)은 출력측에서 2개의 신호 안내 리드 부분들을 경유하여 4극 리액턴스 소자(RE)와 연결된다. 리액턴스 소자(RE)와 DMS 트랙(DST) 사이에서, 두 개의 리드 부분들은 각각 션트 암을 경유하여 병렬 공진기와 함께 접지에 연결된다. 이 때 상기 병렬 공진기는 SAW-단일 포트 공진기로서 형성된다. 단일 포트 공진기의 정전 커패시턴스는 커패시턴스 소자로서 역할한다. 추가적으로, 그러한 병렬 단일 포트 공진기는 출력단 의 리액턴스 소자(RE)와 함께 기본 섹션을 형성할 수 있고, 상기 기본 섹션은 리액턴스 소자에 대한 DMS 트랙의 정합을 개선한다. 병렬 공진기들의 공진 주파수의 선택에 따라, 소기의 차단 대역에서 선택도가 향상될 수 있으나, 중요한 것은, 상기 공진기가 필터의 상부 통과 영역에서 용량적으로 작용한다는 것이다.
도 14는 출력단에서 병렬 코일을 포함하는 도 2의 필터 배열들의 행렬 파라미터(S21) 형태로 모의 통과 곡선을 도시하는데, 상기 필터 배열들에서 커패시턴스 소자는 서로 다른 커패시턴스 값들로 계산되거나 모의 실험된다. 각 커패시턴스 값에는, 출력단에서 병렬 코일의 이상값이 사용된다. 커패시턴스가 클수록, 병렬 코일의 인덕턴스는 작게 선택되어야 한다. 이는, 커패시턴스 소자를 통해, 특히 통과 대역의 상부 영역 및 근접한 상부 차단 대역의 영역에서 정합이 개선된다는 것을 보여준다. 이러한 점은, 도 15에 도시된 행렬 파라미터(S11)에 따라 더욱 분명하게 나타나며, 상기 파라미터는 입력 포트에서의 반사를 나타낸다. 여기서도, 커패시턴스 소자에 의해 반사가 감소되고, 따라서, 통과 대역의 상부 영역에서 정합이 개선된다.
도 15 및 도 16에 도시된 S-파라미터(S11, S12)는 전체 필터의 입력 내지 출력에서의 반사를 나타내며, 마찬가지로, 상기 커패시턴스 소자에 의해 통과 대역의 상부 영역에서 정합이 영향을 받아, 소기의 방식으로 개선될 수 있다는 것을 보여준다. 커패시턴스 소자의 커패시턴스 값의 정확한 선택은, 예를 들면 대역폭과 같은 필터 배열의 다른 특성과 트래이드 오프(trade-off)로서 최적화하여 산출된다.
도 17에 도시된 필터 배열은 신호 경로 및 션트 암들의 유리한 리드 안내를 특징으로 한다. 이러한 필터 배열에서, DMS 트랙(DST)은 2개의 신호 안내 리드 부분들(LAS1, LAS2)을 경유하여 각 직렬 리액턴스 소자(RES1 내지 RES2)와 결합되고, 상기 리액턴스 소자는 출력단과 결합된다. 또한, 두 개의 신호 안내 리드 부분들(LAS1, LAS2)은 션트 암에 의해 결합되고, 상기 션트 암에 2개의 SAW-단일 포트 공진기들이 직렬로 연결되어, 상기 공진기들이 병렬 리액턴스 소자들을 나타낸다. 상기 두 개의 병렬 단일 포트 공진기들 사이의 중앙에는 도면에 도시된 바와 같이 선택적으로 다른 션트 암이 분기되며, 상기 다른 션트 암은 접지와 연결된다.
본 발명에 따르면, 이러한 두 개의 병렬 단일 포트 공진기들은 상기 공진기들의 정전 커패시턴스에 의해 커패시턴스 소자로서, 직렬로 연결된 리액턴스 소자들(RES1, RES2)에 대한 DMS 트랙의 정합을 개선하기 위해 역할한다. 또한, 상기 공진기들은 직렬 리액턴스 소자들(REs)과 함께 각각 하나의 기본 섹션을 이루며, 물론, 상기 기본 섹션은 그 자체로만 특히 상부 통과 대역 영역에서 매우 부정합을 이루는데, 거기서는 용량적으로 작용하기 때문이다. 도 21 내지 도 23은 DMS 트랙(곡선 d), 직렬 및 병렬 리액턴스 소자로 형성되는 리액턴스 필터의 기본 섹션(곡선 g) 및 도 17에 도시된 전체 필터 배열(곡선 f)을 위한 산란 파라미터들(S21, S11, S22)을 나타낸다. 개별 소자들의 불량한 정합에도 불구하고, 추가적인 다른 정합 소자들 없이, 특히 낮은 반사를 포함한 양호한 전체 정합이 얻어진다.
다른 특이점으로는, 도 17에 도시된 필터 배열이 2개의 도전로 교차부들을 포함하고, 상기 교차부들에서 신호 안내 리드 부분(LAS)은 접지 전위가 인가된 리드 부분(LAM)과 교차한다. 교차 영역에서, 두 개의 리드 부분들은 절연층에 의해 서로간에 분리된다. 이러한 도전로 교차부들은 2개의 다른 커패시턴스 소자들을 나타내며, 상기 다른 커패시턴스 소자들은 등가 회로도에서 신호 안내 리드 부분들(LAS)에 대한 션트 암들을 나타내며, 도전로 교차부의 커패시턴스 소자를 경유하여 접지쪽으로 연결된다. 그에 상응하여, 필터 배열의 두 개의 신호 안내 리드 부분들(LAS) 각각은 접지를 향한 2개의 션트 암들을 포함하며, 이 때 상기 2개의 션트 암들은 커패시턴스 소자로서의 도전로 교차부를 포함하고, 커패시턴스 소자로서 각각 하나의 단일 포트 공진기를 포함한다.
도시된 필터 배열은 그 어떤 외부 정합 소자 없이 생성되나, 그럼에도 불구하고 양호하게 정합된다. 특히, 동작 주파수가 충분히 높으면서 특히 2 기가헤르츠(1.6 기가헤르츠와 같거나 큼)의 범위에 있을 때, 매우 양호한 정합이 달성될 수 있다는 점을 알게되었다.
일부 실시예들에 의거하여 기술된 본 발명은 실시예들의 정확한 형성에 한정되지 않는다. 오히려, 서로 다른 실시예들로부터의 DMS 트랙, 리액턴스 소자 및 커패시턴스 소자의 특정한 형성은 상호 간에 임의적으로 조합될 수 있다. 충분한 커패시턴스를 가진 커패시턴스 소자가 구비되고, 이를 위해 각 필터 배열에 구비되는 기생 커패시턴스는 충분하지 않는 것이 항상 중요하다.
DMS 트랙, 커패시턴스 소자 및 리액턴스 소자와 같은 필터 배열의 모든 소자 들은 압전 기판의 표면상에서 금속 배선 구조들로서 형성되는 것이 유리하다. 대안적으로, 커패시턴스 소자는 기판의 상측 및 하측에서 금속 배선들로 형성될 수 있다. 리액턴스 소자는 외부의 LC-소자의 형태로 구현될 수 있다. 그러나 바람직하게는, 마찬가지로, 기판의 표면상에서 DMS 트랙과 유사한 금속 배선을 포함하는 SAW-구조 및 특히 SAW-공진기로서 형성된다.

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  28. 입력단과 출력단 사이에 연결된 신호 경로는 적어도 부분적으로 압전 기판상에 배치되고;
    상기 신호 경로에서 DMS 트랙 및 리액턴스 소자가 직렬로 연결되며;
    상기 DMS 트랙과 상기 리액턴스 소자 사이에서 상기 신호 경로는 신호를 안내하는 2개의 리드 부분들(LAS1, LAS2)을 결합 리드로서 포함하고,
    상기 DMS 트랙과 상기 리액턴스 소자 사이에서 2개의 션트 암이 신호 경로쪽으로 배치되고, 상기 션트암들은 각각 부가적인 커패시턴스 소자를 통해 접지쪽으로 연결되며,
    상기 부가적인 커패시턴스 소자들은 3개의 금속배선면들로 형성되고,
    상기 커패시턴스 소자들은 각각, 상기 3개의 금속배선면들 중에 2개의 배선면들에 의해 상기 기판 상에 나란히 배치된 금속 배선면들로서 형성되고, 이때 상기 금속 배선면들 중에 2개의 배선면들은 각각, 상기 DMS 트랙과 리액턴스 소자 사이에서 상기 신호 안내 결합 리드들 중 하나와 결합되거나, 또는 금속 배선면쪽으로 넓어진 결합 리드를 나타내고,
    상기 부가적인 커패시턴스 소자의 커패시턴스는 상기 DMS 트랙 내의 변환기의 평균 정전 용량의 0.1배 내지 2.0 배에 상응하고,
    2개의 상기 부가적인 커패시턴스 소자들은 동일한 커패시턴스를 가지는 것을 특징으로 하는 DMS 필터.
  29. 입력단과 출력단 사이에 연결된 신호 경로는 적어도 부분적으로 압전 기판상에 배치되고;
    상기 신호 경로에서 DMS 트랙 및 리액턴스 소자가 직렬로 연결되며;
    상기 DMS 트랙과 상기 리액턴스 소자 사이에서 상기 신호 경로는 신호를 안내하는 2개의 리드 부분들(LAS1, LAS2)을 결합 리드로서 포함하고,
    상기 DMS 트랙과 상기 리액턴스 소자 사이에서 2개의 션트 암이 신호 경로쪽으로 배치되고, 상기 션트 암들은 각각 부가적인 커패시턴스 소자를 통해 접지쪽으로 연결되며,
    상기 부가적인 커패시턴스 소자들은 4개의 금속배선면들로 형성되고,
    상기 커패시턴스 소자들은 각각, 상기 4개의 금속배선면들 중에 2개의 배선면들에 의해 상기 기판 상에 포개어 배치되며 절연층에 의해 전기적으로 분리된 금속 배선면들로 형성되고, 이때 상기 금속 배선면들 중에 2개의 배선면들은 각각, 상기 DMS 트랙과 리액턴스 소자 사이에서 상기 신호 안내 결합 리드들 중 하나와 결합되거나, 또는 금속 배선면쪽으로 넓어진 결합 리드를 나타내고,
    상기 부가적인 커패시턴스 소자의 커패시턴스는 상기 DMS 트랙 내의 변환기의 평균 정전 용량의 0.1배 내지 2.0 배에 상응하고,
    2개의 상기 부가적인 커패시턴스 소자들은 동일한 커패시턴스를 가지는 것을 특징으로 하는 DMS 필터.
  30. 청구항 28 또는 청구항 29에 있어서,
    입력단 또는 출력단에는 병렬 또는 직렬 인덕턴스가 정합을 위해 사용되는 것을 특징으로 하는 DMS 필터.
  31. 청구항 28 또는 청구항 29에 있어서,
    상기 리액턴스 소자와 DMS 트랙의 연결은 상호 간에 대칭으로 형성된 2개의 신호 경로 부분들을 포함하고, 상기 신호 경로 부분들은 대칭으로 동작할 수 있고, 상기 신호 경로 부분들은 적어도 하나의 커패시턴스 소자가 배치된 션트 암과 결합되는 것을 특징으로 하는 DMS 필터.
  32. 청구항 28 또는 청구항 29에 있어서,
    상기 션트 암은 접지와 결합되는 것을 특징으로 하는 DMS 필터.
  33. 청구항 28 또는 청구항 29에 있어서,
    상기 신호 경로 각각은 리액턴스 소자로서 단일 포트 공진기를 포함하는 것을 특징으로 하는 DMS 필터.
  34. 청구항 28 또는 청구항 29에 있어서,
    상기 리액턴스 소자와 DMS 트랙의 연결은 상호 간에 대칭으로 형성되어 대칭으로 동작될 수 있는 2개의 신호 경로 부분들을 포함하고, 상기 2개의 신호 경로 부분들은 리액턴스 소자를 형성하는 이중 포트 공진기의 제1 포트와 결합되는 것을 특징으로 하는 DMS 필터.
  35. 청구항 28 또는 청구항 29에 있어서,
    상기 리액턴스 소자는 캐스캐이딩(cascading)된 SAW 공진기들을 포함하는 것을 특징으로 하는 DMS 필터.
  36. 청구항 28 또는 청구항 29에 있어서,
    상기 DMS 트랙은 3개 내지 9개의 변환기들을 포함하는 것을 특징으로 하는 DMS 필터.
  37. 청구항 28 또는 청구항 29에 있어서,
    상기 DMS 트랙에서 중앙에 배치된 2개의 변환기들은 공통의 전류 레일에 의해 상호 간에 결합되는 것을 특징으로 하는 DMS 필터.
  38. 청구항 28 또는 청구항 29에 있어서,
    상기 DMS 트랙의 각각 2개의 인접한 변환기들에서 각각의 다른 변환기를 가리키는 말단의 전극 핑거들 중 적어도 하나의 핑거가 연장되어, 상기 전극 핑거가 제1 변환기의 전류 레일을 직접적으로 인접한 제2 변환기의 대향된 전류 레일과 결합시키는 것을 특징으로 하는 DMS 필터.
  39. 청구항 28 또는 청구항 29에 있어서,
    하나의 DMS 트랙만 구비되고, 상기 하나의 DMS 트랙은 5개 내지 7개의 변환기들을 포함하는 것을 특징으로 하는 DMS 필터.
  40. 청구항 28 또는 청구항 29에 있어서,
    적어도 하나의 상기 신호 경로는 입력단 또는 출력단에서 각 션트 암을 경유하여 접지쪽으로 연결되고, 이러한 각각의 션트 암에 병렬 리액턴스 소자가 배치되는 것을 특징으로 하는 DMS 필터.
  41. 청구항 28 또는 청구항 29에 있어서,
    상기 부가적인 커패시턴스 소자는 0.1 내지 1.0 pF의 커패시턴스를 가지는 것을 특징으로 하는 DMS 필터.
  42. 청구항 28 또는 청구항 29에 있어서,
    상기 부가적인 커패시턴스 소자는 패럿(Farad)으로 제공되는 커패시턴스(C)로 할당되어, 2ΠfRC라는 항을 위해 0.05와 1.5 사이의 값이 도출되며, 이 때 f는 헤르쯔 단위의 동작 주파수를, R은 신호 경로에서 Ω단위의 기준 저항을 나타내는 것을 특징으로 하는 DMS 필터.
  43. 청구항 42에 있어서,
    평균 주파수는 적어도 1.7 GHz이고, 상대적 3dB-대역폭은 적어도 2%이며, 정합 소자들로서 어떠한 다른 외부 코일도 구비되지 않는 것을 특징으로 하는 DMS 필터.
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