KR101105510B1 - 고성능국 - Google Patents

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KR101105510B1
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그레고리 씨. 스텔르
리차드 디. 제이. 반 니
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콸콤 인코포레이티드
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Abstract

무선 통신 시스템에서 동작하는 디바이스에서 정보를 프로세싱하기 위한 시스템들 및 방법론들이 기술된다. 동위상 및 직교위상(I/Q) 교정, 간섭 소거, 채널 추정, 및 신호-대-잡음비(SNR) 그리고 랭크 메트릭 계산을 위한 기술들이 이곳에 설명된다. 이곳에 제공된 바와 같이, 설명된 기술들 중 하나 이상이 무선국 및/또는 상기 무선국에 의해 사용되는 통신 링크에 대한 장애들의 존재시 무선국의 성능을 조정하기 위해 사용될 수 있다.

Description

고성능국{HIGH PERFORMANCE STATION}
본 출원은 2007년 1월 5일자로 출원된 제목 "HIGH PERFORMANCE RECEIVER"의 미국 가출원 60/883,733호에 대한 우선권을 주장하며, 상기 미국 가출원의 전체는 본 명세서에 참조로서 통합된다.
본 발명은 일반적으로 무선 통신에 관한 것으로, 더욱 상세하게는 무선 통신 시스템에서 동작하는 장치들을 위한 신호 프로세싱 기술들에 관한 것이다.
무선 통신 시스템들은 다양한 통신 서비스들을 제공하기 위해서 널리 사용된다; 예를 들어, 이러한 무선 통신 시스템들을 통해 음성, 비디오, 패킷 데이터, 방송, 및 메시징 서비스들이 제공될 수 있다. 이러한 시스템들은 가용 시스템 자원들을 공유함으로써 다수의 단말들과의 통신을 지원할 수 있는 다중 액세스 시스템들일 수 있다. 이러한 다중 접속 시스템들의 예는 코드 분할 다중 접속(CDMA) 시스템들, 시분할 다중 접속(TDMA) 시스템들, 주파수 분할 다중 접속(FDMA) 시스템들, 및 직교 주파수 분할 다중 접속(OFDMA) 시스템들을 포함한다.
무선 통신 시스템들은 인기가 높아지고 있으며, 그 결과 이러한 시스템들의 성능에 대하여 더 높은 요구들이 가해지고 있다. 예컨대, 먼 거리들로부터 그리고 증가된 스펙트럼 간섭들 및 잡음의 존재에도 높은 데이터 레이트로 수신할 수 있는 무선 장치들에 대한 상당한 요구가 현재 존재한다. 일반적으로, 무선 통신 시스템에서 최대 데이터 레이트가 증가함에 따라, 이러한 시스템 내에서의 통신을 위해 사용되는 무선 링크들은 동위상 및 직교위상(I/Q:in-phase and quadrature) 불균형, 채널 추정 에러들, 및 간섭과 같은 장애들의 영향을 점점 받기 쉽다. 그 결과, 이러한 장애들이 있더라도 무선 장치들의 성능을 향상시키는 기술에 대한 필요성이 기술분야에서 존재한다.
하기는 이러한 측면들에 대한 기본적인 이해를 제공하기 위하여 청구대상의 다양한 측면들에 관한 간략화된 요약을 나타낸다. 이러한 요약은 심사숙고되는 모든 측면들의 광범위한 개요가 아니며, 핵심요소 또는 중요 요소들을 식별하도록 의도되지도 않고 이러한 측면들의 범위를 서술하도록 의도되지도 않는다. 요약의 유일한 목적은 후술되는 상세한 설명에 대한 서두로서 기재되는 측면들의 일부 개념들을 단순화된 형태로 제시하는 것이다.
일 측면에 따르면, 무선국에서 데이터를 프로세싱하는 방법이 여기에 기술된다. 상기 방법은 통신을 위해 무선국에 의해 활용되는 무선 링크에 관련된 샘플들을 획득하는 단계; 상기 획득된 샘플들로부터 하나 이상의 장애들을 식별하는 단계; 적어도 부분적으로 상기 획득된 샘플들 및 상기 식별된 장애들에 기초하여 하나 이상의 파라미터들을 계산하는 단계 - 상기 파라미터들은 목록으로부터 선택된 하나 이상의 항목들을 포함하고, 상기 목록은 동위상 및 직교위상(I/Q) 불균형 정정 인자, 간섭 소거 계수(an interference cancellation coefficient), 채널 추정치 절단 지점(a channel estimate truncation point), 성좌도 신호-대-잡음비(SNR) 메트릭, 및 다중-입력 다중-출력(MIMO) 채널 랭크 메트릭을 포함함 -; 및 상기 하나 이상의 계산된 파라미터들에 기초하여 상기 무선국을 조정하는 단계를 포함할 수 있다.
다른 측면은 무선 통신 장치에 관한 것으로, 상기 무선 통신 장치는 상기 무선 통신 장치에 의한 통신을 위해 활용되는 무선 링크에 관련된 데이터와 상기 무선 링크에 관련된 하나 이상의 샘플들을 저장하는 메모리를 포함할 수 있다. 상기 무선 통신 장치는 상기 하나 이상의 샘플들에 기초하여 상기 무선 통신 장치에서 수행될 조정들을 식별하고; I/Q 정정 계수, 간섭 소거 인자, 채널 추정치 컷오프 지점, 및 채널 품질 지시자를 포함하는 목록으로부터 상기 조정들을 위한 하나 이상의 파라미터들을 선택하고; 및 상기 식별된 조정들을 수행하도록 구성되는 프로세서를 더 포함할 수 있다.
또 다른 측면은 무선 통신 시스템에서 신호 프로세싱을 용이하게 하는 장치에 관한 것이다. 상기 장치는 상기 장치의 특성들을 동작시키는데 관련된 데이터를 획득하기 위한 수단; 상기 획득된 데이터에 기초하여 상기 장치에서 수행될 하나 이상의 조정들을 식별하기 위한 수단; 그룹으로부터 선택되는, 상기 식별된 조정들과 연관되어 사용될 파라미터들을 계산하기 위한 수단 - 상기 그룹은 I/Q 정정 인자들, 간섭 소거 계수들, 채널 추정치 컷오프 지점들, 성좌도 SNR 메트릭들, 및 MIMO 랭크 메트릭들을 포함함 -; 및 상기 계산된 파라미터들에 기초하여 상기 국에서 상기 식별된 조정들을 수행하기 위한 수단을 포함할 수 있다.
추가적인 측면은 컴퓨터-판독가능 매체에 관한 것으로, 상기 컴퓨터-판독가능 매체는 컴퓨터가 통신을 위해 사용되는 무선 링크에 관련된 정보를 획득하도록 하기 위한 코드 - 상기 정보는 하나 이상의 장애들을 지시함 -; 컴퓨터가 상기 장애들에 기초하여 계산될 파라미터들의 세트를 결정하도록 하기 위한 코드 - 상기 파라미터들의 세트는 목록으로부터 선택되고, 상기 목록은 I/Q 교정 계수들, 간섭 소거 가중치들, 채널 절단 값들, 및 채널 품질 지시자들을 포함함 -; 및 상기 파라미터들의 세트에 기초하여 상기 장애들에 대한 조정들을 가능하게 하기 위하여 컴퓨터가 상기 획득된 정보에 기초하여 상기 파라미터들의 세트를 계산하도록 하기 위한 코드를 포함할 수 있다.
여전히 또 다른 측면은 컴퓨터-실행가능 명령들을 실행할 수 있는 집적회로에 관한 것이다. 상기 명령들은 무선국에서 이루어질 하나 이상의 조정들을 식별하는 단계; 상기 조정들을 위해 목록으로부터 하나 이상의 조정 파라미터들을 선택하는 단계 - 상기 목록은 I/Q 정정 계수들, 간섭 소거 인자, 채널 추정치 절단 지점, 성좌도 SNR, 및 MIMO 랭크 메트릭을 포함함 -; 상기 선택된 조정 파라미터들을 계산하는 단계; 및 상기 계산된 조정 파라미터들에 기초하여 상기 식별된 조정들을 수행하는 단계를 포함할 수 있다.
전술된 부분들 및 관련 부분들의 완수에 대하여, 청구대상의 하나 이상의 측면들은 이제부터 완전히 기술되고 청구범위에서 특정하게 지적되는 특징들을 포함한다. 하기의 기술과 첨부된 도면들은 청구대상의 일정한 예시적 측면들을 상세하게 전개한다. 그러나, 이러한 측면들은 청구대상의 원리들이 사용될 수 있는 몇몇의 다양한 방식들을 나타낼 뿐이다. 추가로, 기재되는 측면들은 모든 이러한 측면들 및 각각의 대등물들을 포함하는 것으로 의도된다.
도 1은 여기에 전개되는 다양한 측면들에 따른 무선 다중-액세스 통신 시스템의 도면이다.
도 2는 다양한 측면들에 따라서 무선 통신 시스템에서 동작할 수 있는 예시국의 블록도이다.
도 3A-3B는 다양한 측면들에 따른 예시적 I/Q 위상 및 진폭 정정들의 개략도들이다.
도 4는 다양한 측면들에 따른 예시적 간섭 소거 단들의 개략적 도면들이다.
도 5A-B는 다양한 측면들에 따른 예시적 정정 계산들의 개략도들이다.
도 6은 다양한 측면들에 따른 예시적 정정 계수 계산을 나타내는 개략도이다.
도 7은 다양한 측면들에 따른 예시적 소거 계수 계산을 나타내는 개략도이다.
도 8은 다양한 측면들에 따른 예시적 잡음 가중화 인자들의 계산을 나타내는 개략도이다.
도 9는 무선 통신 시스템에서 국에서의 신호들을 프로세싱하기 위한 방법론의 흐름도이다.
도 10은 무선국에서 I/Q 교정을 수행하기 위한 방법론의 흐름도이다.
도 11은 무선국에서의 간섭 소거를 수행하기 위한 방법론의 흐름도이다.
도 12는 무선국에서의 채널 추정을 수행하기 위한 방법론의 흐름도이다.
도 13은 성좌도 신호-대-잡음비를 계산하기 위한 방법론의 흐름도이다.
도 14는 MIMO 랭크 메트릭을 계산하기 위한 방법론의 흐름도이다.
도 15는 여기에 기술되는 하나 이상의 측면들이 기능할 수 있는 예시적 무선 통신 시스템을 나타내는 블록도이다.
도 16은 무선 통신 시스템에서 동작하는 디바이스의 조정을 용이하게 하는 장치의 블록도이다.
청구대상의 다양한 측면들이 이제 도면을 참조하여 설명되며, 처음부터 끝가지 같은 참조부호들이 같은 엘리먼트들을 지칭하기 위해 사용된다. 하기의 상세한 설명에서는, 설명을 위해, 다수의 특정한 설명들이 하나 이상의 측면들의 전적인 이해를 제공하기 위해 전개된다. 그러나, 이러한 측면(들)은 이러한 특정 설명 없이도 실행될 수 있음이 명백하다. 다른 예들에서, 공지된 구조 및 디바이스들은 하나 이상의 측면들의 설명을 용이하게 하기 위해서 블록도 형태로 제시된다.
본 명세서 사용되는 바와 같이, 용어들 "컴포넌트", "모듈", "시스템" 등은 컴퓨터-관련 엔티티, 하드웨어, 펌웨어, 소프트웨어 및 하드웨어의 조합, 소프트웨어, 또는 소프트웨어의 실행을 지칭하도록 의도된다. 예를 들어, 컴포넌트는 프로세서상에서 실행되는 프로세스, 집적회로, 객체, 실행가능한 실행 스레드, 프로그램, 및/또는 컴퓨터일 수 있지만, 이들로 제한되는 것은 아니다. 예를 들어, 컴퓨 팅 디바이스에서 실행되는 애플리케이션 및 상기 컴퓨팅 디바이스 모두가 컴포넌트일 수 있다. 하나 이상의 컴포넌트들은 프로세서 및/또는 실행 스레드 내에 상주할 수 있고, 일 컴포넌트는 하나의 컴퓨터 내에 로컬화될 수 있고 및/또는 2개 이상의 컴퓨터들 사이에 분포될 수 있다. 부가하여, 이러한 컴포넌트들은 그 내부에 저장된 다양한 데이터 구조들을 갖는 다양한 컴퓨터 판독가능한 매체로부터 실행할 수 있다. 컴포넌트들은 예를 들어 하나 이상의 데이터 패킷들을 갖는 신호(예를 들면, 로컬 시스템, 분산 시스템에서 다른 컴포넌트와 상호작용하는 하나의 컴포넌트로부터의 데이터, 및/또는 신호를 통해 다른 시스템들을 갖는 인터넷과 같은 네트워크를 통한 데이터)에 따라 로컬 및/또는 원격 프로세스들을 통해 통신할 수 있다.
또한, 다양한 측면들이 무선 단말 및/또는 기지국과 연관되어 여기에 설명된다. 무선 단말은 사용자에게 음성 및/또는 데이터 연결성을 제공하는 디바이스를 지칭할 수 있다. 무선 단말은 랩톱 컴퓨터 또는 데스크톱 컴퓨터와 같은 컴퓨팅 디바이스에 연결될 수 있으며, 또는 상기 무선 단말은 개인 휴대 단말기(PDA)와 같은 자립형 디바이스일 수 있다. 무선 단말은 또한 시스템, 가입자 유닛, 가입자국, 이동국, 이동, 원격국, 액세스 포인트, 원격 단말, 액세스 단말, 사용자 단말, 사용자 에이전트, 사용자 디바이스, 또는 사용자 장비로 지칭될 수 있다. 무선 단말은 가입자국, 무선 디바이스, 셀룰러 전화, PCS 전화, 코드리스 전화, 세션 개시 프로토콜(SIP) 전화, 무선 로컬 루프(WLL) 국, 개인 휴대 단말기(PDA), 연결 능력을 구비한 핸드헬드 디바이스, 또는 무선 모뎀에 연결되는 다른 처리 장치일 수 있 다. 기지국(예를 들면, 액세스 포인트)은 하나 이상의 섹터들에 걸쳐서 에어-인터페이스상에서 무선 단말들과 통신하는 액세스 네트워크의 디바이스를 지칭한다. 상기 기지국은 수신된 에어-인터페이스 프레임들을 IP 패킷들로 전환함으로써, 인터넷 프로토콜(IP) 네트워크를 포함할 수 있는 액세스 네트워크와 무선 단말 사이에서 라우터로서 동작할 수 있다. 기지국은 또한 에어 인터페이스에 대한 속성들의 관리를 조정한다.
또한, 여기서 제시된 다양한 측면들 또는 특징들은 방법, 장치, 또는 표준 프로그래밍 및/또는 엔지니어링 기술을 사용한 제조 물품(article)으로 구현될 수 있다. 여기에 사용된 바와 같은 용어 "제조 물품"은 임의의 컴퓨터-판독가능한 디바이스로부터 액세스 가능한 컴퓨터 프로그램, 캐리어, 또는 매체(media)를 포함하도록 의도된다. 예를 들어, 컴퓨터 판독가능한 매체는 자기 저장 장치(예를 들면, 하드 디스크, 플로피 디스크, 자기 스트립들, 등), 광학 디스크들(예를 들면, 콤팩트 디스크(CD), 디지털 다용도 디스크(DVD), 등), 스마트 카드, 및 플래쉬 메모리 디바이스(예를 들면, 카드, 스틱, 키 드라이브, 등)를 포함하지만, 이들로 제한되는 것은 아니다.
다양한 측면들이 다수의 디바이스들, 컴포넌트들, 모듈들 등을 포함할 수 있는 시스템들 관점에서 제시될 것이다. 상기 다양한 시스템들이 도면들과 연관되어 논의되는 추가의 디바이스들, 컴포넌트들, 모듈들 등을 포함할 수 있고 및/또는 디바이스들, 컴포넌트들, 모듈들 등의 전부를 포함할 수 없는 것으로 이해되고 인정될 것이다. 이러한 접근법들의 조합이 또한 사용될 수 있다.
이제 도면들을 참조하여, 도 1은 다양한 측면들에 따른 무선 다중-액세스 통신 시스템의 도면이다. 일 예에서, 액세스 포인트(100)(AP)는 다수의 안테나 그룹들을 포함한다. 도 1에 도시된 바와 같이, 하나의 안테나 그룹은 안테나들(104 및 106)을 포함할 수 있고, 다른 안테나 그룹은 안테나들(108 및 110)을 포함할 수 있고, 또 다른 안테나 그룹은 안테나들(112 및 114)을 포함할 수 있다. 도 1에서는 각각의 안테나 그룹에 대하여 단지 두 개의 안테나들만이 도시되어 있으나, 더 많거나 더 적은 안테나들이 각각의 안테나 그룹에 대하여 활용될 수 있음이 인정되어야 한다. 다른 예시에서, 액세스 단말(116)(AT)은 안테나들(112 및 114)과 통신할 수 있는데, 여기서 상기 안테나들(112 및 114)은 순방향 링크(120)를 통해 정보를 액세스 단말(116)에 전송하고, 역방향 링크(118)를 통해 정보를 액세스 단말(116)로부터 수신한다. 부가하여 및/또는 대안적으로, 액세스 단말(122)은 안테나들(106 및 108)과 통신할 수 있는데, 여기서 상기 안테나들(106 및 108)은 순방향 링크(126)를 통해 정보를 액세스 단말(122)에 전송하고, 역방향 링크(124)를 통해 정보를 액세스 단말(122)로부터 수신한다. 주파수 분할 이중(FDD) 시스템에서, 통신 링크들(118,120,124, 및 126)은 통신을 위해 상이한 주파수를 사용할 수 있다. 예컨대, 순방향 링크(120)는 역방향 링크(118)에 의해 사용되는 주파수와 상이한 주파수를 사용할 수 있다.
각각의 그룹의 안테나들 및/또는 상기 각각의 그룹의 안테나들이 통신하도록 설계된 영역은 액세스 포인트의 섹터로서 지칭될 수 있다. 일 측면에 따르면, 안테나 그룹들은 액세스 포인트(100)에 의해 커버되는 섹터의 영역들에서 액세스 단 말들과 통신하도록 설계될 수 있다. 순방향 링크들(120 및 126)을 통한 통신에서, 액세스 포인트(100)의 전송 안테나들은 상이한 액세스 단말들(116 및 122)을 위한 순방향 링크들의 신호-대 잡음비를 향상시키기 위하여 빔형성을 활용할 수 있다. 또한, 자신의 커버리지에 걸쳐서 랜덤하게 흩어져 있는 액세스 단말들에 전송하기 위해 빔형성을 이용하는 액세스 포인트는, 단일 안테나를 통해 자신의 액세스 단말들 모두에 전송하는 액세스 포인트에 비하여, 이웃 셀들 내에 있는 액세스 단말들에 대한 간섭을 덜 유발한다.
액세스 포인트, 예컨대 액세스 포인트(100)는 단말들과 통신하기 위해 사용되는 고정국일 수 있고, 기지국, 노드 B, 액세스 네트워크, 및/또는 다른 적절한 용어로서 지칭될 수도 있다. 부가하여, 액세스 단말, 예컨대 액세스 단말(116 또는 122)은 액세스 포인트들과 통신하기 위한 고정국 또는 이동국일 수 있고, 이동 단말, 사용자 장비(UE), 무선 통신 디바이스, 단말, 무선 단말, 및/또는 다른 적절한 용어로서 지칭될 수 있다.
도 2는 다양한 측면들에 따른 무선 통신 시스템에서 동작할 수 있는 예시적 국(200)의 블록도이다. 국(200)은 예컨대 기지국(예컨대, 액세스 포인트(100)), 무선국(예컨대, 액세스 단말(116 및/또는 122)), 및/또는 무선 통신 시스템에서 동작할 수 있는 임의의 다른 적당한 디바이스일 수 있다. 일 예에서, 국(200)은 주파수 분할 다중화(FDM), 직교 주파수 분할 다중화(OFDM), 시분할 다중화(TDM), 코드 분할 다중화(CDM) 등등과 같은 하나 이상의 기술들을 통해 채널들의 형태로 생성되는 자원들을 사용하여 통신할 수 있다. 또한, 국(200)은 단일-입력 단일-출 력(SISO), 다중-입력 단일 출력(MISO), 다중-입력 다중-출력(MIMO), 및/또는 다른 적절한 통신 스킴에 따라 통신 채널들을 활용하기 위해 하나 이상의 안테나들을 채용할 수 있다.
일 측면에 따르면, 통신을 위해 국(200)에 의해 사용되는 통신 링크 또는 무선 링크는 국(200)의 장애들 및/또는 링크 자체의 장애들에 영향받기 쉽고, 이러한 장애들은 국(200)의 성능에 악영향을 끼칠 수 있다. 예컨대, 동위상 및 직교위상(I/Q) 변조기 및/또는 복조기를 활용하는 국에서, 상기 I/Q 변조기 및/또는 복조기의 I 및 Q 성분들 사이의 불균형은 국(200)이 신호를 의도된 것과 상이하게 해석하게 할 수 있다. 이러한 불균형은 전송기 및/또는 수신기 성좌도 지점들이 분산되게 하여, 통신중에 에러들을 유도할 수 있다.
부가하여, 국(200)이 신호를 수신하길 시도하는 경우, 다른 신호들이 수신되는 신호를 간섭할 수 있다. 이러한 간섭은 예컨대 컴퓨터들 및/또는 다른 전자 장치들에 의해 유발될 수 있다. 이러한 전자 디바이스들이 국(200)과 같은 무선 디바이스들에 근접하여 사용될 수 있기 때문에, 이러한 간섭은 국(200)의 성능에 악영향을 줄 수 있다.
다른 예시로서, 국(200)은 채널 추정을 통해 통신 채널에 의해 도입되는 신호에 대한 영향들의 가능한 값들을 결정할 수 있다. 채널 추정치의 정확성이 증가함에 따라, 추정된 채널의 영향들은 더욱 잘 정정될 수 있다. 그러나, 다른 한편으로, 채널 추정치 내의 에러들은 통신 채널의 영향들에 대하여 정정하는 무선국의 능력에 악영향을 줄 수 있다.
또한, 상이한 데이터 레이트들을 위해 다수의 모드들을 활용하는 국에서, 데이터 레이트는 상기 데이터 레이트에 대한 링크 상의 에러 확률에 기초하여 선택될 수 있다. 이러한 예시에서, 주어진 무선 링크에 대하여 수용될 수 있는 에러 확률을 가질 적절한 데이터 레이트를 선출하는 것은 상기 링크에 대한 신호-대-잡음비(SNR) 및 MIMO 랭크를 고려함으로써 이루어질 수 있다. SNR 및 랭크 메트릭들에 기초하여, 국은 원해지는 최대 패킷 에러 확률을 달성하기 위한 최대 가능 데이터 레이트 및 공간 스트림들의 개수를 예측할 수 있다. 따라서, 국에 의해 활용되는 SNR 및/또는 MIMO 랭크 메트릭의 부정확성은 상기 국의 레이트 및/또는 에러 성능에 악영향을 줄 것이다.
따라서, 국(200)의 성능에 대한 이러한 및/또는 다른 장애들의 충격을 최소화하기 위해, 국(200)은 상기 국(200)의 조정이 이러한 장애들을 고려하는 것을 용이하게 하는 하나 이상의 메커니즘들을 활용할 수 있다. 예컨대, 도 2에 도시된 바와 같이, 국(200)은 국(200) 및/또는 상기 국(200)에 의한 통신을 위해 이용되는 무선 링크에 관련된 데이터를 획득하기 위해 샘플러(210)를 활용할 수 있다. 샘플러(210)에 의해 획득될 수 있는 데이터는, 국(200)에 있는 I/Q 변조기/복조기에 의해 생성되는 신호들, 국(200)과 연관된 하나 이상의 안테나들에서의 수신 신호들, 추정된 채널 정보, 성좌도 지점들에 관련된 수신 심볼들, 및/또는 다른 적절한 정보에 관한 샘플들을 포함한다.
일 측면에 따르면, 샘플러(210)에 의해 획득되는 데이터는 파라미터 계산 모듈(220)에 제공될 수 있다. 일 예에서, 파라미터 계산 모듈(220)은 국(200)의 성능에 영향을 끼칠 수 있는 인자들을 샘플러(210)에 의해 제공된 데이터로부터 식별할 수 있다. 이러한 데이터에 기초하여, 파라미터 계산 모듈(220)은 국(200)의 성능에 대한 식별된 인자들의 영향을 최소화하기 위해 하나 이상의 파라미터들을 계산할 수 있다. 파라미터 계산 모듈(220)에 의해 계산될 수 있는 파라미터들은 예컨대 I/Q 정정 인자들(222), 간섭 소거 계수들(224), 채널 추정치 컷오프 지점들(226), 성좌도 SNR 메트릭들(228), MIMO 랭크 메트릭들(230), 및/또는 다른 적절한 파라미터들을 포함할 수 있다. 이러한 파라미터들의 계산을 위해 사용될 수 있는 기술들은 아래에서 상세히 제공된다.
파라미터 계산 모듈(220)이 다양한 파라미터들을 계산할 수 있기 때문에, 상기 파라미터들은 국(200)의 국 조정 모듈(240) 및/또는 다른 적절한 컴포넌트에 제공될 수 있다. 국 조정 모듈(240)은 그러면 상기 계산된 파라미터들에 기초하여 국(200)을 조정할 수 있다. 일 예에서, 국 조정 모듈(240)에 의해 수행되는 조정들은 파라미터 계산 모듈(220)에 의해 식별되는 국(200)의 성능에 대한 장애들을 정정할 수 있다. 파라미터 계산 모듈(220)에 의해 계산된 파라미터들에 기초하여 국 조정 모듈(240)에 의해 적용될 수 있는 정정들의 예가 아래에서 제공된다. 다른 측면에 따르면, 파라미터 계산 모듈(220) 및/또는 국 조정 모듈(240)은 추가로 프로세서(254)와 상호작용할 수 있고, 상기 프로세서(254)는 이번에는 메모리(252)를 활용할 수 있다.
다양한 측면들에 따르면, 국(200)에서 샘플러(210), 파라미터 계산 모듈(220), 및 국 조정 모듈(240)에 의해 활용될 수 있는 기술들은 하기의 상세한 설명에서 더욱 상세하게 기술된다. 그러나, 하기의 기술들은 예시로서 제공되는 것이며 제한이 아님이 이해되어야 한다. 따라서, 당업자가 인정할 수 있는 바와 같이, 추가적인 및/또는 대안적인 기술들도 국(200)에 의해 수행될 수 있다. 또한, 여기에 기술되는 다양한 기술들은 제공된 상세한 설명과 상이한 방식으로 대안적으로 수행될 수 있다.
일 측면에 따르면, 국(200)은 하기와 같이 짧은 유한 임펄스 응답(FIR) 필터들을 이용하여 I/Q 정정 인자들(222)을 계산하고 적용함으로써 I/Q 불균형 교정 및 정정을 수행할 수 있다. 신호 x(n)은 초기에 국(200)에 전송될 수 있고, 상기 신호는
Figure 112009047703183-pct00001
형태의 부반송파 신호들을 포함할 수 있다. 그러나, I/Q 위상 불균형(
Figure 112009047703183-pct00002
로서 이곳에 지시됨)의 존재시, 부반송파(k)를 통해 국(200)에 실제로 수신되는 신호는 하기와 같이 표현될 수 있다:
Figure 112009047703183-pct00003
(1)
삼각함수를 이용하여, 등식(1)은 등식(2)에 나타난 형태로 다시 쓰여질 수 있다:
Figure 112009047703183-pct00004
(2)
등식(2)에 의해 제공되는 식의 제1 항은 주파수(k)에서의 원해지는 부반송파에 대응한다. 등식(2)에 의해 도시된 바와 같이, 상기 항의 진폭은
Figure 112009047703183-pct00005
만큼 낮아진다. 반면에, 등식(2)에 의해 제공되는 식의 제2 항은 미러 주파수(-k)에서 의 부반송파에 대응하고
Figure 112009047703183-pct00006
의 진폭을 갖는다.
주파수 도메인에서, 등식들(1) 및 (2)에 의해 제공되는 식과 유사한 등식이 이용 가능하다. 예컨대, X(k)는 부반송파(k)를 위한 고속 푸리에 변환(FFT) 출력으로서 정의될 수 있다. X(k) 및 알려진 I/Q 위상 불균형
Figure 112011044844550-pct00007
에 기초하여, 여기서 Xc(k)로서 지시되는 위상 불균형 정정된 신호는 하기와 같이 도출될 수 있다:
Figure 112009047703183-pct00008
(3)
이러한 식으로부터, 위에서 제공된 하나의 부반송파의 예시의 경우에 등식들(1) 및 (2)에 있어서 언급되는 정정들이 원래 전송된 신호를 복구하기 위해 활용될 수 있다는 것이 검증될 수 있다. 예컨대, 주어진 신호 x(n)의 경우, 비정정된 FFT 출력들은 부반송파들(k 및 -k)에 대하여 하기와 같이 표현될 수 있다:
Figure 112009047703183-pct00009
(4)
이러한 비정정된 FFT 출력들로부터, 정정된 FFT 출력들을 획득하기 위해 하기와 같이 정정이 적용될 수 있다:
Figure 112009047703183-pct00010
(5)
따라서, 부반송파들(k 및 -k) 사이의 혼선을 제거하기 위해 I/Q 정정이 국(200)에 의해 사용될 수 있다는 것이 이해될 수 있다.
일 예에서, 국(200)은 또한 시간 도메인에서 하기와 같이 등식(3)에 대한 역 푸리에 변환을 수행함으로써 위상 불균형 정정을 적용할 수도 있다:
Figure 112009047703183-pct00011
(6)
등식(6)에서 사용된 바와 같이, x(n)은 샘플러(210)에 의해 수집되는 샘플들과 같은 시간 도메인 샘플들의 순열이고, F-1은 역 푸리에 변환을 나타낸다. 일 측면에 따르면, 불균형 정정은 작은 FIR로서
Figure 112009047703183-pct00012
를 근사화함으로써 시간 도메인에서 국(200)에 의해 이루어질 수 있다. 그렇게 함으로써, 상기-기술된 주파수 도메인 방법과 비교할 때, 상기 작은 FIR이 샘플당 곱셈들을 거의 요구하지 않을 수 있으므로, 불균형의 전체적인 복잡성이 감소될 수 있다.
일 예에서, 3-탭 FIR 근사화는 국(200)에 의해 사용될 수 있다. 비-제한적인 예시로서, 국(200)에 의해 활용되는 3-탭 FIR 근사화는 cpm 및 cps로서 지시되는 I/Q 정정 인자들(222)을 활용할 수 있고, 상기 I/Q 정정 인자들(222)은 파라미터 계산 모듈(220) 및/또는 국(200)과 연관된 다른 적절한 모듈에 의해 결정될 수 있다. 상기 3-탭 FIR 근사화는 하기의 등식에 나타난 바와 같이 또한 정의될 수 있다:
Figure 112009047703183-pct00013
(7)
일 측면에 따르면, 이러한 3-탭 FIR을 활용함으로써, 주파수에 걸쳐서 대략 선형으로 가변하는 위상 불균형은 국(200)에서 효율적으로 정정될 수 있다. 선형 위상 불균형 변동은 예컨대 국(200)과 연관된 I/Q 변조기 및/또는 복조기의 I 및 Q 레일에서 필터들의 컷오프 주파수들에서의 작은 차이들에 의해 유발될 수 있다. 이러한 차이들은 I 및 Q 컴포넌트들 사이의 그룹 지연 차이를 야기할 수 있고, 상기 그룹 지연 차이는 이번에는 주파수에 의해 대략 선형으로 증가하는 위상 불균형을 유발할 수 있다. 평균 위상 불균형은 예컨대 중간 주파수(IF)를 갖는 신호를 기저대역 I/Q로 하향전환하고 및/또는 또는 I/Q를 IF로 상향전환하기 위해 사용되는 로컬 오실레이터 신호들 사이의 90도 차이의 결함들에 의해 유발될 수 있다. I/Q 위상 불균형이 또한 추가적 및/또는 대안적 인자들에 의해 유발될 수도 있다는 것과 여기에 기술되는 기술들이 이러한 유발들에 기인하는 불균형을 추가로 정정할 수 있다는 것이 인정되어야 한다.
등식(7)에 의해 제공되는 FIR 계수들에서, cpm은 모든 부반송파들에 걸쳐 평균 위상 불균형을 나타내고, 반면에 cps는 주파수에 걸쳐서 위상 정정 슬로프를 나타낸다. 따라서, 주어진 주파수(f)에서, 적용되는 위상 정정의 양은
Figure 112009047703183-pct00014
으로 표현될 수 있고, 여기서 fs는 샘플링 레이트이다. 따라서, 선형 위상 불균형 정정을 근사화하기 위해, 국(200)과 연관된 정정 회로가 오버샘플링 레이트에서 실행하도록 구성될 수 있다. 일 예에서, I/Q 불균형 정정은 수신기의 아날로그-디지털 컨버터(ADC) 출력에서 및/또는 전송기의 FIR 출력에서 적용될 수 있다.
도 3A-3B는 I/Q 위상 및 진폭 불균형 정정을 위해 활용될 수 있는 예시적 정정 스킴을 나타내는 도면들(310 및 320)이다. 도면들(310 및/또는 320)이 회로들, 논리 모듈들, 및/또는 임의의 다른 적절한 수단을 이용하여 구현될 수 있다는 것이 인정되어야 한다. 추가로, 도면들(310 및 320)에 의해 도시된 정정 스킴들은 국 조정 모듈(240) 및/또는 국(200)과 연관된 임의의 적절한 모듈(들)과 연관될 수 있다. 일 측면에 따르면, 도면(310)은 수신기에 대한 I/Q 위상 및 진폭 불균형 정정을 나타내고, 반면에 도면(320)은 전송기에 대한 I/Q 위상 및 진폭 불균형 정정을 나타낸다. 도면들(310 및 320)로부터 관찰될 수 있는 바와 같이, I/Q 불균형 정정은 진폭 불균형 정정에 대한 위치가 다르다는 차이점만 가지고 수신기 및 전송기에 대하여 유사하게 수행될 수 있다. 예컨대, 도면(310)이 도시하는 바와 같이, 수신기에 대한 진폭 불균형 정정은 ADC 출력 및/또는 다른 적절한 초기 프로세싱 단에서의 위상 불균형 정정에 앞서 수행될 수 있다. 대조적으로, 도면(320)이 도시하는 바와 같이, 전송기에 대한 진폭 불균형 정정은 샘플들이 디지털-아날로그 컨버터(DAC) 및/또는 다른 적절한 신호 프로세싱 단계에 제공되기에 앞서 최종 프로세싱 단계로서 수행될 수 있다.
일 예에서, 국(200)은 하기와 같이 수신기 I/Q 위상 및 진폭 불균형을 추정할 수 있다. 먼저, 부반송파(k)에서 톤이 생성될 수 있고, 결과적 수신 신호(x)의 미리 결정된 개수의 샘플들(예컨대, 64개)이 I/Q 불균형을 추정하기 위한 테스트 신호로서 사용되기 위해 샘플러(210)에 의해 획득 및 저장될 수 있다. 일 예에서, 제로 부반송파로부터 동일한 거리를 갖는 톤들이 존재하지 않는다면(예컨대, 부반송파들(k 및 -k) 모두에서 톤들이 없다면), 다수의 톤들이 동시에 생성 및 활용될 수 있다. 따라서, 예컨대 부반송파 세트 {-8, -4, +2, +6}에서 생성되는 다수의 톤들이 활용될 수도 있다.
다음으로, 진폭 불균형 정정 인자(ca)가 등식(8)에 나타난 바와 같이 x의 실수부의 제곱평균제곱근(RMS) 값이 x의 직교위상 부분의 RMS 값에 의해 나누어지는 것으로서 파라미터 계산 모듈(220)에 의해 추정될 수 있다:
Figure 112009047703183-pct00015
(8)
상기 진폭 불균형 정정 인자(ca)에 기초하여, 국 조정 모듈(240)은 그러면 x를 위한 진폭 불균형 정정을 수행할 수 있다.
진폭 불균형 정정을 수행함에 따라, x(n)의 FFT는 주파수 도메인 신호(Xk)를 획득하기 위해 수행될 수 있다. 상기 신호로부터, 파라미터 계산 모듈(220)은 등식(9)에 나타난 바와 같이 위상 불균형을 추정할 수 있다:
Figure 112009047703183-pct00016
(9)
등식(9)에 의해 제공되는 위상 불균형으로부터, 파라미터 계산 모듈(220)은 위상 불균형 정정 계수들(cpm 및 cps)을 결정할 수 있고, 여기서 cpm은 모든 측정된 톤들에 걸쳐서 평균된 위상 불균형
Figure 112009047703183-pct00017
의 평균이고, cps는 상기 평균 값(cpm) 주변 주파수에 걸쳐서 위상 정정
Figure 112009047703183-pct00018
및 실제 측정된 위상 변동 사이에서 적절한 매치를 제공하기 위해 선택된다. 일 예에서, 이러한 파라미터들은 등식(10) 및 (11)에 나타난 바와 같이 추정될 수 있고, 여기서 Nt는 교정을 위해 사용되는 톤 들의 개수를 나타낸다:
Figure 112009047703183-pct00019
(10)
Figure 112009047703183-pct00020
(11)
등식(11)에 의해 나타난 바와 같이, cps의 계산은 포지티브 톤들(kp로서 등식(11)에 지시됨)과 네거티브 톤들(kn으로서 등식(11)에 지시됨)의 쌍들에 대하여 위상차들을 평균함으로써 이루어질 수 있다. 예컨대, {-30, -20, +18, +28}에 위치된 톤들의 세트에 대하여, 평균은
Figure 112009047703183-pct00021
및
Figure 112009047703183-pct00022
에 걸쳐서 수행될 수 있다. 또한, 0.77의 정정 인자가 사인형 불균형 정정의 슬로프를 매칭시키기 위해 활용될 수 있다. 일 예에서, 짧은 SIR 불균형 정정은 실제 위상 불균형이 주파수에 걸쳐서 선형으로 가변될 것으로 가정되는 동안에 주파수에 걸쳐서 사인형 I/Q 위상 불균형을 나타낼 수 있다. 따라서, 상기 추정된 선형 위상 슬로프는 등식(11)에 나타난 바와 같은 정정 인자로 곱해져, 상기 사인형 불균형 정정의 슬로프에 매칭될 수 있다. 일 측면에 따르면, 활용된 정정 인자는 연관된 짧은 FIR 정정 회로에서 사용된 오버샘플링의 양에 따라 좌우될 수 있다. 상기 오버샘플링 비율이 무한에 근접함에 따라 정정 인자가 2/π에 접근할 수 있다는 것이 인정되어야 하며, 여기서 상기 2/π는 0.637에 대략 동등하다.
다른 예시에서, 국(200)은 부가적으로 및/또는 대안적으로 하기와 같이 전송기 I/Q 위상 및 진폭 불균형을 추정할 수 있다. 전송기 I/Q 교정은 수신기 I/Q 교정을 먼저 수행함으로써 시작될 수 있고, 그럼으로써 전송기 I/Q 교정 동안에 잔여 수신기 I/Q 불균형이 무시될 수 있다는 가정이 허가된다. 다음으로, 단일 톤은 전송기의 I 컴포넌트를 이용해서만 전송될 수 있어서, Q=0이며, 제1 결과적 신호(xi(n))는 샘플러(210)에 의해 측정 및 저장될 수 있다. 다음으로, 단일 톤이 전송기의 Q 컴포넌트를 이용해서만 전송될 수 있어서, I=0이며, 제2 결과적 신호(xq(n))는 샘플러(210)에 의해 측정 및 저장될 수 있다. 상기 결과적 신호들에 기초하여, 전송기 진폭 정정 인자(ca)는 파라미터 계산 모듈(220)에 의해 xi의 RMS 값이 xq의 RMS 값에 의해 나누어진 것으로서 하기와 같이 추정될 수 있다:
Figure 112009047703183-pct00023
(12)
그러면, 상기 전송기 불균형 정정 인자(ca)는, 진폭 불균형이 위상 불균형 교정에 영향을 끼치지 않도록, 국 조정 모듈(240)의 추정에 따라서 상기 국 조정 모듈(240)에 의해 셋팅될 수 있다.
진폭 불균형 교정을 수행한 이후에, 위상 불균형 교정은 먼저 부반송파(k)에서 톤을 생성함으로써 수행될 수 있으며, 상기 톤으로부터 수신 신호(x)의 미리 결정된 개수의 샘플들(예컨대, 64개)이 샘플러(210)에 의해 저장될 수 있다. 수신기 교정을 위해 위에서 기술된 바와 같이, 제로 부반송파로부터 동일한 거리를 갖는 톤들의 쌍들이 존재하지 않는다면, 다수의 톤들이 동시에 생성 및 활용될 수 있다. 그러면, 주파수 도메인 신호(Xk)를 획득하기 위해 x(n)의 FFT가 수행될 수 있다. 그러면, 파라미터 계산 모듈(220)은 하기와 같이 Xk로부터 위상 불균형을 추정할 수 있다:
Figure 112009047703183-pct00024
(13)
상기 위상 불균형으로부터, 파라미터 계산 모듈(220)은 위상 불균형 정정 계수들(cpm 및 cps)을 결정할 수 있고, 여기서 cpm은 모든 측정된 톤들에 걸쳐서 평균된 위상 불균형
Figure 112009047703183-pct00025
의 평균이고, cps는 상기 평균 값(cpm) 주변 주파수에 걸쳐서 위상 정정
Figure 112009047703183-pct00026
및 실제 측정된 위상 변동 사이에서 근접 매치를 제공하기 위해 선택된다. 위에서 제공된 수신기 I/Q 교정을 위한 절차와 유사하게, 이러한 파라미터들은 하기와 같이 추정될 수 있고, 여기서 Nt는 교정을 위해 사용되는 톤들의 개수를 나타낸다:
Figure 112009047703183-pct00027
(14)
Figure 112009047703183-pct00028
(15)
일 예에서, 등식(15)에 의해 나타난 cps의 계산은 등식(11)과 유사한 방식으로 포지티브 톤들(kp) 및 네거티브 톤들(kn)의 쌍들에 대하여 위상차들을 평균함으로써 수행될 수 있다. 다른 예시에서, 전송기 I/Q 교정을 위한 등식(15)에 적용된 상수(예컨대, 0.68*64)는 등식(11)에 의해 제공된 바와 같이 수신기 I/Q 교정을 위해 사용된 상수와 상이할 수 있다. 등식(11) 및 (15)에 적용된 상수들 사이의 차이들은 예컨대 수신기 및 전송기를 위해 사용되는 오버샘플링 레이트들의 차이들에 기인할 수 있다. 예컨대, 등식(11)에 제공된 상수는 2X 오버샘플링과 관련되어 사용될 수 있고, 반면에 등식(15)에 제공된 상수는 4X 오버샘플링과 관련되어 사용될 수 있다. 유사하게, 대응하는 정정 인자들이 다른 샘플링 레이트들을 위해 활용될 수 있다. 또한, 등식(15)에 적용된 상수가 등식(11)에 의해 제공된 정정 슬로프의 두배만큼 낮은 정정 슬로프를 야기한다는 것이 인정될 수 있다. 그 결과, 등식(15)에 기초한 사인파 정정은 관심 대상 주파수 영역에서 근접 선형 근사화를 야기할 수 있다.
요컨대, 위의 기술은 전송기 및/또는 수신기의 I/Q 불균형 교정 및 정정을 위해 국(200)에 의해 채용될 수 있는 기술들을 제공한다. 그러나, 위의 기술은 예시로 제공된 것이며 제한이 아님이 인정되어야 한다. 예컨대, 전송기 불균형 교정이 수신기 불균형 교정 성능을 향상시키기 위해 요구되지 않는다는 것이 인정되어야 한다. 또한, 위의 기술들 중 일부 단계들은 기술된 것과 상이한 순서로 수행되고 및/또는 생략될 수 있다.
다른 측면에 따르면, 국(200)은 하기와 같이 간섭 소거 계수들(224)을 계산 및 적용함으로써 간섭 소거를 수행할 수 있다. 하기의 간섭 소거 기술들은 예컨대 인접 컴퓨팅 장치들에 의해 유발되는 간섭 존재시 무선 로컬 영역 네트워크(무선 LAN 또는 WLAN) 링크의 성능을 향상시키기 위해 활용될 수 있다. 일 예에서, 이러 한 간섭은 광대역이고 시간 가변적일 수 있다. 예컨대, 이러한 간섭은 임펄스 잡음 형태일 수 있는데, 여기서 열 잡음 레벨 위 20dB을 초과하는 진폭들을 갖는 임펄스들의 규칙적 버스트들이 존재한다. 다른 예시로서, 컴퓨터-유도 간섭이 첩(chirp) 간섭 형태일 수 있는데, 여기서 컴퓨터는 전체 채널에 걸쳐서 대략 10마이크로초의 기간 동안에 스위핑되는 첩들을 생성한다. 임펄스 잡음과 마찬가지로, 첩 진폭은 열 잡음 플로어 위 20dB을 초과할 수 있다. 추가적 예시로서, 이러한 간섭은 열 잡음 플로어 위에서 수 데시벨 레벨을 갖는, 그러나 수신 안테나들에서 강하게 상관되는 가산 가우시안 백색 잡음(AWGN)형 광대역 잡음일 수 있다.
따라서, 상당한 양의 이러한 및/또는 다른 타입들의 간섭을 갖는 환경에서 성능을 최대화하기 위해, 국(200)은 하기의 기능들 중 하나 이상을 수행함으로써 간섭 소거를 제공할 수 있다. 먼저, 파라미터 계산 모듈(220)은 상호-상관 값들(cross-correlation values) 및 소거 계수들을 추정할 수 있다. 다음으로, 국 조정 모듈(240)은 국(200)에서 자동 이득 제어(AGC) 시스템 및/또는 하나 이상의 수신기들(여기서 RXA 및/또는 RXB로서 지시됨)에 입력되기에 앞서서 수신 신호에 대하여 식별된 간섭을 소거하기 위해 활용될 수 있다. 이는, 예컨대, 상호-상관 값들 및 소거 계수들에 기초하여 소거 신호를 결정함으로써 그리고 상기 소거 신호를 AGC, RXA, 및/또는 RXB 블록들 앞에 있는 수신기 체인들에 주입함으로써 달성될 수 있다. 국 조정 모듈(240)은 그러면, 국(200)에서 각각의 패킷 검출기들로 들어가는 각각의 안테나들로부터의 신호들이 동일한 파워 레벨들을 갖는다는 것을 보장하기 위해 추가로 채용될 수 있다. 일 측면에 따르면, 이러한 기능은 간섭이 완전히 소거될 수 없고 커다란 잡음 또는 간섭 차이들이 안테나들 사이에서 보일 수 있는 경우에 검출 성능을 향상시키기 위해 사용될 수 있다. 예컨대, 안테나 가중화를 수행하지 않는 패킷 검출기들에서, 검출 성능은 안테나들이 상당히 다른 간섭 레벨들을 경험하는 경우 품질이 떨어질 수 있다. 따라서, 안테나 파워 레벨들은 이러한 성능 강등을 최소화하기 위해 패킷 검출에 앞서 이퀄라이징될 수 있다.
일 측면에 따르면, 국(200)에 의해 수행되는 간섭 소거 기술은 수신기 체인들 사이에서 상호-상관을 활용할 수 있다. 하기의 기술에서, x0, x1, x2로서 지시되는 세 개의 안테나 입력 신호들이 존재하는 것으로 가정된다. 그러나, 당업자가 인정할 수 있는 바와 같이, 설명된 기술들은 더 많은 또는 더 적은 안테나들을 갖는 국으로 쉽게 확장될 수 있다.
일 예에서, 예컨대 샘플러(210)에 의해 획득된 신호들(x0, x1, x2)의 샘플들이 등식(16)에 나타난 바와 같이 수신기 체인들 사이의 상호-상관들을 추정하기 위해 파라미터 계산 모듈(220)에 의해 활용될 수 있다:
Figure 112009047703183-pct00029
(16)
등식(16)에서 사용되는 바와 같이, Nt는 이동 평균이 이루어질 수 있는 곳에 서 샘플들의 개수를 나타내고, cij는 안테나(i) 및 안테나(j) 사이의 상호-상관 값을 지시한다. 일 예에서, 이러한 상호-상관은 잡음 평균 이득(noise averaging gain)을 감소시킨다. 예컨대, 동일한 원해지는 신호를 갖지만 잡음과 비상관된 세 개의 신호들을 더하는 것은 더해진 신호의 SNR이 3배만큼(by a factor of 3)(예컨대, 5dB) 증가하도록 야기할 수 있다. 다른 한편으로, 잡음이 모든 안테나들에 있어서 실질적으로 유사하다면, 신호들을 더하는 것은 아무런 평균 이득을 야기할 수 없다.
국(200)이 상관 상태에 있을 때, 국(200)에서 파라미터 계산 모듈(220) 및/또는 다른 적절한 모듈은 지속적으로 상호-상관 값들을 추정할 수 있고 선행 Tic 초들에 걸쳐서 측정된 최악의 경우의 상호-상관을 기록할 수 있다. 패킷이 검출되는 경우에, 상기 패킷이 검출되기에 앞서 Tdi의 시간의 경우 보다 덜 발생된 모든 상호-상관 값들은 폐기될 수 있다. 또한, 파라미터 계산 모듈(220)에 의해 추정된 상기 최악의 경우의 상호-상관이 임계치를 초과하는 경우, 국(200)을 위한 소거가 활성화될 수 있다.
일 예에서, 등식(16)에 의해 제공된 이동 평균의 계산은 고정된 최소 개수의 샘플들에 결쳐 이루어지는 "집적-및-덤프" 동작과 더 낮은 레이트에서 동작할 수 있는 프로그램 가능 이동 평균 모듈 사이의 계산을 분할함으로써 단순화될 수 있다. 특정한 비-제한적 예시로서, 64개의 최소 개 샘플들이 상관 값들의 추정을 위해 요구될 수 있다. 이러한 최소 간격에 기초하여, 간섭 소거 추정치들은 하기의 등식들에 의해 나타난 바와 같이 파라미터 계산 모듈에 의해 수행될 수 있다. 예컨대, 상관 값들의 추정은 하기와 같이 수행될 수 있다:
Figure 112009047703183-pct00030
(17)
또한, 소거 계수들의 추정은 등식(18)에 나타난 바와 같이 수행될 수 있다:
Figure 112009047703183-pct00031
(18)
일 예에서, 등식(17) 및 (18)에서 수행되는 샘플들의 세트에 걸친 합산들은 "집적-및-덤프" 합산기를 이용하여 구현될 수 있고, 상기 합산기는 예컨대 20MHz 또는 40MHz 입력 샘플들에 대하여 동작될 수 있다. 부가하여, 이동 합은 상기 샘플들의 세트에 대한 상기 합의 최종 Nic개의 출력들에 대하여 수행될 수 있다. 따라서, 64개의 샘플들에 결친 합산들의 특정 예시에서, 상기 이동 합과 상관 계수들은 매64개의 샘플들마다 한번 갱신될 수 있다. 다른 예시에서, 개수(Nic)는 1 내지 8의 범위로 프로그램될 수 있다. 또한, 계수들(w0, w1, w2)은 0 내지 1의 범위로 프로그램될 수 있고 및/또는 0.5의 디폴트 값으로 프로그램될 수 있다. 그러나, Nic 및/또는 w0, w1, w2을 위한 다른 개수들의 샘플들 및/또는 범위들도 대안적으로 활용될 수 있다.
복소수 소거 계수들(w01 내지 w21)은 고정되거나 변경가능할 수 있다. 일 예에서, 상기 소거 계수들은 계산들을 구현하기 위해 사용되는 소프트웨어로 추가로 셋팅될 수 있다. 이는, 예컨대, 디버깅을 위해 및/또는 관찰된 추정치들(c01, c02, c12, w01, w02, w12, w13, w20, w21 등)에 기초하여 소거 계수들을 계산하기 위한 소프트웨어 코드를 활용하는 다양한 소거 기술들을 구현하기 위해, 이루어질 수 있다.
하기의 설명은 위에서 기술된 바와 같은 간섭 소거를 위해 국(200)에서 활용될 수 있는 특정한 비-제한적 구현예를 제공한다. 먼저, 국(200)은 지난 Tic초들에 걸쳐서 측정된 최악의 경우의 상호-상관 값들을 기록할 수 있다. 패킷이 검출되 면, 상기 패킷이 검출되기에 앞서 Tdi의 시간의 경우 보다 덜 발생된 모든 상호-상관 값들은 폐기될 수 있다. 또한, 국(200)에 의해 발견된 최악의 경우의 상호-상관이 임계치를 초과하는 경우, 소거가 활성화될 수 있다. 소거를 위해 간섭 소거 계수들(224)을 선택하기 위해, 파라미터 계산 모듈(220)은 하기에 상세하게 설명되는 바와 같은 알고리즘을 활용할 수 있다. 먼저, 국(200)의 시동 및/또는 국(200)에서의 채널 변경에 따라, 상기 알고리즘을 위해 활용되는 변수들이 하기의 표 1(예시적 간섭 소거 알고리즘을 위한 변수 초기화)에 나타난 바와 같이 초기화될 수 있다:
변수명 설명

n=0
샘플 계수기

k=0
상관들의 개수에 대한 계수기

buf[k]=0, k=0,1,...,31
선행 32개의 최대 상관 값들, c01, c02, c12, w01, w02, w12, w13, w20 및 w21에 대한 대응 값들, 및 수신기 체인 0에 대한 수신 신호 세기 지시(RSSI)를 포함하는 버퍼
초기화에 따라, 소거 계수들은 그러면 각각의 수신 샘플에 대하여 하기의 표 2(예시적 간섭 소거 알고리즘을 위한 의사-코드)의 의사-코드로서 상세하게 설명된 절차를 채용함으로써 선택될 수 있다:
Figure 112009047703183-pct00032
특정한 비-제한적 예시로서, Nic는 4초의 지속기간으로 셋팅될 수 있고, Tdi는 8초의 지속기간으로 셋팅될 수 있고, cmax는 0.7의 값으로 셋팅될 수 있고, 및 RSSI번째는 -70dBm의 값으로 셋팅될 수 있다. 그러나, 다른 값들이 대안적으로 사용될 수도 있음이 인정되어야 한다. 또한, 위에서 기술된 알고리즘이 32개 또는 64개의 상관들의 세트들을 활용할 수 있는 반면에, 다른 개수들의 상관들도 활용될 수 있음이 인정되어야 한다.
도 4를 참조하면, 세 개의 안테나들을 활용하는 예시적 국(200)을 위해 예컨대 국 조정 모듈(240)에 의해 구현될 수 있는 예시적 소거단들을 도시하는 개략적인 도면들(410, 420, 및 430)이 제공된다. 일 예에서, 도면들(410-430)에 의해 도시된 소거단들은 파라미터 계산 모듈(220)에 의해 계산되는 간섭 소거 계수들(224)에 기초할 수 있다.
일 측면에 따르면, 수신 신호의 신호-대-간섭-플러스-잡음비(SINR)를 최대화하기 위해, 위에서 설명된 간섭 소거를 위한 기술들은 결정된 소거를 조정하기 위한 기술들과 결합될 수 있다. 이는, 예컨대, 원해지는 신호의 상관 특성들을 고려함으로써 달성될 수 있다.
하나의 이러한 예시에서, 무선 LAN 네트워크에서 동작하는 수신국은 네트워크 내의 어느 노드가 다음 차례의 패킷을 전송할 것인지에 관한 사전 지식이 부족할 수 있다. 이러한 예에서, 상기 수신국을 위한 가중치들이 하나의 특정한 통신 링크에 기초하여 셋팅될 수 있다. 예컨대, 클라이언트 디바이스는 식별된 소스, 예컨대 특정한 액세스 포인트로부터 수신되는 패킷들의 SINR을 최대화하기 위해 자신의 소거 가중치들을 셋팅할 수 있다. 이러한 셋팅이 수행될 수 있는 한 방식은 하기와 같다. 먼저, 국에서의 소프트웨어 및/또는 논리 모듈들이 하나의 시간 기간 동안에 활성화 및 비활성화되는 간섭 소거를 이용하여 수신 비콘들에 대한 SNR 메트릭들을 분석할 수 있다. 이러한 SNR 메트릭들에 기초하여, 상기 국은 간섭 소거를 활성화된 또는 비활성화된 상태로 유지할 것인지의 여부를 결정할 수 있다.
국(200)의 간섭 소거 성능을 추가로 향상시키기 위해, 간섭 추정치들은 패킷들 사이에 부가하여 패킷들 동안에 만들어질 수 있다. 일 예에서, 이는, 국(200)에서 간섭 소거 메커니즘들이 패킷 수신 동안에 실행될 수 있도록 함으로써 달성된다. 수신 패킷의 종료시, 원해지는 신호 추정치들을 간섭 추정치들로부터 분리하기 위해 상관 추정치들(c01, c02, c12, w01, w02, w12, w13, w20, w21 등)이 별도의 레지스터들에 저장될 수 있다. 일 예에서, 이러한 동작들은 하드웨어, 소프트웨어, 또는 하드웨어 및 소프트웨어의 조합으로 구현될 수 있다.
다른 측면에 따르면, 파라미터들(w00, w11, 및 w22)은 모든 패킷 검출기 입력들이 대략 동일한 잡음-플러스-간섭 레벨들을 갖는다는 것을 보장하기 위해 디지털 사전-AGC로서 사용될 수 있다. 일 예에서, 패킷 검출기들은 체인당 SNR이 사전에 알려지지 않을 수 있다는 사실 때문에 SNR 가중화를 수행하지 않을 수 있다. 따라서, 국(200)의 성능은 체인들이 대략 동일한 간섭 레벨들을 갖지 않는다면 강등될 수 있다. 예컨대, 가장 큰 잡음과 최고로 큰 전력을 갖는 수신기 입력은, 성능이 이러한 입력에 더 낮은 가중치를 줌으로써 향상될 수 있는 경우에, 패킷 검출기들에서 가장 높은 가중치를 효과적으로 얻을 수 있다. 이러한 영향에 대하여 정정하기 위해, 하기의 프로세스가 수행될 수 있다. 먼저, 최소 출력 파워(Pmin)가 등식
Figure 112009047703183-pct00033
를 이용하여 추정될 수 있다. 일 측면에 따르면 도 5A-5B는 상관 파라미터, 예컨대 Pmin의 추정을 위해 필요한 상관 파라미터들을 계산하기 위해 예컨대 파라미터 계산 모듈(220)에 의해 활용될 수 있는 단들에 관한 도면들(510-590)을 도시한다. 다음으로, 디지털 AGC 정정 인자들(wii)이 등식
Figure 112009047703183-pct00034
(i=0, 1, 2)을 이용하여 계산될 수 있다.
도 6의 개략적인 도면(600)과 도 7의 개략적인 도면(700)은 상관 계수들(cij) 및 소거 계수들(wij)을 획득하기 위해 예컨대 파라미터 계산 모듈(220)에 의해 활용될 수 있는 계산들을 도시한다. 하나의 계산만이 개략적인 도면들(600 및 700)에 나타나 있지만, 임의의 안테나들(i 및 j)을 위해 상관 계수들 및 소거 계수들(wij)을 획득하기 위하여 유사한 계산들도 활용될 수 있음이 인정되어야 한다. 또한, 개략적인 도면들(600 및 700)이 디바이스 내에서 실행될 수 있는 소프트웨어를 이용하거나 그렇지 않으면 펌웨어, 프로그램 가능 회로들, 하드웨어, 및/또는 임의의 다른 적절한 구현을 이용하여 구현될 수 있다는 것이 인정되어야 한다.
도 5A, 5B, 6, 및/또는 7에 나타난 계산들에 기초하여, 수신 신호들에 대한 잡음 가중화 인자들은 도 8의 도면(800)에 의해 도시된 바와 같이 계산될 수 있다. 일 예에서, 도면(800)에 의해 도시된 잡음 가중화 인자들을 계산하기 위해 사용되는 단들은 수신기 체인들에 내재적인 잡음 스케일링 인자들에 대한 더욱 정확한 대안들을 제공하기 위해 국(200)과 연관된 상기 수신기 체인들(예컨대, RXA 및/또는 RXB)에 의해 활용될 수 있다.
추가적 측면에 따르면, 국(200)은 하기와 같이 채널 추정치 컷오프 지점들(226)을 계산 및 적용함으로써 채널 추정을 수행할 수 있다. 일 예에서, 여기에 전개된 채널 추정 기술들은 부반송파들에 걸쳐서 채널 추정치들의 상관을 고려한다. 그렇게 함으로써, 수신기(m)의 부반송파(k)에 대한 채널 추정치이며, 부반송파들에 걸친 채널 추정치들의 상관을 고려하지 않는 원(raw) 채널 추정치들 Hm(k)이 향상될 수 있다.
하기는 채널 추정을 위해 국(200)에 의해 활용될 수 있는 특정한 비-제한적인 예시적 구현을 설명함이 인정되어야 한다. 예컨대, 하기의 구현은 20MHz 통신 모드를 위해 활용될 수 있다. 일 예에서, 상기 기술된 구현은, 64-포인트 FFT/IFFT 대신에 128-포인트 FFT/IFFT를 활용함으로써 및 40MHz 통신 모드의 대역 에지 톤들로 대역 에지 톤 개수들을 조정함으로써, 상기 40MHz 통신 모드까지 확장될 수 있다. 하기의 구현은 또한 각각의 공간 스트림의 채널 추정치들에 대하여 별개로 구현을 적용함으로써 공간 스트림당 상이한 원 채널 추정치들 Hm(k)을 활용하는 MIMO 통신 모드들까지 확장될 수 있다.
일 측면에 따르면, 채널 추정을 위해 국(200)에 의해 활용될 수 있는 기술은 예컨대 샘플러(210)에서 하나 이상의 원 채널 추정치들 Hm(k)을 획득하고 하기와 같이 상기 원 채널 추정치들 Hm(k)을 윈도우잉 함수 W(k)로 곱함으로써 시작될 수 있다:
Figure 112009047703183-pct00035
(19)
여기서, k=0, ..., 63이다. 일 예에서, 상기 윈도우잉 함수는 파라미터 계산 모듈(220)에 의해 구현될 수 있고, 스펙트럼에서 커다란 불연속성들을 제거함으로써 원 채널 추정치들에 대하여 존재하는 깁스 효과(Gibb's effect)를 최소화할 수 있다. 다른 예시에서, 상기 윈도우잉 함수 W(k)는 32개의 대역 에지 톤들을 제외하고서 모든 톤들에 대하여 1과 동등하다. 또한, W(k)의 첫번째 16개의 엘리먼트들은 {0.0096, 0.0381, 0.0843, 0.1464, 0.2222, 0.3087, 0.4025, 0.5000, 0.5975, 0.6913, 0.7778, 0.8536, 0.9157, 0.9619, 0.9904, 1.0000}로 주어질 수 있다. 이러한 값들은 대역 에지 톤들 k={-28, -27, ..., -13} 및 {28, 27, ..., 13}에 적용될 수 있다. 모든 다른 톤들에 대하여, 상기 윈도우잉 함수 W(k)는 1과 동등할 수 있다. 일 예에서, 채널 추정치 Sm(k)는 미사용 톤들을 포함할 수 있다. 이러한 예시에서, 상기 미사용 톤들은 널(null) 일 수 있고, 또는 대안적으로 상기 미사용 톤들은 잡음-전용 값들로서 처리될 수 있다.
다음으로, 64-포인트 IFFT는 모든 삽입된(interpolated) 스펙트럼들 Sm0(k) 중에서 취해질 수 있고, 하기와 같이 각각의 수신기에 대하여 채널 임펄스 응답 추정치들을 야기할 수 있다:
Figure 112009047703183-pct00036
(20)
상기 임펄스 응답 추정치들에 기초하여, DC 오프셋들이 16개의 샘플들에 걸쳐서 임펄스 응답들의 테일(tail)을 평균함으로써 추정될 수 있다:
Figure 112009047703183-pct00037
(21)
등식(21)에서 추정된 상기 DC 오프셋들은 그러면 하기와 같이 임펄스 응답들로부터 각각의 추정치들을 공제하여 정정될 수 있다:
Figure 112009047703183-pct00038
(22)
일 예에서, MIMO 채널을 위한 채널 응답 중 DC 부분을 계산하기 위해 사용될 수 있는 주파수-도메인 삽입(interpolation)은 하기와 같이 삽입 함수를 이용하여 계산될 수 있다:
Figure 112009047703183-pct00039
(23)
상기 삽입은 그러면 등식(20)에서 IFFT를 취하기에 앞서 주파수 도메인에서 적용될 수 있다:
Figure 112009047703183-pct00040
(24)
다른 예시에서, 등식(22)에 나타난 DC 오프셋 정정 이후에, 채널 절단을 위해 사용될 수 있는 단일한 결합된 파워-지연 프로파일을 획득하기 위해 채널 임펄스 응답들은 제곱되고 합산될 수 있다:
Figure 112009047703183-pct00041
(25)
일 측면에 따르면, 국(200)에 의해 만들어지는 채널 추정치들의 SNR을 증가시키기 위해, 대응하는 임펄스 응답들은 채널 추정치에 대한 신호-대-잡음-플러스-절단된-파워비가 최대화되는 지점에서 컷오프될 수 있다. 일 예에서, 파라미터 계산 모듈(220)은 이를 포지티브 및 네거티브 채널 추정치 컷오프 지점들(226)을 추정함으로써 달성할 수 있다. 네거티브 컷오프 지점은 예컨대 BTCF(late burst timing cost function) 타이밍, 커다란 네거티브 순환 시프트들의 사용, 및/또는 다른 인자들에 의해 유발될 수 있는 프리커서(precursor) 채널 기여들을 잡기 위해 사용될 수 있다. 일 예에서, 컷오프 지점들(cp 및 cn)은 하기와 같이 파라미터 계산 모듈(220)에 의해 계산될 수 있다:
Figure 112009047703183-pct00042
(26)
Figure 112009047703183-pct00043
(27)
등식(26) 및 (27)에서 사용된 바와 같이, 잡음 추정치
Figure 112011044844550-pct00044
는 국(200)에 의해 수신된 패킷 내에 존재하는 긴 트레이닝 심볼 중 두 개의 3.2마이크로초 반복들의 감산된 샘플들의 거듭제곱으로서 획득될 수 있다. 일 예에서
Figure 112011044844550-pct00045
은 1/16의 해상도를 갖는 1 내지 4의 범위를 갖는 프로그램 가능 임계치일 수 있다. 다른 예시에서, 어떠한 k 값도 어느 Ph(k)가 잡음 임계치 미만인지에 관해 발견되지 않는다면, cp는 절단을 방지하기 위해 64로 셋팅될 수 있다.
일 예에서, 절단 길이 값들(cp 및 cn)은 하기와 같이 프로그램가능한 값들(MAX-TRUNC-LEN 및 MIN-TRUNC-LEN)에 의해 오버라이딩될 수 있다. 먼저, cp에 대하여 획득된 값이 MIN-TRUNC-LEN 미만이면, cp는 대신에 MIN-TRUNC-LEN과 동등하게 셋팅될 수 있다. 또한, cp + N - cn이 MAX-TRUNC-LEN 초과이면 - 여기서, N은 채널 추정치에서 톤들의 개수에 동등함 -, cp 및 cn 모두는 절단을 디스에이블하기 위해 64로 셋팅될 수 있다.
채널 추정치 컷오프 지점들(226), cp 및 cn이 계산된 후에, 국 조정 모듈(240)은 cp 및 cn 사이의 모든 샘플들에 대하여 활용될 수 있고, 상기 절단된 임펄스 응답들의 64-포인트 FFT를 계산한다. 일 예에서, FFT 출력들은 원해지는 채널 추정치들
Figure 112011044844550-pct00046
이고, 상기 채널 추정치들은 하기와 같이 표현될 수 있다:
Figure 112009047703183-pct00047
(28)
일단 상기 채널 추정치들
Figure 112009047703183-pct00048
이 획득되면, 상기 채널 추정치들은 주파수 윈도우잉 함수의 역수 또는 W(k)-1에 의해 곱해질 수 있다. 일 예에서, 역 윈도우잉은 상기 특정된 대역 에지 톤들에 대하여 생략될 수 있다.
마지막으로, 상기 특정된 대역 에지 톤들은 원래의 원 채널 추정치들에 의해 교체될 수 있다. 일 예에서, 교체되는 대역 에지 톤들의 개수는 SNR이 감소함에 따라 대역 에지들 부근에서 깁스 리플링(Gibb's rippling)의 양이 감소할 수 있다는 사실 덕분에 SNR에 따라 좌우될 수 있다. 특정 예시로서, 프로그램 가능 값
Figure 112009047703183-pct00049
이 하기와 같이 SNR 임계치를 셋팅하기 위해 사용된다. 부반송파들 {-28, -27, ..., 27, 28}을 갖는 대역에 대응하는 원해지는 채널 추정치
Figure 112009047703183-pct00050
에 대하여, 상기 원해지는 채널 추정치
Figure 112009047703183-pct00051
가 원 채널 추정치 Hraw(k)와 동등하게 셋팅될 수 있게 하는 부반송파들(k)은 잡음 추정치
Figure 112009047703183-pct00052
및 잡음 임계치
Figure 112009047703183-pct00053
사이의 관계에 기초하여 선출될 수 있다. 예컨대,
Figure 112009047703183-pct00054
이면, 원 채널 추정치들이 사용될 수 있게 하는 부반송파들(k)은 -28, -27, -26, -25, 25, 26, 27, 및 28을 포함할 수 있다. 그렇지 않으면, 원 채널 추정치들이 사용될 수 있게 하는 부반송파들(k)은 -28, -27, 27, 및 28을 포함할 수 있다.
요컨대, 상기는 채널 추정을 위해 국(200)에 의해 활용될 수 있는 예시적 기술들을 포함할 수 있다. 그러나, 상기 설명이 예시로서 제공된 것이고 제한적이지 않으며 상기 설명된 동작들 중 일부가 설명된 바와 상이한 순서로 수행되고 및/또는 생략될 수 있다는 것이 인정되어야 한다.
또 다른 측면에 따르면, 국(200)은 하기와 같이 성좌도 SNR 메트릭(228)을 계산 및 활용할 수 있다. 하기의 기술들은 예컨대 링크의 품질에 기초하여 데이터 레이트를 셋팅하거나 선택하는 무선 링크를 이용하는 디바이스에 의해 활용될 수 있다. 예컨대, 더 낮은 품질 링크의 경우, 전송이 더욱 견고함을 보장하기 위해 더 낮은 데이터 레이트가 사용될 수 있다. 대안적으로, 더 높은 품질 링크일 경우, 대역폭을 증가시키기 위해 더 높은 데이터 레이트가 선택될 수 있다. 일 예에서, 가용하면서 특정한 무선 링크상에서 충분히 낮은 에러 확률을 야기하는 가장 높은 레이트가 선택될 수 있다. 또한, 에러 확률의 측정치들이 예컨대 채널의 SNR로부터 결정될 수 있다. SNR 메트릭을 이용함으로써, 주어진 최대 패킷 에러 확률에 대하여 가능한 최대 데이터 레이트를 예측하는 것이 가능하다.
따라서, 국(200)에 있는 파라미터 계산 모듈(220)은 레이트 선택을 돕기 위해 성좌도 SNR 메트릭(228)을 계산할 수 있다. 그러나, 성좌도 SNR 메트릭(228)에 부가하여 또는 그 대신에 다른 신호 품질 메트릭들이 사용될 수 있음이 인정되어야 한다. 일 예에서, 성좌도 SNR은 RSSI 또는 입력 SNR과 같은 종래의 신호 품질 지시자들보다 링크 품질에 대한 더 우수한 예측자인데, 그 이유는 성좌도 SNR이 잡음, 간섭, 및 RF 비선형성들과 같은 장애들을 포함하는 반면에, 상기 종래의 지시자들은 그렇지 않기 때문이다.
일 예에서, 하기의 절차는 국(200)을 위해 성좌도 SNR(228)을 계산하기 위하여 파라미터 계산 모듈(220)에 의해 활용될 수 있다. 먼저, Ns개의 데이터 부반송파들의 심볼들의 시리즈에 대하여, 상기 심볼들에 대응하는 Ns개의 제곱된 수신 성좌도 지점들은 신호 추정치(S)를 획득하기 위해 합산될 수 있다. 상기 심볼들에 관련된 데이터가 예컨대 샘플러(210) 및/또는 국(200)과 연관된 다른 적절한 모듈에 의해 파라미터 계산 모듈(220)에 제공될 수 있다. 다음으로, 수신 성좌도 지점들로부터 심볼들에 대응하는 최근접의 슬라이스된(the nearest sliced) 성좌도 지점들로 Ns개의 제곱된 거리들이 잡음 추정치(N)를 획득하기 위해 합산될 수 있다.
신호 및 잡음 파워 추정치들을 획득한 이후에, 상기 신호 및 잡음 파워들은 다수의 심볼들에 걸쳐서 평균될 수 있다. 특정한 예시로서, 이는 하기와 같이 동작할 수 있는 원-폴 저대역 필터를 이용함으로써 이루어질 수 있다:
Figure 112009047703183-pct00055
(29)
Figure 112009047703183-pct00056
(30)
여기서, α는 프로그램 가능 평균 상수이다. 일 예에서, α는 그룹 {1/64, 1/32, 1/16, 1/8, 1/4, 1/2, 1}으로부터 선택된 값으로 구성될 수 있다. 다른 필터들도 유사한 성능 또는 다른 원해지는 특징들을 가질 수 있다. 평균 신호 및 잡음 파워들에 기초하여, 파라미터 계산 모듈(220)은 성좌도 SNR 메트릭(228)을 획득하기 위해 비율(Sk/Nk)을 계산할 수 있다. 특정 예시로서, 성좌도 SNR 메트릭(228)의 표현을 데시벨로 획득하기 위하여 계산된 비율의 로그가 추가로 수행될 수 있다.
일 측면에 따르면, 낮은 α 값(예컨대, 1/64)을 사용하는 것은 변조 심볼들의 시리즈에 걸쳐서 평균된 정확한 성좌도 SNR 추정치를 야기할 수 있다. 부가적으로 및/또는 대안적으로, 패킷의 최종 심볼(들)에 대한 성좌도 SNR이 평균 성좌도 SNR과 대략 동등한지의 여부를 검출하기 위해, 더 높은 값들이 디버깅 특징으로서 활용될 수 있다. 예컨대, 패킷의 시작시 전압-제어된 오실레이터(VCO) 링잉, 패킷 내에서의 짧은 간섭 버스트들, 또는 패킷 동안의 채널 변경들과 같은, 시간-가변 영향들이 존재하는 경우, 이러한 영향들은 계산된 성좌도 SNR 메트릭(228)이 상이한 α 값들에 대하여 가변하도록 유발할 수 있다.
다른 측면에 따르면, 국(200)은 하기와 같이 MIMO 랭크 메트릭(230)을 계산 및 활용할 수 있다. 성좌도 SNR 메트릭(228)을 계산 및 활용하기 위해 상기 설명된 기술들과 유사하게, 여기에 설명되는 MIMO 랭크 메트릭(230)을 계산하기 위한 기술들은 링크 품질에 기초하여 데이터 레이트를 선택하는 무선 링크를 이용하는 디바이스에 의해 활용될 수 있다. 일 예에서, MIMO 채널에 대응하는 무선 링크에 대한 에러 확률의 측정치는 랭크 또는 채널의 조건 개수의 메트릭으로부터 결정될 수 있다. 예컨대, MIMO 랭크 메트릭(230)은 미리 결정된 최대 패킷 에러 확률에 기초하여 1보다 큰 공간 스트림이 주어진 무선 링크를 통해 전송될 수 있는지의 여부를 결정하기 위해 사용될 수 있다.
일 예에서, MIMO 채널을 위한 대략적인 MIMO 랭크 메트릭(230)은 하기와 같이 파라미터 계산 모듈(220)에 의해 계산될 수 있다. 하기의 설명에서, 행렬(H)은 주어진 부반송파에 대하여 추정된 MIMO 채널을 지시하기 위해 사용된다. 상기 행렬(H)에 관한 데이터는 예컨대 샘플러(210)에 의해 제공될 수 있다. 채널 행렬(H)에 기초하여, NSS×NSS 행렬(G)은 하기의 표현에 따라 계산될 수 있다:
Figure 112009047703183-pct00057
(31)
상기 NSS×NSS 행렬(G)로부터, 랭크 메트릭(C)은 하기와 같이 계산될 수 있다:
Figure 112009047703183-pct00058
(32)
상기 등식(32)에 의해 제공된 메트릭은 패킷당 단일 평균 MIMO 랭크 메트릭(230)을 획득하기 위해 모든 부반송파들에 걸쳐서 평균될 수 있다. 계산된 MIMO 랭크 메트릭들(230)에 기초하여, 국 조정 모듈(240) 및/또는 다른 적절한 모듈이 최적 데이터 레이트를 획득하도록 활용하기 위한 다수의 공간 스트림들을 결정하기 위해 사용될 수 있다.
다른 예시에서, 파라미터 계산 모듈(220)은 H=QR에 따라 각각의 추정된 MIMO 채널상에서 OR 분해(decomposition)를 수행할 수 있으며, 여기서 R은 NSS×NSS 상부 삼각 행렬이다. 이에 기초하여, 파라미터 계산 모듈(220)은 대안적으로 하기와 같이 랭크 메트릭(C)을 계산할 수 있다:
Figure 112009047703183-pct00059
(33)
그러면, 등식(32)에 관하여 설명된 것과 유사한 방식으로 패킷당 단일 평균 MIMO 랭크 메트릭(230)을 획득하기 위해, 등식(33)을 이용하여 획득된 랭크 메트릭들은 모든 부반송파들에 걸쳐서 평균될 수 있다.
NSS=2인 예시에서, 스케일링 인자까지, C가 채널 행렬의 넌-제로 고유(singular) 값들의 조화 평균인 것이 인정될 수 있다. 따라서, 상기 고유 값들이 동일할 경우, 랭크 메트릭은 상기 고유 값들과 동등하다. 대조적으로, 하나의 고유 값이 다른 것들보다 상당히 더 크다면, 랭크 메트릭은 더 작은 고유 값과 대략 동등할 수 있다.
도 9-14를 참조하면, 여기에 기술된 다양한 측면들에 따라 수행될 수 있는 방법론들이 도시된다. 설명의 간략성을 위해, 상기 방법론들이 동작들의 시리즈로서 나타나고 설명되지만, 상기 방법론들이 하나 이상의 다른 측면들에 따라 일부 동작들이 여기에 나타나고 기술된 것으로부터 상이한 순서들로 및/또는 병렬로 일어날 수 있으므로 동작들의 순서에 의해 제한되지 않음이 이해되고 인정될 것이다. 예컨대, 당업자는 방법론이 상태도와 같은 상호 관련된 상태들 또는 이벤트들의 시리즈들과 같이 대안적으로 표현될 수도 있음을 이해하고 인정할 것이다. 또한, 하나 이상의 측면들에 따라 방법론을 구현하기 위해 나타난 모든 동작들이 요구되는 것이 아닐 수 있다.
도 9를 참조하면, 무선 통신 시스템(예컨대, 시스템(100))에서 국(예컨대, 액세스 포인트(100) 및/또는 액세스 단말들(116 또는 122))에서 신호들을 프로세싱하기 위한 방법론(900)이 나타난다. 방법론(900)은 블록(902)에서 시작하며, 여기서 국에 의한 통신을 위해 사용되는 무선 링크에 관련된 샘플들이 획득된다(예컨대, 샘플러(210)에 의해). 블록(902)에서 획득된 샘플들은 예컨대, 방법론(900)이 수행되는 국과 연관된 하나 이상의 안테나들에서 수신되는 신호들, 채널 정보, 및/또는 다른 적절한 정보에 대응할 수 있다.
다음으로, 블록(904)에서, 무선 링크 및/또는 국에 관련된 하나 이상의 장애들이 블록(902)에서 획득된 샘플들로부터 식별된다. 일 예에서, 블록(904)에서 식별된 장애들은 국에서의 I/Q 위상 및/또는 진폭 불균형, 채널 추정 에러들, 간섭 등등을 포함할 수 있다. 블록(904)에서 식별된 장애들에 기초하여, (예컨대, 파라미터 계산 모듈(220)에 의해) 계산될 파라미터들의 세트가 블록(906)에서 결정될 수 있다. 블록(906)에서 선택될 수 있는 파라미터들은 I/Q 교정 계수들(예컨대, I/Q 정정 인자들(222)), 간섭 소거 가중치들(예컨대, 간섭 소거 계수들(224)), 채널 절단 값들(예컨대, 채널 추정치 컷오프 지점들), 채널 품질 지시자들(예컨대, 성좌도 SNR 메트릭들(228) 및/또는 MIMO 랭크 메트릭들(230)), 및/또는 다른 적절한 파라미터들을 포함한다.
블록(906)에서 계산될 파라미터들의 세트를 식별함에 따라, 상기 파라미터들의 세트는 블록(902)에서 획득된 샘플들에 기초하여 블록(908)에서 (예컨대, 파라미터 계산 모듈(220)에 의해) 계산될 수 있다. 파라미터들은 블록(908)에서 예컨대 도 2-8에 관하여 상기 설명된 하나 이상의 기술들 및/또는 하나 이상의 다른 적절한 기술들을 이용하여 계산될 수 있다. 그러면, 방법론(900)은 블록(910)에서 종료될 수 있는데, 여기서는 국이 블록(908)에서 계산된 파라미터들에 따라 (예컨대, 국 조정 모듈(240)에 의해) 조정된다. 블록(910)에서 조정들을 수행함으로써, 블록(904)에서 식별된 장애들에 대한 정정 및/또는 하나 이상의 다른 영향들이 방법론(900)이 수행되는 국에서 생성될 수 있다. 예컨대, 블록(908)에서 계산된 I/Q 정정 인자들은 블록(904)에서 식별된 I/Q 불균형을 정정하기 위해 블록(910)에 적용될 수 있다. 다른 예시로서, 블록(908)에서 계산된 채널 품질 지시자들은 통신을 위해 국에 의해 사용될 데이터 레이트 및/또는 다수의 공간 스트림을 선택하기 위해 블록(910)에서 활용될 수 있다.
도 10은 무선국(예컨대, 국(200))에서 I/Q 교정을 수행하기 위한 방법론(1000)을 나타낸다. 방법론(1000)은 블록(1002)에서 시작하고, 여기서는 하나 이상의 톤들이 생성되고, 제1 결과적 신호가 샘플링된다(예컨대, 샘플러(210)에 의해). 다음으로, 블록(1004)에서, 적어도 부분적으로 블록(1002)에서 샘플링된 상기 제1 결과적 신호의 직교위상 부분과 동위상 부분 사이의 불균형을 결정함으로써, 진폭 정정 계수가 추정된다(예컨대, 파라미터 계산 모듈(220)에 의해).
방법론(1000)은 그러면 블록(1006)으로 진행할 수 있는데, 여기서는 블록(1004)에서 추정된 진폭 정정 인자를 이용하여 부반송파들의 선택된 세트에서 톤들이 생성되고, 제2 결과적 신호가 샘플링된다(예컨대, 샘플러(210)에 의해). 블록(1008)에서, 상기 제2 결과적 신호의 위상 불균형이 추정될 수 있다. 일 측면에 따르면, 방법론(1000)이 수행되는 무선국에 존재하는 위상 불균형은 유한 임펄스 응답(FIR)을 이용하여 근사화될 수 있다. 상기 FIR은 예컨대 각각의 탭들에 대응하는 정정 계수들을 갖는 3-탭 FIR일 수 있다. 따라서, 방법론(1000)은 블록(1010)에서 종료될 수 있는데, 여기서 정정 계수가 블록(1008)에서 추정된 위상 불균형에 기초하여 (예컨대, 파라미터 계산 모듈(220)에 의해) 계산된다.
도 11은 무선국에서 간섭 소거를 수행하기 위한 방법론(1100)을 나타낸다. 방법론(1100)은 블록(1102)에서 시작하고, 여기서 하나 이상의 안테나들에 의해 수신되는 입력 신호들은 샘플링된다(예컨대, 샘플러(210)에 의해). 그런 다음에, 방법론(1100)은 1104로 진행하고, 여기서 블록(1102)에서 샘플링된 입력 신호들에 기초하여 상호-상관 값들 및 소거 계수들이 추정된다(예컨대, 파라미터 계산 모듈(220)에 의해). 방법론(1100)은 블록(1104)에서 추정된 상기 상호-상관 값들 및 소거 계수들에 기초하여 수신된 신호(예컨대, 국 조정 모듈(240)을 통해)에 대하여 존재하는 간섭을 소거함으로써 블록(1106)에서 종료될 수 있다.
도 12는 무선국에서 채널 추정을 수행하기 위한 방법론(1200)을 나타낸다. 방법론(1200)은 블록(1202)에서 시작하고, 여기서 원 채널 추정치들이 획득된다(예컨대, 샘플러(210)에 의해). 다음으로, 블록(1204)에서, 블록(1202)에서 획득된 상기 원 채널 추정치들은 윈도우잉 함수에 의해 곱해진다(예컨대, 파라미터 계산 모듈(220)에 의해). 블록(1206)에서, 임펄스 응답 추정치들이 블록(1204)에서 생성된 윈도우잉된 채널 추정치로부터 획득된다. 방법론(1200)은 그런 다음에 블록(1208)으로 진행하고, 여기서 상기 윈도우잉된 채널 추정치에 존재하는 DC 오프셋이 식별된다. 상기 DC 오프셋은 블록(1206)에서 획득된 임펄스 응답 추정치들을 조정함으로써 블록(1210)에서 정정된다. 다음으로, 블록(1212)에서, 블록(1210)에서 획득된 상기 정정된 임펄스 응답 추정치들로부터 파워-지연 프로파일이 결정된다. 블록(1214)에서, 상기 정정된 임펄스 응답 추정치들은 블록(1212)에서 결정된 상기 파워-지연 프로파일에 기초하여 절단된다. 마지막으로, 방법론(1200)은 블록(1216)에서 종료될 수 있는데, 여기서 블록(1214)에서 생성된 상기 절단된 임펄스 응답 추정치들은 조정된 채널 추정치들로 전환된다.
도 13은 (예컨대, 무선국(200)에서의) 성좌도 신호-대-잡음비를 계산하기 위한 방법론(1200)을 나타낸다. 방법론(1300)은 블록(1302)에서 시작할 수 있는데, 여기서 각각의 심볼들에 대한 성좌도 지점들이 각각의 신호 파워 추정치들을 획득하기 위해 합산된다. 다음으로, 블록(1304)에서, 각각의 심볼들에 대한 최근접 성좌도 지점들까지의 거리들이 각각의 잡음 파워 추정치들을 획득하기 위해 합산된다. 블록(1306)에서, 블록들(1302 및 1304)에서 획득된 신호 및 잡음 파워 추정치들이 각각의 심볼들에 걸쳐서 평균된다. 그런 다음에, 방법론(1300)은 블록(1308)에서 종료될 수 있는데, 여기서 평균 신호 파워 대 평균 잡음 파워의 비율로서 성좌도 SNR이 결정된다.
도 14는 (예컨대, 무선국(200)에서의) 다중-입력 다중-출력(MIMO) 랭크 메트릭을 계산하기 위한 방법론(1400)을 나타낸다. 방법론(1400)은 블록(1402)에서 시작할 수 있는데, 여기서 MIMO 채널 행렬들은 각각의 부반송파들에 대하여 추정된다. 방법론(1400)은 그런 다음에 블록(1404)으로 진행할 수 있고, 여기서 블록(1402)에서 획득된 MIMO 채널 행렬들은 각각의 중간 제곱 행렬들(intermediate square matrices)을 획득하기 위해 그들 각자의 헤르미타이탄스(Hermitians)로 곱해진다. 일 예에서, 각각의 MIMO 채널 행렬들에 대한 헤르미타이탄스는 헤르미타이탄스 행렬들을 획득하기 위해 각각의 MIMO 채널 행렬들에 대하여 헤르미타이탄 동작을 수행함으로써 획득될 수 있다. 다음으로, 블록(1406)에서, 블록(1404)에서 획득된 상기 중간 제곱 행렬들에 기초하여 각각의 부반송파들에 대하여 랭크 메트릭들이 계산된다. 일 예에서, 블록(1406)에서의 계산은 중간 상부 삼각 행렬들을 획득하기 위해 각각의 중간 제곱 행렬들에 대하여 QR 분해들을 수행하는 단계와, 상기 중간 상부 삼각 행렬들에 기초하여 랭크 메트릭들을 계산하는 단계를 포함할 수 있다. 방법론(1400)은 그런 다음에 블록(1408)에서 종료될 수 있고, 여기서 평균 MIMO 랭크 메트릭을 획득하기 위해 블록(1406)에서 계산된 랭크 메트릭들은 각각의 부반송파들에 걸쳐서 평균된다.
이제 도 15를 참조하면, 여기에 설명된 하나 이상의 실시예들이 기능할 수 있는 예시적 무선 통신 시스템(1500)을 도시하는 블록도가 제공된다. 일 예에서, 시스템(1500)은 전송기 시스템(1510)과 수신기 시스템(1550)을 포함하는 다중-입력 다중-출력(MIMO) 시스템이다. 그러나, 전송기 시스템(1510) 및/또는 수신기 시스템(1550)이 다중-입력 단일-출력(MISO) 시스템에도 적용될 수 있다는 것이 인정되어야 하며, 상기 다중-입력 단일-출력(MISO) 시스템에서는 예컨대 다수의 전송 안테나들(예컨대, 기지국에 있는)이 하나 이상의 심볼 스트림들을 단일한 안테나 디바이스(예컨대, 이동국)에 전송할 수 있다. 부가하여, 여기에 설명되는 전송기 시스템(1510) 및/또는 수신기 시스템(1550)의 측면들이 단일 출력-단일 입력(SISO) 안테나 시스템과 관련되어 활용될 수도 있음이 인정되어야 한다.
일 측면에 따르면, 다수의 데이터 스트림들에 대한 트래픽 데이터가 전송기 시스템(1510)에서 데이터 소스(1512)로부터 전송(TX) 데이터 프로세서(1514)로 제공된다. 일 예에서, 각각의 데이터 스트림은 그런 다음에 각각의 전송 안테나(1524)를 통해 전송될 수 있다. 부가하여, TX 데이터 프로세서(1514)는 코딩된 데이터를 제공하기 위하여 각각의 데이터 스트림에 대하여 선택된 특정한 코딩 스킴에 기초하여 각각의 데이터 스트림에 대한 트래픽 데이터를 포맷팅하고, 코딩하고, 및 인터리빙할 수 있다. 일 예에서, 각각의 데이터 스트림에 대하여 상기 코딩된 데이터는 그런 다음에 OFDM 기술들을 이용하여 파일럿 데이터와 다중화될 수 있다. 파일럿 데이터는 예컨대 공지된 방식으로 프로세싱되는 공지된 데이터 패턴일 수 있다. 또한, 파일럿 데이터는 채널 응답을 추정하기 위해 수신기 시스템(1550)에서 사용될 수 있다. 전송기 시스템(1510)으로 돌아가서, 각각의 데이터 스트림에 대하여 상기 다중화가 이루어진 파일럿 및 코딩된 데이터는 변조 심볼들을 제공하기 위하여 각각의 데이터 스트림에 대하여 선택된 특정한 변조 스킴(예컨대, BPSK, QSPK, M-PSK, 또는 M-QAM)에 기초하여 변조(즉, 심볼 매핑)될 수 있다. 일 예에서, 각각의 데이터 스트림에 대한 데이터 레이트, 코딩, 및 변조는 프로세서(1530)에 의해 수행 및/또는 제공되는 명령들에 의해 결정될 수 있다.
다음으로, 모든 데이터 스트림들에 대한 변조 심볼들은 TX 프로세서(1520)에 제공될 수 있고, 상기 TX 프로세서(1520)는 상기 변조 심볼들(예컨대, 직교 주파수 분할 다중화 또는 OFDM에 대한)을 추가로 프로세싱할 수 있다. TX MIMO 프로세서(1520)는 그런 다음에 NT개의 변조 심볼 스트림들을 NT개의 트랜시버들(1522a 내지 1522t)에 제공할 수 있다. 일 예에서, 각각의 트랜시버(1522)는 하나 이상의 아날로그 신호들을 제공하기 위해 각각의 심볼 스트림을 수신 및 프로세싱할 수 있다. 그런 다음에, 각각의 트랜시버(1522)는 MIMO 채널을 통한 전송에 적절한 변조 신호를 제공하기 위해 아날로그 신호들을 추가로 컨디셔닝(예컨대, 증폭, 필터링, 및 상향전환)할 수 있다. 따라서, 트랜시버들(1522a 내지 1522t)로부터의 NT개의 변조된 신호들은 NT개의 안테나들(1524a 내지 1524t)로부터 각각 전송될 수 있다.
다른 측면에 따르면, 전송된 변조 신호들은 NR개의 안테나들(1552a 내지 1552r)에 의해 수신기 시스템(1550)에 수신될 수 있다. 각각의 안테나(1552)로부터 수신된 신호는 각각의 트랜시버들(1554)에 제공될 수 있다. 일 예에서, 각각의 트랜시버(1554)는 상기 각각의 수신된 신호를 컨디셔닝(예컨대, 필터링, 증폭, 및 하향전환)하고, 상기 컨디셔닝된 신호를 디지털화하여, 샘플들을 제공할 수 있고, 그런 다음에 대응하는 "수신된" 심볼 스트림을 제공하기 위해 상기 샘플들을 프로세싱한다. 그런 다음에, RX MIMO/데이터 프로세서(1560)는 NT개의 "검출된" 심볼 스트림들을 제공하기 위해 특정한 수신기 프로세싱 기술에 기초하여 NR개의 트랜시버들(1554)로부터의 상기 NR개의 수신 심볼 스트림들을 수신 및 프로세싱할 수 있다. 일 예에서, 각각의 검출된 심볼 스트림은, 대응하는 데이터 스트림에 대하여 전송된 변조 심볼들의 추정치들인 심볼들을 포함할 수 있다. 그런 다음에 RX 프로세서(1560)는, 대응하는 데이터 스트림에 대하여 트래픽 데이터를 복구하기 위해 적어도 부분적으로 각각의 검출된 심볼 스트림을 복조하고, 디인터리빙하고, 및 디코딩함으로써 각각의 심볼 스트림을 프로세싱할 수 있다. 따라서, RX 프로세서(1560)에 의한 프로세싱은 전송기 시스템(1510)에서 TX MIMO 프로세서(1520) 및 TX 데이터 프로세서(1514)에 의해 수행되는 것과 상보적일 수 있다. RX 프로세서(1560)는 추가로, 프로세싱된 심볼 스트림들을 데이터 싱크(1564)에 제공할 수 있다.
일 측면에 따르면, RX 프로세서(1560)에 의해 생성된 채널 응답 추정치는 수신기에서의 공간/시간 프로세싱을 수행하고, 파워 레벨들을 조정하고, 변조 레이트들 또는 스킴들을 변경하고, 및/또는 다른 적절한 동작들을 위해 사용될 수 있다. 부가하여, RX 프로세서(1560)는 검출된 심볼 스트림들의 예컨대 신호-대-잡음-및 간섭-비율들(SNR들)과 같은 채널 특성들을 추가로 추정할 수 있다. RX 프로세서(1560)는 그런 다음에 상기 추정된 채널 특성들을 프로세서(1570)에 제공할 수 있다. 일 예에서, RX 프로세서(1560) 및/또는 프로세서(1570)는 시스템을 위해 "동작" SNR의 추정치를 추가로 도출할 수 있다. 프로세서(1570)는 그런 다음에 채널 상태 정보(CSI)를 제공할 수 있고, 상기 채널 상태 정보(CSI)는 통신 링크 및/또는 수신된 데이터 스트림에 관한 정보를 포함할 수 있다. 상기 정보는 예컨대 상기 동작 SNR을 포함할 수 있다. 상기 CSI는 그러면 TX 데이터 프로세서(1518)에 의해 프로세싱되고, 변조기(1580)에 의해 변조되고, 트랜시버들(1554a 내지 1554r)에 의해 컨디셔닝되고, 및 전송기 시스템(1510)에 역전송될 수 있다. 부가하여, 수신기 시스템(1550)의 데이터 소스(1516)는 TX 데이터 프로세서(1518)에 의해 프로세싱될 부가 데이터를 제공할 수 있다.
전송기 시스템(1510)으로 돌아가서, 수신기 시스템(1550)으로부터의 변조된 신호들은 안테나들(1524)에 의해 수신되고, 트랜시버들(1522)에 의해 컨디셔닝되고, 복조기(1540)에 의해 복조되고, 및 RX 데이터 프로세서(1542)에 의해 프로세싱될 수 있어서, 수신기 시스템(1550)에 의해 보고되는 CSI가 복구된다. 일 예에서, 보고된 CSI는 그럼 다음에 프로세서(1530)에 제공될 수 있고 하나 이상의 데이터 스트림들을 위해 사용될 데이터 레이트들과 코딩 및 변조 스킴들을 결정하기 위해 사용될 수 있다. 상기 결정된 코딩 및 변조 스킴들은 양자화 및/또는 수신기 시스템(1550)으로의 추후 전송을 위해 트랜시버들(1522)에 제공될 수 있다. 추가적으로 및/또는 대안적으로, 보고된 CSI는 TX 데이터 프로세서(1514) 및 TX MIMO 프로세서(1520)에 대하여 다양한 제어들을 생성하기 위해 프로세서(1530)에 의해 사용될 수 있다. 다른 예시에서, RX 데이터 프로세서(1542)에 의해 프로세싱되는 CSI 및/또는 다른 정보는 데이터 싱크(1544)에 제공될 수 있다.
일 예에서, 전송기 시스템(1510)의 프로세서(1530)와 수신기 시스템(1550)의 프로세서(1570)는 각자의 각각의 시스템들에서의 동작을 지시한다. 부가하여, 전송기 시스템(1510)의 메모리(1532)와 수신기 시스템(1550)의 메모리(1572)는 프로세서들(1530 및 1570)에 의해 사용되는 프로그램 코드들 및 데이터를 위한 저장소를 각각 제공할 수 있다. 또한, 수신기 시스템(1550)에서, 다양한 프로세싱 기술들이 NT개의 전송된 심볼 스트림들을 검출하기 위해 NR개의 수신된 신호들을 프로세싱하기 위하여 사용될 수 있다. 이러한 수신기 프로세싱 기술들은 이퀄라이제이션 기술들로서 언급될 수도 있는 공간 및 시공간 수신기 프로세싱 기술들, "연속적인 간섭 소거" 또는 "연속적인 소거" 수신기 프로세싱 기술들로서 언급될 수도 있는 "연속적인 널링/이퀄라이제이션 및 간섭 소거" 수신기 프로세싱 기술들을 포함할 수 있다.
도 16은 무선 통신 시스템(예컨대, 시스템(100))에서 동작하는 디바이스(예컨대, 액세스 포인트(100) 및/또는 액세스 단말들(116 또는 122))의 조정을 용이하게 하는 장치(1600)를 도시한다. 장치(1600)가 프로세서, 소프트웨어, 또는 그들의 조합(예컨대, 펌웨어)에 의해 구현되는 기능들을 나타내는 기능 블록들일 수 있는 기능 블록들을 포함하는 것으로 도시되는 것이 인정될 것이다. 장치(1600)는 연관된 국의 동작 특성들에 관련된 데이터를 획득하기 위한 모듈(1602), 상기 획득된 데이터에 기초하여 상기 국에서 수행될 하나 이상의 조정들을 식별하기 위한 모듈(1604), 상기 식별된 조정들과 관련하여 사용될 파라미터들을 계산하기 위한 모듈(1606), 및 상기 계산된 파라미터들에 기초하여 상기 국에서 상기 식별된 조정들을 수행하기 위한 모듈(1608)을 포함할 수 있다.
여기서 제시된 측면들은 하드웨어, 소프트웨어, 펌웨어, 미들웨어, 마이크로코드, 또는 이들의 임의의 조합을 통해 구현될 수 있음이 인정될 것이다. 시스템들 및/또는 방법들이 소프트웨어, 펌웨어, 미들웨어 또는 마이크로코드, 프로그램 코드 또는 코드 세그먼트들로 구현되는 경우, 상기 시스템들 및/또는 방법들은 저장 컴포넌트와 같은 기계-판독가능한 매체에 저장될 수 있다. 코드 세그먼트는 절차, 기능, 서브프로그램, 프로그램, 루틴, 서브루틴, 모듈, 소프트웨어 패키지, 클래스, 또는 명령들의 임의의 조합, 데이터 구조들, 또는 프로그램문들을 나타낼 수 있다. 코드 세그먼트는 정보, 데이터, 인수들, 파라미터들, 또는 메모리 콘텐츠를 전달 및/또는 수신함으로써 다른 코드 세그먼트 또는 하드웨어 회로에 결합될 수 있다. 정보, 인수들, 파라미터들, 데이터 등등은 메모리 공유, 메시지 전달, 토큰 전달, 네트워크 전송 등을 포함하여 임의의 적절한 수단을 이용해 전달되고, 포워딩되고, 또는 전송될 수 있다.
소프트웨어 구현의 경우, 여기에 설명되는 기술들은 여기에 설명된 기능들을 수행하는 모듈들(예컨대, 절차들, 기능들 등등)로 구현될 수 있다. 소프트웨어 코드들은 메모리 유닛들에 의해 저장될 수 있고, 프로세서들에 의해 실행될 수 있다. 메모리 유닛은 프로세서 내에서 또는 프로세서 외부에 구현될 수 있고, 외부에 구현될 경우 기술분야에서 공지된 다양한 수단을 경유해 프로세서에 통신가능하게 결합될 수 있다.
위에서 기술된 것은 하나 이상의 측면들의 예시들을 포함한다. 물론, 전술된 측면들을 설명하기 위한 컴포넌트들 또는 방법론들의 모든 인지될 수 있는 조합을 설명하는 것이 불가능하지만, 당업자라면 다양한 측면들에 대한 많은 추가의 조합들 및 치환들이 가능함을 인지할 수 있다. 따라서, 기술된 측면들은 첨부된 청구범위의 사상 및 범위 내에 있는 모든 이러한 변경들, 수정들, 변이들을 포괄하는 것으로 의도된다. 또한, 용어 "포함하다(includes)"가 상세한 설명 또는 청구범위에서 사용되는 한, 상기 용어는 용어 "포함(comprising)"과 유사한 방식으로, "포함(comprising)"이 청구항에서 전이어로서 사용될 때 해석되는 바와 같이 상기 "포함(comprising)"을 함께 넣는 것으로 의도된다. 또한, 상세한 설명 또는 청구범위에서 사용되는 바와 같이 용어 "또는"은 "비배타적 또는(non-exclusive or)"을 의미한다.

Claims (51)

  1. 무선국에서 데이터를 프로세싱하기 위한 방법으로서,
    통신을 위해 무선국에 의해 활용되는 무선 링크에 관련된 샘플들을 획득하는 단계;
    상기 획득된 샘플들로부터 하나 이상의 장애(impairment)들을 식별하는 단계;
    상기 획득된 샘플들 및 상기 식별된 장애들에 기초하여 하나 이상의 파라미터들을 계산하는 단계 ― 상기 파라미터들은 목록(list)으로부터 선택된 하나 이상의 항목(item)들을 포함하고, 상기 목록은 추정되는 동위상 및 직교위상(I/Q) 불균형 정정 인자(imbalance correction factor), 간섭 소거 계수, 채널 추정치 절단 지점(truncation point), 성좌도(constellation) 신호-대-잡음비(SNR) 메트릭, 및 다중-입력 다중-출력(MIMO) 채널 랭크 메트릭을 포함하며, 상기 I/Q 불균형 정정 인자를 추정하는 것은 제곱평균제곱근(RMS) 값들을 나누는 것을 포함함 ―; 및
    상기 하나 이상의 계산된 파라미터들에 기초하여 상기 무선국을 조정하는 단계
    를 포함하는,
    무선국에서 데이터를 프로세싱하기 위한 방법.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 샘플들을 획득하는 단계는 선택된 부반송파에서 톤을 생성하는 단계 및 상기 생성된 톤으로부터 비롯되는 신호를 샘플링하는 단계를 포함하고,
    상기 식별하는 단계는 상기 생성된 톤으로부터 비롯되는 신호의 I 컴포넌트 및 Q 컴포넌트 사이의 진폭 불균형을 식별하는 단계를 포함하고,
    상기 I/Q 불균형 정정 인자는 I/Q 진폭 불균형 정정 인자를 포함하며,
    상기 계산하는 단계는 상기 I/Q 진폭 불균형 정정 인자를 추정하는 단계를 포함하며, 상기 I/Q 진폭 불균형 정정 인자를 추정하는 단계는 상기 생성된 톤으로부터 비롯되는 신호의 상기 I 컴포넌트의 제곱평균제곱근(RMS) 값 중 실수부를 상기 생성된 톤으로부터 비롯되는 신호의 상기 Q 컴포넌트의 RMS 값으로 나누는 단계를 포함하는,
    무선국에서 데이터를 프로세싱하기 위한 방법.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 샘플들을 획득하는 단계는 I 컴포넌트 및 사일런트(silent) Q 컴포넌트에서 톤을 갖는 제1 신호를 전송하는 단계, 상기 제1 신호를 측정하는 단계, Q 컴포넌트 및 사일런트 I 컴포넌트에서 톤을 갖는 제2 신호를 전송하는 단계, 및 상기 제2 신호를 측정하는 단계를 포함하고;
    상기 식별하는 단계는 상기 측정된 제1 신호 및 상기 특정된 제2 신호 사이의 진폭 불균형을 식별하는 단계를 포함하고, 상기 I/Q 불균형 정정 인자는 I/Q 진폭 불균형 정정 인자를 포함하며; 그리고
    상기 계산하는 단계는 상기 I/Q 진폭 불균형 정정 인자를 추정하는 단계를 포함하며, 상기 I/Q 진폭 불균형 정정 인자를 추정하는 단계는 상기 측정된 제1 신호의 RMS 값을 상기 측정된 제2 신호의 RMS 값으로 나누는 단계를 포함하는,
    무선국에서 데이터를 프로세싱하기 위한 방법.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 식별하는 단계는 상기 무선국과 연관된 I/Q 위상 불균형을 식별하는 단계를 포함하고;
    상기 계산하는 단계는 유한 임펄스 응답(FIR) 필터 ― 상기 FIR 필터는 연관된 FIR 계수들을 가지고, 상기 연관된 FIR 계수들을 계산함 ―를 이용하여 상기 I/Q 위상 불균형을 근사화하는 단계를 포함하며; 그리고
    상기 조정하는 단계는 상기 무선국에 연관된 I/Q 변조기 또는 I/Q 복조기에 상기 FIR 계수들을 적용하는 단계를 포함하는,
    무선국에서 데이터를 프로세싱하기 위한 방법.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 FIR 계수들은 평균 위상 불균형 FIR 계수 및 슬로프 위상 불균형 FIR 계수를 포함하고,
    상기 계산하는 단계는, 주파수에 걸쳐서 상기 I/Q 위상 불균형의 평균을 계산하고 상기 I/Q 위상 불균형의 상기 평균 주변에서 주파수에 걸쳐서 상기 I/Q 위상 불균형에서의 거의 선형의 변동을 나타내도록 상기 슬로프 위상 불균형 FIR 계수를 선택함으로써, 상기 평균 위상 불균형 FIR 계수를 결정하는 단계를 더 포함하는,
    무선국에서 데이터를 프로세싱하기 위한 방법.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 식별하는 단계는 부반송파들의 세트 내의 어떠한 두 개의 부반송파들도 제로 부반송파로부터 동등한 거리를 갖지 않도록 상기 부반송파들의 세트를 선택하는 단계, 및 상기 부반송파들의 세트에서 포지티브 및 네거티브 부반송파들의 쌍들에 대하여 I/Q 위상 불균형들을 식별하는 단계를 더 포함하고,
    상기 슬로프 위상 불균형 FIR 계수를 선택하는 단계는 슬로프 위상 불균형 FIR 계수를 선택하는 단계를 포함하며, 상기 슬로프 위상 불균형 FIR 계수를 선택하는 단계는 상기 부반송파들의 세트에서 포지티브 및 네거티브 부반송파들의 상기 쌍들에 대하여 상기 I/Q 위상 불균형들의 평균들을 계산하는 단계를 포함하는,
    무선국에서 데이터를 프로세싱하기 위한 방법.
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 샘플들을 획득하는 단계는 하나 이상의 안테나들로부터 각각의 입력 신호들을 샘플링하는 단계를 포함하고,
    상기 식별하는 단계는 상기 각각의 입력 신호들에 존재하는 간섭을 식별하는 단계를 포함하고, 그리고
    상기 계산하는 단계는 상기 각각의 입력 신호들에 기초하여 하나 이상의 상호-상관 값들 및 하나 이상의 소거 계수들을 추정하는 단계를 포함하는,
    무선국에서 데이터를 프로세싱하기 위한 방법.
  8. 제 7 항에 있어서,
    상기 조정하는 단계는 상기 추정된 상호-상관 값들 및 소거 계수들에 기초하여 상기 식별된 간섭을 소거하는 단계를 포함하는,
    무선국에서 데이터를 프로세싱하기 위한 방법.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 계산하는 단계는 상기 상호-상관 값들을 임계치와 비교하는 단계를 더 포함하고,
    상기 추정된 상호-상관 값들 및 소거 계수들에 기초하여 상기 식별된 간섭을 소거하는 상기 단계는 하나 이상의 상호-상관 값들이 상기 임계치를 초과하면 수행되는,
    무선국에서 데이터를 프로세싱하기 위한 방법.
  10. 제 8 항에 있어서,
    상기 조정하는 단계는 소거 신호를 결정하는 단계, 및 자동 이득 제어 블록 또는 수신기 블록 앞에 있는 수신기 체인에 상기 소거 신호를 입력하는 단계를 더 포함하는,
    무선국에서 데이터를 프로세싱하기 위한 방법.
  11. 삭제
  12. 제 7 항에 있어서,
    상기 계산하는 단계는 최소 출력 파워 레벨을 추정하는 단계, 및 각각의 입력 신호들의 결합된 잡음 및 간섭 레벨들과 상기 최소 출력 파워 레벨에 기초하여 파워 정정 인자들을 계산하는 단계를 더 포함하고,
    상기 조정하는 단계는 상기 파워 정정 인자들에 기초하여 상기 각각의 입력 신호들의 파워 레벨들을 밸런싱하는 단계를 더 포함하는,
    무선국에서 데이터를 프로세싱하기 위한 방법.
  13. 제 7 항에 있어서,
    상기 계산하는 단계는 상기 각각의 입력 신호들로부터 획득된 샘플들의 각각의 이동 평균들을 유지하는 단계, 및 상기 각각의 이동 평균들에 기초하여 상호-상관 값들 및 소거 계수들을 계산하는 단계를 더 포함하는,
    무선국에서 데이터를 프로세싱하기 위한 방법.
  14. 제 7 항에 있어서,
    상기 계산하는 단계는 식별된 소스로부터 수신되는 패킷들의 신호-대-간섭- 플러스-잡음비(SINR)를 최대화하기 위해 하나 이상의 소거 계수들을 추정하는 단계를 더 포함하는,
    무선국에서 데이터를 프로세싱하기 위한 방법.
  15. 제 1 항에 있어서,
    상기 샘플들을 획득하는 단계는 원(raw) 채널 추정치들을 획득하는 단계를 포함하고,
    상기 계산하는 단계는 원도우잉된 채널 추정치들을 획득하기 위해 상기 원 채널 추정치들을 윈도우잉 함수로 곱하는 단계, 채널 임펄스 응답 추정치들을 획득하기 위해 상기 윈도우잉된 채널 추정치들의 역 FFT(IFFT)를 생성하는 단계, 상기 채널 임펄스 응답 추정치들을 제곱하고 하나 이상의 수신기들에 걸쳐서 상기 제곱된 추정치들을 합산함으로써 상기 채널 임펄스 응답 추정치들로부터 파워-지연 프로파일을 결정하는 단계, 상기 파워-지연 프로파일에 기초하여 포지티브 컷오프 및 네거티브 컷오프 지점을 계산하는 단계, 상기 포지티브 컷오프 지점 및 네거티브 컷오프 지점을 이용하여 상기 채널 임펄스 응답 추정치들을 절단하는 단계, 및 상기 절단된 임펄스 응답 추정치들을 조정된 채널 추정치들로 전환하는 단계를 포함하는,
    무선국에서 데이터를 프로세싱하기 위한 방법.
  16. 제 15 항에 있어서,
    상기 계산하는 단계는 상기 채널 임펄스 응답 추정치들에 존재하는 DC 오프셋을 추정하는 단계, 및 상기 채널 임펄스 응답 추정치들을 조정함으로써 상기 DC 오프셋을 정정하는 단계를 더 포함하는,
    무선국에서 데이터를 프로세싱하기 위한 방법.
  17. 제 15 항에 있어서,
    상기 포지티브 컷오프 지점 및 상기 네거티브 컷오프 지점 사이의 길이를 프로그램가능한(programmable) 최대 절단 길이와 비교하는 단계를 더 포함하고,
    상기 채널 임펄스 응답 추정치들을 절단하는 단계는 상기 포지티브 컷오프 지점 및 상기 네거티브 컷오프 지점 사이의 상기 길이가 상기 프로그램가능한 최대 절단 길이 이하일 경우에 수행되는,
    무선국에서 데이터를 프로세싱하기 위한 방법.
  18. 제 15 항에 있어서,
    상기 포지티브 컷오프 지점 및 상기 네거티브 컷오프 지점 사이의 길이를 프로그램가능한 최소 절단 길이와 비교하는 단계, 및 상기 포지티브 컷오프 지점 및 상기 네거티브 컷오프 지점 사이의 상기 길이가 상기 프로그램가능한 최소 절단 길이 미만일 경우 상기 포지티브 컷오프 지점 및 상기 네거티브 컷오프 지점 중 적어도 하나를 조정하는 단계를 더 포함하는,
    무선국에서 데이터를 프로세싱하기 위한 방법.
  19. 제 15 항에 있어서,
    상기 계산하는 단계는 상기 조정된 채널 추정치들 대신에 대역 에지 톤들에 대한 상기 원 채널 추정치들을 이용하는 단계를 더 포함하는,
    무선국에서 데이터를 프로세싱하기 위한 방법.
  20. 제 1 항에 있어서,
    상기 샘플들을 획득하는 단계는 수신된 성좌도 지점들과 상기 수신된 성좌도 지점들로부터 하나 이상의 심볼들에 대응하는 최근접 성좌도 지점들까지의 거리들에 관련된 데이터를 샘플링하는 단계를 포함하고,
    상기 계산하는 단계는 각각의 신호 파워 추정치들을 획득하기 위해 각각의 심볼들에 대하여 상기 수신된 성좌도 지점들을 합산하는 단계, 각각의 잡음 파워 추정치들을 획득하기 위해 각각의 심볼들에 대하여 상기 수신된 성좌도 지점들로부터 상기 최근접 성좌도 지점들까지의 거리들을 합산하는 단계, 각각의 심볼들에 걸쳐서 상기 신호 파워 추정치들 및 상기 잡음 파워 추정치들을 평균하는 단계, 및 평균 신호 파워 대 평균 잡음 파워의 비율로서 성좌도 신호-대-잡음비(SNR)를 결정하는 단계를 포함하는,
    무선국에서 데이터를 프로세싱하기 위한 방법.
  21. 제 20 항에 있어서,
    상기 평균하는 단계는 원-폴 저대역 통과 필터 및 프로그램가능한 평균화 상수를 이용하여 상기 신호 파워 추정치들 및 상기 잡음 파워 추정치들을 평균하는 단계를 포함하는,
    무선국에서 데이터를 프로세싱하기 위한 방법.
  22. 제 20 항에 있어서,
    상기 식별하는 단계는 최대 패킷 에러 확률을 식별하는 단계를 포함하고,
    상기 조정하는 단계는 상기 최대 패킷 에러 확률 및 상기 성좌도 SNR에 기초하여 통신을 위한 데이터 레이트를 선택하는 단계를 포함하는,
    무선국에서 데이터를 프로세싱하기 위한 방법.
  23. 제 1 항에 있어서,
    상기 샘플들을 획득하는 단계는 각각의 부반송파들에 대하여 다중-입력 다중 출력(MIMO) 채널 행렬들을 추정하는 단계를 포함하고,
    상기 계산하는 단계는 각각의 중간 제곱 행렬들을 획득하기 위해 상기 각각의 MIMO 채널 행렬들을 각자의 헤르미타이탄스들(Hermitians)로 곱하는 단계, 상기 중간 제곱 행렬들에 기초하여 상기 각각의 부반송파들에 대하여 랭크 메트릭들을 계산하는 단계, 및 평균 MIMO 랭크 메트릭을 획득하기 위해 상기 각각의 부반송파들에 걸쳐서 상기 계산된 랭크 메트릭들을 평균하는 단계를 포함하는,
    무선국에서 데이터를 프로세싱하기 위한 방법.
  24. 제 23 항에 있어서,
    상기 계산하는 단계는 대응하는 중간 상부 삼각 행렬들을 획득하기 위해 상기 각각의 MIMO 채널 행렬들에 대한 QR 분해를 수행하는 단계, 및 상기 중간 상부 삼각 행렬들에 기초하여 상기 각각의 부반송파에 대한 랭크 메트릭들을 계산하는 단계를 더 포함하는,
    무선국에서 데이터를 프로세싱하기 위한 방법.
  25. 제 23 항에 있어서,
    상기 식별하는 단계는 최대 패킷 에러 확률을 식별하는 단계를 포함하고,
    상기 조정하는 단계는 상기 최대 패킷 에러 확률 및 상기 평균 MIMO 랭크 메트릭에 기초하여 통신을 위한 다수의 공간 스트림들을 선택하는 단계를 포함하는,
    무선국에서 데이터를 프로세싱하기 위한 방법.
  26. 무선 통신 장치로서,
    상기 무선 통신 장치에 의한 통신을 위해 활용되는 무선 링크에 관련된 데이터 및 이에 관련된 하나 이상의 샘플들을 저장하는 메모리; 및
    상기 하나 이상의 샘플들에 기초하여 상기 무선 통신 장치에서 수행될 조정들을 식별하고; 목록으로부터 상기 조정들에 대한 하나 이상의 파라미터들을 선택하고 ― 상기 목록은 추정되는 I/Q 정정 계수, 간섭 소거 인자, 채널 추정치 컷오프 지점, 및 채널 품질 지시자를 포함하며, 상기 I/Q 정정 계수의 추정은 제곱평균제곱근(RMS) 값들을 나누는 것을 포함함 ―; 및 상기 식별된 조정들을 수행하도록 구성되는 프로세서
    를 포함하는,
    무선 통신 장치.
  27. 제 26 항에 있어서,
    상기 메모리는 미리 결정된 부반송파에서 생성되는 톤으로부터 비롯되는 신호에 관련된 데이터를 더 저장하고,
    상기 프로세서는 상기 신호의 I 컴포넌트 및 Q 컴포넌트 사이의 진폭 불균형을 식별하고, 진폭 정정 인자를 계산하도록 더 구성되며, 상기 I/Q 정정 계수는 상기 진폭 정정 인자를 포함하며, 상기 진폭 정정 인자를 계산하는 것은 상기 신호의 상기 I 컴포넌트의 RMS 값을 상기 신호의 상기 Q 컴포넌트의 RMS 값으로 나누는 것을 포함하는,
    무선 통신 장치.
  28. 제 26 항에 있어서,
    상기 메모리는 I-컴포넌트 톤을 이용하여 생성된 신호로부터 야기되는 I 신호 및 Q-컴포넌트 톤을 이용하여 생성된 신호로부터 야기되는 Q 신호에 관련된 데이터를 더 저장하고,
    상기 프로세서는 상기 I 신호 및 상기 Q 신호 사이의 진폭 불균형을 식별하고, 진폭 정정 인자를 계산하도록 더 구성되며,
    상기 I/Q 정정 계수는 상기 진폭 정정 인자를 포함하며, 상기 진폭 정정 인자를 계산하는 것은 상기 I 신호의 RMS 값을 상기 Q 신호의 RMS 값으로 나누는 것을 포함하는,
    무선 통신 장치.
  29. 제 26 항에 있어서,
    상기 메모리는 부반송파들의 그룹 내의 어떠한 부반송파들도 제로 부반송파로부터 공통 거리를 공유하지 않도록 선택된 상기 부반송파들의 그룹에서 톤들의 생성으로부터 야기되는 신호에 관련된 데이터를 더 저장하고,
    상기 프로세서는 상기 신호의 I 컴포넌트 및 Q 컴포넌트 사이의 위상 불균형을 식별하고, 평균 위상 정정 인자 및 쌍 차이(pair difference) 위상 정정 인자를 갖는 FIR 필터를 이용하여 상기 위상 불균형을 근사화하도록 더 구성되는,
    무선 통신 장치.
  30. 제 29 항에 있어서,
    상기 프로세서는 주파수에 걸쳐서 상기 위상 불균형의 평균으로서 상기 평균 위상 정정 인자를 결정하고, 주파수에 관한 선형 위상 불균형 변동의 근사화로서 상기 쌍 차이 위상 정정 인자를 선택하도록 더 구성되는,
    무선 통신 장치.
  31. 제 30 항에 있어서,
    상기 프로세서는 상기 쌍 차이 위상 정정 인자를 선택하도록 더 구성되며, 상기 쌍 차이 위상 정정 인자를 선택하는 것은 상기 부반송파들의 그룹 내의 포지티브 및 네거티브 부반송파들의 쌍들에 대하여 위상 불균형들의 각각의 평균들을 계산하는 것을 포함하는,
    무선 통신 장치.
  32. 제 26 항에 있어서,
    상기 메모리는 하나 이상의 안테나들에서 수신되는 신호들에 관련된 데이터를 더 저장하고,
    상기 프로세서는 상기 각각의 신호들 내의 간섭을 식별하고, 상기 각각의 신호들에 기초하여 상호-상관 값들 및 소거 계수들을 추정하도록 더 구성되는,
    무선 통신 장치.
  33. 제 32 항에 있어서,
    상기 프로세서는 상기 식별된 간섭을 소거하기 위해 상기 신호들에 상기 소거 계수들을 적용하도록 더 구성되는,
    무선 통신 장치.
  34. 제 33 항에 있어서,
    상기 프로세서는 임계치에 관하여 상기 상호-상관 값들을 모니터링하고, 상호-상관 값이 상기 임계치를 초과한다는 결정에 따라 상기 신호에 상기 소거 계수들을 적용하도록 더 구성되는,
    무선 통신 장치.
  35. 제 32 항에 있어서,
    상기 프로세서는 하나 이상의 소거 신호들을 생성하고 상기 신호들에 대응하는 각각의 수신기 체인들에 상기 소거 신호들을 입력함으로써, 상기 소거 계수들을 상기 신호들에 적용하도록 더 구성되는,
    무선 통신 장치.
  36. 제 32 항에 있어서,
    상기 프로세서는 상기 신호들의 각각의 파워 레벨들을 밸런싱하도록 더 구성되는,
    무선 통신 장치.
  37. 제 36 항에 있어서,
    상기 프로세서는 최소 파워 출력 레벨을 추정하고, 상기 각각의 신호들의 결합된 잡음 및 간섭 레벨들과 상기 최소 파워 출력 레벨에 기초하여 파워 정정 인자들을 계산하고, 상기 파워 정정 인자들에 기초하여 상기 각각의 신호들의 파워 레벨들을 밸런싱하도록 더 구성되는,
    무선 통신 장치.
  38. 제 32 항에 있어서,
    상기 프로세서는 상기 입력 신호들로부터 획득된 샘플들의 이동 평균들을 유지하고, 상기 유지된 이동 평균들에 기초하여 상호-상관 값들 및 소거 계수들을 계산하도록 더 구성되는,
    무선 통신 장치.
  39. 제 26 항에 있어서,
    상기 메모리는 하나 이상의 원 채널 추정치들에 관련된 데이터를 더 저장하고,
    상기 프로세서는 윈도우잉 함수에 기초하여 상기 원 채널 추정치들을 윈도우잉하고, 채널 임펄스 응답 추정치들을 획득하기 위해 상기 윈도우잉된 채널 추정치들에 대하여 IFFT를 수행하고, 상기 채널 임펄스 응답 추정치들을 제곱하고 하나 이상의 수신기들에 걸쳐서 상기 제곱된 추정치들을 합산함으로써 상기 채널 임펄스 응답 추정치들로부터 파워-지연 프로파일을 결정하고, 상기 파워-지연 프로파일에 기초하여 상기 채널 응답 추정치들을 절단하고, 그리고 상기 절단된 임펄스 응답 추정치들을 조정된 채널 추정치들로 전환하도록 더 구성되는,
    무선 통신 장치.
  40. 제 39 항에 있어서,
    상기 프로세서는 상기 채널 임펄스 응답 추정치들에 존재하는 DC 오프셋을 추정하고 정정하도록 더 구성되는,
    무선 통신 장치.
  41. 제 39 항에 있어서,
    상기 프로세서는 상기 원 채널 추정치들에서 미사용 톤들을 널링(nulling)하도록 더 구성되는,
    무선 통신 장치.
  42. 제 39 항에 있어서,
    상기 메모리는 포지티브 절단 값 및 네거티브 절단 값에 관련된 데이터를 더 저장하고,
    상기 프로세서는 상기 포지티브 절단 값 및 상기 네거티브 절단 값에서 상기 채널 임펄스 응답 추정치들을 절단하도록 더 구성되는,
    무선 통신 장치.
  43. 제 26 항에 있어서,
    상기 메모리는 하나 이상의 심볼들에 대응하는 수신된 성좌도 지점들과 상기 수신된 성좌도 지점들로부터 각각의 최근접 성좌도 지점들까지의 거리들에 관련된 데이터를 더 저장하고,
    상기 프로세서는 각각의 신호 파워 추정치들을 획득하기 위해 상기 하나 이상의 심볼들에 대한 상기 수신된 성좌도 지점들을 합산하고, 각각의 잡음 파워 추정치들을 획득하기 위해 상기 수신된 성좌도 지점들로부터 상기 각각의 최근접 성좌도 지점들까지의 거리들을 합산하고, 상기 하나 이상의 심볼들에 걸쳐서 평균 신호 파워 추정치 및 평균 잡음 파워 추정치를 획득하고, 그리고 성좌도 SNR 메트릭을 획득하기 위해 상기 평균 신호 파워 추정치를 상기 평균 잡음 파워 추정치로 나누도록 더 구성되는,
    무선 통신 장치.
  44. 제 43 항에 있어서,
    상기 프로세서는 원-폴 저대역 필터를 이용하여 상기 평균 신호 파워 추정치 및 상기 평균 잡음 평균 추정치를 획득하도록 더 구성되는,
    무선 통신 장치.
  45. 제 43 항에 있어서,
    상기 메모리는 최대 패킷 에러 확률에 관련된 데이터를 더 저장하고,
    상기 프로세서는 상기 최대 패킷 에러 확률 및 상기 성좌도 SNR 메트릭에 기초하여 데이터 레이트를 셋팅하도록 더 구성되는,
    무선 통신 장치.
  46. 제 26 항에 있어서,
    상기 메모리는 각각의 부반송파들에 대한 MIMO 채널 행렬들에 관련된 데이터를 더 저장하고,
    상기 프로세서는 각각의 MIMO 채널 행렬들에 대하여 헤르미타이탄 행렬들을 획득하고, 중간 행렬들을 획득하기 위해 상기 각각의 MIMO 행렬들을 각자의 헤르미타이탄 행렬들로 곱하고, 상기 중간 행렬들에 기초하여 각각의 부반송파들에 대한 메트릭들을 계산하고, 및 상기 부반송파들에 걸쳐서 상기 각각의 부반송파들에 대하여 상기 계산된 랭크 메트릭들을 평균함으로써 MIMO 랭크 메트릭을 계산하도록 더 구성되는,
    무선 통신 장치.
  47. 제 46 항에 있어서,
    상기 프로세서는 대응하는 중간 상부 삼각 행렬들을 획득하기 위해 상기 각각의 MIMO 채널 행렬들에 대하여 QR 분해를 수행하고, 상기 중간 상부 삼각 행렬들에 기초하여 상기 각각의 부반송파들에 대하여 상기 랭크 메트릭들을 계산하는 단계를 더 포함하는,
    무선 통신 장치.
  48. 제 46 항에 있어서,
    상기 메모리는 최대 패킷 에러 확률에 관련된 정보를 더 저장하고,
    상기 프로세서는 상기 최대 패킷 에러 확률 및 상기 MIMO 랭크 메트릭에 기 초하여 통신을 위해 사용될 다수의 공간 스트림들을 셋팅하도록 더 구성되는,
    무선 통신 장치.
  49. 무선 통신 시스템에서 신호 프로세싱을 위한 장치로서,
    상기 장치에 의해 이용되는 무선 링크에 관련된 샘플들을 획득하기 위한 수단;
    상기 획득된 샘플들로부터 하나 이상의 장애들을 식별하기 위한 수단;
    상기 식별된 장애들에 기반하여, 사용될 그룹으로부터 선택되는 파라미터들을 계산하기 위한 수단 ― 상기 그룹은 추정되는 I/Q 정정 인자들, 간섭 소거 계수들, 채널 추정치 컷오프 지점들, 성좌도 SNR 메트릭들, 및 MIMO 랭크 메트릭들을 포함하며, 상기 I/Q 정정 인자들을 추정하는 것은 제곱평균제곱근(RMS) 값들을 나누는 것을 포함함 ―; 및
    상기 계산된 파라미터들에 기초하여 상기 장치에서 조정들을 수행하기 위한 수단
    을 포함하는,
    무선 통신 시스템에서 신호 프로세싱을 위한 장치.
  50. 컴퓨터-판독가능한 기록 매체로서,
    컴퓨터로 하여금 통신을 위해 사용되는 무선 링크에 관련된 정보를 획득하도록 하기 위한 코드 ― 상기 정보는 하나 이상의 장애들을 지시함 ―;
    컴퓨터로 하여금 상기 장애들에 기초하여 계산될 파라미터들의 세트를 결정하도록 하기 위한 코드 ― 상기 파라미터들의 세트는 목록으로부터 선택되고, 상기 목록은 추정되는 I/Q 교정 계수들, 간섭 소거 가중치들, 채널 절단 값들, 및 채널 품질 지시자들을 포함하며, 상기 I/Q 교정 계수들을 추정하는 것은 제곱평균제곱근(RMS) 값들을 나누는 것을 포함함 ―; 및
    상기 파라미터들의 세트에 기초하여 상기 장애들에 대한 조정을 가능하게 하기 위해, 컴퓨터로 하여금 상기 획득된 정보에 기초하여 상기 파라미터들의 세트를 계산하도록 하기 위한 코드
    를 포함하는,
    컴퓨터-판독가능한 기록 매체.
  51. 컴퓨터-실행가능 명령들을 실행하는 집적회로로서,
    상기 명령들은,
    통신을 위해 무선국에서 사용되는 무선 링크에 관련되며, 하나 이상의 장애들을 표시하는 정보를 획득하고;
    상기 장애들에 기반하여 목록으로부터 하나 이상의 조정 파라미터들을 선택하고 ― 상기 목록은 추정되는 I/Q 정정 계수, 간섭 소거 인자, 채널 추정치 절단 지점, 성좌도 SNR, 및 MIMO 랭크 메트릭을 포함하며, 상기 I/Q 정정 계수들을 추정하는 것은 제곱평균제곱근(RMS) 값들을 나누는 것을 포함함―;
    상기 선택된 조정 파라미터들을 계산하고; 그리고
    상기 계산된 조정 파라미터들에 기초하여 조정들을 수행하는 명령들을 포함하는,,
    컴퓨터-실행가능 명령들을 실행하는 집적회로.
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