KR101060301B1 - 센서 어레이에서 장치 또는 신호의 부정합을 조정하기 위한 방법 및 장치 - Google Patents

Abstract

복수 개의 센서로부터의 신호 내의 노이즈 판별 동작은 신호 내의 위상차를 확장함으로써 축상 픽업(pick-up)은 향상되는 반면에 축외 픽업은 억제되도록 함으로써 수행된다. 또는, 위상 차에 의존하는 방식으로 신호에 감쇄/확대이 적용되고, 이것은 축외 픽업의 억제 및 축상 향상과 일치한다. 감도 로브(sensitivity lobe)들 간의 널(null)들은 넓어지고, 그 결과 감도 로브를 좁히고 지향성 및 노이즈 판별 성능을 개선한다.

Description

센서 어레이에서 장치 또는 신호의 부정합을 조정하기 위한 방법 및 장치{Method and apparatus for accommodating device or signal mismath in a sensor array}

본 발명은 신호의 검출 및 처리에서의 노이즈 판별(noise discrimination) 기술에 관련된다.

도 1은 종래의 실시간 주파수 영역 신호 처리 시스템(10)의 블록도이며, 도 1에 도시된 상기 신호 처리 시스템(10)은 가끔 주파수 서브-대역 방법(frequency sub-band method) 또는 프레임-중첩가산 방법(frame-overlap-and-add method)이라고 불리우는 방법을 채용한다. 이러한 방법은 회로(12)를 이용하여 착신 샘플링된 시간 신호 정보를 프레임들이라고 불리는 데이터의 블록들로 나눈다. 샘플링된 데이터는 디지털 센서 또는 다른 처리 시스템으로부터 직접 제공될 수도 있고, 또는 표준 아날로그-디지털(AD) 변환(ADC) 방법(미도시)을 통해 아날로그 센서 또는 처리 시스템으로부터 제공될 수 있다. 상기 프레임들은 인접해 있을 수도 있고 또는 중첩해 있을 수도 있다. 상기 데이터가 시간 영역 데이터의 샘플들이기 때문에, 소정 프레임 내의 모든 샘플들이 허수 성분을 가지지 않으므로, 이러한 데이터는 엄격히 "실수"이다. 용도에 따라 필요하다면, 이와 같은 데이터 프레임들은 승산 회로(13) 내에서 분석 윈도우(analysis window; 14a)에 의하여 승산되기 때문에, 샘플링된 시간 데이터가 후속해서 주파수 영역으로 변환됨으로써 생길 수 있는 아티팩트(artifact)가 감소될 수 있다. 이어서, 윈도우화된 프레임(windowed frame)들은 당업자에게 알려진 바와 같은 변환 방법들 중 하나를 이용하여 주파수 영역으로 변환되는데, 이러한 변환 방법으로는 하틀리 변환(Hartley transform), 웨이브릿 변환(Wavelet transform) 등이 있다. 이러한 변환들 중 가장 일반적으로 이용되는 변환은 푸리에 변환이다. 상기 데이터가 샘플링되고 디지털화되기 때문에, 이러한 경우에는 이산 푸리에 변환(DFT)이 이용되지만, 바람직하게는 회로(16)로 표시된 고속 푸리에 변환(FFT)이라고 알려진 바와 같은, 이러한 변환의 고속 계산 버전들 중 하나가 이용된다.

비록 합성 윈도우(synthesis window)의 복잡성 및 계산 비용이 추가되지 않으면서 정확하게 시간 영역 신호를 재구성할 수 있는 해닝 윈도우(Hanning window)와 같은, 분석 윈도우에 대한 선택들이 존재하지만, 이러한 분석 윈도우들은 효율을 향상시키기 위하여 정밀도를 희생시켜야 한다. 일반적으로, 이러한 희생들을 극복하기 위하여 중첩가산 회로(19, 도 1에 도시됨)에서 신호가 재구성되기 전에 승산에 의해 개별 합성 윈도우(14b)가 적용되지만, 이 경우 비용이 추가된다.

일단 주파수 영역으로 변환되면, 데이터는 "실수 성분" 및 "허수 성분" 모두를 포함하는 복소수로 표시된다. 변환의 주파수 "빈(bin)" 각각에 대해 하나가 존재하는 이러한 복소수들은 프레임 길이에 포함된 (그리고 윈도우화 함수(windowing function)에 의하여 가중치가 부여된) 시간 기간에 걸쳐, 그리고 상기 "빈"의 대역폭 내에 포함된 주파수 범위에 걸쳐 평균화된 시간적인 입력 신호 데이터의 크기 및 상대적인 위상각을 표시한다. 그후, 이러한 입력 변환 데이터는 선택된 프로세스에 의하여 회로(17)에서 처리되고 처리된 주파수 영역 데이터의 출력 변환이 이루어진다.

일단 상기 데이터가 처리되면, 이때 표준 주파수 도메인 방법은 처리된 데이터의 각각의 프레임의 역변환을 수행하여 "실수" 데이터의 처리된 시간 영역 프레임들의 스트링(string)을 생성할 필요가 있다. 역 고속 푸리에 변환(IFFT) 프로세스를 나타내는 회로(18)는 이러한 목적을 달성한다. 만일 합성 윈도우(14b)가 이용되면, 이것은, 회로(13)에서, 시간 영역 데이터의 출력 프레임과 선택된 합성 윈도우와의 승산에 의해 적용되고, 만일 합성 윈도우(14b)가 이용되지 않으면, 회로(18)로부터의 데이터의 출력 프레임은 회로(19)로 직접 전달된다. 대체방안으로, 합성 윈도우의 주파수 영역 표현은, 회로(18)에서 역 푸리에 변환을 수행하기 전에, 변환된 합성 윈도우를 이용한 프로세스로부터의 출력을 콘볼루션(convolution)함으로써 신호 프로세스(17)로부터의 출력에 적용될 수 있다. 시간 영역 프레임들은, 그후에, 회로(19)에서, 처리된 실시간 데이터의 프레임의 연결(concatenation) 또는 중첩가산을 수행함으로써 재조합되어, 처리된 신호 정보를 포함하는 최종적으로 디지털화되고 샘플링된 시간적인 출력 신호 파형이 생성된다. 물론, 이러한 샘플링된 신호는 표준 디지털-아날로그(D/A) 변환(DAC) 방법(미도시)을 이용하여 아날로그 신호로 변환될 수 있고, 또한 흔히 변환될 수 있기 때문에, 처리된 출력 신호는, 과학적인 측정, 전화통신, 오락 시스템들, 통신 시스템들 등과 같은 다양한 응용 분야들에 사용될 수가 있다.

대체방안으로, 이러한 프로세스는 시간 영역에 적용될 수 있는데, 이 경우, 예를 들어 아날로그 또는 디지털화된 입력 신호는, (필요에 따라 아날로그 또는 디지털의) 대역 통과 주파수 판별(discrimination) 필터 뱅크에 통과된다. 각각의 주파수 필터의 출력들은, 그후에, 처리되고, 이와 같이 처리된 신호들은, 그후에, 상기 처리된 신호들을 상호 가산함으로써 처리된 출력 신호를 형성하도록 합성된다.

도 2a는 종래 기술의 빔 형성(beamforming) 시스템의 구성 요소들을 도시한 것이며, 이 경우에 센서 시스템(21)은 대상으로 하는 신호에 대하여 시간으로 정렬된 2개 이상의 입력 신호들(22)을 제공한다. 최선의 성능을 위하여, 이러한 센서 신호들은 모든 신호들에 대해 정합된 감도를 지녀야 한다. 입력 센서 신호들(22)은 회로(23)로 도시된 시스템의 벡터 가산 빔 형성 프로세스를 위한 입력 데이터를 제공한다.

비록 벡터 가산 프로세스(23)가, 종종, 벡터 평균으로서 수행되지만, 벡터 평균은, 단순히 스칼라 수로 제산된 벡터 합(vector sum)에 불과하므로, 이하에서는 벡터 평균을 단순히 벡터 합이라고 언급할 것이다.

가장 단순한 빔 형성 센서 시스템들 중 하나인, 도3에 도시된 2-요소 브로드사이드 어레이(2-element broadside array; 30)를 고려해 보기로 한다. 이러한 어레이의 2개의 센서 요소들(32,34)은 축 X 상에 위치해 있다. 이와 같은 빔 형성 시스템이 종래의 신호 지연 방법을 이용하여 조종될 수 있음은 공지되어 있다. 특히, 종래의 빔 조종(beam steering)은, 착신 신호 패턴을, 원하는 방향에서는 강화하고 원하지 않는 방향들에서는 억압하도록 하는 방식으로, 입력 신호의 상대적인 위상들을 변화시킴으로써 달성된다. 위상의 변화는 시간 지연과 등가이다. 다시 말하면, 각각의 주파수에서의 위상 변화는 고정된 오프셋이며, 주파수에 걸친 위상 변화는 선형이다. 그러나, 간략화를 위하여, 본 명세서에서는, 대상으로 하는 신호원이 상기 어레이의 감도 축(sensitivity axis) I 상에 존재한다고 가정된 것이다. 다시 말하면, 대상으로 하는 원하는 신호에 대하여 시간 정렬되도록 2개의 센서 신호들이 적절하게 시간 지연된다고 가정된 것이다. 상기 센서 요소들(32,34)이 무지향성(omni-directionality)이고 반파장(180 전기 각도) 이격되어 있다면, 도 2a에 도시된 2-요소 브로드사이드 빔 형성 시스템은 2개의 센서 요소 신호들의 벡터 합에 직접 비례하는 신호를 출력한다. 이러한 출력은 숫자 8과 유사한 감도 빔 패턴을 갖는다. 다시 말하면, 이러한 출력은, 도 3에 도시된 바와 같이 2개의 감도 로브(sensitivity lobe)들(35,36)을 갖는 감도 빔 패턴을 갖는다. 이러한 로브들은 축상(on-axis) 방향에서 최대이지만, ±90°방위 방향(azimuth direction)들(축 X의 방향들)에서는 0이다. 이들은 센서의 신호들 간의 전기적인 위상차가 ±180°인 방향들이므로, 상기 신호들이 상호 가산되면 상쇄된다. 결과적으로 얻어지는 저감도 영역들(37,38)은 "널(null)"이라고 언급된다.
발명이 해결하고자 하는 과제

센서 시스템의 지향성을 개선시키는 것은, 일반적으로, 도 3에서, 로브들(35,36) 중 하나(또는 이들 모두)인, 감도의 메인 로브(들)의 폭을 좁히는 것을 암시한다. 종래의 빔 형성 시스템에서, 메인 감도 로브를 좁게 하는 것은 상기 어레이를 확대하도록 추가적인 센서 요소들을 합체시킴으로써 달성되고, 이로써 수용개구(acceptance aperture)가 증가하게 되고, 그에 수반한 빔 폭이 감소하게 된다. 그러나, 이러한 해결책에 대하여는, 추가적인 센서 요소들, 그리고 관련 증폭기들 및 A/D 변환기(디지털 시스템의 경우), 또는 필터들(아날로그 시스템의 경우), 및 모든 센서 신호들을 처리하기 위한 추가의 계산 비용들, 및 빔 패턴이 많은 추가의 사이드 로브들에 의해 복잡해지며, 불필요한 신호원들에 대한 시스템 감도가 비교적 높아지는(다시 말하면, 상기 시스템이 비교적 낮은 노이즈 장해에 대한 면역성을 갖는) 결과, 및 센서 어레이의 크기가 큰 물리적 사이즈, 및 축외(off-axis) 신호에 대한 불균일한 주파수 응답을 포함하는 비용들이 특히 나타나게 된다.

이러한 이유들 때문에, "슈퍼 해상도(super resolution)" 빔 형성이라고 불리는 다른 방법이 채택되는데, 이 방법에 따르면 증가된 개구(aperture)는 추가의 센서 요소들로 채워지지만, 이러한 요소들은 불균일하게 이격되어 있고, 그 결과로 얻어지는 센서 신호들은 진폭에 있어서 불균일하게 가중된다. 이러한 시스템(미도시)에서, 감도의 메인 로브 폭은 균일하게 이격된 센서 요소들을 갖는 유사한 빔 형성 시스템과 비교해 볼 때 더욱 현저하게 좁혀질 수 있다. 그러나, 슈퍼 해상도 방법을 성공시키게 하는데에는 여전히 다수의 센서 요소들을 및 관련 회로를 필요로 하며, 현저하게 증가된 계산 비용, 높은 사이드 로브 감도, 크기가 큰 물리적 사이즈, 및 불균일한 축외 주파수 응답의 영향을 받는 문제가 생기게 된다.

사이드 로브(side lobe)의 픽업 문제를 해결하기 위하여, 추가적인 빔 포머(beamformer) 시스템들이 어레이 센서 신호들의 동일한 집합과 함께 이용되는 다른 방법이 채택된다. 추가적인 빔 포머들은 메인 빔 포머의 사이드 로브의 방향에 있는 감도 빔(sensitivity beam)들을 생성한다. 그리하여, 이러한 추가적인 빔 포머들로부터의 출력 신호들은 메인 빔 포머의 사이드 로브들을 부분적으로 상쇄시키도록 스케일링되고 또한 메인 빔 포머로부터의 출력 신호로부터 감산된다. 일반적으로, 비록 이러한 방식을 이용하여 사이드 로브들이 감소될 수 있다 하더라도, 그에 따른 부작용(tradeoff)들은 넓은 메인 로브, 높은 복잡도 및 비용, 그리고 다수의 센서들의 보유를 포함한다.

더욱이, 종래의 빔 포머의 또 다른 카테고리는 일반화된 사이드 로브 상쇄기(generalized side lobe canceller; GSC)이며, 이 경우에 다중 센서 시스템이 널-조종(null-steering) 방법을 이용하여 결합된다. 이러한 기술에서는, 원하는 소스 방향의 감도는 일정하게 유지되지만, 하나 이상의 널들은 검출된 축외 노이즈 원들의 방향으로 조종된다. 이러한 타입의 빔 형성 시스템의 예들에는, 널리 알려진 그리피스-짐(Griffiths-Jim) 빔 포머 및 프로스트(Frost) 빔 포머가 있다. 이러한 타입의 빔 형성 시스템에서는, 널(null)화될 수 있는 이산 노이즈 원들의 개수는 독립적으로 조종될 수 있는 널(independently steerable null)들의 개수와 동일하고, 독립적으로 조종될 수 있는 널들의 개수는 센서들의 개수 미만의 개수와 동일하다. 그러므로, 다수의 노이즈 원들이 있고 이러한 노이즈 원들의 다중 반사들이 존재하는 대부분의 실생활 상황에서 유효하기 위하여, 관련된 시스템의 복잡성, 많은 계산 능력 요건 및 고비용과 함께, 다수의 센서가 필요하다. 더 나아가, 이와 같은 시스템은, 널들이 매우 좁기 때문에, 노이즈 원 방향들에 있는 널들의 중심에 정확하게 향하도록 적응적인 회로 기법을 필요로 하며, 이러한 적응 방법들은 적응하는데 시간이 걸리고, 이러한 적응 시간 동안 상당한 노이즈를 통과시킬 수 있다.

이러한 종래 기술에 의한 시스템들 중 하나의 공통적 특징은, 이러한 방법들에 의하여 생성되는 널 또는 널들이 매우 좁다는 것이다. 더 많은 센서 요소들이 합체되는 경우에, 더 많은 널들이 생성되고, 다수의 결과적으로 생성된 널이 여전히 좁게 된다.

본 발명의 일 측면에 따르면, 신호 자극(signal stimulus)에 응답하여 위상 및 크기 성분들을 가지는 입력 벡터에 의하여 표현될 수 있는 센서 입력 신호를 각각 생성하는 복수 개의 센서들을 가지는 시스템에서의 노이즈 판별을 개선하기 위한 방법이 제공되는데, 상기 복수 개의 센서들은 축상(on-axis) 방향을 가지도록 배열된다. 상기 방법은 적어도 2개의 입력 벡터들로부터 입력 위상차 값을 생성하는 단계, 축상 방향에 대한 신호 자극의 위치의 함수로서 입력 위상차 값을 강조(enhancement)하는 단계, 상기 강조된 입력 위상차 값에 기반한 위상차를 갖는, 상기 2개의 입력 벡터들에 대응하는 2개의 출력 벡터들을 생성하는 단계, 및 상기 2개의 출력 벡터들을 합성하는 단계를 포함한다.

본 발명의 다른 측면에 따르면, 신호 자극에 응답하여 위상 및 크기 성분들을 가지는 입력 벡터에 의하여 표현될 수 있는 센서 입력 신호를 각각 생성하는 복수 개의 센서들을 가지는 시스템에서의 노이즈 판별을 개선하기 위한 방법이 제공되는데, 상기 복수 개의 센서들은 축상 방향을 가지도록 배열된다. 상기 방법은 2개의 입력 벡터들로부터 위상차의 함수로서 감쇄 인자(attenuation factor)를 생성하는 단계, 상기 2개의 입력 벡터들을 합성하여 출력 벡터를 획득하는 단계, 및 상기 출력 벡터를 상기 감쇄 인자만큼 감쇄시키는 단계를 포함한다.

본 발명의 다른 측면에 따르면, 위상 성분 및 크기 성분을 가지는 입력 벡터에 의하여 표현될 수 있는 입력 신호를 각각 생성하는 복수 개의 센서들을 가지는 시스템에서의 노이즈 판별을 개선하기 위한 방법이 제공되는데, 상기 복수 개의 센서들은 축상 방향을 가지도록 배열된다. 상기 방법은 센서들의 제1 쌍들을 이용하여 축상 방향에 대한 신호 입력 원의 도달 각도의 근사 측정(coarse measurement)에 대응하는 근사 벡터 위상차를 획득하는 단계, 센서들의 제2 쌍을 이용하여 상기 신호 입력 원의 도달 각도의 정밀 측정(fine measurement)에 대응하는 정밀 벡터 위상차를 획득하는 단계, 상기 근사 및 정밀 벡터 위상차들로부터 입력 위상차 값을 생성하는 단계, 도달 각도의 함수로서 입력 위상차 값을 강조하여 출력 위상차 값을 생성하는 단계, 상기 출력 위상차 값에 기반하여 위상차를 가지는 제1 및 제2 출력 벡터들을 생성하는 단계, 및 상기 제1 및 제2 출력 벡터들을 합성하는 단계를 포함한다.

본 발명의 다른 측면에 따르면, 위상 성분 및 크기 성분을 가지는 입력 벡터에 의하여 표현될 수 있는 입력 신호를 각각 생성하는 복수 개의 센서들을 가지는 시스템에서의 노이즈 판별을 개선하기 위한 방법이 제공되는데, 상기 복수 개의 센서들은 축상 방향을 가지도록 배열된다. 상기 방법은 센서들의 제1 쌍을 이용하여 축상 방향에 대한 신호 입력 원의 도달 각도의 근사 측정(coarse measurement)에 대응하는 근사 벡터 위상차를 획득하는 단계, 센서들의 제2 쌍을 이용하여 상기 신호 입력 원의 도달 각도의 정밀 측정에 대응하는 정밀 벡터 위상차를 획득하는 단계, 상기 근사 및 정밀 벡터 위상차들의 함수로서 감쇄 인자를 생성하는 단계, 센서들의 제2 쌍에 대응하는 입력 벡터들을 합성하여 출력 벡터를 생성하는 단계, 및 상기 출력 벡터를 상기 감쇄 인자만큼 감쇄시키는 단계를 포함한다.

본 발명의 다른 측면에 따르면, 센서들의 제1 및 제2 쌍들로부터의 지역적인 감도 노이즈 판별을 향상시키기 위한 방법이 제공되는데, 각각의 센서는 크기 및 위상을 가지는 입력 벡터에 의하여 표시될 수 있는 센서 입력 신호를 생성한다. 상기 방법은 센서들의 제1 쌍에 제1 프로세스를 적용하여 제1 영역에서의 감도에 대응하는 제1 출력을 획득하는 단계, 센서들의 제2 쌍에 제2 프로세스를 적용하여 제2 영역에서의 감도에 대응하는 제2 출력을 획득하는 단계, 및 상기 제1 및 제2 출력들을 결합시키는 단계를 포함한다. 상기 제1 프로세스는 센서들의 제1 쌍에서의 제1 및 제2 센서들로부터의 신호들 간의 위상차에 대응하는 입력 위상차 값을 강조하는 단계를 포함한다.

본 발명의 다른 측면에 따르면, 센서들의 제1 및 제2 쌍들로부터의 지역적인 감도 노이즈 판별을 향상시키기 위한 방법이 제공되는데, 각각의 센서는 크기 및 위상을 가지는 입력 벡터에 의하여 표시될 수 있는 센서 입력 신호를 생성한다. 상기 방법은 센서들의 제1 쌍에 제1 프로세스를 적용하여 제1 영역에서의 감도에 대응하는 제1 출력을 획득하는 단계, 센서들의 제2 쌍에 제2 프로세스를 적용하여 제2 영역에서의 감도에 대응하는 제2 출력을 획득하는 단계, 및 상기 제1 및 제2 출력들을 결합시키는 단계를 포함한다. 상기 제1 프로세스는 센서들의 제1 쌍의 제1 및 제2 센서들로부터의 신호들에 대응하는 제1 및 제2 입력 벡터들을 합성함으로써 얻어진 출력 벡터를 상기 제1 및 제2 입력 벡터들 간의 위상차의 함수인 감쇄 인자만큼 감쇄시키는 단계를 포함한다.

본 발명의 다른 측면에 따르면, 적어도 하나의 주파수에서 각각 위상 성분 및 크기 성분을 가지는 제1 및 제2 입력 벡터들에 의하여 표시될 수 있는 제1 및 제2 입력 신호들을 생성하는 제1 및 제2 센서들을 포함하는 센서 어레이 시스템에서의 장치 또는 신호의 부정합(mismatch)을 조정(accommodation)하기 위한 방법이 제공된다. 상기 방법은 상기 적어도 하나의 주파수에서, 상기 제1 및 제2 입력 벡터들의 크기를 이용하여 대응하는 제1 및 제2의 수학적으로 평균 정합된 벡터(mathematically mean matched vector)들을 획득하는 단계를 포함한다.

본 발명의 다른 측면에 따르면, 위상 및 크기 성분들을 가지는 입력 벡터에 의하여 표시될 수 있는 센서 입력 신호를 각각 생성하는 복수 개의 센서들을 이용하는 빔 포머가 제공된다. 상기 빔 포머는 상기 센서 입력 신호들을 수신하고 이들로부터 결합된 신호를 생성하기 위한 결합 회로, 상기 센서 입력 신호들을 수신하고 이들로부터 제1 차분 신호를 생성하기 위한 차분 회로(differencing circuit), 상기 차분 신호를 수신하고 이로부터 필터링된 신호를 생성하기 위한 적응 필터, 상기 필터링된 신호 및 상기 결합된 신호의 지연 신호를 수신하고 이들로부터 출력 신호를 생성하기 위한 제2 차분 회로, 및 상기 복수 개의 센서들로부터의 센서 입력 신호들을 나타내는 입력 벡터들의 위상차를 강조시키기 위한 위상차 강조 회로(enhancement circuit)를 포함한다.

본 발명의 다른 측면에 따르면, 위상 및 크기 성분들을 가지는 입력 벡터에 의하여 표시될 수 있는 센서 입력 신호를 각각 생성하는 복수 개의 센서들을 이용하는 빔 포머가 제공된다. 상기 빔 포머는 상기 센서 입력 신호들을 수신하고 이들로부터 결합된 신호를 생성하기 위한 결합 회로, 상기 센서 입력 신호들을 수신하고 이들로부터 제1 차분 신호를 생성하기 위한 차분 회로(differencing circuit), 상기 차분 신호를 수신하고 이로부터 필터링된 신호를 생성하기 위한 적응 필터, 상기 필터링된 신호 및 상기 결합된 신호의 지연 신호를 수신하고 이들로부터 출력 신호를 생성하기 위한 제2 차분 회로, 및 적어도 하나의 신호를 수신하고 상기 신호를 수정하여 상기 복수 개의 센서들로부터의 입력 신호들의 위상차의 함수인 수정 신호(modified signal)를 생성하기 위한 위상차 응답 회로(phase difference responsive circuit)를 포함한다.

본 발명의 다른 측면에 따르면, 위상 및 크기 성분들을 가지는 입력 벡터에 의하여 표시될 수 있는 센서 입력 신호를 각각 생성하는 복수 개의 센서들을 이용하는 빔 포머가 제공된다. 상기 빔 포머는 상기 센서 입력 신호들을 수신하고 이들로부터 처리된 신호를 생성하기 위한 처리 회로를 포함하며, 상기 처리 회로는, 상기 복수 개의 센서들로부터의 센서 입력 신호들을 나타내는 입력 벡터들의 위상차를 강조시키기 위한 제1 위상차 강조 회로, 상기 센서 입력 신호들을 수신하고 이들로부터 제1 차분 신호를 생성하기 위한 제1 차분 회로, 상기 차분 신호를 수신하고 이들로부터 필터링된 신호를 생성하기 위한 적응 필터, 상기 필터링된 신호 및 상기 처리된 신호의 지연 신호를 수신하고 이들로부터 출력 신호를 생성하기 위한 제2 차분 회로, 및 상기 복수 개의 센서들로부터의 센서 입력 신호들을 나타내는 입력 벡터들의 위상차를 강조시키기 위한 제2 위상차 강조 회로를 포함한다.

본 발명의 다른 측면에 따르면, 복수 개의 센서들로부터의 신호들의 시간 영역 처리를 위한 방법이 제공된다. 상기 방법은 상기 복수 개의 센서들로부터 복수 개의 대응하는 입력 신호들을 획득하는 단계, 상기 입력 신호들을 대역 통과 주파수 판별 필터들의 뱅크(bank)에 적용하여 각각의 필터로부터 필터링된 신호를 획득하는 단계, 상기 필터링된 신호들로부터 위상각 차이 값들을 생성하는 단계, 상기 복수 개의 입력 신호들 각각을 상기 위상각 차이 값들의 함수인 감쇄 인자만큼 감쇄시키는 단계, 및 상기 복수 개의 감쇄된 입력 신호들을 결합시키는 단계를 포함한다.

본 발명의 다른 측면에 따르면, 복수 개의 센서들로부터의 신호들의 시간 영역 처리를 위한 방법이 제공되며, 상기 방법은 상기 복수 개의 센서들로부터 위상 및 크기 성분들을 가지는 입력 벡터에 의하여 각각 표시될 수 있는 복수 개의 대응하는 입력 신호들을 획득하는 단계, 상기 입력 신호들을 대역 통과 주파수 판별 필터들의 뱅크(bank)에 적용하여 각각의 필터로부터 각각의 센서에 대응하는 필터링된 신호를 획득하는 단계, 각각의 필터에 대하여, 상기 필터로부터의 필터링된 신호들 간의 위상각 차이를 나타내는 순시 위상각 차이 값을 생성하는 단계, 상기 필터와 관련된 순시 위상각 차이 값의 함수인 강조 값(enhancement value)만큼 각각의 필터링된 신호의 위상 성분을 강조하여 강조된 출력 신호들을 획득하는 단계, 및 상기 강조된 출력 신호들을 결합시키는 단계를 포함한다.

본 발명의 다른 측면에 따르면, 신호 자극(signal stimulus)에 응답하여 각각 제1 및 제2 센서 입력 신호들을 생성하는 적어도 제1 및 제2 센서들을 포함하는 픽업 장치(pickup device)가 제공되며, 상기 제1 및 제2 입력 신호들은 위상 성분 및 크기 성분을 각각 가지는 제1 및 제2 입력 벡터들에 의하여 표시될 수 있다. 상기 픽업 장치는 또한 적어도 하나의 회로로서, 상기 제1 및 제2 센서 입력 벡터들로부터 입력 위상차 값을 생성하도록; 상기 입력 위상차 값을 상기 적어도 제1 및 제2 센서들의 축상 방향에 대한 상기 신호 자극의 위치의 함수로서 강조시키도록; 상기 강조된 입력 위상차 값에 기반하는 위상차를 가지는, 상기 제1 및 제2 입력 벡터들에 대응하는 2개의 출력 벡터들을 생성하도록; 그리고 상기 출력 벡터들을 결합시키도록; 구성된 적어도 하나의 회로를 포함한다.

본 발명의 다른 측면에 따르면, 각각 위상 성분 및 크기 성분을 가지는 제1 및 제2 입력 벡터들에 의하여 표시될 수 있는 적어도 제1 및 제2 입력 신호들에서의 노이즈 판별을 개선하기 위한 시스템이 제공된다. 상기 시스템은 상기 제1 및 제2 입력 벡터들의 위상차의 함수로서 감쇄 인자를 생성하도록 구성된 제1 회로, 상기 제1 및 제2 입력 벡터들을 출력 벡터로 결합시키기 위한 결합기, 및 상기 출력 벡터를 상기 감쇄 인자만큼 감쇄시키기 위한 감쇄 회로를 포함한다.

본 발명의 다른 측면에 따르면, 노이즈 판별(noise discrimination)을 개선하기 위한 장치가 제공된다. 상기 장치는 축상 방향을 가지도록 구성된 센서들의 제1 및 제2 쌍들을 포함하며, 각각의 센서는 위상 성분 및 크기 성분을 가지는 입력 벡터에 의하여 표시될 수 있는 입력 신호를 생성한다. 상기 장치는 또한 적어도 하나의 회로로서, 센서들의 제1 쌍으로부터 축상 방향에 대한 신호 입력 원의 도달 각도의 근사 측정에 대응하는 근사 벡터 위상차를 생성하도록; 센서들의 제2 쌍으로부터 상기 신호 입력 원의 도달 각도의 정밀 측정에 대응하는 정밀 벡터 위상차를 생성하도록; 상기 근사 및 정밀 벡터 위상차들로부터 입력 위상차 값을 생성하도록; 상기 도달 각도의 함수로서 상기 입력 위상차 값을 강조시켜 출력 위상차 값을 생성하도록; 상기 출력 위상차 값에 기반하는 위상차를 가지는 제1 및 제2 출력 벡터들을 생성하도록; 그리고 상기 제1 및 제2 출력 벡터들을 합성하도록; 구성되는 적어도 하나의 회로를 포함한다.

본 발명의 다른 측면에 따르면, 노이즈 판별을 개선하기 위한 장치가 제공되며, 상기 장치는 축상 방향을 가지도록 구성된 센서들의 제1 및 제2 쌍들을 포함하고, 각각의 센서는 위상 성분 및 크기 성분을 가지는 입력 벡터에 의하여 표시될 수 있는 입력 신호를 생성한다. 상기 장치는 또한 적어도 하나의 회로로서, 센서들의 제1 쌍으로부터 축상 방향에 대한 신호 입력 원의 도달 각도의 근사 측정에 대응하는 근사 벡터 위상차를 생성하도록; 센서들의 제2 쌍으로부터 상기 신호 입력 원의 도달 각도의 정밀 측정에 대응하는 정밀 벡터 위상차를 생성하도록; 상기 근사 및 정밀 벡터 위상차들의 함수로서 감쇄 인자를 생성하도록; 센서들의 제2 쌍에 대응하는 입력 벡터들을 합성하여 출력 벡터를 생성하도록; 상기 출력 벡터를 상기 감쇄 인자만큼 감쇄시키도록; 구성된 적어도 하나의 회로를 포함한다.

본 발명의 다른 측면에 따르면, 향상된 지역적인 감도 노이즈 판별을 제공하는 시스템이 제공된다. 상기 시스템은 센서들의 제1 및 제2 쌍들로서, 각각의 센서는 크기 및 위상을 가지는 입력 벡터에 의하여 표시될 수 있는 센서 입력 신호를 생성하는 센서들의 제1 및 제2 쌍들 ,및 적어도 하나의 회로로서: 센서들의 제1 쌍에 제1 프로세스를 적용하여 제1 영역에서의 감도에 대응하는 제1 출력을 획득하도록; 센서들의 제2 쌍에 제2 프로세스를 적용하여 제2 영역에서의 감도에 대응하는 제2 출력을 획득하도록; 그리고 상기 제1 및 제2 출력을 결합시키도록 구성된 적어도 하나의 회로를 포함한다. 상기 제1 프로세스는 센서들의 제1 쌍에서의 제1 및 제2 센서들로부터의 신호들 간의 위상차에 대응하는 입력 위상차 값을 강조시키는 단계를 포함한다.

본 발명의 다른 측면에 따르면, 향상된 지역적인 감도 노이즈 판별을 제공하는 시스템이 제공된다. 상기 시스템은 센서들의 제1 및 제2 쌍들로서, 각각의 센서는 크기 및 위상을 가지는 입력 벡터에 의하여 표시될 수 있는 센서 입력 신호를 생성하는 센서들의 제1 및 제2 쌍들, 및 적어도 하나의 회로로서: 센서들의 제1 쌍에 제1 프로세스를 적용하여 제1 영역에서의 감도에 대응하는 제1 출력을 획득하도록; 센서들의 제2 쌍에 제2 프로세스를 적용하여 제2 영역에서의 감도에 대응하는 제2 출력을 획득하도록; 상기 제1 및 제2 출력들을 결합시키도록 구성된 적어도 하나의 회로를 포함한다. 상기 제1 프로세스는 센서들의 제1 쌍의 제1 및 제2 센서들로부터의 신호들에 대응하는 제1 및 제2 입력 벡터들을 합성시켜 얻어진 출력 벡터를, 상기 제1 및 제2 입력 벡터들 간의 위상의 차이의 함수인 감쇄 인자만큼 감쇄시키는 단계를 포함한다.

본 발명의 다른 측면에 따르면, 적어도 하나의 주파수에서 각각 위상 성분 및 크기 성분을 가지는 제1 및 제2 입력 벡터들에 의하여 표시될 수 있는 제1 및 제2 입력 신호들을 생성하는 제1 및 제2 센서들을 포함하는 센서 어레이 시스템에서의 장치 또는 신호의 부정합을 조정하도록 구성된 감도 정합 회로(sensitivity matching circuit)가 제공된다. 상기 감도 정합 회로는 상기 제1 및 제2 입력 벡터들의 크기를 이용하여 대응하는 제1 및 제2의 수학적으로 평균 정합된 벡터들을 획득하도록 구성된 하나 이상의 회로들을 포함한다.

본 발명의 다양한 장점들은 첨부된 도면과 함께 발명의 상세한 설명을 읽음으로써 당업자에게 명확하게 이해될 것이며, 도면에서 유사한 구성 요소에는 유사한 부재 번호가 적용된다.

도 1은 주파수 서브-대역 방법 또는 프레임-중첩가산(frame-overlap-and-add) 방법이라고 불리기도 하는 방법을 채택하는 종래의 실시간 주파수 영역 신호 처리 시스템(10)을 도시하는 블록도이다.

도 2a는 종래의 빔 형성 시스템의 구성 요소들을 도시하는 블록도이며, 센서 시스템(21)은 대상으로 하는 신호에 대하여 시간-정렬된 2개 이상의 입력 신호들(22)을 제공한다.

도 2b는 본 발명에 따른 시스템의 구성 요소들을 도시하는 블록도이며, 위상 강조 프로세스(24)가 센서 신호들의 획득 및 빔 형성 프로세스 사이에 배치된다.

도 2c는 도 2에서 도시된 위상 강조 회로(phase enhancement circuit) 이전에 위치되는 신호 감도 정합 회로를 본 발명에 따라서 이용한 것을 나타내는 블록도이다.

도 3은 2-요소 브로드사이드 어레이(broadside array)로 이루어진 종래의 빔 형성 센서 시스템을 개념적으로 나타내는 도면이다.

도 4는 본 발명의 일 측면에 적용되는 개념을 도시하는 도면이며, 여기서 2개의 센서 요소들(A,B)이 브로드사이드 어레이 구성(40)에서 선 X를 따라서 배치되는 것으로 도시되며, 축외 노이즈 원(N)이 최대 감도의 축(I)으로부터의 물리적인 방위 도달 각(physical azimuthal arrival angle) φ_N만큼 이격되는 것으로 도시된다.

도 5는 본 발명의 일 측면을 도시하는 흐름도이다.

도 6a 및 6b는 2개의 입력 신호 벡터들 간의 각도 위상차를 강조시키기 위한 본 발명의 몇 가지의 수식을 적용하는 효과를 도시하는 그래프들이다.

도 7a 내지 7f는 입력 신호의 결합에 관련되는 본 발명의 몇 가지의 개념들을 도시하는 벡터 다이어그램들이다.

도 8a는 7cm만큼 이격된 2개의 카디오이드(cardioid) 마이크로폰 센서 요소들을 사용하고 있는 종래의 빔 형성 시스템의 성능을 예시하는 그래프이다.

도 8b는 도 8a와 동일한 마이크로폰 어레이를 이용한 본 발명에 따른 시스템의 성능을 예시하는 그래프이며, 수학식 1에 의하여 제공되는 확대 함수(expansion function)는 1000Hz에서 10의 선예도 S_D를 가진다.

도 8c는 종래의 빔 형성 시스템에 대한 1000Hz에서의 빔 형상을 도시하는 그래프이며, 추가적인 요소들이 부가되어 메인 감도 로브의 FWHM(반치 전폭, 즉 빔 폭을 측정하는 표준 방법)이 도 8b에서와 같은 조건에서 신규 시스템의 FWHM과 동일하도록 하는데, 도 8c의 경우는 85cm를 초과하는 전체 개구(aperture)(어레이) 사이즈에 대하여 모두 7cm만큼 이격되는 13개의 센서 요소들을 이용하여 달성된다(6mm 직경의 일렉트릿(electret) 마이크로폰 요소가 용이하게 이용가능한 것으로 가정한 것이다).

도 8d는 1000Hz 빔 패턴을 제공하는 본 발명에 따르는 해결책을 예시하는 그래프이다.

도 8e는 선예도 파라미터 S가 값 20까지 증가할 때의 신규 시스템에 의하여 생성되는 1000Hz 빔 패턴을 도시한다.

도 9는 본 발명에 따르는 빔 형성 시스템의 프레임워크 내에서 구현되는 신호 감도 정합 시스템의 흐름도이다.

도 10은 신호 크기가 정합될 경우 이등변 삼각형(isosceles triangle)을 형성하는 입력 신호 벡터들 A 및 B를 도시하는 벡터 다이어그램이다.

도 11은 우선 확대된 위상 벡터들 A' 및 B'를 계산하는 대신에, 본 발명에 따라서 신호 감쇄 특성을 직접적으로 이용하는 계산이 더욱 유용한 해결책을 도시하는 블록도이다.

도 12는 어떻게 감쇄 비율이 본 발명에 따른 노이즈 감소 방법을 구현하는 다른 방법을 제공하는데 이용될 수 있는지를 나타내는 흐름도이다.

도 13은 본 발명에 따르는 수학식 4 및 수학식 1의 위상 강조 함수를 이용하여 생성되는 감쇄 값을 나타내는 그래프이다.

도 14는 본 발명에 따르는 노이즈 감소 방법을 구현하기 위한 계산이 유용한 해결책의 흐름도이다.

도 15는 본 발명에 따르는 빔 형성 노이즈 감소 시스템에서 이용될 수 있는 몇 가지의 전형적인 감쇄 함수들의 그래프, 및 감쇄 함수에 대한 정의식을 나타내는 그래프이다.

도 16은 신규 방법을 2개의 요소들을 초과하는 선형 브로드사이드 어레이들에 확장하기 위한 방법 및 보다 큰 센서 간격에 의해 생성되는 입력 신호의 전기적 위상차 모호성(ambiguity)을 해결하기 위한 수단을 도시하는 개념적인 블록도이다.

도 17a 및 도 17b는 본 발명에 따르는 레인지-감도 빔 패턴을 생성하기 위한 2 가지의 해결책들을 개념적으로 나타내는 도면이다.

도 18a 내지 도 18c는 본 발명에 따르는 "펜슬(pencil)" 빔, 즉, 감소된 방위(폭) 및 감소된 수직(높이) 범위를 가지는 빔을 생성하기 위한 3 가지의 상이한 해결책들을 개념적으로 나타내는 도면이다.

도 19a는 종래 기술의 2-요소 노이즈 감소 시스템을 나타내는 개념적 도면이다.

도 19b 및 도 19c는 그리피스-짐(Griffiths-Jim) 빔 포머 구성에서의 위상 강조 프로세스를 본 발명에 따라서 이용한 것을 개념적으로 도시하는 도면이다.

본 발명의 측면에 따르면, 빔 형성 시스템의 성능을 향상시키는데 기반한 신규한 해결책이 개시된다. 일반적인 목적으로서, 본 발명의 일 측면은 이러한 빔 형성 시스템에 의하여 생성되는 빔 패턴의 널(null)들을 강조시키거나 확대시키는 원리에 기반하여 동작한다.

본 발명의 일 측면에 따르는 신규한 접근법은 널들(즉, 도 3의 영역들 37 및 38)을 넓게 하는 것이며, 이 과정은 빔 형성 시스템의 메인 로브들(35,36)을 좁게 하게 하는 대신에 수행된다. 이러한 접근법은 고유하고 바람직한 장치 및 방법을 통해 지향성(directionality)을 개선한다. 본 발명의 방법을 이용하여 널들을 넓게 함에 의하여, 센서 요소들의 개수, 관련된 증폭기들, 및 A/D 변환기들(디지털 시스템의 경우), 또는 필터들(아날로그 시스템의 경우)의 개수가 증가하지 않게 되고, 특히 센서 신호들을 처리하는 계산 비용들이 감소되고, 그 결과로 추가된 사이드 로브들 및 불필요한 노이즈 신호 원들에 대한 증가된 감도를 가지지 않음으로써 비트 패턴들이 단순화되고, 센서 어레이의 물리적 사이즈가 작아지고, 적응 시간이 길지 않음으로써 시스템 하드웨어 비용들이 낮아지고, 축외 신호들에 대한 균일한 주파수 응답을 생성할 수 있을 능력이 추가되면서, 개선된 지향성이 달성된다. 비록 간략화를 위하여 후술되는 상세한 설명에서는 본 발명의 2-센서 장치가 설명되겠지만, 동일한 기술이 1차원, 2차원, 및 3차원 구성에서 2개를 초과하는 어레이들에까지 확장가능하다는 것이 이해될 것이다.

도 2b에 도시된 바와 같이, 본 발명의 일 측면에 따르면, 위상 강조 프로세스(24)가 센서 신호들의 획득(21) 및 빔 형성 프로세스(23) 사이에 배치된다. 위상 강조 프로세스(24)는 위상-강조된 신호들(25)을 생성하며, 이들은 빔 형성 프로세스(23)에 의하여 입력 신호들로서 이용된다.

본 발명의 한 측면의 배경이 되는 원리가 도 4에 도시되는데, 도 4는 브로드사이드 어레이 구성(40)에서 선 X를 따라 배치된 2개의 센서 요소들 A 및 B를 도시한 것이고, 축외 노이즈 원(N)이 최대 감도의 축(I)으로부터 물리적인 방위 도달 각(physical azimuthal arrival angle) φ_N만큼 이격 위치되는 것으로 도시되어 있다. 이 시스템의 경우에는 2개의 입력 신호들이 존재하기 때문에(각각의 입력 신호는 센서 요소들 A 및 B 각각으로부터 획득됨), 2가지의 푸리에 입력 신호 변환들이 해당 프로세스에 이용가능하다. 각각의 변환은 데이터의 다수의 주파수 "빈"들로 이루어지며, 어느 하나의 빈에서의 각각의 데이터 값은 복소수 Z이고, 여기서 다음 수학식 1이 만족된다.

Z = Mcosθ + iMsinθ

Z는 특정의 시간 간격, 즉 특정의 프레임 동안의 각각의 신호의 크기(M) 및 상대적인 신호 위상(θ)에 관한 정보를 포함한다.

프레임 내에서(예를 들어 입력 신호 A에 대하여), 그의 입력 푸리에 변환의 n번째의 빈(bin)의 값은 다음 수학식 2로 표시되는데,

Z_A(n)= M_A(n)cosθ_A(n) + iM_A(n)sinθ_A(n)

여기에서 M_A(n)은 주파수 빈 n에 의하여 표시되는 주파수들에 대한 입력 신호 A의 평균 크기이고, θ_A(n)은 동일한 주파수 빈 n에 의하여 표시되는 주파수들에 대한 입력 신호 A의 평균의 상대적인 신호 위상이다. 상기 신호 위상은 흔히 신호의 "전기적 위상(electrical phase)"이라고 불린다.

이와 유사하게, 입력 신호 A에 대하여, 그의 입력 푸리에 변환의 n번째의 빈(bin)의 값은 다음 수학식 3으로 표시되는데,

Z_B(n)= M_B(n)cosθ_B(n) + iM_B(n)sinθ_B(n)

여기에서 M_B(n)은 주파수 빈 n에 의하여 표시되는 주파수들에 대한 입력 신호 B의 평균 크기이고, θ_B(n)은 주파수 빈 n에 의하여 표시되는 주파수들에 대한 입력 신호 B의 평균의 상대적인 신호 위상이다. 그러므로, 소정의 하나의 빈에 대응하는 각각의 주파수에 대하여, 2개의 복소수가 프로세스에 이용가능하고, 그 결과 2개의 상대적인 입력 신호 위상각 값, 즉, θ_A(n) 및 θ_B(n)가 계산될 수 있다.

이제부터는, 간결함을 위하여 각각의 계산이 빈-대-빈(bin) 기반으로 수행되는 것으로 가정되며, 주파수 빈 인덱스 n은 생략될 것이다.

도 5는 본 발명의 일 측면을 도시하는 흐름도이다. 51a 및 51b 단계에서, 센서들 A와 B로부터의 신호들의 크기와 위상 정보를 얻게 된다. 각각의 빈 쌍에 대하여, 2개의 상대적인 입력 신호의 전기적 위상각 값들 간의 차이는 단계 52에서 계산된다. 다시 말하면, 다음 수학식 4가 만족된다.

△θ_I = θ_A - θ_B, 또는 △θ_I = θ_B - θ_A

수학식 4에서, θ_A 또는 θ_B 는 상기 입력 신호의 허수 부분이 상기 입력 신호의 일부의 실수부에 의하여 나누어진 비율의 아크탄젠트이고, △θ_I 는 각각의 주파수 빈 쌍에 대한 2개의 입력 신호들 A 및 B 간의 신호 전기적 위상 각 차이이다.

비록 전술된 수학적 방법이 이론상으로는 정확하지만, 실제의(현실의) 시스템에서는, 아크탄젠트 함수는 일반적으로 구간 -π ≤ △θ < π 로 제한되는 상대적인 위상값을 생성한다. 그러므로, 입력 신호 위상차 각도 값 △θ_I를 계산하면, 계산된 결과는 구간 -2π ≤ △θ < 2π 에 있게 된다. 비록 이러한 값이 본 발명의 프로세스를 달성하는데 직접 이용될 수 있기는 하지만, 수학적인 이유로, 상기 값이 구간 -π ≤ △θ < π 에 있게 하는 것이 더 편리할 수 있다. 계산된 입력 신호 위상 차 각도 값 △θ_I는 "재래핑(re-wrapped)"되어 원하는 구간에 있게 할 수 있는데, 이 과정은 상기 값이 -π 미만일 때 2π를 더하고, 상기 값이 π 를 초과할 때 2π를 뺌으로써 수행될 수 있다. 상기 값이 이미 구간 -π ≤ θ < π 에 있게 되면 아무런 변경도 일어나지 않는다. 이러한 계산이 수행된 이후에, 그 결과로 얻어진 △θ_I 값은 원하는 구간 -π ≤ θ < π 에 있게 된다.

결과적인 위상차 값을 재래핑한 후에, 2개의 센서 신호들 사이의 입력 신호 위상차 값을 나타내는 입력 전기적 위상차 수가 생성된다. 이론상으로, 대상으로 하는 신호가 어레이 시스템(40)의 센싱 축(I) 상에 있게 되기 때문에, 다시 말하면 원하는 신호를 나타내는 신호들 A 및 B의 부분이 시간 정렬되기 때문에, 상기 신호에 대한 위상차가 없을 것이며, 위상차 수는 0일 것이다. 그러나, 원하지 않는 축외 "노이즈" 원 N으로부터 착신되는 신호들에 대해서는, 전기적인 위상차가 존재하며, 위상차 수는 방위 방향의 도달 각 φ_N의 함수이다.

도 4를 참조하면, 다음 수학식 5가 적용될 수 있다는 점이 이해될 것인데,

여기서, f는 주파수 빈의 중심 주파수이고, s는 센서 요소들 간의 물리적 간격이고, D는 센서 어레이의 중심으로부터 노이즈 원 N 에 이르기까지의 거리이며, c는 신호의 전파 속도이고(여기서 공기 중의 음속이다), φ_N은 노이즈 원 N으로부터의 신호의 방위 방향의 도달 각이다.

만일 D≫s라면, 다시 말하면 노이즈 원 N이 어레이로부터 상당한 거리에 위치해 있는 경우, 전기적 위상차 수는 다음 수학식 6으로 간략화된다.

본 발명의 시스템으로 하여금 거의 모든 축외 노이즈 신호는 대략 ±90°방위각에 있는 소스로부터 도달하는 것으로 "고려(think)"하도록 함에 의하여, 이러한 신호들은 널(null)들에 속하게 되고, 그리고 신호 벡터 가산 후의 빔 형성 프로세스에 의하여 현저하게 감쇄된다. 본 발명의 일 측면에 따르면, 이는 도 5의 53 단계에서, 측정된 전기적 위상차 수 △θ_I를, 적절한 확대 함수를 이용하여, ±180°의 방향으로 확대시킴으로써 달성된다.

벡터 가산은 우선 가산 회로에 제공된 신호들을 반전시키는 것을 포함하는 경우의 가산과, 가산 회로에 제공된 신호들을 반전시키는 것을 포함하지 않는 경우의 가산을 모두 포함한다는 점이 이해될 것이다. 일반적으로, 브로드사이드 어레이 빔 형성은 신호 반전을 이용하지 않으나, 엔드-파이어(end-fire) 어레이 빔 형성은 그를 이용한다. 빔 형성 시스템의 두 가지 타입 모두는 본 발명의 기술적 사상 내에 포함되는 것으로 이해된다.

부가적으로, 본 발명의 목적을 달성하기 위하여, 위상 강조는 전술된 바와 같은 확대 함수를 이용한 위상 확대(phase expansion) 및 후술되는 위상 압축(phase compression) 모두를 포함한다. 위상 확대는 메인 감도 로브를 좁게 만들기 위해 브로드사이드 빔 포머와 같은 많은 어레이 시스템들에 적용된다. 대체방안으로, 많은 엔드-파이어 어레이 시스템과 같은 신호 차분 어레이 시스템에서는, 위상 압축이 메인 감도 로브를 좁게 만들기 위하여 필요하다. 그러나, 그 대신에 널들이 좁게(narrowed)되어야 하는 응용 분야들이 존재하며, 이러한 시스템들에서는 위상 확대 및 위상 압축 모두가 역시 고려될 수 있다. 예를 들어, 이것은 GSC 빔 형성 시스템에 대하여 후술될 것이다.

이제 반전이 없이 가산이 수행되는 경우를 고려하는데, 이 경우에 입력 전기적 위상차 수를 확대하기 위하여 많은 함수들이 이용될 수 있다. 원하는 음향 신호(acoustic signal) 원이 시간 정렬됨으로써 센서 요소들에 의하여 생성된 전기적 신호들이 동 위상(in phase)으로 되도록 하는 본 발명의 일 실시예에서, 이용가능한 확대 함수들의 모두는 공통적인 하나의 특성이 있다: 그들은 0°에 있는 위상차를 변경시키지 않는데, 그 이유는 이러한 위상차를 가지는 신호들은 원하는 소스로부터의 것들일 가능성이 크므로 감쇄되어서는 안되기 때문이다. 그러나, 입력 신호들 간의 전기적 위상차가 0°로부터 (양수 값으로 또는 음수 값으로) 증가하면, 신호 쌍이 원하지 않는 축외 노이즈 소스로부터 유래된 것이라는 확률이 높아진다. 그러므로, 예를 들어 45°의 전기적 위상차는 예를 들어 2개의 신호들이 빔 형성 프로세스에서 결합되기 전에 80°로 확대될 수 있다. 이러한 확대는 출력 신호의 크기를 감소시키는데, 그 이유는 2개의 신호들이 빔 형성 프로세스에서 가산되고, 2개의 신호들은 확대 후에는 더욱더 위상이 어긋나게 될 것이기 때문이다. 입력 위상각 차이가 증가하면, 확대된 출력 차이는 점점 ±180°의 방향으로 이동된다. 그러므로, 예를 들어, 90°의 전기적 위상차는 2개의 신호들이 빔 형성 프로세스에서 결합되기 이전에 179°로 확대될 수 있으며, 그 결과 이러한 신호들에 대한 거의 완전한 감쇄가 제공될 수 있다.

입력 전기 위상각 차이 수 △θ_I를 확대시켜 확대된 출력 신호 위상각 차이 수 △θ_O를 생성하는 동작은, 전술된 바와 같은 특성들을 가지는 적절한 확대 함수를 적용시킴으로써 달성될 수 있다. 한 가지의 이러한 확대 함수는 다음 수학식 7과 같이 표현되는데,

수학식 7에서 각들 △θ_I 및 △θ_O는 라디안으로 표현되고, S는 결과적으로 얻어진 감도 빔의 좁음(narrowness) 또는 선예도(sharpness)를 제어하는 파라미터이고, 1<S≤∞이 만족된다.

도 6a는 2개의 입력 신호 벡터들 간의 각도의 위상차를 강조시키기 위하여 수학식 7을 적용한 결과를 도시하는 그래프이다. 입력 전기적 위상차 수 △θ_I는 종좌표(또는 수평)축 상에 표시되고, 확대된 전기적 위상각 차이 수 △θ_O는 종좌표(또는 세로)축 상에 표시된다.

예를 들어 선예도 파라미터 S가 수학식 7에서 1로 설정되는 경우와 같이 확대가 일어나지 않으면, 출력 신호 위상각 차이 수 △θ_O는 입력 신호 위상각 차이 수 △θ_I와 동일하며, 즉, △θ_O = △θ_I이고, 이러한 시스템은 종래의 빔 형성 시스템인 것처럼 동작한다. 이러한 조건은 도 6a에서 대각선 그래프 곡선 60으로 도시된다.

그러나, S의 보다 큰 값에 대하여, 위상차는 확대되고 대응하는 감도 빔 패턴의 개선이 실현된다. 도 6a에 도시된 그래프 곡선 62는 선예도 파라미터 S를 수학식 7에서 값 10으로 설정함으로써 얻어지는 확대 곡선을 도시한다. 이 곡선이 점(0,0)을 지남으로써 메인 감도 축 상에 존재하는 원하는 소스 위치로부터 도달하는 신호에 대해서는 아무런 변화도 이루어지지 않을 것이라는 점에 주의한다. 메인 감도 축으로부터 어긋난 방위각으로부터 도달하는 신호들에 대해서는, 입력 전기적 위상각 차이 수 △θ_I는 0이 아닌 값을 가지며, 이리하여 결과적으로 얻어지는 강조된 출력 전기적 위상각 차이 수 △θ_O는 원래의 입력 전기적 위상각 차이 값으로부터 변경되어, 곡선들 62 내지 64에 대응하는 확대가 이루어지는 경우 ±180°의 전기적 각도의 방향으로 변경된다.

곡선들 63과 64는 S값이 각각 5 및 20일 때의 수학식 7의 위상 확대 특성을 도시한다. 그러므로, 수학식 7에서, 선예도 값이 증가함에 따라, 위상 강조도 증가한다. 이것은 특정의 용도에서 결과적인 빔 폭을 설정하여, 상기 용도에 대하여 필요한 축외 노이즈 신호들의 픽업을 제거하기 위한 방법을 제공한다. 그러나, 이것은 또한 결과적인 빔 특성을 다른 파라미터의 함수로서 제어하는 방법을 제공하며, 예를 들어, 파라미터 S의 값을 주파수의 함수로서 변경함으로써 축외 신호들에 대한 시스템의 감도를 주파수-보상함으로써 모든 주파수들에 대하여 일정한 폭의 빔을 생성하도록 한다. 대체방안으로, 선예도 파라미터 S는 실시간으로 변경되어 실시간의 빔 제어가 제공되게 한다.

이 시점에서 종래의 빔 조종 시스템의 동작과 비교하는 것이 유익하다. 이러한 시스템에서, 빔 조종은 입력 신호들의 상대적인 위상들을, 착신 신호 패턴이 원하는 방향에서는 강화되고 원하지 않는 방향에서는 억압되도록 하는 방식으로, 변경함으로써 달성된다. 위상 변화는 시간 지연과 등가이다. 다시 말하면, 각각의 주파수에서의 위상 변화는 고정된 오프셋(offset)이고, 주파수에 걸친 위상 변화는 선형이다. 특허청구된 본 발명과 달리 종래의 빔 조종 시스템에서는 위상 강조가 없기 때문에(즉, 이러한 시스템에서의 "S"는, 본 발명의 언어로 표기할 경우 1의 값을 가진다), 종래의 빔 조종 시스템 곡선(도 6a)은 선 60과 평행한 직선을 가질 것이며, 점(0,0)을 지나지 않는다. 이러한 선은 도 6a에서 69로서 표시된다.

도 6b는 추가적인 강조 함수들 및 각각에 대하여 결과적으로 얻어진 강조 곡선의 예들을 도시한다. 위상은 65 및 66으로 표시된 곡선에 의하여 예시되는 바와 같이, 점(0,0)으로부터 이격된 모든 값에서 확대될 필요가 없다. 이러한 곡선들에서는, 0,0 근방에 한정된 범위에 걸쳐 압축이 존재하지만, 위상 확대는 훨씬 더 떨어진 입력 차이 값들에서 발생한다. 67로 표시된 곡선은 확대가 점(0,0) 근방의 입력 전기적 위상차 수들로도 한정될 수 있고, 그 반면에 ±180도 근방의 입력 위상 차이 값들에 대해서 어떠한 확대 또는 심지어 압축도 발생할 수 있다는 것을 예시한다.

이러한 논의는 가능한 강조 수학식들 및 곡선들 중 단지 몇 가지의 예들만을 언급하였으며, 이에 한정되는 것은 아니다. 다른 점들에서, 위상차를 확대시키는, 다시 말하면 다른 점들에서 위상차를 증가시키는, 점(0,0)을 포함하는 공식들 및 점(0,0)을 지나는 곡선들은 본 발명의 일 측면에 따른다. 다른 어떤 선택된 점에서 일정한 위상차를 유지하며 다른 점들에서 위상차를 확대시키는 수학식들 및 곡선들은 본 발명의 다른 측면에 따르면, 확대는 오직 몇 개의 입력 위상각 차이 수 값들 △θ_I에 대해서만 적용된다. 실제로는, 위상 확대는 어느 정도 거의 모든 값들에 대해서 적용될 수 있지만, 확대가 상기 값들의 대부분 또는 심지어는 상당 부분에 대해서 적용되어야 할 필요가 있는 것은 아니다. 더 나아가, 몇 가지의 용도들에서, 위상 강조는 연속 함수 또는 곡선을 이용하는 것보다는 개별 값들의 룩업 테이블을 이용하여 적용될 수 있으며, 반면에 위상 강조(phase enhancement)라는 용어는 일반적인 의미로 사용되고, 위상차의 압축 또는 감소가 본 명세서에 언급되는 바와 같은 위상 강조의 일반적인 개념에 포함될 수 있다는 점이 인식될 것이다.

상기 수학식 7로부터 알 수 있는 바와 같이, 입력 위상각 차이 수 △θ_I의 부호는 그의 크기와는 별개로 이용된다. 상기 크기는 음수 값을 가지지 않기 때문에, 재래핑된 입력 위상각 차이 수의 크기는 구간 0 ≤|△θ_I| ≤ π에서 유효한 함수를 이용하여 확대될 수 있고, 그리고 입력 위상각 차이 △θ_I의 부호와 결합되어 출력 전기적 위상각 차이 수 △θ_O가 생성될 수 있게 한다. 대체방안으로, 래핑되지 않은 입력 위상각 차이 값은 구간 -2π ≤|△θ_I(비래핑됨)| ≤ 2π에 걸친 반복 함수(repeating function)를 이용하여 확대될 수 있다. 이러한 함수의 일 예는 다음 수학식 8과 같다.

수학식 8에서 △θ_I 및 △θ_O는 라디안 단위로 측정된 비래핑된(unwrapped) 신호 위상차 값들이다.

더욱이, 강조 프로세스는 2개의 아크탄젠트의 계산을 필요로 하는 입력 신호의 전기적 위상각 차이 수 △θ_I를 직접 계산하지 않고 구현될 수 있다. 많은 디지털 계산 시스템에서, 아크탄젠트 함수의 직접 계산은 비교적 계산적으로 부하가 걸리며, 아크탄젠트 계산을 필요로 하지 않는 강조 방법이 바람직하다. 이러한 목적은, 예를 들어 △θ_I 자체보다는 입력 신호의 위상각 차이 수 △θ_I의 탄젠트에 비례하는 값을 이용함으로써 달성될 수 있다. 이러한 값은 입력 신호 벡터들 A 및 B의 단위 벡터들을 이용하여 용이하게 계산될 수 있다. 단위 벡터는 단지 크기는 1이지만 원래 벡터와 동일한 각도를 가지는 벡터를 나타낸다. 단위 벡터는 입력 벡터를 나타내는 복소수를 그 자체의 스칼라 크기로 나눔으로써 계산될 수 있다.

A" 및 B"가 A와 B의 단위 벡터들이라고 가정한다. A"와 B"의 차이의 크기와 A"와 B"의 합계의 크기와의 비율은 △θ_I/2의 탄젠트와 같다. 이 결과는 직접적으로 △θ_I를 2tan(△θ_I/2)로 대체함으로써 수정되고 당업계에 공지된 방법들을 사용하여 적절히 스케일링된 임의의 확대 함수를 이용하여, 강조된 출력 전기적 위상각 차이 수 △θ_O를 계산하는데 사용될 수 있다.

다시 도 5를 언급하면, 입력 전기적 위상각 차이 수가 강조되어 53에 도시된 출력 전기적 위상차 수 △θ_O가 생성되게 한 후에, 54에 도시된 바와 같이, 원래의 입력 전기적 위상각 차이 수는 출력 전기적 위상차 수로부터 감산되어 각도 강조 값이 생성되게 한다. 그러면, 이러한 값은 두 부분으로 나누어지고, 각 부분은 각각의 입력 신호의 위상에 대하여, 필요에 따라, 추가되거나 감산됨으로써 (확대의 경우에) 신호의 위상들이 서로 이격되도록 하고(확대의 경우) 2개의 입력 신호들 간에 "더 위상이 어긋난" 상태가 생성되게 한다. 각도 강조 값은 모두 하나의 입력 신호에 할당되거나 임의의 비율로 2개의 입력 신호들 사이에서 분할될 수 있다. 일 실시예는 54에서 각도 강조 값을 동일하게 2 부분으로 분할하고, 각각의 절반은 각각의 입력 신호의 위상에 대하여 필요에 따라 가산되거나 감산됨으로써, 신호의 위상들이 서로 이격되도록 하고(확대의 경우에) 동일한 평균의 상대적 출력 신호 위상을 보존하면서 "더 위상이 어긋난" 상태가 생성되게 한다. 다른 실시예는 각도 강조 값을 벡터 크기들에 따라서 분할하고, 그에 따라서 결과적으로 얻어진 출력 벡터의 상대적인 위상은, 강조가 수행되지 않았을 경우 벡터 가산 후에 존재할 상대적인 위상과 동일하도록 한다.

본 발명의 이러한 측면을 예시하기 위하여, 도 7a에 도시된 벡터 다이어그램은, 신호들 A 및 B가 각각 원하는 신호 벡터 성분 S_D 및 노이즈 벡터 성분들 N_A 및 N_B의 벡터 합들로 이루어진다는 것을 나타낸다. 원하는 신호가 축상의 시간 정렬된 소스로부터 생성되기 때문에, 이중 벡터(double vector) S_D로 도시된 바와 같이, 그의 성분은 두 신호 모두에서 동일하다. 그러나, 노이즈 신호는 축외 소스로부터 생성되기 때문에, 노이즈 성분 N_A 및 N_B는 동일하지 않다. 이들의 크기가 (센서 요소 감도에 있어서의 임의의 차이 또는 회로 불균형을 제외하고는) 동일하게 된다 하더라도, 그들의 전기적 위상은 일반적으로는 도 7a에 도시된 바와 같이 동일하지 않다. 그러므로, 도시된 바와 같이 결과적으로 얻어지는 입력 신호 벡터들 A 및 B는 일반적으로는 위상 또는 크기에 있어서 동일하지 않다.

도 7b는 입력 벡터들 A 및 B가 입력 전기적 위상각 차이 수 △θ_I로부터 출력 전기적 위상각 차이 수 △θ_O로 (개방 화살표의 방향으로) 위상 확대되어 출력 벡터들 A' 및 B'가 되는 전술된 확대 프로세스를 도시한다.

도 5의 56 및 57에 도시된 바와 같이 2개의 입력 신호들이 수정됨으로써 그들의 복소수 표현은, 그들의 원래의 크기들을 가지면서 더 큰 위상차를 가지도록 한 후에, 이들은 55에 도시된 바와 같이 종래의 빔 형성 방법의 방식으로 결합된다. 전술된 바와 같이, 2개의 입력 신호들은 센서 어레이 시스템의 감도 빔을 원하는 신호로 조종하기 위하여 필요한 신호 지연들을 가지는 센서 어레이 시스템으로부터 초래되는 것으로 가정한다. 그러므로, 원하는 소스로부터 도달하는 신호들에 대해서는 입력 신호들은 시간 정렬되고 동위상(in-phase)이지만, 축외 "노이즈" 원으로부터 생성되는 신호들에 대해서는 위상이 어긋난 성분을 포함한다. 표준 브로드사이드 빔 형성 시스템의 원리에 의하면, 벡터들은 벡터 합으로서 반전되지 않은 상태로 가산되어 출력 신호가 생성되게 한다. 이러한 경우에, 위상 확대된 출력 벡터들 A' 및 B'은 도 5의 55에 도시된 바와 같이, 벡터적으로 가산된다. 다시 말하면, 복소수들 A' 및 B'의 각각의 n번째 빈 쌍은 상호 벡터적으로 가산됨으로써 출력 변환의 n번째 빈 내에 배치된 복소수가 형성되게 한다.

이러한 벡터 가산 프로세스는 도 7c에 예시되는데, 여기서 본 발명의 시스템으로부터의 출력과 비교하여, 종래의 빔 형성 시스템으로부터의 출력이 도시되어 있다. Out이라고 표시된 신호 벡터는 원래의 입력 벡터들 A 및 B의 벡터 평균(벡터 합을 2로 나눈 값)이다. 노이즈 감소 시스템의 주된 목적은 노이즈를 제거하고 원하는 신호의 가장 가까운 표현인 신호를 출력하는 것이다. 도 7a와 비교함으로써 종래의 빔 포머 출력 벡터 Out는 크기 및 위상 모두에서 원하는 신호 벡터 S_D와 상이하다는 것을 알 수 있다. 신호들 Out 및 S_D 간의 임의의 벡터 차는 종래의 빔 포머 프로세스가 적용된 후에 출력 신호에 잔존하는 잔류 노이즈(residual noise)를 나타내는 벡터(미도시)이다.

반면에, 본 발명의 방법에 의하여 생성된 신호들 A' 및 B'의 벡터 평균인 Out'이라고 표시되는 출력 벡터는 원하는 신호 S_D와 매우 근접하게 정합된다. 잔류 노이즈는 종래의 빔 포머의 출력 신호에서의 그것과 비교할 때 현저하게 감소되는데, 이는 본 발명의 접근법의 현저한 노이즈 감소의 이점을 보여준다.

모든 주파수 빈 쌍에 대한 데이터가 상기 방법에 따라서 처리되면, 완전한 출력 푸리에 변환 프레임이 생성된다. 도 1에 도시되고 전술된 바와 같이, 출력 푸리에 변환 프레임은 그후 역 푸리에 변환되어 처리된 시간 영역 출력 프레임이 생성된다. 그러면 후속 처리된 출력 프레임들은 연결되거나 중첩 가산되어 완전하게 처리된 디지털 출력 시간 영역 신호가 생성된다.

변형적으로는, 빈의 그룹들 내의 신호 정보는 우선 예를 들어 벡터 가산에 의해 합성되어 신호 처리 계산이 수행되기 전에 주파수 대역 기반으로 신호 정보가 생성된다. 이는 신호 대역-대-대역 처리에 의하여 생성되는 신호 왜곡이 허용될 수 있는 용도에 대하여 계산 비용을 감소시키기 위해 종종 행해진다. 이 때문에, 각 계산 동작은 빈-대-빈 또는 대역-대-대역 기반으로 수행된다고 볼 수 있다.

도 8은 본 발명의 접근법의 빔 형성 성능을 예시하는 도면이다. 일 실시예로서, 7cm 간격을 둔 2개의 카디오이드(cardioid)형 마이크로폰 센서 요소를 이용한 종래의 빔 형성 시스템의 성능이 도 8a에 도시된다. 도 8a로부터 알 수 있는 바와 같이, 감도 빔 패턴은, 실질적으로, 파장이 요소와 요소 간의 간격 s에 비하여 크기 때문에 어레이 개구가 반 파장보다 작은 경우의 저 주파수(1000Hz 미만)에 대한 카디오이드 요소들 자체의 빔 패턴이다. 더 높은 주파수에서는 빔 패턴이 좁아지지만, 빔 패턴이 좁아지면, 사이드 로브들이 형성된다. 예를 들어, 3000Hz에서, 비교적 좁은 메인 로브들이 형성되지만, 여러 개의 사이드 로브들이 명백하게 보인다. 더 나아가, 감도 패턴이 모든 주파수에 대해 상이하다는 것이 명백하고, 특히 축외의 사운드에 대해, 감도는 주파수에 의존하기 때문에, 축외의 사운드 신호들이 변경되거나 "컬러링(coloring)"된다.

이와 비교하여, 도 8b는 동일한 마이크로폰 어레이, 및 1000Hz에서 10의 선예도 값 S_D를 갖는 수학식 7에 의하여 제공된 확대 함수를 이용한 본 발명에 따른 시스템의 빔 형성 성능을 도시한다. 종래의 빔 형성 시스템의 것보다 메인 로브가 좁을 뿐만 아니라, 사이드 로브들이 생성되지 않는다. 더 나아가, 감도 패턴의 형상을 모든 주파수에 대해 동일하게 유지하기 위해 각 주파수 빈에 대한 선예도 값을 선택함으로써, 모든 주파수에 대한 빔 형상은 동일하게 되고, 축외 신호로부터의 사운드에 대한 "컬러링 현상(coloration)"이 생기지 않는다. 이러한 사운드는 청각적으로 "정상(normal)"이지만 원하는 만큼 감쇄된다.

종래의 빔 형성 시스템은 이하의 두 가지 이유 때문에 축외 신호에 대한 그의 주파수 응답을 정정하거나 "평탄화"할 수 없다. 1) 주파수에 따라 빔 너비를 수정하는데 이용가능한 파라미터가 존재하지 않는다(반면에 본 발명의 시스템은 선예도 파라미터 S를 가진다). 2) 빔 패턴은 각 주파수에 대해서 현저하게 상이한 형상을 보이기 때문에, 주파수에 따라서 빔 너비를 보상할 수 있는 파라미터가 존재한다 하더라도 빔 형상은 여전히 정합되지 않는다. 본 발명에 의한 시스템에서, 빔 형상들은 실질적으로 모든 주파수에 대해서 동일하고, 원할 경우 선예도 파라미터 값 대 주파수에 대하여 적절한 경사(tapering)를 이용함으로써 용이하게 주파수 보상을 수행할 수 있다.

도 8c는, 도 8b에 대하여 설명된 바와 같은 동일한 조건 하에서, 메인 감도 로브의 FWHM(full width at half maximum: 반치전폭 - 빔 너비를 측정하는 표준 방법)을 본 발명의 시스템의 그것과 동일하게 하도록 추가 요소들이 추가된 종래의 빔 형성 시스템에 대한 1000Hz에서의 빔 형상을 도시한다. 이러한 등가 조건을 달성하기 위하여, 종래의 시스템은 (6mm 직경의 일렉트렛 마이크로폰 요소가 용이하게 이용가능하다고 가정하면) 85cm을 초과하는 총 개구(어레이) 크기에 대하여 모두 7cm 간격을 둔 13개의 센서 요소들을 필요로 한다. 이러한 시스템은 대형이며 복잡하지만, 여전히 감도의 사이드 로브들을 제거하지 못한다.

이와 비교하여, 본 발명의 접근법은 도 8d에 도시된 1000Hz 빔 패턴을 제공한다. 빔 패턴이 유해한 사이드 로브가 없는 것뿐만 아니라, 본 발명의 시스템은 (부수적으로 A/D 변환기, 전치 증폭기 회로 및 컴퓨터 처리 전력을 감소시키면서) 2개의 마이크로폰 센서 요소를 필요로 할 뿐이며, 또한 크기가 9cm 미만이다.

픽업의 노이즈를 더 감소시키기 위하여, 빔은 더 좁아지고 축외 노이즈 소스에 대한 감도는 더 감소될 수 있다. 도 8e는 선예도 파라미터 S가 20의 값으로 증가할 경우 본 발명의 시스템에 의하여 생성되는 1000Hz 빔 패턴을 도시한다. 빔을 실제로 좁히는 것에 대한 유일한 한계는, 빔이 너무 좁아서 원하는 소스를 지시하는 것을 유지할 수 없는 경우나, 처리 결과 원하는 신호의 부적절한 레벨의 왜곡이 생성될 경우이다. 2개의 카디오이드 마이크로폰 요소들을 이용한 음성 대역 통신 용도에서의 선예도 파라미터의 실제 값들은 약 5 내지 약 50의 범위에 속하나, 이에 한정되는 것은 아니다.

도 5의 방법에서, 위상 강조 처리가 빔 형성 프로세스에 선행한다. 그러므로, 도 5의 방법은 도 2b에 도시된 바와 같이 종래의 빔 형성 시스템에 대하여 센서 전자 장치 및 빔 형성 시스템 사이에 용이하게 추가될 수 있다. 그 결과로서, 전술된 본 발명의 위상 강조 접근법은, 거의 모든 빔 형성 시스템의 성능을 개선하는 것과 관련하여 종래의 빔 형성 기술과 매우 잘 호환된다. 동일한 이유로, 본 발명의 접근법은 종래의 빔 조정 및 빔 추적 시스템과도 매우 잘 호환되는데, 이는 당업자들이라면 잘 이해할 수 있을 것이다. 또한, 종래의 빔 형성 시스템과 마찬가지로, 본 발명의 접근법은 무지향성, 2-지향성, 또는 1-지향성 센서 또는 센서 어레이 중 하나를 이용하는 데에도 매우 잘 호환된다. 예를 들어, 본 발명의 접근법은 2개 이상의 종래의 빔 형성 어레이 시스템의 출력들을 유용하게 합성하는 데 이용될 수 있다. 또한, 본 발명에 의한 2개 이상의 빔 형성 시스템들은 종래의 빔 형성 시스템에서 부가적인 합성을 위한 개선된 입력 신호를 제공할 수 있다.

"윈드 노이즈(wind noise)"는 예를 들어, 텔레매틱스 용도에 대한 자동차의 경우에서와 같은 많은 음향적인 음성 신호 픽업 상황에서 특히 골치아픈 문제이다. 윈드 노이즈는 배경 음향 노이즈와는 상이한데, 그 이유는 이것이 소정 거리로부터 마이크로폰 센서에 대하여 작용하는 코히어런트 음파로서 특징지어질 수 없기 때문이다. 반면에 윈드 노이즈는 각 마이크로폰, 및/또는 마이크로폰 포트에서 또는 그의 근방에서 공기의 난류에 기인하여 생성되는 압력 펄스로서 특징지어진다. 그러므로, 윈드 노이즈에 대한 도달 각도를 결정할 수 없는데, 그 이유는 개별 센서 신호들의 전기적 위상각들의 상호 간에 아무런 상관이 없기 때문이다.

그럼에도 불구하고, 본 명세서에서 설명되는 본 발명의 장치 및 방법은 원하는 음성 신호를 유지하면서 출력 신호 내의 윈드 노이즈를 현저하게 감소시켜 준다. 윈드 노이즈에 대한 입력 신호의 전기적 위상각 차이가 랜덤 프로세스(random process)의 결과로서 특징지어질 수 있기 때문에, 이러한 노이즈에 대한 전기적 각도 차이는 통계적으로 가능한 입력 신호의 전기적 위상각 차이의 범위에 걸쳐 균일하게 분포된다. 본 발명의 프로세스는 원하는 신호에 대하여 t선험적으로 공지된 차이(전형적으로는 0도) 만큼 떨어져 있는 입력 신호의 전기적 위상각 차이를 가지는 신호를 효율적으로 감쇄시키기 때문에, 윈드 노이즈도 역시 입력 신호의 전기적 위상각 차이 범위 대부분에 걸쳐 효율적으로 감쇄된다. 이러한 동작은 바람 또는 이동하는 공기가 이로 인해 생기는 "윈드 노이즈" 때문에 문제가 되는 음향 센서 시스템에서 특히 바람직하다.

종래의 빔 형성 기술에서 직면하는 한가지 문제점은 최대의 노이즈 감소 성능을 얻기 위해서는 센서 신호들의 감도를 정합시켜야 할 필요가 있다는 점이다. 센서 증폭기들 및 A/D 채널들을 적절히 정합시키는 것이 비교적 단순하지만, 센서들 자체의 정합은 그렇지 않다. 음향적 오디오의 예를 계속 들면, 마이크로폰 요소들은 정합하기에 난해하고 비용이 많이 들며, 온도 변화 및 노화(aging)에 대해서도 정합을 유지하는 것은 더욱 힘들다. 더 나아가, 한 주파수에서의 센서 감도의 정합은 가능할 수 있지만, 모든 주파수에 대한 정합은 매우 난해하며, 심지어 온도 변화 및 노화 현상을 고려하지 않아도 그러하다.

몇 개의 빔 형성 시스템은 각각의 센서 채널에 대해서 자동 이득 제어(AGC) 증폭을 적용함으로써 센서 신호들을 자동적으로 정합하고자 시도하는데, 이것은 추후 동작 중에 정정용으로 적용되도록 메모리 시스템 내에 저장된 공장 측정의 감도 차이로서 제어되거나, 또는 정합된 에너지 신호들을 센서에 능동적이고 주기적으로 주입하고 이러한 "탐침(probe)" 신호들의 결과의 측정치에 기반하여 모든 감도 차이를 정정함으로써 제어된다.

도 2c에 도시된 바와 같이, 전술된 신호 정합 방법들은 일반적으로 이러한 신호들이 처리되기 이전에 센서 신호(22)에 적용된다. 그러므로, 본 발명의 신규한 시스템에서 이용될 때, 감도 정합 회로(26)는 도시된 바와 같이 위상 강조 회로(24) 이전에 배치된다. 변형적으로는, 신호 정합 동작은 위상 강조 후에 적용될 수 있는데, 그 이유는 강조 회로(24)가 오직 입력 신호의 위상만을 수정하고 그 크기는 변경시키지 않기 때문이다. 더 나아가, 감도 정합 회로(26)는 단지 크기(진폭) 정합에 대해서만 이용될 필요가 없으며, 이에 더하여 필요할 경우 주파수 등화도 제공할 수 있다.

종래의 감도 정합 방법들 각각은 단점을 가지고 있다. AGC 방법은 단일 주파수에서는 감도 차이를 정정할 수 있지만, 모든 주파수에 대한 감도를 정합할 수 없다. 또한 조정하는데 시간이 걸리며, 이러한 정정 지연은 착신 신호에 대한 신속한 응답을 요구하는 시스템에서는 문제가 될 수 있다. 공장 측정의 정합 방법(factory measured matching method)은 주파수 상에서 지연 없이 동작할 수 있지만, 온도, 습도, 또는 노화(aging)에 기인한 감도 변화를 추적할 수 없다. 탐침 신호 방법(probe signal method)은 주기적 신호 주입 동작의 단계 동안에 빔 형성 시스템이 오프-라인으로 될 것을 요구한다. 또한, 이러한 방법들 모두는 현저한 비용 증가 및 복잡성을 상기 시스템에 추가한다.

감도 정합의 필요성을 예시하기 위하여, 노이즈가 있는 음성을 검출하기 위하여 종래의 빔 형성 시스템을 사용하는 경우를 고려한다. 음성은 정적 기간, 즉 음성 버스트들 상호 간의 중지(pause)에 의하여 분리되는 음성 사운드의 짧은 버스트들을 포함한다. 빔 형성 노이즈 감소 시스템이 음성 중지(speech pauses) 동안에 축외 노이즈의 영향을 감소시키는 것이 매우 중요한데, 그 이유는 이러한 시간에서는 적은 양의 잔류 노이즈의 효과를 마스크(mask)할 수 있는 음성 신호가 존재하지 않고, 모든 잔류 노이즈가 잘 들릴 수 있기 때문이다.

다시 도 7a를 참조하면, 음성 중지 동안에, 원하는 신호 S_D는 0이 되고 입력 신호들 A 및 B는 단지 도 7d에 도시된 바와 같이 노이즈 벡터 N_A 및 N_B만을 포함한다. 이러한 경우에, 신호는 단지 노이즈이며 원하는 결과는 0의 출력이 나오는 것이다.

입력 신호가 종래의 빔 형성 시스템 내에서 정합된 센서 신호와 합성되는 경우에, 결과로 얻어지는 출력 신호는 기대되는 만큼 감소되지만, 바람직한 0의 값이 되는 것은 아니다. 이것은 Out이라고 표시되는 평균 출력 벡터에 의하여 도 7e에 표시되는데, 이 출력 벡터는 노이즈 신호들 A=N_A 및 B=N_B만을 종래 방식으로 빔 형성시킨 결과이다.

그러나, 센서 신호 부정합이 존재하면, 시스템의 출력 신호 내의 잔류 노이즈는 현저하게 증가된다. 전형적인 마이크로폰 요소들이 1KHz에서 ±3dB 내지 ±4dB의 감도 정합으로 이용가능하다. 그러므로, 2-센서의 경우, 만일 한 센서가 감도 분포의 하단에 위치되고, 다른 센서가 그의 상단에 위치된다면, 2개의 센서 신호들은 2:1 이상의 감도 차이만큼 부정합될 수 있다. 도 7f가 종래의 빔 형성 시스템으로부터 얻어지는 출력 벡터를 도시하는데, 여기서 센서들은 부정합되어 있기 때문에 도 7e에 도시된 것과 비교할 때 센서 신호 A는 3dB만큼 감소되고, 센서 신호 B는3dB만큼 증가된다. 이러한 경우에, 종래의 빔 포머 출력 신호 벡터 Out은 그 크기가 현저하게 증가되고 그 위상이 현저하게 변경된다. 이러한 효과는 종래의 빔 형성 시스템에 의하여 출력되는 축외 노이즈의 가청성이 증가되게 한다.

도 7e 역시 이러한 용도의 신규한 시스템에 의한 처리 이후의 잔류 출력 노이즈를 도시하는데, 여기서 역시 신호 크기가 정합된 것이라고 가정한다. 도 7d에서 도시된 바와 같이, 입력 신호의 전기적 위상각 차이 수 △θ_I가 상대적으로 크다는 것은, 확대된 출력 신호의 전기적 위상각 차이 수 △θ_O가 180 전기적 각도에 매우 근접하게 된다는 것을 의미한다. 그러므로, 출력 신호 벡터들 A' 및 B'은 실질적으로 위상이 다르나 동일한 크기를 가질 것이며, 이는 도 7e에 도시된 바와 같다. 이러한 조건이 만족되면, 두 신호들 A' 및 B'은 도 5의 55에서 벡터적으로 가산되면 상호 상쇄될 것이며, 그 결과 도 7e에서 Out'이라는 점으로 표시된 바와 같은 실질적으로 0의 길이를 가지는 출력 벡터가 얻어진다. 그러므로, 센서 신호가 감도에 있어서 잘 정합되면, 신규한 본 발명은 이러한 노이즈만의 신호에 대하여 매우 낮은 출력의 원하는 결과를 달성한다. 종래의 빔 형성 시스템에 의하여 제공된 잔류 노이즈 출력 벡터 Out과 비교하면, 신규한 시스템에 의하여 제공되는 잔류 노이즈 출력 벡터 Out'은 훨씬 작다. 즉, 신규한 시스템의 출력 내의 잔류 노이즈는 더욱 현저하게 감소된다.

신규한 빔 형성 시스템이, 빔 너비에 대한 제어를 가능하게 하는 선예도 파라미터 S를 포함하는 위상 강조 함수를 이용한다는 것이 이해될 것이다. 그러므로, 선예도 파라미터 S의 값은, 빔 포머의 효과적인 신규 특성을 생성하도록 선택되거나 제어될 수 있다. 예를 들어, 노이즈 레벨의 증가에 응답하여 선예도 파라미터 S를 조정하는 동작이 더 많은 노이즈 제거가 필요할 경우에 빔 너비를 더 좁게 만들기 위하여 이용될 수 있다. 선예도 파라미터 S의 값은 출력 신호 내의 노이즈를 검출하고, 예를 들어 특정의 출력 신호 대 노이즈 비를 유지하기 위하여 상기 선예도 파라미터 S의 값을 조정함으로써 자동적으로 조정될 수 있다.

변형적으로는, 예를 들어, 대부분의 노이즈가 저주파수를 가지는 경우와 같은 특정 주파수 특성을 노이즈가 가지는 것으로 알려진 용도에서는, 선예도 파라미터 S의 값은 이러한 주파수에서 넓은 빔을 생성하여 최적의 신호 품질을 유지하도록 조정될 수 있으며, 반면에 좁은 빔이 이러한 노이즈의 제거를 최대화하기 위하여 다른 주파수에서 생성될 수 있다. 이러한 빔 너비의 주파수 테이퍼링(frequency tapering)은 제어 신호의 변화에 응답하여 선예도 파라미터 S의 값을 제어함으로써 고정되거나, 수동 조정되거나, 또는 적응적 또는 자동적으로 조정될 수 있다. 선예도 파라미터 S에 의하여 허용되는 특별한 자유도를 적용하는 것과 같은 많은 방법들이 존재하며, 이들 모두는 본 발명의 기술적 사상을 따르는 것으로 이해된다.

또한 본 발명에 따르면, 종래의 빔 포머 시스템의 신호 정합 방법들에 관련된 느린 응답, 변화 트래킹, 추가 비용 및 복잡성의 단점을 극복하기 위하여, 신규한 알고리즘 정합 방법(algorithmic matching method)이 제공된다. 이와 같은 신규한 정합 시스템은 모든 주파수에 대해 그리고 온도, 습도, 및 센서 노화 조건에 대해 즉시 감도를 정합시켜 주는 장점을 제공한다. 더 나아가, 이와 같은 신규한 신호 정합 프로세스는, 정합된 신호 감도가 요구되고 바람직한 거의 모든 어레이 시스템에 적용될 수 있으며, 이것은 비록 본 명세서에서 제공된 빔 형성 시스템에 매우 잘 동작하여 최대 노이즈 제거 성능을 얻기 위한 정합 신호들을 보장하긴 하지만, 본 명세서에 제공된 신규한 빔 형성 시스템의 사용에 한정되는 것은 아니다.

도 9는 신규한 빔 형성 시스템의 프레임워크 내에 구현되는 본 발명에 따른 신호 감도 정합 시스템을 도시한다. 비록 한정하기 위한 것은 아니지만, 2-센서 어레이의 관점에서 역시 도시된 것이며, 여기서 입력 신호 A 및 B들은 우선 91a 및 91b에서 그들의 위상 및 크기 성분으로 분리된다. 회로 블록들(92 내지 97)은 도 5의 동일한 블록(52 내지 57)에 대응하며, 실질적으로 동일한 프로세스 단계를 나타낸다. 신호 크기 정합 동작은 신규 회로 블록(98)에 의하여 이루어지는데, 여기서 두 입력 스칼라 신호 크기 |A| 및 |B|가 합성되어 |A| 및 |B|의 수학적 평균과 같은 새로운 공통 스칼라 크기값 GM이 생성된다. 도시된 실시예에서는 기하 평균값이 이용된다. 그러면, 이와 같은 새로운 스칼라 크기값은 96 및 97에서 이용되고, 확대된 위상 값 △θ_AO 및 △θ과 합성되어 위상 확대된 출력 신호 A' 및 B'가 생성된다.

센서 감도 부정합 및 센서 신호 경로차를 보상하기 위한 본 발명의 방법은, 확대된 전기적 위상각 벡터들의 크기로, 입력 벡터들의 개별 크기의 수학적 평균값을 재할당하는 프로세스를 이용한다. 수학적 평균에는 다양한 타입이 존재하며, 예를 들어 산술 평균, 제곱 평균 제곱근(rms; root-mean-square) 평균, 기하 평균, 조화 평균 및 다른 것들이 있다. 본 발명의 목적을 달성하기 위하여, 모든 수학적 평균들이 적용될 수 있으며, 특정의 수학적 평균은 설계의 필요성에 따라 이용될 수 있다.

로서 정의되는(Si는 i번째 센서로부터의 신호를 나타내고, N은 센서들의 전체 개수임) 산술 평균을 이용하면, 고도로 부정합된 신호들에 대하여 거의 감쇄가 발생하지 않으며, 센서가 완전하게 동작하지 않을 경우 출력 신호를 판별하지 않는다. rms는 고도로 부정합된 신호의 감쇄를 방지하는 성능에 있어서는 더 관대하고, 센서 고장의 출력을 판별하지 않는다. 이러한 수학적 평균의 페일 세이프(fail-safe) 특성은 이들이 다수의 실생활 용도들에 대하여 매우 바람직하게 해 주는데, 이러한 용도들에서는 센서가 고장난 경우에도 유효성이 감소된다 하더라도 신뢰성 있는 시스템이 계속하여 동작해야 할 필요가 있다.

그러나, 고도로 부정합된 신호의 크기들은 또한 바람직하지 않은 다중-경로, 클러터(clutter), 또는 잔향(reverberation) 아티팩트에 의하여도 생성될 수 있으며, 이러한 신호들의 추가적인 감쇄가 그러한 상황에 필요하다.

으로 정의되는 조화 평균을 이용하면, 그와 같이 바람직하지 않은 아티팩트의 비교적 적극적인 감쇄 동작이 이루어질 수 있다. 이와 같은 아티팩트 감소 성능은, 조화 평균이 클러터가 심각한 문제로 대두되는 용도에 대해서 매우 적합한 선택이 되도록 한다.

이 대신에,

로서 정의되는 기하 평균은 원하는 축상 신호의 품질을 유지하면서, 그와 같이 바람직하지 않은 아티팩트 노이즈 신호들의 감쇄들 간의 바람직한 타협점(compromise)을 제공한다. 시각(빛) 또는 청각(사운드 또는 음성)과 같이 인간이 신호를 지각하는 경우에, 대수 평균(logarithmic mean)이 바람직하며, 기하 평균은 이러한 특징을 제공한다. 예를 들어, 만일 어떤 센서가 공칭(nominal) 값보다 +XdB(큼)의 감도를 가지고, 다른 센서는 공칭값보다 -XdB(작음)의 감도를 가질 경우, 기하 평균을 이용하면 공칭 감도의 센서 요소들의 정합된 쌍에 의하여 제공된 것과 같은 출력 크기를 제공할 것이며, 그 결과 부정합은 없는 것처럼 사용자에게 보이게 된다.

비록 시스템 설계자가 고려되는 특정 용도에 대하여 적합한 평균을 선택할 수 있지만, 음향적인 음성 신호에 대해서는 기하 평균이 바람직하다.

이와 같은 신규한 신호 감도 정합 시스템에서의 가치있는 요소는 입력 신호의 개별 크기를 대체하기 위하여 수학적 평균 크기값을 이용한다는 점이다. 종래의 빔 형성 시스템에 적용된다면, 위상 강조 프로세스는 바이패스될 수 있고, 이 경우에는 θ_A 및 θ_B인 원래의 입력 신호 위상들이 그 대신에 96 및 97에서 이용될 것이다.

다시 도 2c를 참조하면, 이와 같은 신규한 신호 감도 정합 수단은 위상 강조 프로세스 전이나 또는 그 후에 적용될 수 있다. 도 2c에서, 감도 정합 회로 블록(26)은 위상 강조 블록(24)이전에 위치되는 것으로 도시되었으나, 그 위치를 바꾸어도 전체 시스템의 성능에는 영향을 주지 않는다. 사실상, 만일 위상 강조 회로 블록(24)이 제거된다면, 전술된 바와 같은 신규한 감도 정합 프로세스가 종래의 빔 형성 시스템에 대하여 센서 전자 장치 및 빔 형성 시스템 사이에 용이하게 추가될 수 있다는 것이 쉽게 이해될 것이다.

이와 같은 신규한 감도 정합 시스템의 장점은 그의 연속적인 정합 성능, 실질적으로 즉각적인 정합, 실시간으로 모든 주파수에 대하여 지연 또는 데드-타임 없이 연속적으로 정정하여 부정합, 드리프트(drift), 노화, 온도, 습도, 및 감도 변화의 다른 모든 요인들의 효과를 제거하는 능력 등이다. 이러한 정합 시스템이 적용될 수 있는 영역은 라디오, 음파(sonar), 오디오, 레이더, 의학적 영상, 광학 분야, 및 정합 센서들이 요구되는 다른 모든 어레이 시스템을 포함한다.

도 10의 벡터 다이어그램에 도시된 바와 같이, 신호 크기가 정합되면, 입력 신호 벡터들 A 및 B는 이등변 삼각형을 형성한다. 종래의 빔 형성 시스템에서는, 출력 신호 Out은 A 및 B의 벡터 평균을 계산함으로써 생성되며, 결과로서 얻어지는 출력 신호 벡터는 도시된 바와 같이 삼각형으로 양분된다. 그러므로, 직각 삼각형 O-B-Out이 형성되며, 여기서 출력 신호 벡터 Out의 크기는 다음 수학식 9와 같이 제공된다.

이와 유사하게, 신규한 빔 형성 시스템에서는, 신호 크기가 정합되면, 입력 신호 벡터 A' 및 B'들이 다른 이등변 삼각형으로 형성된다. 출력 신호 Out'이 A' 및 B'의 벡터 평균을 계산함으로써 생성되며(도 5의 55에서 또는 도 9의 95에서), 신규한 출력 신호 벡터 Out'이 이러한 삼각형으로 양분된다. 그러므로, 직각 삼각형 O-B'-Out'이 형성되며, 출력 신호 벡터 Out'의 크기는 다음 수학식 10에 의하여 제공된다.

위상-확대(phase-expansion) 동작이 입력 신호의 전기적 위상각 차이에 적용되면, 이 출력 벡터 Out'의 크기는 언제나 종래의 빔 포머 출력 벡터 Out보다 작게 되지만, 출력 신호의 위상은 변경되지 않는다. 그러므로, 신호 레벨이 정합되면, 신규한 노이즈 제거 빔 형성 시스템의 위상 확대 프로세스는 종래의 빔 형성 시스템에 의하여 생성된 출력 신호의 크기를 감소시키지만 종래의 빔 형성 시스템에 의하여 생성된 출력 신호의 위상을 유지한다. 크기에 있어서의 이와 같은 감소 동작은 도 10에서 벡터 길이의 차이 101로서 도시된다.

계산이 더욱 효율적인 방법은, 먼저 확대된 위상 벡터 A' 및 B'을 우선 계산하는 대신에 이러한 신호 감쇄 특성을 직접 이용한다. 도 11은 이러한 접근법을 예시한다. 도 11에 도시된 바와 같이, 센서 어레이(111)로부터의 입력 신호들(112)은 본질적으로 정합되지 않은 경우에 116에서 크기 정합된다. 정합 동작은 종래의 어레이 정합 방법을 이용하거나 전술된 신규한 수학적 평균 정합 방법을 이용하여 수행될 수 있다. 그러면, 정합된 신호들은 회로 블록(117)에 의하여 제공되는 감쇄량만큼 118에서 감쇄되기 이전에, 종래의 빔 포머(113) 내에서 벡터적으로 가산된다. 감쇄량은 후술되는 바와 같이 회로 블록(117)에서 측정된 입력 신호의 전기적 위상각 차이 수 △θ_I로부터 결정된다. 감쇄량은 입력 벡터들의 크기에 의존하지 않거나 그들의 절대 위상에 의존하지 않으며, 단지 입력 신호의 전기적 위상각 차이 값 또는 수에만 의존한다.

출력 신호의 전기적 위상각 차이 수 △θ_O가 입력 신호의 전기적 위상각 차이 수 △θ_I로부터 직접적으로 계산되기 때문에(예를 들어, 수학식 7을 이용함으로써 계산된다), 출력 신호 Out'을 생성하기 위한 계산이 더욱 효율적인 방법은 비록 입력 신호가 정합된 것과 같이 감쇄를 계산하고, 그 이후에 이 감쇄량을 종래의 빔 형성 시스템의 출력에 적용한다. 비록 신호 정합이 없거나 종래의 신호 정합 방법을 이용함으로써 입력 신호의 크기는 적합하게 정합되지 않을 수 있지만, 이러한 계산이 효율적인 방법은 여전히 적용될 수는 있지만 출력 신호의 위상에 오류가 발생하게 될 수 있다.

오디오 용도에 대해서는 사람의 귀가 신호의 위상을 용이하게 판별하지 못한다는 점을 인식하면, 이러한 크지 않은 위상 오차는 중요하지 않게 된다. 그러므로, 오디오 통신 장치에서, 출력 신호의 위상은 시스템의 노이즈 제거 효율에 악영향을 끼치지 않으면서도 다소 변경될 수 있다. 실질적으로, 이러한 방법에 이용된 출력 위상의 작은 편향(deviation)은 거의 모든 용도에서 중요한 문제가 아닐 가능성이 높으며, 이러한 용도에는 예를 들어 음파, 레이더, 광학, 라디오 안테나 시스템들 등이 있다. 그러나, 신규한 신호 크기 정합 방법을 이용하면 위상 오차는 문제가 되지 않는데, 그 이유는 출력 신호 위상이 완전하게 유지되기 때문이다.

도 10에 도시된 바와 같이, 적용될 감쇄량은 출력 벡터 Out' 및 Out의 크기들의 비율이다. 신호 A' 및 B'이 감도 정합되고 동일하게 확대된다고 가정하였으므로, 출력 벡터들 Out' 및 Out은 도 10에 도시된 바와 같은 동일한 전기적 위상각을 가진다. 그러므로, 수학식 9 및 수학식 10으로부터 얻어지는 이러한 크기들의 비율은, 다음 수학식 11에서와 같이 정의되는 단순한 스칼라 감쇄값이 된다.

△θ_O 가 △θ_I의 함수이므로, 감쇄값은 △θ_I만의 함수이다.

도 12는 어떻게 이러한 감쇄비가 본 발명에 따른 노이즈 감소 방법을 구현하는 다른 방법을 제공하기 위하여 이용될 수 있는지를 나타내는 흐름도이다. 수학식 11에 더하여 확대된 출력 신호의 전기적 위상각 차이 수 △θ_O를 결정하기 위한 관련 위상 강조 함수를 이용하면, 감쇄값은 입력 신호의 전기적 위상각 차이 수 △θ_I로부터 결정될 수 있다. 그러면 이러한 감쇄값이 종래의 빔 포머의 출력을 수정하여 본 발명의 위상 강조 방법에 의하여 생성되는 것과 동일한 노이즈 감소 출력을 생성하는데 이용된다. 이러한 방법에서, 두 입력 신호들은 우선 125에서 벡터 가산되어 감쇄되지 않은 중간 신호를 생성한다. 121a 및 121b에서 입력 신호의 전기적 위상들만을 이용함으로써, 입력 신호의 전기적 위상각 차이 수 △θ_I는 122에서 계산되고, 위상 강조 함수 또는 룩업 테이블과 함께 후속하여 이용됨으로써 출력 신호의 전기적 위상각 차이 수 △θ_O가 계산된다. 그러면, 감쇄값은 128에서 수학식 11에 따라서 계산된다.

입력 신호들이 원하는 축상 소스로부터 발생되는 경우에, 2개의 전기적 위상차 수들은 동일하고 감쇄값은 1과 같아지므로 이러한 바람직한 신호들은 감쇄되지 않고 전달되게 된다. 입력 신호들이 축외 노이즈 소스로부터 발생되면, 2개의 전기적 위상차 수들은 동일하지 않으며, 출력 신호의 전기적 위상차 수는 언제나 입력 신호의 전기적 위상차 수보다 크다. 위상차 수들이 절반으로 나누어지기 때문에, 이들은 구간 -π/2 ≤ △θ < π/2의 구간에 속하고 언제나 동일한 부호를 가진다. 그러므로, 이러한 신호들에 대한 감쇄값은 수학식 11에 따르면 1보다 작게 되고, 입력 노이즈 신호 착신 방위각이 어레이 축으로부터 90도로 이격됨에 따라서 0의 값으로 감소될 것이다.

이러한 감쇄 특성의 일 예로서, 도 13은 수학식 11 및 수학식 7의 위상 강조 함수(이것은 선예도 파라미터 S의 상이한 값들에 대해서 도 6a에 도시된 바 있음)를 이용하여 생성된 감쇄값들의 그래프를 도시한다. 도 13의 수평축은 입력 신호의 전기적 위상각 차이 수 △θ_I이고, 수직축은 감쇄값을 나타낸다. 곡선 130, 131, 및 132는 감쇄값을 각각 5, 10, 및 20의 선예도 값에 대한 입력 신호의 전기적 위상각 차이 수 △θ_I로의 함수로서 도시한다. 감쇄값은 0의 각도를 가지는 입력 신호의 전기적 위상각 차이 수에서는 1과 같다는 점에 주의하는데, 그 이유는 이것이 원하는 신호에 대한 위상차를 나타내게 때문이다. 입력 신호의 전기적 위상차가 0으로부터 어느 방향으로 증가함에 따라서 감쇄 정도는 증가하며, 즉, 감쇄값은 0으로 감소한다.

다시 도 12를 참조하면, 128에서 감쇄값을 계산한 이후에, 125로부터의 종래의 빔 포머 중간 신호 벡터는 129에서 스칼라 감쇄값과 승산되어 최종 감쇄 출력 신호(attenuated output signal)를 생성한다. 그러므로, 입력 신호의 전기적 위상각 차이 수가 0으로부터 양측 방향으로 증가함에 따라서, 종래의 빔 포머 출력 신호는 감쇄되는데, 그 이유는 이러한 입력 신호들이 축외 노이즈 소스로부터 유래한 것들이기 때문이다. 본 발명의 방법에 따른 위상 확대 프로세스의 경우와 유사하게, 이러한 감쇄 프로세스는 시스템의 출력 신호 내의 축외 노이즈 소스 N들의 효과를 유사하게 제거한다.

이러한 감쇄 방법이 입력 신호 A 및 B의 크기의 계산을 요구하지 않기 때문에 121a 및 121b에서 계산을 절약할 수 있으며, 더 나아가 위상 확대된 출력 벡터 A' 및 B'들의 계산도 절약한다는 점이 이해되어야 한다. 그러나, 이 방법은 여전히 확대된 출력 신호의 전기적 위상각 차이 수 △θ_O의 계산을 요구한다. 계산의 추가적인 절약은 전술된 바와 같은 위상 확대 함수가 아니라 감쇄 함수를 이용함으로써 달성될 수 있다.

비록 덜 간단하기는 하지만, 이와 같이 계산이 매우 효율적인 접근법은 본 발명에 의한 전술된 해결책과 같은 노이즈 감소를 달성한다. 이러한 결과는 도 14를 참조하여 설명될 것이다.

입력 신호 A 및 B들이 푸리에 변환 빈/대역 값들이라는 점을 상기하면, 입력들은 실수부 및 허수부를 가지는 복소수에 의하여 표시되는 벡터이다. 회로 140에서, 입력 신호 A의 크기의 입력 신호 B의 크기에 대한 비율의 제곱근이 계산되는데, 즉, 회로 140의 출력(Output140)은 다음 수학식 12에 의하여 표시되는 스칼라값이다.

이러한 스칼라값 Outputl40은 회로 141에서 이용되어 그 크기가 |A|인 입력 벡터 A를 나누는데 이용된다. 그 결과는, 회로 141로부터의 출력 벡터 신호인 벡터 신호 A'''가 두 입력 벡터 A 및 B의 크기의 기하 평균과 동일한 크기를 가지는 반면에 입력 벡터 A의 전기적 위상각을 가진다는 것이다. 140으로부터의 스칼라 값도 회로(142)에서 이용되어 입력 벡터 B를 승산하는데 이용되는데, 그 결과인 벡터 신호 B'''는 역시 두 입력 벡터들의 크기의 기하 평균인 크기를 가지지만 그 전기적 위상각은 입력 벡터 B의 각도와 같다. 도 14에 도시된 방법은 본질적으로 두 센서들의 부정합 특성을 정정하기 위한 기하 평균 크기 등화(equalization) 동작을 제공한다는 점이 이해될 것이다.

그러면 2개의 기하 평균 크기 정합 벡터 신호 A''' 및 B'''은 144에서 가산되어 비감쇄 중간 출력 벡터가 획득되는데, 반면에 A''' 및 B'''의 벡터 차는 회로 143의 출력에서 획득된다. 벡터 합에 의하여 나뉘어진 벡터차는 각도 차의 절반의 탄젠트에 허수 연산자

을 곱한 것과 같다는 점을 상기하면, 회로 145는 이 비율을 계산하고, 즉, 신호 T는 다음 수학식 13과 같이 제공된다.

허수 연산자는 T의 크기를 취함으로써 회로 146으로부터 제거되었으며, 그 결과 탄젠트와 동일한 스칼라값이 얻어진다. 그러면, 이러한 입력 신호의 전기적 위상각 차이 수 △θ_I의 절반의 탄젠트는 회로 147에서 이용되어 감쇄 함수 또는 룩업 테이블을 이용함으로써 감쇄값이 계산된다. 감쇄값이 함수 또는 테이블로부터 결정되면, 이것은 벡터 신호에 감쇄값을 승산함으로써 회로 144로부터의 중간 출력 벡터 신호에 적용된다. 그 결과 노이즈 감소 프로세스로부터의 최종 출력이 생성된다.

도 15는 신규한 빔 형성 노이즈 제거 시스템과 함께 이용될 수 있는 몇 가지 전형적인 감쇄 함수들 및 이들의 정의 수학식들의 그래프를 도시한다. 도 13에 도시된 다양한 곡선을 참조하여 이미 논의된 바와 같이, 0인 입력 신호의 전기적 위상각 차이 수에 대한 감쇄값은 1이다-다시 말하면 이런 신호는 감쇄되지 않고 전달된다. 그러므로, 어레이 감도 축 상의 위치로부터 유래한 바람직한 신호는 감쇄되지 않는다. 그러나, 입력 신호의 전기적 위상각 차이 수가 0으로부터 양측 방향으로 증가함에 따라서, 추가적 감쇄가 생성되는데, 그 이유는 감쇄값이 1의 값으로부터 0의 값으로 떨어지기 때문이다. 그러므로, 축외 노이즈 소스로부터 유래한 신호들은 감쇄된다.

도 15의 곡선 151에 의하여 표시된 바와 같이, 감쇄값은 모든 입력 신호의 전기적 위상차에 대하여 0에 도달해야 하는 것은 아니며, 여기에는 180도의 입력 신호의 전기적 위상각 차이가 포함된다. 더 나아가, 감쇄는 0도의 양측으로 단조롭게 감소되어야 하는 것도 아니다. 실질적으로, 0이 아닌 적어도 몇 개의 입력 신호의 전기적 위상각 차이 수에 대하여 감쇄가 이루어지기만 하면 다양한 다른 함수 및 곡선이 이용될 수 있다.

도 15의 실선 그래프 곡선 150에 의하여 도시된 감쇄 함수는 특히 도 14에 관련하여 설명된 방법과 함께 이용될 때 특히 흥미롭다. 이것은, 해당 곡선에 대한 정의 수학식에서 볼 수 있는 바와 같이, 감쇄값이 입력 신호의 전기적 위상각 차이 수 △θ_I의 절반의 탄젠트에 의하여 결정되며, 이것은 도 14의 회로 147의 입력에서 실질적으로 이용가능한 신호이기 때문이다.

이러한 함수도 역시 효율적 계산을 가능하게 하는데, 그 이유는 선예도 파라미터가 멱승(power)이 아닌 단순한 승산의 형태로서 이용되기 때문이다. 이러한 감쇄 함수 또는 유사한 감쇄 함수가 도 14의 방법에서 이용되면, 매우 단순하고 효율적인 계산을 얻을 수 있다. 선예도 파라미터의 승산 이용을 포함하는 함수들이 매우 바람직한데 그 이유는 이것들이 낮은 계산 능력 요구를 가지기 때문이다.

전술된 상세한 설명은 함수로부터 감쇄 값들의 계산을 이용하여 적용 가능한 감쇄 값을 결정하는 방법에 대해서 기술하였다. 또는, 감쇄 값들은 회로 블록(147)에서 사전 계산된 값들의 룩업 테이블로부터 획득될 수도 있다. 이러한 구성에서, 함수로부터 값들을 계산하는 계산 오버헤드가 제거된다. 이러한 방법은 더 나은 실시간 계산 효율성을 제공하지만, 변화되는 환경에 응답하여 감쇄 테이블 값들의 실시간 변화치들을 구현하기 위한 기능이 감소하게 되는 희생이 따른다.

이러한 논의는 가능한 감쇄 공식 및 곡선들 중 단지 몇 개의 실시예들에 대해서만 논의되었지만, 이에 한정되는 것은 아니다. 점 0, 1을 포함하는 공식들 및 점 0,1을 통과하고 다른 점에서 감쇄를 증가시키는 곡선은 본 발명의 일 측면에 따르는 것이다. 다른 몇 개의 선택된 점들에서는 감쇄하지 않도록 유지하고 다른 점에서는 감쇄를 증가시키는 공식 및 곡선들은 본 발명의 다른 측면에 따르는 것이다. 본 발명의 또 다른 측면에 따르면, 감쇄는 몇 개의 입력 신호의 전기적 위상각 차이 수 △θ_I값들에 대해서만 적용가능하다. 실제로는, 감쇄는 거의 모든 값들에 어느 정도 적용될 가능성이 높지만, 감쇄가 반드시 값들의 거의 전부 또는 심지어 대부분에 적용되어야 한다는 제한 조건이 있는 것이 아니라는 점이 인식될 것이다. 더 나아가, 대칭적 감쇄 함수가 적용될 수 있는 시스템에 대해서는, 감쇄의 계산 동작이 단순화되거나 룩업 테이블이 최소화될 수 있는데, 이는 단지 입력 신호의 전기적 위상각 차이 수 △θ_I의 크기만을 이용하기 때문이다. 더 나아가, 입력 신호의 전기적 위상각 차이 수 △θ_I의 재-래핑(re-wrapping)은 구간 π 내지 2π 및 구간 -2π 내지 -π의 구간에 대해서는 감쇄 함수가 반복될 경우에는 불필요하다. 전술된 것들은 감쇄 방법을 구현하기 위한 예시적 실시예들일 뿐이며 본 발명을 한정하는 것이 아니다. 당업자들에게는, 본 발명의 기술적 사상 및 범위를 벗어나지 않는 범위에서 본 발명에 대한 수정이 가능하다는 점이 명백히 이해될 것이다.

감쇄값의 최대값은 1과 같을 필요가 없다는 점에 주의하여야 한다. 만일 최대값이 더 작은 값과 같음으로써 감쇄값이 0 내지 이러한 작은 값 사이의 범위에 적합하도록 스케일링된다면, 빔 형상 강조 동작은 유지될 것이지만, 전체 감도는 낮아질 것이다. 이와 유사하게, 만일 최대 값이 1보다 높은 값과 같도록 조정되어 감쇄값들이 0 내지 이러한 값 사이의 범위에 적합하도록 스케일링된다면, 비록 빔 형상은 역시 변경되지 않지만, 전체 감도는 증가할 것이다. "감쇄"라는 용어가 감쇄값이 1보다 큰 경우에도 역시 적용될 수 있으며, 비록 이러한 경우에는 감쇄의 반대되는 동작이 발생하지만 역시 그러하다는 점에 주의하여야 한다. 다시 말하면, 1보다 큰 "감쇄"값에 의하여 승산되는 신호는 실질적으로는 감쇄되기 보다는 증폭(이득을 거친다)된다. 그럼에도 불구하고, 감쇄라는 용어가 본 명세서에서는 사용된다. 이것은 본 발명의 신규한 빔 형성 프로세스를 구현하기 위한 감쇄 방법에 용이하게 통합될 수 있는 이득 제어를 위한 단순한 방법을 제공하기 위한 것이다. 예를 들어, 이러한 이득 제어는 당업자에게 공지된 바와 같은 적절한 제어 신호를 가지는 이러한 시스템의 자동 이득 제어를 위하여 이용될 수 있다. AGC를 포함하여 이득 제어가 매우 유용한 다수의 용도들이 존재한다.

또한, 본 발명에 따르면 0도가 아닌 위상차가 위상 강조 또는 감쇄가 발생하지 않는 위상차로서 이용될 수 있는데, 이 과정에서 다른 경우에는 위상 확대 또는 감쇄를 제공하는 함수가 이용된다. 이러한 방식에서, 최대 감도의 방향은 0도의 전기적 위상차를 제공하는 각도 이외의 방위각에 따르는 각도로 조정된다. 다른 파라미터들은 일정하게 유지된 채로, 위상 강조 또는 감쇄가 적용되지 않는 지점에서 입력 신호의 전기적 위상각 차이를 변경시키면 센서 시스템의 최대 감도의 방위각이 이동된다.

도 13의 감쇄 곡선 130, 131과 132는 입력 신호의 전기적 위상각 차이 수의 0도의 축상 "보기(look)" 방향에 감쇄가 적용되지 않는 경우를 예시하지만, 0도 이외의 입력 신호의 전기적 위상각 차이 수에 대해서는 신호 감쇄가 적용될 수 있다. 본 발명에 따른 장치 및 방법을 이용하는 다른 방법은 빔조정(beamsteering)을 위한 신규한 방법을 제공하는 것이다. 빔조향을 위한 종래의 방법들은 시간-지연 기법의 적용 및/또는 주파수 영역 내의 이들의 등가물을 요구한다. 이 대신에, 예를 들어, 도 13의 곡선이 측면으로 이동되어 0도가 아닌 각도에서 0의 감쇄가 발생하도록 한다면(곡선 133에 의하여 예시된 바와 같이), 유효 빔은 감쇄가 0인 이러한 신규 각도로 이동 또는 "조정"된다.

이러한 조정 동작은, 필요한 경우에 또는 빔 추적 시스템(미도시)으로부터의 제어 신호에 응답하여 자신의 첨두치를 측방으로 실시간 이동하는 감쇄 함수를 적용함으로써, 고정 방식으로, 또는 실시간으로 동적으로 달성될 수 있다. 수학식 11이 모든 감쇄 함수에 대한 대응하는 위상 확대 함수가 존재하고, 그 역도 성립한다는 점을 나타낸다는 점을 상기하면, 빔 조정의 이와 같은 신규 형태는 전술된 바와 같은 위상 강조 방법과 함께 적절한(또는 대응하는) 위상 강조 함수를 이용함으로써 역시 달성될 수 있다는 점이 당업자에게는 명백할 것이다.

더 나아가, 예를 들어 음파 및 레이더 용도와 같이 다수의 동시 빔들이 요구되는 다수의 빔 포머 용도들이 존재한다. 두개 또는 그 이상의 비-감쇄 첨두치를 가지지만 이러한 첨두치 사이의 유한한 감쇄를 가지는 감쇄 함수를 이용함으로써, 다중-빔 패턴 감도 첨두치 또는 빔을 생성할 수 있다. 이와 유사하게, 이러한 빔들은 조정될 수 있고, 적절한 제어 신호(이것은 빔추적 제어 신호일 수 있다)에 응답하여, 예를 들어 요구되는 바와 같이 감쇄 함수 첨두치의 측면 위치를 동적으로 이동시킴으로써 각각 독립적으로 조정될 수 있다. 또한 전술된 바와 같이, 이와 같은 다중 빔 장치 및 방법은 대응하는 위상 확대 함수를 이용함으로써 상세하게 전술된 바와 같은 위상 확대 방법을 이용하여 달성될 수도 있다.

이러한 기법의 바람직한 적용에 대한 일 실시예는 슈퍼 해상도 빔 포머의 경우인데, 여기서는 제1 빔 포머의 감도 패턴 내의 신호 감도 사이드 로브의 유해한 효과가, 제1 빔 포머로부터의 신호에 전술된 타입의 제2 빔 포머로부터의 신호를 적절하게 스케일링하고 반전된 신호를 가산함으로써 감소되거나 제거될 수 있다. 이러한 상쇄를 달성하기 위하여, 제2 빔 포머의 감도 패턴은 제1 빔 포머의 사이드 로브와 유사할 것이다. 그러므로, 제1 빔 형성 시스템의 사이드 로브들은 효과적으로 이러한 방식을 이용하여 상쇄되고, 그 결과 단지 감도의 좁은 메인 로브가 남게 된다.

모든 빔 형성 시스템은 원하는 신호의 어느 정도의 왜곡을 생성한다. 이러한 시스템이 점점 적극적이 되면(즉, 이것이 더 좁은 감도 빔 패턴을 생성하게 되면), 왜곡이 증가된다. 본 발명의 시스템에 대하여, 생성되는 왜곡은 측정가능하게 되지만, 단지 선예도 파라미터 S의 높은 값들에 대해서만 측정 가능하다. 그러므로, 가능할 때마다 선예도 파라미터 S의 값을 최소화함으로써 왜곡을 최소화하도록 시도하는 것이 가치있는 작업이 될 것이며, 증가된 왜곡의 트레이드 오프는 특정 용도에 따르는 선예도 파라미터가 증가되는 것에 의하여 보상될 수 있을 것이다.

본 발명의 신호 프로세스를 구현하기 위하여 전술된 바와 같이, 위상 확대 및 위상-기반 감쇄 방법 모두는 예를 들어 도 6, 13, 및 15에 도시된 바와 같이 대칭적 개선 함수(improvement function)를 가지는 것으로 도시되었다. 그러나, 개선 함수는 직접 계산 형태로 구현되거나 또는 룩업 테이블 형태로 구현되거나에 무관하게 대칭적일 필요가 없다. 어떤 용도들은 비대칭 빔 패턴을 이용함으로써 효과가 더 좋을 수 있으며, 예를 들어, 밝은 별에 인접한 희미한 별로부터의 신호를 분해하도록 시도하는 경우와 같은 광학적 용도에서 그러하다. 밝은 간섭별의 측면으로의 더 좁은 빔 또는 더 큰 감쇄가 이러한 "노이즈" 소스로부터의 간섭을 감쇄할 수 있지만 다른 모든 방향에서는 정상 빔 또는 감쇄를 제공할 수 있으며, 따라서 이러한 좁은 빔을 생성하기 위하여 이용된 선예도의 높은 값들의 왜곡 효과를 최소화할 수 있다. 이러한 방식에서, 강조 또는 감쇄 동작은, 예를 들어 도 13의 곡선 130 내지 132에서와 같이 선택된 위상각 차이(0 도)를 중심으로 하여 비대칭적으로 수행될 수 있으며, 하지만 곡선 133에 대해서는 그 값이 0도가 아닌 값이다.

이러한 비대칭적 지향성 개선 동작은, 예를 들어 양의 입력 신호의 위상차 값에 대해서 어떤 선예도 값을 이용하고, 음의 입력 신호의 위상 차이값에 대해서는 다른 선예도 값을 이용함으로써 생성될 수 있다. 이와 유사하게, 양의 측에서는 어떤 개선 함수 또는 표가 이용될 수 있고, 반면에 음의 측에서는 다른 함수 또는 표가 이용될 수 있다.

게다가, 선예도 파라미터 S의 값들은 주파수에 따라서 변경될 수 있다. 예를 들어, 모든 주파수에 대하여 단일 값을 이용하면 저주파수에서는 상대적으로 넓지만 고주파에서는 상대적으로 좁은 빔 패턴을 생성한다. 이것은, 신호의 파장이 주파수와 역으로 변하기 때문에, 결과적으로는 축외 신호의 입력 신호의 전기적 위상차는 주파수에 따라서 선형으로 변하기 때문이다.

빔 너비는 이러한 효과를 정정함으로써 모든 주파수에 대해서 일정하게 만들 수 있다. 이러한 효과를 정정하는 한 가지 수단은 해당 변화를 보상하기 위한 방식에서와 같이 각 주파수에 대한 선예도 파라미터를 달리 선택하는 것이다. 예를 들어, 도 8b에 도시된 균일 빔 너비는 선예도 파라미터 S가 주파수 차이의 역으로서 조정되면 발생한다. 1kHz 선예도 파라미터가 500Hz에서 10의 값을 가지면 동일한 빔 너비는 20의 선예도 값을 이용하여 생성될 수 있으며, 2kHz의 주파수에서는 요구되는 선예도 값은 5이다. 그러므로, 선예도 파라미터 값을 주파수에 따라 선택함으로써, 축외 감도에 대한 거의 모든 원하는 주파수 응답이 생성될 수 있다.

대칭 개선 동작이 적용되거나 적용되는 것이 바람직한 용도들에 대해서, 계산 비용은 대칭성의 이용을 통해 감소될 수 있다. 노이즈 개선을 결정하기 위하여 입력 신호 위상차 값의 크기를 이용하면, 예를 들어 수학식 7에서와 같은 시그넘 함수 sgn(△θ_I)를 계산하기 위한 필요성을 제거하게 될 것이며, 또는 2의 인자만큼 룩업 테이블의 크기를 감소시킬 수 있다.

일반적으로, 마이크로폰 간격(도 4의 s)은 관심 대상인 최고 주파수에서 반 파장 또는 이보다 작게 될 수 있다. 이것은, 계산된 입력 전기적 위상각 차이가 ±180도를 초과할 수 없기 때문이다. 차이값이 ±180도를 초과하면, 그 값은 모호해진다. 예를 들어, 만일 센서 간격이 전체 파장과 같고 노이즈 소스가 90도의 방위각에 위치된다면, 입력 신호의 전기적 위상각 차이 수 △θ_I의 실제 값은 360도가 될 것이다. 그러나, 입력 신호의 전기적 위상각 차이의 계산 결과는 0도의 수학적 값을 생성하게 되고, 그 결과적인 신호는 감쇄되지 않을 것이다. 그 결과, 얻어지는 감도 빔은 간격이 반파장인 경우를 초과하는 주파수에서 사이드 로브를 가진다. 이러한 결과는, 예를 들어 모든 중요한 노이즈 소스들이 센서 간격이 반파장인 주파수보다 낮은 주파수 콘텐츠를 가지는 반면 원하는 소스는 해당 주파수 이상의 콘텐츠를 가지는 경우에 반드시 불필요한 것만은 아니다.

그러나, 다른 용도들에 대해서는, 실제 입력 신호의 전기적 위상각 차이를 계산하기 위한 수단이 없으면 이러한 커다란 센서 간격은 문제가 될 수 있다. 도 16은 신규한 방법을 3 개의 요소 이상의 선형 브로드사이드 어레이들 모두로 확대하기 위한 수단을 도시하며, 뿐만 아니라 센서 간격이 커짐에 의하여 생성되는 입력 신호의 전기적 위상각 차이 모호성을 해결하기 위한 수단도 도시한다. 도 16은 세 개의 센서 요소들 A(162), B(164), 및 C(166)를 가지는 어레이(160)를 도시하며, 여기서 센서 요소간의 간격 s는 반파장이지만 어레이 너비는 하나의 전체 파장이다. 여기서 시스템은 모든 센서 신호 쌍들 A-B, B-C, 및 A-C 사이의 입력 신호의 전기적 위상각 차이들을 결정하며, 전기적 위상차의 내부 쌍인 A-B 및 B-C는 언제나 ±180도 사이에 위치되지만 외부 쌍 차이는 범위 ±360도를 초과한다. 내부 쌍의 전기적 위상차 값은 평균화되거나 도달 방위각의 근사 측정(coarse measure)인 것으로서 특이하게(singularly) 이용될 수 있지만, 외부 쌍의 전기적 위상차 값은 도달 각도의 정밀 측정으로서 이용될 수 있다. 내부 쌍의 위상차 값(들)이 모호성(ambiguity)을 분해하는 반면에, 외부 쌍의 위상차 값은 노이즈의 위상 확대 또는 위상-기반 감쇄를 생성하는데 이용된다. 그러므로, 유효 빔 168이 더 좁아지는 결과는 원하는 신호에 추가적인 왜곡을 발생시키지 않으면서 달성될 수 있다. 이러한 방법은 균일하게 또는 균일하지 않게 배열되는 임의 개수의 요소들을 가지는 모든 크기의 어레이에 대해서도 확대될 수 있다.

전술된 바와 같은 구성에서, 신규한 기술은, 어레이로부터의 거리에 무관하게 감도 축 I 상에 위치하는 모든 신호 소스에 대해 동일한 감도를 가지고, 신호들을 오직 그들의 도달 각도에 기반하여서만 감쇄시킨다. 그러나, 많은 용도에서 특정 거리 또는 "범위(range)"로부터 유래한 신호들만을 수신하기 위한 방법을 제공하는 것이 역시 바람직하다. 도 17은 본 발명에 따라서 범위 감도 빔 패턴(range sensitive beam pattern)을 생성하기 위한 두 가지 방법을 도시한다.

도 17, 도 18 및 도 19에서, 프로세스(PROCESS)라고 표시된 회로 블록이 본 발명의 신규한 빔 형성 프로세스를 구현하며, 이 경우 위상 강조 및/또는 감쇄 방법을 포함한 모든 개시된 방법들을 이용한다. 이와 유사하게, △θENH라고 표시된 회로 블록은 개시된 모든 방법을 이용한 본 발명의 위상 강조 프로세스만을 구현한다. 본 발명의 프로세스를 이와 같이 이용하는 것은 본 발명을 한정하는 것이 아니다.

도 17a에서, 원하는 소스 S_D는 네 개의 센서 A, B, C와 D에 의해 형성된 어레이로부터 소정의 거리에 위치한 영역(175) 내에 위치하는 것으로 도시된다. 센서 A와 B는 프로세스 171과 함께 빔 172를 생성하는 본 발명의 빔 형성 시스템들 중 제1 빔 형성 시스템을 형성한다. 센서 C와 D는 프로세스 173과 함께 빔 174를 생성하는 본 발명의 빔 형성 시스템들 중 제2 빔 형성 시스템을 형성한다. 센서들은 원하는 소스 S_D(도시된 바와 같음)으로부터 동일한 거리에 모두 위치되거나, 이들의 신호는 종래의 신호 시간 정렬 기법을 이용하여 원하는 소스에 대하여 시간 정렬될 수 있다. 이와 같은 제1 및 제2 빔 형성 시스템들로부터 출력된 신호들은 본발명의 제3 프로세서인 프로세스 177에서 결합되어 최종 출력 신호가 생성된다. 이러한 방식에서, 감도 영역 175 내에 위치한 소스로부터 유래한 신호들만 검출되는 반면에, 감도 영역 175 외부에 위치한 "노이즈" 소스로부터 유래한 신호들은 감쇄된다. 그러므로, 각도 및 범위 결정(resolution) 모두가 이러한 시스템에서 획득된다.

이러한 시스템에서, 프로세스라고 표시된 회로 블록들은 동일할 필요가 없다. 예를 들어, 171 및 173에서의 프로세스는 위상 강조 방법을 구현하는 반면에, 177에서의 프로세스는 감쇄 방법을 구현할 수 있다. 더 나아가, 프로세스 회로 블록들 중 하나 또는 그 이상이 종래의 빔 포머로서 구현될 수 있다.

도 17b는 본 발명의 방법을 이용하여 범위 결정을 생성하기 위한 더 단순한 방법을 도시한다. 도 17b의 유사한 부분들은 도 17a에서와 같은 부호로 명명된다. 여기서 센서는 직선 상에 위치하고, 시간 지연 회로(178, 179)들이 도시된 바와 같이 두 빔(172, 174)들을 내부로 조정하기 위하여 이용된다. 그러므로, 모든 센서 신호들은 이러한 수단에 의하여 시간 정렬된다. 변형적으로는, 센서들은 도 17a에 도시된 바와 같이 원하는 소스로부터 동일한 거리만큼 이격되어 위치될 수 있으므로, 도 17b에 도시된 시간 지연에 대한 요구 사항을 제거할 수 있다. 따라서, 센서들에 의하여 생성된 신호들이 시간 정렬되면, 이들은 단일 빔 형성 프로세스(PROCESS, 177)에 이용될 수 있는데, 여기서 신호 쌍 A-B 및 C-D에 대한 입력 신호의 전기적 위상각 차이값들이 우선 결정된다. 또한, 프로세스(177)에 도달하는 모든 네 개의 신호들은 종래의 빔 형성 시스템에서와 같이 상호 벡터적으로 가산되어 중간 출력 신호가 생성된다. 그러면, 전기적 위상차 값들 중 가장 큰 값이 중간 출력 신호에 적용될 감쇄를 결정하는데 이용되는데, 이 과정에서 도 12 또는 도 14를 참조하여 설명된 바와 유사한 방식으로 이용될 수 있다. 감쇄가 적용되면, 그 결과는 도 17b에 도시된 바와 같은 최종 출력 신호이다. 변형적으로는, 도 5 및 도 9에서 설명된 바와 같은 위상 확대 기법들이 네 개의 결과적인 위상 확대된 신호들이 벡터적으로 가산되어 최종 출력을 생성하기 이전에 우선 신호 쌍 A-B 및 C-D 각각에 대하여 적용될 수 있다. 이러한 방식에서, 범위 감도 시스템(range sensitive system)이 본 발명에 따라서 구현될 수 있다.

이제까지 선형 브로드사이드 어레이에 대하여 설명된 바와 같이, 본 발명의 방법은 센서의 어레이에 의하여 생성된 센서빔의 너비에서의 유효한 감소를 생성한다. 도 18은 "펜슬" 빔, 즉, 감소된 방위(너비) 및 감소된 수직(높이) 정도를 가지는 빔을 생성하기 위하여 신규한 기법을 이용하는 세 가지 상이한 수단들을 도시한다. 비록 세 가지 상이한 장치들이 도시되었지만, 이들은 본 발명의 예시로서 제공된 것일 뿐이며, 본 발명을 한정하는 것으로 이해되어서는 안 된다.

도 18a는 네 개의 센서 방법을 도시하며, 여기서 센서 A 및 B로부터의 신호들은 본 발명의 프로세스들 중 제1 프로세스(181)에서 이용되어, X 방향으로는 좁으나 Y 방향으로는 상대적으로 넓은 제1 유효 감도 빔을 나타내는 제1 중간 신호(182)가 생성된다. 동시에, 센서 C 및 D로부터의 신호들이 본 발명의 프로세스들 중 제2 프로세스(183)에서 이용되어, X 방향으로는 좁으나 Y 방향으로는 상대적으로 넓은 제2 유효 감도 빔(effective sensitivity beam)을 나타내는 제2 중간 신호(184)가 생성된다. 본 발명의 프로세스의 제3 프로세스(183)는 이러한 2개의 중간 신호들 내에 포함된 수직 도달각 정보를 이용하여 X 및 Y 방향 모두에서 좁은 최종 펜슬-형태의 감도 빔을 나타내는 최종 출력 신호를 생성한다.

비록 설계가 비교적 간단하다고 이해하겠지만, 도 18a에 도시된 펜슬 빔 방법은 복잡하며, 상대적으로 많은 개수의 구성 성분을 이용하고, 계산 능력이 상대적으로 높을 것을 요구한다. 이러한 비용을 감소시키기 위하여 다른 펜슬 빔 방법이 도 18b에 도시된다. 여기서, 센서 A, B, 및 C를 삼각형 형태로 가지는 세 개의 센서 어레이가 도시된다. 바람직하게는, 센서 요소들은 등변 삼각형 구조 내에 배열되는데, 이러한 구성은 본 발명의 목적을 한정하는 것이 아니고, 세 개 센서 구성 이외의 다른 구성도 고려될 수 있다. 세 개 센서 신호들은 186에서 본 발명의 프로세스에 의하여 이용된다. 비록 신규한 시스템을 구현하기 위한 위상 확대 방법이 186에서 이용되지만, 도 12 및 14와 관련하여 설명된 바와 같은 감쇄 프로세스들 중 하나가 설명될 것이다.

우선, 프로세스는 센서 입력 쌍들 A-B, B-C, 및 C-A에 대한 입력 신호의 전기적 위상차 값의 절대값을 계산한다. 그러면, 이러한 세 개의 입력 신호의 전기적 위상차 값의 평균값이 선택되거나 가장 큰 값이 선택되고, 결과적으로 얻어지는 입력 신호의 전기적 위상차 선택 결과가 세 개의 센서 신호들의 벡터 평균에 적용되어야 할 감쇄량을 결정하는데 이용된다. 이러한 감쇄된 벡터 평균은 해당 시스템에 대한 최종 출력 신호이고, 이것은 원하는 바와 같이 X 및 Y 방향 모두에서 좁은 빔패턴을 나타낸다. 이러한 펜슬 빔 시스템은 도 18a와 관련하여 설명된 네 개의 센서 시스템에 비하여 매우 단순하고 비용이 절감된다. 그러나, 본 발명의 기술을 이용하여 펜슬 빔을 생성하기 위한 더 간단한 시스템 구성이 존재한다.

도 18c는 그러한 시스템을 도시한다. 2-센서 어레이가 감도 축 I에 나란한 엔드-파이어 어레이로서 구성된 센서 요소 A 및 B를 이용하여 형성된다. 시간 지연 회로(187)를 이용하여 전단 센서 A로부터의 센서 신호를 시간 지연함으로써, 센서 A로부터의 지연된 신호(188) 및 센서 B로부터의 직접 신호는 시간 정렬된 방식으로 프로세스(189)에 도달한다. 프로세스(189)는 2-요소 브로드사이드 어레이에 관련하여 전술된 신규한 빔 형성 방법들 중 모두와 동일하다. 감도 축 I를 중심으로 하는 축상 대칭성에 기인하여, 이러한 펜슬 빔 구성은 X 및 Y 방향 모두에서 한정된 감도를 가지는 감도 빔을 생성한다.

본 발명의 장치 및 방법은 좁은 감도 빔의 생성을 위해서만 이용될 필요가 없다. 이것은 또한 넓은 감도 빔의 너비를 증가시키기 위하여, 다시 말하면 감도 로브들 사이의 널들의 너비를 좁게 하기 위하여도 이용될 수 있다. 이러한 동작은, 예를 들어 일반화된 사이드 로브 제거기(generalized side lobe canceller, GSC)라고 불리는 빔 형성 시스템의 타입에서와 같은 다수의 용도들에도 가치있게 이용된다. 가장 잘 알려진 GSC는 그리피스-짐(Griffiths-Jim) 빔 포머이고, 이것은 원래 무선 주파수 안테나 시스템의 성능을 개선하기 위한 수단으로 제안된 바 있다.

그리피스-짐 빔 포머에서, 어레이의 브로드사이드 어레이 센서 요소들로부터의 신호들은 1) 원하는 신호 및 노이즈 모두를 결합하여 소정 신호를 캡쳐하는 제1 방법 및 2) 오직 노이즈의 버전인 상이한 신호들을 생성하려는 의도를 가지는 제2 방법에 의하여 결합된다. 제2 방법 신호들은 센서 신호들을 원하는 신호의 방향 내에 널을 생성하는 방식으로 센서 신호들을 결합하는 블로킹 행렬(blocking matrix)에 의하여 생성된다. 그러면, 블로킹 행렬로부터의 신호들은 제1 방법으로부터의 결과적 신호들로부터 감산되기 이전에 정합 필터에 의하여 수정됨으로써, 이러한 결합 신호로부터 노이즈를 제거한다. 이 결과가 노이즈 감소된 최종 신호로서 출력된다. 이와 같이 노이즈 감소된 최종 신호로부터의 피드백이 최소 제곱 평균(LMS) 또는 다른 적응 방법을 이용하여 적응 필터 계수를 적응시키는데 이용됨으로써, 노이즈 감소된 최종 신호 내의 잔류 노이즈를 최소화한다.

비록 이러한 빔 형성 기법이 2이상의 어레이 센서 중 임의 개수에 대해 이용될 수 있지만, 간략화를 위하여 본 명세서에서는 본 발명의 장치 및 방법을 적용하는데 있어서 오직 2-센서 예시가 논의될 것이다. 도 19a는 종래의 2-요소 노이즈 감소 시스템의 구성을 도시한다. 2-센서 브로드사이드 안테나 어레이(190a)는 요소 A 및 B와 함께 도시되며, 원하는 신호는 어레이 축 I를 따른 방향으로부터 도달하는 것으로 가정된다. 2개의 센서들로부터의 입력 신호들은 제1 방법에서 회로 191에서(종래의 지연-가산 빔 포머의 경우에서와 같이) 2개의 어레이 요소들에 의하여 생성된 2개의 센서 신호들을 가산함으로써 합성되어 합성된 신호 DS가 생성된다. 제1 신호는 주파수에 따라서 변경되는 빔 형상을 가지는데, 어레이 요소들이 반파장의 거리만큼 이격되면 원하는 신호의 착신 방향으로의 최대 포인팅을 가지는 도 8의 패턴을 가지지만, 반파장 주파수보다 충분히 낮은 주파수에서는 거의 원형의 빔패턴을 가지게 된다.

동일한 입력 신호들은 또한 제2 방법에서 192에서 두 신호들을 차분(differencing)함으로써 합성되어 제2 노이즈-온리(noise-only) 신호 NS가 생성된다. 차분 회로(191)는 이러한 2-요소 어레이 실시예에 대한 블로킹 행렬이다. 제2 신호에 대한 감도 패턴은 모든 주파수에서 도 8의 빔 형상을 가지지만, 원하는 신호를 직접적으로 가리키는 널 및 수직 축 X를 따른 최대 감도를 가진다. 그러므로, 신호 DS는 원하는 신호에 노이즈가 합해진 것을 포함하는 반면에, 제2 신호 NS는 노이즈만을 포함한다.

그러면, 신호 NS는 필터(194)에 의하여 적응적으로 필터링되는데, 이는 여기서는 디지털 유한 임펄스 응답 필터(FIR)로서 도시된다. 이러한 필터의 적응 동작은 최소 자승 평균(LMS) 회로(195)에 의하여 제어되는데, 이것은 필터 계수를 조절함으로써 최종 출력 신호 내의 노이즈 전력을 최소화하고자 시도한다. 필터 회로로부터의 출력은 196에서 합성 신호 DS의 지연된 버전으로부터 감산되어 최종적 노이즈 감소 출력 신호가 제공된다. 시간 지연 193이 196에서 감산되기 이전에 합성 신호 DS를 필터 194에 의하여 생성된 노이즈-온리 신호와 시간 정렬하기 위하여 필터 194 내의 시간 지연을 보상하기 위하여 요구된다.

도시된 시스템에서, 제2 방법 신호 NS의 빔 패턴 내의 널의 너비는 그리피스-짐 빔 포머로 구현될 수 있는 최대 노이즈 감소를 결정하는데, 널이 좁으면 더 큰 노이즈 감소가 가능하다. 그러나, 도 19a에 도시된 종래의 시스템에서, 널의 너비는 고정되고 변경됨으로써, 노이즈 감소의 최대량은 고정된다.

만일에, 도 19b에 도시된 바와 같이 그리피스-짐 빔 포머 내에서 이용되는 블로킹 행렬의 신호 차분 회로보다 본 발명의 위상 강조 프로세스(198)가 선행한다면, 원하는 신호의 방향 내의 널의 너비는 위상 확장의 정도에 비례하여 감소될 수 있으며, 따라서 그리피스-짐 빔 포머의 노이즈 감소 성능을 증가시킬 수 있다.

도 19a에 도시되는 종래의 시스템의 다른 노이즈 제거 한계는 신호 DS의 빔 형상 내의 주파수 변화의 결과이다. 이러한 변화량은 모든 착신 각도에 대한 상이한 주파수 응답 특성을 생성한다. 그러므로, 축외 노이즈 소스는 "컬러링"되고, 적응 필터는 센서 어레이 및 노이즈 소스(들) 간에 상대적 이동이 존재할 때마다 재적응되어야 한다. 필터가 적응되는 동안에, 노이즈는 감소되지 않고, 그 대신에 출력 측으로 전달된다.

도 19a 내의 제1 신호 방법 191을 위하여 본 발명의 신규한 프로세스를 대체하면, 주파수 변동이 제거될 수 있는데, 그 이유는 선예도 파라미터 S의 값이 주파수 변동을 보상하기 위하여 조정될 수 있기 때문이다. 이것이 도 19b에 회로 197로서 도시된다. 빔 형상의 주파수 변동을 제거함으로써, 축외 노이즈 신호의 상대적 이동에 기인한 주파수 응답 변화를 제거할 수 있으며, 이에 의하여 센서 어레이 및 노이즈 소스 N 간의 상대적 이동에 기인한 재-적응 시간을 감소시키거나 제거할 수 있다.

광대역 용도에서, 그리피스-짐 빔 포머 및 다른 여러 가지 GSC들은 엔드-파이어 센서 어레이 구성과는 동작하지 않을 것이다. 이러한 한계는, 모든 주파수에서 블로킹 행렬 신호의 원하는 소스의 방향 내의 빔 패턴을 유지하여야 할 필요성에 기인한다. 예를 들어, 도 19a에 도시된 시스템에서, 만일 센서 어레이가 엔드-파이어 어레이로서 구성된다면(도 19c의 190b와 같이), 도 19a의 신호 NS 및 DS는 상호 교환될 수 있는데, 그 이유는 제1 방법 및 제2 방법 빔들은 90도만큼 회전되기 때문이다. 하지만, 전술된 바와 같이 가산 회로(191)에 의하여 형성되는 빔 패턴은 오직 센서 요소들이 반파장만큼 이격될 때만 널을 가진다. 반파장 조건이 오직 한 주파수에서만 발생하기 때문에, 이러한 시스템은 해당 주파수에서 또는 해당 주파수 근방에서만 정확하게 동작한다. 회로 요소 191이 이러한 구성 내에 신호 NS를 생성하기 때문에, 반파장 주파수로부터 떨어진 주파수에서는 널은 사라지고 원하는 신호 중 일부는 노이즈 제거 적응 필터로 "유출(leak)"되어 들어간다. 그 결과는, 원하는 신호의 일부가 원하는 신호의 왜곡을 생성하는 출력 신호로부터 원하지 않게 제거되는 것이다. 그러므로, 종래의 그리피스-짐 빔 포머의 엔드-파이어 버전을 생성하는 것이 가능하지만, 요소 간격이 반 파장과 동일하게 설정될 수 있는 매우 좁은 대역폭 용도에 대해서만 가능하다.

만일, 그 대신에 도 19c의 엔드-파이어 구성 190b에 대하여 노이즈 신호 NS가 신규한 위상 강조 프로세스를 포함하는 블로킹 행렬(192)에 의하여 생성되면, 이러한 노이즈 센싱 빔 패턴의 변동은 선예도 파라미터 S를 위하여 이용된 값들의 주파수 테이퍼링(tapering)에 의하여 제거될 수 있다. 그러므로, 원하는 신호로의 널은 주파수에 대하여 일정하게 유지될 수 있으며, 이것은 GSC의 적응적 노이즈 감소 프로세스의 정확한 동작을 위하여 요구되는 바와 같다.

이와 유사하게, 합성 신호 DS는 벡터 신호 차분 회로 이전에 신규한 위상 강조를 적용시킴으로써 이러한 엔드-파이어 구성에서도 획득될 수 있는데, 이는 도 19c의 199에 도시된 바와 같다. 그러나, 도 18c에 도시된 시스템은 선택적으로 도 19c의 회로 블록(199)과 대체됨으로써 합성 신호 DS를 생성할 수 있다.

전술된 빔 형성 시스템들 대부분은 추가적 빔 형성 방법을 이용하는데, 여기서 위상-강조된 신호들은 가산되어 출력 신호가 생성된다. 그러나, 관심 빔 패턴을 생성하기 위하여 신호 차만을 이용하는 빔 포머의 다른 클래스가 존재한다. 이러한 빔 포머들은 감산형 빔 포머(subtractive beamformer)라고 불리는데, 이들 중 가장 간단한 것은 2-요소 엔드-파이어 어레이이다.

위상 확대의 반대인 위상 압축 동작은 감산형 빔 형성 어레이 시스템에 유용하게 이용될 수 있다. 예를 들어, 2개의 무지향성 마이크로폰 요소를 이용하기 때문에, 후방 요소의 신호가 전방 요소의 신호로부터 감산될 경우에 음향 엔드-파이어 빔 포머가 형성된다. 예를 들어, 음향 픽업 센서 용도에서, 결과적으로 얻어지는 빔 패턴은 엔드-파이어 Figure-8인데, 이들은 노이즈 제거 마이크로폰 시스템이라고 공통적으로 불린다.

감산 이전에 두 입력 신호들 사이의 전기적 위상차를 압축함으로써, 빔 패턴은 좁아질 수 있다. 다시 말하면, 빔 패턴은 바람직하게 축외 노이즈 픽업에는 덜 민감하게 된다. 도 19c에 도시된 구성에서, 합성 신호 DS는 전술된 바와 같은 창의적 방법에 따라서 센서 신호들을 우선 위상 강조한 이후에, 이러한 신호를 도 19c의 회로 블록 199를 이용하여 차분함으로써 생성될 수 있다. 이러한 경우에, 위상 강조 동작은 바람직하게는 위상 압축 동작이다.

위상 압축의 일 실시예로서, 수학식 7에서 위상 압축 동작은 0 및 1 사이의 파라미터 S의 값을 이용함으로써, 즉, 0≤S<1인 S를 이용함으로써 달성될 수 있다. 이러한 특정한 위상 압축 특성에 대한 곡선이 도 6a에 곡선 61로서 도시된다. 이러한 곡선은, 1/2의 값이 선예도 파라미터 S에 대하여 이용될 때 발생된다. 다른 다양한 압축 함수 및 곡선들도 가능하고, 모든 이러한 함수 또는 곡선이 본 발명을 한정하지 않으면서 본 발명의 기술적 사상에 포함되는 것으로 이해된다. 이와 유사하게, 수학식 11에 나타난 바와 같이, 대응하는 감쇄 함수가 존재하며, 이들은 역시 본 발명의 기술적 범위 내에 한정되지 않는 것으로 이해된다.

전술된 주파수 영역 처리 대신에, 이러한 프로세스는 타임 영역에도 적용될 수 있으며, 이 경우에 예를 들어 입력 신호(아날로그 또는 디지털)는 대역 통과 주파수 판별 필터(적절한 바에 따라 아날로그이거나 디지털)들의 뱅크를 통하여 전달된다. 주파수 필터들의 각각의 출력은 후속 처리되는데, 예를 들어 힐버트 변환을 이용하여 처리되어 각 입력 신호 채널에 대한 분석 신호(analytic signal)가 생성된다. 그러면, 분석 신호는 실시간으로 당업계에 공지된 방법을 이용함으로써 순시 위상 및 순시 위상차는 물론 순시 신호 크기도 계산하는데 이용된다. 그러면, 위상차는 예를 들어 감쇄 함수들 중 어느 것을 이용하거나 전술된 바와 같은 룩업 테이블을 이용함으로써 위상차의 함수로써 신호 크기를 감쇄시키는데 이용되는데, 이러한 동작은 처리된 신호들이 합성되어 처리된 신호 각각을 상호 가산함으로써 처리된 출력 신호를 형성하기 이전에 수행된다. 변형적으로는, 순시 신호의 전기적 위상차는, 위상 확대된 신호를 상호 가산함으로써 해당 신호를 합성하여 처리된 출력 신호를 형성하기 이전에 강조 함수 또는 룩업 테이블 중 어느 것을 이용하여 강조될 수 있다.

부가적으로, 신규한 신호 정합 방법은, 개별 순시 신호 크기가 개별 신호 크기의 수학적 평균값이 되도록 재정렬함으로써, 이러한 시간 영역 처리 기법 내에 적용될 수 있다.

시간 영역 처리 기법에서, 측정된 파라미터 또는 처리 수정치를 필터링하여 프로세스 내의 노이즈를 생성하는 의사 효과(spurious effect)를 감소시키는 것이 바람직하다. 이러한 필터링은 본 발명의 범위 내에 포함되는 것으로 이해된다. 상기의 시간 영역 방법들은 본 발명의 예시적 실시예들이며 본 발명을 한정하는 것으로 이해되어서는 안된다.

비록 한 쌍의 마이크로폰이 브로드사이드 어레이로서 정렬되는 오디오 신호를 이용하여 본 명세서가 주로 설명되었지만, 본 발명의 방법 및 장치는 모든 타입의 센서 요소들의 모든 개수에도 적용될 수 있으며, 이들 센서 요소는 1차, 2차, 또는 3차원으로 정렬될 수 있다는 점이 이해될 것이다. 마이크로폰의 이용 또는 다른 사운드 센서 요소의 이용은, 일반적으로 민간 또는 군용, PC, 태블릿 PC, PDA, 장치, 회의 전화기, 마이크로폰 어레이(예를 들면, PC 모니터의 상단 위에서), 콘서트, 스포츠 경기와 다른 큰 모임을 위한 자동차 캐빈(vehicle cabin) 내에 배치될 수 있을 것이다. 더 나아가, 본 발명의 신호 강조 측면들은 비-음향 신호에도 동일하게 적용될 수 있으며, 거의 모든 파장 에너지 시스템에 이용될 수 있는데, 이러한 시스템의 예를 들면, 초음파와 초저주파 시스템, 음파 탐지기와 음파 이미징, 레이더와 레이더 이미징, 엑스선과 X선 이미징, 수중 전쟁, 에코 위치(echo location), 천문학, 의학 용도, 광학 이미징, 중력파 검출 및 위치, 및 적외선 용도 등이 포함된다.

이상은 본 발명을 수행하는 전형적인 실시예들이며 이들은 본 발명을 한정하는 것이 아니다. 첨부된 청구의 범위에 기술된 바와 같은 본 발명의 기술적 사상 및 범위로부터 벗어나지 않는 범위에서 본 발명의 실시예에 수정을 가하는 것이 가능하다는 점이 당업자에게는 명백하게 인식될 것이다.

본 발명은 신호의 검출 및 처리에서의 노이즈 판별(noise discrimination) 기술에 적용될 수 있다.

Claims (51)

1. 센서 어레이 시스템에서 장치 또는 신호의 부정합을 조정하기 위한 방법으로서, 상기 센서 어레이 시스템은 복수의 입력 신호들을 생성하는 복수의 센서들을 지니며, 상기 복수의 센서들은 제1 입력 신호를 생성하는 제1 센서 및 제2 입력 신호를 생성하는 제2 센서를 포함하고, 상기 제1 입력 신호 및 상기 제2 입력 신호는, 적어도 하나의 주파수에서, 제1 입력 신호 벡터 및 제2 입력 신호 벡터로 각각 표현될 수 있으며, 상기 제1 입력 신호 벡터 및 상기 제2 입력 신호 벡터 각각은 위상 성분 및 크기 성분을 가지는, 센서 어레이 시스템에서 장치 또는 신호의 부정합을 조정하기 위한 방법에 있어서,

   (A) 상기 제1 및 제2 센서들로부터 상기 제1 및 제2 입력 신호들을 각각 생성하는 단계;

   (B) 상기 적어도 하나의 주파수에서, 상기 생성된 제1 및 제2 입력 신호들로서 표현되는 제1 및 제2 입력 신호 벡터들의 크기 성분들을 이용해, 상기 생성된 제1 및 제2 입력 신호들을 처리하여, 대응하는 제1 및 제2 크기 성분 정합 벡터들을 획득하는 단계로서,

   (i) 상기 제1 및 제2 크기 성분 정합 벡터들 각각은 상기 제1 및 제2 입력 신호 벡터들의 크기 성분들의 수학적 평균과 동일한 크기 성분을 지니고,

   (ii) 상기 제1 및 제2 크기 성분 정합 벡터들 각각은 상기 제1 및 제2 입력 신호 벡터들의 각각의 입력 신호 벡터의 위상 성분과 동일한 위상 성분을 지니며, 그리고

   (iii) 상기 제1 및 제2 크기 성분 정합 벡터들은 벡터 위상차로서 표현될 수 있는 위상 관계를 지니는, 단계;

   (C) 상기 제1 및 제2 크기 성분 정합 벡터들의 벡터 위상차의 함수로서 상기 벡터 위상차를 강조(enhancement)하는 단계로서, 상기 벡터 위상차를 강조하는 단계는, 상기 제1 및 제2 크기 성분 정합 벡터들 중 적어도 하나의 크기 성분 정합 벡터의 위상 성분을 수정하도록 주파수에 의존하는 방식으로 상기 벡터 위상차를 증가 또는 감소시키는 단계, 및 상기 제1 및 제2 크기 성분 정합 벡터들 중 적어도 하나의 크기 성분 정합 벡터의 수정된 위상 성분을 생성하는 단계를 포함하는, 상기 벡터 위상차를 강조하는 단계; 및

   (D) 상기 제1 및 제2 크기 성분 정합 벡터들 중 적어도 하나의 크기 성분 정합 벡터의 수정된 위상 성분의 함수로서 출력 신호를 생성하는 단계;

   를 포함하는 것을 특징으로 하는, 센서 어레이 시스템에서 장치 또는 신호의 부정합을 조정하기 위한 방법.
2. 제1항에 있어서, 상기 벡터 위상차의 증가는 확대 함수(expansion function)를 이용하여 이루어지는 것을 특징으로 하는, 센서 어레이 시스템에서 장치 또는 신호의 부정합을 조정하기 위한 방법.
3. 센서 어레이 시스템에서 장치 또는 신호의 부정합을 조정하기 위한 방법으로서, 상기 센서 어레이 시스템은 복수의 입력 신호들을 생성하는 복수의 센서들을 지니며, 상기 복수의 센서들은 제1 입력 신호를 생성하는 제1 센서 및 제2 입력 신호를 생성하는 제2 센서를 포함하고, 상기 제1 입력 신호 및 상기 제2 입력 신호는, 적어도 하나의 주파수에서, 제1 입력 신호 벡터 및 제2 입력 신호 벡터로 각각 표현될 수 있으며, 상기 제1 입력 신호 벡터 및 상기 제2 입력 신호 벡터 각각은 위상 성분 및 크기 성분을 가지는, 센서 어레이 시스템에서 장치 또는 신호의 부정합을 조정하기 위한 방법에 있어서,

   (A) 상기 제1 및 제2 센서들로부터 상기 제1 및 제2 입력 신호들을 각각 생성하는 단계;

   (B) 상기 적어도 하나의 주파수에서, 상기 생성된 제1 및 제2 입력 신호들로서 표현되는 제1 및 제2 입력 신호 벡터들의 크기 성분들을 이용해, 상기 생성된 제1 및 제2 입력 신호들을 처리하여, 대응하는 제1 및 제2 크기 성분 정합 벡터들을 획득하는 단계로서,

   (i) 상기 제1 및 제2 크기 성분 정합 벡터들 각각은 상기 제1 및 제2 입력 신호 벡터들의 크기 성분들의 수학적 평균과 동일한 크기 성분을 지니고,

   (ii) 상기 제1 및 제2 크기 성분 정합 벡터들 각각은 상기 제1 및 제2 입력 신호 벡터들의 각각의 입력 신호 벡터의 위상 성분과 동일한 위상 성분을 지니며, 그리고

   (iii) 상기 제1 및 제2 크기 성분 정합 벡터들은 벡터 위상차로서 표현될 수 있는 위상 관계를 지니는, 단계;

   (C) 상기 제1 및 제2 크기 성분 정합 벡터들 중 적어도 하나의 크기 성분 정합 벡터의 위상 성분을 수정하도록 상기 제1 및 제2 크기 성분 정합 벡터들의 벡터 위상차를 강조(enhancement)하고, 상기 제1 및 제2 크기 성분 정합 벡터들 중 적어도 하나의 크기 성분 정합 벡터의 수정된 위상 성분을 생성하는 단계; 및

   (D) 상기 제1 및 제2 크기 성분 정합 벡터들 중 적어도 하나의 크기 성분 정합 벡터의 수정된 위상 성분의 함수에 기반한 크기 성분으로 출력 신호를 생성하는 단계;

   를 포함하는 것을 특징으로 하는, 센서 어레이 시스템에서 장치 또는 신호의 부정합을 조정하기 위한 방법.
4. 센서 어레이 시스템에서 장치 또는 신호의 부정합을 조정하기 위한 방법으로서, 상기 센서 어레이 시스템은 어레이 시스템 감도 빔 패턴을 지니며, 상기 센서 어레이 시스템은 복수의 입력 신호들을 생성하는 복수의 센서들을 지니고, 상기 복수의 센서들은 제1 입력 신호를 생성하는 제1 센서 및 제2 입력 신호를 생성하는 제2 센서를 포함하며, 상기 제1 입력 신호 및 상기 제2 입력 신호는, 적어도 하나의 주파수에서, 제1 입력 신호 벡터 및 제2 입력 신호 벡터로 각각 표현될 수 있고, 상기 제1 입력 신호 벡터 및 상기 제2 입력 신호 벡터 각각은 위상 성분 및 크기 성분을 가지는, 센서 어레이 시스템에서 장치 또는 신호의 부정합을 조정하기 위한 방법에 있어서,

   (A) 상기 제1 및 제2 센서들로부터 상기 제1 및 제2 입력 신호들을 각각 생성하는 단계;

   (B) 상기 적어도 하나의 주파수에서, 상기 생성된 제1 및 제2 입력 신호들로 서 표현되는 제1 및 제2 입력 신호 벡터들의 크기 성분들을 이용해, 상기 생성된 제1 및 제2 입력 신호들을 처리하여, 대응하는 제1 및 제2 크기 성분 정합 벡터들을 획득하는 단계로서,

   (i) 상기 제1 및 제2 크기 성분 정합 벡터들 각각은 상기 제1 및 제2 입력 신호 벡터들의 크기 성분들의 수학적 평균과 동일한 크기 성분을 지니고,

   (ii) 상기 제1 및 제2 크기 성분 정합 벡터들 각각은 상기 제1 및 제2 입력 신호 벡터들의 각각의 입력 신호 벡터의 위상 성분과 동일한 위상 성분을 지니며, 그리고

   (iii) 상기 제1 및 제2 크기 성분 정합 벡터들은 벡터 위상차로서 표현될 수 있는 위상 관계를 지니는, 단계;

   (C) 상기 제1 및 제2 크기 성분 정합 벡터들 중 적어도 하나의 크기 성분 정합 벡터의 위상 성분을 수정하도록 상기 제1 크기 성분 정합 벡터 및 상기 제2 크기 성분 정합 벡터의 벡터 위상차의 함수로서 그리고 상기 어레이 시스템 감도 빔 패턴의 형상을 조정하기 위한 조정가능한 선예도 파라미터(sharpness parameter)의 함수로서 상기 제1 및 제2 크기 성분 정합 벡터들의 벡터 위상차를 강조(enhancement)하며, 상기 제1 및 제2 크기 성분 정합 벡터들 중 적어도 하나의 크기 성분 정합 벡터의 수정된 위상 성분을 생성하는 단계; 및

   (D) 상기 제1 및 제2 크기 성분 정합 벡터들 중 적어도 하나의 크기 성분 정합 벡터의 수정된 위상 성분의 함수에 기반한 크기 성분으로 출력 신호를 생성하는 단계;

   를 포함하는 것을 특징으로 하는, 센서 어레이 시스템에서 장치 또는 신호의 부정합을 조정하기 위한 방법.
5. 제4항에 있어서, 상기 조정가능한 선예도 파라미터는 승산 형태로 적용되는 것을 특징으로 하는, 센서 어레이 시스템에서 장치 또는 신호의 부정합을 조정하기 위한 방법.
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