CN101438259B - 用于适应传感器阵列中的装置和/或信号不匹配的方法和设备 - Google Patents

Abstract

在来自多个传感器的信号中的噪声识别是通过增强信号中的相位差所进行的，使得轴外拾取被抑制，而轴上拾取被增强。可选地，衰减/扩展以相位差依赖的方式被应用于信号，与轴外拾取的抑制和轴上的增强一致。灵敏度波瓣之间的零位被加宽，有效地将灵敏度波瓣变窄，并且改进了指向性和噪声识别。

Description

用于适应传感器阵列中的装置和/或信号不匹配的方法和设备

技术领域

本发明涉及信号检测和处理中的噪声识别(discrimination)。

背景技术

图1是使用有时被称为频率子带(frequency sub-band)方法或帧叠加(frame-overlap-and-add)方法的传统实时频域信号处理系统10的框图。该方法使用电路11来将输入的采样时间信号信息划分为被称为帧的多个数据块。能够从数字传感器或其它处理系统直接提供、或能够通过标准的模数转换(A/D或ADC)方法(未示出)从模拟传感器或处理系统提供采样数据。这些帧可以是相邻的或重叠(overlap)的。因为数据是时域数据的样本，所以帧内的所有样本都不具有虚部，并且数据是严格的“实数”。如果被应用所需，则接下来这些数据帧可以在乘法电路13中乘以分析窗(analysiswindow)14a以减少由随后的采样时间数据至频域的变换所引入的非自然信号(artifact)。随后，窗帧(windowed frame)通过许多对于本领域普通技术人员来说是已知的这些变换(诸如，Hartley变换、小波变换等)中的任一种被变换至频域。这些变换中最通用的是傅立叶变换。因为数据是被采样的并且数字化的，所以DFT，或离散傅立叶变换，被用在这些情况下，优选使用在电路16处所表示的被称为快速傅立叶变换或FFT的这种变换的快速计算(fast-to-compute)形式之一。

尽管存在对分析窗(例如，汉明窗)的选择，其将精确地重构时域信号，而不增加合成窗(synthesis window)的复杂度和计算成本，但是为了实现改进的效率这些分析窗遭受准确度损害。通常，在信号通过叠加电路19被重构之前(如图1中示出的)，对单独的合成窗14b应用乘法以克服这些损害，但增加了成本。

当在频域中时，数据由包含“实”和“虚”部的复数所表示。这些复数(每一个用于变换的每个频率“仓(bin)”)表示包含在帧的长度内的时间间隔的范围内以及包含在“仓”的带宽内的频率范围内所平均的(以及通过窗函数所加权的)时间输入信号数据的幅度和相对相位角。这个输入变换数据然后在电路17处被选择的过程所处理以产生处理的频域数据的输出变换。

一旦数据被处理，接下来标准频域方法就调用(call for)每帧所处理的数据的逆变换以产生一串所处理的时域“实数”数据帧。表示逆快速傅立叶变换(IFFT)处理的电路18执行这个目的。如果合成窗14b被使用，则在电路13处通过将时域数据的输出帧与所选择的合成窗相乘来对其应用，否则，来自电路18的数据的输出帧被直接传送至电路19。可选地，在电路18处执行逆傅立叶变换之前，合成窗的频域表示(representation)能够通过将来自信号处理17的输出与所变换的合成窗进行卷积被应用到来自信号处理17的输出端。随后，通过电路19执行所处理的实时数据帧的连接或叠加而再组合时域帧，以产生包含所处理信号信息的最终的数字化和采样的时间输出信号波形。当然，该采样信号可以，并且经常通过使用标准的数模转换(D/A或DAC)方法(未示出)而被转化为模拟信号，以便所处理的输出信号能够被用于许多应用中，例如，科学测量、电话技术、娱乐系统、通信系统等。

可选地，该过程能够被应用于时域中，其中，例如，模拟的或数字化的输入信号被通过一组带通鉴频滤波器(适当情况下是模拟的或数字的)。随后，每个频率滤波器的输出被处理，接下来通过将所处理的信号相加在一起来合并所处理的信号以形成所处理的输出信号。

图2(a)示出传统现有技术的波束形成系统的元件，这里传感器系统21提供两个或更多个输入信号22，其对于关心的信号是时间对准的。为了实现最佳性能，这些传感器信号对于所有信号都应当具有匹配的灵敏度。输入传感器信号22为如电路23处所示出的系统的矢量求和波束形成处理提供输入数据。

尽管矢量求和处理23常被执行为矢量平均，但是矢量平均仅是被标量数所除的矢量和，并且在下文中将仅被称为矢量和。

考虑最简单的波束形成传感器系统之一，图3中示出了两元件(two-element)宽距(broadside)阵列30。该阵列的两个传感元件32和34位于X轴上。众所周知，这种波束形成系统可以用传统的信号延迟的方法来导向(steer)。尤其是，传统的波束导向是通过以使输入信号方向图(signal pattern)在所需方向上被增强而在所不需的方向上被抑制的方式来改变输入信号的相对相位来完成的。相变等效于时延-即，在每个频率处的相变是固定的偏移量，并且频率范围内的相变是线性的。然而，为了简单，在本文中假定关心的信号源落在阵列的灵敏度轴I上-即，两个传感器的信号被适当地时延，以便对于关心的有用信号是时间对准的。当传感元件32和34是全向的，并且相隔半波长排开时(180电度)，如图2(a)所示，两元件宽距波束形成系统输出与两个传感元件信号的矢量和直接成比例的信号。该输出具有类似8形状的灵敏度波束方向图(beam pattern)-即，如具有图3中示出的具有两个灵敏度波瓣35和36的方向图。这些波瓣在轴上(on-axis)方向最大，但在±90°的方位角方向(X轴方向上)为零。这些是传感器信号之间的电相位差为±180°处的方向，因此，当一起求和时信号被抵消。生成的低灵敏度区域37和38被称为“零位(null)”。

为了改进传感器系统的指向性，通常意指将灵敏度的主波瓣的宽度变窄，其在图3中为波瓣35或36(或两者)。在传统的波束形成系统中，将主灵敏度波瓣变窄是通过加入额外的传感元件以扩大阵列来实现的，从而增加接收孔径，其伴随地降低波束宽度。然而，对于该方法存在以下代价，包括额外的传感元件、关联的放大器和A/D转换器(在数字系统中)或滤波器(在模拟系统中)、用于处理所有传感器信号所增加的计算成本、波束方向图具有许多增加的旁瓣而变复杂的结果(其中，系统对所不需的信号源的灵敏度相对高(即，系统具有相对低的抗扰性))、传感器阵列的大的物理尺寸、以及对于轴外信号的非一致频率响应等。

由于这些原因，另一种被称为“超分辨率”波束形成的方法已经被使用，其中，所增加的孔径是用额外的传感元件来满足的，但是这些元件被非均匀地隔开，并且生成的传感器信号在幅度上是非均匀加权的。在这种系统(未示出)中，与具有均匀地隔开的传感元件的相似波束形成系统相比，灵敏度的主瓣的宽度能够变得更窄。然而，为了成功，超分辨率方法还需要大量传感元件和关联的电路，并且遭受显著地增加的计算成本、高的旁瓣灵敏度、大的物理尺寸、以及非均匀的轴外频率响应。

为了处理旁瓣拾取(pickup)的问题，另一种方法已经被使用，其中，额外的波束形成器系统被用于相同的一组阵列传感器信号。额外的波束形成器产生沿主波束形成器的旁瓣方向的灵敏度波束。然后，来自这些额外的波束形成器的输出信号被定标(scale)，并且从来自主波束形成器的输出信号中被减去，以部分地抵消主波束形成器的旁瓣。通常，尽管用这种方法可以降低旁瓣，但是折衷(tradeoff)包括较宽的主瓣、高的复杂度和成本，以及大量传感器的保留。

然而，另一类传统波束形成器是广义旁瓣相消器(GSC)，其中，多传感器系统与零陷(null-steering，零点生成)的方法相结合。在该技术中，朝向有用源的灵敏度被保持恒定，而一个或更多个零位被导向所检测到的轴外噪声源。这类波束形成系统的实例是为大家所熟知的Griffiths-Jim波束形成器和Frost波束形成器。在这类波束形成系统中，可以被无效(nulled)的离散噪声源的数量等于独立地可导向的零位的数目，并且独立的可导向的零位的数目比传感器的数目小1。因此，为了在存在许多噪声源和这些噪声源的多重反射的大部分现实环境中有效，传感器的数目必须大，伴随关联的高的系统复杂度、大的计算能力的需求、以及高的成本。更进一步，因为零位是非常窄的，所以这些系统需要自适应电路技术以精确地将零位集中于噪声源的方向上，并且这些自适应方法适应起来很慢，在自适应时间期间，允许相当数量的噪声通过。

这些现有技术系统的一个共同的特性是由这些方法所产生的一个或多个零位是相当窄的。因为更多个传感元件被并入，所以更多个零位被产生，并且众多生成的零位更窄。

发明内容

根据本发明的一方面，提供了一种用于在一种系统中改进噪声识别的方法，该系统具有多个传感器，每个传感器都响应于信号激励而生成可由具有相位分量和幅度分量的输入矢量表示的传感器输入信号，其中，多个传感器被设置为具有轴上方向。该方法包括从至少两个输入矢量生成输入相位差值，增强作为相对于轴上方向的信号激励的位置的函数的输入相位差值，生成对应于两个输入矢量的两个输出矢量，其中，这两个输出矢量具有基于所增强的输入相位差值的相位差，以及合并这两个输出矢量。

根据本发明的另一方面，提供了一种用于在一种系统中改进噪声识别的方法，该系统具有多个传感器，每个传感器都响应于信号激励而生成可由具有相位分量和幅度分量的输入矢量表示的传感器输入信号，其中，多个传感器被设置为具有轴上方向。该方法包括生成作为来自两个输入矢量的相位差的函数的衰减系数，合并这两个输入矢量以获得输出矢量，以及用衰减系数衰减该输出矢量。

根据本发明的另一方面，提供了一种用于在一种系统中改进噪声识别的方法，该系统具有多个传感器，每个传感器都生成可由具有相位分量和幅度分量的输入矢量表示的输入信号，其中，多个传感器被设置为具有轴上方向。该方法包括使用第一对传感器以获得与相对于轴上方向的信号输入源的到达角度的粗测量相对应的粗矢量相位差，使用第二对传感器以获得与信号输入源的到达角度的精测量相对应的精矢量相位差，从粗矢量相位差和精矢量相位差生成输入相位差值，增强作为到达角度的函数的该输入相位差值以生成输出相位差值，生成具有基于该输出相位差值的相位差的第一和第二输出矢量，以及合并该第一和第二输出矢量。

根据本发明的另一方面，提供了一种用于在一种系统中改进噪声识别的方法，该系统具有多个传感器，每个传感器都生成可由具有相位分量和幅度分量的输入矢量表示的输入信号，其中，多个传感器被设置为具有轴上方向。该方法包括使用第一对传感器以获得与相对于轴上方向的信号输入源的到达角度的粗测量相对应的粗矢量相位差，使用第二对传感器以获得与信号输入源的到达角度的精测量相对应的精矢量相位差，生成作为该粗矢量相位差和精矢量相位差的函数的衰减系数，合并与第二对传感器相对应的输入矢量以获得输出矢量，以及用衰减系数衰减该输出矢量。

根据本发明的又一方面，提供了一种用于增强来自第一和第二对传感器的区域灵敏度噪声识别的方法，其中，每个传感器都生成可由具有幅度和相位的输入矢量表示的传感器输入信号。该方法包括将第一处理应用于第一对传感器以获得与第一区域中的灵敏度相对应的第一输出，将第二处理应用于第二对传感器以获得与第二区域中的灵敏度相对应的第二输出，以及合并该第一和第二输出。第一处理包括增强与来自第一对传感器中的第一和第二传感器的信号之间的相位差相对应的输入相位差值。

根据本发明的另一方面，提供了一种用于增强来自第一和第二对传感器的区域灵敏度噪声识别的方法，其中，每个传感器都生成可由具有幅度和相位的输入矢量表示的传感器输入信号。该方法包括将第一处理应用于第一对传感器以获得与第一区域中的灵敏度相对应的第一输出，将第二处理应用于第二对传感器以获得与第二区域中的灵敏度相对应的第二输出，以及合并该第一和第二输出。第一处理包括使用作为该第一和第二输入矢量之间的相位差的函数的衰减系数来衰减通过合并与来自第一对传感器的第一和第二传感器的信号相对应的第一和第二输入矢量所获得的输出矢量。

根据本发明的另一方面，提供了一种用于适应(accommodate)传感器阵列系统中的装置和/或信号不匹配的方法，该传感器阵列系统包括生成可在至少一个频率处由每个都具有相位分量和幅度分量的第一和第二输入矢量表示的第一和第二输入信号的第一和第二传感器。该方法包括在至少一个频率处使用第一和第二输入矢量的幅度以获得相应的第一和第二数学上平均匹配的矢量。

根据本发明的另一方面，提供了一种使用每个都产生可由具有相位和幅度分量的输入矢量表示的传感器输入信号的多个传感器的波束形成器。该波束形成器包括用于接收传感器输入信号并由此生成合并信号的合并电路、用于接收传感器输入信号并由此生成第一差分信号的第一差分电路、用于接收差分信号并由此生成滤波信号的自适应滤波器、用于接收滤波信号和合并信号的延迟形式并由此生成输出信号的第二差分电路、以及用于增强来自多个传感器的表示传感器输入信号的输入矢量相位差的相位差增强电路。

根据本发明的另一方面，提供了一种使用每个都产生可由具有相位和幅度分量的输入矢量表示的传感器输入信号的多个传感器的波束形成器，其中，该波束形成器包括用于接收传感器输入信号并由此生成合并信号的合并电路、用于接收传感器输入信号并由此生成第一差分信号的第一差分电路、用于接收差分信号并由此生成滤波信号的自适应滤波器、用于接收滤波信号和合并信号的延迟形式并由此生成输出信号的第二差分电路、以及用于接收至少一个信号并修改该信号以产生作为来自多个传感器的输入信号的相位差的函数的修改(modified)信号的相位差响应电路。

根据本发明的另一方面，提供了一种使用每个都产生可由具有相位和幅度分量的输入矢量表示的传感器输入信号的多个传感器的波束形成器。该波束形成器包括用于接收传感器输入信号并由此生成处理信号的处理电路、其中，该处理电路包括用于增强表示来自多个传感器的传感器输入信号的输入矢量相位差的第一相位差增强电路、用于接收传感器输入信号并由此生成第一差分信号的第一差分电路、用于接收差分信号并由此生成滤波信号的自适应滤波器、用于接收滤波信号和处理信号的延迟形式并由此生成输出信号的第二差分电路、以及用于增强表示来自多个传感器的传感器输入信号的输入矢量相位差的第二相位差增强电路。

根据本发明的另一方面，提供了一种用于时域处理来自多个传感器的信号的方法。该方法包括从多个传感器获得多个相应的输入信号，将输入信号应用于一组带通鉴频滤波器以由此获得来自每个滤波器的滤波信号，从滤波信号生成相位角差值，使用作为相位角差值的函数的衰减系数来衰减多个输入信号中的每一个，以及合并多个衰减的输入信号。

根据本发明的另一方面，提供了一种用于时域处理来自多个传感器的信号的方法，其中，该方法包括从多个传感器获得每个都可由具有相位和幅度分量的输入矢量表示的多个相应输入信号，将输入信号应用于一组带通鉴频滤波器以由此获得来自每个滤波器的、与每个传感器相对应的滤波信号，为每个滤波器生成表示来自那个滤波器的多个滤波信号之间的相位角差的瞬时相位角差值，使用作为与那个滤波器相关联的瞬时相位角差值的函数的增强值来增强每个滤波信号的相位分量以由此获得增强的输出信号，以及合并所增强的输出信号。

根据本发明的另一方面，提供了一种拾取(pickup)装置，其包括响应于信号激励，分别生成第一和第二传感器输入信号的至少第一和第二传感器，其中，该第一和第二输入信号可由每个都具有相位分量和幅度分量的第一和第二输入矢量表示。该拾取装置还包括适合于下述的至少一个电路：从第一和第二传感器输入矢量生成输入相位差值；增强作为相对于至少第一和第二传感器轴上方向的信号激励的位置的函数的输入相位差值；生成对应于第一和第二输入矢量的两个输出矢量，其中，这两个输出矢量具有基于所增强的输入相位差值的相位差；以及合并这两个输出矢量。

根据本发明的另一方面，提供了一种用于改进在可由每个都具有相位分量和幅度分量的第一和第二输入矢量表示的至少第一和第二输入信号中的噪声识别的系统。该系统包括适合于生成作为第一和第二输入矢量的相位差的函数的衰减系数的第一电路、用于将第一和第二输入矢量合并为输出矢量的合并器、以及用于通过衰减系数衰减输出矢量的衰减电路。

根据本发明的另一方面，提供了一种用于改进噪声识别的装置。该装置包括设置为具有轴上方向的第一和第二对传感器，其中，每个传感器都生成可由具有相位分量和幅度分量的输入矢量表示的输入信号。该装置还包括适合于下述的至少一个电路：从第一对传感器生成与相对于轴上方向的信号输入源的到达角度的粗测量相对应的粗矢量相位差；从第二对传感器生成与信号输入源的到达角度的精测量相对应的精矢量相位差；生成来自粗矢量相位差和精矢量相位差的输入相位差值；

增强作为到达角度的函数的输入相位差值以生成输出相位差值；基于输出相位差值生成具有相位差的第一和第二输出矢量；以及合并第一和第二输出矢量。

根据本发明的另一方面，提供了一种用于改进噪声识别的装置，其中，该装置包括设置为具有轴上方向的第一和第二对传感器，每个传感器都生成可由具有相位分量和幅度分量的输入矢量表示的输入信号。该装置还包括适合于下述的至少一个电路：从第一对传感器生成与相对于轴上方向的信号输入源的到达角度的粗测量相对应的粗矢量相位差；从第二对传感器生成与信号输入源的到达角度的精测量相对应的精矢量相位差；生成作为粗矢量相位差和精矢量相位差的函数的衰减系数；合并与第二对传感器相对应的输入矢量以获得输出矢量；以及用衰减系数衰减该输出矢量。

根据本发明的另一方面，提供了一种显示出增强的区域灵敏度噪声识别的系统。该系统包括第一和第二对传感器，其中，每个传感器都生成可由具有幅度和相位的输入矢量表示的传感器输入信号，适合于下述的至少一个电路：将第一处理应用于第一对传感器以获得与第一区域中的灵敏度相对应的第一输出；将第二处理应用于第二对传感器以获得与第二区域中的灵敏度相对应的第二输出；以及合并第一和第二输出。第一处理包括增强与来自第一对传感器中的第一和第二传感器的信号之间的相位差相对应的输入相位差值。

根据本发明的另一方面，提供了一种显示出增强的区域灵敏度噪声识别的系统。该系统包括第一和第二对传感器，其中，每个传感器都生成可由具有幅度和相位的输入矢量表示的传感器输入信号，以及适合于下述的至少一个电路：将第一处理应用于第一对传感器以获得与第一区域中的灵敏度相对应的第一输出；将第二处理应用于第二对传感器以获得与第二区域中的灵敏度相对应的第二输出；以及合并第一和第二输出。该第一处理包括使用作为第一和第二输入矢量之间的相位差的函数的衰减系数来衰减通过合并与来自第一对传感器的第一和第二传感器的信号相对应的第一和第二输入矢量所获得的输出矢量。

根据本发明的另一方面，提供了一种灵敏度匹配电路，其适合于适应传感器阵列系统中的装置和/或信号不匹配，该传感器阵列系统包括生成可在至少一个频率处由每个都具有相位分量和幅度分量的第一和第二输入矢量表示的第一和第二输入信号的第一和第二传感器。该灵敏度匹配电路包括适合于使用第一和第二输入矢量的幅度以获得相应的第一和第二数学上平均匹配的矢量的一个或更多个电路。

附图说明

通过结合附图阅读本说明书，本发明的许多优点对于本领域的那些技术人员来说将是显而易见的，其中，相似的标号应用于相似的元件，以及其中：

图1是使用有时被称为频率子带方法或帧叠加方法的传统实时频域信号处理系统10的框图；

图2A是示出传统波束形成系统的元件的框图，其中传感器系统21提供对于关心的信号是时间对准的两个或更多个输入信号22；

图2B是示出发明的系统的元件的框图，其中相位增强处理24被设置在传感器信号的拾取和波束形成处理之间；

图2C是示出位于图2中描述的相位增强电路之前的信号灵敏度匹配电路的发明使用的框图；

图3是由两元件宽距阵列组成的传统波束形成传感器系统的示意图；

图4是隐藏于本发明一方面之后的原理描述，其中，两个传感元件A和B被示出沿宽距阵列配置40中的线X设置，轴外噪声源N被示出在远离最大灵敏度的轴I的物理方位到达角φ_N处；

图5是示出实现本发明一方面的流程图；

图6A和图6B是描绘应用发明的某些公式以增强两个输入信号矢量之间的角相位差的效果的曲线图；

图7A～图7F是示出在合并输入信号过程中所涉及的某些发明原理的矢量图；

图8A是使用间隔7-cm的两个心形扩音传感元件的传统波束形成系统的性能的图例；

图8B是根据本发明使用与图8A的扩音阵列相同的扩音阵列、以及由具有1000Hz处锐度(sharpness)值S_D为10的等式1所给出的扩展函数的系统性能的图例；

图8C是示出1000Hz处用于传统波束形成系统的波形的图例，该系统中额外元件已经被增加以使主灵敏度波瓣的FWHM(最大值一半处的全宽度-测量波束宽度的标准方法)等于如图8B所描述的相同条件下、使用对于总孔径(阵列)尺寸超过85-cm的所有都以7-cm间隔的13个传感元件所实现的(假定容易获得6-mm直径驻极体扩音元件)新系统的FWHM；

图8D是根据本发明的方法提供1000Hz波束方向图的图例；

图8E示出当锐度参数S被增加至值20时，由新系统所产生的1000Hz的波束方向图；

图9是如在根据本发明的波束形成系统的结构内所实现的信号灵敏度匹配系统的流程图；

图10是示出当信号幅度被匹配时形成等腰三角形的输入信号矢量A和B的矢量图；

图11是示出根据本发明直接利用信号衰减特性来取代首先计算扩展的相位矢量A’和B’的计算上更有效的方法的框图；

图12是示出衰减比如何能够用于提供另一种实现发明的降噪方法的方式的流程图；

图13是使用根据本发明的等式4、和等式1的相位增强函数所产生的衰减值的曲线图；

图14是用于根据本发明实现降噪的计算上有效的方法的流程图；

图15是能够用于根据本发明的波束形成降噪系统的某些典型衰减函数的曲线图以及这些典型衰减函数的定义等式；

图16是示出用于将新方法延伸至大于两个元件的线性宽距阵列的新方法、用于分辨由较大传感器间隔所产生的输入信号电相位差模糊(ambiguity)的方法的示意图；

图17A和17B是用于产生根据本发明的范围灵敏波束方向图的两种方法的示意图；

图18A～图18C是用于根据本发明产生“笔形”波束-即，具有降低的方位角(宽度)和降低的仰角(高度)广度的三种不同方法的示意图；

图19A是现有技术的两元件降噪系统的示意图；以及

图19B和图19C是示出Griffiths-Jim波束形成器装置中的相位增强处理的发明使用的示意图。

具体实施方式

根据本发明的一方面，公开了一种基于增强波束形成系统性能的新方法。作为通常的目的，本发明的一方面基于增强或放大由这种波束形成系统所产生的波束方向图的零位(null)的原理来操作。

根据本发明的一方面，新方法将加宽零位-即，图3中的区域37和38-而不是将波束形成系统的主瓣35和36变窄。该方法改进了指向性，但是通过唯一的且有利的设备和方法。通过使用发明的方法来加宽零位，改进的指向性被实现而不增加传感元件、关联的放大器和A/D转换器(数字系统中)或滤波器(模拟系统中)的数目，具有降低的用于处理传感器信号的计算成本，具有波束方向图简单而不增加旁瓣及其对于所不期望的噪声信号源的所增加的灵敏度的结果，具有传感器阵列的小的物理尺寸，具有低的系统硬件成本，不具有长的自适应时间，以及具有为轴外信号产生均匀频率响应的增加的能力等好处。将意识到，虽然为了简化，以下描述将论述发明的两传感器的实现，但是相同的技术可以扩展至一、二、以及三维排列中具有大于二的数目的阵列。

如图2(b)所示，在本发明的一方面中，相位增强处理24被设置于传感器信号21的获取(acquisition)和波束形成处理23之间。相位增强处理24产生相位增强的信号25，其然后被用作波束形成处理23的输入信号。

图4中示出了本发明一方面背后隐藏的原理，示出沿宽距阵列配置40中的线X所设置的两个传感元件A和B，以及位于远离最大灵敏度的轴I的物理方位到达角φ_N处的轴外噪声源N。因为存在用于该系统的两个输入信号，每个输入信号均来自于传感元件A和B中的每一个，两个傅立叶输入信号变换可用于该处理。每个变换均由数据的许多频率“仓”组成，并且仓中的每个数据值都是复数Z，其中，

               Z＝Mcosθ+iMsinθ

包含关于在特定时间间隔(即，特定帧)期间每个信号的幅度(M)和相关信号相位(θ)的信息。

在帧内，例如，对于输入信号A，其输入傅立叶变换的第n个仓中的值是：

        Z_A(n)＝M_A(n)cosθ_A(n)+iM_A(n)sinθ_A(n)

其中，M_A(n)是用于由频率仓n所表示的频率的输入信号A的平均幅度，其中，θ_A(n)是用于由相同频率仓n所表示的频率的输入信号A的平均相关信号相位。信号相位通常被称为信号的“电相位”。类似地，对于输入信号B，其输入傅立叶变换的第n个仓中的值是：

    Z_B(n)＝M_B(n)cosθ_B(n)+iM_B(n)sinθ_B(n)

其中，M_B(n)是用于由频率仓n所表示的频率的输入信号B的平均幅度，其中，θ_B(n)是用于由频率仓n所表示的频率的输入信号B的平均相关信号相位。因此，对于与仓对应的每个频率，存在可用于处理的允许两个相关输入信号相位角值(即θ_A(n)和θ_B(n))的计算的两个复数。

此后，为了简化，将假定基于逐仓(bin-by-bin)地执行每个计算，并且将略去频率仓索引n。

图5是示出实现本发明一方面的流程图。在51a和51b处，获得来自传感器A和B的信号的幅度和相位信息。对于每个仓对(binpair)，在52处计算两个相关输入信号电相位角值之间的差。换句话说：

Δθ_I＝θ_A-θ_B或，可选地，Δθ_I＝θ_B-θ_A

其中，θ_A或θ_B是由输入信号的虚部除以输入信号的实部的比的反正切，Δθ_I是对于每个频率仓对的两个输入信号A和B之间的信号电相位角差。

尽管上述示出的数学方法在理论上是正确的，但是在实际(真实世界)系统中，反正切函数通常生成被限制于区间-π≤Δθ＜π的相关相位值。因此，当计算输入信号相位差角度值Δθ_I时，所计算的结果是在区间-2π≤Δθ＜2π上的。尽管这个值能够被直接用于完成发明的处理，但是由于数学的原因，如果该值位于区间-π≤Δθ＜π，则常常更方便。通过在该值小于-π时增加2π和在该值大于π时减去2π的处理，所计算的输入信号相位差角度值Δθ_I能够被“再约束(re-wrapped)”以落在所期望的区间。当该值已经落在区间-π≤Δθ＜π时不进行改变。在这个计算之后，Δθ_I的生成值落在所期望的区间-π≤Δθ＜π。

在再约束生成的相位差值之后，生成表示两个传感器信号之间的输入信号相位差值的输入电相位差数。在理论上，因为关心的信号落在阵列系统40的传感(sensing)轴I上，换句话说，因为表示有用信号的信号A和B的部分是时间对准的，所以将不存在对于那个信号的相位差，并且相位差数应当为零。然而，对于从所不期望的轴外“噪声”源N到达的信号，将存在电相位差，并且相位差数是到达方位角φ_N的函数。

参考图4，将理解以下应用：

${\mathrm{\Δ\θ}}_I=\mathrm{\π}\·f\{\sqrt{s^2+4(D^2+D_s\·\sin {\mathrm{\φ}}_N)}-\sqrt{s^2+4(D^2-D_s\·\sin {\mathrm{\φ}}_N)}\}/2c$

其中，f是用于频率仓的中心频率，s是传感元件之间的物理间距，D是从传感器阵列的中心至噪声源N的距离，c是信号的传播速度(在本文中，其是声音在空气中的速度)，以及φ_N是来自噪声源N的信号的到达方位角。

如果D＞＞s，换句话说，如果噪声源N位于离阵列相当远的距离处，则电相位差数简化为：

$\mathrm{\Δ}{\mathrm{\θ}}_I=\mathrm{\π}\frac{f\·s}{c}\·\sin {\mathrm{\φ}}_N$

通过使本发明的系统“认为”大多数轴外噪声信号的到达是来自于接近±90°方位角的源，使得这些信号进入零位，并且然后这些信号被随后的信号矢量求和的波束形成处理大大地衰减。根据本发明的一方面，这是通过在图5中53处使用恰当的扩展(expansion)函数将所测量的输入电相位差数Δθ_I向±180°扩展。

将理解的是，矢量求和包括通过首先反转提供给求和电路的信号的求和与不通过首先反转提供给求和电路的信号的求和。通常，宽距阵列波束形成不利用信号反转，而端射(end-fire)阵列波束形成利用信号反转。这两类波束形成系统被预期在该发明的范围内。

另外，为了该发明的目的，相位增强包括如上所述的使用扩展函数的相位扩展和如下面将被描述的相位压缩。相位扩展应用于许多阵列系统中，例如，用于将主灵敏度波瓣变窄的宽距波束形成器。可选地，在诸如许多端射阵列系统的信号差分阵列系统中，需要相位压缩以将主灵敏度波瓣变窄。然而，相反地，存在零位将被变窄的应用，并且在这些系统中，相位扩展和相位压缩也是所预期的。例如，这在下面参考GSC波束形成系统进行论述。

现在考虑求和被执行而不需要反转的情况，许多函数可以被用于扩展输入电相位差数。在该发明的一个实施例中，其中，所需的声音信号源是时间对准的，使得由传感元件所产生的电信号是同相的，所有可用扩展函数将具有一个共同特性：它们将不改变0°处的相位差，因为具有该差的信号最可能来自于期望的源，并且不应当被衰减。然而，当输入信号之间的电相位差增加(加或减)远离0°时，存在信号对源自所不需的轴外噪声源的渐增的可能性。因此，例如，在两个信号在波束形成处理中被合并之前，45°的电相位差能够被扩展至例如80°。这种扩展将降低输出信号的幅度，因为两个信号在波束形成处理中被求和，并且这两个信号在扩展之后将是更异相的。当输入相位角差增加时，所扩展的输出差越来越向±180°移动。因此，例如，在这两个信号在波束形成处理中被合并之前，90°的电相位差能够被扩展至179°，对于这些信号几乎引起完全衰减。

通过应用具有刚才描述的特性的适当的扩展函数来实现扩展输入电相位角差数Δθ_I以产生扩展的输出信号相位角差数Δθ_O。一个这种函数是：

$\mathrm{\Δ}{\mathrm{\θ}}_O=\mathrm{\π}\·\mathrm{sgn}\left(\mathrm{\Δ}{\mathrm{\θ}}_I\right)\·\{1-{[1-\left(\frac{\left|\mathrm{\Δ}{\mathrm{\θ}}_I\right|}{\mathrm{\π}}\right)]}^S\}...\left(1\right)$

其中，角度Δθ_I和Δθ_O是用弧度来表示的，并且S是控制生成的灵敏度波束的窄度(narrowness)或锐度(sharpness)的参数，1＜S≤∞。

图6(a)是描绘应用该公式以增强这两个输入信号矢量之间的角相位差的效果的曲线图。该输入电相位差数Δθ_I被绘制在纵坐标或横轴上，而扩展的电相位角差数Δθ_O被绘制在横坐标或纵轴上。

当不存在扩展时，例如，当上述等式中的锐度参数S被设置为等于1时，输出信号相位角差数Δθ_O等于输入信号相位角差数Δθ_I-即，Δθ_O＝Δθ_I-并且该系统象传统波束形成系统一样工作。该状态由图6(a)中的斜曲线60示出。

然而，对于较大的S值，相位差被扩展，并且实现了灵敏度波束方向图的相称的改进。图6(a)中示出的曲线62示出了由将等式1中的锐度参数S设置为等于10的值所产生的扩展曲线。注意到，曲线通过点0，0，使得对从主灵敏度轴上的期望的源位置到达的信号不产生变化。对于从远离主灵敏度轴的方位角所到达的信号，输入电相位角差数Δθ_I具有非零值，并且当扩展被实现与曲线62-64相称时，生成的增强的输出电相位角差数Δθ_O由此远离原始输入电相位角差值并向±180电度改变。

曲线63和64分别示出对于S值为5和20的等式1的相位扩展特性。因此，对于这个等式，当锐度值被增加时，相位增强增加。这提供了一种用于在具体应用中设置生成的波束宽度以根据那个应用的需要来排除轴外噪声信号的拾取的方法。然而，还提供了一种控制作为任何其他参数的函数的所生成的波束特性的方法，例如，通过改变作为频率的函数的参数S的值来频率补偿对轴外信号的系统灵敏度，以产生跨越所有频率的恒定宽度的波束。可选地，锐度参数S可以被实时改变以提供实时的波束控制。

在这个时候比较传统波束导向系统的行为是有益的。应该记得，在这种系统中通过以使输入信号的方向图在有用方向上被加强而在无用方向上被抑制的方式来改变输入信号的相对相位以实现波束导向。相变等效于时延-即，在每个频率处的相变是固定的偏移量，并且频率范围内的相变是线性的。因为不同于在目前所要求的发明中，在传统波束导向系统中不存在相位增强(即，在这种系统中的“S”，如果用本发明的语言所表示，将具有1的值)，图6a中的传统波束导向系统曲线将呈现为平行于线60的直线，并且不通过点0，0。该线在图6a中的69处被标明。

图6(b)示出额外增强函数和对于每一个增强函数生成的增强曲线的实例。如由65和66所标注的曲线所举例说明的，相位不需要在远离点0，0的每个值处被扩展。对于这些曲线，在靠近0，0的有限范围内存在压缩，但相位扩展发生在更远的输入差值处。67所标注的曲线表明扩展还可以被限制于靠近点0，0处的输入电相位差数，而在靠近±180度处对输入相位差值不发生扩展或者甚至发生压缩。

该论述仅提出了少许可能的增强公式和曲线的实例，但并不规定为限制。包括点0，0的公式和通过点0，0并且在其他点处扩展相位差(换句话说，增加相位差)的曲线符合本发明的一方面。在某些其他所选点处保持恒定相位差，并且在其他点处扩展相位差的公式和曲线符合本发明的另一方面。根据本发明的另一方面，扩展仅被应用于某些输入相位角差数值Δθ_I。实际上，相位扩展在较大或较小程度上将很可能被应用于大部分值，尽管将认识到，不存在扩展被应用于值的大部分或甚至相当大部分的需求。更进一步，在某些应用中，可以使用离散值的查找表，而不是通过使用连续函数或曲线来应用相位增强，以及当术语相位增强被用于一般意义时，将意识到，相位差的压缩或降低被包括在本文中被称为相位增强的一般概念中。

如从上述等式1可见，输入相位角差数Δθ_I的符号与其幅度被分开使用。因为幅度从来不取负值，可以使用在区间0≤|Δθ_I|≤π的范围内有效的函数来扩展再约束的输入相位角差数的幅度，然后，该幅度和输入相位角差Δθ_I的符号合并以产生输出电相位角差数Δθ_O。可选地，能够使用在区间-2π≤Δθ_I(未被约束的)≤2π的范围内重复的函数来扩展未被约束的输入相位角差值。这种函数的一个实例是：

$\mathrm{\Δ}{\mathrm{\θ}}_O=\mathrm{\π}\·(\frac{|\mathrm{\Δ}{\mathrm{\θ}}_I-\mathrm{\π}|}{\mathrm{\π}-\mathrm{\Δ}{\mathrm{\θ}}_I}\·\frac{|\mathrm{\Δ}{\mathrm{\θ}}_I+\mathrm{\π}|}{\mathrm{\Δ}{\mathrm{\θ}}_I+\mathrm{\π}})\·\sin \left(\frac{\mathrm{\Δ}{\mathrm{\θ}}_I}{2}\right)$

其中，Δθ_I和Δθ_O是以弧度测量的未被约束的信号相位差值。

此外，增强处理能够被实现而不需要输入信号电相位角差数Δθ_I的直接计算，该直接计算需要两个反正切的计算。在许多数字计算系统中，反正切函数的直接计算相对来说计算强度大，并且不需要反正切计算的增强方法是理想的。例如，这个目的能够通过使用与输入信号相位角差数Δθ_I的正切成比例的值而不是Δθ_I自身来实现。这个值能够通过使用输入信号矢量A和B的单位矢量而被容易地计算。单位矢量仅仅是具有幅度1、但与原始矢量的角度相同的角度的矢量。单位矢量能够通过用其自身的标量幅度除表示输入矢量的复数来计算。

让A”和B”为A和B的单位矢量。A”和B”的差的幅度与A”和B”的和的幅度比等于Δθ_I/2的正切。这个结果能够通过使用由用2tan(Δθ_I/2)来取代Δθ_I所修改的任意增强函数而被直接用于计算增强的输出电相位角差数Δθ_O，并且使用本领域中的已知方法被恰当地定标。

再次参考图5，在输入电相位差数被增强以产生如53处所示出的输出电相位差数Δθ_O之后，原始输入电相位差数被从输出电相位差数中减去以产生如54处所示出的角度增强值。然后，该值被分成两部分，适当情况下，每个部分都被加到或减去每个输入信号的相位，以由此分开信号的相位(在扩展的情况下)，并在两个输入信号之间产生“更异相的”情况。角度增强值可以全部被分配给一个输入信号或以任意比在两个输入信号之间分开。一个实施例在54处将角度增强值相等地分为两个部分，并且适当情况下，每半个部分都被加到或减去每个输入信号的相位，由此分开信号的相位(在扩展的情况下)，并产生“更异相的”情况，而保持相同的平均相对输出信号相位。另一个实施例根据矢量幅度来分开角度增强值，使得生成的输出矢量的相对相位与如果没有执行增强则在矢量求和之后将存在的输出矢量相对相位一致。

为了示出本发明的这方面，图7(a)的矢量图示出信号A和B是由有用信号矢量分量S_D分别与噪声矢量分量N_A和N_B的矢量和所组成的。因为有用信号是来自轴上的、时间对准的源，所以其分量在两个信号中是相同的，如由双矢量S_D所示出的。然而，因为噪声信号是来自轴外的源，所以噪声分量N_A和N_B不相等。尽管它们的幅度将是相等的(在传感元件灵敏度或电路不均衡中排除(bar)任何差别)，但是它们的电相位通常将不相等，如图7(a)中所示出的。因此，如所示出的，生成的输入信号矢量A和B通常在相位或幅度上将不相等。

图7B示出上述的扩展处理，其中，输入矢量A和B从输入电相位差数Δθ_I被相位扩展(在开放箭头的方向上)至输出电相位差数Δθ_O以成为输出矢量A’和B’。

在两个输入信号被修改之后，如图5中56和57处所示出的，使得它们的复数表示(representations)具有更大的相位差，但具有它们的原始幅度，然后它们以传统波束形成方法的方式被合并，如55处示出的。如之前提到的，两个输入信号被假定为是由具有根据需要用于将系统的灵敏度波束导向有用信号的信号延迟的传感器阵列系统所产生的。因此，输入信号对于从有用源到达的信号是时间对准的并且是同相的，但是包含对于来自轴外“噪声”源的信号的异相分量。为了和标准宽距波束形成系统的原理一致，于是，矢量不反转而被相加为矢量和，以产生输出信号。在这种情况下，如图5中的55处所示出的，相位扩展的输出矢量A’和B’被矢量求和。换句话说，每个第n仓对的复数A’和B’被矢量相加在一起，以形成放置在输出变换的第n个仓中的复数。

在图7(c)中示出了这个矢量求和处理，其中，示出了与本发明系统的输出相比的来自传统波束形成器系统的输出。Out所标注的信号矢量是原始输入矢量A和B的矢量平均(用2所除的矢量和)。降噪系统的主要目的是除去噪声，并产生(put out)作为有用信号的最接近表示的信号。通过和图7(a)的比较可以看出，传统波束形成器的输出矢量Out在幅度和相位上都不同于有用信号矢量S_D。在应用了传统波束形成器处理之后，信号Out和S_D之间的任何矢量差是表示遗留在输出信号中的残余噪声的矢量(未示出)。

相反，由Out’所标注的输出矢量是与有用信号S_D非常接近的匹配，其中，由Out’所标注的输出矢量是用本发明的方法所产生的信号A’和B’的矢量平均。和传统波束形成器的输出信号中的残余噪声相比，残余噪声被明显地降低了，表明了本发明方法的明显噪声降低的好处。

一旦所有频率仓对的数据根据上述方法被处理，就产生了完整的输出傅立叶变换帧。如图1所示以及先前所描述的，输出傅立叶变换帧接下来被逆傅立叶变换以产生处理的时域输出帧。随后处理的输出帧被连接或叠加以产生完全处理的数字化输出时域信号。

可选地，一组仓中的信号信息能够例如通过矢量求和被首先合并，以在信号处理计算被执行之前基于频带产生信号信息。常常这样做以降低某些应用的计算成本，在这些应用中通过逐带(band-by-band)处理所产生的信号失真是可接受的。因此，预期基于逐仓或基于逐带来执行每个计算。

图8示出发明方法的波束形成的性能。作为实例，图8(a)中示出了使用7-cm间隔的两个心形扩音传感元件的传统波束形成系统的性能。从图8(a)中容易明白，对于波长相对于元件间间隔s较大，因此阵列孔径比半波长要更小的低频(1000Hz以下)，灵敏度波束方向图基本上是心形元件自身的波束方向图。在较高频率处，波束方向图变窄，但当其变窄时，旁瓣被形成。例如，在3000Hz处，相对窄的主瓣被形成，但是几个旁瓣也被清楚地显现了。此外，很明显，对于每个频率，并且尤其是对于轴外声音，灵敏度方向图是不同的，灵敏度是随频率而定的，使得轴外声音信号被改变或“着色”。

相比较，图8(b)示出使用相同的扩音阵列和由具有在1000Hz处锐度值S_D为10的等式1所给出的扩展函数的根据本发明的系统的波束形成的性能。不仅主瓣比传统波束形成系统的主瓣更窄，而且不产生旁瓣。此外，通过为每个频率仓选择锐度值以维持对于所有频率都相同的灵敏度方向图的形状，所有频率的波束形状都是相同的，并且对于来自轴外信号的声音不存在“着色”，这种声音听起来是“正常的”，但被故意地衰减了。

传统波束形成系统不能校正或“变平”其对轴外信号的频率响应有两个原因：1)不存在可用于修改作为频率的函数的波束宽度的参数(但是，该新系统具有锐度参数S)，以及2)波束方向图明显地示出对于每个频率的不同形状，使得即使存在用于根据频率补偿波束宽度的参数，但波束形状还将不匹配。在本发明的系统中，波束形状在所有频率处基本相同，为当需要时利用锐度参数值对频率的适当递减(tapering)进行容易的频率补偿留有余地。

图8(c)示出1000Hz处用于传统波束形成系统的波束形状，在传统波束形成系统中，额外元件已经被添加使得主灵敏度波瓣的FWHM(在最大值一半处的全宽度-测量波束宽度的标准方法)等于如图8(b)所描述的相同条件下的新系统的FWHM。为了实现这个等同条件，传统系统需要13个传感元件，对于85-cm以上的总孔径(阵列)大小，所有传感元件都间隔7-cm(假定容易得到6-mm直径的驻极体扩音元件)。尽管大并且复杂，但是这个系统还没有除去灵敏度的旁瓣。

比较起来，该新方法提供图8(d)中示出的1000Hz波束方向图。该波束方向图不仅无有害的旁瓣，而且该系统仅需要两个扩音传感元件(伴随的减少了A/D转换器、前置放大器电路和计算机处理能力)，并且其在尺寸上小于9-cm。

为了拾取的较大降噪，波束能够被进一步变窄，并且对轴外噪声源的灵敏度进一步被降低。图8(e)示出当锐度参数S被增加至值20时，由新系统所产生的1000Hz的波束方向图。对波束实际窄度的唯一限制是在波束太窄以至于不能保持指向有用源时，或在该处理产生有用信号的失真的有害电平时。在使用两个心形扩音元件的语音级通信应用中的锐度参数的实际值从大约5至大约50变化，但不限于那个范围。

在图5的方法中，相位增强处理先于波束形成处理。因此，图5的方法能够被容易地添加到传感器组件之间的传统波束形成系统和如图2(b)中所示出的波束形成系统。作为结果，很清楚，上述新相位增强方法与用于改进几乎任何波束形成系统的性能的传统波束形成技术非常兼容。由于相同的原因，其也和传统的波束导向和波束跟踪系统高度兼容，对此本领域技术人员将容易地理解。同样，正如同传统波束形成系统一样，新方法和全向、双向、或单向传感器或传感器阵列的使用高度兼容。例如，新方法可以被用于有利地合并两个或更多个传统波束形成阵列系统的多个输出。正因如此，两个或更多个新波束形成系统能够提供改进的输入信号用于传统波束形成系统中的进一步合并。

“风噪声(wind noise)”在诸如用于远程信息处理应用的汽车中的许多声学语音信号拾取情形中是特别棘手的问题。风噪声不同于背景声学噪声，因为其不能被表征为冲击来自远方的扩音传感器的相干声音波。更确切地，风噪声是通过由于在每个扩音器和/或扩音器端口附近或每个扩音器和/或扩音器端口处的空气湍流所产生的压力脉冲所表征的。因此，不可能确定风噪声的到达角度，因为在各个传感器信号的电相位角之间不存在相关性。

然而，本申请中所公开的发明的装置和方法在其输出信号中提供了明显降低的风噪声，同时保留有用的语音信号。因为风噪声的输入信号电相位角差能够被表征为随机处理的结果，所以这种噪声的电角差在可能的输入信号电相位角差的范围内统计上均匀分布。因为本发明的处理有效地衰减具有输入信号电相位角差(其远离有用信号的先验的已知差(典型地为0度)的信号，风噪声还在输入信号电相位角差的大量范围内被有效地衰减。这种操作在声学传感系统(其中风或移动空气由于其产生的“风噪声”而成为一个问题)中是非常令人满意的。

传统波束形成技术所遇到的问题是为取得最大降噪性能的传感器信号的灵敏度匹配的需求。虽然传感放大器和A/D通道的充分匹配是相对直接了当的，但是传感器自身的匹配不是这样。为了继续使用声学音频实例，扩音元件难以匹配并且匹配起来是昂贵的，并且跨越温度变化和老化来保持匹配更困难。更进一步，在一个频率处的传感器灵敏度的匹配是可能的，但是，在所有频率范围内的匹配是非常难的，即使不考虑温度波动和老化的影响。

某些波束形成系统企图通过为每个传感器通道应用自动增益控制(AGC)放大来自动匹配传感器信号，由保存在存储系统中以在之后操作期间被应用为校正的、工厂测量的灵敏度差所控制，或通过主动地地和周期地将匹配的能量信号注入到传感器，并且基于这些“探测(probe)”信号的测量结果来校正任意灵敏度差。

如图2(c)所示，在传感器信号22被处理之前，上述信号灵敏度匹配方法通常被应用于这些信号。因此，当用于本发明的新系统时，如所示出的，灵敏度匹配电路26被设置于相位增强电路24之前。可选地，信号匹配还能够被应用于相位增强之后，因为增强电路24仅修改输入信号的相位，并不改变它们的幅度。更进一步，均衡电路26不仅需要用于幅值(幅度)匹配，而且，在需要时，还能够提供频率均衡。

每种现有技术的灵敏度匹配方法均具有缺点。AGC方法能够校正一个频率处的灵敏度差，但不能匹配所有频率范围内的灵敏度。其还需花费时间来调整，并且这个校正延迟在需要对输入信号快速响应的系统中是个问题。工厂测量的匹配方法能够在频率范围内工作而没有延迟，但是不能跟踪由于温度、湿度或老化所引起的灵敏度的变化。探测信号方法要求在周期信号注入操作阶段，波束形成系统是离线的。此外，所有这些方法都增加了系统的非常大的成本和复杂性。

为了表明灵敏度匹配的需求，考虑使用传统的波束形成系统以在噪声中检测语音。语音是由安静-语音突发(speech burst)之间的暂停的周期-所分开的嗓音(voice sound)的短突发组成。波束形成降噪系统在语音暂停期间降低轴外噪声的影响是很关键的，因为在这些时间处，没有语音信号掩盖小量剩余噪声的影响，并且任何剩余噪声变得非常可听得见。

再次参考图7(a)，在语音暂停期间，有用信号S_D变为零，并且输入信号A和B仅由噪声矢量N_A和N_B组成，如图7(d)中所示出的。在这种情况下，信号仅是噪声，所需的结果是零输出。

当在传统波束形成系统中将输入信号与匹配的传感器信号合并时，生成的输出信号尽管未达到所期望的零值，但是还是如所期望的被降低了。这在图7(e)中通过标注为Out的平均输出矢量被示出，其中，该平均输出矢量是传统地仅波束形成噪声信号A＝N_A以及B＝N_B的结果。

然而，由于传感器信号不匹配，所以系统的输出信号中的剩余噪声被显著增加了。典型的扩音元件对于在1kHz处±3至±4dB的灵敏度匹配是可用的。因此，在两个传感器的情况下，如果一个传感器处于灵敏度分布的低端，而另一个处在高端，则两个传感器信号以2:1或更大的灵敏度差不匹配。图7(f)示出由传感器不匹配使得与图7(e)中所示出的那些相比，传感器信号A被降低了3dB，传感器信号B被增加了3dB的传统波束形成系统所产生的输出矢量。在这种情况下，传统波束形成器的输出信号矢量Out在幅度上被显著地增加了，并且在相位上被显著地改变了。这个效果导致由传统波束形成系统产生的轴外噪声的可听度增加。

图7(e)还示出在由本申请的新系统处理之后的剩余输出噪声，再次采用(assume)所匹配信号的幅度。如图7(d)所示，相对大的输入信号相位角差数Δθ_I意味着被扩展的输出相位差数Δθ_O将非常接近180电度。因此，输出信号矢量A’和B’将基本上是异相的，但是具有相同的幅度，如图7(e)中所示出的。当这个条件被满足时，当在图5中55处被矢量求和时，两个信号A’和B’将彼此抵消，导致如图7(e)中用Out’所标注的点所示的基本零长度的输出矢量。因此，当传感器信号在灵敏度上被很好地匹配时，本新发明对于这种仅噪声信号获得了所需的非常低输出的结果。与由传统波束形成系统所提供的剩余噪声输出矢量Out相比，由新系统所提供的剩余噪声输出矢量Out’是小得多的-即，新系统输出中的剩余噪声被大大地降低了。

将理解的是，新波束形成系统利用相位增强函数，该相位增强函数包括允许控制波束宽度范围的锐度参数S。因此，锐度参数的值能被选择或者被控制，以便为波束形成器产生有益的新特性。例如，响应于噪声电平的增加，调节锐度参数能够在需要更多噪声抑制时用于将波束宽度变窄。能通过检测输出信号中的噪声，并且调节该值以保持例如指定输出信噪比而自动地调节S值。

可选地，在已知噪声具有某些频率特性(例如，大部分噪声由低频组成)的应用中，S值能被调整以在那些频率处产生宽波束，以保持最佳的信号质量，而在其它频率处能够产生窄波束以最大化那些噪声的抑制。通过响应于控制信号的变化来控制锐度参数S的值，这个波束宽度的频率递减(tapering)能够被固定、手动地调节或进行自适应或自动调节。存在许多这种方式来应用由锐度参数所允许的额外自由度，并且所有的都被预期与本发明一致。

另外根据本发明，新算法的匹配方法被提供以避免与传统波束形成器系统信号匹配方法相关联的慢响应、变化跟踪、成本和复杂度的增加的缺点。该新匹配系统为所有频率、并在温度、湿度和传感器老化条件范围内提供瞬时灵敏度匹配的好处。此外，该新信号匹配处理事实上能够被应用于需要或期望匹配的信号灵敏度的任意阵列系统，尽管其在该系统中工作良好以保证最大降噪性能的匹配信号，但不限于用于本文中所提供的新波束形成系统。

图9示出如在新波束形成系统的结构内所实现的本发明的信号灵敏度匹配系统。再次在两传感器阵列的上下文中进行描述，尽管不意味着这种限制，但输入信号A和B在91a和91b处被首先分成其相位分量和幅度分量。电路块92～97对应于图5中由52～57所标注的相同块，并且基本上表示相同的处理步骤。信号幅度匹配是由新电路块98所产生，其中，两个输入标量信号幅度|A|和|B|被合并以产生等于|A|和|B|的数学平均的新的共同标量幅度值GM。在这个实例中，几何平均值被使用。该新标量幅度值然后被用在96和97处，与扩展的相位值Δθ_AO和Δθ_BO合并以产生相位扩展的输出信号A’和B’。

补偿传感器灵敏度不匹配和传感器信号路径差的发明方法使用将输入矢量的单个幅度的数学平均值再分配给扩展的电相位角矢量的幅度的处理。存在许多类型的数学平均，例如算术平均、均方根(rms)、几何平均、调和平均、以及其它平均。为了本发明的目的，所有数学平均都是可应用的，并且根据设计的需要，可以使用特定的数学平均。

被定义为

(其中，S_i是来自于第i个传感器的信号，N是传感器的总数)的算术平均的使用对于极不匹配的信号产生较小的衰减，并且如果传感器完全失效则不压制(extinguish)输出信号。rms在防止极不匹配信号的衰减能力上更宽大(forgiving)，并且还不压制传感器失效的输出。这些数学平均的自动防故障(fail-safe)的特性使它们对于在传感器故障的情况下虽然具有降低的功效，但是可靠系统必须继续工作的许多实际应用是非常理想的。

然而，极不匹配的信号幅度还由不期望的多径所产生，地物干扰(clutter)或反射(reverberation)非自然信号和这些信号的额外衰减在这些情况下是理想的。被定义为

的调和平均的使用产生这种不期望的非自然信号的相对强烈的衰减。这种非自然信号降低的能力使调和平均对于地物干扰是主要问题的应用是个好选择。

相反，被定义为

的几何平均在这种不期望的非自然的噪声信号的衰减之间提供好的折衷，同时保存有用的轴上信号的质量。在人信号感知(human signal perception)的情况下，例如处于可见的(光线)或听力所及的(声音和语音)，对数平均是所期望的，并且几何平均提供该特性。例如，如果一个传感器具有比额定值大的+XdB(较大)的灵敏度，而另一个具有比额定值小的-XdB(较小)的灵敏度，则几何平均的使用将提供与由匹配的一对额定灵敏度传感元件所提供的输出幅度相等的输出幅度，使得不匹配对于用户成为透明的。

尽管系统设计者将为正被处理的具体应用选择优选的平均，但对于声学语音信号，几何平均是首选的。

这个新信号灵敏度匹配系统中的有价值的要素是使用数学平均幅度值来取代输入信号的单个幅度。如果被应用到传统波束形成系统，则相位增强处理将被旁路，并且相反，原始输入信号相位，在该情况下为θ_A和θ_B，将被用在96和97处。

再次参考图2(c)，该新的信号灵敏度匹配装置能够被应用于相位增强处理之前或之后。在该图中，电路块26被示出在相位增强块24之前，但位置可以被颠倒而不影响整个系统的性能。的确，如果相位增强电路块24被除去，则很容易看出上述公开的新灵敏度匹配处理能容易地被添加到传感器组件之间的传统波束形成系统和该波束形成系统。

该新灵敏度匹配系统的好处是其连续的匹配能力、几乎瞬时匹配、实时地在所有频率处连续校正的能力，而没有延迟或停滞时间(dead-time)，以消除不匹配、漂移、老化、温度、湿度和所有其它灵敏度变化原因的影响。可应用性包括需要匹配传感器的无线、声纳、音频、雷达、医疗成像、光学和其它阵列系统。

如图10的矢量图中所示出的，当信号幅度被匹配时，输入信号矢量A和B形成等腰三角形。在传统的波束形成系统中，输出信号Out是通过计算A和B的矢量平均所产生的，并且如所示出的，生成的输出信号矢量平分该三角形。因此，右三角形O-B-Out被形成，其中，输出信号矢量Out的幅度通过如下被给出：

$\left|\mathrm{Out}\right|=\left|A\right|\·\cos \left(\frac{\mathrm{\Δ}{\mathrm{\θ}}_I}{2}\right)=\left|B\right|\·\cos \left(\frac{\mathrm{\Δ}{\mathrm{\θ}}_I}{2}\right)...\left(2\right)$

类似地，在新波束形成系统中，当信号幅度被匹配时，输入信号矢量A’和B’形成另一个等腰三角形。输出信号Out’是通过计算A’和B’的矢量平均所产生的(图5中的55处、或图9中的95处)，并且新输出的信号矢量Out’平分这个三角形。因此，右三角形O-B’-Out’被形成，其中，输出信号矢量Out’的幅度通过如下被给出：

当相位扩展被应用到输入信号电相位角差时，尽管输出信号的相位未被改变，但是该输出矢量Out’的幅度总是小于传统波束形成器输出矢量Out的幅度。因此，通过匹配的信号电平，新的降噪波束形成系统的相位扩展处理降低了幅度，但保持了由传统波束形成系统所产生的输出信号的相位。该幅度上的降低在图10中作为矢量长度差101被示出。

一种计算上更有效的方法直接利用这个信号的衰减特性，而不是首先计算扩展的相位矢量A’和B’。图11示出了该方法。如图11所示，来自传感器阵列111的输入信号112如果不被固有地匹配，则在116处被幅度匹配。可以利用传统阵列匹配方法或利用上述的新数学平均匹配方法产生匹配。然后，在118处用由电路块117所提供的衰减量进行衰减之前，所匹配的信号在传统波束形成器113中被矢量求和。衰减量是由电路块117处测量的输入信号电相位角差数Δθ_I所确定的，其将被描述。衰减量不取决于输入矢量的幅度、或不取决于它们的绝对相位，而是仅取决于输入信号电相位角差值或数目。

因为输出电相位角差数Δθ_O是从输入电相位角差数Δθ_I所直接计算的(例如，如由等式1所描述的)，用于产生输出信号Out’的计算上更有效的方法将计算衰减，好像输入信号被匹配似的，然后，将这个衰减应用到传统波束形成系统的输出。尽管，没有信号匹配，或使用传统信号匹配方法，输入信号幅度可能不能很好地被匹配，这个计算上有效的方法还能够被应用，但可能导致输出信号相位上的误差。

认识到，对于音频应用，人耳朵不能容易地区分信号的相位，该无关紧要的相位误差变得不重要。因此，对于音频通信装置，输出信号的相位能够被轻微的改变而不削弱系统降噪的功效。的确，在该方法中所使用的输出相位的轻微偏移(deviation)可能对于大部分预期应用(例如，声纳、雷达、光学、无线天线系统等)不是问题。然而，用新信号幅度匹配方法，相位误差不是问题，因为输出信号相位将被完美地保持。

如图10中可见，将被应用的衰减量是输出矢量Out’和Out的幅度比。因为信号A’和B’被假定是灵敏度匹配的，并且被相等地扩展，所以输出矢量Out’和Out具有相同的电相位角，如图10中所示出的。因此，来自等式2和3的它们的幅度比变为被定义为如下的简单标量的衰减值：

$\mathrm{Attn}=\frac{\cos \left(\frac{\mathrm{\Δ}{\mathrm{\θ}}_O}{2}\right)}{\cos \left(\frac{\mathrm{\Δ}{\mathrm{\θ}}_I}{2}\right)}...\left(4\right)$

因为Δθ_O是Δθ_I的函数，所以衰减值仅是Δθ_I的函数。

图12示出该衰减比如何能够被用于提供另一种实现本发明的降噪方法的方式的流程图。使用等式4，加上用于确定扩展的输出电相位差数Δθ_O的相关相位增强函数，衰减值可以从输入电相位角差数Δθ_I确定。这个衰减值然后被用于修改来自传统波束形成器的输出以产生相同的降噪输出，其是通过相位增强方法产生的。在这个方法中，两个输入信号首先在125处被矢量求和以产生未衰减的中间信号。在121a和121b处仅使用输入信号电相位，该输入电相位差数Δθ_I在122处被计算，并且随后和相位增强函数或查找表一起用于计算输出电相位差数Δθ_O。接下来，在128处，根据等式4计算衰减值。

当输入信号是来自期望的轴上源时，两个电相位差数相等，并且衰减值等于1，导致这个有用信号通过而不衰减。当输入信号是来自轴外噪声源时，两个电相位差数不相等，而输出电相位差数总是比输入电相位差数大。因为相位差数被分成两半，它们落在区间-π/2≤Δθ≤π/2内，并且总具有相同的符号。因此，根据等式4，这种信号的衰减值将比1小，并且当输入噪声信号到达方位角远离阵列轴向90度增加时，将向零的方向减小。

作为这个衰减特性的实例，图13示出用等式4、和等式1的相位增强函数(对于锐度参数S的不同值，其在图6(a)中被示出)所产生的衰减值的曲线。该曲线图的水平轴是输入电相位差数Δθ_I，而垂直轴是衰减值。曲线130、131和132分别示出作为锐度值为5、10、和20的输入信号电相位差数函数的衰减值。注意到，衰减值在零度的输入电相位差数处等于1(unity)，因为这表示有用信号的相位差。当输入电相位差在远离零的任一方向上增加时，衰减增加-即，衰减值向零的方向减小。

再次参考图12，在128处计算衰减值之后，来自125的传统波束形成器的中间信号矢量在129处被标量衰减值所乘，以产生最终的衰减输出信号。因此，当输入电相位差数在远离零的任一方向上增加时，传统波束形成器输出信号被衰减，因为这种输入信号必须是来自轴外的噪声源。如同本发明方法的相位扩展处理一样，这个衰减处理类似地除去系统的输出信号中的轴外噪声源的影响。

应当注意，该衰减方法在121a和121b处通过不需输入信号A和B的幅度的计算而节省了计算，并且更进一步地节省了相位扩展输出矢量A’和B’的计算。然而，其还需要扩展的输出相位差数Δθ_O的计算。能通过使用衰减函数、而不是诸如那些之前描述的相位扩展函数来实现计算上的进一步的节省。

尽管不够直观，但这个计算上非常有效的方法实现与之前描述的发明系统的方法相同的降噪。将参考图14描述这个方法。

牢记，输入信号A和B是傅立叶变换仓/带(band)值，输入是由具有实部和虚部的复数所表示的矢量。在电路140处，输入信号A的幅值和输入信号B幅值之比的平方根被计算-即，电路140的输出是下述标量值：

$\mathrm{Output}140=\frac{\sqrt{\left|A\right|}}{\sqrt{\left|B\right|}}$

这个标量值Output140被用在电路141处，以除其幅值是|A|的输入矢量A。结果是来自电路141的输出矢量信号，矢量信号A’”具有等于两个输入矢量A和B的幅值的几何平均的幅值，但是具有输入矢量A的电相位角。来自140的标量值还在电路142处被用于乘输入矢量B，产生矢量B’”，其幅值也是两个输入矢量的幅值的几何平均，但其电相位角与输入矢量B的电相位角相同。应该理解，图14中示出的方法固有地提供几何平均的幅值均衡，其用于校正两个传感器的不匹配特性。

然后，两个几何平均幅值匹配的矢量A’”和B’”在144处被求和以获得未衰减的中间输出矢量，而在电路143的输出端获得A’”和B’”的矢量差。牢记，矢量差除以矢量和等于虚运算符乘以角度差的一半的正切，电路145计算这个比-即，信号T是：

$T=\frac{A^{\′\′\′}-B^{\′\′\′}}{A^{\′\′\′}+B^{\′\′\′}}=i\·\tan \left(\frac{\mathrm{\Δ}{\mathrm{\θ}}_I}{2}\right)$

在电路146处，通过取T的幅值来除去虚运算符，产生等于正切的标量值。然后，该输入电相位差数Δθ_I的一半的这个正切在电路147处被用于通过应用衰减函数或查找表来计算衰减。一旦衰减值被函数或表格所确定，其通过用衰减值乘矢量信号而被应用到来自电路144的中间输出矢量信号。这从降噪处理产生最终的输出。

图15示出能够和这个新波束形成降噪系统一起使用的某些典型衰减函数的曲线图，以及用于能够和这个新波束形成降噪系统一起使用的某些典型衰减函数的定义方程式。其参考图13中示出的不同曲线被论述，用于零度的输入电相位差数的衰减值是1-换句话说，这个信号被通过而不衰减。因此，源自沿阵列灵敏度轴的位置的有用信号不被衰减。然而，当输入电相位差数在远离零值的任一方向上增加时，产生额外的衰减，因为衰减值降到值1以下，并向零值方向下降。因此，源自轴外噪声源的信号被衰减。

如由图15的曲线151所记录的，对于包括180度的输入电相位差的任何输入电相位差，衰减值不需要达到零。此外，衰减不需要单调降低至零度的任一侧。的确，许多其它函数和曲线能够被使用，只要存在用于远离零的至少某些输入电相位差数的衰减。

由图15的实曲线150所示出的衰减函数用在关于图14所描述的方法上是尤其引起注意的。这是因为，如在为那个曲线定义等式的过程中所示的，通过输入电相位差数Δθ_I的一半的正切确定衰减值，其是图14中电路147的输入处固有可用的信号。

这个函数也增进了有效的计算，因为锐度参数以简单乘法的方式而不是作为幂的方式被使用。当这个、或相似的衰减函数被用在图14的方法中时，产生非常简单并且有效的计算结果。因为它们的低计算能力的需求，结合锐度参数的乘法使用的函数是相当理想的。

上述论述已经描述了通过从函数计算衰减值来确定可应用的衰减值的方法。可选地，在电路块147处，能够从预计算的值的查找表中来获得衰减值。在这个实现中，从函数计算值的计算上的开销被消除了。尽管以降低响应于变化条件来对衰减表格进行实时改变的能力为代价，但是这个方法提供更大的实时计算效率。

该论述仅提出了可能的衰减公式和曲线的几个实例，但其不意味着限制。包括点0，1的公式和通过点0，1并且在其它点处增加衰减的曲线与该发明的一方面一致。在某些其它所选点处保持不衰减，而在其它点处增加衰减的公式和曲线与本发明的另一方面一致。根据本发明的另一方面，衰减仅被应用于某些输入相位角差数值Δθ_I。实际上，在或大或小的程度上，衰减将可能被应用至大部分值，尽管将意识到，不存在将衰减应用于值的大部分或甚至相当大部分的需求。此外，对于其中可应用对称衰减函数的系统，衰减的计算能够被简化或查找表能通过仅使用输入相位角差数值Δθ_I的幅度来最小化。更进一步，当使用在区间π至2π和-2π至-π的范围内重复的衰减函数时，输入相位角差值Δθ_I的再约束不是必须的。上述是执行衰减方法的举例说明模式，并不意味着限制。对于本领域技术人员，能够对其进行修改而不背离该发明的精神和范围将是显而易见的。

应当注意到，衰减值的最大值不需要等于一。如果使最大值等于较小值，使得衰减值被定标以符合从零至这个较小值的范围，则波束形状增强将被保持，但是整个灵敏度将被降低。类似地，如果使最大值等于一个大于一的较大值，使得衰减值被定标以符合从零至这个较大值的范围，则尽管波束形状再次未被改变，但是整个灵敏度将被增加。应当注意到，即使当衰减值大于1时，术语“衰减”也被应用，尽管在这种情况下发生相反的衰减。换句话说，用大于1的“衰减”值所乘的信号实际上是被放大了(经历了增益)，而不是被衰减了。然而，术语衰减在本文中将被使用。这导致用于增益控制的简单方法，其能够被容易地并入到实现新波束形成处理的衰减方法中。例如，这种增益控制能够被用于具有适当控制信号的这种系统的自动增益控制，其在现有技术中是已知的。存在许多增益控制(包括AGC)是非常有益的应用。

此外，根据本发明，使用在别处提供相位扩展或衰减的函数，非0°的相位差能够被用作没有相位增强或衰减发生的相位差。以这种方式，最大灵敏度的方向被导向至与不同于产生0°电相位差的方位角相对应的角度。其它参数保持恒定，改变输入信号电相位差(在该输入信号电相位差处没有应用相位增强或衰减)移动传感器系统的最大灵敏度的方位角。

图13的衰减曲线130、131、和132表明在0度的轴上“看(look)”方向处，对于输入信号电相位角差数没有衰减，但表明对于远离0度的输入信号电相位角差数，信号衰减。本发明设备和方法的另一种使用是提供波束导向的新方式。传统的波束导向方法需要时延技术的应用，和/或其频域内的等价物。而作为实例，如果图13中示出的曲线被横向地位移，使得零衰减发生在非0度的角度处，如由曲线133所示出的，然后，有效波束被移动，或“被导向”至衰减为零的这个新角度。

能够以固定方式、或通过应用根据需要、或响应于来自波束跟踪系统(未示出)的控制信号实时横向移动其峰值的衰减函数动态实时地实现这种导向。牢记，等式4示出对于每个衰减函数存在相应的相位扩展函数，反之亦然，对于本领域技术人员来说显而易见的是，这种新的波束导向形式也能够通过利用恰当的(或相应的)相位增强函数，连同上述的相位增强方法一起来完成。

此外，存在需要多个同时波束的许多波束形成器的应用，例如在声纳和雷达应用中。使用具有两个或更多个无衰减峰值、但是在这些峰值之间具有有限衰减的衰减函数能够产生多波束方向图灵敏度峰值或波束。类似地，根据需要，例如，响应于适当的控制信号(其可以是波束跟踪控制信号)，通过动态地移动衰减函数峰值的横向位置，这些波束能够被导向，并且每个都能够被独立地导向。同样如上所述，这个多波束设备和方法能够用之前详细描述的相位扩展方法，通过使用相应的相位扩展函数来实现。

这个技术的极好应用的实例是超分辨率的波束形成器，其中，在第一波束形成器的灵敏度方向图中的信号灵敏度旁瓣的有害效应是通过将来自刚才描述的该类型的第二波束形成器的恰当地定标和反转的信号加至来自第一波束形成器的信号来降低或抵消的。为了实现这个抵消，第二波束形成器的灵敏度方向图将模仿第一个波束形成系统的旁瓣。因此，第一波束形成系统的旁瓣使用这种方式被有效地抵消了，仅留下灵敏度的窄的主瓣。

所有波束形成系统都产生有用信号的某些失真量。当这个系统变得更强烈(aggressive)时-即，当其产生较窄的灵敏度波束方向图时-失真增加。对于本发明的系统，所产生的失真变得可测量，但仅对于锐度参数S的高的值。因此，只要可能，为了最小化失真，企图最小化锐度参数S的值是值得的，并且所增加的失真的折衷能够根据具体应用通过增加的锐度参数来平衡。

如上述用于实现本发明的信号处理，相位扩展和基于相位的衰减方法已经被用对称改进函数示出了，例如，如图6、图13、和图15中所示的。然而，无论以直接计算形式还是以查找表形式实现的改进函数不必是对称的。某些应用可受益于非对称波束方向图的使用；例如，在光学应用中，当试图分辨来自靠近亮星(bright star)的暗星(faint start)的信号时。较窄波束或对亮干扰星侧的较大衰减能够衰减来自这个“噪声”源的干扰，同时在所有其它方向上提供正常波束或衰减，因此，最小化用于产生较窄波束的锐度的高值的失真影响。以这种方式，关于所选择的相位角差非对称地进行增强或衰减，例如，在曲线130～132(图13)的情况下，所选择的相位角差是零度，而在曲线133的情况下，其是非零度的值。

通过，例如对于正输入信号相位差值使用一个锐度值、而对于负输入信号相位差值使用不同的锐度值来产生这个非对称的指向性改进。类似地，一个改进函数或表格能够被用于正侧，而另一个被用于负侧。

此外，锐度参数S的值能够随频率改变。例如，使用用于所有频率的单一值在低频处产生相对宽的波束方向图，但是在较高的频率处变得更窄。这是因为信号的波长是随频率相反地变化的，因此，对于轴外信号的输入电相位差随频率线性地变化。

通过校正这个影响，可使得波束宽度对所有频率都相等。校正这种影响的一种方法是以补偿变化的方式为每个频率选择不同的锐度参数值。例如，当锐度参数S被调整为频率差的倒数时，产生了图8(b)中示出的均匀波束宽度。当1kHz锐度参数被设置为值10时，在500Hz处用锐度值20产生相同的波束宽度，并且在2kHz的频率处，所需的锐度值为5。因此，通过选择作为频率的函数的锐度参数值，能够产生对轴外灵敏度的几乎任何所需的频率响应。

对于应用了或是期望对称改进的应用，计算上的成本可以通过使用对称性来降低。使用输入信号相位差值的幅度来确定噪声改进量能够除去计算正负号函数sgn(Δθ_I)的需求，例如，如在等式1中，或能够将查找表的大小降低二分之一。

通常，扩音器间隔(在图4中)在关心的最高频率处将是半波长或更小。这是因为所计算的输入信号电相位差应当不超过±180°。当差值超过±180°时，该值变模糊了。例如，如果传感器间隔等于整个波长，并且噪声源位于90°的方位角处，则输入信号电相位差Δθ_I的真值将是360°。然而，输入信号电相位差的计算将产生0°的数学值，然后生成的信号将不被衰减。该结果是生成的灵敏度波束在超过所在处间隔为半波长的频率的频率处具有旁瓣。这在某些应用(例如，在所有重要噪声源具有低于传感器间隔是半波长的频率的频率含量(frequency content)的应用中)中未必不合需求，但是有用源具有高于那个频率的含量。

然而，对于其它应用，没有计算真实输入信号电相位差的方法的情况下，这种较大的传感器间隔可能是个问题。图16示出用于将新方法延伸至大于两元件的线性宽距阵列的方法，以及用于分辨由较大传感器间隔所产生的输入信号电相位差模糊的方法。图16示出具有三个传感元件A(162)、B(164)、和C(166)的阵列160，其中，传感器间元件的间隔s是半波长，但是阵列宽度是一个全波长。在本文中，系统确定所有传感器信号对A-B、B-C、和A-C之间的输入信号电相位差，其中，内侧对(inner pair)电相位差A-B和B-C总是在±180°之间，而外侧对(outer pair)差的范围在区间±360°内。内侧对电相位差值能够被平均、或被特别地用作到达的方位角的粗测量，而外测对电相位差值被用作到达的角的精测量。在内侧对相位差值分辨该模糊时，外侧对相位差值被用于产生噪声的相位扩展或基于相位的衰减。因此，可以实现有效波束168的较大变窄而有用信号没有额外的失真。该方法能够被延伸至具有任意数量元件(无论均匀间隔还是非均匀间隔)的任意大小的阵列。

在上述配置中，新技术对于位于灵敏度轴I上的所有信号源是同样灵敏的，而与它们离阵列的距离无关，并且仅基于它们的到达角度来衰减信号。然而，在许多应用中，提供用于仅接受源自特定距离或“范围”的信号的方法也是值得的。图17示出用于根据本发明产生范围(range)灵敏波束方向图的两种方法。

在图17、图18、和图19中，PROCESS所标注的电路块使用包括相位增强和/或衰减方法的任一种所公开的方法来实现该发明的新波束形成处理。类似地，Δθ ENH所标注的电路块使用所公开方法中的任一种仅实现该发明的相位增强处理。本发明处理的这种使用并不规定为限制。

在图17(a)中，有用源S_D被示出在离由四个传感器A、B、C、和D所形成的阵列一定距离处的区域175内。传感器A和B、和PROCESS 171一起形成产生波束172的本发明的第一波束形成系统。传感器C、D、和PROCESS 173一起形成产生波束174的本发明的第二波束形成系统。传感器都位于离有用源S_D(未示出)相同距离处，或使用传统信号时间对准技术，它们的信号对于有用源可以是时间对准的。从这些第一和第二波束形成系统产生的信号在发明的第三个处理PROCESS 177中被合并，以产生最终的输出信号。以这种方式，只有源自灵敏区175内的源的信号被检测，而来自位于灵敏区175外部的“噪声”源的信号被衰减。因此，通过这个系统可以实现角度和范围的分辨。

在这个系统中，PROCESS所标注的电路块不需要是相同的。例如，在171和173处的处理可以实现相位增强方法，而177处的处理可以实现衰减方法。此外，一个或更多个处理电路块可以被实现为传统波束形成器。

图17(b)示出用于使用发明的方法产生范围分辨的较简单的方法。图17(b)的相似部分用如图17(a)中所使用的相同的标号所标注。这里传感器位于直线上，并且如所示出的，时延电路178和179被用于向内导向两个波束172和174。因此，通过这种方法，所有传感器信号都变为时间对准的。另外，如图17(a)中所示出的，传感器能够位于离有用源相等的距离处，从而去除图17(b)中所示出的时延的需求。当由传感器所产生的信号被这样的时间对准时，它们能够被用在单一的波束形成处理PROCESS 177中，在该处理中，首先确定对于信号对A-B和C-D的输入信号电相位差值。此外，到达PROCESS 177处的所有四个信号都如在传统波束形成系统中一样被矢量地相加在一起，以形成中间输出信号。然后，最大的电相位差值以类似于根据图12或图14所描述的方式被用于确定将被应用于中间输出信号的衰减。一旦衰减被应用，结果是图17(b)中所示出的最终的输出信号。可选地，在四个生成的相位扩展信号被那样矢量地相加在一起以产生最终的输出之前，如根据图5和图9所描述的相位扩展技术能够被首先单独应用于信号对A-B和C-D。以这种方式，能够根据本发明实现范围灵敏系统。

如至此所描述的关于线性宽距阵列，本发明的方法在由传感器阵列所产生的传感器波束宽度上产生有效的降低。图18示出使用用于产生“笔形”波束(即，具有降低的方位角(宽度)和降低的仰角(高度)范围(extent)的波束)的新技术的三种不同装置。尽管三种不同配置被示出了，但是它们仅作为本发明的实例，而不意味着限制。

图18(a)示出四传感器的方法，其中，来自传感器A和B的信号被发明的第一个处理PROCESS 181所使用以产生表示在X方向窄而在Y方向上相对宽的第一有效灵敏度波束的第一中间信号182。同时，来自传感器C和D的信号被发明的第二个处理PROCESS183所使用以产生表示在X方向窄而在Y方向相对宽的第二有效灵敏度波束的第二中间信号184。这两个中间信号182和184之间的相位差包含关于在Y方向上的轴外信号的到达的仰角的信息。发明的第三个处理PROCESS 183使用这个包含在这两个中间信号中的到达的仰角的信息以产生表示在X和Y方向上都窄的最终笔形灵敏度波束的最终输出信号。

尽管产生和理解相对简单，但是图18(a)的笔形波束方法是复杂的、使用相对大量的部件、并且需要相对高的计算能力。为了降低这个成本，在图18(b)中示出了另一种笔形波束方法。这里，示出了由传感器A、B、和C组成的以三角形配置的三个传感器阵列。优选地，传感器元件被设置为等边三角形配置，但那个配置不是用于对本发明的限制，并且其他三个传感器配置是预期的。三个传感器信号被186处示出的发明的处理所使用。尽管实现新系统的相位扩展方法能够被用在186处，但是例如关于图12和图14所描述的多个衰减处理之一将被描述。

首先，该处理计算传感器信号对A-B、B-C、和C-A的输入信号电相位差值的绝对值。然后，这三个输入信号电相位差值的平均值被选择，或者最大值被选择，并且生成的输入信号电相位差选择被用于确定将被应用于三个传感器信号的矢量平均的衰减量。这个衰减的矢量平均是系统的最终输出信号，并且其表示如所期望的在X和Y方向上窄的波束方向图。尽管任何数学平均都能够被使用，但通常平均值将是需要的。这个笔形波束系统和关于图18(a)所描述的四传感器系统相比明显更简单了，并且成本更低了。然而，存在用于使用本发明的技术产生笔形波束的甚至更简单的系统配置。

图18(c)示出这种系统。通过沿灵敏度轴I被配置为端射阵列的传感元件A和B来形成两传感器阵列。通过使用时延电路187来时延来自前面传感器A的传感器信号，来自传感器A的延迟信号188和来自传感器B的直接信号以时间对准的方式到达处理189处。处理189与上面关于两元件宽距阵列所描述的任意新波束形成方法相同。由于关于灵敏度轴I轴对称，所以这个笔形波束配置在X和Y方向上都产生具有限制灵敏度的灵敏度波束。

本发明的设备和方法不需要仅被用于窄灵敏度波束的产生。它还能被用于增加宽灵敏度波束的宽度，换句话说，将灵敏度波瓣之间的零位宽度变窄。这种操作在大量应用(例如，在被称为广义旁瓣相消器(GSC)的一类波束形成器系统中)中是有价值的。最有名的GSC是Griffiths-Jim波束形成器，最初被提出作为一种改进射频天线系统性能的装置。

在Griffiths-Jim波束形成器中，来自阵列的宽距阵列传感元件的信号通过下述方式被合并：1)第一种方法，其捕获兼有有用信号和噪声的信号，以及2)第二种方法，其目的是产生仅噪声(noiseonly)形式的不同信号。通过以在有用信号方向上产生零位的方式合并传感器信号的块矩阵产生第二种方法信号。然后，来自块矩阵的信号在从由第一方法产生的信号中被减去之前，通过自适应滤波器被修改，以从这个合并的信号中除去噪声。该结果被产生作为降噪的最终信号。来自这个降噪的最终信号的反馈被用于使用最小均方(LMS)或其他自适应方法来适应自适应滤波器系数，以最小化降噪的最终信号中的剩余噪声。

尽管这个波束形成技术能够被用于大于1的任意数量的阵列传感器中，但为了简化，在本文中，将根据发明的设备和方法的应用来论述两传感器的实例。图19(a)示出这类现有技术的两元件降噪系统的结构。两传感器宽距阵列190a被示出具有元件A和B，并且假定，有用信号是从沿阵列轴I的方向到达的。来自两个传感器的输入信号在第一种方法中是通过电路191处对由两个阵列元件所产生的两个传感器信号的求和(如在经典的延迟求和波束形成器中)所合并的，以生成DS所标注的合并的信号。这个第一信号具有随频率变化的波束形状，当阵列元件以半波长的距离被分开时，为在有用信号的到达方向上具有最大指向(pointing)的8形的方向图，但刚好在半波长频率以下的频率处，具有接近圆形的波束方向图。

相同的输入信号也是在第二种方法中通过192处差分两个信号所合并的，以生成NS所标注的第二个仅噪声的信号。差分电路191是用于该两元件阵列实例的块矩阵。用于第二信号的灵敏度方向图在所有频率处都具有8形的波束形状，但具有直接指向有用信号的零位和沿正交坐标轴X的最大灵敏度。因此，信号DS包含有用信号加噪声，而第二信号NS仅包含噪声。

然后，信号NS被滤波器194自适应地过滤，在这里，滤波器194被示为数字有限脉冲响应滤波器(FIR)。这个滤波器的自适应是由最小均方(LMS)电路195来控制的，其企图通过调整滤波器系数来最小化最终输出信号中的噪声功率。来自滤波器电路的输出从196处的合并的信号DS的延迟形式中被减去，以提供最终降噪的输出信号。需要时延193以补偿滤波器194中的时延，使得在196处进行减法之前，将合并信号DS和由滤波器194所产生的仅噪声信号时间对准。

在这个系统中，第二种方法信号NS的波束方向图中的零位宽度确定用Griffiths-Jim波束形成器的可能的最大降噪，其中，较窄的零位产生较大可能的降噪。然而，在图19(a)中示出的现有技术系统中，零位的宽度是固定的，并且不能被改变，所以，降噪的最大量是固定的。

如果相反，如图19(b)上所示出的，在Griffiths-Jim型波束形成器中所使用的块矩阵的信号差分电路是在本发明的相位增强处理198之前，然后，沿有用信号方向的零位的宽度能与相位扩展的量成比例地降低，从而实现Griffiths-Jim波束形成器的降噪能力的增加。

图19(a)中示出的现有技术系统的另一个降噪限制是信号DS的波束形状中的频率变化的结果。该变化对于每个到达角度都产生不同的频率响应特性。因此，轴外噪声源是“有色的”，并且只要传感器阵列和单个或多个噪声源之间存在相对运动，自适应滤波器就必须再适应。在滤波器进行适应的时间期间，噪声不被降低，而是传至输出端。

通过代替图19(a)中用于产生信号DS的第一信号方法191的本发明的新处理，频率变化能够被消除，因为参数S的值能够被调整，以补偿频率变化。这在图19(b)中通过电路块197被示出。波束形状的频率变化的消除消除了由轴外噪声信号的相对运动所引起的频率响应的变化，并由此降低或消除由传感器阵列和噪声源之间的相对运动所引起的再适应时间。

在宽带应用中，Griffiths-Jim波束形成器和许多其他GSC的波束形成器将不以端射传感器阵列配置的方式工作。这个限制是由在所有频率处沿块矩阵信号的有用源的方向保持波束方向图零位的需求所引起的。例如，在图19(a)中示出的系统中，如果传感器阵列被配置为端射阵列，如图19(c)中190b示出的，图19(a)中的信号NS和DS将被相互交换，因为第一方法波束和第二方法波束将被旋转90度。然而，如上所述，当传感元件以半波长间隔开时，由求和电路191所形成的波束方向图仅具有零位。因为半波长情况仅发生在单频处，这种系统仅对于在那个频率处或那个频率附近的频率正确地工作。因为电路元件191在这个配置中产生信号NS，所以在远离半波长频率的频率处，零位消失，并且某些有用信号“泄漏”到噪声消除自适应滤波器中。该结果是，有用信号的一部分不希望地被从产生有用信号失真的输出信号中除去。因此，产生传统Griffiths-Jim波束形成器的端射形式是可能的，但仅对于元件间隔等于半波长的非常窄的带宽应用。

如果相反，对于图19(c)的端射阵列配置190b，噪声信号NS是由新相位增强处理组成的块矩阵192所产生的，然后，该噪声感测波束方向图的变化能够通过用于锐度参数S的值的频率递减(tapering)所消除。因此，朝向有用信号的零位能够在频率范围内保持恒定，其对于GSC的自适应降噪处理的正确操作是需要的。

类似地，通过在矢量信号差分电路之前应用新相位增强，能够在这个端射配置中获得合并的信号DS，其在图19(c)中的199处被示出。然而，图18(c)中示出的系统能够被可选地替换图19(c)中的电路块199，以产生合并的信号DS。

大部分上述波束形成系统利用加法的波束形成方法，其中，相位增强信号被求和以产生输出信号。然而，存在另一类波束形成器，其仅使用信号差以产生关心的波束方向图。这些波束形成器被称为减法波束形成器，最简单的是两元件端射阵列。

相位压缩，即，相位扩展的反向，能够被有利地用在减法波束形成阵列系统中。例如，使用两个全向扩音元件，当后面元件的信号从前面元件的信号中被减去时，声学端射波束形成器被产生。例如，在声学拾取传感器应用中，生成的波束方向图是端射的8形，一般被称为噪声消除扩音系统。

通过在进行减法之前，压缩两个输入信号之间的电相位差，波束方向图能够被变窄。换句话说，理想地使波束方向图对轴外噪声拾取具有较小的灵敏度。在图19(c)中示出的配置中，合并的信号DS能够通过首先根据上述创新的方法来相位增强传感器信号、然后差分这些信号所产生，如由图19(c)中电路块199所示出的。在这种情况下，相位增强优选地是相位压缩。

作为相位压缩的实例，在等式1中，通过使用0和1之间，换句话说，0≤S＜1，的参数S的值来实现相位压缩。这个具体信号相位压缩特性的曲线在图6(a)中被示为曲线61。当1/2的值被用于锐度参数S时，生成这个曲线。许多其他相位压缩函数和曲线是可能的，并且预期任何这种函数或曲线能够被用于该发明的范围内，而没有限制。类似地，如由等式4所示出的，存在相应的衰减函数，并且这些也被预期不被限制在本发明的范围内。

对上述的频域处理可选的是，该处理能够被应用于时域中，其中，例如模拟的或数字化的输入信号被通过一组带通鉴频滤波器(如果适当的话是模拟的或数字的)。每个频率滤波器的输出例如通过使用Hilbert变换被随后处理，以产生每个输入信号通道的分析信号。然后，该分析信号被用于，使用本领域中已知的方法，实时计算瞬时相位和瞬时相位差，以及瞬时信号幅度。然后，在所处理的信号被合并以通过将所处理的信号加在一起来形成处理的输出信号之前，相位差被用于，例如使用如上所述的衰减函数或查找表中的任一个来衰减作为相位差的函数的信号幅度。可选地，在通过将相位扩展信号加在一起来合并信号以形成处理的输出信号之前，能够使用增强函数或查找表中的任一种来增强瞬时信号电相位差。

此外，通过将单个瞬时信号的幅度再分配为单个信号幅度的数学平均值，新信号匹配方法能够被应用于这种时域处理技术中。

在时域处理技术中，过滤所测量的参数或该处理的修改以降低在处理中产生噪声的假效果常常是值得的。这种过滤被预期在本发明的范围内。上述时域方法是实现本发明的典型模式，并不规定为限制。

将理解的是，虽然大部分在本文中是根据来自被设置为宽距阵列的一对扩音器的音频信号描述的，本发明的方法和系统可应用于以一、二、或三维设置的所有类型的任意数量的传感元件。扩音器或其他声音传感元件通常能够用于民用和军用的运载工具的舱(电话、指令控制)，以及用于PC、平板PC、PDA、器械、会议电话、扩音器阵列(例如，在PC监视器的顶部上)、音乐会、运动竞技、和其他大型集会。更进一步，本发明的信号增强方面同样地可应用于非音频信号，从而发现在几乎任意波能系统(例如，超声波和次声系统、声纳和声纳成像、雷达和雷达成像、X射线和X射线成像、水下作战、回声定位、天文学、医疗应用、光学成像、重力波检测和定位、红外应用等)中的多种用途。

上述是实现本发明的典型模式，并不规定为限制。对于本领域技术人员显而易见的是，可以对其进行修改而不背离由下面的权利要求所阐述的本发明的精神和范围。

Claims (34)

1.一种用于适应传感器阵列系统中的装置和／或信号不匹配的方法，所述传感器阵列系统具有用于生成多个输入信号的多个传感器，所述多个传感器包括第一传感器和第二传感器，所述第一传感器和第二传感器生成第一输入信号和第二输入信号，所述多个输入信号在至少一个频率处由每个都具有相位分量和幅度分量的输入矢量表示，所述输入矢量包括第一输入矢量和第二输入矢量，所述方法包括：

从所述第一传感器和所述第二传感器生成所述第一输入信号和所述第二输入信号；

使用处理器处理所述第一输入信号和所述第二输入信号，所述处理包括，在至少一个频率处，使用所述第一输入矢量的幅度和所述第二输入矢量的幅度来获得相应的第一幅度匹配的矢量和第二幅度匹配的矢量，所述第一幅度匹配的矢量和所述第二幅度匹配的矢量每个的幅度等于两个或多个输入矢量的幅度的算术平均、几何平均、调和平均、或均方根中的一个，并且所述第一幅度匹配的矢量和所述第二幅度匹配的矢量每个均具有一相位，该相位被改变以将所述第一幅度匹配的矢量和所述第二幅度匹配的矢量的相位差从输入值扩展到一扩展值。

2.根据权利要求1所述的方法，其中，在多个频率中的每个频率处获得数学平均匹配的矢量。

3.根据权利要求1所述的方法，还包括增强所述第一输入矢量和所述第二输入矢量之间的输入相位差。

4.根据权利要求3所述的方法，其中，增强包括以频变的方式增加或减少所述输入相位差。

5.根据权利要求4所述的方法，其中，使用扩展函数实现增加，所述扩展函数将所述输入相位差向±180°扩展，并且所述扩展函数不改变0°处的相位差。

6.根据权利要求4所述的方法，其中，使用查找表实现增加。

7.根据权利要求3所述的方法，其中，作为可调节的锐度参数的函数来执行增强，其中可调节的锐度参数是频率的函数。

8.根据权利要求3所述的方法，其中，作为与频率成反比例的可调节的锐度参数的函数来执行增强，以实现整个频谱上的一致的灵敏度。

9.根据权利要求3所述的方法，其中，作为具有多个值之一的可调节的锐度参数的函数来执行增强，并且所述可调节的锐度参数的值取决于所述第一输入矢量和所述第二输入矢量之间的所述输入相位差的符号。

10.根据权利要求3所述的方法，其中，使用与所述第一输入矢量和所述第二输入矢量相对应的一对单位矢量的幅度的差与和的比率来计算所述输入相位差的所述增强。

11.根据权利要求1所述的方法，还包括用作为所述第一输入矢量和所述第二输入矢量之间的输入相位差的函数的衰减系数来衰减所述第一幅度匹配的矢量和第二幅度匹配的矢量。

12.根据权利要求1所述的方法，其中，所述第一幅度匹配的矢量和所述第二幅度匹配的矢量分别具有等于所述第一输入矢量和所述第二输入矢量的相位的相位，以及具有等于所述第一输入矢量和所述第二输入矢量的幅度的几何平均、算术平均、或调和平均、或均方根(rms)的幅度。

13.根据权利要求1所述的方法，还包括合并所述第一幅度匹配的矢量和第二幅度匹配的矢量。

14.根据权利要求3所述的方法，其中，对除了所述第一输入矢量和所述第二输入矢量之间的输入相位差值以外的输入相位差值进行增强。

15.根据权利要求3所述的方法，其中，对所述第一输入矢量和所述第二输入矢量之间的输入相位差值应用零增强，而对其他输入相位差值应用大于零的增强。

16.根据权利要求11所述的方法，其中，对所述第一输入矢量和所述第二输入矢量之间的的输入相位差值应用最大衰减系数值，而对其他输入相位差值应用小于所述最大衰减系数值的衰减系数。

17.根据权利要求3所述的方法，其中，关于所述第一输入矢量和所述第二输入矢量之间的非增强输入相位差角度非对称地进行增强。

18.根据权利要求11所述的方法，其中，关于所述第一输入矢量和所述第二输入矢量之间的非衰减输入相位差角度非对称地进行衰减。

19.一种适于适应传感器阵列系统中的装置和／或信号不匹配的灵敏度匹配电路，所述传感器阵列系统具有用于生成多个输入信号的多个传感器，所述多个传感器包括第一传感器和第二传感器，所述第一传感器和第二传感器生成第一输入信号和第二输入信号，所述多个输入信号在至少一个频率处由每个都具有相位分量和幅度分量的输入矢量表示，所述输入矢量包括第一输入矢量和第二输入矢量，所述灵敏度匹配电路包括：

一个或多个电路，适于从所述第一传感器和第二传感器生成所述第一输入信号和所述第二输入信号，并处理所述第一输入信号和所述第二输入信号，所述处理包括，在所述至少一个频率处，使用所述第一输入矢量的幅度和所述第二输入矢量的幅度来获得相应的第一幅度匹配的矢量和第二幅度匹配的矢量，所述第一幅度匹配的矢量和所述第二幅度匹配的矢量每个的幅度等于两个或多个输入矢量的幅度的算术平均、几何平均、调和平均、或均方根中的一个，并且所述第一幅度匹配的矢量和所述第二幅度匹配的矢量每个均具有一相位，该相位被改变以将所述第一幅度匹配的矢量和所述第二幅度匹配的矢量的相位差从输入值扩展到一扩展值。

20.根据权利要求19所述的灵敏度匹配电路，其中，在多个频率中的每个频率处获得所述第一幅度匹配的矢量和第二幅度匹配的矢量。

21.根据权利要求19所述的灵敏度匹配电路，其中，所述一个或多个电路还适于增强所述第一输入矢量和所述第二输入矢量之间的输入相位差。

22.根据权利要求21所述的灵敏度匹配电路，其中，增强包括以频变的方式增加或减少所述输入相位差。

23.根据权利要求22所述的灵敏度匹配电路，其中，使用扩展函数实现增加，所述扩展函数将所述输入相位差向±180°扩展，并且所述扩展函数不改变0°处的相位差。

24.根据权利要求22所述的灵敏度匹配电路，其中，使用查找表实现增加。

25.根据权利要求21所述的灵敏度匹配电路，其中，作为可调节的锐度参数的函数来执行增强，其中所述可调节的锐度参数是频率的函数。

26.根据权利要求21所述的灵敏度匹配电路，其中，作为与频率成反比例的可调节的锐度参数的函数来执行增强，以实现整个频谱上的一致的灵敏度。

27.根据权利要求21所述的灵敏度匹配电路，其中，作为具有多个值之一的可调节的锐度参数的函数来执行增强，并且所述可调节的锐度参数的值取决于所述第一输入矢量和所述第二输入矢量之间的输入相位差的符号。

28.根据权利要求21所述的灵敏度匹配电路，其中，使用与所述第一输入矢量和所述第二输入矢量相对应的一对单位矢量的幅度的差与和的比率来计算所述输入相位差的所述增强。

29.根据权利要求19所述的灵敏度匹配电路，其中，所述一个或多个电路还适于用作为所述第一输入矢量和所述第二输入矢量之间的输入相位差的函数的衰减系数来衰减所述第一幅度匹配的矢量和第二幅度匹配的矢量。

30.根据权利要求19所述的灵敏度匹配电路，其中，所述第一幅度匹配的矢量和所述第二幅度匹配的矢量分别具有等于所述第一输入矢量和所述第二输入矢量的相位的相位，以及具有等于所述第一输入矢量和所述第二输入矢量的幅度的几何平均、算术平均、或调和平均、或均方根(rms)的幅度。

31.根据权利要求19所述的灵敏度匹配电路，其中，所述一个或多个电路还适于合并所述第一幅度匹配的矢量和第二幅度匹配的矢量。

32.根据权利要求21所述的灵敏度匹配电路，其中，对所述第一输入矢量和所述第二输入矢量之间的输入相位差值应用零增强，而对其他输入相位差值应用大于零的增强。

33.根据权利要求29所述的灵敏度匹配电路，其中，对所述第一输入矢量和所述第二输入矢量之间的输入相位差值应用最大衰减系数值，而对其他输入相位差值应用小于所述最大衰减系数值的衰减系数。

34.根据权利要求21所述的灵敏度匹配电路，其中，关于所述第一输入矢量和所述第二输入矢量之间的输入的非增强输入相位差角度非对称地进行增强。

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