KR100975484B1 - 마이크로-트랜스포머를 이용한 전력 및 정보 신호 전달 - Google Patents

마이크로-트랜스포머를 이용한 전력 및 정보 신호 전달 Download PDF

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Abstract

전력 변환기는 코일을 사용하는 것처럼 절연 장벽 양단에 전력을 제공한다. 코일 드라이버는 포지티브 피드백 구성에 연결된 트랜지스터를 가지며, 출력 전력을 측정하고 전력 공급부와 코일 드라이버 사이에서 필요에 따라 스위치를 개방 또는 폐쇄함으로써 제어된 방식으로 공급 전압에 결합된다. FET 드라이버와 같은 출력 회로는 전력 및 로직 신호를 제공하기 위해 절연되거나 절연되지 않고 사용될 수 있다.

Description

마이크로-트랜스포머를 이용한 전력 및 정보 신호 전달{POWER AND INFORMATION SIGNAL TRANSFER USING MICRO-TRANSFORMERS}
소자들 간의 전기(갈바닉(galvanic)) 절연에는 입력 회로와 출력 회로 사이에 절연 장벽이 있는 절연체가 제공될 수 있다. 입력회로는 제 1 접지를 기준으로 하고 출력회로는 상이한 제 2 접지를 기준으로 하며, 이러한 제 2 접지는 제 1 접지로부터 갈바닉적으로 절연되어 제 1 접지와 제 2 접지 사이에 전류가 존재하지 않게 한다.
정보 신호의 분리된 전달을 위해 제공되는 것에 추가하여, 이러한 소자들은 통상적으로 서로 분리된 전력 공급부들에 의해 전력이 공급되는 입력 및 출력회로를 갖는다. 전력 공급부들에는 예컨대 상이한 접지를 갖는 두 개의 독립된 전력 공급부가 제공되거나 장벽의 일측부에 공급된 전력으로부터 장벽의 다른 측부에 대해 전력을 유도하기 위해 이산 트랜스포머를 갖는 절연된 DC-DC 변환기가 구비된다.
풀-브릿지 포워드(full-bridge forward) DC-DC 변환기의 예가 도 1에 도시되어 있다. 변환기(100)는 트랜스포머(TR1)를 구동시키는 스위칭 트랜지스터(MP1,MP2,MN1 및 MN2)를 갖는다. 네 개의 트랜지스터는 모든 PMOS 또는 모든 NMOS 타입으로 구현될 수 있다. 통상적인 동작에서, 먼저 트랜지스터(MP1 및 MN2) 는 시간격 DT(0<D<1) 동안 온 상태에 있고; 다음에 트랜지스터(MN1 및 MP2)는 시간격(1-D)T 동안 온상태에 있으며, 여기서 T는 한 싸이클 주기의 절반을 나타낸다. 다음에, 트랜지스터(MP2 및 MP1)은 DT의 시구간 동안 온 상태에 있고; 트랜지스터(MP1 및 MP2)는 상기 사이클 구간 동안 온 상태에 있다. 전압 또는 전력 전달은 전력이 두 개의 DT 기간 동안만 전달되기 때문에 변수(D)에 의해 제어된다.
트랜지스터(MP1 및 MN2)가 폐쇄될 때(온일 때)인 제 1 DT 간격 동안, 전류는 트랜스포머(TR1)의 1차 권선(102)을 통해 제공되고 정류기(106), 필터(108) 및 로드(미도시)로의 전달을 위해 2차 권선(104)에서 유도되며, 로드는 출력 단자(V:OUT)와 (입력측 접지(GNDA)와 구별되는) 출력측 접지(GNDB) 사이에 연결된다. 또한 전류는 당겨져 트랜스포머의 자화 인덕턴스를 충전한다. 이러한 자화 인덕턴스는 트랜지스터(MP2 및 MN1)가 턴온될 때 제 2 DT 간격에서 방전된다.
유사한 절연체를 만들기 위해, 마이크로-트랜스포머가 사용될 수 있다. 여기에 사용된 것처럼, "마이크로-트랜스포머"는 적어도 하나의 권선이 반도체 기술에 제한되지 않는 평판 제조 방법을 이용하며 동일한 또는 유사한 기판 상에 다른 회로 부품들과 상호접속을 용이하게 하는 방식으로 형성되는 작은 트랜스포머를 의미한다. 평판형 권선은 실리콘 기판 위에(상에 또는 바로 위에), 또는 인쇄회로판(PCB) 또는 다른 재료 상에 형성될 수 있다. 마이크로-트랜스포머는 권선이 잠재적으로 기판과 접촉하거나 이격되게 반도체 기판 위에 형성되는 경우 "온-칩"이라고 말한다. 온-칩 마이크로-트랜스포머의 예, 특히 "공기-코어" 마이크로-트랜스포머는 미국특허 6,291,907호와 2002년 8월 8일자로 출원되고 2003/0042571호로 공개된 미국특허출원 10/214,883호에 공통적으로 개시되어 있으며, 이들 미국특허 및 미국특허출원 명세서는 본 명세서에 그 전체가 참조로 포함된다. 마이크로-트랜스포머는 통상적으로 작은 인덕턴스(L)와 높은 직렬 저항(R)을 가지며, 이로인해 마이크로-트랜스포머는 작은 L/R 값을 갖는다. 간격(DT)은 L/R보다 짧거나, 트랜스포머가 직렬 저항(R) 양단의 전압 강하로 인해 전류 포화상태와 낮은 효율에 이르게 된다. 만약 필터링 인덕터(LF)가 마이크로-인덕터로서 형성된다면, 높은 직렬 저항으로 인해 효율은 더욱 나빠질 수 있다. 큰 필터 인덕턴스는 마이크로-트랜스포머를 이용하여 얻기 어려우며, 따라서 필터 커패시터(C2)의 높은 값의 사용을 촉진시켜 변환기 출력 상의 리플(ripple)을 최소화시킨다. 큰 필터 커패시터의 사용은 대체로 작은 절연체를 제조하는 목적과 일치하지 않는다.
마이크로-트랜스포머를 사용하기 위하여, 공진 스위칭을 이용하는 일부 소자에서 높은 스위칭 주파수가 트랜지스터 스위치를 구동시키는데 사용된다. 그러나 주파수는 높아지고 DT는 작아짐에 따라, 제어회로는 보다 복잡하고 어려워질 수 있다.
개시된 실시예들은 코일 사용과 같이 절연 장벽 양단에 전력을 제공할 수 있는 전력 변환기를 포함한다. 실시예들은 온-칩 마이크로-트랜스포머가 구비된 전력 변환기, 및 트랜스포머와 함께 포지티브 피드백 구성으로 연결된 트랜지스터를 구비한 코일 드라이버를 포함한다. 온-칩 트랜스포머는 제1철 코어를 가질 필요가 없다. 코일 드라이버는 출력 전력을 측정하고 전력 공급부와 코일 드라이버 사이에서 필요할 때 스위치를 개방 또는 폐쇄함으로써 제어된 방식으로 공급 전압에 결합될 수 있다. 개시된 다른 실시예들은 절연되거나 절연되지 않고 사용될 수 있는 FET 드라이버를 포함한다.
이들 회로에 사용된 트랜스포머는 공기 코어 소자이거나 반도체 처리 기술을 이용하여 하나 이상의 기판 상에 매우 작은 소자로서 형성되어 작은 소자를 형성할 수 있다. 다른 특징 및 장점은 하기 상세한 설명, 도면 및 청구항을 통해 자명하게 나타날 것이다.
도 1은 종래 풀-브릿지 스위칭 DC-DC 변환기의 간략한 회로도이다.
도 2A는 절연된 전력 변환기의 간략한 부분-개략, 부분-블록도이고, 도 2B는 도 2A의 회로에 대한 파형 세트이다.
도 3은 탱크 회로의 개략도이다.
도 4와 5는 도 2A의 회로에 대한 대안적인 실시예이다.
도 6은 기판 상에 구현될 때, 도 2A와 유사한 회로의 부분 등각, 부분 개략도이다.
도 7A와 8A는 절연된 FET 드라이버의 개략도이다.
도 7B와 8B 각각은 도 7A와 7B의 회로의 파형 그래프이다.
도 9는 절연되지 않고 제공될 수 있는 전력 변환기의 개략도이다.
본 발명은 하기 설명에 개시되거나 도면에 예시된 부품의 배열과 구성의 세부사항들로 그 사용이 제한되지 않으며, 다양한 방식으로 구현되거나 실시되는 다른 실시예로 사용될 수 있다. 또한, 본 명세서에 사용된 표현과 경계는 설명을 위한 것이며 본 발명을 제한하기 위한 것이 아니다. "포함하는", "구비하는" 또는 "갖는", "담고 있는", "내장한", 그리고 이들의 변형한 용어의 사용은 이후에 나영된 항목과 그 등가물뿐만 아니라 추가의 항목을 포함하는 것을 의미한다. 실시예들의 태양은 예시되거나 예시되지 않은 개별적으로 또는 다양하게 조합되어 실시될 수 있으며, 도시되거나 논의된 각각의 실시예는 제한되지 않은 예로서 의도된 것이다.
마이크로-트랜스포머의 사용을 통해 제 2 절연 공급부가 유도되는 단일 공급부에 의해 전력이 공급되는 절연체들로 구성된 예가 설명된다.
도 2A를 참조하면, 절연된 전력 변환기(200)의 제 1 구현 예에 대한 간략한 회로도가 도시된다. 전압 소스(Vdd)는 스위치(212)를 통해 코일 드라이버(210)에 결합된다. 코일 드라이버는 트랜지스터(QMP1,QMP2, QMN1 및 QMN2)를 포함하며, 이들 트랜지스터는 포지티브 피드백 구성으로 연결된다. 이들 트랜지스터는 바람직하게 트랜지스터를 스위칭 온 및 스위칭 오프시키도록 제어 회로에 직접 결합된 게이트를 갖지 않지만, 전압 공급부로의 연결을 위해 스위치(212)에 의존한다.
온-칩 마이크로-트랜스포머로서 형성될 수 있는 전력 트랜스포머(TR2)를 구동시키기 위하여, 커패시터(C1)는 LC 탱크 네트워크를 형성하는 트랜스포머의 1차 권선(202)과 병렬로 연결된다. 탱크 네트워크는 주파수(f)로 스위칭하며, 주파수 는 다음과 같이 주어진다:
Figure 112007022104415-pct00001
여기서, L은 1차 권선(202)의 인덕턴스이고 C는 네개의 스위칭 트랜지스터의 게이트 대 드레인 커패시턴스와 C1을 포함한 1차 권선 양단의 전체 커패시턴스이다. 탱크 회로는 독립된 커패시터를 갖거나 갖지 않을 수 있으며; 갖지 않는 경우 커패시터는 트랜지스터의 게이트 대 드레인 커패시턴스만 될 것이다. 전력은 저항성 로드가 LC 탱크 네트워크 양단에 있는 것처럼 2차 권선(204)에 의해 2차측(미도시) 상의 저항성 로드에 전달된다. 주파수(f)는 바람직하게 10 MHz보다 크고, 더 바람직하게는 약 50 MHz보다 크며, 가장 바람직하게는 약 100 MHz보다 크다. 일 예에서, 1차 권선의 인덕턴스는 약 12 nH이고 주파수는 약 100 MHz이며, 이는 커패시턴스가 약 200 pF 라는 것을 의미한다.
집적된 트랜스포머(TR2)의 L/R의 작은 값과 제1철(ferrous) 트랜스포머 코어의 부재로 인해, 탱크 네트워크는 비교적 큰 주파수로 스위칭하여 전류 포화를 방지하고 고효율을 달성한다. 탱크 네트워크의 효율은 탱크의 Q에 비례하고, Q는 다음과 같이 주어진다:
Figure 112007022104415-pct00002
여기서, L202와 R202는 각각 1차 권선(202)의 인덕턴스와 직렬 저항이다. 또 한 2차 권선은 효율에 기여한다.
도 3을 다시 참조하면, 탱크 회로는 1차 권선 양단의 커패시턴스(C)와 병렬이고 실제 로드 저항(RL)과 저항(Rp)와 병렬인 1차 권선 인덕턴스(L202)로서 모델링될 수 있으며, 이는 탱크 소산을 나타내고 식 Rs(Q2+1)로 주어지며, 여기서 Rs는 1차 권선의 직렬 저항이다. Rp와 RL 사이의 관계는 탱크 회로의 효율을 결정한다. 만약 Rp가 무한대로 크다면, 모든 에너지가 로드 저항(RL)에 전달된다. Rp의 값이 작을수록, Rp에서 손실되고 로드에 전달하기 위해 이용될 수 없는 탱크 에너지의 퍼센티지는 커진다.
트랜스포머의 1차 권선으로부터 2차 권선까지의 이상적인 커플링보다 작다는 것은 약간의 에너지가 손실된다는 것을 의미한다. 공기-코어 트랜스포머에서 적층된 코일의 통상적인 구현에서, 0.9의 커플링 계수가 얻어지는 것으로 밝혀졌다. 그러나, 탱크 회로가 오실레이션을 유지하기 위해, 저항기(Rp와 RL)의 병렬 결합 값은 1/gm보다 커야하고, 여기서 gm은 스위치들의 트랜스컨덕턴스이다.
모든 시간 동안 탱크 회로에 에너지를 공급하지 않음으로써 전력을 다소 절약할 수 있다. 소정 퍼센티지의 시간 동안, 에너지를 차단하고 충분한 양의 전력이 로드에 전달될 것이다. 이러한 능력은 로드 전력 조건에 의존한다.
탱크 회로에 에너지를 차단하기 위하여, 스위치(212) 상태는 라인(214)에서 공급된 펄스-폭 변조기(PWM)에 의해 제어된다. 따라서 트랜스포머(TR2)는 전력이 보다 큰 효율로 전달되도록 변조된 신호에 의해 구동되고, 평균 전력은 LC 탱크 회 로의 평균 "온" 시간을 통해 제어된다. 이러한 제어는 도 1에 도시된 것처럼 통상적인 풀-브릿지 변환기에서와 같이 1차 코일로 진행하는 고주파 신호의 듀티 사이클을 제어할 필요를 제거한다.
2차 권선(204) 상의 신호는 정류기(216)를 통해 용량성 필터(218)에 제공되고 이 때 커패시터(C2)가 사용될 수 있다. 커패시터는 칩의 외부에 있을 수 있지만, 일부 온-칩 커패시턴스는 외부 바이-패스 커패시터가 높은 등가의 직렬 인덕턴스(ESL)를 갖기 때문에 바람직하다. 약 5 볼트일 수 있는 결과적인 신호가 RL로 표현된 로드 양단에 제공된다.
일부 어플리케이션에서, 전압 조정이 바람직한 경우, 다이내믹 스위칭 제어기 회로가 도 2A에 도시된 것처럼 구현될 수 있다. 이러한 제어기는 출력 전압을 모니터링하고 비교기(224)에서 기준 소스(226)로부터의 기준 전압을 비교한다. 도 2A에 나타난 것처럼, 비교되는 전압은 노드(228)에 연결된 저항기(R1과 R2)를 갖는 각각의 저항성 전압 분할기를 이용함으로써 노드(222)에서의 출력 전압으로부터 스켈링 다운(scale down)될 수 있으며, 따라서 노드(228)에서의 전압은 실제로 기준 소스(226)로부터의 기준 전압과 비교된다. 만약 노드(228)의 전압이 기준 전압보다 높다면(즉, 필요한 것보다 높다면), 비교기(224)의 출력은 낮은 값으로 구동되고, 이는 라인(234)을 통해 인코더(232)로 공급된다. 인코더(232)는 신호를 이용하여 트랜스포머(TR3)의 1차 권선(242)을 구동시키고, 트랜스포머(TR3)의 2차 권선(244)은 대응하는 신호를 디코더(246)의 입력에 결합시킨다. 응답시, 디코더(246)는 라인(214) 상에 제어 신호를 방출시켜 LC 탱크 네트워크를 제어한다. 만약 노드(228) 상의 스켈링된 출력 전압이 기준 소스(226)에 의해 설정된 임계치 아래로 내려간다면, 비교기(224)의 출력은 높아지고, 인코더(232)가 트랜스포머(TR3)를 통해 디코더(246)로 대응하는 신호를 전송한다. 이 때 디코더(246)는 라인(214) 상의 제어 신호를 전송하여 LC 탱크가 오실레이팅하도록 스위치(212)를 폐쇄한다.
노드(222)에서의 실제 출력 전압은 전력 트랜스포머(TR2)의 2차 코일(204)의 직렬 저항으로 인해 출력 전류에 의존하며, 이로써 조절이 가능해진다.
트랜스포머(TR2와 TR3)는 바람직하게 마이크로-트랜스포머이다. 동일한 프로세스가 전력 트랜스포머(TR2)를 제조하고 신호 트랜스포머(TR3)를 제어하는데 사용될 수 있거나, 이들이 상이한 방식으로 독립적으로 제조될 수 있다. 두 개의 트랜스포머의 "좌"측에 있는 회로는 (검은색으로 채워져 하향으로-뾰족해지는 삼각형으로 표시된) 제 1 접지(GNDA)에 기준이 되고, 두 개의 트랜스포머 중 "우"측에 대한 회로는 제 1 접지와 전기적으로 분리된 (개방된 하향으로-뾰족해지는 삼각형으로 표시된) 상이한 접지(GNDB)로 기준이 된다.
도 2B는 도 2A의 회로에 대한 파형들의 예시적인 세트를 도시한다. 노드(222)에서의 출력 전압은 예컨대 약 +/- 50 mV 일 수 있는 리플을 갖는 약 5 볼트의 DC 신호로서 도시된다. 노드(222)의 신호가 임계치 아래로 내려갈 때, 비교기(224)는 라인(234) 상에 높은 신호를 출력한다. 이러한 신호는 인코딩된 신호를 제공하는 인코더에 제공된다. 도 2B에 도시된 것과 같은 인코딩된 신호의 일 예는 상승 에지를 위한 이중 펄스와 하강 에지를 위한 단일 펄스를 사용하는 것이다. 디코더(246)는 인코딩된 신호를 검출하고 라인(234) 상에 지연되고 반전된 형태의 신호를 발생시켜 스위치(212)를 개방 및 폐쇄시킨다. 노드(214) 상의 신호가 낮아질 때, 스위치(212)는 탱크 회로가 예컨대 약 100 MHz에서 탱크 회로의 부품에 의해 결정된 주파수로 오실레이팅 신호를 제공하도록 폐쇄된다. 다음에 이러한 신호는 2차 권선(204)에 의해 정류기(216)에 제공된다. 정류된 신호는 노드(222)에 대해 도 2B에 도시된 것과 유사한 신호를 생성하도록 용량성 필터(218)에 의해 필터링된다.
도 4와 5를 참조하면, 다른 실시예에서 코일 드라이버, 정류기, 및 용량성 필터는 도 2A와 유사하지만, 제어기 회로가 상이한 구성으로 구현된다. 도 4의 실시예에서, 스켈링 다운된 출력 전압이 (도 2A의 비교기(224)를 대체한) 증폭기(402)에 제공되어 오차 전압을 만든다. 오차 전압은 비교기(406)에서 톱니파 생성기(404)로부터의 (고정된-주파수) 톱니파 신호와 비교된다. 그 결과, 고정된-주파수 PWM 제어 신호는 라인(408) 상에서 생성되고 인코더(232)에 제공되어 도 2A에 도시된 것과 유사한 방식으로 스위치를 제어한다.
도 4의 정류기(410)는 용량성 필터로서 기능하는 커패시터(C2)를 가지며 정류기의 출력에서 직렬 필터 인덕터를 갖지 않는 (다이오드 D1-D4를 갖는) 간단한 브릿지 회로일 수 있다. 다른 정류 구성이 사용될 수 있다. 예컨대 도 5의 실시예에서, 정류기는 트랜스포머(TR2)의 일부로서 중앙이 탭핑된 2차 트랜스포머 권선(204')이 구비된 단지 두 개의 다이오드(D1과 D3)를 갖는다.
도 2A,4,5에 도시된 피드백 방법의 대안으로서, PWM 탱크 스위치가 고정된 또는 일부 다른 수단에 의해 프로그래밍된 소정의 듀티 사이클로 설정된 전력 변환기가 구현될 수 있다.
이러한 배열은 특정하게 요구된 출력 전압 대 입력 전압 관계에 의존하여 스텝 업 또는 스텝 다운 전압 전달을 제공하도록 트랜스포머(TR2)의 권선의 턴(turn) 비율을 선택함으로써 구성될 수 있다. 일 실시예에서, 2차 권선은 1차 권선의 권선 수의 2배이고 따라서 1차 권선의 인덕턴스의 4배가 된다. 트랜스포머(TR2) 양단에 전달된 전력은 통상적으로 100 mW보다 크고 500 mW 이상일 수 있으며 1 W에 이를 수 있다(이보다 클 수 있다).
로지컬 데이터 전달 및 전력 전달, 그리고 필요한 경우 피드백 경로에서 다른 제어 신호를 위한 마이크로-트랜스포머의 사용은 절연 기능 모두를 통합하기 쉽게 한다. 동일한 제조 프로세스가 모든 트랜스포머를 제조하는데 사용될 수 있지만, 상이한 프로세스가 사용될 수 있다. 더욱이, 단방향 또는 양방향의 임의 수의 데이터 채널이 임의 수의 자체-전력공급 절연체를 제공하기 위해 추가될 수 있다. 단일 트랜스포머는 전력 공급 및 데이터 전송을 위해 사용될 수 있다. 예컨대, 입력 디지털 신호 또는 이로부터 유도된 신호는 탱크 스위치(212)를 제어하는데 사용될 수 있고; 수신기는 전력 변환기의 변조된 신호로부터 입력 디지털 신호를 디코딩하기 위해 추가될 수 있다.
전력 변환을 위한 상기 방법은 신호 분리가 전력 버스 라우팅이 상이하거나 상이한 공급 전압이 필요한 것처럼 칩의 상이한 부분에 전력을 얻게 되는 인자(factor)가 아닌 경우에 사용될 수 있다. 따라서 마이크로-트랜스포머를 이용한 회로는 또 다른 전압을 제공하기 위해 이용가능한 공급 전압의 로컬 스텝-업 또는 스텝-다운을 제공하는데 사용될 수 있다.
임의의 적절한 마이크로-트랜스포머 구조가 사용될 수 있지만, 이들 실시예에서 설명된 마이크로-트랜스포머는 바람직하게 코어없는 트랜스포머이고, 종종 "공기 코어" 트랜스포머와 온-칩으로 불리지만; 개시된 회로는 PCB의 마주하는 측부 상에 형성된 제1철 코어, 마이크로-트랜스포머를 갖거나 공지된 이산 와이어 권선으로 형성된 트랜스포머와 함께 사용된다. 코어없는 트랜스포머에서, 효율은 (a)트랜스포머 권선을 매우 밀집하게 함께 제조하고 (b) 고주파수로 트랜스포머를 작동시킴으로써 얻어질 수 있다. 현재, 코어의 사용은 두께, 무게, 및 비용을 추가할 수 있으며 또한 낮은 주파수의 사용을 요구할 수 있다. 또한, 동일한 코일 치수에서, 상기 실시예들이 코어의 사용을 배제하지 않지만, 공기 코어 방법을 이용하여 코일 권선들 간에 높은 양의 절연을 얻을 수 있다. 집적 회로의 금속층을 제조하는데 종종 사용되는 재료는 알루미늄이다. 금속층이 트랜스포머를 위한 코일 권선에 사용되는 경우, 저항을 낮추고 L/R 비율을 높이기 위해 하부(bottom) 코일의 두께를 증가시키는데 도움이 될 수 있다.
하나 또는 두 개의 코일 권선은 비-처리 금속, 즉 반도체 소자 및 회로를 형성하는 공정에 사용되는 것과 상이한 금속으로 제조될 수 있다. 사후-처리 작업 또는 일련의 작업에서, 회로 부재들이 형성된 후에, 트랜스포머는 금 또는 이미 회로 부재를 포함한 기판 위에 증착된 또 다른 금속으로 제조될 수 있다. 이러한 방법은 코일 권선이 스위칭 트랜지스터 및 다른 부품들을 형성하는데 사용된 예컨대 CMOS 공정에서 통상적인 금속층보다 두껍게 제조할 수 있게 한다. 일 실시예에서, 온-칩 마이크로-트랜스포머는 3개의 금속층을 가져, 기판으로부터 외부로 향하는 층들이 기판, 웨이퍼 보호층, 웨이퍼 보호층 위에서 본딩 패드로부터 나선의 중심까지 접속을 위한 제 1 금속층, 제 1 절연층, 비아를 통해 제 1 금속층에 연결된 제 1 하부 권선, 제 2 절연층 및 제 2 상부 권선이 존재한다. 또 다른 변형 또는 대안적인 실시예에서, 다른 부품들이 예컨대 CMOS 제조를 이용하여 형성된 후에, 옥사이드와 같은 유전체 또는 폴리이미드 층이 원하는 두께로 기판 위에 형성될 수 있고 다음에 코일 권선이 이러한 층의 상부에 형성될 수 있다. 이러한 방법은 기판으로부터 하부 코일이 벗겨지게 하고, 하부 코일부터 기판까지의 커패시턴스를 감소시킨다. 보다 우수한 정전 방전 특성을 가지며 비록 옥사이드가 사용될 수 있지만 많은 옥사이드보다 우수한 펀치 내구성을 갖는 경향으로 인해 폴리이미드는 이러한 구조를 위해 사용하거나 권선을 분리시키는데 사용될 수 있는 유전체의 일 예이다.
두 개의 트랜스포머(TR2 및 TR3)는 반드시 필요한 것은 아니지만 동일한 구성을 갖는다. 예컨대, 트랜스포머(TR3)의 코일(244)은 낮은 저항을 가질 필요가 없으며 따라서 다른 코일로 상이하게 제조될 수 있다.
도 2A, 4, 5에 도시된 전력 전달(DC-DC 변환기) 배치는 상기 참조 특허와 특허출원 명세서에 개시된 것과 같은 절연체들과 결합되어 집적회로 제조 기술을 이용하여 제조된 집적 회로 패키지 내에서 저비용의 신호 및 전력 전달과 절연을 제공한다.
도 6을 참조하면, 이러한 도면은 전력 변환기가 두 개의 기판(602와 604) 상에서 어떻게 형성될 수 있는지를 보여준다. 노드(606)에서 공급된 로지컬 신호 입력, 기판(602) 상의 회로, 및 각각의 트랜스포머(TR5, TR6, 및 TR7)의 하나의 코일은 제 1 접지(GNDA)를 기준으로 한다. 이러한 트랜스포머는 마이크로-트랜스포머일 수 있으며, 코어가 없는 온-칩 트랜스포머일 수 있다. 노드(608)에서 공급된 신호 출력, 기판(604) 상의 회로, 및 각각의 트랜스포머의 또 다른 코일은 제 2 접지(GNDB)를 기준으로 한다. 트랜스미터 회로(610)는 노드(606)에 제공된 입력 정보(예컨대, 로직) 신호를 수신하고 트랜스포머(TR7)의 1차 권선(612)을 구동시킨다. 트랜스포머(TR7)의 2차 권선(614)은 대응하는 파형을 수신기 회로(616)에 제공한다. 수신기 회로는 수신된 파형을 디코딩하고 입력 신호(606)를 재생하도록 출력 신호(608)를 구성한다. 트랜스미터 및 수신기 회로의 동작과 구성은 예컨대 참조 문헌에 개시된 것처럼 구성될 수 있다.
바람직하게 도 2A의 코일 드라이버(210)와 유사한 코일 드라이버(620)는 Vdd로부터의 입력을 수신하고 트랜스포머(TR6)의 1차 권선을 구동시킨다. 트랜스포머(TR6)의 2차 권선은 필터링(미도시)을 갖는 정류기(622)에 제공되어 노드(630)에서의 조정된 전력 변환기 출력을 제공한다. 전력 변환기 출력은 트랜스포머(TR5)의 1차 권선에 신호를 제공하는 (도 2,4,5의 감지 및 비교 회로와 인코더(232)를 포함하는) 비교기(624)로 표현된 피드백 제어기로 다시 제공된다. TR5의 2차 권선은 디코더(246)에 신호를 제공하고, 디코더는 제어 신호를 제공하여 도 2A에 도시된 것과 같은 스위치를 제어하는 것과 같이 공급 전압과 코일 드라이버(620) 사이 의 접속을 제어한다.
절연체 회로와 전력 변환기 회로는 임의의 적절한 방식으로 패키지될 수 있다. 예컨대, 단일 전력 변환기에 의해 전력이 공급되는 다수의 절연체가 존재하거나, 양방향 절연체가 제공될 수 있다. 전력 변환기는 하나 이상의 절연체의 수신 회로를 위해 그리고 하나 이상의 다른 절연체(또는 채널)의 트랜스미터 회로를 위해 절연된 전력을 공급할 수 있다. 트랜스포머는 기판(604) 상에 제조된 것으로 도시되었지만, 기판(602) 상에 제조될 수 있다. 도 6은 두 개의 기판으로 구현된 것을 도시하지만, 더 많은 기판이 트랜스미터, 수신기, 드라이버, 인코딩, 또는 디코딩 회로를 갖지 않는 하나 이상의 개별 기판 상에서 함께 하나 이상의 트랜스포머를 갖는 것으로 사용될 수 있다.
마이크로-트랜스포머-기반 전력 변환기는 전력 및 로직 정보를 제공하는 방식으로 절연된-게이트 필드 효과 트랜지스터(IGFET)를 갖는 출력처럼 출력 회로를 구동시키는데 사용될 수 있다. 도 7A, 8A는 IGFET 드라이버의 두 개의 예를 도시하며, 도 7A는 로직과 전력을 분리하여 제공하기 위한 두 개의 트랜스포머를 가지며 도 8A는 전력과 로직을 제공하기 위해 전력 변환기를 변조한다.
도 7A와 7B를 참조하면, 전압 공급기는 스위치(212)를 통해 코일 드라이버에 결합되며 코일 드라이버는 도 2A의 회로와 유사한 방식으로 트랜스포머를 구동시킨다. 이 경우, 도 7B에 도시된 FET IN 로직 신호는 스위치(212)를 제어하기 위해 약 1MHz의 주파수로 제어 신호(722)를 제공하는 인자로서 시스템의 입력 주파수와 출력 커패시턴스를 사용하는 드라이버(726)에 제공된다. 도 7B에 도시된 것처럼, 신호는 주기의 절반이고 FET IN에 비해 반전되고 지연된다. 신호(722)가 낮을 때, 스위치는 폐쇄되고 코일(202)(이에 따른 코일(204)) 양단의 신호는 10 MHz 이상의 주파수, 및 바람직하게는 약 100 MHz와 같은 고주파수에서 +5 볼트 내지 -5 볼트 사이로 오실레이팅한다.
코일(204)은 세 개의 신호를 제공하도록 탭핑되며, 각각의 신호는 커패시터와 병렬인 개별 순방향 바이어스 다이오드에 제공되어 +15, +10, 및 +5 볼트의 조절된 전압을 제공하고 트랜스포머의 입력측으로부터 절연된 접지를 갖는다.
또한 FET IN 신호는 도 7B에서 트랜스포머(720) 양단의 신호로 도시된 것처럼 도 2A에서와 유사한 방식으로 인코더(724), 트랜스포머(720), 및 디코더(710)를 통해 제공된다. 인코더(710)에 대한 전압 입력은 5 볼트와 0 볼트이고, 따라서 디코더(710)의 출력은 디코더(710)의 출력은 FET IN을 모방한 절연된 로직 신호이다. 디코더(710)의 출력은 낮은 측부 FET 드라이버(708)와 레벨 시프터(712) 및 높은 측부 FET 드라이버(706)에 제공된다. 레벨 시프터는 0-5 볼트의 범위에서 10-15 볼트의 범위로 디코더(710)로부터의 신호를 시프트한다. 증폭기(706 및 708)는 IGFET(702 및 704)의 게이트에 각각 결합된다. 결과적인 FET OUT 신호는 FET IN의 지연된 형태이고 15 볼트로 제공된다.
도 8A는 도 7A와 유사한 원리를 이용한 또 다른 실시예이지만, 절연 장벽 양단에 전력 및 정보 전달을 위해 하나의 트랜스포머를 사용한다. 도 7A에서처럼 FET IN 신호는 전압 공급부와 코일 드라이버 사이의 스위치를 제어하며 상기 스위치는 탱크 회로를 구동시키고 이로써 전력 출력을 변조시킨다. 도 8B에 도시된 것 처럼, FET IN 신호는 스위치를 제어하고 탱크 회로는 스위치가 폐쇄될 때 예컨대 10 MHz 이상으로 바람직하게는 100 MHz 이상으로 고주파수 오실레이팅 신호를 제공한다.
도 7A에서처럼, 2차 권선은 탭핑되고, 트랜스포머로부터의 각각의 라인은 커패시터와 병렬로 개별 다이오드에 제공되어 +15, +10, 및 +5 볼트의 조절된 출력을 형성한다. 노드(810)에서의 +5 볼트 출력은 저항성 로드(808)를 구동시키고 레벨 시프터(816)에 제공되고 그 다음에 15 볼트와 10 볼트 사이로 전력이 공급된 제 1 드라이버(814)에 제공되고 또한 5 볼트 공급과 접지 사이에서 전력이 공급된 제 2 드라이버(812)에 제공된다. 레벨 시프터(816)는 제 2 드라이버(812)로 신호를 올바른 전압 범위로 변환시켜 제 1 드라이버(814)를 구동시킨다. 도 8B에 도시된 것처럼, 노드(810)에서의 신호는 FET IN로부터 반전시키고, 높을 때 작은 리플을 갖는다. 레벨 시프터(816)로부터의 출력은 유사하지만 +15 내지 +10 볼트 사이에 있다. 결과적인 FET OUT 신호는 15 및 0 볼트 사이에 있고 FET IN 로직 신호를 따른다.
도 9는 도 2A의 코일 드라이버 태양을 포함하는, 상기 설명한 회로와 다소 유사한 원리를 사용하는 비절연 전력 변환기(900)의 일 예이다. 전압 입력(VIN)은 비교적 낮은 주파수 신호(Vcontrol)에 의해 제어되는 스위치(902)와 포지티브 피드백을 제공하기 위해 다른 트랜지스터의 게이트에 결합된 각각의 트랜지스터의 소스를 갖는 크로스-결합된 PMOS 트랜지스터로서 형성된 코일 드라이버(904)에 결합된다. 코일 드라이버(904)는 커패시터(C3)와 제 2 인덕터(L2)와 병렬인 제 1 인덕 터(L1)를 갖는 탱크 회로(906)에 결합된다. 탱크 회로(906)는 정류기(908)와 그 다음에 필터링 커패시터(C4)에 제공된 고주파수 오실레이션을 생성하여 출력(VOUT)을 제공한다. 스위치(902)에 대한 제어 신호는 약 1 MHz의 주파수를 갖지만, 탱크 회로는 훨씬 높은 주파수, 예컨대 100 MHz를 갖는다. 이러한 회로는 바람직하게 정류기로부터의 출력과 직렬인 인덕터를 갖지 않는다.
따라서 본 발명의 적어도 일 실시예의 여러 태양을 설명하였지만 당업자는 여러 변환과 수정 및 개선을 용이하게 이룰 수 있을 것이다. 이러한 변환과 수정 및 개선은 본 명세서에서 부분적으로 의도된 것이며, 본 발명의 사상과 범위 내에서 이루어진다. 따라서, 상기 설명과 도면은 단지 예시적일 뿐이다. 예컨대, 탱크 회로가 100 MHz의 주파수를 갖는 예로서 설명되었지만, 바람직하게 10 MHz 이상, 더 바람직하게는 50 MHz 이상의 다른 주파수가 사용될 수 있다. 도시된 전력 변환기는 DC-DC 이지만, 상기 회로의 태양은 다른 변환기(AC-AC,DC-AC, 또는 AC-DC)에 사용될 수 있다.

Claims (38)

  1. 전력 변환기로서,
    오실레이팅 신호를 제공하기 위한 인덕터 및 커패시턴스를 갖는 탱크 회로;
    상기 탱크 회로에 결합된 코일 드라이버;
    상기 코일 드라이버에 결합되고 에너지 소스에 결합하기 위한 스위치; 및
    전력 변환기로부터의 출력이 임계치로부터 벗어나는지를 나타내고 이에 응답하여 상기 스위치를 제어하는 신호를 제공하기 위해 상기 전력 변환기의 출력 단자에 결합된 피드백 네트워크
    를 포함하며, 상기 코일 드라이버는 제 1 및 제 2 스위칭 트랜지스터들을 가지며, 상기 각각의 트랜지스터는 전압 소스에 결합하기 위한 제 1 측부, 제어 단자 및 제 2 측부를 가지며, 상기 각각의 트랜지스터의 제 2 측부는 다른 트랜지스터의 제어 단자에 결합되며, 상기 전력 변환기는 트랜스포머를 포함하고 상기 탱크 회로는 상기 트랜스포머의 1차 권선을 포함하며, 상기 전력 변환기는 상기 트랜스포머의 2차 권선 및 상기 2차 권선에 결합된 정류기를 더 포함하며, 상기 트랜스포머는 갈바닉(galvanic) 절연을 제공하고, 상기 피드백 네트워크는 상기 출력 단자와 상기 스위치 사이에 절연 장벽을 더 포함하는, 전력 변환기.
  2. 삭제
  3. 제 1 항에 있어서, 상기 탱크 회로에 결합되고 정류된 출력을 제공하는 정류기, 및 상기 정류기와 병렬로 결합된 필터를 더 포함하는, 전력 변환기.
  4. 삭제
  5. 제 1 항에 있어서, 상기 스위치는 상기 탱크 회로의 주파수보다 100배 또는 그 이상만큼 작은 주파수로 스위칭되는, 전력 변환기.
  6. 삭제
  7. 삭제
  8. 제 1 항에 있어서, 상기 트랜스포머는 기판 상에 집적되는, 전력 변환기.
  9. 삭제
  10. 제 1 항에 있어서, 상기 스위치를 제어하고 상기 변환기의 출력 단자에 결합하기 위한 로직 신호 입력을 더 포함하여 상기 로직 신호의 변조된 출력을 제공하고 이로써 로직 신호와 전력을 전달하는, 전력 변환기.
  11. 제 10 항에 있어서, 상기 로직 신호는 트랜스포머 양단의 출력 단자에 결합되어 갈바닉 절연을 제공하는, 전력 변환기.
  12. 제 1 항에 있어서, 상기 스위치를 제어하기 위한 로직 신호 입력을 더 포함하고, 상기 변환기는 상기 변환기의 출력 단자에서 상기 로직 신호의 변조된 출력을 제공하여 이로써 로직 신호와 전력을 전달하기 위한 출력 회로를 더 포함하는, 전력 변환기.
  13. 제 12 항에 있어서, 상기 출력 신호는 상기 전압 소스로부터의 입력 전압보다 높은 전압을 갖는, 전력 변환기.
  14. 제 12 항에 있어서, 상기 탱크 회로는 갈바닉 절연을 제공하도록 트랜스포머의 1차 권선을 포함하는, 전력 변환기.
  15. 제 14 항에 있어서, 상기 변환기는 하나의 트랜스포머만을 갖는, 전력 변환기.
  16. 제 14 항에 있어서, 상기 탱크 회로는 10 MHz 내지 100 MHz의 주파수를 갖는, 전력 변환기.
  17. 제 16 항에 있어서, 상기 탱크 회로는 100 MHz의 주파수를 갖는, 전력 변환기.
  18. 제 12 항에 있어서, 상기 출력 회로는 FET 드라이버를 포함하는, 전력 변환기.
  19. 삭제
  20. 삭제
  21. 삭제
  22. 삭제
  23. 삭제
  24. 삭제
  25. 삭제
  26. 삭제
  27. 삭제
  28. 삭제
  29. 전력 변환기로서,
    커패시턴스와 병렬인 코일을 포함하며, 10 MHz 내지 100 MHz의 주파수에서 오실레이팅하는 탱크 회로;
    공급부와 접속되고 상기 탱크 회로에 결합된 스위치 회로; 및
    전력 변환기로부터의 출력이 임계치로부터 벗어나는지를 나타내고 이에 응답하여 상기 스위치 회로 내의 스위치를 제어하는 신호를 제공하기 위해 상기 전력 변환기의 출력 단자에 결합된 피드백 네트워크
    를 포함하며,
    상기 전력 변환기는 트랜스포머를 포함하고 상기 탱크 회로는 상기 트랜스포머의 1차 권선을 포함하며, 상기 전력 변환기는 상기 트랜스포머의 2차 권선 및 상기 2차 권선에 결합된 정류기를 더 포함하며, 상기 트랜스포머는 갈바닉 절연을 제공하고, 상기 피드백 네트워크는 상기 출력 단자와 상기 스위치 회로 사이에 절연 장벽을 더 포함하는,
    전력 변환기.
  30. 제 29 항에 있어서, 상기 탱크 회로의 코일은 상기 트랜스포머의 1차 권선인, 전력 변환기.
  31. 제 30 항에 있어서, 상기 트랜스포머는 제1철 코어를 갖지 않는 온-칩 트랜스포머인, 전력 변환기.
  32. 제 29 항에 있어서, 상기 커패시턴스는 개별 커패시터를 갖는, 전력 변환기.
  33. 제 29 항에 있어서, 상기 스위치 회로는 상기 탱크 회로를 전압 공급부에 결합하기 위한 적어도 하나의 트랜지스터를 더 포함하며, 상기 커패시턴스는 상기 스위치 회로의 적어도 하나의 트랜지스터에 의해 제공되는, 전력 변환기.
  34. 제 33 항에 있어서, 상기 스위치 회로는 제 1 및 제 2 트랜지스터를 더 포함하고, 상기 제 1 및 제 2 트랜지스터 중 하나에 대한 제어부가 상기 제 1 및 제 2 트랜지스터의 다른 하나의 한 측부에 결합된, 전력 변환기.
  35. 제 29 항에 있어서, 상기 주파수는 50 MHz 내지 100 MHz인, 전력 변환기.
  36. 제 29 항에 있어서, 상기 주파수는 100 MHz인, 전력 변환기.
  37. 삭제
  38. 삭제
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