JP4659037B2 - マイクロトランスを使用した電力および情報信号の伝送 - Google Patents

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Description

本発明は、マイクロトランスを使用した電力および情報信号の伝送に関するものである。
デバイス間での電気（直流電気）絶縁は、入力回路と出力回路との間にある絶縁バリアを具備する絶縁装置として提供することができる。入力回路は第１グランドに関連づけることができ、出力回路は別個の第２グランドに関連づけることができる。第２グランドは第１グランドから電気的に絶縁されており、それらの間には電流が流れない。
さらに、情報信号の絶縁された伝送を提供するために、そのようなデバイスは、通常、電源によって駆動されるものであって相互に絶縁された入力回路および出力回路を持つ。例えば、２つの別々の電源が別個のグランドを持つ態様として、または、前記バリアの一方側から前記バリアの他方側に電力を供給するために電力を誘導するためのディスクリートのトランスで絶縁されたＤＣ−ＤＣ変換器を具備することで、前記電源を提供することができる。
図１は、フルブリッジ・フォワードＤＣ−ＤＣ変換器の一例を示している。変換器１００は、スイッチングトランジスタＭＰ１，ＭＰ２，ＭＮ１およびＭＮ２を持ち、トランスＴＲ１を駆動する。４つのスイッチングトランジスタが全てＰＭＯＳ型または全てＮＭＯＳ型として実装することができる。典型的な動作としては、第１に、トランジスタＭＰ１およびＭＮ２が時間間隔ＤＴ（０＜Ｄ＜１）でオンになる。そのとき、トランジスタＭＮ１およびＭＮ２は時間間隔（１−Ｄ）Ｔでオンであり、ここで、Ｔは１周期の半分の時間を示す。次に、トランジスタＭＰ２およびＭＮ１はＤＴの時間分だけオンになる。そして、トランジスタＭＰ１およびＭＰ２は１周期の期間オンになる。電圧または電力の伝送は電力が２つのＤＴ期間の間だけ伝送されるように、変数Ｄによって制御される。
第１ＤＴ区間の間、トランジスタＭＰ１およびＭＮ２が閉じている（オン）のとき、電流がトランスＴＲ１の一次巻線１０２を通って供給されるとともに、二次巻線での誘導が整流器１０６と、フィルタ１０８と、負荷（図示せず）とに伝達される。前記負荷は、出力端Ｖ（ＯＵＴ）と出力側グランドＧＮＤＢ（前記入力側ＧＮＤＡとは区別されている）との間に接続されている。また、電流が前記トランスの磁化インダクタンスを充電するように図示されている。この磁化インダクタンスは、トランジスタＭＰ２およびＭＮ１がターンオンしたとき、第２ＤＴ区間で放電される。
小型絶縁器を製造するために、マイクロトランスが使用できる。ここで使用されている「マイクロトランス」は、少なくとも１つの巻線が平面加工法を使用して形成されている小型トランスを意味する。前記平面加工法は、半導体技術を含むがこれに限定されるものではない。望ましくは、前記「マイクロトランス」は、同一または類似基板上で他の回路素子との内部接続を容易にする。平面巻線は、シリコン基板、またはプリント回路基板（ＰＣＢ）または他の材料の表面（側面または上）に形成されることができる。マイクロトランスは、その巻線の両方が半導体基板の表面に形成されている場合であって、その基板に対して潜在的に接触しているまたは間隔をあけられている場合、「オンチップ」であると言われる。オンチップ・マイクロトランス、特に「空芯」マイクロトランスの実例は、同一出願人によるものであって、２００２年８月８日に出願されて、公開番号２００３／００４２５７１号として刊行された米国特許番号６，２９１，９０７号および米国特許出願第１０／２１４，８８３号に示されており、その両方の全てが引用によってここに組み込まれている。通常、マイクロトランスは、小さいインダクタンス（Ｌ）と大きい直列抵抗（Ｒ）とを持っているので、Ｌ／Ｒの値が小さい。前記区間ＤＴは、Ｌ／Ｒよりも短くしなければならず、または、前記トランスが電流を飽和状態にさせて、直列抵抗Ｒを渡る電圧降下によって効率を下げる。また、フィルタ・インダクタＬｐがマイクロインダクタとして形成されている場合、高い直列抵抗のために、さらに効率が下がる。大きいフィルタ・インダクタンスは、マイクロトランスを構成することが困難となる場合があるので、変換器出力のリプルを最小にするためにフィルタ・コンデンサＣ２の値を高くすることが好ましい。大きいフィルタ・コンデンサの使用は、一般的に、小さい絶縁器を製造する目的に反する。
マイクロトランスを使用するために、いくつかのデバイスで共振スイッチングさせるトランジスタスイッチの駆動に、高いスイッチング周波数が使用される。しかし、周波数が高くなって、ＤＴが小さくなるにしたがって、前記制御回路はより複雑で扱いにくいものとなる。
ここで説明された実施形態は、例えばコイルの使用を介して、絶縁バリアを横切って電力を供給することができる電力変換器を有している。実施形態は、オンチップ・マイクロトランスを具備した電力変換器を有している。前記オンチップ・マイクロトランスは、鉄コアを持つ必要がない。コイルドライバは、測定されている出力電力によって制御される手段で、電源に接続されることができる。ここで説明された他の実施形態は、絶縁のあるなしにかかわらずに使用できるＦＥＴドライバを有している。
回路で使用されるトランスは、空芯デバイスとすることができるとともに、半導体プロセス技術を使用して１つ以上の基板上に非常に小さいデバイスとして形成することもでき、その結果、小型装置を製造することができる。その他の特徴および利点は、以下の詳細な説明、図面および特許請求の範囲の記載から明らかになる。
ここで本発明は、以下の説明または図面に示される構成部材のセットの詳細な構成および配置の適用に限定されないとともに、他の実施形態が可能であり、各種の方法で使用または実施することができる。また、本実施形態で使用されている表現および用語は、説明のためのものであって、限定的に解釈するべきでない。本実施形態で使用される「有する」、「具備する」、「持っている」、「含有する」、「内包する」およびそれらのバリエーションは、以下に記載されたアイテムおよび追加アイテムに加えてそれらの等価物をも包含することを意味する。本実施形態の態様は、別個にまたは様々に組み合わせて実施することが可能であり、図示されているものおよび図示されていないものの両方であって、各実施形態で示したまたは説明したものは実施例であって非限定的なものであることを意図している。
本実施形態は、マイクロトランスを使用して出力する第２絶縁電源から出力された信号によって動かされる絶縁器について説明する。
図２Ａにおいて、絶縁電力コンバータ２００の具体例の第１実施形態の概略回路図が示されている。電圧源Ｖｄｄは、スイッチ２１２を介してコイルドライバ２１０に接続されている。コイルドライバは、トランジスタＱＭＰ１，ＱＭＰ２，ＱＭＮ１およびＱＭＮ２を有している。トランジスタＱＭＰ１，ＱＭＰ２，ＱＭＮ１およびＱＭＮ２は、ポジティブフィードバック構成に接続されている。これらのトランジスタは、それらのゲートがそれらのオン・オフを切り替える制御回路に直接接続されないことが望ましいが、電圧源への接続にはスイッチ２１２に依存する。
オンチップ・マイクロトランスとして形成することが可能なパワートランスＴＲ２を駆動するために、コンデンサＣ１は前記トランスの一次巻線２０２と並列に接続されており、ＬＣタンクネットワークを形成している。前記タンクネットワークは、下記の数１で与えられる周波数ｆで切り替わる。
Figure 0004659037
ここで、Ｌは、一次巻線２０２のインダクタンスを示し、Ｃは、一次巻線の端から端までのものと、Ｃ１、および、前記４つのスイッチングトランジスタのゲート・ドレイン間の容量とを含めた全静電容量を示している。前記タンク回路は、別個(separate)のコンデンサを持つこととしてもよい。そうしなければ、その静電容量はそのトランジスタのゲート・ドレイン間の静電容量のみとなる。抵抗負荷が前記ＬＣタンクネットワークを横断するように、電力が二次巻線２０４によって二次側（図示せず）の抵抗負荷に供給される。
前記周波数ｆは、望ましくは１０ＭＨｚ以上であり、さらに望ましくは約５０ＭＨｚ以上であり、なおもって望ましくは約１００ＭＨｚ以上である。一つの実施形態としては、前記一次巻線のインダクタンスは約１２ｎＨであるとともに、前記周波数は約１００ＭＨｚであり、その静電容量は約２００ｐＦとする。
集積トランスＴＲ２のＬ／Ｒの値が小さいことと、鉄トランスコアを欠いている(lack)こととによって、前記タンクネットワークは、比較的高い周波数に切り替わるとともに、電流飽和を避けることと高い能率を持つことの両方をもつものになる。前記タンクネットワークの効率は、下記の数２で与えられるそのタンクのＱに比例している。
Figure 0004659037
ここで、Ｌ２０２およびＲ２０２は、それぞれ、一次巻線２０２のインダクタンスと直列抵抗である。また、二次巻線は、効率に寄与する。
図３において、タンク回路は、一次巻線の端から端までの静電容量Ｃに並列に接続された一次巻線インダクタンスＬ２０２に、さらに並列に接続された実負荷抵抗ＲＬおよび抵抗Ｒｐのようにモデル化することができる。抵抗Ｒｐは、公式Ｒｓ（Ｑ２＋１）で与えられるタンク損失を示す。ここで、Ｒｓは、一次巻線の直列抵抗である。ＲｐとＲＬとの関係は、タンク回路の効率を決定する。Ｒｐが無限に大きいとした場合、すべてのエネルギが負荷抵抗ＲＬに伝達されることとなる。Ｒｐの値が小さければ小さいほど、Ｒｐで失われたものであって負荷への伝達に利用できないものであるタンクのエネルギの割合が大きくなる。
トランスの一次巻線から二次巻線までが理想的な結合ではないことは、いくらかのエネルギ損失があることを意味する。空芯トランスにおける積み重ねコイルの典型的な具体例では、０．９の結合係数が達成可能であることが明らかとなっている。しかしながら、発振を持続するためのタンク回路については、抵抗ＲｐとＲＬの並列な組み合わせの値が１／ｇｍよりも大きくなるべきである。ここで、ｇｍはそのスイッチの相互コンダクタンスである。
前記タンク回路に常時通電することはしないことによって、いくらかの電力が節約できる。所定割合の時間において、非通電にしても、十分な電力量を負荷に伝送することができる。この能力は負荷の電力需要に依存する。
前記タンク回路を非通電にするために、スイッチ２１２の状態がライン２１４上に出力されるパルス幅変調（ＰＷＭ）信号によって制御される。このようにして、トランスＴＲ２は、前記ＬＣタンク回路の平均「ＯＮ」時間を通じて制御されている平均電力の状態で、電力がより大きな効率で伝送されるように、変調信号によって駆動される。この制御は、図１に示すような典型的なフルブリッジ・コンバータのように、一次コイルに入る高周波数信号のデューティサイクルを制御する必要性を無くす。
二次巻線２０４上の信号は、整流器２１６を通じて容量型フィルタ２１８に提供される。容量型フィルタ２１８としては、コンデンサＣ２を使用することができる。前記コンデンサは、外付けのチップとしてもよいが、外付けのバイパスコンデンサはまた高い等価直列インダクタンスを持つので、何らかのオンチップ・キャパシタンスであることがまた望ましい。約５ボルトとすることができる結果信号は、ＲＬによって表現された負荷を横切って提供される。
使用目的によって、電圧制御が望まれている場合、図２Ａに示すような動的スイッチ制御回路が実装することとしてもよい。この制御回路は、出力電圧をモニタして、比較器２２４において基準源２２６から出された基準電圧とその出力電圧とを比較する。図２Ａに示されるように、前記比較される電圧は、ノード２２８で接続された抵抗Ｒ１とＲ２からなる抵抗分圧器を使用して、ノード２２２での出力電圧を縮小したものとすることができ、その結果、ノード２２８での電圧が基準源２２６から出された基準電圧と実際に比較される。ノード２２８での電圧が基準電圧よりも高い場合（すなわち、必要とされるものよりも高い場合）、比較器２２４の出力が低値に駆動され、ライン２３４を介してエンコーダ２３２に供給される。エンコーダ２３２は信号によってトランスＴＲ３の一次巻線２４２を駆動するとともに、トランスＴＲ３の二次巻線２４４がデコーダ２４６の入力に対応信号をつなぐ。応答として、デコーダ２４６は、ＬＣタンクネットワークを制御するためにライン２１４上に制御信号を出力する。ノード２２８上でスケーリングされた出力電圧が基準源２２６によって設定された閾値の下まで下がる場合、比較器２２４の出力が高くなり、エンコーダ２３２はトランスＴＲ３を通じて対応信号をデコーダ２４６に伝送する。そして、デコーダ２４６は、前記ＬＣタンクを発振させるために、スイッチ２１２を閉じるように、制御信号をライン２１４上に伝送する。
パワートランスＴＲ２の二次コイル２０４の直列抵抗によって、ノード２２２での実際の出力電圧はその出力電流に依存するので、その結果、制御が可能となる。
トランスＴＲ２およびＴＲ３は、マイクロトランスであることが望ましい。パワートランスＴＲ２と制御信号トランスＴＲ３との製造には、同一プロセスを使用することができ、または、それらは異なる方法で別個に製造することもできる。前記２つのトランスの「左」側の回路は、第１グランドのＧＮＤＡ（黒く塗りつぶされた下向き三角形で示された）に関連づけられているが、前記２つのトランスの「右」側の回路は、前記第１グランドから電気的に絶縁された別個のグランドのＧＮＤＢ（オープン下向き三角形で示された）に関連づけられている。
図２Ｂは、図２Ａの回路についての１組の波形例を示す。ノード２２２での出力電圧は、例えば、約＋／−５０ｍＶのリプルがあるような約５ボルトの直流信号として示されている。ノード２２２上の信号が閾値よりも下がったとき、比較器２２４はライン２３４上にハイ信号を出力する。この信号は、符号化信号を出力するエンコーダ２３２に供給される。図２Ｂで示すような符号化信号の一実施形態は、立ち上がりエッジに対するダブルパルスと立ち下がりエッジに対するシングルパルスとを使用することである。デコーダ２４６は、符号化信号を検出して、スイッチ２１２を開閉させる信号であって、ライン２３４上に前記信号を遅延させ且つ反転させた信号を出力する。ノード２１４上の信号が低くなるとき、スイッチ２１２は、前記タンク回路が発信信号を出力することを許可するために、タンク回路の部品によって決定された周波数（例えば約１００ＭＨｚ）で、閉じる。そして、この信号は、二次巻線２０４によって整流器２１６に供給される。その整流信号は、ノード２２２において図２Ｂに示すものと同様な信号を生成するために、容量型フィルタ２１８によってフィルタリングされる。
図４および図５を他の実施形態として参照すると、コイルドライバと整流器と容量型フィルタとは図２Ａにおけるものと同様であるが、制御回路は異なる構成で具備されている。図４に示す実施形態では、縮小(scaled down)出力電圧は、誤差電圧を生成するために、増幅器４０２（図２Ａの比較器２２４に換えて）に出力される。誤差電圧は、比較器４０６において、ノコギリ波発生器４０４から出力されたノコギリ波信号（固定周波数）と比較される。その結果、固定周波数ＰＷＭ制御信号がライン４０８上に生成されるとともに、エンコーダ２３２に供給される。これは図２Ａに示すものと同様の方法でスイッチを制御するためのものである。
図４の整流器４１０は、その整流器の出力にインダクタ・フィルタを直列に接続せずに、容量型フィルタとして動作するコンデンサＣ２と簡易ブリッジ回路（ダイオードＤ１〜Ｄ４を有する）とで構成することができる。他の整流構造を使用することとしてもよい。例えば、図５の実施形態において、整流器は、２つのダイオードＤ１およびＤ２と、トランスＴＲ２の一部である中央タップ・二次トランス巻線２０４’とだけを持つ。
図２Ａ，図４および図５に示したフィードバック手段に代わる手段として、電力変換器が、固定のまたは他の手段によってプログラムされた所定デューティサイクルに設定されているＰＷＭタンクをスイッチするための制御信号によって、実行されるもの、とすることができる。
これらの装置は、入力電圧に関連した特定の所望出力電圧によって、昇圧または降圧トランスのいずれかを提供するものを、トランスＴＲ２の巻線の巻数比を選択することによって構成することができる。一実施形態として、二次巻線は、一次巻線の巻数の２倍の巻数となっており、その結果、一次巻線の４倍のインダクタンスを持つ。トランスＴＲ２を渡って伝送される電力は、通常１００ｍＷより大きいとともに、５００ｍＷ以上としてもよく、１Ｗ（あるいはさらに大きい）まで上げることもできる。
論理データの伝送と電力の伝送とのためのマイクロトランスの使用は、また、フィードバック経路における他の制御信号に必要とされるようなマイクロトランスの使用は、絶縁機能の全てを集積化することを簡単にすることができる。すべてのトランスの作成に同じ製造プロセスが使用でき、これはたとえ異なるプロセスが使用できる場合であってもである。さらに、単方向または双方向の各種のデータチャネルが任意数の電源内蔵型絶縁器を提供するために加えられることとしてもよい。単一のトランスが電力およびデータの伝送の両方に使用できる。例えば、入力デジタル信号またはそれから誘導された信号は、タンクスイッチ２１２の制御に使用することができる。そして、前記電力変換器における変調信号から入力デジタル信号を復号化するための受信部を追加することもできる。
電力変換するためのこれらの手法は、電力バス経路選択が困難であるかまたは別個の供給電圧が必要であるような、別個のチップの部分において信号絶縁が電力を得るための構成要素ではないところに、使用することもできる。その結果、マイクロトランスを使用しているこれらの回路は、別の電圧を供給するために、利用可能な供給電圧の局所的な昇圧または降圧を提供することに使用できる。
あらゆる好適なマイクロトランスの設計が使用できるが、これらの実施形態では上述のマイクロトランスは、「空芯」トランスと呼ばれることもある無鉄心トランスであることが望ましく、オンチップであることが望ましい。しかしながら、上述の回路は、鉄コアのトランス、ＰＣＢの両側に形成されたマイクロトランス、または既知の不連続（discrete）ワイヤ巻線で形成されたトランスを使用することができる。無鉄心トランスでは、（ａ）トランス巻線を非常に接近させた状態に製造すること、および（ｂ）高周波でそのトランスを動作させることで、効率を上げることができる。本実施形態では、使用するコアの要件として、厚さ、重さ、およびコストを追加することができ、また、低周波の使用を要求することもできる。さらに、同一の大きさのコイルとしながら、空芯コイルを使用しているコイル巻線間についてより高い値の絶縁を通常得ることができるが、とはいっても、本実施形態はコアの使用を排除するものではない。集積回路の金属層を作成するために、多くの場合がその素材としてアルミニウムを使用する。前記金属層がトランスのコイル巻線に使用されるとき、それが抵抗を下げるとともに、Ｌ／Ｒ比を増加させるので、ボトムコイルの厚さを向上させることに役立てることができる。
一方または両方のコイル巻線が金属プロセスをせずに形成されることとしてもよい。すなわち、一方または両方のコイル巻線が半導体素子および回路を形成するプロセスで使用されるものとは異なる金属で形成されることとしてもよい。動作の後処理または動作の続きにおいて、回路素子が形成された後、前記トランスは、既に回路素子が形成されている基板上に蒸着される金または他の金属で加工されることとしてもよい。この手法は、コイル巻線が典型的な金属層よりも厚く作られることを許容し、例えば、ＣＭＯＳプロセスがスイッチングトランジスタおよび他の構成要素を形成することに使用される。一つの実施形態として、オンチップ・マイクロトランスは金属の３つの層をもつ基板で構成され、その基板は、基板表面から、ウエハ保護層と、前記ウエハ保護層上に形成されて接合パッドをうずまき線のセンタに接続する第１金属層と、第１絶縁層と、ビアを介して前記第１金属層に接続された第１ボトム巻線と、第２トップ巻線との層が形成されたものとすることができる。なおも更なるバリエーションまたは代替実施形態として、他の構成要素が利用するために形成された後、例えばＣＭＳ加工で、酸化物またはポリイミド層のような誘電体が、所望の厚さ、基板上に形成されることとしてもよく、次に、この層の上にコイル巻線が形成されることとしてもよい。そのような手法は、基板から離れたボトムコイルを解消し、ボトムコイルから基板までの静電容量を減少させる。誘電体の一例であるポリイミドは、巻線を区分けするような構成で使用することができるとともに、より良い静電的放電性質を持つ傾向があって、より多くの酸化物を良好に通り抜けるレジストパンチのような構成で使用することができるが、酸化物を使用することもできる。
２つのトランスＴＲ２およびＴＲ３は、同一構造である必要はない。例えば、トランスＴＲ３のなかのコイル２４４は、低抵抗である必要はないので、他のコイルとは別に作ることができる。
図２Ａ，図４および図５で示された電力伝送（ＤＣ−ＤＣコンバータ）装置は、集積回路製造技術を使用して製造されたものであって、集積回路パッケージにおける安価な信号および電力の伝送を提供するとともに、絶縁を提供するものである、組み込まれた特許および出願で開示されたもののような絶縁器を組み合わせることができる。
図６を参照すると、この概略図は、電力変換器が２つの基板６０２および６０４上にどのように形成することができるかを示している。論理信号入力がノード６０６に加えられ、基板６０２上の回路と、各トランスＴＲ５，ＴＲ６およびＴＲ７の一方のコイルとが第１グランドＧＮＤＡに接続されている。これらのトランスは、マイクロトランスとすることができ、また、無鉄心オンチップ・トランスとすることができる。信号出力がノード６０８に加えられ、基板６０４上の回路と、前記各トランスの他方のコイルとが第２グランドＧＮＤＢに接続されている。送信回路６１０は、ノード６０６に加えられた入力情報（例えば、論理）信号を受信して、トランスＴＲ７の一次巻線６１２を駆動する。トランスＴＲ７の二次巻線６１４は、対応する波形を受信回路６１６に出力する。前記受信回路は、受信された波形を復号化して、入力信号６０６を再生させた出力信号６０８をつくる。前記送信回路および受信回路の動作および構成は、例えば、前記の本願明細書に組み込まれた文書で開示されたものとしてもよい。
望ましくは、図２Ａにおけるコイルドライバ２１０と同様のコイルドライバ６２０は、Ｖｄｄから入力を受けて、トランスＴＲ６の一次巻線を駆動する。トランスＴＲ６の二次巻線は、ノード６３０に平坦化された電力変換出力を供給するために、フィルタリング（図示せず）する整流器６２２に接続されている。また、前記電力変換出力は、トランスＴＲ５の一次巻線に信号を供給する比較器６２４（図２，４，５の検出および比較回路とエンコーダ２３２との両方を有する）によって示されたフィードバック制御のためのフィードバックがある。ＴＲ５の二次巻線は、図２Ａに示すようにスイッチを制御することなどによって、電源電圧とコイルドライバ６２０との間の関係を制御する制御信号を出力するデコーダ２４６に、信号を供給する。
前記絶縁回路および電力変換回路は、あらゆる適当な方法でパッケージ化することができる。例えば、それらは、単一の電力変換器によって駆動される複数の絶縁器とすることができ、または、双方向絶縁器を具備することとしてもよい。前記電力変換器は、１つ以上の絶縁器の受信回路に対して、または１つ以上の他の絶縁器の送信回路（またはチャンネル）に対して、絶縁された電力を供給することができる。前記トランスは、基板６０４上に作成されているように示されているが、基板６０２上に作成されることとしてもよい。図６では、２つの基板で実現していることを示しているが、より多くの基板を使用することができ、例えば、送信回路、受信回路、ドライバ回路、エンコーダ回路、またはデコーダ回路を具備しない１つ以上の分離された基板に共通の１つ以上のトランスを使用することができる。
マイクロトランスに基づいた電力変換器は、電力および論理情報を供給する手法で、絶縁ゲート電界効果トランジスタ（ＩＧＦＥＴ）の出力のような、出力回路を駆動することに使用できる。図７Ａおよび８ＡはＩＧＦＥＴドライバの２つの実施形態を示しており、図７Ａでは論理信号および電力を別々に供給する２つのトランスがあり、図８Ａでは電力および論理信号を提供するために電力変換器を調節する。
図７Ａおよび７Ｂを参照すると、電圧源は、スイッチ２１２を介して、コイルドライバに接続されている。そのコイルドライバは、図２Ａの回路と同様の方法でトランスを駆動する。この場合、図７Ｂに示すＦＥＴ ＩＮ論理信号は、ドライバ７２６に供給される。ドライバ７２６は、スイッチ２１２を制御するために約１ＭＨｚの周波数の制御信号７２２を出力する要素として、前記システムの入力周波数および出力容量を使用する。図７Ｂに示されているように、前記信号は、ＦＥＴ ＩＮと比較して、半分の周波数を持つとともに、反転され、且つ、遅延されている。信号７２２がロウのとき、前記スイッチは閉じられるとともに、コイル２０２（したがってコイル２０４）を渡る信号が、例えば１０ＭＨｚ以上の周波数で、望ましくは約１００ＭＨｚの周波数で＋５ボルトと−５ボルトとの間で高周波で発振する。
コイル２０４は、３つの信号を出力するように巻かれている。その３つの信号のそれぞれは、そのトランスの入力側から絶縁されたグランドを基準として＋１５ボルトと＋１０ボルトと＋５ボルトとに調整された電圧を出力するために、コンデンサに並列なダイオードを別々にフォワード・バイアスするように供給される。
また、ＦＥＴ ＩＮ信号は、トランス７２０を渡る図７Ｂの信号によって示されるように、図２Ａのものと同様な手法で、エンコーダ７２４と、トランス７２０と、デコーダ７１０とを介して出力される。デコーダ７１０の出力が絶縁された論理信号であってＦＥＴ ＩＮを模倣した信号であるので、エンコーダ７１０に入力する電圧は、５ボルトと０ボルトである。デコーダ７１０の出力は、ロウ側ＦＥＴドライバ７０８に供給されるとともに、レベルシフタ７１２に供給されて、ハイ側ＦＥＴドライバ７０６に供給される。前記レベルシフタは、デコーダ７１０からの信号を、０−５ボルトのレンジから１０−１５ボルトのレンジにシフトする。増幅器７０６，７０８は、それぞれ、ＩＧＦＥＴ７０２，７０４のそれぞれのゲートに接続されている。生じるＦＥＴ ＯＵＴ信号は、ＦＥＴ ＩＮの遅延バージョンであり、１５ボルトで提供される。
図８Ａは、図７Ａのものと同様な技術思想を利用する他の実施形態であるが、絶縁バリアを横切って電力および情報を伝送するために１つのトランスを使用する。図７Ａのように、ＦＥＴ ＩＮ信号は、電圧源とタンク回路を駆動するコイルドライバとの間のスイッチを制御して、電力出力を調節する。図８Ｂに示されているように、ＦＥＴ ＩＮ信号は、前記スイッチを制御するとともに、前記スイッチが閉じているときに高周波発振信号を出力するタンク回路を制御する。前記タンク回路は、例えば、１０ＭＨｚ以上の、望ましくは１００ＭＨｚ以上の高周波発振信号を出力する。
図７Ａのように、二次巻線が巻かれているとともに、＋１５ボルトと＋１０ボルトと＋５ボルトとに調整された電圧を出力するために、そのトランスからの各ラインが、コンデンサに並列なダイオードに、別々に接続されている。ノード８１０での＋５ボルトの出力は、抵抗負荷８０８を駆動するとともに、レベルシフタ８１６に出力されて、第１ドライバ８１４を１５ボルト供給と１０ボルト供給との間で駆動し、さらにまた第２ドライバ８１２を５ボルト供給とグランドとの間で駆動する。レベルシフタ８１６は、第１ドライバ８１４を駆動するために適度な電圧レンジで信号を第２ドライバ８１２に伝送する。図８Ｂに示すように、ノード８１０の信号は、ＦＥＴ ＩＮを反転したものであるとともに、ハイのとき、小さなリプルを持つ。レベルシフタ８１６からの出力は、同様であるが、＋１５ボルトと＋１０ボルトとの間である。生じるＦＥＴ ＯＵＴ信号は、＋１５ボルトと０ボルトとの間あるとともに、ＦＥＴ ＩＮ論理信号に従う。
図９は、上述の回路といくつか同様の技術思想を使用する非絶縁電力変換器９００の一実施形態であり、図２Ａにおけるコイルドライバの態様を有している。電圧入力ＶＩＮは、比較的低い周波数の信号Vcontrolによって制御されるスイッチ９０２に接続されているとともに、コイルドライバ９０４は、正のフィードバックを提供するために、各トランジスタのソースを他のトランジスタのゲートに接続した、たすきがけＰＭＯＳトランジスタとして形成されている。コイルドライバ９０４は、コンデンサＣ３と第２インダクタＬ２とに並列接続されている第１インダクタＬ１を備えるタンク回路９０６に接続されている。タンク回路９０６は高周波発振を起こし、それは整流器９０８に出力され、次いでフィルタリングコンデンサＣ４に出力されて、出力ＶＯＵＴとなる。タンク回路が例えば１００ＭＨｚの非常に高い周波数である間、スイッチ９０２の制御信号は約１ＭＨｚの周波数とすることがでる。この回路は、整流器からの出力に直列にインダクタが接続されていないことが望ましい。
本発明の少なくとも１つの実施形態のいくつかの態様を説明したが、各種の変更、変形および改良が当業者にとって容易に行えることが理解される。そのような変更、変形および改良は、この開示の一部であることを意図しているとともに、本発明の趣旨および請求の範囲の中にあることを意図している。したがって、上記の詳細な説明および図面は単に一例に過ぎない。例えば、タンク回路は、これらの実施形態のなかで１００ＭＨｚの周波数と説明されているが、他の周波数を使用することもでき、その周波数は１０ＭＨｚよりも高いことが望ましく、５０ＭＨｚよりも高いことがより望ましい。示された電力変換器はＤＣ−ＤＣであるが、上記回路の態様としては他のコンバータ（ＡＣ−ＡＣ、ＤＣ−ＡＣ、またはＡＣ−ＤＣ）を使用することもできる。
フルブリッジのスイッチングＤＣ−ＤＣコンバータについての典型的な従来技術の概略回路図である。 絶縁電力コンバータの部分ブロックを示す概略部分回路図である。 図２Ａの回路についての１組の波形を示す。 タンク回路の回路図である。 図２Ａの回路の代替実施形態である。 図２Ａの回路の代替実施形態である。 図２Ａに示すものと同様の回路の部分回路図を示す部分透視図である。 絶縁ＦＥＴドライバの回路図である。 図７Ａの回路における波形のグラフ図である。 絶縁ＦＥＴドライバの回路図である。 図８Ａの回路における波形のグラフ図である。 絶縁をせずに搭載されることができる電力コンバータの回路図である。
符号の説明
２１０ コイルドライバ
２１２ スイッチ
２１６ 整流器
２１８ 容量型フィルタ
２２４ 比較器
２２６ 基準源
２３２ エンコーダ
２４６ デコーダ

Claims (35)

  1. 発振信号を出力するためのインダクタと静電容量とを具備するタンク回路と、
    前記タンク回路に接続されているコイルドライバと、
    前記コイルドライバを電圧源に接続するためのスイッチと、
    前記電力変換器の出力が閾値から外れたことを示す信号であって、前記外れたことに応答して前記スイッチを制御する信号を出力するために、前記電力変換器の出力端に接続されたフィードバック・ネットワークと、を有し、
    前記コイルドライバは、第１スイッチングトランジスタと第２スイッチングトランジスタとを持っており、
    前記第１スイッチングトランジスタおよび第２スイッチングトランジスタのそれぞれは、第１端と、制御端と、第２端とを持っており、前記第１スイッチングトランジスタの第１端と前記第２スイッチングトランジスタの第１端とが接続されており、
    前記第１スイッチングトランジスタおよび第２スイッチングトランジスタの各第２端は、他のトランジスタの前記制御端に接続されており、
    前記スイッチは、前記コイルドライバを前記電圧源に接続するために、前記電圧源に接続された第１端と、前記コイルドライバの前記第１および第２スイッチングトランジスタの両方の第１端に接続された第２端とを有し、
    前記フィードバック・ネットワークは、前記信号としてＰＷＭ制御信号を出力する構成を有することを特徴とする電力変換器。
  2. 前記電力変換器は、トランスを有しているとともに、
    前記タンク回路は、前記トランスの一次巻線を有しており、
    前記電力変換器は、さらに、前記トランスの二次巻線と、前記二次巻線に接続された整流器とを有している請求項１に記載の電力変換器。
  3. 前記タンク回路に接続された整流器であって整流された出力を供給する整流器と、
    前記整流器に並列に接続されたフィルタと、をさらに有する請求項１に記載の電力変換器。
  4. 前記整流された出力には、直列に接続されるインダクタをさらに具備していない請求項３に記載の電力変換器。
  5. 前記スイッチは、前記タンク回路の周波数の１／１００以下の周波数でスイッチングされる請求項１に記載の電力変換器。
  6. 前記電力変換器は、トランスを有するとともに、
    前記タンク回路は、前記トランスの一次巻線を有しており、
    前記電力変換器は、さらに、前記トランスの二次巻線と、前記二次巻線に接続された整流器とを有しており、
    前記トランスは、電気的絶縁をもたらすものであり、
    前記フィードバック・ネットワークは、前記出力端と前記スイッチとの間にある絶縁バリアをさらに有する請求項１に記載の電力変換器。
  7. 前記トランスは、基板上に集積化されている請求項６に記載の電力変換器。
  8. 前記トランスは、基板上に集積化されている請求項２に記載の電力変換器。
  9. 前記論理信号についての調節された出力を提供するために、前記スイッチを制御するための論理信号入力であって、前記電力変換器の出力端に接続されている論理信号入力をさらに有し、
    それによって、論理信号および電力を伝送する請求項１に記載の電力変換器。
  10. 前記論理信号は、電気的絶縁を行うためにトランスを渡る前記出力端に印加される請求項９に記載の電力変換器。
  11. 前記スイッチを制御するための論理信号入力をさらに有し、
    前記電力変換器は、前記電力変換器の出力端に前記論理信号の調節された出力を供給する出力回路をさらに有し、
    それによって、論理信号および電力を伝送する請求項１に記載の電力変換器。
  12. 前記出力信号は、電圧源からの入力電圧よりも高い電圧を持つ請求項１１に記載の電力変換器。
  13. 前記タンク回路は、電気的絶縁を行うためにトランスの一次巻線を有する請求項１１に記載の電力変換器。
  14. 前記電力変換器は、唯一のトランスを具備している請求項１３に記載の電力変換器。
  15. 前記タンク回路は、１０ＭＨｚ以上の周波数を持っている請求項１３に記載の電力変換器。
  16. 前記タンク回路は、１００ＭＨｚ以上の周波数を持っている請求項１５に記載の電力変換器。
  17. 前記出力回路は、ＦＥＴドライバを有している請求項１１に記載の電力変換器。
  18. 少なくとも第１巻線と第２巻線とを有しており、前記第１巻線から第２巻線に電力を伝達する鉄コアのない第１オンチップ・トランスと、
    正フィードバック構成に接続された複数のトランジスタを有し、前記複数のトランジスタのそれぞれは第１端と制御端と第２端とを持っており、前記トランジスタの第２端が前記第１巻線に接続されたコイルドライバと、
    前記コイルドライバを電圧源に接続するためのスイッチであって、前記電圧源に接続された第１端と、前記トランジスタの第１端に接続された第２端と、制御端とを有するスイッチと、
    前記第２巻線上の信号から導出されたファードバック信号を前記スイッチの制御端に接続するフィードバック回路と、
    を有することを特徴とする電力変換器。
  19. 前記第１巻線と第２巻線とは、異なるグランドに関連付けられているとともに、電気的に絶縁されている請求項１８に記載の電力変換器。
  20. 前記第１巻線と第２巻線とは、異なるグランドに関連づけられているとともに、電気的に絶縁されており、前記フィードバック・ネットワークは、前記第２巻線側から前記第１巻線側に信号を供給するための絶縁バリアを有する請求項１８に記載の電力変換器。
  21. 前記第１巻線は、約１００ＭＨｚ以上の共振周波数を持つタンク回路を形成するために、コンデンサに並列に接続されている請求項１８に記載の電力変換器。
  22. 前記電力変換器は、ＤＣ−ＤＣ電力変換器である請求項１８に記載の電力変換器。
  23. 第１巻線と第２巻線とを具備した第２オンチップ・トランスをさらに有し、前記第２オンチップ・トランスは、論理信号を連結するためのものである請求項１８に記載の電力変換器。
  24. 前記第１トランスの第１巻線は、前記第２トランスの第１巻線のものと同じグランドであって、各トランスの第２巻線のものとは異なるグランドに関連づけられている請求項２３に記載の電力変換器。
  25. 第１巻線で信号を受信するとともに、前記受信された信号から絶縁された信号を第２巻線で出力する第１マイクロトランスと、
    正フィードバック構成に接続された複数のトランジスタを有し、前記複数のトランジスタのそれぞれは第１端と制御端と第２端とを持っており、前記トランジスタの第２端が前記第１巻線に接続されたコイルドライバと、
    前記コイルドライバを前記電圧源に接続するためのスイッチであって、前記電圧源に接続された第１端と、前記トランジスタの第１端に接続された第２端と、制御端とを有するスイッチと、
    前記第１マイクロトランスの第２巻線から出力された信号が調節されて形成されたＤＣ信号を受信するための出力端と、
    前記出力端と前記スイッチの制御端との間に配置されたフィードバック回路とを有し、
    前記フィードバック回路は、第２マイクロトランスを有するとともに、前記ＤＣ信号の電位が閾値から外れたことを示すＰＷＭ制御信号を出力することを特徴とする電力変換器。
  26. コンデンサに並列に接続されたコイルを有するタンク回路と、
    正フィードバック構成に接続された複数のトランジスタを有し、前記複数のトランジスタのそれぞれは第１端と制御端と第２端とを持っており、前記トランジスタの第２端が前記タンク回路の入力に接続されているコイルドライバと、
    電源に接続された第１端と、前記トランジスタの第１端に接続された第２端と、制御端とを有するスイッチング回路と、
    前記タンク回路の出力が閾値から外れたことを示す信号であって、前記外れたことに応答して前記スイッチング回路を制御する信号を前記スイッチング回路の制御端に出力するために、前記タンク回路の出力側に接続されたフィードバック・ネットワークと、を有し、
    前記タンク回路は、１０ＭＨｚ以上の周波数で発振するものであり、
    前記フィードバック・ネットワークは、前記信号としてＰＷＭ制御信号を出力することを特徴とする電力変換器。
  27. 前記タンク回路のコイルは、トランスの一次巻線である請求項２６に記載の電力変換器。
  28. 前記トランスは、鉄コアのないオンチップ・トランスである請求項２７に記載の電力変換器。
  29. 前記静電容量は、個別コンデンサを有している請求項２６に記載の電力変換器。
  30. 前記タンク回路を電圧源に接続するための少なくとも１つのトランジスタを具備するスイッチング回路をさらに有し、
    前記静電容量は、前記スイッチング回路における前記少なくとも１つのトランジスタによって提供される請求項２６に記載の電力変換器。
  31. 前記スイッチング回路は、第１トランジスタおよび第２トランジスタを有し、
    前記第１トランジスタおよび第２トランジスタそれぞれの制御ポートは、前記第１トランジスタおよび第２トランジスタの他方の一方端に接続されてたすきがけされている請求項３０に記載の電力変換器。
  32. 前記周波数は、約５０ＭＨｚ以上である請求項２６に記載の電力変換器。
  33. 前記周波数は、約１００ＭＨｚ以上である請求項２６に記載の電力変換器。
  34. 一次巻線および二次巻線を持っているトランスと、
    正フィードバック構成に接続された複数のトランジスタを有し、前記複数のトランジスタのそれぞれは第１端と制御端と第２端とを持っており、前記トランジスタの第２端が前記トランスの一次巻線に接続されているコイルドライバと、
    電圧源に接続された第１端と、前記トランジスタの第１端に接続された第２端とを有するスイッチと、
    直流出力を提供するために前記二次巻線に接続された整流器と、を有する回路であって、
    前記スイッチは、倫理情報信号によって制御される制御ポートを持ち、
    前記回路は、唯一のトランスを介して電力変換をするものであり、
    前記整流器の出力が閾値から外れたことを示す信号であって、前記外れたことに応答して前記スイッチを制御する信号を出力するために、前記整流器の出力側に接続されたフィードバック・ネットワークをさらに有し、
    前記フィードバック・ネットワークは、前記信号としてＰＷＭ制御信号を出力することを特徴とする回路。
  35. 一次巻線と二次巻線とを持つ第１トランスと、
    正フィードバック構成に接続された複数のトランジスタを有し、前記複数のトランジスタのそれぞれは第１端と制御端と第２端とを持っており、前記トランジスタの第２端が前記第１トランスの一次巻線に接続されたコイルドライバと、
    電圧源に接続された第１端と、前記トランジスタの第１端に接続された第２端とを有するスイッチと、
    直流出力を供給するために前記二次巻線に接続された整流器と、
    トランジスタの制御ポートに接続されたドライバとを有する回路であって、
    前記スイッチは、倫理情報信号によって制御される制御ポートを持ち、
    前記回路は、前記論理情報信号を前記制御ポートに印加するための一次巻線および二次巻線を具備する第２トランスをさらに有し、
    絶縁された電力変換と論理信号伝送とを提供するために、前記第１トランスおよび第２トランスの前記一次巻線は、第１グランドにそれぞれ関連づけられているとともに、前記第１トランスおよび第２トランスの前記二次巻線は、第２グランドにそれぞれ関連づけられており、
    前記論理情報信号を出力する構成であって、前記整流器の出力が閾値から外れたことに応答して前記論理情報信号を出力するとともに、前記倫理情報信号をＰＷＭ制御信号として出力するフィードバックネットワークをさらに有することを特徴とする回路。
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