CN105723600A - 开关调节器电路及方法 - Google Patents

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Abstract

本发明包括开关调节器电路及方法。在一个实施例中，多个开关调节器级耦合到一个输出。第一开关调节器以不同于第二开关调节器的频率工作。在另一个实施例中，一个开关调节器级以不同的占空比工作。本发明的实施例可以包括消除输出节点纹波的多个开关调节器级。

Description

开关调节器电路及方法
相关申请的交叉引用
本申请要求于2013年7月25日提交的美国临时专利申请案61/858，503的优先权，其内容在此以引用的方式全部并入本文。本申请要求于2013年11月21日提交的美国临时专利申请案61/907，285的优先权，其内容在此以引用的方式全部并入本文。本申请要求于2014年6月26日提交的美国专利申请案61/907，285的优先权，其内容在此以引用的方式全部并入本文。
技术领域
本发明涉及开关调节器电路及方法。
背景技术
调节器电路用于在各种应用场合中提供电压和电流。调节器电路的一种类型是开关调节器。开关调节器通常包括选择性地耦合电压和电流至电感器的开关电路。能量被存储在电感器中并根据系统需求转换为不同的电压和电流值。举例而言，一个示例性开关调节器(例如，“Buck”调节器或者“降压式变换器”)可以从电源接收10V和1A的电流并产生1V和大约为10A的电流。
片上系统、处理器(例如，CPU和GPU)、存储器和其它复杂的数字信息处理系统有时由若干个电压域(诸如V_Core(s)、V_DDR、V_Vserdes、V_Memor等)构成。由于这些系统的严格要求，举例而言，诸如对电压变化和电流负载的限制以及负载步阶的要求，将电力提供至这些不同的电压域是具有挑战性的。使用具有高转换能力特征的独立电压调节器启动这些电压域呈现了若干个优点。首先，其允许在任何给定时间点根据特定电力域的电力需求最优化每个电力域的电压。具有快速转换能力的电压调节器呈现了以下优点：实时或准实时追踪每个电力域的工作负荷，借此将供电电压始终保持为接近最小值并显著减小电力损耗。举例而言，其还允许电力域独立地完全关闭而不依靠Soc、CPU或GPU中的低效集线器或功率开关。
在一些应用中，将一个或多个电压调节器集成在数字集成电路(IC)封装中以减小板级的系统集成复杂性、减小输入和输出的(IO)的数量和/或减小数字IC的输入电流也可能是有利的。然而，由于封装内部的有限空间，电压调节器在封装内部的封装集成是具有挑战性的。构建可以匹配封装内部并满足通常与复杂的数字IC有关的严格要求的高效且有效的调节器仍然是一个挑战。业界需要可以集成在现代Soc、CPU、GPU和其它数字IC的封装中的高速、高效且体积非常小的电压调节器。
因此，克服现有的开关调节器技术的限制将是有利的。
发明内容
本发明包括用于满足各种工业需求的开关调节器的电路及方法。本发明包括开关调节器电路和方法。在一个实施例中，多个开关调节器级耦合到一个输出。第一开关调节器以不同于第二开关调节器的频率工作。在另一个实施例中，一个开关调节器级以不同的占空比工作。本发明的实施例可以包括消除输出端纹波的多个开关调节器级。
以下具体描述和附图提供了对本发明的特性和优点更好的理解。
附图说明
通过以下参照附图对本发明实施例的描述，本发明的上述以及其他目的、特征和优点将更为清楚，在附图中：
图1示出了根据一个实施例的开关调节器拓扑；
图2示出了根据一个实施例的开关调节器；
图3示出了使用图2中所示的开关调节器拓扑的纹波消除；
图4示出了用于使用图2中所示的开关调节器拓扑的一个示例性电压调节器的电流步阶；
图5示出了根据另一个实施例的开关调节器；
图6示出了使用图5中所示的开关调节器拓扑的纹波消除；
图7示出了用于使用图5中所示的开关调节器拓扑的一个示例性电压调节器的电流步阶；
图8示出了根据一个实施例的电压调节器的提高的效率；
图9示出了根据一个实施例将三角波相加以消除纹波；
图10示出了根据一个实施例从相加的三角波产生开关调节器输出电流；
图11示出了根据一个实施例用于产生相加的三角波的一个示例性电路；
图12示出了根据一个实施例用于产生调制三角波的一个示例性电路；
图13示出了根据一个实施例包括相加的三角波的电路；
图14示出了根据一个实施例的另一个示例性开关调节器架构；
图15示出了根据另一个实施例的一个示例性电路；
图16示出了根据一个实施例的开关调节器电路的另一个示例。
具体实施方式
本发明涉及开关调节器电路及方法。在以下描述中，出于解释的目的，阐述了大量示例和具体细节以便提供对本发明的透彻理解。然而，对于本领域技术人员来说，如在权利要求中所表达的本发明显然可以仅仅包括这些示例中的一些或者所有特征或者与下文所描述的其它特征相组合，并且可以进一步包括本文所描述的特征和概念的修改和等效。
图1示出了根据一个实施例的开关调节器拓扑。本发明的实施例包括含有以不同频率工作的第一部分(级)102和第二部分(级)104的开关调节器电路及方法。开关调节器级102可以接收输入电压VIN1以及开关调节器级104可以接收输入电压VIN2，并且两级共同工作以在输出端110上产生经过调节的输出电压VOUT。举例而言，输出电容121，COUT，可以储存VOUT。VIN1和VIN2可以是相同的电压，诸如供电电压Vdd，但是在其它实施例中，VIN1和VIN2可以耦合至不同的供电电压。举例而言，在一些实施例中，VIN1可以小于VIN2，其允许在高频AC级中使用较低的击穿器件(例如，FET)以提高效率。开关调节器级102可以工作在第一频率f1，以及开关调节器级104可以工作在第二频率f2。如通过下文的其它示例和实施例所示出的，第一开关调节器级102可以包括多个开关和一个电感，以及第二开关调节器级104可以包括另外的多个开关和另一个电感。输出端110耦合至开关调节器级102的输出和开关调节器级104的输出。示例性实施例可以包括在级102中的开关(例如，晶体管)，其具有比级104中的开关更高的开关频率，举例而言，其中VIN1和地可以交替地耦合至级104中的电感。当第一开关调节器级102以不同于第二开关调节器级104的频率工作时，可以获得多种优点。如图1所示，在一些实施例中，开关调节器拓扑还可以包括开关调节器级102的输出和开关调节器级104的输出之间的电容，使得两个开关调节器级的输出可以有利地以不同的电压和占空比工作。
本发明的特征和优点包括具有还可以产生不同电流以及在一些实施例中产生不同占空比的多个级的开关调节器架构。举例而言，电路的一个级可以额外地(至少部分地)消除电路的第二级的纹波。在下文进一步描述的一些实施例中，在大电流负载期间，两个级均导通以及在小电流负载期间，一个级关闭。在下文描述的一个示例性实施方案中，相加的三角波用于在一个级中产生调制的三角波以消除在另一个级中的纹波。下文中的示例显示了开关调节器的不同实施例如何在具有以及不具有电容120的情况下工作。
图2示出了根据一个实施例的开关调节器。图2显示了用于将以不同开关频率工作的两个开关调节器级(相)耦合在一起以形成电压调节器的一个方法。在下文更详细描述的一些实施例中，举例而言，开关调节器级可以被设计用于不同电感值和功率开关大小。举例而言，一个级(或相)可以指代具有开关部分和输出电感器的调节器的一部分。在本文中，术语开关调节器相和开关调节器级可以相互交换使用。
在这个示例性实施例中，举例而言，第一开关调节器级224可以具有两个输出开关(例如，晶体管，诸如MOSFET)208和212以选择性地耦合开关节点210至在端204接收的输入电压VIN1或者地。举例而言，第二开关调节器级226同样可以具有两个输出开关(例如，晶体管，诸如MOSFET)214和218以选择性地耦合开关节点216至在端206接收的输入电压VIN2或者地。在一些实施例中，VIN1和VIN2可以是相同的电压。在其它实施例中，如上文所提及的，VIN1和VIN2可以是不同的电压。开关调节器级还可以包括驱动器电路(未显示)以产生信号以开通(即，开关闭合)或关断(即，开关断开)开关。随着开关208和212开通和关断，在具有耦合至开关节点210的端及耦合至开关调节器级224的输出的端的电感220(LAC)中建立电流ILAC。类似地，随着开关214和218开通和关断，在具有耦合至开关节点216的端及耦合至开关调节器级226的输出的端的电感222(LDC)中建立电流ILDC。
在这个示例中，开关调节器级224的输出(称为AC级或AC相)以及开关调节器级226的输出(称为DC级或DC相)耦合至输出节点234用于提供开关调节器输出电压VOUT。调节器可以包括控制电路202，其感测VOUT作为反馈信号输入并产生用于在每个级中开通和关断开关的信号以将VOUT维持在经调节的值。举例而言，控制电路202可以接收设置VOUT的参考电压VREF。在一些示例性实施例中，VOUT可以等于VREF或者与VREF相关(例如，VREF的一部分或者倍数)。输出电容230(COUT)耦合在输出节点234和地之间。负载(未显示)可以耦合至输出节点234，举例而言，其可以从调节器接收供电电压VOUT并汲取电流IOUT。
当VIN1＝VIN2，图2中的一个示例性调节器的占空比与输入电压VIN和输出电压VOUT相关，如下：
DC＝VOUT/VIN。
因此，在这个示例中，AC级224和DC级226具有相同的占空比，因为它们具有相同的VIN和VOUT。
本发明的实施例包括具有以不同开关频率工作且具有减小的输出纹波的多个开关级的开关调节器。图3示出了使用图2中所显示的开关调节器拓扑的纹波消除。在这个示例中，图2的开关调节器级224可以以高于开关调节器226的工作频率的第一频率工作。图2中的级224可以进一步具有小于级226中的电感器电流ILDC的电感器电流ILAC。
图3中的310显示了级226的电感器电流ILDC。在每个循环内，当开关214闭合且开关218断开时，电流斜坡上升，以及当开关218闭合且开关214断开时，ILDC斜坡下降。通常，电感器电流的斜坡上升及下降会引起输出节点VOUT上的纹波电流和纹波电压。如在310所显示的，通过占空比DC设置在一个循环内开关214和218改变状态以及电流斜坡改变方向的点。循环的持续时间(或周期T1)对应于频率。因此，级226具有长于级224的周期，其具有更高的频率。
在320显示了级224的电感器电流ILAC。如在320所示出的，本发明的特征和优点包括可以被配置为消除电感器电流ILDC的纹波的电感器电流ILAC。ILAC包括具有与ILDC中的电流斜坡类似的斜坡上升和下降的周期T2的高开关频率分量。然而，除了高频斜坡以外，ILAC是随着具有周期T1的第二低频分量(其大致与ILDC的频率相同，但是具有相反的极性)调制的。举例而言，当DC级使ILDC斜坡上升时，AC级的低频分量使ILAC斜坡下降，以及当DC级使ILDC斜坡下降时，AC级的低频分量使ILAC斜坡上升。来自开关调节器级的电流在输出节点234处组合。因此，随着ILDC斜坡下降，ILAC的低频分量斜坡上升以消除ILDC。类似地，随着ILDC斜坡上升，ILAC的低频分量下坡下降以消除ILDC。在330示出了开关调节器级的组合的电流纹波的一个示例(ILDC+ILAC)。在这个示例中，以大约与低频级226相同但是具有相反极性的开关频率调制高频级224的输出电流，导致了低频电流波形的消除以及纹波电流的减小。纹波电流的减小，继而减小了VOUT上的纹波电压。
图4示出了用于使用图2中所显示的开关调节器拓扑的一个示例性电压调节器的电流步阶。在这个示例中，电压调节器在410从重载(高负载)转变为轻载。如在420和430所显示的，当负载为高时，DC级提供DC电流以及AC级消除DC级的电流纹波。在一些示例性应用中，本发明的实施例可以在负载电流低于阈值时关闭一个级。举例而言，如在450所显示的，当负载是轻(小于某个阈值)时，可以停用DC级，以及AC可以提供轻载电流。在这个周期内，AC电流的低频分量关闭，以及来自AC级的电流仅仅使用高开关频率分量来调节输出电压，如在451所示出的。对于高负载电流和轻负载电流，在440示出了在输出处的组合电流。
图5示出了根据另一个实施例的开关调节器。图5显示了用于将以不同开关频率工作的两个开关调节器级(相)耦合在一起以形成一个电压调节器的另一个方法。在这个示例中，开关调节器级的输出通过耦合电容器528(CAC)耦合在一起。在这个示例中，CAC电容器允许一个开关调节器级524以不同于另一个开关调节器级526的输出电压工作。因此，级524可以具有不同于级526的占空比。
在这个示例性实施例中，举例而言，第一开关调节器级524可以具有两个输出开关(例如，晶体管，诸如MOSFET)508和512以选择性地耦合开关节点510至在端504接收的输入电压VIN1或者地。举例而言，第二开关调节器级526同样可以具有两个输出开关(例如，晶体管，诸如MOSFET)514和518以选择性地耦合开关节点516至在端506接收的输入电压VIN2或者地。在一些实施例中，VIN1和VIN2可以是相同的电压。在其它实施例中，如上文所提及的，VIN1和VIN2可以是不同的电压。开关调节器级还可以包括驱动器电路(未显示)以产生信号以开通(即，开关闭合)或关断(即，开关断开)开关。随着开关508和512开通和关断，在具有耦合至开关节点510的端及耦合至开关调节器级524的输出的端的电感520(LAC)中建立电流ILAC。类似地，随着开关514和518开通和关断，在具有耦合至开关节点516的端及耦合至开关调节器级526的输出的端的电感522(LDC)中建立电流ILDC。
在这个示例中，开关调节器级524的输出(称为AC级或AC相)以及开关调节器级526的输出(称为DC级或DC相)通过CAC电容器528耦合在一起。因此，在节点532的AC级524的输出具有第一电压VAC，以及在输出节点534的DC级526的输出提供了开关调节器输出电压VOUT。举例而言，调节器可以包括感测VOUT和VAC作为单独的反馈信号输入的控制电路502，以及产生用于在每个级开通和关断开关的信号以将VOUT和VAC维持在特定的经过调节的值。举例而言，控制电路502可以接收设置VOUT的参考电压VREF。VAC可以被设置在不同的电压值。举例而言，VAC可以与VOUT有关(例如，VAC＝K*VREF+J)或者被设置为独立于VOUT。如下文的示例所示出的，特定实施例可以包括不同的参考电压VREF1和VREF2用于将VOUT和VAC调节为不同值。输出电容器(COUT)耦合在输出节点534和地之间。负载(未显示)可以耦合至输出节点534，举例而言，其可以从调节器接收供电电压VOUT并汲取电流IOUT。
当VIN1＝VIN2＝VIN，图5中的一个示例性调节器可以包括两个不同的占空比，包括AC级524的占空比DC1以及DC级526的占空比DC2。DC级占空比DC2与输入电压VIN和输出电压VOUT相关，如下：
DC2＝VOUT/VIN。
AC级占空比DC1与输入电压和节点532上的电压VAC有关，如下：
DC1＝VAC/VIN。
因此，在这个示例中，AC级524和DC级526可以工作在不同的频率并且具有不同的占空比，因为它们可以具有不同的输出电压VAC和VOUT。在发明人为DavidChristianGernardTournatory和KevinKennedyJohnstone，共同拥有的标题为“SWITCHINGREGULATORCIRCUITSANDMETHODS”的美国专利申请案14/144，169中描述了具有AC和DC级的开关调节器的工作方式，其内容通过引入的方式全部并入本文。
图5进一步示出了可以包含在一些示例性实施例中的特征。可以包括具有耦合至AC级524的输出的第一端和耦合至输出节点534的第二端的开关536。当负载电流降低到低于特定的电流阈值时，举例而言，可以通过数字控制信号使DC级526关断并使开关536闭合，以直接使用AC级驱动调节器的输出节点534。开关508、512、514和518可以实施为MOS晶体管(即，FET)。AC级可以具有比DC级小的FET，导致在轻载使用AC级时更高的效率。在一个实施例中，当负载电流降低到低于阈值时，AC级的开关频率从第一频率减小为第二频率(例如，30MHz至15MHz)，并停用DC级以提高调节器的轻载效率。
本发明的示例性实施例包括具有以不同开关频率和不同占空比工作且具有减小的输出纹波的多个开关级的开关调节器。图6示出了使用图5中所显示的开关调节器拓扑的纹波消除。在这个示例中，图5的开关调节器级524可以以高于开关调节器526的工作频率的第一频率工作。图5中的级524可以进一步具有小于级526中的电感器电流ILDC的电感器电流ILAC。
图6中的610显示了级526的电感器电流ILDC。在每个循环内，当开关514闭合且开关518断开时，电流斜坡上升，以及当开关518闭合且开关514断开时，ILDC斜坡下降。通常，电感器电流的斜坡上升及下降会引起输出节点VOUT上的纹波电流和纹波电压。如在610所显示的，通过占空比DC2设置在一个循环内开关514和518改变状态以及电流斜坡改变方向的点。循环的持续时间(或周期T2)设置频率。
在620显示了级624的电感器电流ILAC。如在620所示出的，本发明的特征和优点包括可以被配置为消除电感器电流ILDC的纹波的电感器电流ILAC。ILAC包括具有与ILDC中的电流斜坡类似的斜坡上升和下降的高频分量。高频斜坡具有持续时间(或周期)T1，其中周期T＝1/频率。AC级524的输出电流的高频分量具有大于DC级526的输出电流的频率。因此，在级526中的电流循环具有长于级524中的电流循环的周期，其工作在更高的开关频率。然而，除了高频斜坡以外，ILAC是随着大致与ILDC的频率相同，但是具有相反的极性第二低频分量调制的。举例而言，当DC级使ILDC斜坡上升时，AC级的低频分量使ILAC斜坡下降，以及当DC级使ILDC斜坡下降时，AC级的低频分量使ILAC斜坡上升。来自开关调节器级的电流在输出节点534处组合。因此，随着ILDC斜坡下降，ILAC的低频分量斜坡上升以消除ILDC。类似地，随着ILDC斜坡上升，ILAC的低频分量下坡下降以消除ILDC。特别地，ILAC通过CAC电容器528与AC耦合并与ILAC电流组合。在630示出了开关调节器级的组合的电流纹波(ILDC+ILAC)。如所示出的，在这个示例中，以大约与低频级526相同但是具有相反极性的频率调制高频级524的输出电流，导致了低频电流波形的消除以及纹波电流的减小。纹波电流的减小，继而减小了VOUT上的纹波电压。在下文更详细描述的一个实施例中，AC级524的开关频率可以有利地为DC级526的开关频率的整数倍，以对准多个级的开关周期并进一步改进纹波消除。
图7示出了用于使用图5中所显示的开关调节器拓扑的一个示例性电压调节器的电流步阶。在这个示例中，电压调节器在710从重载(高负载)转变为轻载。如在720所显示的，当负载为高时，DC级提供DC电流以及如在730和740所显示的，AC级消除DC级的电流纹波。在一些示例性应用中，本发明的实施例可以在负载电流低于阈值时关闭一个级。举例而言，如在790的曲线720中所显示的，当负载为轻(小于某个阈值)时，可以停用DC级，以及如在791的曲线720中所显示的，AC可以提供轻载电流。然而，当停用DC级时，AC级通过CAC电容提供电流至负载。如在750所示出的，这具有对CAC电容器上的电压充电使其远离标称值的效果。如在761和762所显示的，可以不时地使能DC级，以允许AC级对CAC电容器放电而不干扰输出电压。在此放电期间，DC级流出电流到CAC电容器的底板，而AC级从CAC电容器的顶板汲取电流。因为流出和汲取的电流相互抵消，所以输出电压不会受到这个再充电动作的干扰。
再次参考图5，电感器520和522可以是耦合电感器以进一步减小纹波。举例而言，耦合电容器可以包括设置在围绕重叠区域中的导体使得元件电感性地耦合，使得每个电感器的磁场相互作用。变压器为耦合电感器的一种形式。举例而言，一些耦合电感器可以具有围绕核心(例如，磁芯，诸如铁氧体)的多个绕组以及其它耦合电感器可以没有核心(例如，空心电感器)。当两相buck调节器使用耦合电感器时，在电感器绕组和开关中的纹波电流随着buck调节器的占空比趋向于50％而趋向于最小值。当占空比为50％时，一个电感器上的电压降可以与另一个电感器上的电压降相反，从而导致了最大电流纹波的减小。举例而言，在使用图5中所显示的架构实施时，对于不同于50％的占空比(Vout/Vin)，耦合电感器可以进一步减小电感器和开关中的纹波。作为一个示例性实施例，如果DC级和AC级通过主动调节VAC节点为VIN-VOUT并在DC和AC级之间采用合理的相位而具有相同的开关频率，IL_AC和IL_DC电流可以以正好相反的速率转换(例如，当调节器在稳定状态时)。因为这个原因以及两个电感器耦合的事实，观察到了最大电流纹波的减小，而不管电感器和开关中的VIN(s)和VOUT电压。如果AC级以高于DC级的开关频率工作，可以在AC级电流中引入低频调制(匹配DC级的开关频率)，使得在DC级的开关频率下，IL_DC和IL_AC始终以正好相反的速率转换。因为这个原因和两个电感器耦合的事实，观察到了最大电流纹波的减小，而不管在电感器和开关中的VIN(s)和VOUT。
出于比较的目的，可以在一种实施方案使用较大的分量且无电感器耦合，以及另一种实施方案使用电感器耦合和较小的分量的两种情况下获得实质上相同的纹波，如下：
无电感器耦合：LAC＝20nH，LDC＝20nH
有电感器耦合：LAC＝12nH，LDC＝12nH
另外，当电感器通过空气耦合时，大电流偏置可以存在于IL_DC和IL_AC电流之间。举例而言，当核心铁氧体材料用于耦合电感器时，情况并非如此：如果IL_DC和IL_AC电流之间的差值变得过大时，该核心将饱和。因此当电感器通过空气耦合时，AC级可以被设计为以高开关频率切换且不携带DC电流，而DC级可以被设计为以低开关频率切换且携带所有或者几乎所有的DC负载电流。这呈现了本文所解释的稳定性、环路带宽和滤波组件大小减小的优点。
图8显示了根据一个实施例的电压调节器的提高的效率。对于4个不同功率开关的特定优化，当负载电流下降到低于某个阈值时，图2和图5的电压调节器的轻载效率可以通过关闭DC级增大。举例而言，通过曲线的中断显示了关闭DC级的点。曲线801-809对应于Vin和Vout的以下值：
801 802 803 804 805 806 807 808 809
Vin 4.8 3.6 2.4 4.8 3.6 2.4 4.8 3.6 2.4
Vout 1.2 1.2 1.2 0.8 0.8 0.8 0.4 0.4 0.4
使用相加的锯齿波形的示例
在一个示例性实施方案中，相加的锯齿波用于在一个级中产生调制的锯齿波以消除在另一级中的纹波。一些示例性实施例的特征和优点可以包括操作开关调节器的AC级以至少部分地消除开关调节器的DC级中的纹波。在以下描述中，三角波形用于说明的目的，但是在其它实施例中，可以使用其它锯齿波形(例如，斜坡)及其等效。如上所述，开关调节器的AC级可以使用调制的三角波以消除开关调节器的DC级中的纹波。图9中显示了可以使用的一个示例性技术。图9示出了根据一个实施例相加的三角波以消除纹波。在这个示例中，可以在开关调节器的DC级中使用的低频三角波(例如，Vsaw_slow)901与较高频率的三角波(例如，Vsaw_fast)902相组合。低频三角波901和高频三角波902的和为调制的三角波903(Vsaw_slow+Vsaw_fast)。举例而言，调制的三角波903可以与参考值(诸如调制阈值(Vmod_th))904相比较，以产生脉冲宽度调制(PWM)信号(例如，Vpwm_mod)905用于驱动开关调节器的AC级。
图10示出了根据一个实施例从相加的三角波产生的开关调节器输出电流。如图10所示出的，举例而言，DC级可以产生具有通过电流波形1001显示的纹波的输出电感器电流ILDC。在这个示例中，举例而言，AC级可以采用PWM信号905驱动以产生具有通过电流波形1002显示的波形的输出电感器电流ILAC。波形1003显示了在AC级的开关节点上的一个示例性电压(VSWAC)以产生ILAC。
图11示出了根据一个实施例用于产生相加的三角波的一个示例性电路。在这个示例中，举例而言，第一电流源1101以第一频率切换，其可以是开关调节器的DC级的工作频率(例如，5MHz)。举例而言，流入电容器1103的正电流可以产生正斜坡以及负电流可以产生负斜坡。举例而言，第二电流源1102可以以第二较高的频率(例如，30MHz)切换，诸如开关调节器的AC级的工作频率。举例而言，电容器的输出端OUT具有如图9中在903所显示的调制的三角波形的电压。
图12示出了根据一个实施例用于产生调制的三角波的一个示例性电路。可编程电流源1201和1202可以交替地使电容器1204上的电压升高和降低。从电流源1201到电容器1204的恒定电流产生了电压斜坡上升，以及到电流源1202的恒定电流产生了电压斜坡下降。所得到的三角波1290耦合到比较器1211和1212的输入。可编程参考发生器1210可以产生参考电压V+和V-。当三角波形1290增大到V+时，通过比较器1211触发第一比较器输出，以及当三角波形1290减小到V-时，通过比较器1212触发第二比较器输出。举例而言，可以通过逻辑1213使用可编程电流源1201和1202以及可编程电压参考1210以产生高频时钟(HF_CLK)，其继而驱动开关SW1和SW2锁定于特定的HF_CLK频率。在一个示例性实施例中，HF_CLK可以是30MHz时钟。
举例而言，逻辑1213可以进一步产生低频时钟(LF_CLK)，其可以用于产生调制的三角波形。在一个实施例中，LF_CLK可以是HF_CLK的分割版本。在一个实施例中，逻辑1213包括除法器1298以接收HF_CLK并产生LF_CLK。在一个实施例中，举例而言，LF_CLK通过将HF_CLK除以一个整数产生，使得HF_CLK的频率是LF_CLK的整数倍。LF_CLK可以作为用于在下文的一个示例中所示出的DC级的时钟(CLK_DC)。逻辑1213可以进一步包括用于调整LF_CLK信号的相位和时序以控制LF_CLK的对准并产生调制的LF_CLK信号LF_CLK_M的计时和对准电路1299。
可以通过调制的锯齿产生电路接收HF_CLK和LF_CLK_M。在采用HF_CLK驱动的开关SW3和SW4的控制下，通过电流源1220和1221交替地流出和汲取电流至电容器1224产生高频锯齿波形。在采用调制的低频始终LF_CLK_M驱动的开关SW5和SW6的控制下，通过电流源1222和1223交替地流出和汲取电流至电容器1224产生的低频锯齿波形调制高频锯齿波形。逻辑1213中的计时电路允许LF_CLK_M经过调整以对准HF_CLK，使得每个锯齿波形的峰值和谷值大约同时发生以提高系统的效率。跨导放大器1227感测电容器1224上的电压并将电压维持在特定的共模值。
示例性电路实施方式
图13示出了根据一个实施例的电路。在这个示例中，来自图2的开关级224和开关级226如上文对图2所描述的工作，并具有相同的输出电压和占空比。举例而言，DC级226通过耦合的DC控制环路电路1306控制以接收开关调节器输出电压VOUT和参考电压VREF。DC环路控制电路1306可以产生低频PWM信号以切换控制电路1307，其可以包括用于导通和断开开关214和218以在DC电感器(LDC)222中产生电流ILDC的驱动器电路。举例而言，用于AC级的控制电路可以包括补偿网络1301和1302以及具有耦合到开关调节器输出电压VOUT的输入的放大器1303。放大器1303还具有耦合至参考电压VREF的输入，并可以产生误差信号。耦合比较器1304的输入以接收来自放大器1303的误差信号。举例而言，耦合比较器1304的另一个输入以接收通过三角波发生器和组合器电路1308产生的调制的三角波。举例而言，AC级可以使用来自电路1308的相加的三角波，其具有高频分量和等于DC级频率的低频分量以控制开关208和212。举例而言，比较器1304可以产生类似于PWM信号905的PWM信号。来自比较器1304的PWM信号可以耦合到开关控制电路1305，其可以包括用于导通和断开开关208和212的驱动器电路并在开关节点210处产生VSWAC信号和在AC级224的电感器LAC220中产生电流ILAC，举例而言，以消除DC级226中的纹波。
图14示出了根据一个实施例的另一个示例性开关调节器架构。在这个示例中，控制电路1490包括具有耦合至节点1410的输入和耦合至开关调节器级1404的输出的控制电路1431，以调制开关调节器级1404的工作。在一个实施例中，控制电路1431具有响应于节点1410上的暂态的第一带宽以及控制电路1432具有用于重置节点1412上的电压的第二带宽，举例而言，并且第一带宽大于第二带宽。级1404可以进一步以高于级1402的开关频率工作。在一个实施例中，控制电路1432可以在节点1410中产生电流，以偏置来自开关调节器级1404的在节点1410中的对应电流，以重置节点1412上的电压VAC。如图14中所示出的，交叉耦合来自VOUT和VAC的反馈输入，使得级1402响应于VAC的变化以及级1404响应于VOUT的变化。以DavidChristianGernerdTournatory作为发明人，标题为“CircuitsandMethodsforProvidingCurrenttoaLoad”，共同拥有且同时申请的美国专利申请案(代理人档案号000139-000700US)揭露了与图14中交叉耦合的级有关的进一步示例和公开内容，其内容在此通过引用的方式全部并入本文。
图15示出了根据另一个实施例的示例性电路。在这个示例中，举例而言，AC级524和DC级526如上文中针对图5所描述的工作，并且由于电容器528而具有不同的输出电压和不同的占空比。在这个示例中，耦合AC级控制电路以接收DC级输出电压VOUT以产生电感器电流ILAC。耦合DC级控制电路以接收AC级输出电压VAC以产生电感器电流ILDC。级524以高于级526的开关频率工作。
举例而言，通过耦合DC控制环路电路1506控制DC级526以接收级524的输出电压VAC和参考电压VREF2。DC环路控制电路1506可以产生低频PWM信号以切换控制电路1507，其可以包括用于导通和断开开关514和518以在DC电感器(LDC)522中产生电流ILDC的驱动器电路。举例而言，用于AC级的控制电路可以包括补偿网络1501和1502以及具有耦合至开关调节器的输出电压VOUT的输入的放大器1503。放大器1503还具有耦合至参考电压VREF1的输入，并且可以产生误差信号。耦合比较器1504的输入以接收来自放大器1503的误差信号。举例而言，耦合比较器1504的另一个输入以接收通过三角波发生器和组合器电路1508产生的调制的三角波。举例而言，AC级可以使用来自电路1508的限价的三角波，其具有高频分量和等于DC级的频率的低频分量，以控制开关508和512。来自比较器1504的PWM信号可以耦合至开关控制1505，其可以包括用于导通和断开开关508和512的驱动器电路以及在开关节点510处产生VSWAC信号和在AC级514的电感器LAC520中产生电流ILAC，举例而言，以消除DC级526中的纹波。
图16示出了根据一个实施例的开关调节器电路的另一个示例。第一调节器级(AC级)包括开关晶体管1601-1602，以及相关的控制和驱动器电路1631-1637。MOS晶体管1601(用作高侧开关)具有耦合至第一供电电压VIN1的漏极，耦合至开关节点1660的源极，以及耦合至驱动器电路1637以接收用于导通和断开晶体管1601的信号的栅极。类似地，MOS晶体管1602(用作低侧开关)具有耦合至开关节点1660的漏极，耦合至参考电压(例如，地)的源极，以及耦合至驱动器电路1637以接收用于导通和断开晶体管1601的信号的栅极。电感器1603的第一端LAC耦合至开关节点1660以及第二端耦合至具有电压VAC的开关调节器级的输出节点1662。
第二调节器级(DC级)包括开关晶体管1604-1605，以及相关的控制和驱动器电路1640-1643。MOS晶体管1604(用作高侧开关)具有耦合至第二供电电压VIN2的漏极，耦合至开关节点1661的源极，以及耦合至驱动器电路1643以接收用于导通和断开晶体管1601的信号的栅极。类似地，MOS晶体管1605(用作低侧开关)具有耦合至开关节点1661的漏极，耦合至参考电压(例如，地)的源极，以及耦合至驱动器电路1643以接收用于导通和断开晶体管1605的信号的栅极。电感器1606的第一端LDC耦合至开关节点1661以及第二端耦合至具有电压VOUT的开关调节器级的输出节点1663。
在这个示例中，输出节点1663上的输出电压VOUT耦合至与AC级相关的控制电路的输入。在这个示例中，AC级控制电路包括具有耦合至VOUT的输入的第一阻抗电路1631和耦合至放大器1633的端的输出。第二阻抗电路1632具有耦合至放大器1633的输出的输入和耦合至放大器1633的输入的输出。放大器1633的第二输入接收来自参考发生器1634的参考电压(例如，VREF1)。在一个实施例中，举例而言，参考发生器1634可以是可编程的以根据命令改变VREF1，并由此改变VOUT。放大器1633的输出耦合至比较器1635的一个输入。比较器1635的第二输入耦合至计时发生器1636以接收具有高频分量和低频分量的调制的锯齿波AC_RAMP。举例而言，计时发生器1636可以如图12所示出的实施。比较器1635的输出是PWM信号。PWM信号耦合至驱动器1637以控制开关1601和1602。通过环路的工作，开关1601和1602将VOUT调整为等于VREF1。
在节点1662的输出电压VAC耦合至与DC级相关的控制电路的输入。DC级控制电路包括接收VAC和来自参考发生器1641的参考电压VREF2的跨导放大器(“gm”)1640。放大器1640比较VAC和VREF2并输出电流I_DESIRED，其对应于DC级输出处期望的电流，以导致VAC等于VREF2。I_DESIRED与感测的输出电流Is以及来自计时发生器1636的DC级时钟CLK_DC一起提供至电流反馈电路1642。CLK_DC可以是AC_RAMP信号的高频分量的整数分数(1/M)，使得在AC级中的驱动器1637以及晶体管1601和1602的开关频率是在DC级中的驱动器1643以及晶体管1604和1605的开关频率的整数倍，以消除输出节点1663处的纹波。举例而言，当晶体管1605开通时以及当电感器电流IDC等于流过晶体管1605的电流，可以感测到感测的输出电流Is。输出电流Is可以被检测为晶体管1605上的电压降并用于控制驱动器电路1643以及开关1604和1605。以DavidChristianGernardTournatory作为发明人，标题为“SwitchingRegulatorCurrentModeFeedbackCircuitsandMethods”，共同拥有且同时申请的美国专利申请案(代理人案卷号000139-000501US)揭露了输出电流感测和一个示例性反馈控制电路，其内容在此通过引用的方式全部并入本文。驱动器电路1637可以体现在以DavidChristianGernardTournatory和NicolasStephaneMonier作为发明人，标题为“CircuitsandMethodsforOperatingaSwitchingRegulator”，共同拥有且同时申请的美国专利申请案(代理人案卷号000139-000401US)揭露的技术中，其内容在此通过引用的方式全部并入本文。在之前提及的美国专利申请案(代理人案卷号000139-000700US)中揭露了关于AC级和DC级的负载步阶响应的进一步细节。
示例性实施例的优点
本发明组合了称为AC级和DC级的两个开关调节器级以形成电压调节器。AC级可以设计为具有高于DC级的开关频率，以及小于DC级的电感大小。可以优化AC级和DC级，使得AC级的功率开关小于DC级的功率开关。
图16示出了一个示例性实施方案。在中等负载和高负载时，DC级允许电压调节器以高效为特征-因为DC级的较大功率开关和低开关频率-而AC级可以用于维持环路稳定性并消除DC级的电流纹波。
在轻载时，停用DC级(图1中使用的拓扑)或者周期性地停用DC级(图2中使用的拓扑)。而停用DC级时，AC级可以提供电压调节器的所有功能。因为AC级功率开关的尺寸较小(相对于DC级)，电压调节器的效率在轻载下可以维持在相对较高的水平。
输出电流纹波维持在低而不管负载电流：在轻载下，仅仅AC级是有效的，并且因为AC级的开关频率高，其电流纹波小。在中等负载和高负载下，通过AC级使DC级纹波电流的纹波消除将输出电流纹波保持为低。
在整个负载电流范围内，输出电流纹波维持为低，因此，该电压调节器可以采用小输出电容工作。AC级以高频率切换。因此，其电感可以是小尺寸的。通过AC级消除DC级电流纹波。因此，DC级电感可以是小尺寸的。因此，在这个示例性电压调节器中使用的所有外部电感和电容可以是小尺寸的，使其占地面积较小。
a.通过AC级有效消除DC级的电流纹波。
可以命令AC级的电感器电流，使得其消除DC级纹波电流的大部分纹波电流。当这个完成时，可以将输出旁路电容的电流纹波设置为尽可能小而在停用DC级时不影响输出电压纹波。因为该有效电流纹波的消除，可以显著地减小DC级的输出电容和电感的大小。
b.环路的带宽和稳定性不取决于DC级的频率和输出电感。
该架构允许独立地设置DC级电感大小和开关频率，而不影响电压调节器的带宽和稳定性。在一个示例性实施方案中，电压调节器的带宽和稳定性可以专门取决于AC级的输出电容、开关频率、放大器和补偿网络，以及电感大小。
c.整个负载范围内的高效率
本文所揭露的示例性实施例允许优化DC级的开关频率、FET大小和电感大小，以最大化在中等负载和高负载条件下的效率。命令两个开关调节器，使得DC级提供所有中等负载和高负载DC电流。而在那些负载条件下，快速的开关调节器仅仅提供暂态电流并维持环路稳定性。因为快速的开关调节器AC级不提供任何中等和高DC负载电流，其功率开关的大小可以是非常小的。这使得其轻载效率远远高于需要被设计为在中等负载和高负载条件下具有较大的功率开关以获得高效率的慢速开关调节器DC。
在轻载下，在图2所显示的拓扑的情况下，停用DC级以增大电压调节器的效率。
在轻载下，在图5所显示的拓扑的情况下，周期性地以某个延长的时间段停用DC级，以增大电压调节器的效率。如在图7上所显示的，有时需要在短暂的时间段使能DC级以对耦合电容放电，并避免AC级的输出在输入电压饱和。
d.当两个开关调节器通过电容耦合时(图5的拓扑)允许AC级的对称电流转换。
如图5中所显示的通过电容耦合两个开关调节器级呈现了针对大信号响应的某个重要优点。其使得调节AC级的输出为被认为是最佳的任何电压(诸如VIN/2)并迫使其以被认为是最佳的任何平均占空比(诸如50％)工作是可能的。AC级上50％的占空比使其正电感器电流和负电感器电流的转换速率相等。因此，无论输出电压如何，对给定负载或者空载电流步阶的电压调节器的初始响应可以是对称的。
e.通过使耦合电容短路或者省略耦合电容以消除与耦合电容的充电和放电有关的额外损耗的选择。
使用图5的拓扑代替图2所呈现的一个(或者在图5中所显示的不使耦合电容短路)呈现了如在上文的段落d针对负载和电压步阶响应所讨论的某个优点。然而，耦合电容的充电和放电对系统产生了额外的功耗。使用图2的拓扑(或者使图5中呈现的拓扑中的耦合电容短路)消除了该额外的功耗。这可以在上文所描述的轻载下完成。
f.允许显著的解决占地面积的减小而没有大量的效率降低。
如之前所解释的，因为DC级的稳定状态的电流纹波的消除，输出电容可以是小尺寸的。因为前面所描述的有效纹波消除，DC级的电感也可以是小尺寸的。最后，因为AC级的开关频率为高，AC级的电感也可以使小尺寸的。
因为每个外部元件可以是小尺寸的，这个解决方案的某些实施例可以具有非常小的占地面积的特征。该解决方案的占地面积的绝对大小可以是AC级开关频率的函数。然而，中等和高负载条件下的效率大部分取决于DC级开关频率的缓慢程度。所以该解决方案的尺寸和效率在某种程度上是无关的，相比于传统的buck拓扑，其给予该解决方案更好的效率/更小的占地面积大小比率。
封装中的集成
本发明的某些实施例的一个有利应用是将调节器集成到封装中。传统地，集成电路有时需要多个供电电压工作。在某些情况下，集成电路(IC)封装可以因此具有不同电压的多个不同供电输入，以将外部的调节器与IC封装上的不同供电端的每一个连接。然而，本发明的特征和优点可以有助于一个或多个调节器集成到封装中。因为集成的电压调节器可以减小流过IC封装连接(例如，诸如焊料球)的电流总量，根据本文所描述的某些实施例将调节器集成到封装内部也是有利的。针对特定功率级的较低的对应电流，开关调节器集成到封装内部可以允许更高的电压引入IC封装内部。在封装内的内部开关调节器可以将较高的电压降低转化为较低的电压和较高的电流，以提供较低的电压较高的电流供给封装内的集成电路。举例而言，通过多个集成的开关调节器可以将多个不同电压集成在一个封装内，由此减小封装上的引脚数量并减小通过封装引脚的电流流量和相应的阻性损耗。
经由减小的纹波的封装集成
当将开关调节器集成到一个封装中所面临的一个挑战涉及开关调节器(例如，电感器和电容器)所使用的外部元件的大小。例如，工作在5MHz的buck开关变换器可能需要非常大的电感器和电容器以满足+/-30mV的输出电压纹波规格。为了满足严格的输出电压纹波规格，电感通常增大到减小电流转换速率，并由此减小电流纹波。此外，电流纹波驱动开关调节器的输出电容上的电荷，引起电压纹波由Vripple＝Q/C给出。因此，输出电容通常还增大到减小电压纹波以满足供电电压的规格。这些大电感和电容致使典型的开关调节器入法集成到一个封装上。为了减小元件的大小，可以增大开关调节器的开关频率，但是开关频率的增大将减小开关调节器的效率，这是由于增大的内部电容的充电和放电以及其它因数引起的损耗导致的。
出于比较的目的，根据本发明的开关调节器的一个示例性实施方案，诸如图5和图6中所显示的，可以包括以下元件大小：LDC＝36nH，LAC＝23nH，CAC/C1＝4.7μF，以及COUT/CLOAD＝4.7μF，其中Vout＝0.6v，VAC＝5v，Vin＝10v，Freq_DC＝5MHz，以及Frequ_AC＝30MHz。
因为DC路径以较低的频率和非常高的效率工作，因此在不具有典型的效率损耗时获得小的元件大小，由此提供可以集成到封装内的高效率开关调节器。
AC级上的独立电压允许设置DC级上的输出电压VOUT为任意值。举例而言，AC级的输出电压可以被设置为VAC＝1/2VIN，其中转换速率变为对称，由此允许在DC级中以低于使用典型的非对称2相Buck开关调节器的频率消除纹波。
基于本文所公开的内容，实施例可以包含一个设备，该设备包括耦合至输出节点的第一开关调节器(例如，DC级)和耦合至输出节点的第二开关调节器(例如，AC级)，其中第一开关调节器以不同于第二开关调节器的频率工作，并且其中第一开关调节器可以至少部分地消除通过第一开关调节器产生的输出节点上的纹波。
在一个实施例中，第二开关调节器通过电容器耦合至输出节点，该电容器具有耦合至输出节点的第一端，以及耦合至第二开关调节器的第二端。
在一个实施例中，当负载电流为高时，一个开关调节器提供DC电流且另一个开关调节器消除第二开关调节器的电流纹波，以及当负载电流为低时，停用一个开关调节器且另一个开关调节器提供轻载电流。
在一个实施例中，本发明包含一种方法，该方法包括以第一频率操作第一开关调节器以驱动输出节点且以第二频率操作第二开关调节器以驱动输出节点，其中第一开关调节器消除通过第一开关调节器产生的输出节点上的纹波。
DC级可以包含用于操作DC级的相关的信号处理和/或控制电路，以及AC级可以包含用于操作AC级的相关的信号处理和/或控制电路。在一些示例性实施例中，控制电路可以提供信号至AC级和DC级。
以上描述示出了各种实施例以及实施例的各方面如何实施的示例。上述示例和实施例不应被认为是唯一的实施例，并且被呈现以示出通过以下的权利要求所定义的各种实施例的灵活性和优点。基于上述公开的内容和以下的权利要求，其它配置、实施例、实施方案和等效对本领域技术人员将是明显的，并且可以在不脱离由权利要求所定义的实施例的精神和范围的情况下采用其它配置、实施例、实施方案和等效。

Claims (37)

1.一种电路，包括：
第一开关调节器级，其包括电感器和多个第一开关；
第二开关调节器级，其包括电感器和多个第二开关；
输出节点，其耦合至所述第一开关调节器级的输出和所述第二开关调节器级的输出；
其中所述第一开关调节器级以不同于所述第二开关调节器级的频率工作。
2.根据权利要求1所述的电路，其中所述第一开关调节器级以第一频率工作，且所述第二开关调节器级以低于所述第一频率的第二频率工作。
3.根据权利要求2所述的电路，其中所述第一频率是所述第二频率的整数倍。
4.根据权利要求1所述的电路，其中所述第一开关调节器级至少部分地消除所述第二开关调节器级产生的所述输出节点上的电压纹波。
5.根据权利要求1所述的电路，其中所述第一开关调节器级产生具有第一频率分量和第二频率分量的第一纹波电流，其中所述第二频率分量小于所述第一频率分量，并且其中所述第二开关调节器级产生具有所述第二频率分量的第二纹波电流，其中所述第一纹波电流在所述第二频率分量具有与所述第二纹波电流相反的极性，使得所述第一纹波电流至少部分地消除所述第二纹波电流的至少一部分。
6.根据权利要求1所述的电路，其中所述输出节点耦合至负载，其中当流入所述负载的输出电流降低到低于阈值时，关闭所述第二开关调节器级。
7.根据权利要求6所述的电路，其中周期性地开通所述第二开关调节器以重置在所述第一开关调节器级的所述输出和所述第二开关调节器级的所述输出之间耦合的电容上的电压。
8.根据权利要求1所述的电路，进一步包括调制的锯齿波发生器电路，以组合具有第一频率的第一锯齿波和具有小于所述第一频率的第二频率的第二锯齿波，以产生调制的锯齿波，其中，所述调制的锯齿波控制所述第一开关调节器级以及其中所述第二调节器级以所述第二频率工作。
9.根据权利要求1所述的电路，其中所述第一开关调节器级的所述输出通过电容器耦合至所述第二开关调节器级的所述输出。
10.根据权利要求9所述的电路，其中所述第一开关调节器级的所述输出通过开关选择性地耦合至所述第二开关调节器级的所述输出以使所述电容短路。
11.根据权利要求10所述的电路，其中所述输出节点耦合至负载，以及其中当流入所述负载的输出电流下降到低于阈值时，
关闭所述第二开关调节器级；
闭合所述开关；以及
减小所述第一开关调节器的频率。
12.根据权利要求9所述的电路，其中所述第一开关调节器级的所述输出上的电压大于所述第二开关调节器级的所述输出上的电压。
13.根据权利要求1所述的电路，其中所述第一开关调节器级的所述输出上的电压等于所述第二开关调节器级的所述输出上的电压。
14.根据权利要求1所述的电路，所述第一开关调节器级包括：
第一开关，其具有第一端以接收第一输入电压和耦合至第一开关节点的第二端；
第二开关，其具有耦合至所述第一开关节点的第一端以及耦合至参考电压的第二端；以及
第一电感器，其具有耦合至所述第一开关节点的第一端和耦合至所述第一开关调节器级的所述输出的第二端，
以及所述第二开关调节器级包括：
第三开关，其具有第一输入端以接收第二输入电压和耦合至第二开关节点的第二端；
第四开关，其具有耦合至所述第二开关节点的第一端和耦合至所述参考电压的第二端；以及
第二电感器，其具有耦合至所述第二开关节点的第一端和耦合至所述第二开关调节器级的所述输出的第二端。
15.根据权利要求14所述的电路，其中所述第一开关、所述第二开关、所述第三开关和所述第四开关是晶体管。
16.根据权利要求14所述的电路，其中所述第一开关、所述第二开关、所述第三开关和所述第四开关是MOS晶体管。
17.根据权利要求14所述的电路，进一步包括电容器，其具有耦合至所述第一电感器的所述第二端的第一端和耦合至所述第二电感器的所述第二端的第二端。
18.根据权利要求17所述的电路，其中所述第一电感器和所述第二电感器是电感性耦合的。
19.根据权利要求1所述的电路，进一步包括控制电路，其具有耦合至所述第一开关调节器级的所述输出的第一输入和耦合至所述第二开关调节器级的所述输出的第二输入，以调节所述第一开关调节器级的所述输出上的第一电压并调节所述第二开关调节器级的所述输出上的第二电压。
20.根据权利要求1所述的电路，所述控制电路包括：
第一控制电路，其具有耦合至所述第一开关调节器级的所述输出的输入和耦合至所述第二开关调节器级中的所述多个第二开关的输出；以及
第二控制电路，其具有耦合至所述第二开关调节器级的所述输出的输入和耦合至所述第一开关调节器级中的所述多个第一开关的输出。
21.根据权利要求1所述的电路，其中所述第一开关调节器级以第一占空比工作以及所述第二开关调节器级以不同于所述第一占空比的第二占空比工作。
22.根据权利要求1所述的电路，其中所述第一开关调节器级和所述第二开关调节器级以相同的占空比工作。
23.根据权利要求1所述的电路，其中所述第一开关调节器级接收第二输入电压以及所述第二开关调节器级接收第二输入电压。
24.根据权利要求23所述的电路，其中所述第一输入电压等于所述第二输入电压。
25.根据权利要求23所述的电路，其中所述第一输入电压小于所述第二输入电压，以及其中所述第一开关调节器级以高于所述第二开关调节器级的频率工作。
26.一种开关调节方法，包括：
以第一开关频率操作第一开关调节器级，所述第一开关调节器级包括电感器和多个第一开关，以及
以第二开关频率操作第二开关调节器级，所述第一开关调节器级包括电感器和多个第二开关，
其中所述第一开关调节器级的输出和所述第二开关调节器级的输出耦合至输出节点，以及
其中所述第一开关频率不同于所述第二开关频率。
27.根据权利要求26所述的方法，其中所述第一开关调节器级以第一频率工作以及所述第二开关调节器级以小于所述第一频率的第二频率工作。
28.根据权利要求27所述的方法，其中所述第一频率是所述第二频率的整数倍。
29.根据权利要求26所述的方法，其中所述第一开关调节器级至少部分地消除所述第二开关调节器级产生的所述输出节点上的电压纹波。
30.根据权利要求26所述的方法，所述第一开关调节器级产生具有第一频率分量和第二频率分量的第一纹波电流，其中所述第二频率分量小于所述第一频率分量，并且其中所述第二开关调节器级产生具有所述第二频率分量的第二纹波电流，其中所述第一纹波电流在所述第二频率分量具有与所述第二纹波电流相反的极性，使得所述第一纹波电流至少部分地消除所述第二纹波电流的至少一部分。
31.根据权利要求26所述的方法，其中所述输出节点耦合至负载，其中当流入所述负载的输出电流降低到低于阈值时，关闭所述第二开关调节器级。
32.根据权利要求31所述的方法，其中周期性地开通所述第二开关调节器以重置在所述第一开关调节器级的所述输出和所述第二开关调节器级的所述输出之间耦合的电容器上的电压。
33.根据权利要求26所述的方法，其中所述第一开关调节器级的所述输出通过电容器耦合至所述第二开关调节器级的所述输出。
34.根据权利要求33所述的方法，其中所述第一开关调节器级的所述输出通过开关选择性地耦合至所述第二开关调节器级的所述输出以使所述电容器短路。
35.根据权利要求33所述的方法，其中所述第一开关调节器级的所述输出上的电压小于所述第二开关调节器级的所述输出上的电压。
36.根据权利要求26所述的方法，其中所述第一开关调节器级以第一占空比工作以及所述第二开关调节器级以不同于所述第一占空比的第二占空比工作。
37.根据权利要求26所述的方法，其中所述第一开关调节器级和所述第二开关调节器级以相同的占空比工作。
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Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106374741A (zh) * 2016-11-04 2017-02-01 南京航空航天大学 一种基于纹波对消的电感型dc‑dc转换器输出纹波消除技术
CN109586572A (zh) * 2017-09-21 2019-04-05 联发科技股份有限公司 转换器和电源管理集成电路系统
WO2021189205A1 (zh) * 2020-03-23 2021-09-30 华为技术有限公司 电源管理系统和电子设备

Families Citing this family (21)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN104578768B (zh) * 2013-10-22 2018-10-02 南京中兴新软件有限责任公司 一种直流电源及其工作方法
US9660570B2 (en) * 2014-10-20 2017-05-23 Pegasus Solar Inc. Clamps for securing solar energy panels
US9547322B1 (en) * 2014-11-13 2017-01-17 Gazelle Semiconductor, Inc. Configuration modes for optimum efficiency across load current
CN104485816B (zh) 2014-12-15 2017-05-24 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 一种交错并联式开关电源及其控制方法
US9627974B1 (en) * 2015-10-30 2017-04-18 Taiwan Semiconductor Manufacturing Co., Ltd. Adaptive voltage regulator
US10050559B2 (en) * 2016-01-20 2018-08-14 Linear Technology Llc Control architecture with improved transient response
US10700600B2 (en) * 2016-03-29 2020-06-30 Intel Corporation Duty cycle range control for envelope tracking switching regulators
US20170357282A1 (en) * 2016-06-08 2017-12-14 Integrated Device Technology, Inc. Autonomous power and timing system
US10122275B2 (en) 2016-09-22 2018-11-06 Apple Inc. Constant off-time control method for buck converters using coupled inductors
EP3759806B1 (en) * 2018-02-28 2024-02-28 Würth Elektronik Eisos Gmbh & CO. KG A single mode load tracking voltage mode controller with near minimum deviation transient response
US10541608B1 (en) * 2018-06-29 2020-01-21 Linear Technology Holding, LLC Differential controller with regulators
WO2020053884A1 (en) * 2018-09-10 2020-03-19 INDIAN INSTITUTE OF TECHNOLOGY MADRAS (IIT Madras) Ripple cancellation circuit in switching dc-dc converters and methods thereof
US10855166B2 (en) 2019-03-11 2020-12-01 Infineon Technologies Ag Ripple shaping for switch-mode power supply using number of active phases
KR102699043B1 (ko) 2019-03-21 2024-08-27 삼성전자주식회사 스위칭 레귤레이터 및 이를 포함하는 전자 장치
TWI704439B (zh) * 2019-09-06 2020-09-11 新唐科技股份有限公司 啟動電路及其操作方法
US10886851B1 (en) * 2019-09-13 2021-01-05 Apple Inc. Voltage regulator with multi-level, multi-phase buck architecture
US11314299B2 (en) * 2020-03-27 2022-04-26 Intel Corporation System, apparatus and method for dynamic power state scaling of a voltage regulator for a processor
US11502594B2 (en) 2020-05-19 2022-11-15 Analog Devices International Unlimited Company Switched-mode power converter with ripple attenuation
KR20220037280A (ko) * 2020-09-17 2022-03-24 삼성전자주식회사 전력 제공 방법 및 이를 이용하는 전자 장치
US11848606B2 (en) 2021-05-18 2023-12-19 Mediatek Inc. Asymmetric power regulator system
US12034372B2 (en) * 2021-09-24 2024-07-09 Apple Inc. Reconfigurable multi-phase power converter

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5929692A (en) * 1997-07-11 1999-07-27 Computer Products Inc. Ripple cancellation circuit with fast load response for switch mode voltage regulators with synchronous rectification
TW550444B (en) * 2001-02-08 2003-09-01 Linear Techn Inc Multiple phase switching regulators with stage shedding
US6979980B1 (en) * 2004-08-24 2005-12-27 Advanced Energy Industries, Inc. Soft switching interleaved power converter
TW201107919A (en) * 2009-01-08 2011-03-01 Linear Techn Inc Extending input to output voltage range in multiple channel switching regulator applications

Family Cites Families (57)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
IT1215247B (it) 1985-03-13 1990-01-31 Ates Componenti Elettron Dispositivo e procedimento per azzerare un segnale di uscita in un amplificatore a commutazione.
US5418707A (en) 1992-04-13 1995-05-23 The United States Of America As Represented By The United States Department Of Energy High voltage dc-dc converter with dynamic voltage regulation and decoupling during load-generated arcs
JP3260024B2 (ja) 1993-11-15 2002-02-25 株式会社東芝 電源回路
US5570276A (en) 1993-11-15 1996-10-29 Optimun Power Conversion, Inc. Switching converter with open-loop input voltage regulation on primary side and closed-loop load regulation on secondary side
US5615093A (en) 1994-08-05 1997-03-25 Linfinity Microelectronics Current synchronous zero voltage switching resonant topology
US5592071A (en) 1995-01-11 1997-01-07 Dell Usa, L.P. Method and apparatus for self-regeneration synchronous regulator
US5770940A (en) 1995-08-09 1998-06-23 Switch Power, Inc. Switching regulator
US6208945B1 (en) * 1997-06-19 2001-03-27 Nissin Electric Co., Ltd. Harmonic component measuring method for power system
US6043634A (en) * 1998-12-22 2000-03-28 Intel Corporation Interleaved switching regulator
US6396137B1 (en) 2000-03-15 2002-05-28 Kevin Mark Klughart Integrated voltage/current/power regulator/switch system and method
EP1172924A3 (en) 2000-07-11 2002-02-13 Sony Corporation Switching power supply having an improved power factor by voltage feedback
SE0102230L (sv) * 2001-06-25 2002-12-26 Ragnar Joensson Switchkrets med multipla steg
US6987380B1 (en) 2001-11-06 2006-01-17 Linear Technology Corporation Time-based current control in switching regulators
US6683441B2 (en) * 2001-11-26 2004-01-27 Analog Devices, Inc. Multi-phase switching regulator
TW595077B (en) 2002-04-03 2004-06-21 Int Rectifier Corp Synchronous buck converter improvements
US6965219B2 (en) * 2002-06-28 2005-11-15 Microsemi Corporation Method and apparatus for auto-interleaving synchronization in a multiphase switching power converter
DE10231183A1 (de) 2002-07-10 2004-01-29 Infineon Technologies Ag Verstärkerschaltung
US7432614B2 (en) 2003-01-17 2008-10-07 Hong Kong University Of Science And Technology Single-inductor multiple-output switching converters in PCCM with freewheel switching
JP2005033888A (ja) 2003-07-10 2005-02-03 Seiko Instruments Inc スイッチング・レギュレータ制御回路
TW589791B (en) * 2003-09-04 2004-06-01 Micro Star Int Co Ltd Synchronous parallel voltage conversion device
US7301317B1 (en) * 2003-10-07 2007-11-27 Intersil Americas Inc. Output current sharing
US7002325B2 (en) * 2003-10-20 2006-02-21 Intersil Americas Inc. Clocked cascading current-mode regulator with high noise immunity and arbitrary phase count
US6903537B2 (en) * 2003-10-22 2005-06-07 Aimtron Technology Corp. Switching DC-to-DC converter with multiple output voltages
US7250746B2 (en) 2004-03-31 2007-07-31 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Current mode switching regulator with predetermined on time
TWI348083B (en) * 2005-01-18 2011-09-01 Altera Corp Low-noise switching voltage regulator and methods therefor
US7215102B2 (en) * 2005-04-20 2007-05-08 Intersil Americas Inc. Semi-clockless, cascaded, current-mode power regulator having high noise immunity and arbitrary phase count
US7499682B2 (en) 2005-05-24 2009-03-03 Skyworks Solutions, Inc. Dual voltage regulator for a supply voltage controlled power amplifier in a closed power control loop
US7538535B2 (en) 2006-01-13 2009-05-26 Dell Products L.P. Error voltage ripple compensation to extend bandwidth of a feedback loop in a DC-to-DC converter
US7459951B2 (en) 2006-02-22 2008-12-02 Exar Corporation Self-calibrating digital pulse-width modulator (DPWM)
US8081785B2 (en) 2006-03-21 2011-12-20 Fairchild Semiconductor Corporation High efficiency converter providing switching amplifier bias
US7486060B1 (en) 2006-03-30 2009-02-03 Western Digital Technologies, Inc. Switching voltage regulator comprising a cycle comparator for dynamic voltage scaling
US8482270B2 (en) 2006-05-02 2013-07-09 Advanced Analogic Technologies Incorporated Reverse current comparator for switching regulators
US7730340B2 (en) 2007-02-16 2010-06-01 Intel Corporation Method and apparatus for dynamic voltage and frequency scaling
US8274265B1 (en) * 2007-02-28 2012-09-25 Netlogic Microsystems, Inc. Multi-phase power system with redundancy
US8963521B2 (en) * 2007-06-08 2015-02-24 Intersil Americas LLC Power supply with a magnetically uncoupled phase and an odd number of magnetically coupled phases, and control for a power supply with magnetically coupled and magnetically uncoupled phases
US8704500B2 (en) * 2007-08-14 2014-04-22 Intersil Americas LLC Sensing a phase-path current in a multiphase power supply such as a coupled-inductor power supply
WO2009067591A2 (en) 2007-11-21 2009-05-28 The Arizona Board Of Regents On Behalf Of The University Of Arizona Adaptive-gain step-up/down switched-capacitor dc/dc converters
US8085020B1 (en) 2008-06-13 2011-12-27 Western Digital Technologies, Inc. Switching voltage regulator employing dynamic voltage scaling with hysteretic comparator
US8188721B2 (en) * 2008-08-05 2012-05-29 Intersil Americas Inc. Active pulse positioning modulator
US8063619B2 (en) * 2008-10-20 2011-11-22 Dell Products L.P. System and method for powering an information handling system in multiple power states
US8248152B2 (en) 2009-02-25 2012-08-21 International Business Machines Corporation Switched capacitor voltage converters
US8274264B2 (en) 2010-02-19 2012-09-25 Exar Corporation Digital control method for improving heavy-to-light (step down) load transient response of switch mode power supplies
FR2959072B1 (fr) 2010-04-15 2012-05-25 Inst Polytechnique Grenoble Systeme de gestion d'une association serie d'elements de generation ou de stockage d'energie electrique base sur une pluralite de bras d'onduleur de tension
US9203301B2 (en) * 2010-06-23 2015-12-01 Volterra Semiconductor Corporation Feedback for controlling the switching frequency of a voltage regulator
US8680821B2 (en) * 2010-12-22 2014-03-25 Intel Corporation Load adaptive voltage regulator
EP2493060A1 (en) 2011-02-22 2012-08-29 ST-Ericsson SA Low ripple step-up/step-down converter
JP5768475B2 (ja) * 2011-04-28 2015-08-26 ミツミ電機株式会社 スイッチング電源装置
US8872484B2 (en) * 2011-08-17 2014-10-28 Google Inc. Power factor correction circuitry and methodology to compensate for leading power factor
US8952753B2 (en) 2012-02-17 2015-02-10 Quantance, Inc. Dynamic power supply employing a linear driver and a switching regulator
US8890502B2 (en) 2012-02-17 2014-11-18 Quantance, Inc. Low-noise, high bandwidth quasi-resonant mode switching power supply
US8842225B2 (en) * 2012-05-14 2014-09-23 Rohm Co., Ltd. Switching power supply device
CN102801305B (zh) 2012-08-14 2015-07-08 成都芯源系统有限公司 峰值电流信号产生电路,开关电源电路及其方法
US9201438B2 (en) * 2012-11-15 2015-12-01 Micrel, Inc. Buck DC-DC converter with accuracy enhancement
US9031177B2 (en) * 2012-12-20 2015-05-12 Broadcom Corporation Digital calibration of analog distortion using split analog front-end
US9086707B2 (en) * 2013-01-09 2015-07-21 Nvidia Corporation System and method for modulating a duty cycle of a switching mode power supply
US9400295B2 (en) * 2013-05-09 2016-07-26 Qualcomm Incorporated Method and devices for non-intrusive power monitoring
US9214866B2 (en) * 2013-06-21 2015-12-15 Micrel, Inc. Current sharing method for COT buck converter

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5929692A (en) * 1997-07-11 1999-07-27 Computer Products Inc. Ripple cancellation circuit with fast load response for switch mode voltage regulators with synchronous rectification
TW550444B (en) * 2001-02-08 2003-09-01 Linear Techn Inc Multiple phase switching regulators with stage shedding
US6979980B1 (en) * 2004-08-24 2005-12-27 Advanced Energy Industries, Inc. Soft switching interleaved power converter
TW201107919A (en) * 2009-01-08 2011-03-01 Linear Techn Inc Extending input to output voltage range in multiple channel switching regulator applications

Cited By (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN106374741A (zh) * 2016-11-04 2017-02-01 南京航空航天大学 一种基于纹波对消的电感型dc‑dc转换器输出纹波消除技术
CN109586572A (zh) * 2017-09-21 2019-04-05 联发科技股份有限公司 转换器和电源管理集成电路系统
CN109586572B (zh) * 2017-09-21 2020-11-13 联发科技股份有限公司 转换器和电源管理集成电路系统
US11095222B2 (en) 2017-09-21 2021-08-17 Mediatek Inc. High efficiency converter
WO2021189205A1 (zh) * 2020-03-23 2021-09-30 华为技术有限公司 电源管理系统和电子设备
CN113711482A (zh) * 2020-03-23 2021-11-26 华为技术有限公司 电源管理系统和电子设备
CN113711482B (zh) * 2020-03-23 2023-09-12 华为技术有限公司 电源管理系统和电子设备

Also Published As

Publication number Publication date
CN105723600B (zh) 2018-05-01
US9577532B2 (en) 2017-02-21
TWI607297B (zh) 2017-12-01
WO2015013032A1 (en) 2015-01-29
US20150028832A1 (en) 2015-01-29
TW201516614A (zh) 2015-05-01

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