JP2004350403A - スイッチング電源装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】直流安定電圧を供給する電子機器に適した値の直流安定電圧を出力することができるとともに直流安定電圧の設定値を低くしても最大出力電力の低下を抑えることができるスイッチング電源装置を提供する。
【解決手段】トランス１９が複数の二次巻き線１９ｂ及び１９ｃを有する。
そして、トランジスタ２０が、複数の二次巻き線１９ｂ及び１９ｃと変換回路（高電圧用整流ダイオード８ａ、低電圧用整流ダイオード８ｂ、及びコンデンサ１１によって構成される回路）との導通状態を、巻き線切替制御ターミナル２２ａに入力される外部制御信号に応じて切り替える。
【選択図】 図１
【解決手段】トランス１９が複数の二次巻き線１９ｂ及び１９ｃを有する。
そして、トランジスタ２０が、複数の二次巻き線１９ｂ及び１９ｃと変換回路（高電圧用整流ダイオード８ａ、低電圧用整流ダイオード８ｂ、及びコンデンサ１１によって構成される回路）との導通状態を、巻き線切替制御ターミナル２２ａに入力される外部制御信号に応じて切り替える。
【選択図】 図１
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、直流安定電圧を出力するスイッチング電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の一般的なスイッチング電源装置では出力電圧の値が固定されているため、特定の定格電圧の電子機器にしか対応することができなかった。このため、定格電圧が異なる電子機器毎に出力電圧の値の異なるスイッチング電源装置が必要であった。
【０００３】
このような問題を解決するスイッチング電源装置、すなわち定格電圧が異なる電子機器に対して、それぞれの電子機器の定格電圧に対応した直流安定電圧を出力することができるスイッチング電源装置に関する特許出願が本出願人によって先になされている（特願２００２−２７６７７号、特願２００２−１２９６５８号）。
【０００４】
上記先行出願（特願２００２−２７６７７号）に係る発明は、出力電圧を抵抗分割回路で分圧することにより作成した参照電圧と基準電圧とを比較し、この比較結果に基づいてトランスの一次巻き線に直列接続されるスイッチング素子のスイッチングタイミングを制御することによって出力電圧を安定化制御するスイッチング電源装置において、抵抗分割回路の一部又は全部を外部抵抗によって構成するとともに外部抵抗に接続される外部抵抗接続用ターミナルを設ける。かかるスイッチング電源装置では、外部抵抗接続用ターミナルに接続される外部抵抗を変えることによって、抵抗分割回路の分割比を変更することができ、直流安定電圧を供給する電子機器に適した値の直流安定電圧を出力することが可能となる。
【０００５】
また、上記先行出願（特願２００２−１２９６５８号）に係る発明は、出力電圧を抵抗分割回路で分圧することにより作成した参照電圧と基準電圧とを比較し、この比較結果に基づいてトランスの一次巻き線に直列接続されるスイッチング素子のスイッチングタイミングを制御することによって出力電圧を安定化制御するスイッチング電源装置において、出力コネクタにスイッチを備える。かかるスイッチング電源装置では、直流安定電圧の供給先である電子機器がスイッチング電源装置の出力コネクタに備えられたスイッチの状態を制御することによって、抵抗分割回路の分割比を変更することができ、直流安定電圧を供給する電子機器に適した値の直流安定電圧を出力することが可能となる。
【０００６】
上記先行出願の二つの発明によると、抵抗分割回路の分割比を変更することで、直流安定電圧を供給する電子機器に適した値の直流安定電圧を出力するスイッチング電源装置を実現することができる。
【０００７】
上記先行出願のいずれかの発明をフライバック方式スイッチング電源装置に適用した場合のスイッチング電源装置の構成例を図５に示す。商用交流電源１から出力される交流電圧が全波整流回路２及びコンデンサ３により整流且つ平滑されて直流電圧に変換される。そして、その直流電圧がトランス７の一次巻き線７ａとスイッチング素子であるＮチャネルＭＯＳＦＥＴ６とによって構成される直列回路に供給される。スイッチング制御回路４は、ＭＯＳＦＥＴ６のゲートに駆動信号を供給することによってＭＯＳＦＥＴ６をスイッチング制御する。ＭＯＳＦＥＴ６がスイッチングされると、トランス７の一次巻き線７ａとＭＯＳＦＥＴ６とによって構成される直列回路に供給される直流電圧が交流電圧に変換されてトランス７の一次巻き線７ａに供給され、トランスの二次巻き線７ｂに誘起電圧が発生する。この誘起電圧がダイオード８及びコンデンサ１１によって整流且つ平滑されて直流電圧Ｖｏに変換され、正極性出力ターミナル１２及び負極性出力ターミナル１３を介して電子機器（図示せず）に供給される。
【０００８】
抵抗分割回路１０は、スイッチング電源装置の正極性出力ターミナル１２−負極性出力ターミナル１３間の電圧Ｖｏを分圧して参照電圧を作成して、その参照電圧を出力電圧検出回路９に送出する。出力電圧検出回路９は、参照電圧と内蔵する基準電圧源によって生成される基準電圧とを比較し、その比較情報をフォトカプラ等の絶縁回路５を介してスイッチング制御回路４に伝送する。スイッチング制御回路４は、上記比較情報に基づいてＭＯＳＦＥＴ６のスイッチングタイミングを制御する。これにより、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏが、抵抗分割回路１０の分割比及び出力電圧検出回路９の基準電圧に基づいた値に安定化される。
【０００９】
次に、上記先行出願のいずれかの発明をフォワード方式スイッチング電源装置に適用した場合のスイッチング電源の構成例を図８に示す。尚、図８において図５と同一の部分には同一の符号を付す。商用交流電源１から出力される交流電圧が全波整流回路２及びコンデンサ３により整流且つ平滑されて直流電圧に変換される。そして、その直流電圧がトランス１８の一次巻き線１８ａとＭＯＳＦＥＴ６とによって構成される直列回路に供給される。スイッチング制御回路４は、ＭＯＳＦＥＴ６のゲートに駆動信号を供給することによってＭＯＳＦＥＴ６をスイッチング制御する。ＭＯＳＦＥＴ６のオン期間において、トランス１８の二次巻き線１８ｂの巻き始め端子から、ダイオード８及びフライホイルチョークコイル１７を介してコンデンサ１１に電流が供給される。一方、ＭＯＳＦＥＴ６のオフ期間において、ＭＯＳＦＥＴ６のオン期間中にフライホイルチョークコイル１７に蓄積された励磁エネルギーが放出されることにより、フライホイルチョークコイル１７からコンデンサ１１及びフライホイルダイオード１６を通ってフライホイルチョークコイル１７に戻る経路を電流が流れ、コンデンサ１１が充電される。そして、コンデンサ１１の両端電圧Ｖｏが、正極性出力ターミナル１２及び負極性出力ターミナル１３を介して電子機器（図示せず）に供給される。
【００１０】
抵抗分割回路１０は、スイッチング電源装置の正極性出力ターミナル１２−負極性出力ターミナル１３間の電圧Ｖｏを分圧して参照電圧を作成して、その参照電圧を出力電圧検出回路９に送出する。出力電圧検出回路９は、参照電圧と内蔵する基準電圧源によって生成される基準電圧とを比較し、その比較情報をフォトカプラ等の絶縁回路５を介してスイッチング制御回路４に伝送する。スイッチング制御回路４は、上記比較情報に基づいてＭＯＳＦＥＴ６のスイッチングタイミングを制御する。これにより、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏが、抵抗分割回路１０の分割比及び出力電圧検出回路９の基準電圧に基づいた値に安定化される。
【００１１】
尚、図５及び図８において、抵抗分割回路１０を構成する一方の抵抗１０ｂを可変抵抗として抵抗分割回路１０の分割比が可変であることを示したが、抵抗分割回路１０の分割比が可変であれば他の構成でも構わない。例えば抵抗１０ｂを先行出願（特願２００２−２７６７７号）のように外部抵抗にしてもよく、抵抗分割回路１０を構成する全ての抵抗が可変抵抗であってもよい。
【００１２】
【特許文献１】
特開平３−２２５４０３号公報
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図５及図８のスイッチング電源装置のいずれにおいても、出力電圧Ｖｏの設定値が低くなるに従って最大出力電力が減少するので、要求される出力電圧設定可変範囲が広い場合、出力電圧の設定を下限にすると最大出力電力が低くなりすぎるという問題があった。
【００１４】
例えば、図５に示すフライバック方式スイッチング電源装置が具備するスイッチング制御回路４が、ＲＣＣ（Ｒｉｎｇｉｎｇ Ｃｈｏｋｅ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）方式にてＭＯＳＦＥＴ６をスイッチング制御している場合、その要部電流波形のタイムチャートは図６のようになる。図６（ａ）は、ＲＣＣ方式にてスイッチング制御される図５のスイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏが比較的高い値に設定されている場合におけるＭＯＳＦＥＴ６のドレイン電流ＩＱ１とダイオード８を流れる電流ＩＤ２のタイムチャートを示し、図６（ｂ）は、ＲＣＣ方式にてスイッチング制御される図５のスイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏが比較的低い値に設定されている場合におけるＭＯＳＦＥＴ６のドレイン電流ＩＱ１とダイオード８を流れる電流ＩＤ２のタイムチャートを示している。
【００１５】
ＲＣＣ方式にてスイッチング制御される図５のスイッチング電源装置は、ＭＯＳＦＥＴ６のオン期間ＴｏｎにＭＯＳＦＥＴ６のドレイン電流ＩＱ１が直線的に増加してトランス７に励磁エネルギーを蓄積し、ＭＯＳＦＥＴ６のオフ期間Ｔｏｆｆにトランス７からダイオード８を介してコンデンサ１１に充電電流が流れることによりトランス７に蓄積されていた励磁エネルギーが放出され、当該充電電流が零になると、トランス７の帰還巻き線（図５のおいて図示せず）に発生するリンギングパルスによりＭＯＳＦＥＴ６を再度オンさせる動作を繰り返す。
【００１６】
以上の通り動作するＲＣＣ方式にてスイッチング制御される図５のスイッチング電源装置の最大出力電力Ｐｍａｘは、下記（１）式により求められる。ただし、下記（１）式において、Ｌ１はトランス７の一次巻き線７ａのインダクタンスを、ＩＱ１ＰはＭＯＳＦＥＴ６のドレイン電流のピーク値（図６参照）を、Ｆはスイッチング周波数を、Ｋはスイッチング電源装置の電力変換効率をそれぞれ示している。
【数１】
【００１７】
ＭＯＳＦＥＴ６のドレイン電流のピーク値ＩＱ１Ｐは、トランス７およびＭＯＳＦＥＴ６等の電流定格により一定値以下に制限されている。トランス７の一次巻き線７ａのインダクタンスＬ１はトランス固有のものであるため固定値である。スイッチング電源装置の電力変換効率Ｋは、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏの設定値の影響を受け多少変化するものの、その変動幅が小さく略一定とみなすことができる。トランス７に蓄積されていた励磁エネルギーが放出される期間すなわちＭＯＳＦＥＴ６のオフ期間Ｔｏｆｆは、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏの設定値が低くなるに従って長くなる特性があり、これに伴ってスイッチング周波数Ｆも低くなる。したがって、上記（１）式から明らかなように、ＲＣＣ方式にてスイッチング制御される図５のスイッチング電源装置の最大出力電力Ｐｍａｘは、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏの設定値が低下するに従って減少する。
【００１８】
また、図５に示すフライバック方式スイッチング電源装置が具備するスイッチング制御回路４が、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方式にてＭＯＳＦＥＴ６をスイッチング制御している場合、その要部電流波形のタイムチャートは図７のようになる。図７（ａ）は、ＰＷＭ方式にてスイッチング制御される図５のスイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏが比較的高い値に設定されている場合におけるＭＯＳＦＥＴ６のドレイン電流ＩＱ１とダイオード８を流れる電流ＩＤ２を示し、図７（ｂ）は、ＰＷＭ方式にてスイッチング制御される図５のスイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏが比較的低い値に設定されている場合におけるＭＯＳＦＥＴ６のドレイン電流ＩＱ１とダイオード８を流れる電流ＩＤ２を示している。
【００１９】
ＰＷＭ方式にてスイッチング制御される図５のスイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏが比較的高い値に設定されている場合、図７（ａ）に示すように、ダイオード８を流れる電流ＩＤ２は、ＭＯＳＦＥＴ６のオフ期間Ｔｏｆｆ中に急峻に降下するため、次回のＭＯＳＦＥＴ６のオン期間Ｔｏｎに切り替わるタイミングまでに零となり、オフ期間Ｔｏｆｆにおける波形は三角形の体を成す。ダイオード８を流れる電流ＩＤ２のオフ期間Ｔｏｆｆにおける波形が三角形の状態で動作している限りにおいて、スイッチング電源装置の最大出力電力Ｐｍａｘは上述の（１）式と同一の式にて求められ、ＰＷＭ方式ではスイッチング周波数Ｆが固定であることから、出力電圧Ｖｏを低い値に設定してもスイッチング電源装置の最大出力電力Ｐｍａｘはほとんど低下しない。
【００２０】
しかし、更に出力電圧Ｖｏを低い値に設定すると、図７（ｂ）に示すとおり、ダイオード８を流れる電流ＩＤ２がＭＯＳＦＥＴ６のオフ期間Ｔｏｆｆ中に緩やかに降下するため、次回のＭＯＳＦＥＴ６のオン期間Ｔｏｎに切り替わるタイミングまでに零に到達しなくなり、ＭＯＳＦＥＴ６のドレイン電流ＩＱ１のオン期間Ｔｏｎにおける波形及びダイオード８を流れる電流ＩＤ２のオフ期間Ｔｏｆｆにおける波形は台形の体を成すようになる。ダイオード８を流れる電流ＩＤ２のオフ期間Ｔｏｆｆにおける波形が台形の状態で動作している場合のスイッチング電源装置の最大出力電力Ｐｍａｘは、下記（２）式にて求められる。ただし、下記（２）式において、Ｌ１はトランス７の一次巻き線７ａのインダクタンスを、ＩＱ１ＰはＭＯＳＦＥＴ６のドレイン電流のピーク値（図７参照）を、Ｆはスイッチング周波数を、Ｋはスイッチング電源装置の電力変換効率を、ＩＳはＭＯＳＦＥＴ６がオンした瞬間におけるＭＯＳＦＥＴ６のドレイン電流値（図７参照）をそれぞれ示している。
【数２】
【００２１】
ダイオード８を流れる電流ＩＤ２のオフ期間Ｔｏｆｆにおける波形が台形の状態で動作している場合、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏを低く設定するに従ってダイオード８を流れる電流ＩＤ２のオフ期間Ｔｏｆｆ中における降下勾配が更に緩やかになるるため、電流ＩＳが大きくなる。また、上述のとおり、ＭＯＳＦＥＴ６のドレイン電流のピーク値ＩＱ１Ｐが、トランス７およびＭＯＳＦＥＴ６等の電流定格により、一定値以下に制限される。したがって、スイッチング電源装置の最大出力電力Ｐｍａｘは、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏの設定値が低下するに従って減少することになる。この問題を解決する手法として、トランス７の二次巻き線７ｂの巻き数を減らし、ＭＯＳＦＥＴ６のオフ期間Ｔｏｆｆ中にダイオード８を流れる電流ＩＤ２を急峻に降下させる方法もあるが、この方法を採用すると一次巻き線７ａの巻き数Ｎ１と二次巻き線７ｂの巻き数Ｎ２との巻き数比Ｎ１／Ｎ２が大きくなる。ＭＯＳＦＥＴ６のソース−ドレイン間電圧ＥＤＳは下記（３）式により求められ、一次巻き線７ａの巻き数Ｎ１と二次巻き線７ｂの巻き数Ｎ２との巻き数比Ｎ１／Ｎ２が大きくなるに伴って大きくなる。ただし、下記（３）式において、ＥＡＣは商用交流電源１の電圧値（実効値）を、Ｎ１はトランスの一次巻き線の巻き数を、Ｎ２はトランスの二次巻き線の巻き数を、Ｖｏはスイッチング電源装置の出力電圧をそれぞれ示している。
【数３】
【００２２】
このようにトランス７の二次巻き線７ｂの巻き数を減らすと、オフ期間ＴｏｆｆにＭＯＳＦＥＴ６のドレイン−ソース間に高電圧が印加されることになり、ＭＯＳＦＥＴ６に高耐圧のものを用いなければならない。そして、一般に高耐圧のＭＯＳＦＥＴはオン時の導通抵抗値が大きくなる特性を有することから、電力変換効率Ｋの劣化をきたすことになる。また、トランス７の二次巻き線７ｂの巻き数Ｎ２を減らすと、トランス７の二次巻き線電流のピーク電流値が大きくなり、これも電力変換効率Ｋが低下する要因となる。
【００２３】
また、図８に示すフォワード方式スイッチング電源装置の最大出力電力Ｐｍａｘは、概略下記（４）式にて求められる。ただし、下記（４）式において、ＩＱ１ＰはＭＯＳＦＥＴ６のドレイン電流のピーク値を、Ｎ１はトランス１８の一次巻き線１８ａの巻き数を、Ｎ２はトランス１８の二次巻き線１８ｂの巻き数を、Ｖｏはスイッチング電源装置の出力電圧を、Ｋはスイッチング電源装置の電力変換効率をそれぞれ示している。
【数４】
【００２４】
ＭＯＳＦＥＴ６のドレイン電流ＩＱ１のピーク値ＩＱ１Ｐが、トランス１８およびＭＯＳＦＥＴ６の定格により制限されるため、上記（４）式から明らかなようにスイッチング電源装置の最大出力電力Ｐｍａｘは、出力電圧Ｖｏの設定値が低くなるに従って減少することになる。
【００２５】
本発明は、上記の問題点に鑑み、直流安定電圧を供給する電子機器に適した値の直流安定電圧を出力することができるとともに直流安定電圧の設定値を低くしても最大出力電力の低下を抑えることができるスイッチング電源装置を提供することを目的とする。
【００２６】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明に係るスイッチング電源装置においては、トランスと、オン／オフ動作により直流入力電圧を交流電圧に変換して前記トランスの一次巻き線に供給するスイッチング素子と、前記トランスの二次巻き線に誘起された交流電圧を直流電圧に変換して出力する変換回路と、前記変換回路の出力電圧が所定値となるように前記スイッチング素子をオン／オフ制御するとともに外部抵抗が接続されることによって又は出力電圧設定制御信号が外部から入力されることによって前記所定値が可変する制御部と、前記トランスの交流電圧が誘起する二次巻き線の巻き数を外部制御信号に応じて可変する巻き数可変手段と、を備える構成とする。
【００２７】
スイッチング電源装置から直流安定電圧を受け取る電子機器が外部抵抗の抵抗値又は出力電圧設定制御信号を設定することによって、上記構成のスイッチング電源装置は直流安定電圧を供給する電子機器に適した値の直流安定電圧を出力することができる。また、スイッチング電源装置から直流安定電圧を受け取る電子機器が、スイッチング電源装置に比較的低い出力電圧を要求する場合に、トランスの交流電圧が誘起する二次巻き線の巻き数を少なくする旨の外部制御信号を上記構成のスイッチング電源装置に送出することによって、上記構成のスイッチング電源装置において直流安定電圧の設定値を低くしても最大出力電力の低下を抑えることができる。
【００２８】
また、前記トランスが複数の二次巻き線を有し、前記巻き数可変手段を、前記複数の二次巻き線と前記変換回路との導通状態を前記外部制御信号に応じて切り替えるスイッチング手段としてもよい。
【００２９】
このような構成によると、巻き数可変手段が簡単な回路構成により実現される。
【００３０】
【発明の実施の形態】
以下に本発明の一実施形態について図面を参照して説明する。本発明に係るフライバック方式スイッチング電源装置の一構成例を図１に示す。なお、図１において図５と同一に部分には同一の符号を付す。本発明に係るフライバック方式スイッチング電源装置１０１は、商用交流電源１から出力される交流電圧を直流安定電圧に変換する。
【００３１】
商用交流電源１は、全波整流回路２の入力側に接続される。また、全波整流回路２の出力側がコンデンサ３に接続される。そして、コンデンサ３の両端がトランス１９の一次巻き線１９ａとＭＯＳＦＥＴ６との直列回路に接続される。コンデンサ３の正極性側がトランス１９の一次巻き線１９ａの一端に接続され、コンデンサ３の負極性側がＭＯＳＦＥＴ６のソースに接続される。そして、スイッチング制御回路４の駆動信号出力端子がＭＯＳＦＥＴ６のゲートに接続される。
【００３２】
トランス１９は互いに直列接続される二つの二次巻き線１９ｂ及び１９ｃを有している。二次巻き線１９ｂと二次巻き線１９ｃの接続点のタップが低電圧用整流ダイオード８ｂのアノードに接続され、、二次巻き線１９ｂの他端が高電圧用整流ダイオード８ａのアノードに接続され、二次巻き線１９ｃの他端が負極性出力ターミナル１３ａに接続される。そして、低電圧用整流ダイオード８ｂのカソードが正極性出力ターミナル１２ａに接続され、高電圧用整流ダイオード８ａのカソードが巻き線切替スイッチであるＰＮＰ形トランジスタ２０のエミッタに接続され、トランジスタ２０のコレクタが正極性出力ターミナル１２ａに接続される。そして、トランジスタ２０のベースが抵抗２１を介して巻き線切替制御ターミナル２２ａに接続される。更に、コンデンサ１１の正極性側及び抵抗１０ａの一端が正極性出力ターミナル１２ａに接続され、コンデンサ１１の負極性側が負極正側出力ターミナル１３ａに接続され、抵抗１０ａの他端及び出力電圧検出回路９の参照電圧入力端子が出力電圧設定ターミナル２３ａに接続される。出力電圧検出回路９の出力信号は絶縁回路５を介してスイッチング制御回路４に入力される。
【００３３】
続いて、スイッチング電源装置１０１から電力供給を受ける電子機器２０１について説明する。電子機器２０１は、正極性受電プラグ１２ｂと、負極性受電プラグ１３ｂと、巻き線切替制御プラグ２２ｂと、出力電圧設定プラグ２３ｂと、可変抵抗１０ｂと、スイッチ２２ｃと、負荷２４とを備えている。負荷２４は正極性受電プラグ１２ｂと負極性受電プラグ１３ｂとの間の電圧を電源電圧とする。また、巻き線切替制御プラグ２２ｂとグランドライン（負極性受電プラグ１３ｂと負荷２４との接続ライン）とがスイッチ２２ｃを介して接続され、出力電圧設定プラグ２３ｂとグランドライン（負極性受電プラグ１３ｂと負荷２４との接続ライン）とが可変抵抗１０ｂを介して接続される。
【００３４】
正極性出力ターミナル１２ａと正極性受電プラグ１２ｂが接続され、負極性出力ターミナル１３ａと負極性受電プラグ１３ｂとが接続され、巻き線切替制御ターミナル２２ａと巻き線切替制御プラグ２２ｂとが接続され、出力電圧設定ターミナル２３ａと出力電圧設定プラグ２３ｂとが接続されることによって、スイッチング電源装置１０１と電子機器２０１とが接続接続される。このように接続されることによって、スイッチング電源装置１０１の出力電圧が電子機器２０１に供給され、負荷２４の電源電圧となる。また、このように接続されることによって、抵抗１０ａと可変抵抗１０ｂとがスイッチング電源装置１０１の出力電圧を分圧する抵抗分割回路を構成し、この抵抗分割回路の分割比及び出力電圧検出回路９内部で生成される基準電圧によってスイッチング電源装置１０１の出力電圧が設定される。また、このように接続されることによって、スイッチ２２ｃがオンであればトランジスタ２０がオンになり、スイッチ２２ｃがオフであればトランジスタ２０がオフになる。
【００３５】
電子機器２０１は、スイッチング電源装置１０１に比較的高い出力電圧を要求するときには、可変抵抗１０ｂの抵抗値を小さくするとともにスイッチ２２ｃをオンにする。上述したようにスイッチ２２ｃがオンになるとトランジスタ２０がオンになり、ＭＯＳＦＥＴ６のオフ期間にトランス１９の二次巻き線１９ｂと二次巻き線１９ｃの直列回路から高電圧用整流ダイオード８ａ及びトランジスタ２０を介してコンデンサ１１に充電電流が流れる。電子機器２０１がスイッチング電源装置１０１に比較的高い出力電圧を要求する場合、トランス１９の二次巻き線の巻き数は二次巻き線１９ｂの巻き数と二次巻き線１９ｃの巻き数の合計となるので、一次巻き線の巻き数Ｎ１と二次巻き線の巻き数Ｎ２との巻き数比Ｎ１／Ｎ２を小さくすることができ、ＭＯＳＦＥＴ６のソース−ドレイン間電圧が大きくなることを抑えることができる（上記（３）式参照）。これにより、ＭＯＳＦＥＴ６にオン抵抗の小さい比較的低耐圧のものを用いることができ、スイッチング電源装置の電力損失を低減することができる。なお、電子機器２０１がスイッチング電源装置１０２に比較的高い出力電圧を要求する場合、低電圧用整流ダイオード８ｂのアノード電位は低電圧用整流ダイオード８ｂのカソード電位より低いため、低電圧用整流ダイオード８ｂは常にオフになる。
【００３６】
一方、電子機器２０１は、スイッチング電源装置１０１に比較的低い出力電圧を要求するときには、可変抵抗１０ｂの抵抗値を大きくするとともにスイッチ２２ｃをオフにする。上述したようにスイッチ２２ｃがオフになるとトランジスタ２０がオフになり、ＭＯＳＦＥＴ６のオフ期間にトランス１９の二次巻き線１９ｃから低電圧用整流ダイオード８ｂを介してコンデンサ１１に充電電流が流れる。電子機器２０１がスイッチング電源装置１０１に比較的低い出力電圧を要求する場合、トランス１９の二次巻き線の巻き数は二次巻き線１９ｃの巻き数となるので、電子機器２０１がスイッチング電源装置１０１に比較的高い出力電圧を要求するときに比べて二次巻き線の巻き数を減らすことができる。したがって、電子機器２０１がスイッチング電源装置１０１に比較的高い出力電圧を要求するときに比べて、ＭＯＳＦＥＴ６のオフ期間中に低電圧用整流ダイオード８を流れる電流を急峻に降下させることができる。これにより、スイッチング電源装置１０１がＲＣＣ方式にてスイッチング制御されている場合においてはスイッチング周波数の低下を抑制することができ、スイッチング電源装置１０１がＰＷＭ方式にてスイッチング制御されている場合においてはＭＯＳＦＥＴ６のオフ期間での低電圧用整流ダイオード８ｂを流れる電流の波形が台形になることを回避することができる。このため、スイッチング電源装置１０１の出力電圧の設定値が低くてもスイッチング電源装置１０１の最大出力電力の低下を抑えることができる。電子機器２０１がスイッチング電源装置１０１に比較的低い出力電圧を要求する場合、上述したようにトランス１９の二次巻き線の巻き数は二次巻き線１９ｃの巻き数となるので、一次巻き線の巻き数Ｎ１と二次巻き線の巻き数Ｎ２との巻き数比Ｎ１／Ｎ２は大きくなるが、スイッチング電源装置の出力電圧の設定値が小さいのでＭＯＳＦＥＴ６のソース−ドレイン間電圧が大きくなることはない（上記（３）式参照）。
【００３７】
なお、本実施形態では、トランス１９が二つの二次巻き線１９ｂ及び１９ｃを有する構成としたが、トランスの二次巻き線の数を更に増やし、これに対応して巻き線切替スイッチの数を増やすようにしてもよい。これにより、スイッチング電源装置の最大出力電圧の低下をよりきめ細かく抑制することができる。
【００３８】
また、本実施形態では、二次巻き線１９ｂと二次巻き線１９ｃが直列接続される構成としたが、図３に示すスイッチング電源装置１０３のように二次巻き線１９ｂと二次巻き線１９ｃが並列接続される構成にしてもよい。この場合、二次巻き線１９ｂの巻き数が二次巻き線１９ｃの巻き数より大きくなるようにする。
【００３９】
次に、本発明に係るフォワード方式スイッチング電源装置の一構成例を図２に示す。なお、図２において図１と同一に部分には同一の符号を付し、詳細な説明を省略する。
【００４０】
図２に示すスイッチング電源装置１０２が、図１に示すスイッチング電源装置１０１と異なる点は、トランス１９の代わりにトランス１９とは二次巻き線の極性が異なるトランス２５を備えている点と、フライホイルチョークコイル１７及びフライホイルダイオード１６を新たに備えている点である。
【００４１】
そして、フライホイルチョークコイル１７の一端及びフライホイルダイオード１６のカソードが低電圧用整流ダイオード８ｂのカソード及びトランジスタ２０のコレクタに接続され、フライホイルチョークコイル１７の他端がコンデンサ１１の正極性側、抵抗１０ａ、及び正極性出力ターミナル１２ａに接続され、フライホイルダイオード１６のアノードがトランス２５の二次巻き線２５ｃ、コンデンサ１１の負極性側、及び負極性出力ターミナル１３ａに接続される。
【００４２】
正極性出力ターミナル１２ａと正極性受電プラグ１２ｂが接続され、負極性出力ターミナル１３ａと負極性受電プラグ１３ｂとが接続され、巻き線切替制御ターミナル２２ａと巻き線切替制御プラグ２２ｂとが接続され、出力電圧設定ターミナル２３ａと出力電圧設定プラグ２３ｂとが接続されることによって、スイッチング電源装置１０２と電子機器２０１とが接続接続される。このように接続されることによって、スイッチング電源装置１０２の出力電圧が電子機器２０１に供給され、負荷２４の電源電圧となる。また、このように接続されることによって、抵抗１０ａと可変抵抗１０ｂとがスイッチング電源装置１０２の出力電圧を分圧する抵抗分割回路を構成し、この抵抗分割回路の分割比及び出力電圧検出回路９内部で生成される基準電圧によってスイッチング電源装置１０２の出力電圧が設定される。また、このように接続されることによって、スイッチ２２ｃがオンであればトランジスタ２０がオンになり、スイッチ２２ｃがオフであればトランジスタ２０がオフになる。
【００４３】
電子機器２０１は、スイッチング電源装置１０２に比較的高い出力電圧を要求するときには、可変抵抗１０ｂの抵抗値を小さくするとともにスイッチ２２ｃをオンにする。上述したようにスイッチ２２ｃがオンになるとトランジスタ２０がオンになり、ＭＯＳＦＥＴ６のオン期間において、二次巻き線２５ｂと二次巻き線２５ｃの直列回路に誘起する電圧によって、二次巻き線２５ｂと二次巻き線２５ｃの直列回路から高電圧用整流ダイオード８、トランジスタ２０、及びフライホイルチョークコイル１７を介してコンデンサ１１に電流が供給される。そして、ＭＯＳＦＥＴ６のオン期間中にフライホイルチョークコイル１７に蓄積された励磁エネルギーが放出されることにより、フライホイルチョークコイル１７からコンデンサ１１及びフライホイルダイオード１６を通ってフライホイルチョークコイル１７に戻る経路を電流が流れ、コンデンサ１１が充電される。なお、電子機器２０１がスイッチング電源装置１０２に比較的高い出力電圧を要求する場合、低電圧用整流ダイオード８ｂのアノード電位は低電圧用整流ダイオード８ｂのカソード電位より低いため、低電圧用整流ダイオード８ｂは常にオフになる。
【００４４】
スイッチング電源装置１０２はフォワード方式であるため、ＭＯＳＦＥＴ６のオン時にトランス２５の２次巻き線に誘起する電圧を、少なくとも出力電圧（正極性出力ターミナル１２ａ−負極性出力ターミナル１３ａ間の電圧）より高い値にする必要がある。なぜならば、ＭＯＳＦＥＴ６のオン時にトランス５の２次巻き線に誘起する電圧をスイッチング電源装置１０２の出力電圧より高い値にしないと、スイッチング電源装置１０２が設定通りの電圧を出力しないという問題が生じるからである。そして、当然のことながら、スイッチング電源装置１０２の出力電圧を高い値に設定した場合にこの問題が発生し易い。このため、本実施形態では、電子機器２０１がスイッチング電源装置１０２に比較的高い出力電圧を要求するときは、上述したようにＭＯＳＦＥＴ６のオン期間において、二次巻き線２５ｂと二次巻き線２５ｃの直列回路に電圧が誘起するようにして、二次巻き線２５ｂのみや二次巻き線２５ｃのみに電圧が誘起する場合に比べてトランス２５の２次巻き線に誘起する電圧を高くしている。
【００４５】
一方、電子機器２０１は、スイッチング電源装置１０２に比較的低い出力電圧を要求するときには、可変抵抗１０ｂの抵抗値を大きくするとともにスイッチ２２ｃをオフにする。上述したようにスイッチ２２ｃがオフになるとトランジスタ２０がオフになり、ＭＯＳＦＥＴ６のオン期間において、二次巻き線２５ｃのみに誘起する電圧によって、二次巻き線２５ｃから低電圧用整流ダイオード８ｂ及びフライホイルチョークコイル１７を介してコンデンサ１１に電流が供給される。そして、ＭＯＳＦＥＴ６のオン期間中にフライホイルチョークコイル１７に蓄積された励磁エネルギーが放出されることにより、フライホイルチョークコイル１７からコンデンサ１１及びフライホイルダイオード１６を通ってフライホイルチョークコイル１７に戻る経路を電流が流れ、コンデンサ１１が充電される。
【００４６】
電子機器２０１がスイッチング電源装置１０２に比較的低い出力電圧を要求する場合、トランス２５の二次巻き線の巻き数は二次巻き線２５ｃの巻き数のみとなるので、一次巻き線の巻き数Ｎ１と二次巻き線の巻き数Ｎ２との巻き数比Ｎ１／Ｎ２は大きくなり、最大出力電力の低下を抑えることができる（上記（４）式参照）。
【００４７】
なお、本実施形態では、トランス２５が二つの二次巻き線２５ｂ及び２５ｃを有する構成としたが、トランスの二次巻き線の数を更に増やし、これに対応して巻き線切替スイッチの数を増やすようにしてもよい。これにより、スイッチング電源装置の最大出力電圧の低下をよりきめ細かく抑制することができる。
【００４８】
また、本実施形態では、二次巻き線２５ｂと二次巻き線２５ｃが直列接続される構成としたが、図４に示すスイッチング電源装置１０４のように二次巻き線２５ｂと二次巻き線２５ｃが並列接続される構成にしてもよい。この場合、二次巻き線２５ｂの巻き数が二次巻き線２５ｃの巻き数より大きくなるようにする。
【００４９】
なお、上述した実施形態では電子機器２０１内にスイッチ２２ｃを設けたが（図１〜図４参照）、このスイッチ２２ｃの代わりに巻き線切替制御プラグ２３ｂとグランドライン（負極性受電プラグ１３ｂと負荷２４との接続ライン）との間を結ぶジャンパー線の有無によってトランジスタ２０の動作状態を制御してもよい。すなわち、電子機器２０１がスイッチング電源装置に比較的高い出力電圧を要求するときは巻き線切替制御プラグ２３ｂとグランドラインとの間を結ぶジャンパー線を設けてトランジスタ２０をオンにし、電子機器２０１がスイッチング電源装置に比較的低い出力電圧を要求するときは巻き線切替制御プラグ２３ｂとグランドラインとの間を結ぶジャンパー線を設けないようにしてトランジスタ２０をオフにする。このようにスイッチの代わりジャンパー線の有無によって巻き線切替スイッチの動作状態を制御すると、電子機器がスイッチング電源装置に要求する出力電圧の設定値をプログラマブルに変更する場合であってもこの変更に対応して二次巻き線の切替ができないという短所が発生するが、スイッチよりジャンパー線の方が安価であるので電子機器の製造コストを低減できるという長所が発生する。
【００５０】
また、上述した実施形態では抵抗分割回路を構成する抵抗の一部（抵抗１０ｂ）を電子機器側に設けたが（図１〜図４参照）、抵抗分割回路を構成する抵抗の全部を電子機器側に設けてもよい。また、抵抗分割回路を構成する複数の抵抗及び当該複数の抵抗間の導通状態を切り替えるスイッチをスイッチング電源装置内部に設け、当該スイッチの状態を電子機器が制御することで抵抗分割回路の分割比を変えるようにしてもよい。
【００５１】
【発明の効果】
本発明によると、直流安定電圧を供給する電子機器に適した値の直流安定電圧を出力することができるとともに直流安定電圧の設定値を低くしても最大出力電力の低下を抑えることができるスイッチング電源装置を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係るフライバック方式スイッチング電源装置の一構成例を示す図である。
【図２】本発明に係るフォワード方式スイッチング電源装置の一構成例を示す図である。
【図３】本発明に係るフライバック方式スイッチング電源装置の他の構成例を示す図である。
【図４】本発明に係るフォワード方式スイッチング電源装置の他の構成例を示す図である。
【図５】従来のフライバック方式スイッチング電源装置の一構成例を示す図である。
【図６】ＲＣＣ方式にてスイッチング制御される図５のスイッチング電源装置の要部電流波形のタイムチャートである。
【図７】ＰＷＭ方式にてスイッチング制御される図５のスイッチング電源装置の要部電流波形のタイムチャートである。
【図８】従来のフォワード方式スイッチング電源装置の一構成例を示す図である。
【符号の説明】
４ スイッチング制御回路
６ ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ
８ａ 高電圧用整流ダイオード
８ｂ 低電圧用整流ダイオード
９ 出力電圧検出回路
１０ａ 抵抗
１０ｂ 可変抵抗
１１ コンデンサ
１６ フライホイルダイオード
１７ フライホイルチョークコイル
１９、２５ トランス
２０ ＰＮＰ形トランジスタ
２２ｃ スイッチ
【発明の属する技術分野】
本発明は、直流安定電圧を出力するスイッチング電源装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来の一般的なスイッチング電源装置では出力電圧の値が固定されているため、特定の定格電圧の電子機器にしか対応することができなかった。このため、定格電圧が異なる電子機器毎に出力電圧の値の異なるスイッチング電源装置が必要であった。
【０００３】
このような問題を解決するスイッチング電源装置、すなわち定格電圧が異なる電子機器に対して、それぞれの電子機器の定格電圧に対応した直流安定電圧を出力することができるスイッチング電源装置に関する特許出願が本出願人によって先になされている（特願２００２−２７６７７号、特願２００２−１２９６５８号）。
【０００４】
上記先行出願（特願２００２−２７６７７号）に係る発明は、出力電圧を抵抗分割回路で分圧することにより作成した参照電圧と基準電圧とを比較し、この比較結果に基づいてトランスの一次巻き線に直列接続されるスイッチング素子のスイッチングタイミングを制御することによって出力電圧を安定化制御するスイッチング電源装置において、抵抗分割回路の一部又は全部を外部抵抗によって構成するとともに外部抵抗に接続される外部抵抗接続用ターミナルを設ける。かかるスイッチング電源装置では、外部抵抗接続用ターミナルに接続される外部抵抗を変えることによって、抵抗分割回路の分割比を変更することができ、直流安定電圧を供給する電子機器に適した値の直流安定電圧を出力することが可能となる。
【０００５】
また、上記先行出願（特願２００２−１２９６５８号）に係る発明は、出力電圧を抵抗分割回路で分圧することにより作成した参照電圧と基準電圧とを比較し、この比較結果に基づいてトランスの一次巻き線に直列接続されるスイッチング素子のスイッチングタイミングを制御することによって出力電圧を安定化制御するスイッチング電源装置において、出力コネクタにスイッチを備える。かかるスイッチング電源装置では、直流安定電圧の供給先である電子機器がスイッチング電源装置の出力コネクタに備えられたスイッチの状態を制御することによって、抵抗分割回路の分割比を変更することができ、直流安定電圧を供給する電子機器に適した値の直流安定電圧を出力することが可能となる。
【０００６】
上記先行出願の二つの発明によると、抵抗分割回路の分割比を変更することで、直流安定電圧を供給する電子機器に適した値の直流安定電圧を出力するスイッチング電源装置を実現することができる。
【０００７】
上記先行出願のいずれかの発明をフライバック方式スイッチング電源装置に適用した場合のスイッチング電源装置の構成例を図５に示す。商用交流電源１から出力される交流電圧が全波整流回路２及びコンデンサ３により整流且つ平滑されて直流電圧に変換される。そして、その直流電圧がトランス７の一次巻き線７ａとスイッチング素子であるＮチャネルＭＯＳＦＥＴ６とによって構成される直列回路に供給される。スイッチング制御回路４は、ＭＯＳＦＥＴ６のゲートに駆動信号を供給することによってＭＯＳＦＥＴ６をスイッチング制御する。ＭＯＳＦＥＴ６がスイッチングされると、トランス７の一次巻き線７ａとＭＯＳＦＥＴ６とによって構成される直列回路に供給される直流電圧が交流電圧に変換されてトランス７の一次巻き線７ａに供給され、トランスの二次巻き線７ｂに誘起電圧が発生する。この誘起電圧がダイオード８及びコンデンサ１１によって整流且つ平滑されて直流電圧Ｖｏに変換され、正極性出力ターミナル１２及び負極性出力ターミナル１３を介して電子機器（図示せず）に供給される。
【０００８】
抵抗分割回路１０は、スイッチング電源装置の正極性出力ターミナル１２−負極性出力ターミナル１３間の電圧Ｖｏを分圧して参照電圧を作成して、その参照電圧を出力電圧検出回路９に送出する。出力電圧検出回路９は、参照電圧と内蔵する基準電圧源によって生成される基準電圧とを比較し、その比較情報をフォトカプラ等の絶縁回路５を介してスイッチング制御回路４に伝送する。スイッチング制御回路４は、上記比較情報に基づいてＭＯＳＦＥＴ６のスイッチングタイミングを制御する。これにより、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏが、抵抗分割回路１０の分割比及び出力電圧検出回路９の基準電圧に基づいた値に安定化される。
【０００９】
次に、上記先行出願のいずれかの発明をフォワード方式スイッチング電源装置に適用した場合のスイッチング電源の構成例を図８に示す。尚、図８において図５と同一の部分には同一の符号を付す。商用交流電源１から出力される交流電圧が全波整流回路２及びコンデンサ３により整流且つ平滑されて直流電圧に変換される。そして、その直流電圧がトランス１８の一次巻き線１８ａとＭＯＳＦＥＴ６とによって構成される直列回路に供給される。スイッチング制御回路４は、ＭＯＳＦＥＴ６のゲートに駆動信号を供給することによってＭＯＳＦＥＴ６をスイッチング制御する。ＭＯＳＦＥＴ６のオン期間において、トランス１８の二次巻き線１８ｂの巻き始め端子から、ダイオード８及びフライホイルチョークコイル１７を介してコンデンサ１１に電流が供給される。一方、ＭＯＳＦＥＴ６のオフ期間において、ＭＯＳＦＥＴ６のオン期間中にフライホイルチョークコイル１７に蓄積された励磁エネルギーが放出されることにより、フライホイルチョークコイル１７からコンデンサ１１及びフライホイルダイオード１６を通ってフライホイルチョークコイル１７に戻る経路を電流が流れ、コンデンサ１１が充電される。そして、コンデンサ１１の両端電圧Ｖｏが、正極性出力ターミナル１２及び負極性出力ターミナル１３を介して電子機器（図示せず）に供給される。
【００１０】
抵抗分割回路１０は、スイッチング電源装置の正極性出力ターミナル１２−負極性出力ターミナル１３間の電圧Ｖｏを分圧して参照電圧を作成して、その参照電圧を出力電圧検出回路９に送出する。出力電圧検出回路９は、参照電圧と内蔵する基準電圧源によって生成される基準電圧とを比較し、その比較情報をフォトカプラ等の絶縁回路５を介してスイッチング制御回路４に伝送する。スイッチング制御回路４は、上記比較情報に基づいてＭＯＳＦＥＴ６のスイッチングタイミングを制御する。これにより、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏが、抵抗分割回路１０の分割比及び出力電圧検出回路９の基準電圧に基づいた値に安定化される。
【００１１】
尚、図５及び図８において、抵抗分割回路１０を構成する一方の抵抗１０ｂを可変抵抗として抵抗分割回路１０の分割比が可変であることを示したが、抵抗分割回路１０の分割比が可変であれば他の構成でも構わない。例えば抵抗１０ｂを先行出願（特願２００２−２７６７７号）のように外部抵抗にしてもよく、抵抗分割回路１０を構成する全ての抵抗が可変抵抗であってもよい。
【００１２】
【特許文献１】
特開平３−２２５４０３号公報
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図５及図８のスイッチング電源装置のいずれにおいても、出力電圧Ｖｏの設定値が低くなるに従って最大出力電力が減少するので、要求される出力電圧設定可変範囲が広い場合、出力電圧の設定を下限にすると最大出力電力が低くなりすぎるという問題があった。
【００１４】
例えば、図５に示すフライバック方式スイッチング電源装置が具備するスイッチング制御回路４が、ＲＣＣ（Ｒｉｎｇｉｎｇ Ｃｈｏｋｅ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）方式にてＭＯＳＦＥＴ６をスイッチング制御している場合、その要部電流波形のタイムチャートは図６のようになる。図６（ａ）は、ＲＣＣ方式にてスイッチング制御される図５のスイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏが比較的高い値に設定されている場合におけるＭＯＳＦＥＴ６のドレイン電流ＩＱ１とダイオード８を流れる電流ＩＤ２のタイムチャートを示し、図６（ｂ）は、ＲＣＣ方式にてスイッチング制御される図５のスイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏが比較的低い値に設定されている場合におけるＭＯＳＦＥＴ６のドレイン電流ＩＱ１とダイオード８を流れる電流ＩＤ２のタイムチャートを示している。
【００１５】
ＲＣＣ方式にてスイッチング制御される図５のスイッチング電源装置は、ＭＯＳＦＥＴ６のオン期間ＴｏｎにＭＯＳＦＥＴ６のドレイン電流ＩＱ１が直線的に増加してトランス７に励磁エネルギーを蓄積し、ＭＯＳＦＥＴ６のオフ期間Ｔｏｆｆにトランス７からダイオード８を介してコンデンサ１１に充電電流が流れることによりトランス７に蓄積されていた励磁エネルギーが放出され、当該充電電流が零になると、トランス７の帰還巻き線（図５のおいて図示せず）に発生するリンギングパルスによりＭＯＳＦＥＴ６を再度オンさせる動作を繰り返す。
【００１６】
以上の通り動作するＲＣＣ方式にてスイッチング制御される図５のスイッチング電源装置の最大出力電力Ｐｍａｘは、下記（１）式により求められる。ただし、下記（１）式において、Ｌ１はトランス７の一次巻き線７ａのインダクタンスを、ＩＱ１ＰはＭＯＳＦＥＴ６のドレイン電流のピーク値（図６参照）を、Ｆはスイッチング周波数を、Ｋはスイッチング電源装置の電力変換効率をそれぞれ示している。
【数１】
ＭＯＳＦＥＴ６のドレイン電流のピーク値ＩＱ１Ｐは、トランス７およびＭＯＳＦＥＴ６等の電流定格により一定値以下に制限されている。トランス７の一次巻き線７ａのインダクタンスＬ１はトランス固有のものであるため固定値である。スイッチング電源装置の電力変換効率Ｋは、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏの設定値の影響を受け多少変化するものの、その変動幅が小さく略一定とみなすことができる。トランス７に蓄積されていた励磁エネルギーが放出される期間すなわちＭＯＳＦＥＴ６のオフ期間Ｔｏｆｆは、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏの設定値が低くなるに従って長くなる特性があり、これに伴ってスイッチング周波数Ｆも低くなる。したがって、上記（１）式から明らかなように、ＲＣＣ方式にてスイッチング制御される図５のスイッチング電源装置の最大出力電力Ｐｍａｘは、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏの設定値が低下するに従って減少する。
【００１８】
また、図５に示すフライバック方式スイッチング電源装置が具備するスイッチング制御回路４が、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）方式にてＭＯＳＦＥＴ６をスイッチング制御している場合、その要部電流波形のタイムチャートは図７のようになる。図７（ａ）は、ＰＷＭ方式にてスイッチング制御される図５のスイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏが比較的高い値に設定されている場合におけるＭＯＳＦＥＴ６のドレイン電流ＩＱ１とダイオード８を流れる電流ＩＤ２を示し、図７（ｂ）は、ＰＷＭ方式にてスイッチング制御される図５のスイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏが比較的低い値に設定されている場合におけるＭＯＳＦＥＴ６のドレイン電流ＩＱ１とダイオード８を流れる電流ＩＤ２を示している。
【００１９】
ＰＷＭ方式にてスイッチング制御される図５のスイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏが比較的高い値に設定されている場合、図７（ａ）に示すように、ダイオード８を流れる電流ＩＤ２は、ＭＯＳＦＥＴ６のオフ期間Ｔｏｆｆ中に急峻に降下するため、次回のＭＯＳＦＥＴ６のオン期間Ｔｏｎに切り替わるタイミングまでに零となり、オフ期間Ｔｏｆｆにおける波形は三角形の体を成す。ダイオード８を流れる電流ＩＤ２のオフ期間Ｔｏｆｆにおける波形が三角形の状態で動作している限りにおいて、スイッチング電源装置の最大出力電力Ｐｍａｘは上述の（１）式と同一の式にて求められ、ＰＷＭ方式ではスイッチング周波数Ｆが固定であることから、出力電圧Ｖｏを低い値に設定してもスイッチング電源装置の最大出力電力Ｐｍａｘはほとんど低下しない。
【００２０】
しかし、更に出力電圧Ｖｏを低い値に設定すると、図７（ｂ）に示すとおり、ダイオード８を流れる電流ＩＤ２がＭＯＳＦＥＴ６のオフ期間Ｔｏｆｆ中に緩やかに降下するため、次回のＭＯＳＦＥＴ６のオン期間Ｔｏｎに切り替わるタイミングまでに零に到達しなくなり、ＭＯＳＦＥＴ６のドレイン電流ＩＱ１のオン期間Ｔｏｎにおける波形及びダイオード８を流れる電流ＩＤ２のオフ期間Ｔｏｆｆにおける波形は台形の体を成すようになる。ダイオード８を流れる電流ＩＤ２のオフ期間Ｔｏｆｆにおける波形が台形の状態で動作している場合のスイッチング電源装置の最大出力電力Ｐｍａｘは、下記（２）式にて求められる。ただし、下記（２）式において、Ｌ１はトランス７の一次巻き線７ａのインダクタンスを、ＩＱ１ＰはＭＯＳＦＥＴ６のドレイン電流のピーク値（図７参照）を、Ｆはスイッチング周波数を、Ｋはスイッチング電源装置の電力変換効率を、ＩＳはＭＯＳＦＥＴ６がオンした瞬間におけるＭＯＳＦＥＴ６のドレイン電流値（図７参照）をそれぞれ示している。
【数２】
ダイオード８を流れる電流ＩＤ２のオフ期間Ｔｏｆｆにおける波形が台形の状態で動作している場合、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏを低く設定するに従ってダイオード８を流れる電流ＩＤ２のオフ期間Ｔｏｆｆ中における降下勾配が更に緩やかになるるため、電流ＩＳが大きくなる。また、上述のとおり、ＭＯＳＦＥＴ６のドレイン電流のピーク値ＩＱ１Ｐが、トランス７およびＭＯＳＦＥＴ６等の電流定格により、一定値以下に制限される。したがって、スイッチング電源装置の最大出力電力Ｐｍａｘは、スイッチング電源装置の出力電圧Ｖｏの設定値が低下するに従って減少することになる。この問題を解決する手法として、トランス７の二次巻き線７ｂの巻き数を減らし、ＭＯＳＦＥＴ６のオフ期間Ｔｏｆｆ中にダイオード８を流れる電流ＩＤ２を急峻に降下させる方法もあるが、この方法を採用すると一次巻き線７ａの巻き数Ｎ１と二次巻き線７ｂの巻き数Ｎ２との巻き数比Ｎ１／Ｎ２が大きくなる。ＭＯＳＦＥＴ６のソース−ドレイン間電圧ＥＤＳは下記（３）式により求められ、一次巻き線７ａの巻き数Ｎ１と二次巻き線７ｂの巻き数Ｎ２との巻き数比Ｎ１／Ｎ２が大きくなるに伴って大きくなる。ただし、下記（３）式において、ＥＡＣは商用交流電源１の電圧値（実効値）を、Ｎ１はトランスの一次巻き線の巻き数を、Ｎ２はトランスの二次巻き線の巻き数を、Ｖｏはスイッチング電源装置の出力電圧をそれぞれ示している。
【数３】
このようにトランス７の二次巻き線７ｂの巻き数を減らすと、オフ期間ＴｏｆｆにＭＯＳＦＥＴ６のドレイン−ソース間に高電圧が印加されることになり、ＭＯＳＦＥＴ６に高耐圧のものを用いなければならない。そして、一般に高耐圧のＭＯＳＦＥＴはオン時の導通抵抗値が大きくなる特性を有することから、電力変換効率Ｋの劣化をきたすことになる。また、トランス７の二次巻き線７ｂの巻き数Ｎ２を減らすと、トランス７の二次巻き線電流のピーク電流値が大きくなり、これも電力変換効率Ｋが低下する要因となる。
【００２３】
また、図８に示すフォワード方式スイッチング電源装置の最大出力電力Ｐｍａｘは、概略下記（４）式にて求められる。ただし、下記（４）式において、ＩＱ１ＰはＭＯＳＦＥＴ６のドレイン電流のピーク値を、Ｎ１はトランス１８の一次巻き線１８ａの巻き数を、Ｎ２はトランス１８の二次巻き線１８ｂの巻き数を、Ｖｏはスイッチング電源装置の出力電圧を、Ｋはスイッチング電源装置の電力変換効率をそれぞれ示している。
【数４】
ＭＯＳＦＥＴ６のドレイン電流ＩＱ１のピーク値ＩＱ１Ｐが、トランス１８およびＭＯＳＦＥＴ６の定格により制限されるため、上記（４）式から明らかなようにスイッチング電源装置の最大出力電力Ｐｍａｘは、出力電圧Ｖｏの設定値が低くなるに従って減少することになる。
【００２５】
本発明は、上記の問題点に鑑み、直流安定電圧を供給する電子機器に適した値の直流安定電圧を出力することができるとともに直流安定電圧の設定値を低くしても最大出力電力の低下を抑えることができるスイッチング電源装置を提供することを目的とする。
【００２６】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、本発明に係るスイッチング電源装置においては、トランスと、オン／オフ動作により直流入力電圧を交流電圧に変換して前記トランスの一次巻き線に供給するスイッチング素子と、前記トランスの二次巻き線に誘起された交流電圧を直流電圧に変換して出力する変換回路と、前記変換回路の出力電圧が所定値となるように前記スイッチング素子をオン／オフ制御するとともに外部抵抗が接続されることによって又は出力電圧設定制御信号が外部から入力されることによって前記所定値が可変する制御部と、前記トランスの交流電圧が誘起する二次巻き線の巻き数を外部制御信号に応じて可変する巻き数可変手段と、を備える構成とする。
【００２７】
スイッチング電源装置から直流安定電圧を受け取る電子機器が外部抵抗の抵抗値又は出力電圧設定制御信号を設定することによって、上記構成のスイッチング電源装置は直流安定電圧を供給する電子機器に適した値の直流安定電圧を出力することができる。また、スイッチング電源装置から直流安定電圧を受け取る電子機器が、スイッチング電源装置に比較的低い出力電圧を要求する場合に、トランスの交流電圧が誘起する二次巻き線の巻き数を少なくする旨の外部制御信号を上記構成のスイッチング電源装置に送出することによって、上記構成のスイッチング電源装置において直流安定電圧の設定値を低くしても最大出力電力の低下を抑えることができる。
【００２８】
また、前記トランスが複数の二次巻き線を有し、前記巻き数可変手段を、前記複数の二次巻き線と前記変換回路との導通状態を前記外部制御信号に応じて切り替えるスイッチング手段としてもよい。
【００２９】
このような構成によると、巻き数可変手段が簡単な回路構成により実現される。
【００３０】
【発明の実施の形態】
以下に本発明の一実施形態について図面を参照して説明する。本発明に係るフライバック方式スイッチング電源装置の一構成例を図１に示す。なお、図１において図５と同一に部分には同一の符号を付す。本発明に係るフライバック方式スイッチング電源装置１０１は、商用交流電源１から出力される交流電圧を直流安定電圧に変換する。
【００３１】
商用交流電源１は、全波整流回路２の入力側に接続される。また、全波整流回路２の出力側がコンデンサ３に接続される。そして、コンデンサ３の両端がトランス１９の一次巻き線１９ａとＭＯＳＦＥＴ６との直列回路に接続される。コンデンサ３の正極性側がトランス１９の一次巻き線１９ａの一端に接続され、コンデンサ３の負極性側がＭＯＳＦＥＴ６のソースに接続される。そして、スイッチング制御回路４の駆動信号出力端子がＭＯＳＦＥＴ６のゲートに接続される。
【００３２】
トランス１９は互いに直列接続される二つの二次巻き線１９ｂ及び１９ｃを有している。二次巻き線１９ｂと二次巻き線１９ｃの接続点のタップが低電圧用整流ダイオード８ｂのアノードに接続され、、二次巻き線１９ｂの他端が高電圧用整流ダイオード８ａのアノードに接続され、二次巻き線１９ｃの他端が負極性出力ターミナル１３ａに接続される。そして、低電圧用整流ダイオード８ｂのカソードが正極性出力ターミナル１２ａに接続され、高電圧用整流ダイオード８ａのカソードが巻き線切替スイッチであるＰＮＰ形トランジスタ２０のエミッタに接続され、トランジスタ２０のコレクタが正極性出力ターミナル１２ａに接続される。そして、トランジスタ２０のベースが抵抗２１を介して巻き線切替制御ターミナル２２ａに接続される。更に、コンデンサ１１の正極性側及び抵抗１０ａの一端が正極性出力ターミナル１２ａに接続され、コンデンサ１１の負極性側が負極正側出力ターミナル１３ａに接続され、抵抗１０ａの他端及び出力電圧検出回路９の参照電圧入力端子が出力電圧設定ターミナル２３ａに接続される。出力電圧検出回路９の出力信号は絶縁回路５を介してスイッチング制御回路４に入力される。
【００３３】
続いて、スイッチング電源装置１０１から電力供給を受ける電子機器２０１について説明する。電子機器２０１は、正極性受電プラグ１２ｂと、負極性受電プラグ１３ｂと、巻き線切替制御プラグ２２ｂと、出力電圧設定プラグ２３ｂと、可変抵抗１０ｂと、スイッチ２２ｃと、負荷２４とを備えている。負荷２４は正極性受電プラグ１２ｂと負極性受電プラグ１３ｂとの間の電圧を電源電圧とする。また、巻き線切替制御プラグ２２ｂとグランドライン（負極性受電プラグ１３ｂと負荷２４との接続ライン）とがスイッチ２２ｃを介して接続され、出力電圧設定プラグ２３ｂとグランドライン（負極性受電プラグ１３ｂと負荷２４との接続ライン）とが可変抵抗１０ｂを介して接続される。
【００３４】
正極性出力ターミナル１２ａと正極性受電プラグ１２ｂが接続され、負極性出力ターミナル１３ａと負極性受電プラグ１３ｂとが接続され、巻き線切替制御ターミナル２２ａと巻き線切替制御プラグ２２ｂとが接続され、出力電圧設定ターミナル２３ａと出力電圧設定プラグ２３ｂとが接続されることによって、スイッチング電源装置１０１と電子機器２０１とが接続接続される。このように接続されることによって、スイッチング電源装置１０１の出力電圧が電子機器２０１に供給され、負荷２４の電源電圧となる。また、このように接続されることによって、抵抗１０ａと可変抵抗１０ｂとがスイッチング電源装置１０１の出力電圧を分圧する抵抗分割回路を構成し、この抵抗分割回路の分割比及び出力電圧検出回路９内部で生成される基準電圧によってスイッチング電源装置１０１の出力電圧が設定される。また、このように接続されることによって、スイッチ２２ｃがオンであればトランジスタ２０がオンになり、スイッチ２２ｃがオフであればトランジスタ２０がオフになる。
【００３５】
電子機器２０１は、スイッチング電源装置１０１に比較的高い出力電圧を要求するときには、可変抵抗１０ｂの抵抗値を小さくするとともにスイッチ２２ｃをオンにする。上述したようにスイッチ２２ｃがオンになるとトランジスタ２０がオンになり、ＭＯＳＦＥＴ６のオフ期間にトランス１９の二次巻き線１９ｂと二次巻き線１９ｃの直列回路から高電圧用整流ダイオード８ａ及びトランジスタ２０を介してコンデンサ１１に充電電流が流れる。電子機器２０１がスイッチング電源装置１０１に比較的高い出力電圧を要求する場合、トランス１９の二次巻き線の巻き数は二次巻き線１９ｂの巻き数と二次巻き線１９ｃの巻き数の合計となるので、一次巻き線の巻き数Ｎ１と二次巻き線の巻き数Ｎ２との巻き数比Ｎ１／Ｎ２を小さくすることができ、ＭＯＳＦＥＴ６のソース−ドレイン間電圧が大きくなることを抑えることができる（上記（３）式参照）。これにより、ＭＯＳＦＥＴ６にオン抵抗の小さい比較的低耐圧のものを用いることができ、スイッチング電源装置の電力損失を低減することができる。なお、電子機器２０１がスイッチング電源装置１０２に比較的高い出力電圧を要求する場合、低電圧用整流ダイオード８ｂのアノード電位は低電圧用整流ダイオード８ｂのカソード電位より低いため、低電圧用整流ダイオード８ｂは常にオフになる。
【００３６】
一方、電子機器２０１は、スイッチング電源装置１０１に比較的低い出力電圧を要求するときには、可変抵抗１０ｂの抵抗値を大きくするとともにスイッチ２２ｃをオフにする。上述したようにスイッチ２２ｃがオフになるとトランジスタ２０がオフになり、ＭＯＳＦＥＴ６のオフ期間にトランス１９の二次巻き線１９ｃから低電圧用整流ダイオード８ｂを介してコンデンサ１１に充電電流が流れる。電子機器２０１がスイッチング電源装置１０１に比較的低い出力電圧を要求する場合、トランス１９の二次巻き線の巻き数は二次巻き線１９ｃの巻き数となるので、電子機器２０１がスイッチング電源装置１０１に比較的高い出力電圧を要求するときに比べて二次巻き線の巻き数を減らすことができる。したがって、電子機器２０１がスイッチング電源装置１０１に比較的高い出力電圧を要求するときに比べて、ＭＯＳＦＥＴ６のオフ期間中に低電圧用整流ダイオード８を流れる電流を急峻に降下させることができる。これにより、スイッチング電源装置１０１がＲＣＣ方式にてスイッチング制御されている場合においてはスイッチング周波数の低下を抑制することができ、スイッチング電源装置１０１がＰＷＭ方式にてスイッチング制御されている場合においてはＭＯＳＦＥＴ６のオフ期間での低電圧用整流ダイオード８ｂを流れる電流の波形が台形になることを回避することができる。このため、スイッチング電源装置１０１の出力電圧の設定値が低くてもスイッチング電源装置１０１の最大出力電力の低下を抑えることができる。電子機器２０１がスイッチング電源装置１０１に比較的低い出力電圧を要求する場合、上述したようにトランス１９の二次巻き線の巻き数は二次巻き線１９ｃの巻き数となるので、一次巻き線の巻き数Ｎ１と二次巻き線の巻き数Ｎ２との巻き数比Ｎ１／Ｎ２は大きくなるが、スイッチング電源装置の出力電圧の設定値が小さいのでＭＯＳＦＥＴ６のソース−ドレイン間電圧が大きくなることはない（上記（３）式参照）。
【００３７】
なお、本実施形態では、トランス１９が二つの二次巻き線１９ｂ及び１９ｃを有する構成としたが、トランスの二次巻き線の数を更に増やし、これに対応して巻き線切替スイッチの数を増やすようにしてもよい。これにより、スイッチング電源装置の最大出力電圧の低下をよりきめ細かく抑制することができる。
【００３８】
また、本実施形態では、二次巻き線１９ｂと二次巻き線１９ｃが直列接続される構成としたが、図３に示すスイッチング電源装置１０３のように二次巻き線１９ｂと二次巻き線１９ｃが並列接続される構成にしてもよい。この場合、二次巻き線１９ｂの巻き数が二次巻き線１９ｃの巻き数より大きくなるようにする。
【００３９】
次に、本発明に係るフォワード方式スイッチング電源装置の一構成例を図２に示す。なお、図２において図１と同一に部分には同一の符号を付し、詳細な説明を省略する。
【００４０】
図２に示すスイッチング電源装置１０２が、図１に示すスイッチング電源装置１０１と異なる点は、トランス１９の代わりにトランス１９とは二次巻き線の極性が異なるトランス２５を備えている点と、フライホイルチョークコイル１７及びフライホイルダイオード１６を新たに備えている点である。
【００４１】
そして、フライホイルチョークコイル１７の一端及びフライホイルダイオード１６のカソードが低電圧用整流ダイオード８ｂのカソード及びトランジスタ２０のコレクタに接続され、フライホイルチョークコイル１７の他端がコンデンサ１１の正極性側、抵抗１０ａ、及び正極性出力ターミナル１２ａに接続され、フライホイルダイオード１６のアノードがトランス２５の二次巻き線２５ｃ、コンデンサ１１の負極性側、及び負極性出力ターミナル１３ａに接続される。
【００４２】
正極性出力ターミナル１２ａと正極性受電プラグ１２ｂが接続され、負極性出力ターミナル１３ａと負極性受電プラグ１３ｂとが接続され、巻き線切替制御ターミナル２２ａと巻き線切替制御プラグ２２ｂとが接続され、出力電圧設定ターミナル２３ａと出力電圧設定プラグ２３ｂとが接続されることによって、スイッチング電源装置１０２と電子機器２０１とが接続接続される。このように接続されることによって、スイッチング電源装置１０２の出力電圧が電子機器２０１に供給され、負荷２４の電源電圧となる。また、このように接続されることによって、抵抗１０ａと可変抵抗１０ｂとがスイッチング電源装置１０２の出力電圧を分圧する抵抗分割回路を構成し、この抵抗分割回路の分割比及び出力電圧検出回路９内部で生成される基準電圧によってスイッチング電源装置１０２の出力電圧が設定される。また、このように接続されることによって、スイッチ２２ｃがオンであればトランジスタ２０がオンになり、スイッチ２２ｃがオフであればトランジスタ２０がオフになる。
【００４３】
電子機器２０１は、スイッチング電源装置１０２に比較的高い出力電圧を要求するときには、可変抵抗１０ｂの抵抗値を小さくするとともにスイッチ２２ｃをオンにする。上述したようにスイッチ２２ｃがオンになるとトランジスタ２０がオンになり、ＭＯＳＦＥＴ６のオン期間において、二次巻き線２５ｂと二次巻き線２５ｃの直列回路に誘起する電圧によって、二次巻き線２５ｂと二次巻き線２５ｃの直列回路から高電圧用整流ダイオード８、トランジスタ２０、及びフライホイルチョークコイル１７を介してコンデンサ１１に電流が供給される。そして、ＭＯＳＦＥＴ６のオン期間中にフライホイルチョークコイル１７に蓄積された励磁エネルギーが放出されることにより、フライホイルチョークコイル１７からコンデンサ１１及びフライホイルダイオード１６を通ってフライホイルチョークコイル１７に戻る経路を電流が流れ、コンデンサ１１が充電される。なお、電子機器２０１がスイッチング電源装置１０２に比較的高い出力電圧を要求する場合、低電圧用整流ダイオード８ｂのアノード電位は低電圧用整流ダイオード８ｂのカソード電位より低いため、低電圧用整流ダイオード８ｂは常にオフになる。
【００４４】
スイッチング電源装置１０２はフォワード方式であるため、ＭＯＳＦＥＴ６のオン時にトランス２５の２次巻き線に誘起する電圧を、少なくとも出力電圧（正極性出力ターミナル１２ａ−負極性出力ターミナル１３ａ間の電圧）より高い値にする必要がある。なぜならば、ＭＯＳＦＥＴ６のオン時にトランス５の２次巻き線に誘起する電圧をスイッチング電源装置１０２の出力電圧より高い値にしないと、スイッチング電源装置１０２が設定通りの電圧を出力しないという問題が生じるからである。そして、当然のことながら、スイッチング電源装置１０２の出力電圧を高い値に設定した場合にこの問題が発生し易い。このため、本実施形態では、電子機器２０１がスイッチング電源装置１０２に比較的高い出力電圧を要求するときは、上述したようにＭＯＳＦＥＴ６のオン期間において、二次巻き線２５ｂと二次巻き線２５ｃの直列回路に電圧が誘起するようにして、二次巻き線２５ｂのみや二次巻き線２５ｃのみに電圧が誘起する場合に比べてトランス２５の２次巻き線に誘起する電圧を高くしている。
【００４５】
一方、電子機器２０１は、スイッチング電源装置１０２に比較的低い出力電圧を要求するときには、可変抵抗１０ｂの抵抗値を大きくするとともにスイッチ２２ｃをオフにする。上述したようにスイッチ２２ｃがオフになるとトランジスタ２０がオフになり、ＭＯＳＦＥＴ６のオン期間において、二次巻き線２５ｃのみに誘起する電圧によって、二次巻き線２５ｃから低電圧用整流ダイオード８ｂ及びフライホイルチョークコイル１７を介してコンデンサ１１に電流が供給される。そして、ＭＯＳＦＥＴ６のオン期間中にフライホイルチョークコイル１７に蓄積された励磁エネルギーが放出されることにより、フライホイルチョークコイル１７からコンデンサ１１及びフライホイルダイオード１６を通ってフライホイルチョークコイル１７に戻る経路を電流が流れ、コンデンサ１１が充電される。
【００４６】
電子機器２０１がスイッチング電源装置１０２に比較的低い出力電圧を要求する場合、トランス２５の二次巻き線の巻き数は二次巻き線２５ｃの巻き数のみとなるので、一次巻き線の巻き数Ｎ１と二次巻き線の巻き数Ｎ２との巻き数比Ｎ１／Ｎ２は大きくなり、最大出力電力の低下を抑えることができる（上記（４）式参照）。
【００４７】
なお、本実施形態では、トランス２５が二つの二次巻き線２５ｂ及び２５ｃを有する構成としたが、トランスの二次巻き線の数を更に増やし、これに対応して巻き線切替スイッチの数を増やすようにしてもよい。これにより、スイッチング電源装置の最大出力電圧の低下をよりきめ細かく抑制することができる。
【００４８】
また、本実施形態では、二次巻き線２５ｂと二次巻き線２５ｃが直列接続される構成としたが、図４に示すスイッチング電源装置１０４のように二次巻き線２５ｂと二次巻き線２５ｃが並列接続される構成にしてもよい。この場合、二次巻き線２５ｂの巻き数が二次巻き線２５ｃの巻き数より大きくなるようにする。
【００４９】
なお、上述した実施形態では電子機器２０１内にスイッチ２２ｃを設けたが（図１〜図４参照）、このスイッチ２２ｃの代わりに巻き線切替制御プラグ２３ｂとグランドライン（負極性受電プラグ１３ｂと負荷２４との接続ライン）との間を結ぶジャンパー線の有無によってトランジスタ２０の動作状態を制御してもよい。すなわち、電子機器２０１がスイッチング電源装置に比較的高い出力電圧を要求するときは巻き線切替制御プラグ２３ｂとグランドラインとの間を結ぶジャンパー線を設けてトランジスタ２０をオンにし、電子機器２０１がスイッチング電源装置に比較的低い出力電圧を要求するときは巻き線切替制御プラグ２３ｂとグランドラインとの間を結ぶジャンパー線を設けないようにしてトランジスタ２０をオフにする。このようにスイッチの代わりジャンパー線の有無によって巻き線切替スイッチの動作状態を制御すると、電子機器がスイッチング電源装置に要求する出力電圧の設定値をプログラマブルに変更する場合であってもこの変更に対応して二次巻き線の切替ができないという短所が発生するが、スイッチよりジャンパー線の方が安価であるので電子機器の製造コストを低減できるという長所が発生する。
【００５０】
また、上述した実施形態では抵抗分割回路を構成する抵抗の一部（抵抗１０ｂ）を電子機器側に設けたが（図１〜図４参照）、抵抗分割回路を構成する抵抗の全部を電子機器側に設けてもよい。また、抵抗分割回路を構成する複数の抵抗及び当該複数の抵抗間の導通状態を切り替えるスイッチをスイッチング電源装置内部に設け、当該スイッチの状態を電子機器が制御することで抵抗分割回路の分割比を変えるようにしてもよい。
【００５１】
【発明の効果】
本発明によると、直流安定電圧を供給する電子機器に適した値の直流安定電圧を出力することができるとともに直流安定電圧の設定値を低くしても最大出力電力の低下を抑えることができるスイッチング電源装置を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係るフライバック方式スイッチング電源装置の一構成例を示す図である。
【図２】本発明に係るフォワード方式スイッチング電源装置の一構成例を示す図である。
【図３】本発明に係るフライバック方式スイッチング電源装置の他の構成例を示す図である。
【図４】本発明に係るフォワード方式スイッチング電源装置の他の構成例を示す図である。
【図５】従来のフライバック方式スイッチング電源装置の一構成例を示す図である。
【図６】ＲＣＣ方式にてスイッチング制御される図５のスイッチング電源装置の要部電流波形のタイムチャートである。
【図７】ＰＷＭ方式にてスイッチング制御される図５のスイッチング電源装置の要部電流波形のタイムチャートである。
【図８】従来のフォワード方式スイッチング電源装置の一構成例を示す図である。
【符号の説明】
４ スイッチング制御回路
６ ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ
８ａ 高電圧用整流ダイオード
８ｂ 低電圧用整流ダイオード
９ 出力電圧検出回路
１０ａ 抵抗
１０ｂ 可変抵抗
１１ コンデンサ
１６ フライホイルダイオード
１７ フライホイルチョークコイル
１９、２５ トランス
２０ ＰＮＰ形トランジスタ
２２ｃ スイッチ
Claims (2)
- トランスと、
オン／オフ動作により直流入力電圧を交流電圧に変換して前記トランスの一次巻き線に供給するスイッチング素子と、
前記トランスの二次巻き線に誘起された交流電圧を直流電圧に変換して出力する変換回路と、
前記変換回路の出力電圧が所定値となるように前記スイッチング素子をオン／オフ制御するとともに外部抵抗が接続されることによって又は出力電圧設定制御信号が外部から入力されることによって前記所定値が可変する制御部と、
前記トランスの交流電圧が誘起する二次巻き線の巻き数を外部制御信号に応じて可変する巻き数可変手段と、を備えることを特徴とするスイッチング電源装置。 - 前記トランスが複数の二次巻き線を有し、
前記巻き数可変手段が、前記複数の二次巻き線と前記変換回路との導通状態を前記外部制御信号に応じて切り替えるスイッチング手段である請求項１に記載のスイッチング電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2003144280A JP2004350403A (ja) | 2003-05-22 | 2003-05-22 | スイッチング電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2003144280A JP2004350403A (ja) | 2003-05-22 | 2003-05-22 | スイッチング電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2004350403A true JP2004350403A (ja) | 2004-12-09 |
Family
ID=33531762
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2003144280A Pending JP2004350403A (ja) | 2003-05-22 | 2003-05-22 | スイッチング電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2004350403A (ja) |
-
2003
- 2003-05-22 JP JP2003144280A patent/JP2004350403A/ja active Pending
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