KR100537867B1 - 콤비네이션위성및초단파/극초단파수신안테나 - Google Patents

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Abstract

단일 안테나 어셈블리는 직접 방송 위성 신호(DBS) 및 지역 VHF 및 UHF 텔레비전 채널 방송과 같은 지상파 방송 신호 모두를 수신한다. 상기 어셈블리는 DBS용의 마이크로파 신호와 같은 제1 주파수 대역의 전자기 신호를 수신 및 집속하기 위한 전자기 신호 반사기를 포함한다. 제2 주파수 대역의 전자기 신호를 수신하기 위한 안테나가 상기 반사기내에 결합되어 있다.

Description

콤비네이션 위성 및 초단파/극초단파 수신 안테나{COMBINATION SATELLITE AND VHF/UHF RECEIVING ANTENNA}
본 발명은 텔레비전 신호와 같은 방송 신호를 수신하기 위한 안테나에 관한 것이다.
최근에 미국에서 직접 방송 위성(DBS) 서비스가 확립된 바 있다. DBS는 텔레비전 프로그래밍, 영화, 그리고 다른 비디오 및 오디오 서비스를 케이블 서비스에 접속할 필요 없이 사용자에게 전국적으로 제공한다. 휴즈(Hughes), 프라임스타(Primestar) 및 에코스타(Echostar)에서 나온 등록 상표 DirecTV와 같은 DBS 서비스에 가입하는 것 이외에도, DBS를 수신하기 위해서는 인디아나주, 인디아나폴리스에 소재한 톰슨 콘슈머 일렉트로닉스, 인코포레이티드에서 제조한 등록 상표 DSS 수신기와 같은 수신기가 있어야 하고, 등록 상표 DSS 시스템과 함께 포함되는 18" 접시형 반사기 안테나와 같은 적절한 안테나 시스템을 설치해야 한다.
DBS와 관련된 하나의 문제점은 지역 VHF/UHF 방송국에 의해 제공되는 텔레비전 프로그래밍과 같은 지역 방송 서비스가 DBS 서비스를 통해서는 이용 불가능할 수 있다는 것이다. 이 문제점에 대한 간단한 해결책은 지역 방송 신호를 수신하는데 적합한 분리 안테나 어셈블리를 설치하는 것이다. 지역 방송 신호를 수신하는데 적합한 분리 안테나 어셈블리의 예로는 안테나즈 아메리카, 인코포레이티드(Antennas America, Inc.)에서 제조한 등록 상표 Freedom Antenna가 있다. 이 등록 상표 Freedom Antenna는 접시형 DBS 안테나의 후면에 밀착되고, 접시형 반사기와 관련된 하드웨어를 사용하여 설치된다. 그러나, 지역 방송 신호를 수신하기 위해 DBS 시스템에 다른 안테나 어셈블리를 부가하는 일은 바람직하지 않게 추가 장비, 추가의 설치 노력 및 추가 비용을 들게 한다.
등록 상표 Freedom Antenna와 같은 제2 안테나 어셈블리가 사용될지라도, 제2 안테나 어셈블리로부터의 방송 신호 수신은 수신 상태가 좋지 않을 수 있다. 특히, DBS 안테나가 특정 위성 위치에 겨냥하는 위치에 고정되는 것이 일반적이기 때문에, 그런 DBS 안테나와 함께 장착되는 제2 안테나 어셈블리는 또한 고정된 위치에 있게 된다. 방송 신호원에 대하여 제2 안테나 어셈블리의 고정된 위치 또는 방향은 최적의 방송 신호 수신을 제공할 수 없다.
따라서, DBS와 지역 방송 신호 모두를 만족스럽게 수신할 수 있는 안테나 장치를 제공하는 것이 필요하게 되었다.
본 발명은 첨부한 도면을 참조함으로써 더욱 잘 이해할 수 있다.
도 1은 위성 및 지역 방송 신호를 수신하기 위한 이중 목적 안테나의 실시예를 도시한 도면.
도 2는 도 1에 도시된 안테나의 접시형 반사기의 실시예를 도시한 도면.
도 3은 독립형 폴디드 보우 타이 안테나(folded bow-tie antenna)를 도시한 도면.
도 4는 도 1 및 도 3에 도시된 특징을 통합한 이중 목적 안테나 시스템의 다른 실시예를 도시한 도면.
도 5는 전압 제어 안테나 스위치/증폭기의 실시예의 개략도.
도 6은 톤 제어 안테나 스위치/증폭기의 실시예의 개략도.
도 7은 안테나 스위치/증폭기 및 주파수 변환기용 제어 신호를 발생하는 전원 조절기 회로의 실시예의 개략도.
도 8은 스위칭된 폴디드 보우 타이 안테나와 관련된 안테나 패턴을 도시한 도면.
도 9a는 위성 및 지역 방송 신호를 수신하기 위한 이중 목적 안테나의 다른 실시예를 도시한 도면.
도 9b는 도 9a에 도시한 고역 통과 필터의 개략도.
도 10은 도 9a에 도시한 특징을 포함하는 이중 목적 안테나 시스템의 다른 실시예를 도시한 도면.
도 11a는 도 10에 도시한 안테나 시스템의 반사기의 실시예를 도시한 도면.
도 11b는 도 11a에 도시한 반사기 실시예의 일 양태를 도시한 도면.
다수의 도면에서, 동일 또는 유사한 소자에는 동일한 참조 번호를 붙여 도시한다.
본 발명은 제1 대역의 주파수의 전자기 신호를 반사 및 집속하기 위한 반사기와, 이 반사기와 결합하여 제2 대역의 주파수의 전자기 신호를 수신하기 위한 수단을 포함하는 안테나를 제공함으로써 전술한 문제점을 해소한다.
도 1은 제1 주파수 대역의 신호, 예컨대, 마이크로파 직접 통신 위성(DBS) 신호를 수신하며, 다른 주파수 대역의 신호, 예컨대, 지상파 방송국으로부터의 VHF또는 UHF 신호 또한 수신하도록 개조된 접시형 안테나를 도시한다. 도 1에 도시된 이중 목적 안테나는 접시형 반사기(100), 주파수 변환기(11) 및 주파수 변환기 지지 아암(120)을 포함한다. 주파수 변환기(11)는 예컨대, 통상적인 LNB(low noise block converter)일 수 있다. 접시형 반사기(100)는 직접 방송 위성(DBS)으로부터 송신된 마이크로파 방송 신호를 반사 및 집속한다. 변환기 지지 아암(120)은 반사된 마이크로파 신호의 집속점에 주파수 변환기(11)를 배치시킨다.
이 접시형 반사기는 소위 "사출 성형" 공정을 이용하여 제조될 수 있다. 이 공정에서는, 마이크로파 반사기를 형성하기 위해, 전도성 금속 페인트(예컨대, 니켈 또는 동(銅) 페인트)가 통상적으로 저중량 분리 물질(예컨대, 플라스틱 또는 유리 섬유)로 제조된 접시형 부재의 전면에 도포된다. 본 발명의 원리에 따르면, DBS신호를 수신하는 반사기는 VHF/UHF 대역 신호를 수신하는 안테나 소자를 또한 구비하고 있다. 사출 성형을 이용하여 생성된 접시형 반사기에 대하여, VHF/UHF 대역 신호를 수신하는 안테나 소자가 이후 상세하게 기술하는 바와 같이 전도성 페인트를 마스킹함으로써 접시형 부재의 표면상에 형성된다. 이후 기술하는 바와 같이VHF/UHF 안테나 소자와 접시형 반사기를 통합하는 것은 마이크로파 반사기의 상대적인 기능을 저하시키지 않는다는 것이 실험적으로 측정되었다.
접시형 부재의 표면상에 VHF/UHF 안테나 소자를 형성하는 공정은 도 1에서 미세한 경계선(12)을 생성하기 위해 전도성 페인트를 제거하는 단계를 포함한다. 이들 경계선은 나머지 전도성 물질로부터 VHF/UHF 안테나 소자 패턴을 분리시킨다. 이론적으로 도시되고 실험에 의해 검증된 바와 같이, 그러한 미세한 선들은 그 폭이 마이크로파 방송 신호의 파장의 대략 1/10(또는 그 미만)으로 유지되는 한 반사기의 전체 성능에 악영향을 주지는 않는다. 참조 문헌으로서, 존슨(Johnson), 리차드 씨(Richard C,) 및 제이식, 헨리(Jasik, Henry)의 안테나 어플리케이션 참조 가이드(Antenna Applications Reference Guide)(McGraw Hill, 1987)의 "포물면 그리 드 반사기(The Paraboloidal Grid Reflector)"를 참조하라.
예를 들어, 미국에서 사용 가능한 RCA 디지탈 위성 서비스(DSS)에 관하여, 방송 신호는 12.2 및 12.7 GHz(Ku 대역의 K4 부분) 사이에서 송신된다. 따라서, 허용 가능한 선폭은 대략 1/10 인치(2.5 mm) 이하일 것이다. 그러나, 실험치에서 선 폭이 1/8 인치(3.0 mm) 미만인 한 마이크로파 수신이 감쇠되지 않음이 입증되다.
본 발명의 다른 양태는 VHF/UHF 안테나 소자의 구조에 관계한 것이다. 그 구조는 도 2a에 도시되어 있고 "폴디드 보우 타이" 안테나로 이하 칭해진다. 폴디드보우 타이 안테나는 전체 VHF 및 UHF 텔레비전 주파수 대역(미국에서는 54-870 MHz)에 걸쳐 텔레비전 방송 신호를 수신하기 위한 조정을 필요로 하지 않음이 밝혀졌다. 이것은 폴디드 보우 타이 안테나가 VHF 저대역 방송 텔레비전 주파수(54 MHz)의 저역 에지까지 잘 확장하는 광주파수 대역폭을 보이기 때문이다. 보우 타이형 쌍뿔(bow-tie-shaped biconical) 안테나가 통상적인 다이폴 안테나보다 비교적 광주파수 대역폭을 갖는 것은 예컨대, 존 디 크라우스(John D. Kraus)의 안테나 공학(예컨대, 1988년 McGraw Hill, 2nd Edition, pp. 340-358을 보라)이라는 서적에공지되어 있다. 도 2d는 폴디드 보우 타이 안테나가 보우 타이형 쌍뿔 안테나와 같은 종래의 설계보다 현저한 광대역폭을 나타내는 실험 결과를 도시한다.
전술한 바와 같이, 폴디드 보우 타이 안테나는 사출 성형 공정을 이용함으로써 접시형 반사기상에 용이하게 형성될 수 있다. 이것은 이중 목적 안테나의 대량 생산을 위해 바람직하다. 또한, VHF/UHF 안테나를 제공하는 비용이 접시 어셈블리에 부착될 수 있는 별개의 안테나 어셈블리를 제공하는 것과 비교하여 현저하게 감소된다. 예시적인 폴디드 보우 타이 안테나의 물리적인 크기는 실험적으로 결정되고 도 2a에 도시되어 있다. 특히, 폭이 18 인치(46 cm)인 접시 안테나(100)에 대하여, 폴디드 보우 타이 안테나 소자의 길이(220)는 18 인치(46 cm)이고 폭(210)은 9 인치(23 cm)이다.
전도성 페인트는 또한 접시형 반사기상의 폴디드 보우 타이 안테나의 광대역 성질에 기여한다. 임의의 전도성 페인트는 고유 저항으로 인해 완전하게 전도성을 갖지는 않는다. 예를 들어, 직경이 18 인치(46 cm)인 접시 상에 니켈 페인트로 제조된 폴디드 보우 타이 안테나는 대략 17Ω의 총 저항을 갖는다. 저항이 수신된 신호를 약화시킬 수 있기 때문에, 이 저항에 의해 안테나의 성능이 저하됨이 분명하다. 그러나, 이 저항은 사실상, 저항에 의해 VHF/UHF 텔레비전 주파수의 전체 대역에 걸쳐 양호한 안테나 임피던스 매칭을 제공되므로, 폴디드 보우 타이 안테나의 전체 성능을 향상시킬 수 있다. 상기 저항은 안테나에 대한 광대역 부하로서 작용한다. 안테나의 양호한 임피던스 매칭에 의해 제공되는 개선 사항은 상기 저항에 의해 야기되는 신호 손실이 초과한다는 것이다. 신호 손실과 임피던스 매칭 사이의 타협점은 전도성 페인트의 저항을 변화시킴으로써 최적화될 수 있다.
대형 접시 반사기가 사용되는 경우, VHF/UHF 신호 수신시에 폴디드 보우 타이 안테나 소자의 어레이를 사용함으로써 개선 사항이 얻어질 수 있다. 예를 들어, 크기가 18 인치보다 큰 접시가 도 2a에 관하여 설명된 크기의 2개의 폴디드 보우 타이 안테나가 도 2b에 도시된 바와 같이 수직으로 적층된 어레이로 배열될 수 있게 하기 위해 사용될 수 있다. 상기 복수의 소자로부터 수신된 신호를 전기적으로 적분하는 것은 부가적인 3 dB 이득을 얻게 될 것이다.
도 2a에서, 폴디드 보우 타이 안테나(230)의 소자들은 중앙 급전점(13, 14)로부터 반사기(100)의 외부 에지와 실질적으로 일치하는 각 단부(15, 16)로 분할된다. 상기 2개의 소자는 측면(17)에 접속된다. 한편, 상기 2개의 소자는 각각의 급전점(13, 14)에서 분리된다.
도 1 및 도 2a에서 접시형 반사기(100)의 표면에 형성되는 것 이외에, 폴디드 보우 타이 안테나 구조는 도 3에 도시된 바와 같은 독립형 안테나로서 설계될 수 있다. 독립형 안테나에서, 소형 안테나가 많은 다른 위치에 용이하게 위치될 수 있기 때문에, 18 인치(46 cm) 접시형 반사기상에 형성된 전술한 실시예보다 소형 안테나를 제작하는 것이 바람직하다. 도 3은 기능과 크기를 절충해서 제작한 폴디드 보우 타이 안테나의 실시예를 도시한다. 실험 결과는 안테나(30)가 길이 18 인치(46 cm) 및 폭 4 인치(10cm)일 때 만족스러운 성능이 얻어지는 것으로 밝혀진 바 있다. 안테나(30)의 요소들은 종래의 회로 기판 상에서 안테나 구조를 에칭하거나, 기판 재료의 비전도성 시트 상에 알루미늄 또는 구리 호일을 테이핑하는 것과 같은 다양한 기술을 사용함으로써 구성될 수 있다. 텔레비전 및 다른 방송 신호를 수신하기 위해, 안테나는 일부 지향성을 갖고 동작하는 것이 바람직하다. 이것은 지향성 안테나가 큰 신호 크기를 제공할 뿐만 아니라 불필요한 다중 경로 신호 및 다른 간섭을 제거하기 때문이다. 상기 폴디드 보우 타이 안테나는 "도 8" 안테나 패턴을 갖는다.
최적의 VHF/UHF 수신을 위해, 도 2c에 도시된 바와 같이, 상기 안테나는 상기 패턴의 로브(lobe)가 VHF/UHF 텔레비전 송신 안테나를 향해 지향되도록 배치되어야 한다. 복수의 송신 안테나 쪽으로 상기 안테나를 지향시키는 한 가지 방법은 상기 안테나를 기계적으로 회전시키는 것이다. 그러나, 폴디드 보우 타이 안테나가 도 1 및 도 2a에 도시된 바와 같이 접시형 반사기와 일체로 되는 경우, 상기 안테나를 물리적으로 회전시키려면, DBS 신호 수신용의 안테나가 일반적으로는 특정 위성을 향해 조준하는 위치에 고정되기 때문에 바람직하지 못하다. 또한, 안테나를 물리적으로 회전시키는 것은 회전 장치에 대해 현저한 추가의 비용을 수반한다. 또한, 상기 안테나를 한 방향으로부터 반대 방향으로 회전시키는 데는 약 10-20 초 정도 걸릴 것이다. 사용자가 채널을 변경시킬 때마다 상기 안테나의 최적의 방향을 찾기 위해 안테나 조정이 필요할 것이다.
본 발명의 다른 양태는 스위치 가능한 폴디드 보우 타이 안테나 시스템을 제공함으로써 안테나를 회전시킬 필요성을 없앤다. 도 4에 도시된 바와 같이, 스위치 가능한 폴디드 보우 타이 안테나 시스템은 2개의 폴디드 보우 타이 안테나의 수직 결합을 포함한다. 소형 크기의 폴디드 보우 타이 안테나(430)가 주파수 변환기 지지 아암(120) 아래에 설치된다. 3개의 출력 신호(즉, 소혀 폴디드 보우 타이 안테나(430)의 출력, 접시형 반사기상의 폴디드 보우 타이 안테나(230)의 출력 및 주파수 변환기(11)의 출력)가 스위치/증폭기(40)로 개별적으로 인가된다. 2개의 4:1 발룬(balun) 변압기(50, 60)가 임피던스를 일치시킬 목적으로 각각 2개의 폴디드 보우 타이 안테나에 제공된다. 급전점(13, 14)의 단자는 반사기(10)의 후면에 위치되고, 발룬 변압기(50)는 상기 접시형 반사기의 아래에 부착된다. 제어 회로(700)에 의해 발생된 제어 신호에 응답하여, 스위치/증폭기(40)는 원하는 VHF/UHF 송신 안테나를 향해 지향된 폴디드 보우 타이 안테나로부터 출력 신호를 선택한다. 이후상기 스위칭 제어 동작에 대해서 더욱 상세하게 설명할 것이다.
단일 동축 케이블은 (1) 다운 변환된 마이크로파 신호; (2) VHF/UHF 방송 신호; (3) 주파수 변환기(11) 뿐만 아니라 스위치/증폭기(40)용 DC 전력; 및 (4) 스위치/증폭기(40)용 스위칭 제어 신호와 같은 복수의 상이한 신호를 전달할 수 있다. 이것이 전체 이중 목적 안테나 시스템을 간단하게 설치할 수 있게 한다. 예시적인 배선 접속이 도 4에 도시되어 있다.
도 5는 스위치/증폭기(40)용의 일례의 회로(500)를 개략도의 형태로 도시한다. 스위치/증폭기(500)는 증폭기(520, 530); 스위칭 회로(D1, D2); 스위칭 제어 회로(510); 및 양방향 대역 분리기(560)를 구비한다. 이하 설명하는 바와 같이, 도 5의 회로의 스위칭 동작은 DC 레벨로 제어된다. 도 6은 이하 설명하는 바와 같이 예컨대, 22 kHz 신호인 AC 스위칭 제어 신호에 응답하는 다른 예시적인 회로(600)를 도시한다. 스위치/증폭기(40)의 어느 하나의 실시예는 폴디드 보우 타이 안테나(230, 430) 사이에 매우 빠른 선택을 제공한다.
도 5에서, 2개의 동일한 증폭기(52, 530)는 트랜지스터(Q3, Q4)를 포함한다. 각 증폭기는 대략 10 dB의 이득을 제공한다. 종래의 컴퓨터 분석 및 설계 기술은 VHF/UHF 텔레비전 주파수 대역(54 내지 870 MHz)을 초과하는 이득, 입력 및 출력 임피던스를 조정하는데 사용될 수 있다. 입력 필터(U1, U2)는 55 MHz 미만의 전위 간섭을 제거한다. 상기 스위칭은 각 증폭기(520, 530)에 교대로 인가하는 전력에 응답하여 PIN 다이오드(D1, D2)에 의해 달성된다. 스위칭 전압 공급 회로(510)는 노드(V2)가 8 볼트일 때 노드(V1)가 0 볼트가 되는 방식으로 구성된다. 따라서, 노드(V2)가 8 볼트일 때, 트랜지스터(Q3)의 컬렉터(즉, PIN 다이오드(D2)의 애노드)는 R1에 기인하여 5 볼트로 되고, 트랜지스터(Q4)의 컬렉터(PIN 다이오드(D1)의 애노드 전극)는 0 볼트로 된다. 이것이 PIN 다이오드(D2)를 RF 신호에 대하여 전도 상태로 순바이어스시킨다. 따라서, 입력 A로부터 증폭된 신호는 출력 단자(530)로 전달된다. 한편, D1은 역바이어스되고 입력 B로부터 상기 신호를 차단한다. 또한, 트랜지스터(Q4)에 인가되는 전압 공급이 없기 때문에, 증폭기(530)는 입력 B로부터의 신호에 어떤 포지티브 이득을 제공하지 않으며, 사실상 상기 신호를 감쇠시켜 출력 단자(530)로부터 입력 B를 분리시킨다. 선택적으로, 노드(V2)가 0 볼트일 때, 노드(V1)는 8 볼트로 된다. 이런 상황 하에서, 전술한 동작은 반전될 것이고, 입력 B로부터의 상기 신호는 증폭되어 출력 단자(530)로 전달된다.
전술한 바와 같이, 텔레비전 시스템(예컨대, 위성 튜너 또는 텔레비전 수상기)내의 DC 전원 회로는 동축 케이블의 중간 도체를 통해 스위치/증폭기(40)용의 DC 전원 전압을 공급할 수 있다. 도 5 및 도 6에 도시된 예시적인 실시예에서, 이러한 DC 전원 전압(예컨대, 10 내지 25 볼트 사이)은 인덕터(L5)에 의해 VHF/UHF 방송 신호로부터 분리되어 조정기(REG)의 입력(515)에 공급된다. 조정기(REG)는 전체 스위치/증폭기 회로에 대하여 조정된 DC 전원 전압(예컨대, 8 볼트)을 제공한다.
이하 더 상세하게 설명되는 바와 같이 텔레비전 시스템으로부터 송신된 안테나 스위칭 제어 정보(즉, DC 전원 전압의 변화)에 응답하여, 제어 회로(510)는 PIN 다이오드(D1, D2)에 대하여 상이한 DC 바이어스 전압을 각각 제공한다. 상기 텔레비전 시스템으로부터의 DC 전원 전압은 조정기(REG)의 입력에 뿐만 아니라 저항(R16, R17)을 포함하는 분압기(511)를 통해 트랜지스터(Q2)의 베이스 전극에 공급된다. 상기 조정된 DC 전원 전압은 트랜지스터(Q2)의 에미터 전극에 인가된다. 상기 텔레비전 시스템이 낮은 DC 전원 전압(예컨대, 14.8 볼트 미만)을 송출할 때, 분압기(511)는 트랜지스터(Q2)의 베이스 전극에 낮은 바이어스 전압(예컨대, 7.4 볼트 미만)을 제공하여 트랜지스터(Q2)가 턴온(즉, 전도)되게 한다. 그러므로, 상기 조정된 전원 전압은 노드(V2) 및 순바이어스 PIN 다이오드(D2)에서 나타난다. 반면에, Q1이 턴오프(즉, 비전도)될 때, 노드(V1)는 0 볼트로 된다. 그러므로, 증폭기(530)와 다이오드(D1) 모두에 전원이 공급되지 않는다. Q2가 턴오프될 때 Q1이 완전히 턴온되게 하기 위해 저항(E18)이 Q1에 베이스 전류를 제공한다는 사실을 주의하라. 높은 DC 전원 전압(예컨대, 14.8 볼트 이상)에 대하여, Q2는 비전도 상태로 되고 Q1은 전도 상태로 된다. 저항(R18)이 부가되어 그 임계 레벨(예컨대, 14.8 볼트) 근처에서 제어 회로(510)에 안정성을 제공한다.
양방향 대역 분리기 필터(560)는 저역 통과 필터(540) 및 고역 통과 필터(550)를 포함한다. 양방향 대역 분리기 필터(560)는 VHF/UHF 방송 신호(55 내지 803 MHz)와 변환된 마이크로파 신호(950 내지 1450 MHz)를 결합하도록 설계되어 그것들이 단일 동축 케이블의 동일한 중간 도체를 통해 송신될 수 있게 한다. 특히, VHF/UHF 방송 신호(예컨대, 803 MHz의 컷오프 주파수를 가짐)용 저역 통과 필터(540)는 인덕터(L6, L7)와 캐패시터(C11)을 포함한다. 상기 변환된 마이크로파 신호(예컨대, 950 MHz의 컷오프 주파수를 가짐)용 고역 통과 필터(550)는 인덕터(L8)와 캐패시터(C12, C14)을 포함한다. 인덕터(L9, L10) 및 캐패시터(C13)가 주파수 변환기(11)로 상기 DC 전원 전압을 전달하도록 제공된다.
도 6은 스위치/증폭기(40)의 다른 예시적인 실시예의 개략도이다. 이 실시예에서, AC 신호(예컨대, 22 kHz에서 1.5 볼트 p-p)가 스위치/증폭기(40)의 스위칭 기능을 제어하도록 사용된다. 종래의 발진기 기술을 사용하여 텔레비전 시스템에서 톤 신호가 발생되어 동축 케이블의 중간 도체로 인가되거나 그것으로부터 제거된다. 톤이 존재하는 경우, 톤 신호는 C9, D4, D5 및 C10의 톤 정류 회로를 포함하는 톤 스위칭 회로(610)에 인가되어 정류된다. 정류된 톤 신호는 트랜지스터(Q5, Q2) 모두를 전도 상태로 변화시킨다. 그러므로, 조정된 DC 전압(예컨대, 8 볼트)이 트랜지스터(Q2)를 통해 노드(V2')에 인가된다. 반면에, 트랜지스터(Q1)는 비전도 상태로 되고, 노드(V1')는 0 볼트로 된다. 이것에 의해 트랜지스터(Q3)와 PIN 다이오드(D2)는 전도 상태로 되고, 트랜지스터(Q4)와 PIN 다이오드(D1)를 컷오프시킨다. 따라서, 스위치/증폭기 회로(600)는 입력 A를 선택한다.
도 7은 동축 케이블의 중간 도체에 톤 신호를 부가할 수 있는 DC 전원 회로(700)를 도시한다. 이 DC 전원 회로는 도 1 및 도 4의 변환기(11)와 같은 주파수 변환기에 상이한 DC 전원 전압을 제공하기 위해 텔레비전 시스템(예컨대, 위성 튜너 또는 텔레비전 수상기)에서 사용될 수 있다. 또한, 도 7의 회로에 의해 발생된 전압은 변환기(11)에 의해 수신되는 신호 편파(우측 또는 좌측 원형 편파)를 선택할 수 있다. 또한, 도 7의 상기 전원 회로는 도 6에 도시된 스위치/증폭기(600)에 DC 전원을 제공할 수 있다. 도 7에 도시된 회로의 임의의 양태는 미국 특허 제5,563,500호 및 제5,578,916호로부터 공지되어 있다. 도 7에 도시된 회로의 다른 특징은 이하 설명한다.
도 7에서, 2개의 제어 상태를 갖는 제어 신호가 저항(710)의 한 단자에 결합된다. 각 제어 상태는 도 7의 회로가 도 7의 출력 단자(730)에서 상이한 DC 전압을 생성하게 한다. 예를 들어, 0 V의 제어 신호 상태는 단자(730)에서 13 V를 생성하지만, 5 V의 제어 신호 상태는 단자(730)에서 17 V를 생성한다. 일반적으로, 출력 단자(730)는 동축 케이블의 중간 도체를 통해 도 1 및 도 4의 변환기(11)와 같은 주파수 변환기 또는 LNB에 결합된다. 각 전압은 변환기(11)가 상이한 신호 편파를 수신하는데, 예를 들어, 13 V에 의해 상기 변환기는 우측 원형 편파 신호를 수신하게 하지만, 17 V에 의해 상기 변환기는 좌측 원형 편파 신호를 수신한다.
또한 도 7에서, 22 kHz "톤" 신호가 커패시터(C5)를 통해 증폭기(U1)의 포지티브 입력에 결합된다. 22 kHz 톤 신호가 제공되면, 증폭기(U1) 및 트랜지스터(Q1, Q2)는 22 kHz 신호를 단자(730)에서 출력 신호에 결합시킨다. 상기 회로 동작은 단자(730)에서 신호가 존재하는 경우 22 kHz 신호와 선택된 DC 레벨(예컨대, 13 V 또는 17 V) 모두를 포함하기 위한 것이다. 상기 출력 신호내에 톤 신호의 존재 또는 부재가 도 6의 스위칭 회로에 의해 검출되고 폴디드 보우 타이 안테나 입력 신호 사이의 스위치를 위해 사용된다. 그러므로, 도 7의 회로는 신호 편파 및 안테나 스위칭을 독립적으로 제어하기 위한 AC 및 DC 제어 신호를 결합한 출력 신호를 단자(730)에서 생성한다. 또한, 단자(730)에 제공된 DC 전압은 도 6의 스위칭 증폭기에 전력을 공급하는데 사용된다.
상기 제어 신호의 특정 상태 및 상기 22 kHz 톤의 존재 또는 부재는 마이크로콘트롤러(도 7에는 도시 생략)와 같은 텔레비전 시스템내의 제어 장치에 의해 결정된다. 예로서, 사용자는 폴디드 보우 타이 안테나 사이의 스위칭을 개시하기 위해 또는 특정 신호 편파를 선택하기 위해 원격 제어기상의 특정 키를 작동시킨다. 상기 키의 작동은 마이크로콘트롤러에 의해 수신되는 원격 제어 신호를 발생시킨다. 상기 마이크로콘트롤러는 적절한 기능을 선택하기 위해 원격 제어 신호를 처리한다. 예를 들어, 상기 마이크로콘트롤러는 도 7의 저항(R16)에 공급되는 적절한 상태의 제어 신호를 발생시키거나, 상기 22 kHz 신호를 커패시터(C5)에 결합(또는 결합 해제)시키도록 스위치를 제어한다.
스위치/증폭기(40)의 스위칭 동작은 여러 가지 상이한 방법으로 개시될 수 있음에 유의하라. 예를 들어, 사용자는 원격 제어기를 사용하여 상기 폴디드 보우 타이 안테나중 하나를 한 채널씩 차례로 수동으로 선택할 수 있다. 두 번째로, 이 선택은 각 안테나 선택에 결합되는 채널에 대한 정보가 저장되는 메모리를 포함하는 마이크로컴퓨터 시스템에 의해 자동으로 달성될 수 있다. 사용자가 특정 방송 텔레비전 채널용 안테나중 하나를 선택하면, 동일한 안테나가 동일 채널을 선택할 때 자동으로 다시 선택될 것이다. 세 번째로, 마이크로컴퓨터 시스템이 수신된 VHF/UHF 방송 신호의 레벨을 나타내는 자동 이득 제어(AGC) 신호를 측정함으로써 양호한 VHF/UHF 안테나를 자동으로 선택할 수 있다. 이 자동 선택은 소위 말하는 텔레비전 수상기의 "자동 프로그램" 동작 중에 수행될 수 있다. 바람직하게는, 이 선택은 필요한 경우 사용자에 의해 수동으로 변경될 수 있다. 전술한 자동 안테나 선택 방법은 종종 "채널 서핑(surfing)"으로 칭해지는 채널 선택을 고속화시킴으로써 사용자에게 유익할 것이다.
도 8은 한쌍의 스위칭된 수직 폴디드 보우 타이 안테나의 안테나 패턴을 도시한다. 파선은 접시형 반사기상의 안테나(230)의 패턴을 나타내고, 실선은 도 4에 도시된 주파수 변환기 지지 아암(120) 아래에 장착된 안테나(430)의 패턴을 나타낸다. 전위 다중 경로 및 간섭의 1/2은 전방향 안테나(즉, 360도 적용 범위를 갖는 안테나)와 비교하여 2개의 폴디드 보우 타이 안테나를 스위칭함으로써 제거될 수 있다.
도 9a는 이중 목적 안테나의 다른 실시예를 도시한다. 도 9a에서, 도전성 스크린이 접시형 반사기(900)를 형성하도록 분리 성형 화합물(예컨대, 플라스틱)에 삽입된다. 상기 스크린은 폴디드 보우 타이 형상으로 쉽게 형상될 수 없으므로, 더 간단한 형상이 사용되어야 한다. 상기 스크린의 바람직한 실행은 전술한 바와 같이 1/8 인치(3.0 mm) 미만의 최소 분리 갭을 갖는 2개의 부분으로 상기 스크린을 분리하는 것이다. 분리된 도전성 스크린은 마이크로파 신호를 반사할 수 있고, 분리된 부분은 다이폴형 VHF 및 UHF 안테나를 각각 형성한다. 이 형상들은 또한 전술한 바와 같은 도전성 페인트로 형성될 수 있다.
도 9a에서, 도전성 스크린은 수평으로 뿐만 아니라 수직으로 분리된다. 상기 스크린의 하부(930)는 최적의 UHF 수신을 위한 UHF 다이폴형 안테나로서 동작하도록 설계되고, 하부(930)와 결합하여 상부(940)가 VHF 안테나를 제공한다. 하부(930)는 VHF 텔레비전 주파수 범위내에서 최적의 VHF 수신을 위해 상부(940)에 RF 결합된다. 결합 수단으로서 고주파수(RF) 필터(910, 920)가 사용된다. 각 필터는 도 9b에 도시된 바와 같은 간단한 고역 통과 필터 또는 아마추어 무선 다이폴 안테나용으로 사용되는 것과 유사한 간단한 병렬 공진 트랩일 수 있다. 이 변형은 도전성 페인트로 형성될 수 있다. RF 필터링의 일부는 상기 접시형 반사기상에 도전성 페인트를 마스킹함으로써 형성될 수 있다.
도 10은 도전성 메쉬형 반사기용의 예시적인 안테나 시스템을 도시한다. 상기 접시형 반사기내의 다이폴형 안테나의 출력은 발룬 변압기에 이어서 채널 마스터 모델 4001 IFD와 같은 양방향 대역 분리기 필터의 입력중 하나에 결합될 수 있다. 양방향 대역 분리기 필터의 다른 입력은 위성으로부터 마이크로파 방송 신호를 수신하도록 주파수 변환기의 출력에 또한 결합될 수 있다. 양방향 대역 분리기 필터의 결합된 출력은 단일 동축 케이블(2개 대신에)을 통해 텔레비전 시스템에 결합될 수 있다. 여기에서, 다른 양방향 대역 분리기 필터는 결합된 신호로부터 VHF/UHF 및 위성 신호를 분리할 수 있고, 그 결과, 종래의 VHF/UHF 텔레비전 수상기 및 위성 튜너가 각각 2개의 분리된 신호를 수신할 수 있게 된다.
도 10에 도시된 VHF/UHF 수신 시스템의 실시예는 방송국이 근처에 위치하는 영역(예컨대, 20 마일 이내)내에서 양호한 신호 수신을 제공한다. VHF/UHF 수신을 더욱 개선한 것은 도 11a에 도시된 바와 같은 스크린 어셈블리의 부분에 방사상의 로드를 부착함으로써 달성될 수 있다. 방사상의 로드는 쌍뿔 안테나와 유사한 삽입 다이폴형 안테나 기능을 생성한다.
"무한" 쌍뿔 안테나의 균일한 입력 임피던스(Ri)는 아래 식으로 주어지며
Ri=120 ln cot θhc/2 (Ω)
여기에서, θhc는 도 11b에 도시된 바와 같다. 안테나 소자의 길이가 수신 주파수의 한 파장보다 작은 유한 쌍뿔 안테나에 대하여, 입력 안테나 임피던스는 무효 임피던스가 된다. 그러므로, "뿔" 부분(즉, 스크린)의 효율적인 길이를 증가시키는 것이 바람직할 수 있다. 상기 로드 또는 와이어가 안테나의 후방으로부터 방사상으로 연장하여 추가될 수 있다. 이 로드들은 안테나의 입력 임피던스를 제어하기 위해서 뿐만 아니라 VHF/UHF 방송 주파수 대역내의 저 주파수 신호의 수신을 특히 개선하기 위해 도 11b에 도시된 바와 같이 각 θhc에 있을 수 있다.
"프로그램 가능 디지탈 이퀄라이저"로 공지된 NTSC 수신을 위한 최근의 기술 개발은 이중 목적 안테나 시스템을 개선하는데 특히 유리하다. 이것은 이퀄라이저가 NTSC 지역 방송 신호에 대한 다중 경로 및 간섭 문제를 더욱 감소시킬 수 있기 때문이다.
본 발명은 임의의 특정 각도에 대하여 설명하였지만, 본 발명의 개시한 내용은 실시예에 의해 이루어져 있고, 그 구성상의 상세의 변형은 본 발명의 사상을 벗어남 없이 이루어질 수 있음을 이해할 것이다. 예를 들어, 이중 목적 안테나는 디지탈/아날로그 텔레비전 신호를 수신하는데 뿐만 아니라 디지탈/아날로그 오디오 또는 데이터 신호를 수신하는데 사용될 수 있다.

Claims (10)

  1. 전자기 신호 반사기에 있어서,
    제1 주파수 대역의 전자기 신호들을 반사 및 집속하기 위한 반사 요소와;
    제2 주파수 대역의 전자기 신호들을 수신함과 동시에 상기 제1 주파수 대역의 전자기 신호들을 반사하기 위해 상기 반사 요소의 일부로서 동작하는 안테나 요소를 포함하는 전자기 신호 반사기.
  2. 제1항에 있어서, 상기 반사 요소는 상기 제1 주파수 대역의 전자기 신호들을반사하고, 상기 안테나 요소를 형성하는 반사 물질을 포함하는 것인 전자기 신호 반사기.
  3. 제2항에 있어서, 상기 반사 물질의 일부는 상기 안테나 요소를 형성하고, 상기 안테나 요소는 상기 제1 주파수 대역의 전자기 신호의 파장의 1/8 미만인 폭을 가진 비전도성 갭에 의해 상기 반사 물질의 나머지로부터 분리되는 것인 전자기 신호 반사기.
  4. 제3항에 있어서, 상기 반사 물질은 상기 반사 요소의 표면에 부착되는 것인 전자기 신호 반사기.
  5. 제4항에 있어서, 상기 반사 물질의 상기 나머지의 일부는 임피던스 매칭 수단을 형성하는 것인 전자기 신호 반사기.
  6. 제4항에 있어서, 상기 반사 물질의 상기 나머지의 일부는 결합 수단을 형성하는 것인 전자기 신호 반사기.
  7. 제4항에 있어서,
    상기 반사 물질의 상기 나머지의 제1 부분은 임피던스 매칭 수단을 형성하고;
    상기 반사 물질의 상기 나머지의 제 2 부분은 결합 수단을 형성하는 것인 전자기 신호 반사기.
  8. 제3항에 있어서, 상기 반사 물질은 상기 반사 요소의 몸체에 내장되는 것인 전자기 신호 반사기.
  9. 제2항에 있어서, 상기 반사 요소의 주변으로부터 외부로 연장하는 상기 안테나 요소에 결합된 안테나 요소들을 더 포함하는 것인 전자기 신호 반사기.
  10. 제1 및 제2 주파수 대역의 전자기 신호를 수신하기 위한 장치로서,
    상기 제1 주파수 대역의 전자기 신호들을 반사 및 집속하기 위한 반사 요소(100)와;
    집속점에서 상기 제1 주파수 대역의 상기 전자기 신호들을 수신하는 혼(horn)(11)과;
    상기 집속점에 상기 혼을 배치하기 위한 급전 마운트 수단(120)과;
    제2 주파수 대역의 전자기 신호들을 수신함과 동시에 상기 제1 주파수 대역의 전자기 신호들을 반사하기 위한 상기 반사 요소의 일부로서 동작하는 안테나 요소(230)를 포함하는 전자기 신호 수신 장치.
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