KR100281065B1

KR100281065B1 - 캐스코드방식의주파수혼합기

Info

Publication number: KR100281065B1
Application number: KR1019970060531A
Authority: KR
Inventors: 오재응; 정기웅; 강현일
Original assignee: 구자홍; 엘지전자주식회사
Priority date: 1997-11-17
Filing date: 1997-11-17
Publication date: 2001-02-01
Also published as: KR19990040208A

Abstract

국부 발진 주파수(LO)와 고주파 신호(RF)를 혼합하는 캐스코드 방식의 주파수 혼합기에 관한 것으로서, 특히 일반적인 FET로 구성되는 RF FET 및 입력 정합부와, 상기 RF FET와는 캐스코드로 연결되며 상기 RF FET의 게이트 폭보다 큰 게이트 폭을 갖는 LO FET 및 입력 정합부로 구성되어 큰 게이트 폭을 갖는 LO FET에 의해 주파수 혼합기의 비선형 특성을 상쇄시켜 상호 변조 특성을 개선함으로써, 가장 단순한 구조에서 디지털 통신 부품으로서의 다이나믹 범위를 만족시킬 수 있으며, 또한 상기 RF FET의 소스에 셀프 바이어스 회로를 연결하는데 주파수 혼합기의 변환 이득 및 잡음 특성 그리고, 상호 변조 특성을 최적화하고 이와 동시에 휴대용 단말기용 부품의 경우에는 소모 전력이 최소가 되는 동작점을 구성하도록 설계 최적화를 이룸으로써, 회로전체 특성을 설계 사양에 맞도록 하며 동시에 단일 전원을 이용한 동작을 하도록 하여 대량 생산 및 소형화를 구현할 수 있으며, 더불어 저전력 소모용 회로를 구성할 수 있다.

Description

캐스코드 방식의 주파수 혼합기{FREQUENCY MIXER OF CASCODE-TYPE}

본 발명은 국부 발진 주파수(Local Oscillator Frequency ; LO)와 고주파 신호(Radio Frequency ; RF)를 혼합하여 중간 주파수(Intermediate Frequency ; IF)로 출력하는 주파수 혼합기(Frequency Mixer)에 관한 것으로서, 특히 상호 변조(Intermodulation) 특성을 개선한 캐스코드 방식의 주파수 혼합기에 관한 것이다.

최근 이동 통신 시장이 크게 전개됨에 따라 고성능의 RF 부품의 수요가 증대되고 있으며, 특히 소자 및 회로의 비선형 특성을 이용하는 주파수 혼합기의 경우에는 여러 가지 필요한 특성을 만족시켜야 하는데, 최근의 주류를 이루고 있는 디지털 통신용 주파수 혼합기의 경우에는 넓은 다이나믹 범위(Dynamic Range)를 갖는 부품의 개발이 필요하다.

종래에는 이러한 주파수 혼합기로서 널리 사용되는 다이오드 혼합기(Diode Mixer) 외에 전계 효과 트랜지스터(FET)의 비선형성을 이용하는 FET 혼합기, 듀얼-게이트(Dual-gate) 혼합기등이 사용되어 왔다.

특히, 두 개의 입력에 RF 신호와 LO 신호를 입력시켜 두 주파수를 혼합하는 도 1과 같은 듀얼-게이트 혼합기는 타 다른 혼합기에 비해 상호 변조(Intermodulation) 특성이 우수하고 높은 변환 이득 및 낮은 잡음 지수를 나타내는 까닭에 고성능 부품으로서 사용되어 왔으나 상호 변조 특성 특히, 멀티-톤 왜곡(Multi-tone Distortion) 및 가짜 응답(Spurious Response)등이 디지털 통신 부품으로서의 다이나믹 범위가 만족스럽지 못한 것이 일반적이다. 또한, 도 1의 듀얼-게이트 혼합기는 기존의 FET 혼합기보다 제작 공정이 복잡하고, 그 특성에 대한 모델링이 어렵다.

따라서, 이를 해결하기 위하여 도 2와 같이 두 개의 FET를 캐스코드(Cascode) 방식으로 연결하는 주파수 혼합기를 사용하여 하이브리드 회로 및 MMIC(Monolithic Microwave Integrated Circuit)등을 구성하는 방법이 사용되기도 한다. 그러나, 앞서 설명한 바와같이 도 2의 캐스코드 방식의 주파수 혼합기도 불량한 상호 변조 특성에 따라 충분한 다이나믹 범위를 보장할 수 없는 단점이 있다.

이를 위해 저항성의 혼합기(Resistive Mixer)등에 버퍼 증폭기를 부착하든지 비선형성을 보상하는 회로, 가령 피드포워드(Feedforward) 방식이나 미국 특허 5,589,791과 같이 포스트 혼합기(Post Mixer) 선형기(Linearizer)를 부착하는 방식을 취하고 있으나 이러한 방식은 가격 및 생산성 특히, MMIC 구현등에 여러 문제점을 안고 있다.

본 발명은 상기와 같은 문제점을 해결하기 위한 것으로서, 본 발명의 목적은 가장 단순한 구조에서 상호 변조 특성을 개선하는 캐스코드 방식의 주파수 혼합기를 제공함에 있다.

본 발명의 다른 목적은 가장 단순한 구조의 주파수 혼합기를 구현하여 생산성을 향상시키는 캐스코드 방식의 주파수 혼합기를 제공함에 있다.

본 발명에 따른 캐스코드 방식의 주파수 혼합기는 일반적인 FET로 구성되는 RF FET 및 입력 정합부와, 상기 RF FET와는 캐스코드로 연결되며 상기 RF FET의 게이트 폭(Gate Width)과 다른 게이트 폭을 갖는 LO FET 및 입력 정합부와, 단일 전원을 사용하기 위한 셀프 바이어스부, 및 상기 LO FET의 드레인에 연결되는 IF 필터부로 구성됨을 특징으로 한다.

상기 LO FET는 상기 RF FET의 게이트 폭보다 큰 게이트 폭을 갖도록 설계됨을 특징으로 한다.

도 1은 종래의 듀얼-게이트 주파수 혼합기의 회로도

도 2는 종래의 캐스코드 방식의 주파수 혼합기의 회로도

도 3은 본 발명에 따른 캐스코드 방식의 주파수 혼합기의 회로도

도 4는 본 발명에 의한 다른 게이트 폭을 갖는 캐스코드 방식의 주파수 혼합기의 변환 이득의 LO 파워에 따른 변화를 나타낸 도면

도 5a는 본 발명에 의한 다른 게이트 폭을 갖는 캐스코드 방식의 주파수 혼합기의 입력 IP3의 LO 파워에 따른 변화를 나타낸 도면

도 5b는 본 발명에 의한 다른 게이트 폭을 갖는 캐스코드 방식의 주파수 혼합기의 출력 IP3의 LO 파워에 따른 변화를 나타낸 도면

도 6a는 본 발명에 의한 RF FET보다 넓은 게이트 폭을 갖는 LO FET를 사용한 캐스코드 방식의 주파수 혼합기의 출력 전류의 일차 미분의 RF 입력 바이어스에 따른 변화를 나타낸 도면

도 6b는 본 발명에 의한 RF FET에 비하여 넓은 게이트 폭을 갖는 LO FET를 사용한 캐스코드 방식의 주파수 혼합기의 출력 전류의 삼차 미분의 RF 입력 바이어스에 따른 변화를 나타낸 도면

도면의 주요부분에 대한 부호의 설명

10,30 : 입력 정합부 20 : 셀프 바이어스부

40 : 필터부 C1 ∼ C6 : 캐패시턴스

L1 ∼ L3 : 인덕턴스 R1 : 저항

FET1,FET2 : 전계 효과 트랜지스터

이하, 본 발명의 바람직한 실시예를 첨부도면을 참조하여 상세히 설명한다.

도 3은 본 발명에 따른 캐스코드 방식의 주파수 혼합기의 구성 블록도로서, 캐패시턴스(C1,C2)와 인덕턴스(L1)로 구성되어 입력되는 RF 신호의 손실을 최소화하는 입력 정합부(10), 상기 입력 정합부(10)에 게이트 전극이 연결된 RF 신호 입력용 FET(FET1), 상기 RF FET(FET1)의 소스에 연결되는 셀프 바이어스부(20), 캐패시턴스(C4,C5)와 인덕턴스(L2)로 구성되어 입력되는 LO 신호의 손실을 최소화하는 입력 정합부(30), 상기 입력 정합부(30)에 게이트 전극이 연결된 LO 신호 입력용 FET(FET2), 및 상기 LO FET(FET2)의 드레인에 연결되어 중간 주파수(Intermediate Frequency ; IF) 신호의 손실을 최소화하는 IF 필터(40)로 구성된다.

이때, 상기 입력 정합부(10,30)는 혼합기의 잡음 지수를 고려하여 손실이 최소화되도록 알맞은 인덕턴스와 캐패시턴스를 사용한다. 그리고, 상기 RF FET(FET1), LO FET(FET2)는 2개의 FET가 한 개의 동작 소자처럼 직렬 연결된 캐스코드 결합으로 이루어진다. 즉, RF FET(FET1)의 드레인과 LO FET(FET2)의 소스를 접속하고, RF FET(FET1)의 게이트 전극에는 입력 정합부(10)를 통해 RF 신호를, LO FET(FET2)의 게이트 전극에는 입력 정합부(30)를 통해 LO 신호를 입력하며, LO FET(FET2)의 드레인에서 IF 신호를 출력하는 형태이다. 또한, 상기 LO FET(FET2)는 RF FET(FET1)에 비하여 게이트 폭이 2배 이상되도록 설계한다.

그리고, 셀프 바이어스부(20)는 바이어스 저항(R1)과 바이어스 저항(R1)에 병렬 연결된 바이패스 캐패시턴스(C3)로 이루어져, 주파수 혼합기의 변환 이득 및 잡음 특성 그리고, 상호 변조 특성을 최적화하고 이와 동시에 휴대용 단말기용 부품의 경우에는 소모 전력이 최소가 되는 동작점을 구성하도록 설계 최적화를 이룬다. 즉, 회로전체 특성을 설계 사양에 맞도록 하며 동시에 단일 전원을 이용한 동작을 하도록 한다. 따라서, 제작된 MMIC는 게이트 폭과 상관없이 1.2mm × 1.0mm의 크기로서 3 V 단일 전원을 사용할 경우 4.7mA의 낮은 동작 전류를 갖는 까닭에 대량 생산 및 소형화를 구현할 수 있으며, 더불어 저전력 소모용 회로를 구성할 수 있다. 현재의 경우 PCS용 (1.9GHz) RF 및 이에 따른 LO 주파수를 대상으로 구현하였다.

도 4와 도 5a, 도 5b는 각각 RF FET(FET1) 및 LO FET(FET2)의 게이트 폭을 각각 400㎛ × 400㎛, 200㎛ × 400㎛ 그리고, 200㎛ × 800㎛로 하여 제작한 MMIC 주파수 혼합기의 변환 이득 및 상호 변조 특성을 LO 파워의 함수로서 측정한 결과이다. 일반적으로 게이트 폭이 커짐에 따라 상호 변조 특성이 개선되는 것과는 달리 RF FET(FET1)의 게이트 폭을 반으로 줄인 200㎛ × 400㎛ 구조의 낮은 LO 파워(5dBm 이하)에서 더욱 높은 입력 IP3 및 출력 IP3 특성을 갖고 있는 것을 볼 수 있다. 또한 변환 이득의 경우 약 2-3dB 정도 400㎛ × 400㎛에 비하여 낮지만 넓은 LO 파워 영역에서 일정한 특성을 보여주고 있다. 게이트 폭의 비를 4로 한 200㎛ × 800㎛의 경우에는 더욱 상호 변조 특성이 개선되며 5dBm 이상의 입력 IP3 특성 및 6dB 정도의 우수한 변환 이득 특성을 보여주고 있다. 따라서, 상호 변조 특성의 개선은 게이트 폭에 따른 비선형 특성의 변화가 아니라 RF FET(FET1)와 LO FET(FET2)의 게이트 폭의 차이에 따른 비선형성 감쇄효과에 따른 것이라는 것을 알 수 있다.

이를 입증하기 위하여 다음과 같이 캐스코드 방식의 주파수 혼합기의 전류-전압 특성에 대한 관계식을 유도하였다. 여기서, 소자의 비선형 특성중 가장 그 특성이 큰 전류원에 대한 모델만 수행하였다.

일반적으로 FET의 전류-전압 특성은 다음의 수학식 1과 같이 커티스-큐빅 모델(Curtice-cubic Model)로 표현할 수 있다.

여기서, I_ds는 드레인-소스 전류, V_gs는 게이트-소스 전압, V_ds는 드레인-소스 전압이며, 각 A_n(n = 0,1,2,3) 및 α는 피팅 파라미터(Fitting Parameter)이다. 소자를 스케일링할 경우 스케일링 요소(Scaling factor) β를 사용하여 다음의 수학식 2와 같이 표현할 수 있다.

본 발명에 사용된 캐스코드 연결의 경우에는 도 2와 같은 바이어스가 가해지며 두 개의 입력에 의하여 출력인 드레인-소스 전류가 결정된다. 따라서, 다음 두 개의 전류-전압 방정식을 동시에 만족하는 I_ds를 구하면 다음의 수학식 3과 4와 같다.

여기서, V_ds2= V_DD+ V_ds1이다. 그러므로, 상기 수학식 3과 수학식 4는 연립 방정식으로 풀어 근을 구하기 어려운 형태이므로 RF FET(FET1)는 핀치-오프 근방의 선형 영역(Linear region)에서, LO FET(FET2)는 포화 영역(Saturation region)에서 동작한다는 점에 착안하여 다음의 수학식 5와 수학식 6과 같이 근사값으로 나타낼 수 있다.

I_ds ~=~ beta ( A_0 ~+~ A_1 V_gs2 ~+~A_2 V_gs2^2 )~

상기 수학식 5와 수학식 6을 연립으로 풀어 2차 방정식의 해를 구하면, V_ds1에 대한 관계식을 구할 수 있으며 이를 다시 수학식 1에 대입하므로서 캐스코드 방식의 주파수 혼합기에서의 전류원에 대한 근사식을 구할 수 있다. 이때, 비선형 특성을 예측하기 위한 방법 중 Vorterra series를 사용하면 다음의 수학식 7과 같이 나타낼 수 있다.

i ~=~ g_1 v_1 ~+~g_2 v_2^2 ~+~g_3 v_3^3 ~+~,.......

주파수 혼합기의 출력 중 기본 파워(Fundamental power)는 g₁의 절대치에, 세 번째 파워(3-rd order power)는 g₃의 절대치에 비례하며, 또한, g₁과 g₃는 각각 다음의 수학식 8과 수학식 9와 같이 주어진다.

따라서, 상기와 같은 방법으로 얻어진 혼합기의 비선형 전류원의 g₁과 g₃를 비교하여 상호 변조 특성을 예측할 수 있다.

도 6a는 RF FET(FET1)에 비하여 넓은 게이트 폭을 갖는 LO FET(FET2)를 사용한 캐스코드 방식의 주파수 혼합기의 출력 전류의 일차 미분의 RF 입력 바이어스에 따른 변화로서, 일차 미분의 절대치는 출력 신호의 기본 모드에 비례하며, RF 게이트 폭이 클수록 커지는 것을 알 수 있다. 도 6b는 RF FET(FET1)에 비하여 넓은 게이트 폭을 갖는 LO FET(FET2)를 사용한 캐스코드 방식의 주파수 혼합기의 출력 전류의 삼차 미분의 RF 입력 바이어스에 따른 변화로서, 삼차 미분의 절대치는 출력 신호의 3번째 모드에 비례하며, LO FET(FET2)의 게이트 폭이 RF FET(FET1)의 게이트 폭에 비하여 큰 경우에 그 값이 작은 것을 알 수 있다. 즉, 도 6a, 도 6b는 상기된 방법으로 400㎛ × 800㎛, 400㎛ × 400㎛, 200㎛ × 400㎛ 그리고, 200㎛ × 800㎛의 캐스코드 방식의 주파수 혼합기의 비선형 전류원의 각각 g₁및 g₃를 계산한 값으로 RF FET(FET1)와 LO FET(FET2)의 비가 큰 경우 혼합기의 바이어스 조건인 문턱값 전압(Threshold Voltage) 근처 (-0.6V)에서 g₃의 절대치가 작고, 반면에 RF FET(FET1)의 게이트 폭이 커짐에 따라 g₁이 증가하는 것을 볼 수 있다. 또한, 게이트 폭이 다른 경우에는 게이트 바이어스에 따라 g₃의 값이 넓은 영역에서 일정하게 작은 것을 볼 수 있으며, 이는 LO 및 RF 신호의 전압 스윙에 따른 주기내의 비선형성이 일정하고 작게 유지될 수 있다는 것을 의미한다. 따라서, RF FET(FET1)의 게이트 폭보다 큰 게이트 폭을 갖는 LO FET(FET2)를 사용한 캐스코드 방식의 주파수 혼합기는 기존의 듀얼-게이트 혼합기의 장점을 동시에 살리는 가운데 상호 변조 특성을 회로의 단순화를 유지하면서 개선할 수 있게 된다.

또한, 본 발명은 후단 증폭기를 사용하지 않음으로써 회로의 소형화를 이룰 수 있다.

이상에서와 같이 본 발명에 따른 캐스코드 방식의 주파수 혼합기에 의하면, 2개의 FET를 캐스코드 방식으로 연결하고 그중 하나의 FET의 게이트 전극에는 입력 정합부을 통해 RF 신호를, 다른 FET의 게이트 전극에는 입력 정합부를 통해 LO 신호를 입력하여 주파수 혼합을 이루는데 RF FET의 게이트 폭보다 큰 게이트 폭을 LO FET가 갖도록 설계함으로써, 큰 게이트 폭을 갖는 LO FET에 의해 주파수 혼합기의 비선형 특성을 상쇄시켜 상호 변조 특성을 개선함에 의해 가장 단순한 구조에서 디지털 통신 부품으로서의 다이나믹 범위를 만족시킬 수 있다.

또한, RF FET의 소스에 셀프 바이어스 회로를 연결하는데 주파수 혼합기의 변환 이득 및 잡음 특성 그리고, 상호 변조 특성을 최적화하고 이와 동시에 휴대용 단말기용 부품의 경우에는 소모 전력이 최소가 되는 동작점을 구성하도록 설계 최적화를 이룸으로써, 회로전체 특성을 설계 사양에 맞도록 하며 동시에 단일 전원을 이용한 동작을 하도록 하여 제작 공정이 용이해지고 대량 생산 및 소형화를 구현할 수 있으며, 더불어 저전력 소모용 회로를 구성할 수 있다.

Claims

캐패시턴스와 인덕턴스로 구성되어 입력되는 고주파신호의 손실을 최소화하는 고주파 신호 입력 정합부와,

상기 고주파 입력 정합부에 게이트 전극이 연결된 고주파 신호 입력용 전계 효과 트랜지스터와,

캐패시턴스와 인덕턴스로 구성되어 입력되는 국부 발진 주파수 신호의 손실을 최소화하는 국부 발진 주파수 신호 입력 정합부와,

상기 국부 발진 주파수 입력 정합부에 게이트 전극이 연결되고 상기 고주파 신호 입력용 전계 효과 트랜지스터와는 캐스코드 형태로 연결되며 상기 고주파 신호 입력용 전계 효과 트랜지스터의 게이트 폭보다 큰 게이트 폭을 갖는 국부 발진 주파수 신호 입력용 전계 효과 트랜지스터를 포함하여 구성됨을 특징으로 하는 캐스코드 방식의 주파수 혼합기.
제 1 항에 있어서, 상기 고주파 신호 입력용 전계 효과 트랜지스터의 소스단자에 연결되는 단일 전원을 사용하기 위한 셀프 바이어스부를 더 포함함을 특징으로 하는 캐스코드 방식의 주파수 혼합기.
제 1 항에 있어서, 상기 국부 발진 주파수 입력용 전계 효과 트랜지스터의 드레인 단자에 연결되어 주파수 혼합에 의해 발생된 중간 주파수의 손실이 최소화되로고 하기 위한 필터부가 더 포함됨을 특징으로 하는 캐스코드 방식의 주파수 혼합기.