KR100271749B1 - 냉음극 형광 램프 구동기 - Google Patents

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Abstract

압전 트랜스를 사용하여 CCFL을 점등하기 위한 CCFL 구동기에서는, 전원으로부터 공급된 전류 또는 CCFL의 전력 소비를 검출하고, 이 압전 트랜스는 검출된 값에 대응하는 듀티 사이클비를 갖는 펄스폭 변조 신호에 의해서 압전 트랜스의 동작 주파수와 다른 주파수에서 온-오프 구동된다. 전원으로부터 공급된 전류는, 소정값을 초과하지 않기 때문에, 전원의 용량이 작아져서 전원의 비용을 절감할 수 있다.

Description

냉음극 형광 램프 구동기
본 발명은 본 명세서에서 참조하고 있는 1997년 5월 17일자로 출원된 일본 특허 출원 9-137180호의 우선권을 주장한다.
본 발명은 액정 디스플레이의 배면광으로 사용되는 냉음극 형광 램프(CCFL)를 구동하기 위한 장치에 관한 것이다.
압전 효과를 이용하는 압전 트랜스는 냉음극관과 같은 방전관을 점등시키기 위한 고전압을 발생하는 장치로 알려져 있다. 일본 특개평 8-107678호는 압전 트랜스를 이용하여 냉음극관을 구동하기 위한 구동기의 한 예를 개시하고 있다. 개시된 구동기의 구성은 도 1에 도시된다.
도 1에서, 구동 회로(19)는 압전 트랜스(110)의 1차측에 접속되는데, 압전 트랜스(110)의 공진 주파수에 근사하고 주파수 소인 발진기(113)에 의해서 발생된 주파수를 갖는 신호가 구동 회로(19)로 공급된다. 구동 회로(19)에서는, 전원(11)으로부터 공급된 D.C. 전압을 정현파를 갖는 A.C. 전압으로 변환하여 압전 트랜스(110)를 구동시킨다. 압전 트랜스(110)의 2차측은 냉음극관(111)의 단자들중 하나에 접속된다. 냉음극관(111)의 다른 단자는 부하 전류 비교기 회로(112)에 접속되고 냉음극관(111)을 통해서 압전 트랜스(110)로부터 흐르는 전류는 부하 전류 비교기 회로(112)로 입력된다. 부하 전류 비교기 회로(112)에서는, 전류-전압 변환이 행해지고 그 결과 얻어진 전압이 양호한 부하 전류값에 대응하는 기준 전압(VrefA)과 비교된다. 부하 전류 비교기 회로(112)의 출력은 주파수 소인 발진기(113)로 공급되고 이 비교 결과에 따라서 압전 트랜스(110)의 구동 주파수의 소인 방향이 결정된다.
압전 트랜스(110)에서는, 승압비(boosting ratio)가 압전 트랜스(110)의 공진 주파수에서 최대가 되고 공진 주파수와 비교하여 하한 및 상한 주파수 범위 내에서 급속하게 저하되는 승압 특성을 갖는다. 이러한 압전 트랜스의 특성을 이용함으로써, 냉음극관(111)의 전류값이 양호한 값에 도달할 때 주파수 소인 발진기(113)의 출력 주파수가 고주파수측으로 변화되어 압전 트랜스(110)의 승압비가 낮아지고, 이에 의해서 CCFL(111)로 공급되는 전류가 감소된다. 부하 전류가 양호한 값보다 작아지면, 주파수 소인 발진기(113)의 출력 주파수가 저파수측으로 변화되어 냉음극관으로 공급된 전류값이 증가된다. 따라서, 양호한 부하 전류가 압전 트랜스(110)에 의해서 발생되는 범위 내에서 주파수를 출력할 수 있도록 주파수 소인 발진기(113)를 제어할 수 있다.
일본 특개평 8-107678호에 개시된 구성을 이용하면, 냉음극관을 통해서 일정한 A.C. 전류를 흐르게 할 수 있는 인버터를 구현할 수 있다.
그러나, 일본 특개평 8-107678호에 개시된 구성에서는, 부하로서 냉음극관이 점등될 때 몇몇의 기술적인 문제가 발생된다.
첫번째 문제점은 대 전류 용량을 갖는 전원을 사용해야 한다는 것이다. 즉, 냉음극관을 통해서 흐르는 전류값이 일정하게 유지되도록하는 제어가 행해지면, 도 2에 도시된 바와 같이, 전원에서부터 압전 트랜스의 구동 회로를 통해서 흐르는 D.C. 전류(IDD)는 냉음극관이 점등된 직후 수 분 내에 피크값까지 급속하게 증가되고, 그 후에 점차적으로 감소되어 일정하게 유지된다. 이러한 특성은 냉음극관의 온도 특성에 의해서 야기된다. 즉, 냉음극관의 전압은 냉음극관이 점등된 직후 수분내에 냉음극관의 온도가 낮아질 때 증가하는 경향이 있다. 냉음극관이 잠시 동안 지속적으로 점등되는 경우에는, 온도가 자기 발열(self-heat generation)에 의해서 증가된 후, 일정 온도에서 평행 상태가 된다. 이 상태에서, 구동 회로가 냉음극관을 통해서 일정 전류가 흐르도록 제어를 행하면, 냉음극관이 점등된 직후에 냉음극관의 전력 소비가 증가한다. 따라서, 전원으로부터 구동 회로로 공급되는 일정한 D.C. 전류가 증가된다. 이와 유사하게, 주위 온도가 낮을 경우에는, 냉음극관의 전압이 높아진다. 따라서, 구동 회로에 요구되는 전류는 정상 온도의 경우와 비교해서 증가된다. 이 때문에, 구동 회로의 전원의 전류 용량은 냉음극관이 점등된 직후 피크 전류를 공급하고 냉음극관의 주위 온도의 실제 최저치에서 대 전류를 공급할 수 있을 정도의 큰 마진을 갖는다.
두번째 문제점은 전원의 최대 전류를 용이하게 설정할 수 없다는 것이다. 그 이유는, 냉음극관의 온도 특성에 의해서 전력 증가가 야기되기 때문으로, 각종 냉음극관에 대한 전력 증가분을 알아야 하며 냉음극관의 온도 특성을 구하지 않고는 전원의 최대 출력 전류값을 계산할 수 없기 때문이다.
세번째 문제점은 냉음극관이 압전 트랜스를 사용하여 구동될 때, 출력 전류를 제한하기 위한 시스템으로서 널리 공지되어 있는, 구동 주파수에서 펄스폭 변조(PWM)를 행하여 출력 전류를 제한하는 과전류 방지 회로를 사용할 수 없다는 것이다.
이제부터, 펄스폭 변조를 이용하여 출력 전류를 제한하는 과전류 방지 회로에 대하여 설명한다. 이러한 종류의 과전류 방지 회로의 한 예가 일본 특개소 63-35171호에 개시되어 있다. 상기의 특개소에 개시된 과전류 방지 회로의 구성은 도 3에 도시된다. 도 3에서는, D.C. 전원(VIN)이 승압용 전자기 트랜스(T1)의 1차측의 한 단자에 접속되고 스위칭 소자(Q1)는 전자기 트랜스(T1)의 타측 단자에 접속된다. 저항(R2)은 스위칭 소자(Q1)의 소오스에 접속되어 과전류를 검출하고 이 소오스는 저항(R1)을 통해서 발진 회로(OSC)와 펄스폭 변조 회로(PWM)에 접속된다. 펄스폭 변조 회로(PWM)의 출력은 증폭기(AMP)를 통해서 스위칭 소자(Q1)의 게이트에 접속되어 피드백 루프(A)를 형성한다. 발진기 회로(OSC)의 출력은 펄스폭 변조 회로(PWM)로 공급되어 피드백 루프(B)를 형성한다. 스위칭 소자(Q1)의 스위칭 동작에 의해서 야기되는 스파이크 노이즈 전류를 제거하기 위한 캐패시터(C1)는 저항(R1)에 접속된다. 도시된 바와 같이, 정류 다이오드(D1), 플라이-휠(fly-wheel) 다이오드(D2), 여파용 리액터(L1), 여파용 캐패시터(C2) 및 부하(Lo)로 구성된 회로는 전자기 트랜스의 2차측에 접속된다.
전자기 트랜스(T1)로부터 부하(Lo)을 통해서 흐르는 출력 전류(Io)가 소정값 이상이 될 때, 과전류 검출 저항(R2)을 통해서 흐르는 전류(i)는 부하의 전류에 비례하여 증가한다. 전류(i)가 기준값보다 클 때는, 전류(i)에 의해 저항(R2)에 걸리는 전압 강하(iR2)가 펄스폭 변조 회로(PWM)로 피드백되어 스위칭 소자(Q1)의 온 상태인 기간 동안 단락시킨다. 또한, 과전류 검출 신호가 발진기 회로(OSC)로 피드백된다. 이러한 방법으로, 전자기 트랜스(T1)로부터 부하(Lo)로 공급되는 전류를 제한할 수 있다.
과전류 방지 회로의 다른 예가 일본 특개평 6-311734호에 개시되어 있는데, 그 구성이 도 4에 도시된다. 도 4에서, MOS-FET(Q2)는 입력 단자(Vi)와 출력 단자(Vout) 사이에 접속되고 다이오드(Da), 코일(La) 및 캐패시터(Ca)로 구성되는 정류/평활 회로(rectifying/smoothing circuit)는 MOS-FET(Q2)와 출력 단자(Vout) 사이에 접속된다. 저항(Rc)과 제너 다이오드(ZD)를 직렬로 연결한 회로는 입력 단자(Vi)측의 MOS-FET(Q2)의 전극과 공통 전위점 사이에 접속되고, 동기 스위치(SW)와 분압 저항(Ra 및 Rb)으로 구성되는 검출부는 출력 단자(Vout)측의 MOS-FET(Q2)의 전극과 공통 전위점 사이에 접속된다. 비교기(CMP)는 저항(Rc)와 제너 다이오드(ZD) 사이의 접점 전위를 분압 저항들(Ra 및 Rb) 사이의 접점 전위와 비교하기 위해서 제공되고, 이 비교기의 출력은 펄스폭 제어 회로(PWMC)와 구동 회로(DRV)를 지나 MOS-FET(Q2)로 피드백된다. MOS-FET(Q2)가 온일 때의 포화 전압은 스위칭 소자(Q1)에 온-저항이 존재하기 때문에 MOS-FET(Q2)를 통해 흐르는 전류에 비례한다. MOS-FET(Q2)가 온인 상태에서 MOS-FET(Q2)의 출력이 단락 회로가 되는 경우에 과전류가 흐를 때는, 드레인 전류가 MOS-FET(Q2)의 온저항으로 인한 전압 강하(Vds)로서 검출된다. 즉, 분압 저항(Ra 및 Rb)에 의해 분할된 전압은 비교기(CMP)에 의해서 제너 다이오드(ZD)에서 제공되는 기준 전압과 비교되며 그 비교 결과의 출력은 PWM 제어 회로의 시간 비율(time ratio) 제어 단자로 입력된다. 분압 저항(Ra 및 Rb)에 의해서 얻어진 전압이 기준 전압보다 크면, 제너 다이오드(ZD)에서 제공된 온-시간을 MOS-FET(Q2)에 의해서 짧게함으로써 과전압을 방지한다.
2가지 예로 상술된 과전류 방지 회로 각각에서, 승압 기능을 갖는 전자기 트랜스 또는 코일로 이 전자기 트랜스나 코일의 구동 주파수에서 전류를 공급하는 스위칭 시간은 펄스폭 변조 회로(PWM)에 의해서 제어되어 전자기 트랜스 또는 코일로 입력되는 전류를 제한한다. 그러나, 이러한 방법들은 압전 트랜스를 사용하는 냉음극관의 구동 회로에 적용할 수는 없다. 그 이유가 후술될 것이다.
일본 특개소 8-107678호에 개시된 상기의 구성에서, 압전 트랜스(110)의 승압비는 압전 트랜스(110)의 구동 주파수를 제어함으로써 변화되어 냉음극관(111)으로 공급되는 전류가 일정해지게 된다. 냉음극관(111)의 관(tube) 전압을 제어할 수 없기 때문에, 미리 상술한 바와 같이, 관 전압이 냉음극관의 온도 특성에 의해서 변화되는 경우, 냉음극관에서 소비되는 전력이 증가하는 것을 막을 수 없다.
또한, 압전 트랜스(110)의 승압 능력은 그 공진 주파수에 근접할 때에만 유효하고 전자기 트랜스의 주파수와 같은 넓은 주파수 전송 대역에서는 유효하지 않기 때문에, 압전 트랜스(110)는 정현파 또는 정현파에 근사한 다른 파형을 갖는 신호에 의해서 구동되어야 하는데, 그렇지 않으면 압전 트랜스의 효율이 저하된다. 압전 트랜스의 효율이 저하되는 반면, 압전 트랜스(110)를 펄스폭 변조파로 구동하여 전원(11)으로부터 인가된 전류값을 소정값 이내로 제어하는 방법을 이용하는 경우에 대해서 생각해 보면, 이미 상술된 바와 같이, 압전 트랜스(110)의 구동 주파수를 제어함으로써 승압비가 가변되므로 소정의 관 전류를 냉음극관(111)으로 공급하는 것이 불가능하게 된다. 따라서, 주파수 소인 발진기는 압전 트랜스(110)의 공진 주파수에 로크될 수 없고 발진 주파수를 범위에 걸쳐서 소인이 지속되므로, 냉음극관이 안정되게 점등될 수 없다. 따라서, 냉음극관의 휘도가 갑자기 변화될 수 있어 결국 광원이 부적합하게 작동할 수 있다.
즉, 냉음극관이 액정 디스플레이의 배면광원으로 사용될 때, 이 광원이 안정되지 않을 경우에는 냉음극관을 작동되는 것을 막고 전류 소비가 증가할 때에도 광량을 안정되게 유지할 필요가 있다. 따라서, 전자기 트랜스의 경우와 같이 구동 주파수에서 PWM 제어를 사용하여 출력 전류를 제한할 수 없다.
본 발명의 목적은 압전 트랜스를 사용하여 냉음극관을 효과적으로 작동시키기 위한 냉음극관의 구동 회로에 있어서, 전원에서 공급된 전류가 소정값을 초과하는 것을 방지하는 것이다.
상기의 목적을 달성하기 위한, 본 발명의 제1 양상에 따르면, 냉음극관의 구동기는 1차 입력에 입력된 A.C. 전압을 승압하고 승압된 전압을 2차 단자에 접속된 냉음극관으로 공급하기 위한 압전 트랜스, 전원으로부터의 D.C. 전압을 A.C. 전압으로 변환하고 이 A.C. 전압을 압전 트랜스의 1차 단자에 공급하기 위한 구동 수단, 냉음극관을 통해서 흐르는 부하 전류를 검출하고 이 부하 전류가 소정값이 되도록 구동 회로의 주파수를 제어하기 위한 제1 제어 수단, 및 전원으로부터 구동 수단으로 공급된 전류값을 제어하기 위한 제2 제어 수단을 포함하며, 제2 제어 수단은 구동 수단으로 공급된 전류값을 검출하기 위한 전류 검출 수단, 및 전류 검출 수단에 의해서 검출된 전류값이 소정값을 초과할 때 이 검출된 값과 소정 값 사이의 차에 대응하는 듀티 사이클을 갖는 펄스폭 변조 신호를 발생하고 이 펄스폭 변조 신호에 따라서 주기적으로 구동 수단의 온-오프를 제어하기 위한 수단을 포함한다.
본 발명의 제2 양상에 따르면, 냉음극관의 구동기는 1차 단자에 입력된 A.C. 전압을 승압하고 2차 단자에 접속된 냉음극관에 승압된 전압을 공급하기 위한 압전 트랜스, 전원으로부터의 D.C. 전압을 A.C. 전압으로 변환하고 이 A.C. 전압을 압전 트랜스의 1차 단자에 공급하기 위한 구동 수단, 냉음극관을 통해서 흐르는 부하 전류를 검출하고 이 부하 전류가 소정값이 되도록 구동 회로의 주파수를 제어하기 위한 제1 제어 수단, 및 전원으로부터 구동 수단으로 공급된 전류값을 제어하기 위한 제2 제어 수단을 포함하며, 2차 제어 수단은 냉음극관에서 소비된 전력을 검출하기 위한 소비 전력 검출 수단 및 소비 전력 검출 수단에 의해서 검출된 전류값이 소정값을 초과할 때 검출된 값과 소정값 사이의 차에 대응하는 듀티 사이클을 갖는 펄스폭 변조 신호를 발생하고 이 펄스폭 변조 신호에 따라서 주기적으로 구동 수단의 온-오프를 제어하기 위한 수단을 포함한다.
이러한 양상들에서는, 구동 수단이 오프 상태인 시간 동안 펄스폭 변조 신호의 주파수가 제1 제어 수단에 의해서 변화될 수 있도록 펄스폭 변조 신호에 따라서 제1 제어 수단을 온 또는 오프시키기 위한 수단을 제공하는 것이 바람직하다. 이 펄스폭 변조 신호의 주파수는 압전 트랜스의 동작에 영향을 미치지 않도록 제1 제어 수단에 의해서 제어되는 주파수보다는 낮고 시각적인 플리커링(flickering)을 제거할 수 있을 만큼 높은 것이 바람직하다. 예를 들면, 이 주파수는 60㎐보다 큰 것이 바람직하다.
본 발명에 따르면, 전원 전류가 냉음극관이 점등된 직후 또는 저온 상태에서 증가할 때, 구동 주파수보다는 충분히 낮고 인간이 플리커링을 느끼지 못하는 60㎐보다는 높은 주파수에서 구동 회로의 온-오프를 제어함으로써 구동 회로로 흐르는 평균 전류를 소정의 전류 범위 내로 제한할 수 있다. 따라서, 전원의 전류 마진이 감소될 수 있어 전원의 비용을 절감할 수 있다.
도 1은 냉음극관의 종래의 구동 회로의 회로 블록도.
도 2는 냉음극관이 점등된 직후 전원에서부터 압전 트랜스의 구동 회로를 통해서 흐르는 D.C. 전류(IDD)의 변화를 도시한 그래프.
도 3은 종래의 과전류 보호 회로의 회로도.
도 4는 종래의 다른 과전류 보호 회로의 회로도.
도 5는 본 발명의 제1 실시예의 회로 블록도.
도 6은 부하 전류 비교기 회로 및 주파수 소인 발진기의 상세 회로도.
도 7은 냉음극관이 점등된 직후 전원에서부터 압전 트래스의 구동 회로를 통해서 흐르는 D.C. 전류(IDD)의 변화를 도시한 그래프.
도 8은 본 발명의 제2 실시예의 회로 블록도.
<도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명>
11 : 전원
12 : 전류 제어 회로
13 : 전류 검출기 회로
14 : CMP
15 : 적분기
16 : 시분할 구동 제어 회로
19 : 구동 회로
110 : 압전 트랜스
112 : 부하 전류 비교기 회로
113 : 주파수 소인 회로
이제, 본 발명의 상술된 목적과 기타 목적들, 특성 및 장점들이 첨부 도면과 관련된 본 발명의 다음의 상세한 설명을 참조함으로써 보다 명백해질 것이다.
도 5는 본 발명의 제1 실시예를 도시한 회로 블록도이다. 제1 실시예는 도 1에 도시된 종래의 구동기에서와 같이 전원(11), 구동 회로(19), 압전 트랜스(110), 냉음극관(111), 부하 전류 비교기 회로(112) 및 주파수 소인 발진기(113)에 부가적으로, 전원(11)과 구동 회로(19) 사이에 접속된 전류 검출 저항(17), 및 이 전류 검출 저항(17)에 병렬로 접속된 전류 제어 회로(12)를 포함한다. 전류 제어 회로(12)는 전류 검출 저항(17)의 대향 관계에 있는 단자들 사이의 전위차에 기초하여 전류 검출 저항(17)을 통해서 전류를 검출하기 위한 전류 검출기 회로(13), 이 전류 검출기 회로(13)의 출력을 기준 전압(Vref2)과 비교하기 위한 비교기(14), 비교기(14)의 출력을 적분하기 위한 적분기(15) 및 이 적분기(15)의 출력에 따라서 구동 회로(19)와 주파수 소인 발진기(113)를 제어하기 위한 시분할 구동 제어 회로(16)를 포함한다.
A.D.C. 전력은 전원(11)에서부터 구동 회로(19)로 공급된다. 이 구동 회로(19)는 주파수 소인 발진기(113)로부터 출력된 신호를 정현파를 갖는 전압 신호로 변환하여 압전 트랜스(110)를 구동한다. 압전 트랜스(110)는 구동 회로(19)의 출력 전압을 승압하여 냉음극관(111)을 구동한다. 냉음극관(111)을 통해서 흐르는 전류는 부하 전류 비교기 회로(112)로 흘러들어간다. 부하 전류 비교기 회로(112)는 냉음극관(111)을 통해서 흐르는 전류가 일정해지도록, 이 전류를 전압값으로 변환하고, 이 전압값을 기준 전압(Vref2)과 비교하며, 그 비교 결과를 주파수 소인 발진기(113)로 공급함으로써 압전 트랜스(110)의 구동 주파수를 결정한다. 이 주파수 소인 발진기(113)로부터 출력된 신호는 구동 회로(19)로 입력된다.
도 6은 부하 전류 비교기 회로(112) 및 주파수 소인 발진기(113)의 구성을 상세하게 도시한다. 도 6에서, 부하 전류 비교기 회로(112)는 전류-전압 변환 회로(20), 정류 회로(21) 및 비교기(22)를 포함하고 주파수 소인 발진기(113)는 적분기 회로(23), 비교기(24) 및 전압 제어 발진기(25)를 포함한다. 냉음극관(111)을 통해 흐르는 전류(Io)는 전류-전압 변환 회로(20)에 의해서 전압값으로 변환되고, 전류(Io)에 비례하는 D.C. 신호는 정류 회로(21)에 의해서 얻을 수 있다. 이 D.C. 신호는 비교기(22)에 의해서 기준 전압(Vref)과 비교되며 그 비교 결과가 2진 신호로서 주파수 소인 발진기(113)의 적분기(23)로 입력된다. 냉음극관(111)을 통해서 흐르는 전류값이 기준 전압(Vref2)에 대응하는 전압값보다 작을 때, 비교기(22)는 하이 레벨 신호를 출력한다. 적분기(23)는 비교기(22)의 출력을 적분하여 비교기(23)가 하이 레벨 신호를 출력하는 동안의 시간에 비례하여 출력 전압을 증가시킨다. 전압 제어 발진기(25)는 입력 전압에 반비례하여 그 출력 주파수가 낮아지도록 구성되고, 냉음극관(111)을 통해서 흐르는 전류(Io)가 기준 전압(Vref2)으로 결정된 값보다 낮아지는 경우 시간 경과에 따라 주파수가 낮아지는 신호를 구동 회로(19)로 공급한다. 또한, 적분기(23)의 출력 전압이 기준 전압(Vmin)보다 클 때 비교기(24)는 리셋 신호를 적분기(23)로 공급하여 적분기(23)의 출력 전압을 최소화한다. 따라서, 전압 제어 발진기(25)의 출력 주파수가 즉시 최대 주파수로 리셋된다. 즉, 냉음극관(111)을 통해 흐르는 전류가 소정의 값으로 낮아지면 전압 제어 발진기(25)의 발진 주파수가 최대 주파수에서 저주파수측을 점진적으로 소인되고 이것이 최소 주파수에 도달하게 되면 다시 최대 주파수로 세트된다. 이 동작이 반복된다. 압전 트랜스(110)의 공진 주파수가 전압 제어 발진기(25)의 발진 주파수 범위내에 포함되도록 전압 제어 발진기(25)의 발진 주파수 범위가 설정된다면, 전압 제어 발진기(25)의 발진 주파수를 고주파측에서 저주파측으로 소인함에 따라서 압전 트랜스(110)의 승압비가 점진적으로 증가되어, CCFL(111)을 통해서 흐르는 전류가 증가된다. 정류 회로(21)의 출력이 기준 전압(Vref2)보다 높아지게 되면, 비교기(24)의 출력은 로우 레벨이 된다. 따라서, 적분기(23)의 출력 전압이 약간 감소하기 때문에, 전압 제어 발진기(25)의 발진 주파수가 증가된다. 그 결과, 압전 트랜스(110)의 승압비가 낮아지게 되므로, CCFL(111)을 통해서 흐르는 전류가 감소되고 비교기(22)의 출력은 다시 하이 레벨로 변화된다. 이러한 방법으로, 비교기(22)는, 기준 전압(Vref2)에 의해 결정된 부하 전류가 공급될 때에 그 출력 레벨을 구동 주파수에 근접하게 빈번하게 변화시켜서 압전 트랜스(110)의 구동 주파수를 결정하는 동작을 한다
이제, 전원 전류 제어 회로(12)의 구성 및 동작이 설명될 것이다. 전원 전류 제어 회로(12)는 전류 검출기 회로(13), 비교기(14), 적분기(15) 및 시분할 구동 제어 회로(16)를 포함한다. 전류 검출기 회로(13)는 저항(17)에 걸리는 전위차를 기초로 하여 전류 검출 저항(17)을 통해 흐르는 전류를 검출하고 이 검출된 전류를 비교기(24)의 반전 입력측에 입력한다. 비교기(14)의 비반전 입력측에는, 소오스 전류의 최대값에 대응하는 기준 전압(Vref)이 입력된다. 저항(17)을 통해 흐르는 전류가 설정값보다 크다면, 비교기(14)는 로우 레벨을 출력한다. 비교기(14)의 출력은 적분기(15)에 접속되어 그 고주파 성분이 제거된다. 적분기(15)의 출력 전압은, 비교기(14)로부터의 로우 레벨 입력 신호가 지속될 때 점진적으로 증가된다. 적분기(15)의 출력은 시분할 구동 제어 회로(16)로 입력된다. 시분할 구동 제어 회로(16)는, 압전 트랜스(110)의 구동 주파수보다 충분히 낮고, 플리커 노이즈가 인간의 눈에 의해 가시적으로 감지되고 적분기(15)의 출력 전압의 증가에 따라 하이 레벨 시간이 길어지는 PWM 신호를 출력가능한 수백 ㎐의 높은 주파수에서 발진하는 PWM 발진기 회로로 구성된다. 이 PWM 신호는 구동 회로(19) 및 주파수 소인 발진기(113)로 공급된다.
구동 회로(19)는 시분할 구동 제어 회로(16)로부터의 PWM 신호가 하이 레벨 상태에 있는 기간 동안 압전 트랜스(110)의 구동을 정지시키고, 주파수 소인 발진기(113)는 부하 전류 비교기 회로(112)의 출력 전압을 무시하여 구동 주파수가 일정하게 유지되도록 작동한다. 도 7에 도시된 바와 같이, PWM 신호에 의해서 압전 트랜스(110)의 구동을 정지시키면, 전원(11)으로부터 공급된 전류(IDD)의 평균 전류값이 감소되어, 소정값을 초과하지 않는다. 또한, 구동 주파수가 일정하게 유지되기 때문에, 구동 회로(19)가 압전 트랜스(110)의 구동을 정지시킬 때 부하인 냉음극선관(110)에 전류가 흐르지 않게 되고, 이는 부하 전류 비교기 회로(112)가 압전 트랜스(110)의 구동 주파수를 저주파측으로 소인하는 것을 방지하고, 시분할 구동 제어 회로(16)가 다음 시간 주기 동안 압전 트랜스를 구동할 때 압전 트랜스의 승압비가 CCFL(111)을 점등시킬 정도로 낮아지는 것을 방지한다.
CCFL 구동기의 다양한 구성 소자들의 파라미터들을 상세히 설명하면, 압전 트랜스(110)는 42㎜×5.5㎜×1㎜의 크기, 약 118㎑의 공진 주파수 및 약 12의 승압비를 얻는다. 약 50 Vrms의 정현파을 갖는 신호가 압전 트랜스(110)에 입력될 때, 이 압전 트랜스의 출력 전압은 약 600 Vrms가 된다. CCFL(111)의 임피던스가 약 120㏀이라고 하면, 약 600 Vrms의 사인파 입력 전압에 대해서 약 5㎃rms의 전류가 흐른다. 전원(11)의 소오스 전압이 D.C. 12V라면, 구동 회로(19)가 D.C. 12V에서 118㎑의 주파수와 약 50 Vrms의 평균 전압을 갖는 A.C. 사인 신호로 변환된다. 주파수 소인 발진기(113)는 약 100㎑에서부터 약 130㎑까지의 주파수 범위에 걸쳐서 주파수를 소인한다. 시분할 구동 제어 회로(16)는 (항상 로우 레벨인 신호를 포함하는) 210㎐의 주파수를 갖고 듀티 사이클 비가 변화하는 신호를 발생한다.
도 8은 본 발명의 제2 실시예의 회로 블록도이다. 본 실시예에서는, CCFL의 전력 소비를 검출하여 그 상한값을 제어한다. 즉, 도 8에 도시된 실시예는 즉, 회로 검출 저항(17) 및 회로 제어 회로(12)의 전류 검출기 회로(13) 대신에, 부하 전류 검출기 회로(114)가 CCFL(111)과 부하 전류 비교기 회로(112) 사이에 접속되고, CCFL(111)에 인가된 전압으로부터의 CCFL(111)의 전력 소비 및 부하 전류 비교기 회로(114)의 출력을 검출하기 위한 전력 검출기 회로(115)가 제공된다는 점에서 도 5에 도시된 제1 실시예와 차이가 있다. 전력 검출기 회로(115)의 출력은 전류 제어 회로(12)의 비교기(14)의 반전 입력 단자로 입력된다. 최대 부하 전력에 대응하는 기준 전압(Vref)은 비교기(14)의 비반전 입력 단자로 입력된다. CCFL(111)의 전력 소비가 기준 전압을 초과하게 되면, 시분할 구동 제어 회로(16)는 PWM 신호를 발생하여 제1 실시예의 경우와 같이, 전원(11)으로부터 공급된 전력이 소정값을 초과하지 않도록 구동기를 제어한다.
상술된 바와 같이, 본 발명에 따라서, 전원으로부터 공급된 전류의 최대값이 소정값을 초과하지 않도록 제어할 수 있다. 따라서, 극상의 피크 전류를 고려하지 않아도 되고 전원의 비용을 절감할 수 있다. 또한, 정상적으로 동작하는 CCFL의 전력 소비를 측정하여 소정의 최대 전류값을 설정할 수 있으므로, 그 이후에 CCFL을 통해 흐르는 피크 전류를 고려하지 않아도 되고 저온 상태에서의 전류의 소비를 구할 필요가 없다. 전원 전류가 제한되므로, CCFL의 휘도는 낮아진다. 그러나, 실제로 CCFL이 점등된 직후에만 큰 전류가 흐르기 때문에, 휘도가 높지 않아도 문제가 발생되지는 않는다. 또한, 소정 속도로 전원 전류의 온-오프 제어를 행하면, 그 온-오프 동작이 인간의 눈으로 검출되지 않게 된다.

Claims (8)

  1. 냉음극 형광 램프(CCFL) 구동기에 있어서, 압전 효과(piezoelectric effect)에 의해서 1차 단자에 입력된 A.C. 전압을 승압하고 상기 승압된 전압을 2차 단자에 접속된 상기 냉음극 형광 램프(CCFL)로 공급하기 위한 압전 트랜스; 전원으로부터의 D.C. 전압을 A.C. 전압으로 변환하고 상기 압전 트랜스의 상기 1차 단자에 상기 A.C. 전압을 공급하기 위한 구동 수단; 상기 CCFL를 통해서 흐르는 부하 전류를 검출하고 상기 부하 전류가 소정값이 되도록 상기 구동 수단의 주파수를 제어하기 위한 제1 제어 수단; 및 상기 전원으로부터 상기 구동 수단으로 공급된 전류값을 제어하기 위한 제2 제어 수단을 포함하고, 상기 제2 제어 수단은 상기 구동 수단으로 공급된 전류값을 검출하기 위한 전류 검출기 수단, 및 상기 전류 검출기 수단의 검출값이 소정값을 초과할 때, 상기 검출값과 상기 소정값 간의 차에 대응하는 듀티 사이클비(duty cycle ratio)를 갖는 펄스폭 변조 신호를 발생하고, 상기 펄스폭 변조 신호에 따라 주기적으로 상기 구동 수단의 온-오프를 제어하기 위한 수단을 포함하는 냉음극 형광 램프 구동기.
  2. 제1항에 있어서, 상기 구동 수단이 오프 상태에 있는 시간 동안 상기 주파수가 상기 제1 제어 수단에 의해서 변화되지 않도록 상기 펄스폭 변조 신호에 따라서 상기 제1 제어 수단의 온-오프를 제어하기 위한 수단을 더 포함하는 냉음극 형광 램프 구동기.
  3. 제1항에 있어서, 상기 펄스폭 변조 신호의 주파수는 상기 압전 트랜스의 동작에 영향을 주지 않도록 상기 제1 제어 수단에 의해서 제어되는 주파수보다 낮고 인간이 눈으로 플리커(fliker)를 감지할 수 없을 정도로 높은 냉음극 형광 램프 구동기.
  4. 제3항에 있어서, 상기 펄스폭 변조 신호의 주파수는 60㎐ 보다 높은 냉음극 형광 램프 구동기.
  5. 냉음극 형광 램프(CCFL) 구동기에 있어서, 압전 효과에 의해서 1차 단자에 입력된 A.C. 전압을 승압하고 상기 승압된 전압을 2차 단자에 접속된 상기 냉음극 형광 램프(CCFL)로 공급하기 위한 압전 트랜스; 전원으로부터의 D.C. 전압을 A.C. 전압으로 변환하고 상기 A.C. 전압을 상기 압전 트랜스의 상기 1차 단자로 공급하기 위한 구동 회로; 상기 CCFL를 통해서 흐르는 부하 전류를 검출하고 상기 부하 전류가 소정값이 되도록 상기 구동 회로의 주파수를 제어하기 위한 제1 제어 수단; 및 상기 전원으로부터 상기 구동 수단으로 공급된 전류값을 제어하기 위한 제2 제어 수단를 포함하고, 상기 제2 제어 수단은 상기 CCFL의 전력 소비를 검출하기 위한 전력 소비 검출기 수단, 및 상기 전력 소비 검출기 수단의 검출값이 소정값을 초과할 때 상기 검출값과 상기 소정값 사이의 차에 대응하는 듀티 사이클비를 갖는 펄스폭 변조 신호를 발생하고 상기 펄스폭 변조 신호에 따라서 주기적으로 상기 구동 수단의 온-오프를 제어하기 위한 수단을 포함하는 냉음극 형광 램프 구동기.
  6. 제5항에 있어서, 상기 구동 수단이 오프 상태에 있는 시간 동안 상기 주파수가 상기 제1 제어 수단에 의해서 변화되지 않도록 상기 펄스폭 변조 신호에 따라서 상기 제1 제어 수단의 온-오프를 제어하기 위한 수단을 더 포함하는 냉음극 형광 램프 구동기.
  7. 제5항에 있어서, 상기 펄스폭 변조 신호의 주파수는 상기 압전 트랜스의 동작에 영향을 미치지 않도록 상기 제1 제어 수단에 의해서 제어되는 주파수보다 낮고 인간의 눈으로 플리커를 감지할 수 없을 정도로 높은 냉음극 형광 램프 구동기.
  8. 제7항에 있어서, 상기 펄스폭 변조 신호의 주파수는 60㎐보다 높은 냉음극 형광 램프 구동기.
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