JPS6335171A - スイツチング電源回路の過電流保護回路 - Google Patents
スイツチング電源回路の過電流保護回路Info
- Publication number
- JPS6335171A JPS6335171A JP17542186A JP17542186A JPS6335171A JP S6335171 A JPS6335171 A JP S6335171A JP 17542186 A JP17542186 A JP 17542186A JP 17542186 A JP17542186 A JP 17542186A JP S6335171 A JPS6335171 A JP S6335171A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- circuit
- switching element
- overcurrent
- oscillation
- power supply
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims abstract description 27
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 27
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 10
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 9
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 4
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 230000017525 heat dissipation Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
[産業上の利用分野]
この発明は、特に高周波領域で動作する場合のスイッチ
ング電源回路で問題となる過電流保護時の出力電圧垂下
特性を改善したスイッチング電源回路の過電流保護回路
に関する。
ング電源回路で問題となる過電流保護時の出力電圧垂下
特性を改善したスイッチング電源回路の過電流保護回路
に関する。
[従来の技術]
この種のスイッチング電源回路の過″irL流保護回路
の一例を第4図に示す。
の一例を第4図に示す。
図において、VINは入力直流電源、T1は主トランス
icJ+は主トランスT1の一次側に接続された主スイ
ッチング素子であり、この回路例ではMOS FETを
使用している。R2は主スイッチング素子Q+に直列に
接続された過電流検出用抵抗、R,、C,は主スイッチ
ング素子Q+の導通時に流れる主スイツチ電流前縁のス
パイク電流の影響を除去するための積分回路、x、y、
zは主スイッチング素子Q1の制御電極に直列に接続さ
れた発振回路、パルス幅変調回路(以下、PWM回路と
略記する)および増幅回路、DI 、D2は主トラン
スT1の二次側に接続された二次整流ダイオードおよび
フライホイールダイオード、Llは暦滑用インダクタ、
C2は平滑用コンデンサ、LOは負荷である。
icJ+は主トランスT1の一次側に接続された主スイ
ッチング素子であり、この回路例ではMOS FETを
使用している。R2は主スイッチング素子Q+に直列に
接続された過電流検出用抵抗、R,、C,は主スイッチ
ング素子Q+の導通時に流れる主スイツチ電流前縁のス
パイク電流の影響を除去するための積分回路、x、y、
zは主スイッチング素子Q1の制御電極に直列に接続さ
れた発振回路、パルス幅変調回路(以下、PWM回路と
略記する)および増幅回路、DI 、D2は主トラン
スT1の二次側に接続された二次整流ダイオードおよび
フライホイールダイオード、Llは暦滑用インダクタ、
C2は平滑用コンデンサ、LOは負荷である。
」二足のように構成のスイッチング電源回路の過電流保
護回路において、過電流検出用抵抗R?により、負荷L
Oに流れる過電流に相応してトランスTIの一次側に流
れる電流iR2を検出する場合、第5図(a)に示すよ
うに主スイッチ゛心流前縁にスパイク電流isが発生す
る。このスパイク電流isは、出力電流以外の成分を含
み、しかも入力電圧(VIN)の影響を強く受ける等の
性質を持つため、正確な過電流検出ができないという問
題点がある。
護回路において、過電流検出用抵抗R?により、負荷L
Oに流れる過電流に相応してトランスTIの一次側に流
れる電流iR2を検出する場合、第5図(a)に示すよ
うに主スイッチ゛心流前縁にスパイク電流isが発生す
る。このスパイク電流isは、出力電流以外の成分を含
み、しかも入力電圧(VIN)の影響を強く受ける等の
性質を持つため、正確な過電流検出ができないという問
題点がある。
そこで、従来では第4図に示すように抵抗R1およびコ
ンデンサC1で構成される積分回路を挿入し、上記のス
パイク電!iti sを除去するようにしている。
ンデンサC1で構成される積分回路を挿入し、上記のス
パイク電!iti sを除去するようにしている。
し発明が解決しようとする問題点1
従来のスイッチング電源回路の過電流保護回路は、上記
のように構成されているので、たとえば数10 K H
2程度の比較的低い周波数帯域の動作では、第5図(b
)の鎖線Vlで示すように、上記の積分回路の付加によ
り過電流検出の遅れに起因した出力電圧垂下特性の裾引
き現象は顕著に現われない。
のように構成されているので、たとえば数10 K H
2程度の比較的低い周波数帯域の動作では、第5図(b
)の鎖線Vlで示すように、上記の積分回路の付加によ
り過電流検出の遅れに起因した出力電圧垂下特性の裾引
き現象は顕著に現われない。
しかしながら、スイッチング電源回路の小型化を目的と
して動作周波数を高周波化して行くと、過電流検出時間
の遅れが無視できなくなり、次のような問題点が生じる
。
して動作周波数を高周波化して行くと、過電流検出時間
の遅れが無視できなくなり、次のような問題点が生じる
。
■動作周波数を高くして行くと、出力電圧垂下特性が悪
化し、出力電圧垂下特性の裾引き現象が顕著になること
。
化し、出力電圧垂下特性の裾引き現象が顕著になること
。
■過電流検出遅れ時間を短縮するために、前記の抵抗R
1,コンデンサCIで構成される積分回路の定数を小さ
くして行くと、垂下開始点(電流)の入力電圧(VIN
)に対する依存性が顕著になり、安定した過電流保護特
性が得られないこと、上記■および■により、主トラン
スTIの一次側で過電流を検出するこの種のスイッチン
グ電源回路では、動作周波数を高周波化することが実質
的に制限されてしまうという問題点があった。
1,コンデンサCIで構成される積分回路の定数を小さ
くして行くと、垂下開始点(電流)の入力電圧(VIN
)に対する依存性が顕著になり、安定した過電流保護特
性が得られないこと、上記■および■により、主トラン
スTIの一次側で過電流を検出するこの種のスイッチン
グ電源回路では、動作周波数を高周波化することが実質
的に制限されてしまうという問題点があった。
[発明の目的]
この発明は、上記のような問題点を解決するためになさ
れたもので、簡単な回路構成で、出力電圧垂下特性の裾
引き現象を大幅に小さくすることができるスイッチング
電源回路の過電流保護回路を提供することを目的とする
。
れたもので、簡単な回路構成で、出力電圧垂下特性の裾
引き現象を大幅に小さくすることができるスイッチング
電源回路の過電流保護回路を提供することを目的とする
。
L問題点を解決するための手段1
この発明に係るスイッチング電源回路の過電流保護回路
は、過電流検出信号を、パルス幅変調回路にフィードバ
ックして主スイッチング素子の導通パルス幅を狭ばめる
と同時に、発振回路にもフィードバックして、その発振
回路の発振周波数を低下させ、主スイッチング素子のデ
ユーティ−サイクルを小さくなるようにしたものである
。
は、過電流検出信号を、パルス幅変調回路にフィードバ
ックして主スイッチング素子の導通パルス幅を狭ばめる
と同時に、発振回路にもフィードバックして、その発振
回路の発振周波数を低下させ、主スイッチング素子のデ
ユーティ−サイクルを小さくなるようにしたものである
。
[作用]
この発明のスイッチング電源回路の過電流保護回路にお
いては、出力電流が規定値以上になり、これに比例して
過電流が増加し、過電流検出用抵抗の両端電圧が規定電
圧以上になった場合には、過電流検出信号を従来と同様
にPWM回路にフィードバックして主スイッチング素子
のオン期間を短縮すると同時に、前記の過電流検出信号
を発振回路にもフィードバックして動作周波数をも低下
させ、主トランスの一次側から二次側へのエネルギー供
給量を有効に制限し、出力電圧垂下特性の裾引き現象を
大幅に小さくするように作用する。
いては、出力電流が規定値以上になり、これに比例して
過電流が増加し、過電流検出用抵抗の両端電圧が規定電
圧以上になった場合には、過電流検出信号を従来と同様
にPWM回路にフィードバックして主スイッチング素子
のオン期間を短縮すると同時に、前記の過電流検出信号
を発振回路にもフィードバックして動作周波数をも低下
させ、主トランスの一次側から二次側へのエネルギー供
給量を有効に制限し、出力電圧垂下特性の裾引き現象を
大幅に小さくするように作用する。
[実施例]
以下、この発明の一実施例を図について説明する。
第1図は、この発明の一実施例を示すスイッチング電源
回路の過電流保護回路のブロック図であり、その詳細な
回路図を第2図に示す。
回路の過電流保護回路のブロック図であり、その詳細な
回路図を第2図に示す。
第2図において、VINは入力直流電源、T1は主トラ
ンス、Q+は主スイッチング素子、R2は過電流検出用
抵抗、Xは発振回路であって、NANロゲートを有する
論理回路Gl 、G2と、抵抗R3およびコンデンサ
C4とから構成される装る、また、コンデンサC4と抵
抗R4は微分回路を形成している。
ンス、Q+は主スイッチング素子、R2は過電流検出用
抵抗、Xは発振回路であって、NANロゲートを有する
論理回路Gl 、G2と、抵抗R3およびコンデンサ
C4とから構成される装る、また、コンデンサC4と抵
抗R4は微分回路を形成している。
抵抗R1、コンデンサC1から成る積分回路は、主スイ
ツチ電流前縁のスパイク電流の影響を除去するだめの回
路である。
ツチ電流前縁のスパイク電流の影響を除去するだめの回
路である。
PWM回路Yは、抵抗R7、R8およびスイッチング・
トランジスタQ3から構成され、過電流検出信号を受け
て主スイッチング素子Q+のオンパルス幅を狭ばめるた
めの回路である。
トランジスタQ3から構成され、過電流検出信号を受け
て主スイッチング素子Q+のオンパルス幅を狭ばめるた
めの回路である。
Pは発振周波数制御回路であり、抵抗R5゜R6と、コ
ンデンサC3およびスイッチング素子Q2とから成り、
過電流検出信号を受けて発信回路X中のコンデンサC4
の容量を等価的に増加させ発振周波数を低下させるため
の回路である。
ンデンサC3およびスイッチング素子Q2とから成り、
過電流検出信号を受けて発信回路X中のコンデンサC4
の容量を等価的に増加させ発振周波数を低下させるため
の回路である。
主トランスTIの二次側に接続されたDI 。
D7 、Ll 、C2は、それぞれ二次整流ダイオー
ド、フライホイールダイオード、平滑用インダクタおよ
び平滑用コンデンサであり、これらは従来と同様の構成
である。
ド、フライホイールダイオード、平滑用インダクタおよ
び平滑用コンデンサであり、これらは従来と同様の構成
である。
そこで、まず従来から行われているスイッチング電源回
路の過電流保護の動作では、出力電流IOが規定値を越
え、これに比例して主スイッチング素子Q1、上記の例
ではMOS FETのソース電流、すなわちこのソース
′it流にほぼ等しい過電流検出用抵抗R2に流れる電
流iR2が増加すると。
路の過電流保護の動作では、出力電流IOが規定値を越
え、これに比例して主スイッチング素子Q1、上記の例
ではMOS FETのソース電流、すなわちこのソース
′it流にほぼ等しい過電流検出用抵抗R2に流れる電
流iR2が増加すると。
かかる過電流検出用抵抗R2の両端に発生する電圧降下
が規準電圧以上になった時点で、過電流検出信号を、P
WM回路Yにフィードバックし、主スイッチング素子Q
1のオン期間を狭ばめて出力電流がそれ以上に増加する
ことを抑制するように作用する。
が規準電圧以上になった時点で、過電流検出信号を、P
WM回路Yにフィードバックし、主スイッチング素子Q
1のオン期間を狭ばめて出力電流がそれ以上に増加する
ことを抑制するように作用する。
ところが、上記のような従来の過電流保護回路では、前
記のようにスイッチング電源回路の動作周波数を高周波
化して行くと、出力電流垂下特性の裾引き現象が顕著に
なるという前記のような問題点があるので、この発明で
は、上記のように構成し次のような作用を実現している
。
記のようにスイッチング電源回路の動作周波数を高周波
化して行くと、出力電流垂下特性の裾引き現象が顕著に
なるという前記のような問題点があるので、この発明で
は、上記のように構成し次のような作用を実現している
。
すなわち、出力電流IOが規定値以上になり、これに比
例した電流i+uが増加して過電流検出用抵抗R2の両
端に発生する電圧降下VR2が規準電圧以」二になった
時に、過電流検出信号をPWM回路Yに、第1図のAル
ープでフィードバックし、主スイッチング素子Q+のオ
ン期間を短縮すると同時に、かかる過電流検出信号を同
図のBループで発振回路Xにも、発振周波数制御回路P
を介してフィードバックし、発振周波数をも低下させ、
1トランスTIの一次側から二次側へのエネルギー供給
量を有効に制限することにより、出力電圧重下特性の裾
引き現象を大幅に小さくするようにしたものである。
例した電流i+uが増加して過電流検出用抵抗R2の両
端に発生する電圧降下VR2が規準電圧以」二になった
時に、過電流検出信号をPWM回路Yに、第1図のAル
ープでフィードバックし、主スイッチング素子Q+のオ
ン期間を短縮すると同時に、かかる過電流検出信号を同
図のBループで発振回路Xにも、発振周波数制御回路P
を介してフィードバックし、発振周波数をも低下させ、
1トランスTIの一次側から二次側へのエネルギー供給
量を有効に制限することにより、出力電圧重下特性の裾
引き現象を大幅に小さくするようにしたものである。
次に、第3図を参照して、さらにこの発明の動作ついて
説明する。
説明する。
同図(a)は、出力電圧Ioが規定以下の水準にあり、
これに比例した過電流検出用抵抗R2に流れる電流iR
2も規準値以下であって、過電流保護回路が作動しない
状態での電流iR2の波形図である。
これに比例した過電流検出用抵抗R2に流れる電流iR
2も規準値以下であって、過電流保護回路が作動しない
状態での電流iR2の波形図である。
同図(b)は、従来の過電流保護回路と同様に過電流検
出信号を、PWM回路のみにフィードバックした時の電
流iR2の動作波形を示す波形図である。この場合の電
流iR2の動作波形は、パルス幅のみが狭ばめられてお
り、動作周波数は過電流保護回路が作動する以前と同一
の周波数を維持している。
出信号を、PWM回路のみにフィードバックした時の電
流iR2の動作波形を示す波形図である。この場合の電
流iR2の動作波形は、パルス幅のみが狭ばめられてお
り、動作周波数は過電流保護回路が作動する以前と同一
の周波数を維持している。
また、パルス幅は、検出回路中の積分回路による遅れ時
間およびその他の回路での遅れ時間とによって決定され
る値以下にはならない、このため、主スイッチング素子
Q1のデユーティ−サイクルが一定値以下に下がらず、
出力電圧垂下特性の裾引き現象が顕著になってしまう。
間およびその他の回路での遅れ時間とによって決定され
る値以下にはならない、このため、主スイッチング素子
Q1のデユーティ−サイクルが一定値以下に下がらず、
出力電圧垂下特性の裾引き現象が顕著になってしまう。
同図(C)は、この発明による過電流保護回路、すなわ
ち過電流検出信号をPWM回路Yと、発振回路Xとに同
時にフィードバックした時の電流ituの波形を示すも
のである。
ち過電流検出信号をPWM回路Yと、発振回路Xとに同
時にフィードバックした時の電流ituの波形を示すも
のである。
同図で、電流i R2の最小パルス幅は、同図(b)と
同様の値に制限される。しかしながら、その時、同時に
発振周波数制御回路Pにより発振周波数も低くなるため
、主スイッチング素子Q+のデユーティ−サイクルが小
さくなり、出力電圧垂下特性の裾引き現象を有効に抑制
することができることとなる。
同様の値に制限される。しかしながら、その時、同時に
発振周波数制御回路Pにより発振周波数も低くなるため
、主スイッチング素子Q+のデユーティ−サイクルが小
さくなり、出力電圧垂下特性の裾引き現象を有効に抑制
することができることとなる。
同図(d)に従来のものと、この発明の過電流保護回路
における出力電圧垂下特性を比較した波形図を示す。
における出力電圧垂下特性を比較した波形図を示す。
図において、実線で示すv’hが従来の過電流保護回路
における出力電圧垂下特性曲線、破線で示すv’Iが、
この発明における出力電圧垂下特性曲線を表わしている
。
における出力電圧垂下特性曲線、破線で示すv’Iが、
この発明における出力電圧垂下特性曲線を表わしている
。
し発明の効果]
以上のように、この発明によれば、過″1!流検出信号
を、パルス幅変調回路にフィードバックして主スイッチ
ング素子の導通パルス幅を狭ばめると同時に、発振回路
にもフィードバックして、その発振回路の発振周波数を
低下させ、主スイッチング素子のデユーティ−サイクル
を小さくするように構成したので、概路次のような効果
を奏する。
を、パルス幅変調回路にフィードバックして主スイッチ
ング素子の導通パルス幅を狭ばめると同時に、発振回路
にもフィードバックして、その発振回路の発振周波数を
低下させ、主スイッチング素子のデユーティ−サイクル
を小さくするように構成したので、概路次のような効果
を奏する。
■過電流保護動作時、出力電圧垂下特性の裾引き現象が
大幅に小さくなるため、主トランス二次側のフライホイ
ールダイオード、および平滑用インダクタの容量を従来
の過電流保護回路によるそれらの容量に比較して小さく
することができる。
大幅に小さくなるため、主トランス二次側のフライホイ
ールダイオード、および平滑用インダクタの容量を従来
の過電流保護回路によるそれらの容量に比較して小さく
することができる。
■過電流保護動作時の発熱量が少なくなるために、放熱
微力を決定するスイッチング電源回路自体を収納するケ
ースの容量を小さくできる。
微力を決定するスイッチング電源回路自体を収納するケ
ースの容量を小さくできる。
第1図は、この発明のスイッチング電源回路の過電流保
護回路図、第2図は、その詳細を示す回路図、第3図(
a)ないしくd)は、この発明による過電流保護回路に
よる動作を順次水した波形図、第4図は、従来のスイッ
チング電源回路の過電流保護回路図、第5図(a)、(
b)は、その動作を示す波形図である。 VIN・・・入力直流電源、T1・・・主トランス、Q
l・・・主スイッチング素子、 R2・・・過電流検出用抵抗、X−・・発振回路、Y・
・・PWM回路、Z・・・増幅回路、P・・・発振周波
数制御回路。
護回路図、第2図は、その詳細を示す回路図、第3図(
a)ないしくd)は、この発明による過電流保護回路に
よる動作を順次水した波形図、第4図は、従来のスイッ
チング電源回路の過電流保護回路図、第5図(a)、(
b)は、その動作を示す波形図である。 VIN・・・入力直流電源、T1・・・主トランス、Q
l・・・主スイッチング素子、 R2・・・過電流検出用抵抗、X−・・発振回路、Y・
・・PWM回路、Z・・・増幅回路、P・・・発振周波
数制御回路。
Claims (1)
- 直流電源からの直流を、主トランスの一次側に接続した
主スイッチング素子のオン、オフ動作により、前記主ト
ランスの二次側に交流を発生させ、この交流を整流して
直流出力を得る変換手段を有し、前記主スイッチング素
子の制御電極には、発振回路およびパルス幅変調回路が
接続され、かつ前記主スイッチング素子に直列に接続さ
れた過電流検出用抵抗の両端の電圧降下を検出して過電
流検出信号を得るスイッチング電源回路において、前記
過電流検出信号を、前記パルス幅変調回路にフィードバ
ックして前記スイッチング素子の導通パルス幅を狭ばめ
ると同時に、前記発振回路にもフィードバックして当該
発振回路の発振周波数を低下させ、前記主スイッチング
素子のデューティーサイクルを小さくしたことを特徴と
するスイッチング電源回路の過電流保護回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP17542186A JPS6335171A (ja) | 1986-07-25 | 1986-07-25 | スイツチング電源回路の過電流保護回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP17542186A JPS6335171A (ja) | 1986-07-25 | 1986-07-25 | スイツチング電源回路の過電流保護回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS6335171A true JPS6335171A (ja) | 1988-02-15 |
Family
ID=15995802
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP17542186A Pending JPS6335171A (ja) | 1986-07-25 | 1986-07-25 | スイツチング電源回路の過電流保護回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPS6335171A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP0309892A2 (de) * | 1987-09-30 | 1989-04-05 | Deutsche Thomson-Brandt GmbH | Schaltnetzteil |
US5886477A (en) * | 1997-05-27 | 1999-03-23 | Nec Corporation | Driver of cold-cathode fluorescent lamp |
Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5694963A (en) * | 1979-12-27 | 1981-07-31 | Fujitsu Ltd | Controlling circuit for power supply device |
JPS59144366A (ja) * | 1983-01-31 | 1984-08-18 | Sanken Electric Co Ltd | スイツチングレギユレ−タ |
-
1986
- 1986-07-25 JP JP17542186A patent/JPS6335171A/ja active Pending
Patent Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5694963A (en) * | 1979-12-27 | 1981-07-31 | Fujitsu Ltd | Controlling circuit for power supply device |
JPS59144366A (ja) * | 1983-01-31 | 1984-08-18 | Sanken Electric Co Ltd | スイツチングレギユレ−タ |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
EP0309892A2 (de) * | 1987-09-30 | 1989-04-05 | Deutsche Thomson-Brandt GmbH | Schaltnetzteil |
US5886477A (en) * | 1997-05-27 | 1999-03-23 | Nec Corporation | Driver of cold-cathode fluorescent lamp |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
KR100206143B1 (ko) | 고역률 보상회로 | |
US4293902A (en) | Transformerless fast current limiter with symetry correction for a switched-mode power supply | |
US6909268B2 (en) | Current-mode switching regulator | |
TW201946351A (zh) | 電源控制用半導體裝置以及開關電源裝置及其設計方法 | |
JP2000295841A (ja) | スイッチング電源装置 | |
JP4339129B2 (ja) | スイッチ・モード電源 | |
JP4494763B2 (ja) | スイッチング信号変調回路 | |
JPS6335171A (ja) | スイツチング電源回路の過電流保護回路 | |
US6473322B2 (en) | AC-DC converter | |
JP3145442B2 (ja) | スイッチング式直流電源装置 | |
JP3006775B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
JP3475415B2 (ja) | Dc−dcコンバータ | |
JP3283591B2 (ja) | 過電流保護回路 | |
JP2919182B2 (ja) | スイッチングレギュレータ制御回路 | |
JP3227637B2 (ja) | 電源回路 | |
JP3134913B2 (ja) | スイッチングデバイス | |
JPH0127427Y2 (ja) | ||
JP2002142456A (ja) | 直流電源装置 | |
JP2767783B2 (ja) | スイッチング電源装置 | |
JPH0721108Y2 (ja) | マグアンプ方式の直流安定化電源 | |
JP2554158B2 (ja) | マグアンプ回路 | |
JPH019270Y2 (ja) | ||
JPH0576176A (ja) | 過負荷保護回路 | |
JPS61206016A (ja) | 安定化電源装置 | |
JPS58116071A (ja) | 高周波スイツチング直流電源 |