KR100259033B1 - 광 픽업을 위한 트래킹 제어 장치 - Google Patents

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KR100259033B1
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Abstract

광 스폿이 디스크 상의 피트(pit)를 통과할 때에 생기는 파 필드(far field) 패턴은 수광 소자, 전류 전압 변환기 및 2치화(binarizing) 회로를 거쳐 2상(相)의 펄스로 변환되어 펄스 출력부에 제공된다. 펄스 출력부는 2상의 펄스 각각에 대해 한쪽 펄스의 레벨이 변화한 시점을 기점으로 하고, 한쪽 펄스가 원래의 레벨로 복귀한 시점 및 다른 쪽 펄스의 레벨이 변화한 시점 중 어느것인가 빠른 쪽을 종점으로 하는 시간폭의 펄스를 차분 검출기에 출력한다. 차분 검출기는 제공되는 2개의 펄스의 위상차에 따른 위상차 펄스를 LPF에 제공한다. LPF에 의해 아날로그 신호로 된 위상차 펄스는 트래킹 에러 신호 TES로서 출력된다.
따라서, 수광 소자 출력 신호 내에 글리치(glitch)가 혼입된 경우, 펄스 출력부로부터의 출력 펄스의 폭은 글리치분만큼 과잉으로 되는데 그쳐, 트래킹 에러 신호로의 글리치의 영향은 최소한으로 억제되어 안정한 트래킹 서보 제어가 가능해진다.
또한, LPF에 관련하여 시정수 전환을 위한 제어기가 설치되는 경우, LPF의 시정수는 트래킹 서보 동작 및 트래킹 횡단 동작 등의 광 스폿의 각각의 동작 모드 및 재생 신호의 주파수에 따라 최적하게 되도록 설정 변경된다.

Description

광 픽업을 위한 트래킹 제어 장치
본 발명은 기록매체로부터 광학적으로 정보를 재생하는 광 픽업을 위한 트래킹 제어 장치에 관한 것으로, 특히 트래킹 제어를 위한 트래킹 에러 신호의 생성에 관해 개량된 광 픽업을 위한 트래킹 제어 장치에 관한 것이다.
광 디스크의 정보 기록면에 형성되어 있는 정보 피트에 대한 광 픽업의 트래킹 제어를 위한 트래킹 에러 신호를 얻는 방식으로서, 근래 위상차법이나 DPD법(Differential Phase Detection)이라 칭해지는 방식이 특히 주목받고 있다. 이 위상차법에 대해서는, 예를 들면 특공평 7-105052호 공보에 상세하게 설명된다. 이 공보에 기술되는 위상차법은 광 디스크에 조사된 광 빔이 정보 피트 상을 통과할 때, 광 빔의 정보 피트 중심으로부터의 변이에 따라 수광 소자 상의 사상(寫像)의 트래킹 방향으로 평행하게 미리 분할한다. 그리고, 각각의 수광 영역에서의 수광량에 따른 출력 신호의 레벨 변화의 양상이 광 빔의 정보 피트 중심으로부터의 변이 방향과 변이량에 따라 다른 것이 된다. 따라서, 수광 영역 각각으로부터의 출력 신호를 2치화(binarizing)하여, 각 2치화 신호 중의 어느것이 먼저 변화했는지, 및 그 레벨 변화의 시간차를 샘플링함으로써, 광 빔의 변이 방향과 변이량을 나타내는 트래킹 에러 신호를 얻도록 한 것이다.
이하, 도 22 내지 도 30을 참조하여 상기 공보에 기술한 종래의 위상차법에 대해 구체적으로 설명한다. 또, 설명을 위해 도면 중의 부호는 상기 공보와 다른 것을 사용한다.
도 22는 특공평 7-105052호 공보에 개시된 광 픽업의 개략 구성도이다. 도면을 참조하면, 반도체 레이저인 광원(101)로부터의 광 빔은 광분할기(102)의 제1 면(103)에서 반사되고 나서, 대물렌즈(104)를 통과하여, 기록매체인 광 디스크(105)의 정보 기록면에 미소 스폿으로서 집광된다. 광 디스크(105)에서 반사된 광 빔은 다시 대물렌즈(104)를 통과하여 광 분할기(102)의 제1 면(103)을 통과하고, 그 후 제2 면(106)의 일부에 형성된 회절 구조체(107)에 의해 회절되어 방향이 변화된다. 방향이 변화된 광 빔은 광 분할기(102) 내를 제1 면(103)과 제2 면(106)의 사이에서 전반사하면서 광 검출기(108)에 입사한다.
도 23은 도 22의 광 픽업의 회절 구조체와 수광 소자의 구성도이다.
회절 구조체(107)는 도 23에 도시한 바와 같이 영역(109, 110 및 111)으로 분할되어 있고, 이들 각 영역에서 회절된 광 빔은 광 검출기(108)의 수광부(112, 113, 114 및 115)에 도달한다. 대물렌즈(104)와 광 디스크(105)의 거리가 변동하면, 회절 구조체(107)의 영역(109)에서 회절된 광 빔의, 수광부(112 및 113)으로의 입력량도 변동하기 때문에, 수광부(112와 113) 각각에 있어서의 수광량의 차를 연산하면 광 디스크(105) 상의 정보 기록면과 스폿과의 집광 위치의 변이를 나타내는 포커스 에러 신호를 얻을 수 있다.
한편, 광 디스크(105) 상의 정보가 요철(凹凸)을 갖는 정보 피트의 열(row)인 정보 트랙에 기록되어 있는 경우, 광 스폿이 정보 피트 상을 통과할 때에 생기는 광의 회절 패턴을 이용함으로써 광 스폿과 정보 트랙과의, 정보 기록면 내에서 이 정보 트랙에 수직인 방향에 있어서의 위치 변이를 나타내는 트래킹 에러 신호를 얻을 수 있다.
도 24, 도 25, 도 26은 특공평 7-105052호 공보에 개시된 광 스폿과 정보 피트와의 상대 위치 관계에 의한 파 필드 패턴의 제1, 제2 및 제3 변화를 도시한 모식도이다. 도 24의 (a), 도 25의 (a) 및 도 26의 (a)의 각각은 광 스폿과 정보 피트와의 위치 관계의 변화 예를 도시하고, 도 24의 (b), 도 25의 (b), 도 26의 (b)의 각각은 도 24의 (a), 도 25의 (a), 도 26의 (a) 각각의 위치관계의 변화에 따른 광 스폿에 의한 광 디스크(105)로부터의 반사광량의 강도 분포 패턴, 즉 파 필드 패턴의 변화 예를 도시하고 있다.
도 25의 (a)에서 도시한 바와 같이 광 픽업으로부터의 광 스폿(124)이 정보 피트(125)의 중심을 통과하고 있는 경우에는 도 25의 (b)에 도시한 바와 같이 강도 분포 패턴은 좌우대칭인 상태로 변화해 간다. 도 24의 (a) 또는 도 26의 (a)에 도시한 바와 같이 광 스폿(124)은 정보 피트(125)의 중심으로부터 어긋나서 통과해 가는 경우에는 도 24의 (b) 또는 도 26의 (b)에 도시한 바와 같이 깅도 분포 패턴의 좌우대칭성은 무너져 버리고, 강도분포 패턴의 변화에 시간차(위상차)가 생긴다. 이로인해 강도분포 패턴의 좌우에 있어서의 반사광량을 광 검출기(108)에 있어서의 수광부(114 및 115)의 각각에서 전기 신호로 변환하여 이 시간차를 검출하는 신호처리를 행함으로써 트래킹 에러 신호를 얻을 수 있다.
도 27은 특공평 7-105052호 공보에 개시된 트래킹 제어 장치의 회로 구성도이고, 도 28의 (a)∼(h)는 도 27의 회로 동작의 한 예를 설명하는 타이밍 차트이다. 도 29의 (a)∼(h)는 도 27의 회로 동작의 다른 예를 설명하기 위한 타이밍 차트이다. 도 30의 (a)∼(f)는 도 27의 회로 동작의 또 다른 예를 설명하기 위한 타이밍 차트이다.
도 27의 각 부분의 신호(S1∼S7) 및 트래킹 에러 신호(TES)의 각각은 도 28의 (a)∼(h)의 각각, 및 도 29의 (a)∼(h)의 각각에 도시된다. 도 30의 (a)∼(f)의 각각은 도 27의 신호(S3∼S7) 및 트래킹 에러 신호(TES)의 각각을 도시한다.
도 28의 (a)∼(h)는 시간경과에 따라 광 스폿(124)이 광 디스크(105)의 정보 트랙 상을 디스크의 반경방향의 좌측에서 우측으로 횡단하면서, 즉 도 24의 (a)와 (b)의 상태에서 도 25의 (a)와 (b)의 상태, 그리고 도 26의 (a)와 (b)의 상태로 천이하면서 정보 피트(125) 상을 통과해 가는 상황을 나타낸다.
도 27에 있어서, 수광부(114와 115)에서 검출된 수광량에 따른 전류신호는 전류 전압 변환기(i/V)(116과 117)에서 도 28의 (a)와 (b)에 도시된 전압 신호(S1과 S2)로 변환된다. 전압 신호(S1과 S2)는 각각 2치화 회로(118과 119)에서 도 28의 (c)와 (d)에 도시된 2치화 신호(S3과 S4)로 변환된다. 이 경우, 2치화 신호(S3과 S4)의 상승, 또는 하강의 시간차인 위상차를 검출함으로써 상술한 트래킹 에러 신호를 검출할 수 있다. 상술한 공보에서는 2치화 신호(S3과 S4)의 하강의 시간차는 D 플립플롭(102과 121)에서 검출된다. D플립플롭(120과 121) 각각의 출력 단자(Q)로부터의 출력 펄스(S5와 S6)의 상승에서 하강까지의 펄스폭이 시간차에 대응한다. 이와 같은 시간차를 나타내는 펄스는 도 28의 (e)와 (f)에 도시된다. 시간차 펄스(S5와 S6)는 차분 검출기(122)에서 도 28의 (g)에 도시된 펄스폭 변조 신호(S7)로 변환된다. 신호(S7)는 LPF(로우 패스 필터의 약칭)(123)에 의해 도 28의 (h)에 도시된 바와 같은 아날로그의 트래킹 에러 신호(TES)로 변환된다.
도 28의 (a)∼(h)의 횡축의 좌우단은 광 스폿(124)이 정보 피트(125)의 중심으로부터 어긋나 있는 경우이다. 이와 같이 광 스폿(124)이 정보 피트(125)의 중심으로부터 어긋나서 통과해 가는 경우에는 수광부(114와 115) 각각으로부터의 신호(S1과 S2)는 시간차뿐만 아니라 변화빈도를 표시하는 주파수도 다르다. 이 때문에 시간차의 오검출을 방지하기 위해 상술한 공보에서는 시간차 검출에 D플립플롭(102과 121)이 이용된다. 이 공보의 기술로 판단하면, D플립플롭(120과 121)은 단자(T)가 클럭 입력 단자, 아래쪽으로부터 인출된 무기명의 단자가 리셋 입력 단자이다. 리셋 입력 단자가 논리 레벨 L일 때는 무조건 출력 단자(Q)는 레벨 L, 리셋 입력 단자가 레벨 H일 때 입력 단자(D)에 제공된 것과 동일한 논리 레벨이 클럭 입력 단자(T)의 신호 하강 시점에서 단자(Q)에 출력된다.
그러나, 상술한 공보의 기술에 있어서는 이하에 설명하는 바와 같이 시간차인 위상차의 오검출을 방지할 수 있는 상태는 매우 한정되어 있다. 도 27에 도시한 바와 같이 2치화 신호(S3과 S4)의 하강에 기초하여 트래킹 에러를 나타내는 시간차를 검출하는 구성에 있어서는 도 28의 (c)와 (d)에 있어서 어느 한쪽의 2치화 신호가 레벨 L이고 다른 쪽의 2치화 신호가 레벨변화한 경우에는 그 변화에 의해 시간차를 잘못 검출하는 일이 없이, D플립플롭(120과 121)으로부터는 펄스(S5와 S6)가 발생하지 않는다. 그러나, 2치화 신호(S3과 S4)의 한쪽 신호가 레벨 H일때에 다른 쪽의 신호가 레벨 변화하면, 그것은 시간차로서 잘못 검출되어 트래킹 에러 신호(TES)에 큰 영향을 미친다. 예를 들면, 광 디스크 표면의 물리적인 손상, 또는 외부적인 전기 노이즈, 또는 인접 트랙 상의 정보 피트의 영향 등에 의해 도 29의 (a)와 (b)의 신호(S1과 S2)에 파선원으로 둘러싸인 미소한 이상 파형이 생겼다고 하면, 신호(S3과 S4)에 도 29의 (c) 및 (d)에 화살표로 도시한 바와 같은 글리치가 발생한다. 이 글리치는 D플립플롭(120과 121)의 출력, 즉 시간차를 나타내는 도 29의 (e)와 (f)의 펄스 신호(S5 및 S6)의 펄스폭, 및 도 29의 (g)에 도시된 신호(S7)의 펄스폭을, 본래의 트래킹 에러에 대응한 시간차를 나타내고 있는 파선의 위치로부터 화살표 방향에 있는 글리치에 기인한 실선의 위치에까지 확대시킨다. 이들 펄스 폭은 글리치 그것에 비해 명확하게 커질 수 있다. 그 결과, LPF(123)가 출력하는 트래킹 에러 신호(TES)는 도 29의 (h)의 파선으로 도시한 본래의 진폭으로부터 화살표 방향으로 확대한 실선으로 도시한 진폭으로 되어, 도 28의 (h)의 신호(TES)와 비교하여 명확하게 크게 혼란된다.
특히, 이 영향이 큰 것은 광 스폿(124)이 정보 피트(125)의 열을 정확하게 추종하고 있을 때에 상술한 신호 파형에 이상이 발생한 경우이다. 도 29의 (a)∼(h) 각각의 횡축의 중심 부근을 참조하면, 광 스폿(124)이 정보 비트(125)의 열을 정확하게 추종하고 있을 때 2치화 신호(S3과 S4)는 완전히 동일 위상으로 변화한다. 그러므로, 이들 신호의 상승 및 하강에 시간차(위상차)는 없고, 시간차를 나타내는 펄스(S5와 S6)는 생기지 않아 트래킹 에러 신호(TES)도 0을 유지한다. 그러나, 상술한 바와 같은 원인으로 시간차를 검출하기 위한 원신호인 신호(S3과 S4)에 이상이 생기면, 이들 신호의 위상이 완전하게 일치하고 있다고 해도 도 30의 (a)∼(f)에 도시한 바와 같이 글리치 자체보다 훨씬 폭이 넓은 시간차를 나타내는 펄스(S5와 S6)가 도면중 화살표의 글리치 발생의 시점부터 생겨서 도 30의(f)에 도시한 바와 같이 트래킹 에러 신호(TES)는 크게 혼란된다. 상술한 바와 같이, 이 경우는 트래킹 에러 신호(TES)는 본래는 0이고 광 스폿(124)은 정보 피트(125) 열의 위를 정확하게 추종하고 있는, 소위 온 트랙 상태임에도 불구하고, 약간의 신호 파형의 이상에 의해 큰 오차를 포함하는 트래킹 에러 신호(TES)가 생성되어 버린다. 그러므로, 광 스폿(124)의 위치는 온 트랙 상태 시의 위치로부터 크게 일탈하여 정보의 올바른 재생이 방해되고, 마침내 광 스폿(124)의 위치가 완전히 트랙으로부터 벗어나 버린다.
이상과 같이 종래의 트래킹 제어 장치에 있어서는 광 디스크의 손상, 외부로부터의 노이즈 또는 인접 트랙 상의 정보 피트(125)의 영향 등에 의해 글리치가 발생하고, 시간차를 잘못 검출한 경우에는 그 영향은 글리치의 폭 이상으로 크게 트래킹 에러 신호(TES)에 반영되어 버려서 트래킹 서보 제어의 정밀도 및 정보 신호의 재생에 대해 큰 장해가 된다.
도 31의 (a)와 (b)는 도 27의 구성에 있어서의 광 스폿과 트랙과의 위치관계와 위상차(DPD)법에 의한 트래킹 에러 신호(TES)의 파형과의 관계를 설명하는 도면이다. 상술한 공보에 개시된 구성의 관 픽업과 신호 처리 회로를 이용하여 얻어지는 트래킹 에러 신호(TES)는 도 28의 (h)에 도시된 바와 같이, 특정 트랙 1개의 근방에 주목하면 광 스폿(124)이 트랙의 진상(眞上)(중앙)에 있을 때에 0레벨로 되고, 그것으로부터 좌우로 어긋나면(오프 트랙이 되면) 그 방향에 따른 극성을 갖는 거의 직선 형태의 신호가 된다. 한편, 복수의 트랙에 걸쳐 관찰하면, 도 31의 (a) 및 (b)에 도시된 바와 같이, 각각의 트랙마다 이 직선 형태의 신호 파형이 나타나고, 또한 광 스폿(124)이 트랙과 트랙 사이에 있는 경우에도 0 레벨로 되므로, 전체적으로는 도 31의 (b)와 같이 트랙마다 반복되는 톱니 모양의 파형이 된다.
도 32의 (a) 및 (b)는 도 27의 구성에 있어서의 트래킹 에러 신호와 트래킹 서보 제어를 행하기 위해 광 스폿을 구동해야 할 방향을 대응시켜 그 관계를 설명하는 도면이다.
도 31의 (b)에 도시한 극성으로 트랙마다 반복하여 톱니 모양의 파형으로 나타나는 트래킹 에러 신호(TES)를 이용하여 트래킹 서보 제어를 행하는 데는 트래킹 에러 신호(TES)의 정부에 따라 광 스폿(124)의 위치가 도 32의 (a)의 화살표 A 또는 화살표 B방향으로 각각 움직여지도록 대물렌즈(104)를 도시하지 않은 구동부분(일반적으로 트래킹 액추에이터라 칭함)에 의해 구동하는 트래킹 서보 제어계를 구성하면 좋다.
광 픽업의 동작에 대해서는 광 스폿(124)을 트랙 상에 올바르게 추종시키기 위한 트래킹 서보 제어만이 아니라 디스크(105) 상의 임의의 정보를 검색하여 재생을 행하는 등을 위해 트랙을 횡단하는 방향, 즉 광 디스크(105)의 반경 방향에 공 스폿(124)의 조사 위치를 움직여 임의의 트랙으로 이동시키기 위한, 트랙 점프 또는 트랙 서치 등이라 칭해지는 트랙 횡단 동작도 필요하게 된다.
도 33의 (a)∼(e)는 종래의 트래킹 에러 신호와 재생 정보 신호를 이용하여 트랙 횡단 갯수 및 횡단 방향을 검출하기 위한 원리를 설명하기 위한 도면이다. 트랙 횡단 동작의 정밀도를 높이기 위해 트래킹 에러 신호(TES)를 참조할 수 있다. 구체적으로는 도 33의 (a)와 (b)에 도시한 바와 같이 트래킹 에러 신호(TES)가 트랙 상에서 0레벨을 가로지르는(제로 크로스하는) 것에 주목하여 신호(TES)를 컴퍼레이터(comparator) 등으로 2치화한 도 33의 (c)의 신호 상승 또는 하강의 에지수를 카운트하면, 카운트값이 광 스폿(124)이 횡단한 트랙 수를 나타낸다.
또, 트래킹 에러 신호(TES)는 트랙과 트랙 사이(트랙 사이)에도 제로 크로스 하기 때문에, 보다 정확하게 카운트하는 데는 재생 정보 신호(RF)도 동시에 참조하는 편이 바람직하다. 이는, 예를 들면 트랙 상에서 도 33의 (d)의 신호(RF)의 진폭이 커지는 것을 이용하여 신호(RF)의 엔벌로프(포락선) 진폭이 소정치(2치화 레벨)보다 클 때에 논리 레벨 H가 되는 도 33의 (e)의 신호를 생성하고, 이 신호가 레벨 H일 때에만 트래킹 에러 신호(TES)를 2치화한 도 33의 (c)의 신호 에지를 카운트하면 좋다.
또한, 광 스폿(124)의 트랙(정보 피트(125)의 열)에 대한 횡단 방향도 이들 신호를 이용하여 판별할 수 있다. 예를 들면, 도 33의 (e)의 신호 상승 에지에서 도 33의 (c)의 신호가 레벨 H 및 L 중의 어느 것인가를 검출하면 좋다. 가령, 도 33의 (e)의 신호 상승 에지에서 도 33c를 관측하고, 그것이 레벨 L이었다고 하면, 광 스폿(124)은 도 33의 (a)의 지면 좌측에서 우측 방향으로 트랙을 횡단하고 있다는 것을 알 수 있다. 또한, 도 33의 (e)의 신호가 레벨 H일 때에 도 33의 (c)의 신호 변화(에지)를 관측하고, 그것이 상승 및 하강의 어느 에지였는지를 검출하는 것에 의해서도 횡단 방향을 판별할 수 있다. 이 방법에서는 도 33의 (e)가 레벨 H일 때에 도 33의 (c)의 신호 상승 에지가 생겼다고 하면, 광 스폿(124)은 도 33의 (a)의 지면 좌측에서 우측으로 트랙을 횡단하고 있다는 것을 알 수 있다.
위상차법(DPD법)에 의한 트래킹 에러 신호(TES)의 파형은 광 스폿(124)과 트랙과의 정보 기록면 내에서 트랙에 직교하는 방향에 있어서의 상대적인 관계에 의해 도 31의 (b)의 톱니 모양이 되는 것, 이것을 이용하여 광 스폿(124)이 트랙 상을 정확하게 추종하도록 제어하기 위한 트래킹 서보 제어가 가능하다는 것, 및 소망하는 트랙을 검색하기 위해 광 스폿(124)을 트랙 횡단시키는 경우, 트랙의 횡단 갯수나 그 횡단 방향을 검출하여 광 스폿(124)의 트랙 횡단 동작의 정밀도를 높이기 위해 참조할 수 있는 것을 서술했다.
상술한 바와 같이, 위상차법(DPD법)에 의한 트래킹 에러 신호(TES)의 생성에 즈음해서는 광 스폿(124)과 트랙 중심과의 상대적인 변이량에 따라 2개의 신호 사이에 나타나는 위상차에 상당하는 펄스(이하, 위상차 펄스라 칭함)의 저주파 성분을 추출할 필요가 있다. 이 때문에 이용되는 적분 또는 LPF 등의 특성(시정수)은 종래에 고정되어 있었다.
그 때문에, 위상차법(DPD법)에 의해 트래킹 에러 신호(TES)를 얻는 경우, 종래는 트래킹 서보 제어를 위한 동작과 트랙 횡단 동작을 만족시키는 것이 곤란했다. 다시 말하면, 적분 또는 LPF의 시정수의 설정 방법에 의해 각각의 손실이 생기므로, 상술한 2개의 동작을 동시에 만족시키는 것이 곤란했다. 시정수를 어떤 값으로 설정한 경우에 각각의 손실을 검토하는 것이 종래에 있어서의 과제를 보다 구체적으로 지적하는 것이 된다. 이 관점으로부터 한 예로서, 상술한 시정수를 비교적 작게 설정한 경우를 상정하여 그 경우의 각각의 손실을 이하 순차 열거하여 설명한다.
도 34a 및 b는 종래의 1차 LPF의 게인 및 위상의 주파수 특성을 도시한 도면이다. 도 35a 및 b는 종래의 트래킹 서보 제어계의 게인 및 위상의 주파수 특성을 도시한 도면이다. 도 36의 (a)∼(c)는 도 27의 구성에 있어서 광 스폿의 트랙 횡단 속도가 상승한 때에 생기는 광 스폿의 트랙 횡단 갯수와 횡단 방향의 오검출에 대해 설명하는 도면이다.
시정수를 작게 설정하는 것에 의한 제1 이점은 트래킹 서보 제어계의 위상 여유가 증가하여 안정성이 증대하는 것이다.
예를 들면, 위상차 펄스의 평균화 처리에 1차 LPF가 이용되는 경우, 그 특성이 도 34a와 b에 도시된다. 1차 LPF의 절점 주파수(fLPF)(통상 수십 kHz로 설정됨)에 있어서, 도 34a와 같이 게인은 직류에서의 게인에 비해 -3dB, 위상은 도 34b와 같은 -45o이고, 그것보다 낮은 절점 주파수(fLPF)에서는 각각 0dB 및 0o에, 역으로 높은 주파수(fLPF)에서는 각각 -∞dB(게인의 절대치가 0) 및 -90o에 점근한다.
잘 알려져 있는 대로, 서보 제어계의 안정화를 위해 위상 진상(또는 미분) 보상에 의해 위상여유(θm)(게인이 0dB가 되는 주파수, 즉 컷오프 주파수(fC)에 있어서 위상이 -180o에 도달할 때까지의 여유량)이 약 30∼50o정도 얻어지도록 설계된다. 상술한 LPF의 위상 지연이 크면, 이 위상 여유가 대폭 감소하여 트래킹 서보 제어계는 불안정하게 되기 쉽지만, 절점 주파수(fLPF)를 높게(시정수를 작게) 설정하면 위상 지연은 작고, 위상 여유의 감소도 억제되므로 용이하게 트래킹 서보 제어계를 안정 동작시킬 수 있다.
적분 또는 LPF의 시정수를 작게 설정한 경우의 제2 이점은 광 스폿(124)의 트랙 횡단 동작 중, 특히 광 스폿(124)이 다수의 트랙을 고속으로 횡단하는 트랙 서치 시에 횡단 방향의 판별 미스를 하기 어렵다는 것이다.
트랙 횡단 동작 시에는 공 스폿(124)의 트랙에 대한 상대 속도의 가속도 등을 제어하기 위해, 일반적으로 트랙의 횡단 방향을 검출할 필요가 있다. 그 원리는 도 33의 (a)∼(e)에 도시된다. 시정수가 크고 트래킹 에러 신호(TES)에 위상 지연(시간 지연)이 생긴 경우의 영향에 대해 도 36의 (a)∼(e) 및 도 33의 (a)∼(e)를 참조하면서 설명한다.
광 스폿(124)이 트랙을 횡단하는 속도가 느리고, 따라서 트래킹 에러 신호(TES)의 톱니 모양 파형의 반복 주파수도 낮은 경우, 또는 상술한 시정수가 작은 경우에는 트랙 횡단 시에 생긴 트래킹 에러 신호(TES)의 위상 지연은 특히 문제로 되지 않는다. 상술한 도 33의 (a)∼(e)에서의 설명대로 트랙의 횡단 갯수와 방향을 검출할 수 있다.
그렇지만 광 스폿(124)이 트랙을 횡단하는 속도가 빨라져 트래킹 에러 신호(TES)의 톱니 모양 파형의 반복 주파수가 높아진 경우, 상술한 시정수가 크면 트래킹 에러 신호(TES)는 적분 또는 LPF에 의한 위상의 지연 및 진폭의 감소가 차차 현저해진다. 이 때의 신호(RF)와 트래킹 에러 신호(TES), 및 이들을 2치화한 신호의 관계는 도 33의 (a)∼(e)와는 다른 도 36의 (a)∼(e)에 도시한 것으로 된다. 도 36의 (b)에 있어서 트래킹 에러 신호(TES)는 파선으로 도시한 본래의 파형보다도 진폭이 작고 위상도 지연된 실선의 파형으로 되기 때문에, 이것을 2치화한 도 36의 (c)의 신호도 파선으로 도시한 본래의 파형과는 에지의 위치가 어긋나 버린다. 또한, 도 36의 (b)의 트래킹 에러 신호(TES)의 진폭이 작을 때에는 2치화가 정상으로 행해지지 않고 에지 위치가 더욱 크게 어긋나 버리거나, 또는 신호(TES)를 2치화한 도 36의 (c)의 신호 자체가 얻어지지 않는 등의 현상이 생긴다. 그 때문에, 도 36의 (d)의 신호(RF)의 엔벌로프를 소정의 레벨로 2치화한 도 36의 (e)의 신호의 상승 또는 하강에 있어서, 도 36의 (b)의 트래킹 에러 신호(TES)를 2치화한 도 36의 (c)의 신호를 샘플링해도 샘플링된 도 36c의 신호 레벨은 불확실한 것으로 되어 광 스폿(124)의 횡단 방향을 잘못 판별하게 된다.
광 스폿의 횡단 방향 판별이 필요한 경우에는 트래킹 서치 동작의 개시 직후 또는 종료 직전과 같이, 광 스폿(124)을 트랙에 대해 의도적으로 이동시키는 속도가 디스크의 편심 등에 의해 생기는 상대적으로 역방향의 횡단 속도에 대해 반드시 큰 것은 아니고, 또 광 스폿(124)의 트랙에 대한 상대속도(상대적인 이동방향)가 역전할 가능성이 있는 경우이다. 광 스폿(124)을 트랙에 대해 이동시키는 속도가 충분히 높은 기간은 상술한 상대 속도의 역전은 일어날 수 없으므로 방향 판별은 불필요해지고, 트래킹 에러 신호(TES)를 참조하지 않아도 트랙 횡단 동작에 지장은 없다. 그러나, 디스크의 편심이 크고, 또는 고속 데이타 전송을 위해 디스크의 회전속도가 빠르고, 또는 기록 밀도 향상을 위해 트랙 피치가 좁은 등의 경우에는 디스크의 편심 등에 의한 상술한 상대속도가 커서, 광 스폿(124)을 트랙에 대해 이동시키는 속도가 이 상대속도를 상회할 때까지 방향 판별을 행할 필요가 있다. 그 때문에, 시정수를 크게 설정하면, 트래킹 에러 신호(TES)의 위상 지연과 진폭 감소에 의해 방향 판별을 잘못할 우려가 있다.
그렇지만, 적분 또는 LPF의 시정수를 작게 설정한 경우에는 이와 같은 상황에 있어서도 트래킹 에러 신호(TES)에 위상 지연이나 진폭의 감소라고 한 영향이 작아 잘못된 방향 판별이 감소한다. 이것이 시정수를 작게 설정한 경우의 제2 이점이다.
한편, 적분 또는 LPF의 시정수를 작게 설정한 경우의 제1 결점은 디스크의 손상 등에 의해 트래킹 에러 신호(TES)가 혼란되기 쉽고 트래킹 서보 제어의 정밀도가 열화하기 쉽다고 하는 점에 있다.
디스크의 손상 등이 있는 경우, 트랙 상에 조사한 광 스폿(124)의 회절 또는 반사 광이 혼란되고, 위상차 펄스에는 이상 또는 불규칙적인 펄스가 혼입한다. 이상 또는 불규칙적인 위상차 펄스의 폭이나 발생 빈도는 손상의 정도 등에 의존한다. 적분 또는 LPF의 시정수가 작으면(LPF에서는 절점 주파수(fLPF)가 높으면), 이상 또는 불규칙적인 위상차 펄스는 충분하게 평균화되지 않고 트래킹 에러 신호(TES)상에 혼란이 발생하며, 트래킹 서보 제어계의 정밀도가 열화한다. 특히, 상술한 디스크의 손상 등이 큰 것이면, 광 스폿(124)이 트랙 상으로부터 완전히 벗어나 버려서 중대한 문제가 된다.
적분 또는 LPF의 시정수를 작게 설정한 경우의 제2 결점은 광 스폿(124)의 트랙 횡단 동작 중, 수 트랙 단위의 트랙 횡단을 행하는 트랙 점프 동작 시에 검출하는 것이 바람직한 트랙과 트랙의 중간점 검출이 곤란해진다는 점이다.
트래킹 서보 동작에 있어서, 다시 말하면 광 스폿(124)이 트랙을 추종하고 있는 상태에 있어서, 디스크의 손상 등에 의해 트래킹 에러 신호(TES)가 혼란되는 문제에 대해 이미 서술했다. 그러나, 광 스폿(124)은 트랙의 중심선을 벗어남에 따라 디스크에 손상이 없어도 위상차(DPD)법에 의한 트래킹 에러 신호(TES)에는 파형 혼란이 생기기 쉬워진다는 경향이 있다.
도 37의 (a)∼(d)는 도 27의 회로구성에 있어서 광 스폿의 오프 트랙과 트래킹 에러 신호의 파형 혼란과의 관계를 설명하는 도면이다. 도 37의 (a)∼(c)에는 광 스폿의 온 트랙 상태로부터 오프 트랙 상태로의 천이가 도시되고, 도 37의 (d)에는 도 37의 (a)∼(c)의 상태천이에 따라 도 27의 회로에서 출력되는 트래킹 에러 신호(TES)가 도시된다. 상술한 바와 같이, 위상차(DPD)법에서는 정보 피트(125) 상을 광 스폿(124)이 통과할 때, 트래킹 방향으로 분할한 광 스폿(124)의 좌우 광량의 변화 타이밍에 따른 위상차 펄스에 기초하여 트래킹 에러 신호(TES)가 생성된다. 도 37의 (a)∼(c)에 도시한 바와 같이, 광 스폿(124)이 트랙(정보 피트(125)의 열)의 중심선을 크게 벗어나 트랙과 트랙 사이에 가까워짐에 따라 광 스폿(124)이 정보 피트(125)에 머무는 영역이 적어져서, 광 스폿(124)이 정보 피트(125) 상을 통과한 것을 반사광으로부터 검출하는 것이 곤란해진다. 이 때문에, 광 스폿(124)과 트랙과의 변이량, 즉 오프 트랙량에 따른 위상차 펄스에 이상 또는 불규칙적인 펄스가 발생하고, 도 37의 (d)의 트래킹 에러 신호(TES)의 파형은 차차 혼란된다. 특히, 도 37의 (c)와 같이 광 스폿(124)이 트랙과 트랙의 중간점에 위치하여 광 스폿(124)이 좌우로 인접하는 트랙의 양쪽에 조금씩 머물수 있는 경우에는 광 스폿(124)에 인접하는 좌우의 트랙의 정보 피트(125)에서 회절 또는 반사된 광의 미약한 변화에 의해 위상차 펄스에 이상하고 불규칙적인 펄스가 가장 발생하기 쉬워, 도 37의 (d)의 트래킹 에러 신호(TES)의 혼란도 가장 심해진다.
트랙과 트랙 사이의 위치 검출은 광 스폿(124)이 수십개 또는 수백개 단위 이상의 트랙 횡단 동작을 행할 때에는 통상 필요로 되지 않는다. 그러나, 수개 단위 또는 그것 이하의 트랙 점프 동작에서는 광 스폿(124)을 가감속하는 타이밍을 판단하여 그 성공률을 높이기 위해 트랙과 트랙 사이의 위치 검출이 필요해진다. 극단적인 예로서 스틸 점프 등에서 다용되는 1트랙 점프 동작에서는 겨우 1트랙 사이에서 광 스폿(124)을 가속 및 감속시킬 필요가 있다. 그 때문에 광 스폿(124)의 가속 및 감속의 전환점으로서 트랙과 트랙의 중간점을 다소의 오차가 있어도 검출하는 것이 안정한 점프 동작을 위해서는 필요하다.
그러나, 도 37의 (d)와 같이 트랙과 트랙 사이에서 트래킹 에러 신호(TES)가 혼란되면, 트랙과 트랙의 중간점을 정확하게 검출할 수 없어서 광 스폿(124)을 가감속하는 타이밍이 혼란되어 트랙 점프(횡단) 동작이 실패하기 쉬워진다.
적분 또는 LPFR의 시정수가 크면 위상차 펄스에 있어서의 상술한 이상하고 불규칙적인 펄스도 강력하게 평균화되기 때문에 트랙 트랙의 중간점 부근에서의 트래킹 에러 신호(TES)의 혼란은 작아져서 그 제로 크로스 점으로부터 트랙과 트랙의 중간점을 용이하게 검출할 수 있다. 그러나, 시정수가 작으면 도 37의 (d)와 같이 트랙과 트랙의 중간점 부근에서의 트래킹 에러 신호(TES)는 크게 혼란되어 그 제로크로서 점으로부터 트랙과 트랙의 중간점을 검출하는 것은 곤란해진다.
이상과 같이, 적분 또는 LPF의 시정수가 작은 경우에는 도 27의 회로에 있어서 상술한 2개의 이점과 2개의 결점이 병존한다. 한편, 적분 또는 LPF의 시정수가 큰 경우에는 당연하지만 그 반대의 이점과 실점을 갖는다. 각각의 트래킹 제어 장치에 있어서 이들 시정수를 어떻게 설정하는 가는 설계문제이다. 위상차(DPD)법에 의해 트래킹 에러 신호(TES)를 생성하는 종래의 트래킹 제어 장치에서는 저역 통과부의 특성이, 즉 적분 또는 LPF의 특성이 트래킹 서보 제어 및 트랙 횡단 동작이라고 하는 완전히 다른 동작에 대해 공통으로 설정되어 있기 때문에, 상술한 이점을 살리면서 결점을 극복할 수 없다. 즉, 종래의 트래킹 제어 장치에서는 ①트래킹 서보 제어계의 안정성, ②트랙 서치 시의 방향 판별의 정확도, ③디스크의 손상 등에 대한 트래킹 서보 제어의 정밀도, 및 ④트랙 점프 시의 트랙과 트랙의 중간점의 검출 중, 동시에 2항목밖에 만족할 수 없어 트랙 횡단 동작의 정밀도와 트래킹 서보 제어의 안정성 및 정밀도 사이에서 트레이드 오프의 관계가 생기지 않을 수가 없다고 하는 문제점을 갖고 있다.
본 발명의 목적은 디스크에 광 스폿을 조사하여 디스크로부터의 반사광을 수광하여 얻어지는 수광 신호에 글리치가 혼입해도 위상차법에 의해 생성되는 트래킹 에러 신호의 혼란을 억제할 수 있는 광 픽업을 위한 트래킹 제어 장치를 제공하기 위한 것이다.
본 발명의 다른 목적은 위상차법에 의해 트래킹 에러 신호를 생성할 때에 트래킹 서보 제어의 안정성 및 정밀도, 및 트랙 횡단 동작의 정밀도를 적합하게 만족하는 광 픽업을 위한 트래킹 제어 장치를 제공하기 위한 것이다.
상술한 목적을 달성하기 위해 본 발명에 관한 광 픽업을 위한 트래킹 제어 장치는 복수 트랙에 정보가 기록된 디스크로부터 정보를 재생할 때, 소정 트랙에 광 스폿을 조사하여 소정 트랙으로부터의 반사광을 적어도 트랙 방향으로 2분할하여 수광하고, 각 수광량에 따른 2개의 전기 신호를 출력하는 광 픽업을 위한 장치이다. 상세히 서술하면, 이 장치는 광 픽업으로부터 출력되는 2개의 전기 신호를 각각 2분할하고, 2개의 2치화 신호 중 한쪽의 2치화 신호가 제1 레벨에서 제2 레벨로 변화한 시점을 기점으로 하고, 이 한쪽의 2치화 신호가 제1 레벨로 복귀한 시점 및 다른쪽의 2치화 신호가 제1 레벨에서 제2 레벨로 변화한 시점 중 빠른 쪽을 종점으로 하는 시간폭을 갖고 있고, 2개의 2치화 신호 중의 어느 것이 먼저 제1 레벨에서 제2 레벨로 변화했는지에 따른 2상의 펄스를 생성하여 출력하는 펄스 생성부와, 펄스 생성부로부터 출력되는 2상의 펄스에 기초하여 소정 트랙과 광 스폿과의 상대위치를 나타내는 트래킹 에러 신호를 생성하는 에러 신호 생성부와, 생성된 트래킹 에러 신호에 기초하여 광 스폿을 트래킹 방향으로 이동시켜서 광 스폿에 트래킹 서보 동작 또는 트랙 횡단 동작을 행하게 하도록 광 픽업을 구동하는 구동부를 갖추어 구성된다.
따라서, 광 픽업으로부터 얻어진 전기 신호에 디스크의 손상, 외란 노이즈, 및 소정 트랙에 인접하는 트랙 상의 정보 피트의 영향 등에 의해 2치화 신호에 글리치가 혼입했다고 해도, 트래킹 에러 신호로의 글리치에 의한 영향은 그 글리치의 폭만큼 제한할 수 있다. 그러므로, 트래킹 에러 신호의 혼란이 억제되어 트래킹 서보 제어의 정밀도 및 정보의 재생에 대한 장해의 발생을 방지할 수 있다.
또한, 펄스 생성부는 2상의 펄스를 출력하기 위해 2개의 AND 게이트를 갖추어 구성된 경우, AND 게이트의 입력측에 펄스의 출력을 제어하기 위한 신호를 제공하는 것만으로 트래킹 에러 신호에 관한 뮤팅 기능도 실현할 수 있다. 따라서, 새로운 회로요소를 추가하지 않고도 트래킹 에러 신호에 관한 뮤팅 기능을 실현할 수 있어 후속하는 각 회로의 불필요한 동작을 억제할 수도 있다.
또한, 펄스 생성부는 D형 플립플롭 회로 및 논리 게이트를 포함하여 간단한 구성을 갖는다.
상술한 목적을 달성하기 위해, 본 발명에 관한 광 픽업을 위한 다른 트래킹 제어 장치는 다음과 같이 구성된다. 상술한 광 픽업으로부터 출력되는 2개의 전기 신호를 각각 2치화하고, 2개의 2치화 신호의 각각에 대해 서로의 시간차에 기초하여 2상의 펄스를 생성하여 출력하는 펄스 생성부와, 상이한 복수의 시정수를 전환 설정가능한 저역 통과부를 이용하여 펄스 생성부로부터 출력되는 2상의 펄스에 기초하여 소정 트랙과 광 스폿과의 상대 위치를 나타내는 트래킹 에러 신호를 생성하는 에러 신호 생성부와, 생성된 트래킹 에러 신호에 기초하여 광 스폿을 트래킹 방향으로 이동시켜서 광 스폿에 트래킹 서보 동작 또는 트랙 횡단 동작을 행하게 하도록 광 픽업을 구동하는 구동부와, 구동부에 의한 광 픽업의 동작에 따라 저역 통과부에 복수 시정수 중 대응하는 시정수를 선택하여 설정하기 위한 시정수 설정부를 갖추어 구성된다.
본 발명의 다른 트래킹 제어 장치는 이와 같이 구성되므로, 위상차법에 의해 트래킹 에러 신호를 생성할 때에 필요한 저역통과부의 시정수를, 트래킹 서보 동작 및 트랙 횡단 동작의 각각에 따라 전환 설정할 수 있게 된다. 그러므로, 저역통과부의 특성을 트래킹 서보 동작 및 트랙 횡단 동작이라고 하는 완전히 다른 동작에 대해 최적하게 되도록 가변 설정할 수 있게 되어, 트래킹 서보 제어계의 안정성, 트랙 서치 시의 방향 판별의 장확도, 디스크의 손상 등에 대한 트래킹 서보 제어의 정밀도, 및 트랙 점프의 정확도 등을 적합하게 만족시킬 수 있게 된다.
상술한 저역통과부의 특성 전환은 디스크로부터 재생되는 신호의 주파수에 따라 행해진다.
따라서, 디스크에 있어서의 정보의 기록 밀도가 높고, 또는 디스크를 고속 회전시켜 재생을 행하는 등의 이유때문에 재생 신호의 주파수가 높은 경우에는 시정수 설정부에 의해 작은 시정수가 저역 통과부에 설정되어 트래킹 에러 신호의 위상 지연 또는 시간 지연을 증가시키지 않는 제어가 가능해지기 때문에, 트랙 점프 시의 트랙 중간점을 보다 정확하게 검출하여 트랙 점프의 정밀도가 더욱 높아진다. 또한, 트래킹 서보 동작 시에 있어서는 디스크의 손상 등에 대한 제어 정밀도의 열화가 억제되면서 위상 여유의 감소를 방지할 수 있어 더욱 안정된 트래킹 서보 제어가 가능해진다.
상술한 저역 통과부는 복수의 저항을 포함하고 시정수 설정부는 복수 저항이 합성된 저항값을 변화시킴으로써 시정수의 선택 및 설정을 행한다.
따라서, 시정수의 전환 시에, 트래킹 에러 신호에 급변동(단차)이 생기지 않으므로, 트래킹 서보 동작의 정밀도 및 트랙 횡단 시의 트랙 횡단 갯수, 횡단 방향의 판별 및 트랙 중간점의 검출에 악영향을 미치는 일이 방지된다. 또한, 시정수의 전환은 합성된 저항값의 변화에 따르므로 저역 통과부를 구성하는 회로요소의 파손을 방지할 수 있다. 또한, 상술한 시정수의 전환은 콘덴서의 전환에 의한 것은 아니므로, 저역통과부 또는 이것을 포함하는 회로의 IC화에 관해 인출핀 수나 외부 부착 부품의 수가 적어서 비용이나 실장 면적이 적어진다.
상술한 목적을 달성하기 위해, 본 발명에 관한 광 픽업을 위한 또 다른 트래킹 제어 장치는 광 픽업으로부터 출력되는 2개의 전기 신호를 각각 2치화하고, 2개의 2치화 신호 중 한쪽의 2치화 신호가 제1 레벨에서 제2 레벨로 변화한 시점을 기점으로 하고, 이 한쪽의 2치화 신호가 제1 레벨로 복귀한 시점 및 다른쪽의 2치화 신호가 제1 레벨에서 제2 레벨로 변화한 시점 중의 빠른 쪽을 종점으로 하는 시간폭을 갖고 있고, 2개의 2치화 신호 중의 어느것이 먼저 제1 레벨에서 제2 레벨로 변화했는지에 따른 2상의 펄스를 생성하여 출력하는 펄스 생성부와, 상이한 복수의 시정수를 전환 설정 가능한 저역 통과부를 이용하여 펄스 생성부로부터 출력되는 2상의 펄스에 기초하여 소정 트랙과 광 스폿과의 상대 위치를 나타내는 트래킹 에러 신호를 생성하는 에러 신호 생성부와, 생성된 트래킹 에러 신호에 기초하여 광 스폿을 트래킹 방향으로 이동시켜서 광 스폿에 트래킹 서보 동작 또는 트랙 횡단 동작을 행하게 하도록 광 픽업을 구동하는 구동부와, 구동부에 의한 광 픽업의 동작에 따라 저역통과부에 복수 시정수 중의 대응하는 시정수를 선택하여 설정하기 위한 시정수 설정부를 갖추어 구성된다.
이와 같이 구성되는 또 다른 트래킹 제어 장치에 따르면, 상술한 각 트래킹 제어 장치에 있어서 얻어지는 것과 동일한 특징이 얻어진다.
도 1은 본 발명의 제1 실시예에 따른 광 픽업과, 이것을 위한 트래킹 제어 장치의 개략 구성도.
도 2는 도 1의 광 픽업의 홀로그램 유닛과 수광 소자의 설명도.
도 3은 도 1의 신호 처리 회로의 회로 구성도.
도 4는 도 3의 회로의 동작 타이밍을 설명하기 위한 타이밍 차트.
도 5는 도 3의 회로의 다른 동작 타이밍을 설명하기 위한 타이밍 차트.
도 6은 도 1의 신호 처리 회로의 다른 회로 구성도.
도 7은 도 6의 회로의 동작 타이밍을 설명하기 위한 타이밍 차트.
도 8은 도 6의 회로의 다른 동작 타이밍을 설명하기 위한 타이밍 차트.
도 9는 본 발명의 트래킹 제어 장치에 적용되는 광 픽업의 다른 개략 구성도.
도 10은 도 9의 광 픽업에 본 발명의 트래킹 제어 장치를 적용할 때의 수광 소자 주변의 접속에 대해 설명하는 도면.
도 11은 본 발명의 제2 실시예에 있어서의 트래킹 에러 신호를 생성하기 위한 신호 처리 회로의 한 구성예를 도시한 도면.
도 12는 도 11의 회로에 있어서 위상차 펄스를 평균화하는 LPF의 시정수와, 광 스폿이 트랙을 횡단할 때의 트래킹 에러 신호의 파형과의 관계를 도시한 도면.
도 13은 도 11의 회로에 있어서 LPF의 시정수와, 트래킹 서보 동작 시에 디스크의 결함에 기인하는 이상한 위상차 펄스가 생긴 경우에 있어서의 트래킹 에러 신호의 혼란과의 관계를 도시한 도면.
도 14a 및 b는 도 11의 LPF의 제1 회로 구성예를 도시한 도면.
도 15a 및 b는 도 11의 LPF의 제2 회로 구성예를 도시한 도면.
도 16a 및 b는 도 11의 LPF의 제3 회로 구성예를 도시한 도면.
도 17a 및 b는 도 11의 LPF의 제4 회로 구성예를 도시한 도면.
도 18a 및 b는 도 11의 LPF의 제5 회로 구성예를 도시함과 동시에, 그 문제점을 설명하기 위한 도면.
도 19는 본 발명의 제2 실시예에 따른 트래킹 에러 신호를 생성하기 위한 신호 처리 회로의 다른 구성예를 도시한 도면.
도 20은 도 19의 LPF의 회로 구성의 한 예를 도시한 도면.
도 21은 도 19의 LPF의 회로 구성의 그 밖의 예를 도시한 도면.
도 22는 종래의 광 픽업의 개략 구성도.
도 23은 도 22의 광 픽업의 회로 구조체와 수광 소자와의 구성도.
도 24는 종래 및 본 발명의 실시예에 적용되는 광 스폿과 정보 피트와의 상대 위치 관계에 따른 파 필드 패턴 변화의 한 예를 도시한 모식도.
도 25는 종래 및 본 발명의 실시예에 적용되는 광 스폿과 정보 피트와의 상대 위치 관계에 따른 파 필드 패턴 변화의 다른 예를 도시한 모식도.
도 26은 종래 및 본 발명의 실시예에 적용되는 광 스폿과 정보 피트와의 상대 위치 관계에 따른 파 필드 패턴 변화의 또 다른 예를 도시한 모식도.
도 27은 도 22의 광 픽업에 적용되는 종래의 트래킹 제어 장치의 회로 구성도.
도 28은 도 27의 장치의 동작을 설명하기 위한 타이밍 차트.
도 29는 도 27의 장치의 다른 동작을 설명하기 위한 타이밍 차트.
도 30은 도 27의 장치의 또 다른 동작을 설명하기 위한 타이밍 차트.
도 31은 종래 및 본 발명의 실시예에 적용되는 광 스폿과 트랙의 위치 관계와, 위상차(DPD)법에 의한 트래킹 에러 신호 파형을 대응시켜 설명하는 도면.
도 32는 종래 및 본 발명의 실시예에 적용되는 트래킹 에러 신호와, 트래킹 서보 제어를 행하기 위한 광 스폿을 구동해야 할 방향과의 관계의 설명도.
도 33은 트래킹 에러 신호와 재생 정보 신호를 이용하여 트랙 횡단 갯수 및 횡단 방향을 검출하기 위한 종래의 원리를 설명하는 도면.
도 34a 및 b 각각은 종래의 1차 LPF의 게인과 위상 각각의 주파수 특성을 도시한 도면.
도 35a 및 b 각각은 종래의 트래킹 서보 제어계의 게인과 위상 각각의 주파수 특성을 도시한 도면.
도 36은 도 27의 구성에 있어서, 광 스폿의 트랙 횡단 속도가 상승한 때에 생기는 광 스폿의 트랙 횡단 갯수와 횡단 방향의 검출에 대해 설명하는 도면.
도 37은 도 27의 회로 구성에 있어서 광 스폿의 오프 트랙과 트래킹 에러 신호의 파형 혼란과의 관계를 설명하는 도면.
〈도면의 주요 부분에 대한 부호의 설명〉
1 : 반도체 레이저
2 : 수광 소자
3 : 홀로그램 유닛
4 : 조준 렌즈
5 : 대물 렌즈
6 : 광 디스크
7 : 전류 전압 변환 회로
8 : 2치화 회로
9 : 펄스 출력부
10 : 차분 검출기
11 : LPF
20 : 신호 처리 회로
21 : 구동부
30 : 제어기
31 : 홀로그램
61 : 정보 기록면
이하, 본 발명의 제1 및 제2 실시예에 대해 도면을 참조하여 상세하게 설명한다.
〈제1 실시예〉
이하의 제1 실시예에서는 광 디스크의 손상, 외부로부터의 노이즈 또는 인접 트랙 상의 정보 피트의 영향 등에 의해 트래킹 에러 신호에 큰 오차가 포함되는 것을 방지하는 광 픽업을 위한 트래킹 제어 장치가 개시된다.
도 1은 본 발명의 제1 실시예에 따른 광 픽업과 그것을 위한 트래킹 제어 장치의 개략 구성도이다. 도 1을 참조하면, 광 픽업은 광원으로서의 반도체 레이저(1), 복수의 수광 영역으로 분할된 수광 소자(2), 글래스 면에 회절 격자인 홀로그램(31)이 새겨진 홀로그램 유닛(3), 조준(collimator) 렌즈(4) 및 대물렌즈(5)를 포함한다. 이 광 픽업을 위한 트래킹 제어 장치는 수광 소자(2)로부터의 전류 신호를 전압 신호로 변환하는 전류 전압 변환 회로(7), 신호 처리 회로(20) 및 대물 렌즈(5)를 구동하는 구동부(21)를 포함한다. 트래킹 제어 장치는 기록매체인 광 디스크(6)의 정보 기록면(61)에 있어서의 광 픽업의 광 스폿의 트래킹을 제어한다.
반도체 레이저(1)로부터 조사된 광 빔은 홀로그램 유닛(3)을 통과한 후, 조준 렌즈(4)에 의해 평행한 광 빔으로 되어, 대물 렌즈(5)에 의해 광 디스크(6)의 정보 기록면(61) 상에 미소한 광 스폿으로서 집광된다. 광 디스크(6)의 정보 기록면(61)에서 반사된 광은 렌즈(5) 및 렌즈(4)를 거쳐 홀로그램 유닛(3)을 통과할 때에 홀로그램(31)에 의해 회절되어, 수광 소자(2)에 입사한다. 수광 소자(2)의 각 수광 영역에 입사한 광 빔은 그 강도에 따라 전류 신호로 변환되어 전류 전압 변환 회로(7)에 제공된다. 각 수광 영역마다의 전류 신호는 회로(7)에 의해 전압 신호로 변환되어 출력된다.
도 2는 도 1의 광 픽업의 홀로그램 유닛과 수광 소자의 설명도이다. 도 2에는 홀로그램 유닛(3)에 새겨진 홀로그램(31)과 그것에 의해 회절되어 수광 소자(2)로 입사하는 광 빔의 위치 관계가 도시된다. 홀로그램(31)은 각각의 회절 방향이 다른 홀로그램 영역(31a, 31b 및 31c)으로 분할되어 있다. 이들 홀로그램 영역에 의해 다른 방향으로 회절된 광 빔은 각각 수광 소자(2)의 수광 영역(2a, 2b, 2c 및 2d)의 각각에 입사한다. 또, 도 2중의 화살표(T)는 광 디스크(6)에 있어서의 반사광이 홀로그램(31)에 입사할 때의 정보 트랙(정보 피트 열)의 길이 방향, 즉 트랙 진행 방향을 나타낸다. 홀로그램(31)에 있어서의 홀로그램 영역(31a와 31b)의 분할선은 화살표(T)로 표시한 방향에 일치하고 있다.
여기에서, 대물렌즈(5)와 광 디스크(6)의 거리가 변화하면 광 디스크(6)에서 반사되어 홀로그램 유닛(3) 상에 입사하는 광 빔의 지름이나 위치 등이 변화한다. 그 때문에 홀로그램(31)의 홀로그램 영역(31c)에서 회절되어 수광 소자(2)의 수광 영역(2c 및 2d)의 위에 입사하는 광 빔(거의 반원 형상의 패턴으로서 도시)의 위치는 상술한 거리 변화에 따라 변화한다. 따라서 수광 소자(2)의 수광 영역(2c와 2d)의 출력차로부터 대물 렌즈(5)와 광 디스크(6)의 위치 오차 신호, 즉 포커스 에러 신호가 얻어진다. 이와 같은 포커스 에러 신호의 검출 방법은 푸코법(Foucault method)으로서 공지된 것으로 상세한 설명은 생략한다.
상술한 포커스 에러 신호에 따라 대물 렌즈(5)를 렌즈 액추에이터라 칭해지는 도시하지 않은 구동부, 또는 구동부(21)를 이용하여 광 디스크(6)과의 거리가 항상 동일해지도록 구동시키면, 항상 광 빔 스폿을 정보 기록면(61) 상에 집속하여 형성시킨 상태로 하는, 소위 포커스 제어가 행해진다.
한편, 홀로그램(31)의 홀로그램 영역(31a와 31b)에서 회절된 광 빔은 수광 소자(2)의 수광 영역(2a와 2b)에 각각 입사하고, 전류 전압 변환 회로(7)로부터 전압 신호로서 출력된다. 이들 전압 신호는 도 3의 회로에 의해 처리되어 트래킹 에러 신호로서 출력된다.
도 3은 도 1의 신호 처리 회로(20)의 회로 구성도이다. 도 3에서는 도 1의 신호 처리 회로(20)가 수광 소자(2) 및 전류 전압 변환 회로(7)와 관련지어 도시된다. 도면 중, 전류 전압 변환 회로(7)는 수광 소자(2)의 수광 영역(2a와 2b) 각각으로부터의 전류 신호를 전압 신호로 변환하여 출력하는 전류 전압 변환부(7a와 7b)를 포함하고, 이들은 필요에 따라 적절한 증폭도를 갖고 있어도 좋다. 신호 처리 회로(20)는 전류 전압 변환부(7a와 7b)로부터의 전압 신호를 2치화 신호, 즉 디지탈 신호로 변환하기 위한 2치화 회로(8a와 8b), 이들 디지탈 신호의 시간차(위상차)에 따라 2상의 펄스를 출력하는 펄스 출력부(9), 펄스 출력부(9)로부터의 2상의 펄스를 차분하여 정부 양극성을 갖는 펄스 신호를 생성하는 차분 검출기(10), 차분 검출기(10)으로부터의 출력 펄스 신호를 평균화하여 아날로그 신호로 변환하여 트래킹 에러 신호(TES)로서 출력하는 LPF(11)를 포함한다.
펄스 출력부(9)는 NOT 게이트(논리 반전 회로)(91a와 91b), D형 플립플롭(이하, D-FF라 함)(92a와 92b), AND 게이트(93a와 93b)를 포함한다. 또, D-FF(92a와 92b)는 도 27과는 달리, 클럭 입력(CLK) 단자의 레벨 L에서 H로의 상승 시점에 있어서의 입력 단자(D)의 입력 신호 레벨을 단자(Q)에 출력하므로 펄스 출력부(9)는 2치화 회로(8a와 8b)로부터의 디지탈 신호의 논리 레벨 H에서 L로의 하강의 시간차(위상차)를 검출하여 2상의 펄스를 출력하는 구성으로 되어 있다. 또, 클리어(CLR) 단자가 레벨 L이 되면 단자(Q)는 무조건 레벨 L로 된다.
도 4의 (a)∼(j)는 도 3의 회로 동작 타이밍을 설명하기 위한 타이밍 차트이다. 도 3의 회로에 있어서의 동작을 설명한다. 또, 도 4의 (a)∼(j)의 각각에 도시되는 신호는 도 3의 각 회로의 출력 신호(S1∼S9) 및 트래킹 에러 신호(TES)의 각각에 대응한다. 도 4의 (a) 및 (b)의 각각은 수광 영역(2a 및 2b)의 출력 신호 각각을 전류 전압 변환부(7a 및 7b)의 각각으로 변환하여 얻어진 전압 신호(S1과 S2)이다. 이들 전압 신호(S1과 S2)에 도 29의 (a)에 있어서 시간차의 대폭적인 오검출을 초래한 파형 이상(스파이크 형상의 혼란)이 파선원 내에 도시한 바와 같이 발생하고 있다고 상정하자. 신호(S1과 S2)를 2치화 회로(8a와 8b)에서 각각 2치화하여 이루어지는 신호(S3 및 S4)에도 도 29의 (c) 및 (d)와 마찬가지로 하여 화살표가 있는 곳에 글리치가 생긴다. 신호(S3 및 S4)를 입력하여 시간차(위상차)를 검출하는 펄스 출력부(9) 중에 있어서, D-FF(92a와 92b)의 출력 신호(S5와 S6)는 종래의 기술에서 설명한 것과 마찬가지로 하여 그 펄스 폭이 글리치가 없는 경우의 본래의 펄스폭에 비해 화살표 방향으로 향하여 커져 있다. D-FF(92a 및 92b)의 출력 신호(S5와 S6) 각각과 D-FF(92a 및 92b)의 클럭 입력의 각각, 즉 논리 반전된 신호(S4 및 S3)의 각각과의 논리곱이 AND 게이트(93a와 93b)에 의해 얻어진다. 얻어진 논리곱 신호(S7과 S8)의 차분은 차분검출기(10)에서 검출되어 펄스 신호(S9)로서 출력된다. 도 4의 (i)의 펄스 신호(S9)에 있어서는 펄스 폭의 증가는 도 4의 (c) 및 (d)에 화살표로 도시한 글리치 분만큼 억제된다. 따라서 펄스 신호(S9)를 LPF(11)를 통해 얻어지는 도 4의 (j)의 실선으로 도시된 트래킹 에러 신호(TES)도 글리치에 의한 오검출이 없는 파선의 신호상태로부터 약간의 변동으로 억제할 수 있다.
도 5의 (a)∼(h)는 도 3의 회로의 다른 동작 타이밍을 설명하기 위한 타이밍 차트이다. 도 5의 (a)∼(h)에는 도 1에 있어서 광 스폿이 정보 피트 열의 위를 정확하게 추종하고 있는 경우의 도 3의 회로의 동작 타이밍이 도시된다. 도 5의 (a)∼(h)의 각각은 도 3의 신호(S3∼S9) 및 트래킹 에러 신호(TES)의 각각을 도시한다.
도 3의 회로에 있어서 도 30의 (a) 및 (b)에 도시한 것과 동일한 글리치가 2치화 회로(8a와 8b)의 출력 신호(S3과 S4)(도 5의 (a) 및 (b) 참조)에 나타났다고 해도 차분 검출기(10)의 출력 신호(S9)(도 5g 참조)에는 글리치 폭만큼의 펄스가 나타난다. 따라서 트래킹 에러 신호(TES)의 혼란은 도 5의 (h)의 실선으로 도시한 바와 같이 종래예 경우의 파선과 비교하여 적어지고 트래킹 서보 제어로의 영향도 억제된다.
도 6은 도 1의 신호 처리 회로의 다른 회로 구성도이다. 도 3의 신호 처리 회로(20)는 신호(S3과 S4)의, 레벨 h에서 L로의 하강의 위상차(시간차)를 검출하도록 구성되지만, 그 반대로 도 6과 같이 레벨 L에서 H로의 상승의 위상차를 검출하는 회로 구성이어도 좋다. 도 6의 신호 처리 회로(20a)가 도 3의 회로(20)와 다른 점은 펄스 출력부(9)에 대체하여 펄스 출력부(9a)를 포함하고, 차분 검출기(10) 및 LPF(11)에 대체하여 LPF(11a 및 11b) 및 차분 증폭기(12)를 포함하는 점에 있다. 회로(20a)의 그 이외의 구성은 회로(20)과 동일하다. 펄스 출력부(9a)는 NOT 게이트(91a와 91b), D-FF(92c와 92d) 및 AND 게이트(93c와 93d)를 포함한다. NOT 게이트(91a와 91b)는 2치화 신호(S3과 S4)를 입력하여 논리 반전한 후, D-FF(92c와 92d)의 클리어(CLR) 입력 단자에 제공한다. 도 3에서는 펄스 신호(S7과 S8)이 차분 검출기(10)에 입력되어 정부의 극성을 갖는 펄스 신호(S9)로 변환되어 LPF(11)를 거쳐 아날로그의 트래킹 에러 신호(TES)로서 출력된다. 이것에 대해, 도 6에서는 펄스 출력부(9a)로부터의 펄스 신호(S7과 S8)는 LPF(11a와 11b)에 의해 아날로그 신호(S9와 S10)로 변환되어 신호(S9와 S10)의 차가 차분 증폭기(12)에 의해 구해져서 트래킹 에러 신호(TES)로서 출력된다.
도 7의 (a)∼(k)는 도 6의 회로의 동작 타이밍을 설명하기 위한 타이밍 차트이다. 도 7의 (a)∼(k)의 각각은 도 6의 신호(S1∼S10)및 트래킹 에러 신호(TES)의 각각을 도시한다. 도 6에 있어서 수광 영역(2a와 2b)로부터의 전류 신호를 변환하여 얻어진 도 7의 (a)와 (b)의 전압 신호(S1과 S2)에 파선원 내와 같은 혼란에 의해 도 7의 (c)와 (d)의 2치화 신호(S3과 S4)에 화살표로 도시한 글리치가 생겼을 때, 도 7의 (e)와 (f)의 D-FF(92c와 92d)의 출력 신호(S5와 S6)의 펄스 폭은 과대해지지만 신호(S5와 S6)의 각각과 D-FF(92c와 92d)의 각 클럭(CLK), 즉 신호(S4와 S3)의 각각과의 논리곱을 나타내는 도 7의 (g)와 (h)의 신호(S7과 S8)의 각각에 글리치 폭 이상의 과잉 펄스는 발생하지 않는다. 그러므로, LPF(11a와 11b)의 도 7의 (i)와 (j)에 도시된 출력 신호(S9와 S10), 및 도 7의 (k)의 트래킹 에러 신호(TES)의 각 신호에 있어서도 글리치 발생 시의 변동은 글리치가 없을 때의 파선의 상태와 비교하여 실선으로 도시된 바와 같이 억제된다.
도 8의 (a)∼(i)는 도 6의 회로의 다른 동작 타이밍을 설명하기 위한 타이밍 차트이다. 도 8의 (a)∼(i)에는 광 스폿(124)이 정보 피트(125) 열의 위를 정확하게 추종하고 있는 경우의 도 6의 회로 동작의 타이밍이 도시된다. 도 8의 (a)∼(i)의 각각은 도 6의 신호(S3∼S10), 및 신호(TES)의 각각을 나타낸다. 도 30의 (a) 및 (b)와 동일한 글리치가 2치화 회로(8a와 8b)의 출력 신호(S3과 S4)의 각각에 나타난다고 해도 도 6의 펄스 출력부(9a)의 펄스 출력 신호(S7과 S8)는 글리치 폭만큼의 펄스를 갖는다. 따라서, LPF(11a와 11b)의 출력 신호(S9와 S10) 및 트래킹 에러 신호(TES)의 혼란은 도 8의 (g)∼(i)의 각 실선으로 도시된 바와 같이 종래 경우의 파선과 비교하여 적어진다. 그러므로, 광 스폿(124)은 정보 피트(125) 열의 위를 정확하게 계속 추종할 수 있다.
또, 도 3 및 도 6에 있어서, 펄스 출력부(9 및 9a)의 AND 게이트(93a∼93d)를 입력의 것으로 하여 도면의 파선으로 도시한 바와 같이 그 3번째의 입력선을 신호선(MUTE)로서 이용하면, 트래킹 에러 신호(TES)를 생성하는 펄스의 출력을 제어할 수 있다. 예를 들면, 도 3 및 도 6에 있어서 신호선(MUTE)을 L레벨로 하면 AND 게이트(93a∼93d)의 출력은 무조건 레벨 L로 고정되고, 결과로서 트래킹 에러 신호(TES)는 출력되지 않는다(신호(TES)는 0 레벨 부근에 고정된다). 이것을 이용하면, 예를 들면 포커스 서보의 인입이 완료해 있지 않고 트래킹 에러 신호(TES)에 의미가 없는 등의 경우에, 신호(TES)의 출력을 정지하는 소위 뮤팅 동작이 가능해져서 후단 회로의 불필요한 동작을 억제할 수 있다. 도 3 및 도 6에 있어서 AND 게이트(93a∼93d)의 입력선의 수를 3개 이상으로 하여 복수의 뮤팅 입력선을 구비하도록 해도 좋다.
이와 같이 도 3 또는 도 6의 구성에서는 시간차(위상차) 펄스 폭을 글리치에 기인하여 과대하게 되지 않도록 제한하기 위한 AND 게이트의 입력수를 증가시키는 것만으로 새로운 소자 또는 구성을 부가하지 않고 뮤팅 기능을 갖게 할 수 있다.
또, 본 실시예의 트래킹 제어 장치에 적합한 광 픽업은 도 1에서 도시한 바와 같이 3분할된 홀로그램 유닛을 갖고 있고, 트래킹 에러 신호 검출용으로 2개의 수광 소자를 가지며, 또한 포커스 에러 신호 검출에 푸코법을 사용하는 구성에 한정되지 않는다. 도 9는 본 발명의 트래킹 제어 장치에 적용되는 광 픽업의 다른 개략 구성도이다. 도 9의 광 픽업에는 수광 영역이 십자형으로 4분할된 수광 소자(22)가 이용되어 포커스 에러 신호의 검출에 비점 수차법(astigmatism method)이 사용된다. 도 9의 광 픽업은 광원(1), 수광 소자(22), 조준렌즈(4), 대물렌즈(5), 하프미러(50), 볼록 렌즈(51) 및 원통형 렌즈(52)를 포함한다. 동작에 있어서 광원(1)로부터 나온 광 빔은 조준 렌즈(4)에서 평행광으로 변환된 후, 하프미러(50)를 거쳐 대물 렌즈(5)에 의해 수속(converge)되어, 광 디스크(6) 상의 정보 기록면(61) 상에 미소한 광 스폿(124)으로서 조사된다. 광 디스크(6) 상에서의 반사광은 대물렌즈(5)를 거쳐 하프미러(50)에 의해 도면 좌측의 방향으로 광로가 굽어지고, 비점 수차법의 특징인 축방향으로 2개의 집점을 갖는 수속된 광 빔으로 되어야 하고, 볼록 렌즈(51) 및 원통형 렌즈(52)를 거쳐 수광 소자(22)에 도달한다. 볼록 렌즈(51)로부터 수광 소자(22)에 달하는 경로 위, 실선으로 도시한 것은 원통형 렌즈(52)에 의해 수속되지 않은 축방향의 광 빔, 파선으로 도시한 것은 원통형 렌즈(52)에서 수속되는 축방향의 광 빔이다. 이들은 비점 수차법으로서 공지된 것이기 때문에 상세한 설명은 생략한다.
도 10은 도 9의 광 픽업에 본 발명의 트래킹 제어 장치를 적용할 때의 수광 소자 주위의 접속에 대해 설명하는 도면이다.
도면중 화살표(T)는 도 9의 광 디스크(6)로부터의 반사광이 수광 소자(22)에 입사할 때의 정보 트랙(정보 피트 열)의 길이 방향(진행 방향)을 나타낸다. 광 스폿(124)이 정보 피트(125) 상을 통과할 때의 광의 회절 패턴, 즉 파 필드 패턴은 광 스폿(124)이 정보 피트(125) 열(트랙)의 중심으로부터 좌우로 어긋나면 도 24b 또는 도 26b에 도시된 바와 같이, 트랙의 길이 방향에 대해 경사지게 출현하기 쉽다. 따라서, 수광 영역이 4분할된 수광 소자(22)를 이용하는 경우에는 각 수광 영역의 트랙에 대해 경사진 방향, 즉 대각 방향에 위치하는 수광 영역끼리의 출력을 조합하면 좋다. 도 10에 있어서 수광 소자(22)는 십자형으로 4분할된 수광 영역(22a, 22b, 22c 및 22d)를 갖고 있고, 각 수광 영역의 입사광량에 따른 전류 신호는 전류 전압 변환부(7a, 7b, 7c 및 7d) 각각에서 전압 신호로 변환되어 출력된다. 그 후, 가산기(73a)에 의해 전류 전압 변환부(7a와 7c)의 출력의 합을 가산기(53b)에 의해 전류 전압 변환부(7b와 7d)의 출력의 합을 각각 구한다. 이것에 의해 대각 방향에 위치하는 수광 영역으로부터 얻어진 신호끼리의 가산이 행해지고, 이들 가산결과는 도 3 또는 도 6에 있어서의 2치화 회로(8a 및 8b)에 입력 신호로서 각각 제공되므로 도 1의 광 픽업과 마찬가지로 트래킹 에러 신호(TES)를 얻을 수 있다. 또, 도 3 또는 도 6과 마찬가지로 하여 도 10에 있어서도 전류 전압 변환부(7a∼7d) 각각은 필요에 따라 적합한 증폭도를 가져도 좋다.
〈제2 실시예〉
이하에 제2 실시예에 대해 설명한다. 제2 실시예에서는 광 픽업의 트래킹 서보 동작 및 트랙 횡단 동작을 최적하게 제어할 수 있는 트래킹 제어 장치가 개시된다.
도 11은 본 발명의 제2 실시예에 의한 트래킹 에러 신호를 생성하기 위한 신호 처리 회로(1)의 한 구성예를 도시한 도면이다. 도 11의 신호 처리 회로(20b)와 도 3의 신호 처리 회로(20)를 비교하여 다른 점은 회로(20b)가 제어기(30)를 추가하고, 회로(20)의 펄스 출력부(9), 차분 검출기(10) 및 LPF(11)의 각각을 펄스 출력부(9b), 차분 검출기(10a) 및 LPF(11a)의 각각으로 대체하고 있다는 점에 있다.
제어기(30)은 마이크로컴퓨터 등에 의해 구성되어 트래킹 서보 동작이나 트랙 횡단 동작의 제어, 정보 기록매체인 디스크를 회전시키는 스핀들 모터의 제어, 독출한 재생 신호(RF)의 복조 및 에러 정정 등 도시하지 않은 부위를 포함한 제어를 행한다. 제어기(30)는 신호 처리 회로에 있어서는 LPF의 시정수(절점 주파수(fLPF))를 신호(CNG 또는 CNg)의 레벨을 이용하여 전환하도록 동작한다.
도 11의 펄스 출력부(9b)는 2치화 회로(8a 및 8b)의 각 출력 신호를 입력하여 양쪽 신호의 시간차(위상차)에 따라 펄스를 출력하기 위해, NOT 게이트(논리 반전 회로)(91a와 91b), D-FF(92a와 92b)를 포함한다. 펄스 출력부(9b)는 2치화 회로(8a와 8b)로부터의 출력 신호(S3과 S4) 각각에 대해 레벨 H에서 L로의 하강의 시간차(위상차)를 검출하여 펄스(S5와 S6)를 각각 출력한다.
차분 검출기(10a)는 펄스 출력부(9b)로부터의 펄스 출력(S5와 S6)을 차분하여 정부 양극성을 갖는 위상차 펄스(S7)를 생성한다. LPF(11a)는 차분검출기(10a)로부터의 위상차 펄스(S7)를 평균화(평활화)하여 아날로그의 트래킹 에러 신호(TES)를 출력한다. 또, LPF(11a)는 1차의 특성을 갖는 것으로서, 제어기(30)로부터 제공되는 신호(CNG 또는 CNg)의 레벨 H 및 L의 각각에 따라 그 절점 주파수(fLPF)가 전환된다.
도 12의 (a)와 (b)는 도 11의 회로에 있어서 위상차 펄스를 평균화하는 LPF의 시정수와, 광 스폿이 트랙을 횡단할 때의 트래킹 에러 신호(TES)의 파형과의 관계를 도시한 도면이다. 도 12의 (a)와 (b)에서는 광 스폿이 트랙을 횡단하고, 그 횡단 속도 또는 트래킹 에러 신호의 반복 주파수가 차차 높아져 가는 경우의 트래킹 에러 신호(TES)의 파형이 도시된다. 도 12의 (a)는 신호(CNG)에 의해 LPF(11a)의 절점 주파수(fLPF)를 높게, 도 12의 (b)는 낮게 설정했을 때의 파형이다. 도 12의 (a)의 신호(TES)는 광 스폿(124)이 트랙 사이에 위치할 때의 파형의 혼란은 크지만 횡단 속도가 높아져도 트랙 상에서의 제로 크로스 점의 변이는 적어지고, 신호(RF)와 조합시킨 때의 방향 판별의 오차는 적다. 그 때문에 광 스폿의 트랙 횡단 동작 중에도 다수의 트랙을 횡단하는 트랙 서치에 적합한 파형이다. 한편, 도 12의 (b)의 신호(TES)는 광 스폿의 트랙의 횡단 속도가 빨라지면 제로 크로스 점의 변이는 크고 또한 진폭도 작아지지만, 횡단 속도가 빠르지 않는 동안은 제로 크로스 점의 변이가 작고 또한 파형 혼란도 작다. 그 때문에 트랙과 트랙 사이의 위치 검출이 트랙 상의 위치 검출과는 역방향의 제로 크로스에서 가능하기 때문에 1개∼수개 단위로 광 스폿이 트랙을 횡단하는 트랙 점프에 적합한 파형이다.
따라서, LPF(11a)의 절점 주파수(fLPF)는 다수의 트랙을 횡단하는 트랙 서치 시에는 높게 설정하고, 수개의 트랙을 횡단하는 트랙 점프 시에는 낮게 설정하도록 전환하는 것이 바람직하다.
또, 이 전환을 행하기 위한 광 스폿의 트랙 횡단 갯수는 광 스폿이 트랙과 트랙 사이에 위치한 경우에 있어서의 신호(TES) 파형의 혼란이 비교적 작고, 또 제로 크로스 점의 변이가 비교적 작은 소정치로 설정한다.
도 13의 (a)∼(g)는 도 11의 회로에 있어서 LPF의 시정수와, 트래킹 서보 동작 시에 디스크의 결함에 기인하는 이상한 위상차 펄스가 생긴 경우에 있어서의 트래킹 에러 신호의 혼란과의 관계를 도시한 도면이다. 도 13의 (a)∼(g)에서는 광 스폿(124)을 정보 피트(125) 열의 위를 추종시키도록 트래킹 서보 제어의 동작이 행해지고 있는 경우의 동작 타이밍이 도시된다. 여기에서, 디스크의 손상 등에 의해 수광 영역(2a와 2b)로의 입사광이 혼란되고, 후단의 2치화 회로(8a와 8b)의 출력 신호(S3과 S4)에 그 혼란의 영향이 글리치로서 나타난다고 상정하자. 위상차 펄스(S5와 S6)에는 이 글리치에 의해 과대한 폭의 펄스가 도 13의 (c)와 (d)와 같이 나타난다. 도 13의 (f)는 LPF(11a)의 절점 주파수(fLPF)를 높게(시정수를 작게) 설정한 경우의, 도 13의 (g)는 절점 주파수(fLPF)를 낮게(시정수를 크게) 설정한 경우의 트래킹 에러 신호(TES)를 나타낸다. 도 13의 (f)에서는 절점 주파수(fLPF)가 높으므로, 이와 같이 과대한 폭의 위상차 펄스(S5와 S6)에 대한 평균화가 불충분해져서 신호(TES)는 혼란이 큰 것에 대해, 도 13의 (g)에서는 평균화가 충분하게 행해지기 때문에, 신호(TES)의 혼란은 억제되어 있다. 따라서 디스크의 손상 등에 대한 트래킹 서보 제어 동작에 관해서는 위상 여유의 감소를 허용할 수 있는 범위에서 LPF(11a)의 절점 주파수(fLPF)를 낮게(시정수를 크게) 되도록 설정하는 것이 바람직하다.
이상에서 명확해진 바와 같이, LPF(11a)의 절점 주파수(fLPF)는 위상 여유를 충분히 확보할 수 있으면 트래킹 서보 동작시 및 1∼수개의 트랙 점프 시에는 낮아지도록, 다수의 트랙을 횡단하는 트랙 서치 시에는 높아지도록, 제어기(30)에서 신호 CNG(CNg)를 조작하면 좋다. 이로 인해, 트래킹 서보 동작 시에는 디스크의 손상 등에 의해서도 트래킹 에러 신호(TES)가 혼란해지기 어려워 제어의 정밀도가 열화하기 어렵다. 또한, 다수의 트랙을 횡단하는 트랙 서치 시에 트래킹 에러 신호(TES)의 위상 지연(시간 지연)이 작아 트랙 횡단 방향의 오판별이 감소한다. 또한, 1∼수개의 트랙 점프에서는 트랙과 트랙 중간점을 트래킹 에러 신호(TES)로부터 검출할 수 있어 정확한 트랙 점프가 용이해진다. 따라서, LPF(11a)의 절점 주파수(fLPF)를 제어기(30)가 출력하는 신호 CNG(CNg)를 이용하여 조작하면, 트래킹 서보 동작의 제어 정밀도와 트랙 횡단 동작의 정밀도를 만족시키는 것이 가능해진다. 이때, 종래의 기술에서 과제로서 나타낸 ①트래킹 서보 제어계의 안정성, ②트랙 서치 시의 방향 판별의 정확도, ③디스크의 손상 등에 대한 트래킹 서보 제어의 정밀도, 및 ④트랙 점프 시의 트랙과 트랙의 중간점의 검출 모두가 만족된 이상적인 시스템이 얻어진다.
가령, LPF(11a)에 관해 위상 여유를 충분히 확보할 수 없는 경우에는 트래킹 서보 동작 시와 다수의 트랙을 횡단하는 트랙 서치 동작 시에 LPF(1a)의 절점 주파수(FLPF)를 높게, 1∼수개의 트랙 점프 시에는 낮아지도록 상술한 바와 같이 설정하면 좋다. 이 경우에는 디스크의 손상 등에 의한 트래킹 서보 동작 시의 제어 정밀도의 열화를 저감하는 것만은 할 수 없지만, 다수의 트랙을 횡단하는 트랙 서치와, 수개의 트랙을 횡단하는 트랙 점프의 정밀도를 만족시키는 것이 가능해진다. 이 경우에 있어서도 앞의 ①∼④의 항목 중, 3개의 항목을 동시에 만족할 수 있는 시스템을 구축할 수 있다.
트랙 점프 시의 트랙과 트랙의 중간점을 충분히 검출할 수 있는 정도까지 절점 주파수(fLPF)를 저하시키면 위상 여유의 감소가 문제된다. 그러나, 최소한 위상 여유의 감소가 용인되는 경우에는 절점 주파수(fLPF)를 고, 중 및 저의 3단계로 전환 가능하게 구성하여 트랙 서치 시에는 고, 트래킹 서보 제어 동작 시에는 중, 트랙 점프 시에는 저로 전환해도 좋다. 이 경우, 상술한 항목 ①∼④중 항목①의 열화를 억제하면서도 항목③도 만족시키는 것이 가능해져서 바람직한 시스템을 얻을 수 있다.
도 14a와 b∼도 18a와 b는 도 11의 LPF의 제1∼제5의 회로 구성예를 도시한 도면이다. 제어기(30)으로부터 제공되는 신호(CNG 또는 CNg)에 의해 시정수 또는 절점 주파수(fLPF)가 전환되는 LPF(11a)의 구체적인 회로 구성의 예를 나타낸다. 도 14a에 있어서 제1 예의 LPF(11a)는 콘덴서(C), 저항(R1 및 R2), 아날로그 스위치(SW1), 버퍼 앰프(AMP)를 포함한다. 버퍼 앰프(AMP)의 증폭도는 +1로 하고 있지만 임의의 증폭도를 가져도 좋다. 아날로그 스위치(SW1)는 단자(A1과 B1) 및 공통 단자(COM)를 포함한다. 단자(A1)에는 저항(R1)의 한 단이, 단자(B1)에는 저항(R2)의 한 단이 접속된다. 저항(R1과 R2)의 다른 단에는 차분 검출기(10a)로부터의 위상차 펄스(S7)이 제공된다. 아날로그 스위치(SW1)의 공통 단자(COM)에는 한 단이 접지된 콘덴서(C)의 다른 단 및 버퍼 앰프(AMP)의 입력 단자가 접속된다. 콘덴서(C)의 단자 전압은 버퍼 앰프(AMP)에 의해 버퍼(완충 증폭)되어 트래킹 에러 신호(TES)로서 출력된다. 또, 아날로그 스위치(SW1)의 제어선(S)에는 절점 주파수(fLPF)의 전환을 지시하는 신호(CNG)가 제공되고, 아날로그 스위치(SW1)는 신호(CNG)가 레벨 H일 때에 저항(R1)(단자A1)측과, 레벨 L일 때에 저항(R2)(단자B1)측과 단자(COM)을 접속한다. 저항(R1)의 저항값은 저항(R2)의 저항값보다 작게 설정되어 있다.
신호(CNG)가 레벨 H일 때, 위상차 펄스(S7)는 저항(R1)과 아날로그 스위치(SW1)를 통해 콘덴서(C)에 제공된다. 따라서, 콘덴서(C)는 위상차 펄스(S7)에 의해 시정수(R1·C)로 충방전되고, 위상차 펄스(S7)는 평균화된 아날로그 전압으로 되어 앰프(AMP)에 제공된다. 신호선(CNG)이 레벨 L일 때, 위상차 펄스(S7)는 저항(R2)과 아날로그 스위치(SW1)를 통해 콘덴서(C)를 시정수(R2·C)로 충방전한다.
저항(R1)의 저항값은 저항(R2)보다 작으므로, 시정수는 (R1·C)쪽이 (R2·C)보다 작고, 시정수(R1·C)의 경우의 절점 주파수(fLPF)(수학식 1 참조)는 높고, 시정수(R2·C)의 경우의 절점 주파수(fLPF)(식2 참조)는 낮아진다.
fLPF1= 1/(2πR1·C)
fLPF2= 1/(2πR2·C)
이와 같이, 신호(CNG)의 레벨에 의해 시정수 또는 절점 주파수(fLPF)가 전환 가능한 LPF(11a)가 얻어진다. 또, 저항(R1 및 R2)의 저항값을 아날로그 스위치(SW1)의 ON 저항(통상 수십Ω∼수백Ω)보다 충분히 높게 설정하거나, 또는 ON 저항을 저항(R1 및 R2)에 포함하여 설계하는 것은 용이하기 때문에, 아날로그 스위치(SW1)의 ON저항이 저항(R1 또는 R2)에 직렬로 추가되어 시정수를 변동시키는 영향은 무시할 수 있다.
또, 절점 주파수(fLPF)를 도 14a와 같이 고저 2단계가 아니라 고중저 3단계로 전환하는 데는 도 14b의 구성으로 하면 좋다. 도 14b의 구성은 도 14a의 것에 저항(R3)을 추가하여 설계하고, 또 도 14a의 아날로그 스위치(SW1)를 공통 단자(COM)와 단자(A1, B1, C1)의 어느것과 접속하는 아날로그 스위치(SW2)로 변경하면 좋다. 도 14b에 있어서 저항값에 대해서는 저항R1〈R3〈R2의 관계가 성립하도록 설정하면 아날로그 스위치(SW2)에 있어서 저항(R3)이 선택된 때의 절점 주파수(fLPF3)는 다음 수학식 3으로서 표시되어 fLPf1〉fLPF3〉fLPF2의 관계가 성립한다.
fLPF3= 1/(2πR3·C)
또한, 아날로그 스위치(SW2)에서는 단자의 전환이 3단계로 되므로, 그 때문에 신호(CNG와 CNg)가 이용된다. 신호(CNG와 CNg)의 신호 레벨의 조합법은 임의적이다. 예를 들면, 신호(CNg)가 레벨 L일 때는 신호(CNG)의 레벨 H 또는 L에 따라 저항(R1 또는 R2)가 선택되고, 신호(CNg)가 레벨 H일 때는 무조건 저항(R3)이 선택되는 조합법도 좋다.
도 15a와 b에는 시정수 또는 절점 주파수(fLPF)를 전환 가능한 LPF(11a)의 회로 구성의 제2 예가 도시된다. 도 15a의 구성과 도 14a의 구성과의 차이는 아날로그 스위치와 저항(R1 및 R2)의 관계에 있다. 도 14a에서는 아날로그 스위치(SW1)에 의해 콘덴서(C)에 저항(R1 및 R2)의 어느것을 접속하고 있는것에 대해, 도 15a에서는 저항(R1)은 항상 콘덴서(C)와 접속되어 위상차 펄스(S7)를 평균화하는 시정수가 구성된다. 저항(R2)은 아날로그 스위치(SW3)가 ON함으로써 저항(R1)과 병렬로 접속된다. 아날로그 스위치(SW3)는 신호(CNG)가 레벨 H일 때 ON, 레벨 L일 때 OFF한다. 시정수는 신호(CNG)가 레벨 H일 때에 (R1·R2·C/(R1+R2), 레벨 L일 때에 (R1·C)로 된다. 절점 주파수(fLPF)는 전자의 시정수일 때에 수학식 4에 표시되는 높은 절점 주파수(FLPF1)로 되고 후자의 시정수일 때에 수학식 5에 표시되는 낮은 절점 주파수(fLPF2)로 된다.
fLPF1= 1/(2πR1·R2·C/(R1+R2))
fLPF2= 1/(2πR1·C)
도 15a에서는 아날로그 스위치(SW3)는 단순한 ON/OFF형의 것이 좋다. 또, 아날로그 스위치(SW3)의 ON저항은 저항(R2)에 포함하여 설계하거나, 또는 저항(R1 및 R2)의 값을 충분히 높게 설계함으로써 ON 저항에 의한 영향은 무시할 수 있다.
도 15a에 있어서 절점 주파수(fLPF)를 고중저 3단계로 전환 가능하게 하는데는 도 15b에 도시한 바와 같이 아날로그 스위치(SW3)과 마찬가지의 아날로그 스위치(SW4), 저항(R3) 및 아날로그 스위치(SW4)를 제어하기 위한 신호(CNg)를 새로 설치한다. 신호(CNG)가 레벨 H 및 신호(CNg)가 레벨 L일 때, 아날로그 스위치(SW3)는 ON 및 스위치(SW4)는 OFF로 되므로, 절점 주파수(fLPF)는 상술한 수학식 4에서 구해지는 것과 동일하게 된다. 다음에 신호(CNG)가 레벨 L이고 신호(CNg)가 레벨 H이면 아날로그 스위치(SW3)는 OFF하고 아날로그 스위치(SW4)는 ON하므로 절점 주파수(fLPf)는 다음 수학식 6에서 구해지는 절점 주파수(fLPf3)와 동일해진다.
fLPF3= 1/(2πR1·R3·C/(R1+R3))
신호(CNG와 CNg)가 함께 레벨 L이면, 아날로그 스위치(SW3과 SW4)는 OFF하므로, 절점 주파수(fLPF)는 상술한 수학식 5의 절점 주파수(fLPF2)로서 구해진다.
따라서, 저항(R3)의 값을 R3〉R2의 관계가 성립하도록 설정하면, 신호(CNG와 CNg)의 레벨에 따라 도 14b의 경우와 마찬가지로 절점 주파수 fLPF1〉fLPF3〉fLPF2의 관계가 성립하므로, 절점 주파수 또는 시정수를 3단계로 전환할 수 있다. 또한, 신호(CNG와 CNg)를 함께 레벨 H로 하면, 아날로그 스위치(SW3과 SW4)는 함께 ON하므로 4단계로 절점 주파수 또는 시정수를 전환할 수 있다. 그 상세한 내용은 생략하기로 한다.
도 16a와 b에 LPF(11a)의 회로 구성의 제3 예가 도시된다. 도 16a에 있어서 LPF(11a)는 정전류원(CC1 및 CC2), 아날로그 스위치(SW5, SW6 및 SW7), 콘덴서(C), 저항(R1 및 R2) 및 버퍼 앰프(AMP)를 포함한다. 정전류원(CC1 및 CC2)의 각각은 아날로그 스위치(SW5 및 SW6)의 각각을 거쳐, 한 단이 접지된 콘덴서(C)에 접속되고, 절대치가 동일하고 극성이 반대인 전류를 각각 콘덴서(C)에 공급한다. 콘덴서(C)의 단자 전압은 버퍼 앰프(AMP)에 의해 버퍼(완충 증폭)되어 트래킹 에러 신호(TES)로서 출력된다. 콘덴서(C)에는 또한 저항(R1과 R2)의 한 단이 접속되고, 저항(R1과 R2)의 다른 단은 아날로그 스위치(SW7)에 의해 선택적으로 접지된다.
아날로그 스위치(SW5와 SW6)는 정부의 극성을 갖는 위상차 펄스(S7)에 의해 ON/OFF된다. 상세하게는 위상차 펄스(S7)가 정일 때 스위치(SW5)가 ON, 부일 때에 스위치(SW6)가 ON, 위상차 펄스(S7)가 0일 때에는 스위치(SW5 및 SW6)은 OFF된다.
아날로그 스위치(SW7)에는 신호(CNG)가 제공되어 있으므로, 콘덴서(C)의 방전은 신호(CNG)가 레벨 H일 때는 저항(R1)을, 레벨 L일 때는 저항(R2)를 통해 행해진다.
도 16a에 있어서는 위상차 펄스(S7)의 정부에 따라 정전류원(CC1 및 CC2)의 각각이 콘덴서(C)를 정 및 부의 각각 방향으로 충전함과 동시에 위상차 펄스(S7)가 0레벨인 기간은 콘덴서(C)는 저항(R1 및 R2)의 어느것인가를 통해 방전된다. 콘덴서(C)의 충방전의 시정수는 신호(CNG)의 레벨에 의해 전환이 가능하다. 즉, 저항값에 R1〈R2의 관계가 있으면 콘덴서(C)의 충방전의 시정수는 신호(CNG)가 레벨 H일 때에 소(小), 레벨 L일 때에 대(大)가 된다. 또, 이 시정수에 기초한 절점 주파수의 계산은 상술한 도 14a의 회로구성에 있어서의 각 수학식과 동일하다. 또한, 절점 주파수(fLPF)를 3단계로 전환하는 경우에는 도 14b에서 서술한 구성 및 방법과 동일한 도 16b의 구성을 이용하면 좋다. 도 16b의 구성은 도 16a의 구성에 저항(R3)을 추가함과 동시에 아날로그 스위치(S7)를 저항(R1, R2 및 R3)의 어느것인가를 선택하는 아날로그 스위치(SW8)로 대체하고, 새로이 신호(CNg)를 설정하여 신호(CNG)와 함께 조작하면 좋다.
정전류원을 이용한 LPF(11a)의 다른 구성으로서 도 17a 및 b의 제4 구성예가 있다. 도 17a의 LPF(11a)는 정전류원(CC1과 CC2), 아날로그 스위치(SW5, SW6 및 SW9), 저항(R1과 R2), 콘덴서(C) 및 버퍼 앰프(AMP)를 포함한다. 정전류원(CC1 및 CC2)은 절대치가 동일하고 극성이 다른 전류를 콘덴서(C)에 공급하기 위해, 각각 아날로그 스위치(SW5 및 SW6)의 각각을 거쳐 한 단이 접지된 콘덴서(C)에 접속된다. 콘덴서(C)의 단자 전압은 버퍼 앰프(AMP)에 의해 버퍼(완충 증폭)되어 트래킹 에러 신호(TES)로서 출력된다. 콘덴서(C)에는 또한 저항(R1과 R2)의 한 단이 접속되어 있고, 저항(R1)의 다른 단은 항상 접지되고 저항(R2)의 다른 단은 아날로그 스위치(SW9)를 통해 접지된다.
아날로그 스위치(SW5와 SW6)는 정부의 극성을 갖는 위상차 펄스(S7)에 의해 ON/OFF된다. 상세하게는 위상차 펄스(S7)가 정일 때 스위치(SW5)가 ON, 부일 때SW6이 ON, 위상차 펄스(S7)이 0일 때에는 스위치(SW5 및 SW6)가 OFF된다.
아날로그 스위치(SW9)는 제어를 위한 신호(CNG)가 제공되고, 신호(CNG)가 레벨 H일 때는 ON, 레벨 L일 때는 OFF된다.
도 17a에 있어서는 위상차 펄스(S7)의 정부에 따라 콘덴서(C)는 정전류원(CC1 및 CC2)의 각각에 의해 정부의 각각 방향으로 충전됨과 동시에, 위상차 펄스(S7)가 0레벨인 기간은 저항(R1) 저항(R1)과 저항(R2)의 병렬 접속 중 어느것을 통해 방전된다. 콘덴서(C)의 충방전의 시정수는 신호(CNG)의 레벨에 의해 전환이 가능하고, 신호(CNG)가 레벨 H일 때에 시정수는 소(小), 레벨 L일 때에 시정수는 대(大)가 된다. 또, 콘덴서(C)의 시정수에 기초한 절점 주파수(fLPF)의 계산은 도 15a에 있어서의 각 수학식과 동일하다.
또한, 절점 주파수를 3단계로 전환하는 데는 도 17b의 구성으로 하면 좋다. 도 17b의 구성은 도 17a의 구성에 저항(R3)과 아날로그 스위치(SWA)와 제어 신호(CNg)가 추가되고 신호(CNG와 CNg)가 조작된다.
또, 절점 주파수를 보다 많은 단계로 전환하는 데는 어느 LPF 구성에 있어서도 아날로그 스위치의 수 또는 접점수를 증가시킴과 동시에 그것에 접속되는 저항 및 스위치 제어를 위한 신호를 추가하면 좋다.
상술한 제1∼제4 구성예에서는 시정수 또는 절점 주파수(fLPF)의 전환은 저항값의 전환으로 행했지만, LPF(11a)는 도 18a 및 b와 같이 콘덴서의 용량값을 전환하는 제5 구성예이어도 좋다. 도 18a의 LPF(11a)는 저항(R), 버퍼 앰프(AMP), 아날로그 스위치(SWB) 및 콘덴서(C1과 C2)를 포함하고 저항(R2)에 대해 콘덴서(C1 및 C2)의 어느 한쪽을 접속하는 구성을 갖는다. 도 18b의 구성은 도 18a의 구성에 있어서 콘덴서(C1)과 콘덴서(C2)의 사이를 접속/절단하는 구성을 갖는다. 어느 구성이어도 시정수 또는 절점 주파수(fLPF)의 전환이 가능한 점에서는 저항값의 전환을 행하는 제1∼제4 구성예의 것과 변화는 없다. 단, 콘덴서의 용량값을 전환하는 제5 구성예에서는 다음과 같은 3개의 과제가 생긴다.
콘덴서의 용량값 전환에 의한 제1 과제는 콘덴서의 단자 전압의 차이에 의한 트래킹 에러 신호(TES)에 있어서의 단차의 발생이다. 이 단차는 도 18a의 용량의 전환 또는 도 18b의 용량끼리의 접속이 행해질 때의 콘덴서(C1과 C2)의 단자 전압의 차이에 의해 생긴다. 도 18a에서는 아날로그 스위치(SWB)가 콘덴서의 접속 전환을 행한 때, 버퍼 앰프(AMP)의 입력 전압은 콘덴서(C1 및 C2)의 한쪽의 콘덴서의 단자전압으로부터 다른 쪽의 콘덴서의 단자전압으로 급변한다. 또한, 도 18b에서는 콘덴서 C1에 C2를 접속할 때, 양자의 단자전압이 다르면 이것이 동일해지도록 콘덴서(C1과 C2) 사이에서 전하의 이동이 발생하고, 버퍼 앰프(AMP)에 접속된 콘덴서(C1)의 단자전압은 급변한다. 어느 구성에 있어서도 2개의 콘덴서의 단자전압이 동일한 상태에서 전환이나 접속이 행해지는 보정은 없다. 따라서, 트래킹 에러 신호(TES)에는 콘덴서 단자전압의 급변을 반영한 단차가 나타난다. 그러므로, 콘덴서의 전환 직후, 또는 콘덴서끼리의 접속 직후의 트래킹 서보 동작의 제어 정밀도, 및 트랙 횡단 동작 시의 횡단 갯수의 판별, 횡단 방향의 판별 및 트랙과 트랙의 중간점의 검출 등에 대해 일시적으로 악영향이 미친다.
콘덴서 전환에 의한 제2 과제는 콘덴서끼리의 접속/전환을 행하는 도 18b의 구성에서 생긴다. 아날로그 스위치(SWC)에 의해 콘덴서(C1과 C2)의 접속을 행할 때에 양자의 단자전압이 동일해지도록 전하의 이동이 행해질 때, 아날로그 스위치(SWC)에 전류가 흐른다. 이 전류의 최대치는 2개의 콘덴서의 단자전압의 차를 아날로그 스위치(SWC)의 ON 저항으로 나눈 값으로 되므로 ON 저항값, 콘덴서(C1 및 C2)의 용량 및 단자전압 등의 조건에 의해서는 스위치(SWC)에 흐르는 전류치가 과대하게 되어 스위치(SWC)가 파괴될 가능성이 있다.
콘덴서 전환에 의한 제3 과제는 LPF(11a), 또는 이것을 포함하는 장치의 IC화 시의 인출 핀수, 또는 외부 부착 부품의 증가이다. 일반적으로, IC 내부에 콘덴서를 내장시키는 데는 콘덴서는 수∼수십 pF 정도의 소용량인 것이 요구되므로, 위상차 펄스(S7)를 평균화하는 LPF(11a)에 대해서도 콘덴서만큼은 IC에 외부 부착시킨다. 저항값을 전환하는 제1∼제4 구성예에서는 LPF(11a) 하나에 대해 콘덴서(C)를 외부부착하기 위한 핀은 버퍼 앰프(AMP)에 연결하는 배선을 인출하기 위한 1개가 있으면 좋다(콘덴서(C)의 다른 단은 접지되어 있다). 또한, 저항을 IC에 내장하는 것은 용이하므로, IC에 외부 부착하는 부품은 콘덴서 하나로 좋다. 이것은 시정수 또는 절점 주파수(fLPF)를 3단계 이상으로 전환하는 경우에도 동일하다.
한편, 콘덴서를 전환하는 제5 구성예에서는 콘덴서를 접속하는 핀은 LPF(11a) 하나에 대해 최소 2개 필요하고, 시정수 또는 절점 주파수(fLPF)를 3단계 이상으로 전환하는 경우에는 그 전환의 단계수에 따른 인출 핀이 필요하게 된다. 제5 구성예에 있어서 인출 핀을 1개로 하기 위해서는 아날로그 스위치(SWB 및 SWC)를 외부 부착해야 된다. 아날로그 스위치(SWB 및 SWC)는 구체적으로는 전계 효과 트랜지스터(FET)와 같은 소자로 구성되기 때문에 IC에 내장시키는 것은 용이함에도 불구하고, 콘덴서를 전환하는 구성에서는 외부 부착이 필요하게 되어 비용 증대 및 실장 면적이 증대한다.
이상의 3개의 과제에 의해 LPF(11a)에 있어서 시정수 또는 절점 주파수(fLPF)의 전환을 위해 콘덴서 용량을 전환하는 구성을 채용하는 것은 부적당하고 저항값을 변화시키는 구성을 채용하는 것이 바람직하다.
이제까지 위상차 펄스(S7)의 평균화를 위한 LPF(11a)의 시정수 또는 절점 주파수(fLPF)를 트래킹 서보 동작시 또는 트래킹 횡단 동작 시에 전환하는 구성을 나타냈다. 그 전환 기준으로서는
(1) 위상 여유를 충분히 확보할 수 있는 것이면, 트래킹 서보 동작시 및 1∼수개의 트랙 점프시에는 시정수를 크게(절점 주파수(fLPF)를 낮게), 다수의 트랙을 횡단하는 트랙 서치시에는 시정수를 작게(절점 주파수(fLPF)를 높게) 한다.
(2) 위상 여유를 충분히 확보할 수 없는 것이면, 트래킹 서보 동작시 및 트랙을 횡단하는 트랙 서치 동작시에는 시정수를 작게(절점 주파수(fLPF)를 높게), 1∼수개의 트랙 점프시에는 시정수를 크게(절점 주파수(fLPF)를 낮게) 한다.
(3) 상술한 (2)에 있어서 가능하다면, LPF(11a)의 시정수를 고중저의 3단계 전환으로 하여 트래킹 서보 동작시는 시정수를 중정도로(절점 주파수(fLPF)를 고와 저의 중간으로) 한다.
라고 하는 것이었다.
그러나, 발명자가 CD 등의 광 디스크 장치에 있어서 행한 실험 결과에 따르면, 재생 신호(RF)의 주파수가 높아지면 시정수가 작아도(절점 주파수(fLPF)가 높아도), 트래킹 에러 신호(TES)의 혼란이 적어지는 것을 알았다.
구체적으로는, 먼저 트랙 점프시에 있어서 트랙과 트랙의 중간점 검출이 용이해지는 것이다. 트랙 점프 시에 트랙과 트랙의 중간점 검출이 곤란하면, 양쪽의 인접한 트랙의 정보 피트(125)로부터 얻어지는 위상차 펄스(S7)의 폭이나 노이즈 발생 빈도가 이상 또는 불규칙적으로 되기 때문에, 적분(또는 LPF)의 출력이 급격 또는 불규칙적으로 크게 변동하여 트래킹 에러 신호(TES)의 파형의 트랙과 트랙 사이에서의 혼란이 생긴다.
그러나, 재생 신호(RF)의 주파수가 높아지면 각각의 정보 피트(125)마다 얻어지는 위상차 펄스(S7)의 시간폭이 짧고 펄스 발생 빈도(주파수)가 높아진다. 그 때문에, 위상차 펄스(S7)의 불규칙성은 전체적으로 시간적인 변동이 빨라지고, 적은 시정수에 의해서도 그 변동이 평균화되어 트래킹 에러 신호(TES)의 혼란이 억제된다.
재생 신호(RF)의 주파수 상승은 정보 피트(125)의 트랙 길이 방향의 피트 밀도의 향상만이 아니라, 예를 들면 CD-ROM 장치의「n배속 재생」과 같이 디스크의 회전수를 높인 경우에도 있을 수 있다. 후자의 경우에 있어서는 디스크에 손상 등이 있는 경우에도 광 스폿(124)이 그 손상을 통과하는 시간 자체가 짧아지는 것, 및 각각의 정보 피트(125)로부터 얻어지는 위상차 펄스(S7)의 각각의 시간폭이 짧고 펄스 발생 빈도(주파수)가 높아지기 때문에, 트래킹 에러 신호(TES)의 혼란은 작아진다. 이것은 디스크의 회전수가 높은 경우에는 트래킹 서보 동작 시에 있어서 디스크의 손상 등에 의한 제어 정밀도의 열화도 동시에 억제되는 것을 의미한다.
따라서, 재생 신호(RF)의 주파수가 높은 경우에는 트래킹 서보 동작시 또는 트랙 횡단 동작시에 시정수를 크게(절점 주파수를 낮게) 전환할 필요가 없다. 결과적으로 트랙 점프 시의 트랙과 트랙 중간점의 검출 시에는 일부분일지라도 적분 또는 LPF에 의한 트래킹 에러 신호(TES)의 위상 지연(시간 지연)이 적어진다. 이로 인해 트랙과 트랙 중간점을 보다 정확하게 검출하여 트랙 점프의 정밀도를 더욱 높일 수 있다. 따라서 트래킹 서보 동작 시에 있어서는 디스크의 손상 등에 대한 제어 정밀도의 열화가 적은 상태로 위상 여유의 감소를 방지하여 보다 안정한 트래킹 서보 제어가 가능해진다.
도 19는 본 발명의 제2 실시예에 따른 트래킹 에러 신호를 생성하기 위한 신호 처리 회로의 다른 구성예를 도시한 도면이다. 도 19의 회로는 수광 영역(2a와 2b)을 포함하는 수광 소자(2), 전류 전압 변환부(7a와 7b)를 포함하는 전류 전압 변환 회로(7) 및 신호 처리 회로(20c)를 포함한다. 신호 처리 회로(20c)는 변환부(7a와 7b)의 출력 신호(S1과 S2)를 입력하여 2치화 신호(S3과 S4)로 하여 출력하는 2치화 회로(S8a와 8b), 펄스 출력부(9c), LPF(11a 및 11c), 차동증폭기(12a) 및 제어기(30)를 포함한다. 펄스 출력부(9c)는 D-FF(92a와 92b), 및 NOT 게이트(91a와 91b)를 포함한다.
펄스 출력부(9c)의 출력, 즉 D-FF(92a와 92b)의 단자(Q)의 출력 신호(S5와 S6)의 각각은 LPF(11b와 11c) 각각에 제공되어 평균화된 후에 차동증폭기(12a)에 제공된다. 차동증폭기(12a)는 제공된 신호(S5와 S6)의 차를 구해 트래킹 에러 신호(TES)로서 출력한다. 또한, 2치화 회로(8a와 8b)의 출력 신호는 논리 레벨이 NOT 게이트(인버터)(91a와 91b)에서 반전된 후에 D-FF(92a와 92b)에서 반전된 후에 D-FF(92a와 92b)의 단자(D)와 단자(CLR)에 제공된다. 따라서, D-FF(92a와 92b)는 2치화 회로(8a와 8b)의 출력 신호(S3과 S4)의 레벨 L에서 레벨 H로의 상승 에지의 위상차(시간차)를 검출한다.
도 19의 회로 동작은 2치화 회로(8a와 8b)의 출력 신호(S3과 S4)의 레벨 L에서 레벨 H로의 상승 에지의 위상차(시간차)를 검출하는 점을 제외하고 도 11의 것과는 거의 동일하다. 도 19의 회로 동작 상에서 도 11과 크게 다른 점은 제어기(30)의 LPF(11b와 11c) 제어에 있다. 재생 신호(RF)의 주파수가 소정치(트래킹 에러 신호(TES)의 혼란이 적어지는 주파수값)보다도 높다고 판단된 경우에는 트랙 점프 시에, 또는 상술한 CD-ROM의 「n배속 재생」과 같이, 고속 데이타 전송을 위해 디스크의 회전수를 높인 재생을 행해야 하는 도시하지 않은 부위(스핀들 모터나 재생 신호(RF)의 복조를 행하는 디코더 등)에 지시를 발한 경우에는 또한 트래킹 서보 동작 시에 있어서도 제어기(30)은 LPF(11b와 11c)의 시정수를 크게(절점 주파수(fLPF)를 낮게) 전환하는 제어를 행하지 않고 LPF(11b와 11c)를 위한 제어 신호(CNG)를 레벨 H로 유지한다.
도 19에서는 LPF(11b와 11c)에 제공되는 위상차 펄스(S5와 S6)은 D-FF(92a와 92b)의 단자 출력(Q)의 신호, 즉 레벨 H와 L의 2값 논리 레벨을 갖는 것으로, 도 11과 같은 차분 검출기(10a)의 출력 신호(S7)과 같은 0, 정 및 부의 3값 레벨을 갖는 것은 아니다. 그러나, 정전류원을 이용하고 있지 않은 도 14a와 도 14b, 및 도 15a와 도 15b의 LPF(11a)의 구성은 도 19의 LPF(11b와 11c)에 적용할 수 있다.
도 20 및 도 21의 각각은 도 19의 LPF의 회로 구성의 한 예 및 그 다른 예를 도시한 도면이다.
도 20의 LPF(11b(11c))는 정전류원(CC), 아날로그 스위치(SWD 및 SWE), 저항(R1과 R2), 콘덴서(C) 및 버퍼 앰프(AMP)를 포함한다. 정전류원(CC)은 아날로그 스위치(SWD)를 통해 한쪽 단이 접지된 콘덴서(C)에 접속된다. 콘덴서(C)의 단자 전압은 버퍼 앰프에 의해 버퍼(완충 증폭)되어 출력된다. 콘덴서(C)에는 또한 저항(R1과 R2)의 한쪽 단이 접속되어 있고, 저항(R1과 R2)의 다른 단은 아날로그 스위치(SWE)에 의해 선택적으로 접지된다.
아날로그 스위치(SWD)는 위상차 펄스(S5(S6))에 의해 ON/OFF가 제어된다. 상세하게는 위상차 펄스(S5(S6))가 레벨 H일 때 ON, 레벨 L일 때 OFF된다.
아날로그 스위치(SWE)에는 전환 제어를 위해 신호(CNG)가 제공된다. 콘덴서(C)의 방전은 신호(CNG)가 레벨 H일 때는 저항(R1)을, 레벨 L일 때는 저항(R2)를 통해 행해진다.
도 20의 구성에 있어서는 위상차 펄스(S5(S6))가 레벨 H인 기간은 정전류원(CC)에 의해 콘덴서(C)가 충전되고, 레벨 L인 기간은 콘덴서(C)는 저항(R1 및 R2)의 어느것을 통해 방전된다. 이 콘덴서의 충방전의 시정수는 신호(CNG)의 레벨에 의해 전환이 가능하다. 예를 들면, 저항값에 R1〈R2의 관계가 있으면, 신호(CNG)가 레벨 H일 때에 시정수는 소(小), 레벨 L일 때에 시정수는 대(大)로 전환된다. 또, 시정수의 계산은 도 16a와 b의 회로 구성에 있어서의 수학식1 및 수학식2와 동일하다.
도 21의 LPF(11b(11c))는 도 20의 그것의 스위치(SWE)를 스위치(SWF)로 대체한 구성을 갖는다. 도 21에 있어서는 정전류원(CC)는 한 단이 접지된 콘덴서에 아날로그 스위치(SWD)를 통해 접속된다. 콘덴서(C)의 단자 전압은 버퍼 앰프(AMP)에 의해 버퍼(완충 증폭)되어 출력된다. 콘덴서(C)에는 또한 저항(R1과 R2)의 한 단이 접속된다. 저항(R1)의 다른 단은 항상 접지되어 있고, 또한 저항(R2)의 다른 단은 아날로그 스위치(SWF)를 통해 접지된다.
아날로그 스위치(SWD)는 위상차 펄스(S5(S6))에 의해 ON/OFF된다. 상세하게는 위상차 펄스(S5(S6))가 레벨 H일 때 ON, 레벨 L일 때 OFF된다.
아날로그 스위치(SWF)에는 전환 제어를 위해 신호(CNG)가 제공되고, 신호(CNG)가 레벨 H일 때는 ON, 레벨 L일 때는 OFF된다.
도 21에 있어서 콘덴서(C)는 위상차 펄스(S5(S6))가 레벨 H인 기간은 정전류원(CC)에 의해 충전되고, 레벨 L인 기간은 저항(R1) 및 저항(R1과 R2)의 병렬 접속 중 어느 것을 통해 방전된다. 콘덴서(C)의 충방전의 시정수는 신호(CNG)의 레벨에 의해 전환이 가능하다. 신호(CNG)가 레벨 H일 때에 시정수는 소(小), 레벨 L일 때에 시정수는 대(大)로 된다. 또, 시정수의 계산은 도 17a와 b에 있어서의 수학식 3 및 수학식 4와 동일하다.
또, 이 실시예에서는 재생 신호(RF)의 주파수를 제어기(30)로부터 출력되는 신호(CNG)의 레벨에 의해 판단하여 LPF의 시정수의 전환을 행하고 있지만, 실제로 재생되는 신호(RF)의 주파수를 계측하여 그 계측값에 따라 시정수의 전환을 행해도 좋다.
또한, 본 실시예에 적용되는 광 픽업은 도 2의 3분할된 홀로그램(회절 격자)를 갖고, 트래킹 에러 신호(TES) 검출용으로 수광 소자의 2개의 수광 영역을 이용하며, 또한 포커스 에러 신호 검출에 푸코법을 사용하는 구성을 갖는 것에 한정되지 않고, 도 9 및 도 10에 도시된 바와 같은 광 픽업이어도 좋다.
또한, 본 실시예의 펄스 출력부를 제1 실시예의 펄스 출력부로 대체한 구성이어도 제1 및 제2 실시예 각각에서 얻어진 효과를 얻을 수 있다.
본 발명에 관한 광 픽업을 위한 트래킹 제어 장치는 복수 트랙에 정보가 기록된 디스크로부터 정보를 재생할 때, 소정 트랙에 광 스폿을 조사하여 소정 트랙으로부터의 반사광을 적어도 트랙 방향으로 2분할하여 수광하고, 각 수광량에 따른 2개의 전기 신호를 출력하는 광 픽업을 위한 장치이다. 상세히 서술하면, 이 장치는 광 픽업으로부터 출력되는 2개의 전기 신호를 각각 2분할하고, 2개의 2치화 신호 중 한쪽의 2치화 신호가 제1 레벨에서 제2 레벨로 변화한 시점을 기점으로 하고, 이 한쪽의 2치화 신호가 제1 레벨로 복귀한 시점 및 다른쪽의 2치화 신호가 제1 레벨에서 제2 레벨로 변화한 시점 중 빠른 쪽을 종점으로 하는 시간폭을 갖고 있고, 2개의 2치화 신호 중의 어느 것이 먼저 제1 레벨에서 제2 레벨로 변화했는지에 따른 2상의 펄스를 생성하여 출력하는 펄스 생성부와, 펄스 생성부로부터 출력되는 2상의 펄스에 기초하여 소정 트랙과 광 스폿과의 상대위치를 나타내는 트래킹 에러 신호를 생성하는 에러 신호 생성부와, 생성된 트래킹 에러 신호에 기초하여 광 스폿을 트래킹 방향으로 이동시켜서 광 스폿에 트래킹 서보 동작 또는 트랙 횡단 동작을 행하게 하도록 광 픽업을 구동하는 구동부를 갖추어 구성된다.
따라서, 광 픽업으로부터 얻어진 전기 신호에 디스크의 손상, 외란 노이즈, 및 소정 트랙에 인접하는 트랙 상의 정보 피트의 영향 등에 의해 2치화 신호에 글리치가 혼입했다고 해도, 트래킹 에러 신호로의 글리치에 의한 영향은 그 글리치의 폭만큼 제한할 수 있다. 그러므로, 트래킹 에러 신호의 혼란이 억제되어 트래킹 서보 제어의 정밀도 및 정보의 재생에 대한 장해의 발생을 방지할 수 있다.
또한, 펄스 생성부는 2상의 펄스를 출력하기 위해 2개의 AND 게이트를 갖추어 구성된 경우, AND 게이트의 입력측에 펄스의 출력을 제어하기 위한 신호를 제공하는 것만으로 트래킹 에러 신호에 관한 뮤팅 기능도 실현할 수 있다. 따라서, 새로운 회로 요소를 추가하지 않고도 트래킹 에러 신호에 관한 뮤팅 기능을 실현할 수 있어 후속하는 각 회로의 불필요한 동작을 억제할 수도 있다.

Claims (14)

  1. 복수 트랙에 정보가 기록된 디스크로부터 상기 정보를 재생할 때, 소정 트랙에 광 스폿(light spot)을 조사하여 상기 트랙으로부터의 반사광을 적어도 트래킹 방향으로 분할하여 수광하고, 각 수광량에 따른 2개의 전기 신호를 출력하는 광 픽업(optical pickup)을 위한 트래킹 제어 장치에 있어서,
    상기 광 픽업으로부터 출력되는 2개의 상기 전기 신호를 각각 2치화(binarizing)하여, 2개의 2치화 신호 중 한쪽의 2치화 신호가 제1 레벨에서 제2 레벨로 변화한 시점을 기점으로 하고, 상기 한쪽의 2치화 신호가 상기 제1 레벨로 복귀한 시점 및 다른 쪽의 2치화 신호가 상기 제1 레벨에서 상기 제2 레벨로 변화한 시점 중의 빠른 쪽을 종점으로 하는 시간폭을 갖고 있으며, 2개의 상기 2치화 신호 중의 어느 것이 먼저 상기 제1 레벨에서 상기 제2 레벨로 변화했는지에 따른 2상의 펄스(two phase pulses)를 생성하여 출력하는 펄스 생성 수단,
    상기 펄스 생성 수단으로부터 출력되는 상기 2상의 상기 펄스에 기초하는 상기 소정 트랙과 상기 광 스폿과의 상대 위치를 나타내는 트래킹 에러 신호를 생성하는 에러 신호 생성 수단, 및
    상기 에러 신호 생성 수단에 의해 생성된 상기 트래킹 에러 신호에 기초하여, 상기 광 스폿을 상기 트래킹 방향으로 이동시켜서 상기 광 스폿에 트래킹 서보 동작 또는 트랙 횡단 동작을 행하게 하도록 상기 광 픽업을 구동하는 구동 수단
    을 포함하는 것을 특징으로 하는 광 픽업을 위한 트래킹 제어 장치.
  2. 제1항에 있어서, 상기 펄스 출력 수단은 제1 및 제2 D형 플립플롭을 포함하고,
    상기 한쪽의 2치화 신호를 상기 제1 D형 플립플롭에 입력하여 상기 다른 쪽의 2치화 신호를 반전하여 이루어지는 상기 제1 D형 플립플롭의 제1 클럭 입력에 응답하여출력하고, 상기 다른 쪽의 2치화 신호를 상기 제2 D형 플립플롭에 입력하여 상기 한쪽의 2치화 신호를 반전하여 이루어지는 상기 제2 D형 플립플롭의 제2 클럭 입력에 응답하여 출력하며, 상기 제1 D형 플립플롭의 출력과 상기 제1 클럭 입력과의 제1 논리곱과, 상기 제2 D형 플립플롭의 출력과 상기 제2 클럭 입력과의 제2 논리곱을 취하여 상기 제1 및 제2 논리곱을 2상의 상기 펄스로서 출력하는
    것을 특징으로 하는 광 픽업을 위한 트래킹 제어 장치.
  3. 제2항에 있어서, 상기 펄스 출력 수단은 상기 제1 및 제2 논리곱을 각각 취하기 위한 제1 및 제2 AND 게이트를 구비하고,
    상기 제1과 제2 AND 게이트 각각은 3개 이상의 입력을 갖고 있고, 상기 3개 이상의 입력 중 적어도 하나의 입력에는 2상의 상기 펄스 중 대응하는 펄스의 출력을 제어하기 위한 신호가 제공되는
    것을 특징으로 하는 광 픽업을 위한 트래킹 제어 장치.
  4. 제1항에 있어서, 상기 펄스 출력 수단은 제1 및 제2 D형 플립플롭을 포함하고,
    상기 한쪽의 2치화 신호를 반전하여 상기 제1 D형 플립플롭에 입력하고, 상기 다른 쪽의 2치화 신호인 상기 제1 D형 플립플롭의 제1 클럭 입력에 응답하여 출력하며, 상기 다른 쪽의 2치화 신호를 반전하여 상기 제2 D형 플립플롭에 입력하고 상기 한쪽의 2치화 신호인 상기 제2 D형 플립플롭의 제2 클럭 입력에 응답하여 출력하며, 상기 제1 D형 플립플롭의 출력과 상기 다른 쪽의 2치화 신호와의 제1 논리곱과, 상기 제2 D형 플립플롭의 출력과 상기 한쪽의 2치화 신호와의 제2 논리곱을 취하여 상기 제1 및 제2 논리곱의 결과를 2상의 상기 펄스로서 출력하는
    것을 특징으로 하는 광 픽업을 위한 트래킹 제어 장치.
  5. 제4항에 있어서, 상기 펄스 출력 수단은 상기 제1 및 제2 논리곱을 각각 취하기 위한 제1 및 제2 AND 게이트를 구비하고,
    상기 제1 및 제2 AND 게이트의 각각은 3개 이상의 입력을 갖고 있고, 상기 3개 이상의 입력 중 적어도 하나의 입력에는 2상의 상기 펄스 중 대응하는 펄스의 출력을 제어하기 위한 신호가 제공되는
    것을 특징으로 하는 광 픽업을 위한 트래킹 제어 장치.
  6. 복수 트랙에 정보가 기록된 디스크로부터 상기 정보를 재생할 때, 소정 트랙에 광 스폿을 조사하여 상기 트랙으로부터의 반사광을 적어도 트래킹 방향으로 분할하여 수광하고, 각 수광량에 따른 2개의 전기 신호를 출력하는 광 픽업을 위한 트래킹 제어 장치에 있어서,
    상기 광 픽업으로부터 출력되는 2개의 상기 전기 신호를 각각 2치화하여, 2개의 2치화 신호의 각각에 대해 서로의 시간차에 기초하는 2상의 펄스를 생성하여 출력하는 펄스 생성 수단,
    상이한 복수의 시정수를 전환 설정가능한 저역 통과 수단을 이용하여, 상기 펄스 생성 수단으로부터 출력되는 2상의 상기 펄스에 기초하는 상기 소정 트랙과 상기 광 스폿과의 상대 위치를 나타내는 트래킹 에러 신호를 생성하는 에러 신호 생성 수단,
    상기 에러 신호 생성 수단에 의해 생성된 상기 트래킹 에러 신호에 기초하여, 상기 광 스폿을 상기 트래킹 방향으로 이동시켜서 상기 광 스폿에 트래킹 서보 동작 또는 트랙 횡단 동작을 행하게 하도록 상기 광 픽업을 구동하는 구동 수단, 및
    상기 구동 수단에 의한 상기 광 픽업의 동작에 따라, 상기 저역 통과 수단에 상기 복수의 시정수 중 대응하는 시정수를 선택하여 설정하기 위한 시정수 설정 수단
    을 포함하는 것을 특징으로 하는 광 픽업을 위한 트래킹 제어 장치.
  7. 제6항에 있어서, 상기 시정수 설정 수단은 상기 복수의 시정수 중 상기 광 스폿의 상기 트랙 횡단 동작시에 있어서의 트랙 횡단 수에 따른 시정수를 선택하는 것을 특징으로 하는 광 픽업을 위한 트래킹 제어 장치.
  8. 제6항에 있어서, 상기 시정수 설정 수단은 상기 복수의 시정수 중 상기 디스크로부터 재생되는 상기 정보를 나타내는 신호의 주파수에 따른 시정수를 설정하는 것을 특징으로 하는 광 픽업을 위한 트래킹 제어 장치.
  9. 제7항에 있어서, 상기 시정수 설정 수단은 상기 복수의 시정수 중 상기 디스크로부터 재생되는 상기 정보를 나타내는 신호의 주파수에 따른 시정수를 선택하는 것을 특징으로 하는 광 픽업을 위한 트래킹 제어 장치.
  10. 제7항에 있어서, 상기 복수의 시정수에는 상이한 2개의 시정수가 포함되고,
    상기 시정수 설정 수단은
    상기 트래킹 서보 동작시 및 상기 트랙 횡단 수가 소정치 이하의 상기 트랙 횡단 동작시의 각각에 있어서는 상기 2개의 시정수 중 큰 쪽의 시정수를 선택하고,
    상기 트랙 횡단 수가 상기 소정치를 초과하는 상기 트랙 횡단 동작시에 있어서는 상기 2개의 시정수 중 작은 쪽의 시정수를 선택하는
    것을 특징으로 하는 광 픽업을 위한 트래킹 제어 장치.
  11. 제7항에 있어서, 상기 복수의 시정수에는 상이한 2개의 시정수가 포함되고,
    상기 시정수 설정 수단은
    상기 트랙 횡단 수가 소정치 이하의 상기 트랙 횡단 동작시에 있어서는 상기 2개의 시정수 중 큰 쪽의 시정수를 선택하고,
    상기 트래킹 서보 동작시 및 상기 트랙 횡단 수가 상기 소정치를 초과하는 상기 트랙 횡단 동작시의 각각에 있어서는 상기 2개의 시정수 중 작은 쪽의 시정수를 선택하는
    것을 특징으로 하는 광 픽업을 위한 트래킹 제어 장치.
  12. 제7항에 있어서, 상기 복수의 시정수에는 상이한 3개의 시정수가 포함되고,
    상기 시정수 설정 수단은
    상기 트랙 횡단 수가 소정치 이하의 상기 트랙 횡단 동작시에 있어서는 상기 3개의 시정수 중 최대의 시정수를 선택하고,
    상기 트랙 횡단 수가 상기 소정치를 초과하는 상기 트랙 횡단 동작시에 있어서는 상기 3개의 시정수 중 최소의 시정수를 선택하며,
    상기 트래킹 서보 동작시에 있어서는 상기 3개의 시정수 중 상기 선택된 시정수 외의 시정수를 선택하는
    것을 특징으로 하는 광 픽업을 위한 트래킹 제어 장치.
  13. 제6항에 있어서, 상기 저역 통과 수단은 상기 복수의 시정수를 정하기 위한 복수의 저항을 포함하고, 상기 시정수 설정 수단은 상기 복수의 저항이 합성된 저항값을 변화시킴으로써 상기 시정수를 선택하는 것을 특징으로 하는 광 픽업을 위한 트래킹 제어 장치.
  14. 복수 트랙에 정보가 기록된 디스크로부터 상기 정보를 재생할 때, 소정 트랙에 광 스폿을 조사하여 상기 트랙으로부터의 반사광을 적어도 트래킹 방향으로 분할하여 수광하고, 각 수광량에 따른 2개의 전기 신호를 출력하는 광 픽업을 위한 트래킹 제어 장치에 있어서,
    상기 광 픽업으로부터 출력되는 2개의 전기 신호를 각각 2치화하여, 2개의 2치화 신호 중 한쪽의 2치화 신호가 제1 레벨에서 제2 레벨로 변화한 시점을 기점으로 하고, 상기 한쪽의 2치화 신호가 제1 레벨로 복귀한 시점 및 다른쪽의 2치화 신호가 상기 제1 레벨에서 상기 제2 레벨로 변화한 시점 중의 빠른 쪽을 종점으로 하는 시간폭을 갖고 있고, 2개의 상기 2치화 신호 중의 어느것이 먼저 상기 제1 레벨에서 상기 제2 레벨로 변화했는지에 따른 2상의 상기 펄스를 생성하여 출력하는 펄스 생성 수단,
    상이한 복수의 시정수를 전환 설정 가능한 저역통과 수단을 이용하여, 상기 펄스 생성 수단으로부터 출력되는 2개의 상기 펄스에 기초하는 상기 소정 트랙과 상기 광 스폿과의 상대 위치를 나타내는 트래킹 에러 신호를 생성하는 에러 신호 생성 수단,
    상기 에러 신호 생성 수단에 의해 생성된 상기 트래킹 에러 신호에 기초하여, 상기 광 스폿을 상기 트래킹 방향으로 이동시켜서 상기 광 스폿에 트래킹 서보 동작 또는 트랙 횡단 동작을 행하게 하도록 상기 광 픽업을 구동하는 구동 수단, 및
    상기 구동 수단에 의한 상기 광 픽업의 동작에 따라, 상기 저역통과 수단에 상기 복수의 시정수 중 대응하는 시정수를 선택하여 설정하기 위한 시정수 설정 수단
    을 포함하는 것을 특징으로 하는 광 픽업을 위한 트래킹 제어 장치.
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