KR0153223B1 - 다중 채널 디지탈 송신기 및 수신기 - Google Patents

다중 채널 디지탈 송신기 및 수신기

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KR0153223B1
KR0153223B1 KR1019940703975A KR19940703975A KR0153223B1 KR 0153223 B1 KR0153223 B1 KR 0153223B1 KR 1019940703975 A KR1019940703975 A KR 1019940703975A KR 19940703975 A KR19940703975 A KR 19940703975A KR 0153223 B1 KR0153223 B1 KR 0153223B1
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로버트 엠. 해리슨
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안쏘니 제이. 살리 주니어
모토롤라,인크.
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Abstract

다중 채널 디지탈 송신기 및 수신기에서 사용하기 위한 장치가 제공된다. 필터링 과정은 디지탈 신호 처리 동안에 디지탈화 신호의 일부분을 적분하고 그 차이를 취하며 이를 곱함으로써 디지탈화 신호의 일부분을 조절하여 달성된다. 필터링 과정은 디지탈화 신호(128)를 조절(132, 134, 136, 138)한 이후에 디지탈화 신호의 조절된 부분을 푸리에 변환(148)하여 디지탈화 채널 신호(166, 168, 170, 172)를 발생하기 위하여 수신 과정과 관련하여 사용될 수 있다. 그 대신에 필터링 과정은 복합 디지탈화 신호(352)를 발생한 이후에 복합 디지탈화 신호(358)를 조절하기 위하여 전송되어질 복수의 디지탈화 정보 신호(300, 302, 304, 306)를 푸리에 역변환(324)함으로써 전송 과정과 관련하여 사용될 수 있다.

Description

[발명의 명칭]
다중 채널 디지탈 송신기 및 수신기
[발명의 배경]
관련 출원의 상호 참조
본 출원은 본 특허 출원과 동일한 발명자인 마크 헤리슨(Mark Harrison)이 1992년 10월 22일에 출원하여 모토롤라 인코포레이티드(Motorola, Inc.)에 양도된 것으로서 발명의 명칭이 신호 단자들과 무선 주파수 채널들 사이에서 신호를 상호 다중화(transmultiplex)하기 위한 방법 및 수단 (A Method and Means for Transmultilexing Signals Between Signal Terminals and Radio Frequency Channels)인 미국 특허 출원 제07/966, 630호의 일부 계속 출원(continuation-in-part)로서, 본 출원은 푸리에 변환기(Fourier transformer)와 관련하여 사용되는 것으로 디지탈 신호의 사전 처리(pre-process) 및 사후 처리(post-process)를 하기 위하여 다상 필터 뱅크(polyphase filter bank)를 사용하는 다중 채널 디지탈 송신기 및 수신기에 관한 것이다.
[발명의 분야]
본 발명은 주파수 대역(frequency band) 내에서 전자기 방사(electromagnetic radiation)를 다루는 통신 유닛(communication unit)에 관한 것으로서, 특히 복수의 정보 신호들을 준비하여 통신 채널을 통하여 연속적으로 전송하기 위한 다중 채널 송신기(multi-channel transmitter)와 복수의 정보 신호들을 검출(detect)하는 다중 채널 수신기(multi-channel receiver)에 관한 것이다.
[발명의 배경]
통신 시스템에 대한 송신기 및 수신기는 일반적으로 여러가지의 다른 대역폭을 가지고 특정의 주파수 범위내에 있을 수 있는 복수의 신호들중의 하나를 송신 및 수신하기 위하여 동조(tune)되도록 설계되어 있다. 당해 기술 분야의 전문가는 이들 송신기 및 수신기들은 각각 소망의 주파수 대역내에서 전자기 방사(electromagnetic radiation)를 송출(radiate) 또는 인터셉트(intercept)한다는 것을 잘 알고 있다. 전자기 방사는 안테나, 도파관, 동축 케이블, 광 섬유 및 변성기(transducer) 등의 여러가지 형태의 장치에 의하여 송신기로부터 출력되거나 또는 수신기로 입력될 수 있다.
이들 통신 시스템 송신기 및 수신기는 복수의 신호들을 전송 및 수신할 수 있다. 그러나, 이와같은 송신기 및 수신기는 일반적으로 다른 주파수 또는 대역폭을 갖는 각각의 신호들을 전송 및 수신하기 위하여 중복하여 만들어 놓은(duplicate) 회로를 사용한다. 이와같이 회로의 중복(circuitry duplication)은 최적의 다중 채널 통신 유닛 설계 아키텍쳐(architecture)라고 할 수 없는데 그 이유는 각 통신 채널에 대하여 완전하고 독립적인 송신기 및 수신기를 만드는 것과 관련하여 비용 및 복잡성이 증가하기 때문이다.
소망의 다중 채널 광 대역폭(wide bandwidth)을 갖는 신호들을 송신 및 수신할 수 있는 송신기 및 수신기 아키텍쳐의 다른 대안도 있을 수 있다. 이 대안으로서의 송신기 및 수신기는 소망의 대역폭을 갖는 신호를 나이키스트 기준(Nyquist criterion)(즉, 디지탈화될 대역폭의 적어도 두배와 같은 샘플링 속도로 디지탈화함)에 따라 디지탈화 될 수 있도록 충분히 높은 샘플링 속도로 동작하는 디지탈-아날로그 변환기 및 디지타이저(dlgitizer)(아날로그-디지탈 변환기)를 사용할 수도 있다. 그 후에 디지탈화된 신호는 양호하게도 디지탈화된 소망의 대역폭내의 다수의 채널들을 구별(differentiate)하기 위하여 디지탈 신호 처리 기법을 사용하여 사전 처리 및 사후 처리되어진다. 이와같은 통신 유닛 구조는 본질적으로 디지탈화된 신호를 다수의 통신 채널들을 나타내는 것처럼 다루는 단일의 디지탈 처리부 앞에 또는 그 다음에 오게 되는 단일 무선 주파수(radio frequency)(RF) 및 중간 주파수(intermediate frequency)(IF)대역 아날로그 신호 처리부와 동등하다.
당해 기술분야의 전문가는 일련의 인접한 협대역폭(narrow bandwidth) 채널들을 합성(synthesize)하기 위하여 이와같은 형태의 통신 유닛 구조를 제공하기 위한 다른 가능한 기법으로 DFT 뱅크에서의 이산 푸리에 변환(Discreet Fourier Transform)(DFT) 및 IDFT 뱅크에서의 이산 푸리에 역변환(Inverse Discrete Fourier Transform)(IDFT) 또는 디지탈 필터링 기법들을 사용하는 것이 있다는 것은 잘 알고 있다.
이와같은 형태의 대안으로서의 통신 유닛의 단점으로는 수신된 복합 전자기 방사 대역폭(composite received electromagnetic radiation bandwidth)을 형성하는 개별의 통신 채널들의 합산(sum)과 같은 수신된 전자기 방사의 최대 대역폭에 대하여 나이키스트 기준을 충족시키기 위하여 유닛의 디지탈 처리부가 충분히 높은 샘플링 속도를 가져야만 한다는 것이다. 복합 대역폭 신호(composite bandwidth signal)가 충분히 넓은 경우에는, 통신 유닛의 디지탈 처리부는 매우 고가일 수 있으며 상당량의 전력을 소모할 수 있다. 게다가, DFT 또는 IDFT 필터링 기법에 의하여 만들어진 채널들은 일반적으로 서로 인접하여 있어야만 한다. 이와같이 이들 필터링 기법들에 대한 샘플링 속도는 가능한 통신 채널들의 수의 N배의 정수배(예를 들어, N, 2N, 3N, ... 통신 채널)로 한정되어야 할 필요가 있다.
동일한 송신기 또는 수신기 회로를 갖는 해당 채널들 내의 복수의 신호들을 전송 및 수신할 수 있는 상기한 바와 같은 송신기 및 수신기가 필요하다. 그러나, 이 송신기 및 수신기 회로는 양호하게도 DFT 및 IDFT 기능들을 구현하는 디지탈 신호 처리기(DSP)와 관련된 통신 유닛 설계 제약들을 감소시켜야만 한다. 이와같은 송신기 및 수신기 아키텍쳐가 개발될 수 있다면, 이것은 이상적으로는 셀룰러 무선 전화 통신 시스템(cellular radoitelephone communication system)에 적합할 것이다. 셀룰러 기지국(cellular base station)은 일반적으로 넓은 주파수 대역폭(예를들어, 825 메가헤르쯔(MegaHertz) 내지 894 메가헤르쯔) 내의 다수의 채널들을 전송 및 수신할 필요가 있다. 또한, 셀룰러 기반 시설(cellular infrastructure) 및 가입자(subscriber) 제조업자(manufacturer)에 대한 상업적 압력으로 인하여 이들 제조업자는 통신 유닛들의 단가를 감소할 수 있는 길을 찾도록 요구받고 있다. 마찬가지로, 이와같은 다중 채널 송신기 및 수신기 아키텍쳐는 각 기지국에 대하여 (그들에 대응하는 셀룰러 서비스 범위보다) 더 작은 서비스 범위를 가지게 되는 개인 통신 시스템(personal communication system)(PCS)에 적합하게 될 것이며 주어진 지리적 범위에 서비스를 제공하기 위하여 그에 대응하는 보다 많은 수의 기지국들이 필요하게 될 것이다. 기지국들을 구매하는 운영업자(operator)들은 이상적으로는 그들이 허가받은 서비스 범위 전체에 걸쳐 설비를 제공하기 위하여 보다 덜 복잡하고 단가가 낮은 유닛을 가지고 싶어한다.
현재 및 미래의 셀룰러 및 PCS 통신 시스템은 적어도 하나의 공통된 특성을 갖는 정보 신호 코딩(information signal coding) 및 채널화 규격(channelization standard)(즉, 에어 인터페이스 규격(air interface standard))을 가진다. 이 특성은 모든 시스템들은 각 채널에 대하여 실질적으로 동일한 양의 주파수 대역폭을 할당받은 통신 채널들을 포함하고 있다(즉, 각 통신 채널은 동일한 주파수 대역폭을 사용함). 현재 및 미래의 다수의 계획된 정보 신호 코딩 및 채널화 규격들(즉, 개방 형(open) 에어 인터페이스 규격)이 존재한다. 주파수 대역폭의 같은 부분에 할당된 채널들을 갖는 이들 코딩 및 채널화 규격들은 주파수 분할 다중 접속(frequency division multiple access), 시분할 다중 접속(time division multiple access), 및 주파수 호핑 코드 분할 다중 접속(frequency hopping code division multiple access)에 기초한 채널화 구조(channelization structure)들을 포함하고 있다. 현재 및 미래의 계획된 코딩 및 채널화 규격들에는 다음과 같은 명칭이 포함되어 있다: 최신 이동 전화 서비스(Advanced Mobile Phone Service)(AMPS), 협대역 최신 이동 전화 서비스(Narrow Advanced Mobile Phone Service)(NAMPS), 총괄 접속 통신 시스템(Total Access Communication System)(TACS), 일본 총괄 접속 통신 시스템(Japanese Total Access Communication System)(JTACS), 미국 디지탈 셀룰러(United States Digital Cellular)(USDC), 일본 디지탈 셀룰러(Japan Digital Cellular)(JDC), 그룹 특별 이동통신(Group Special Mobile)(GSM), 주파수 호핑 확산 스펙트럼(Frequency Hopping Spread Spectrum)(FH-SS), 무선 전화 2(Cordless Telephone 2)(CT2), 무선 전화 2 플러스(Cordless Telephone 2 Plus)(CT2 Plus) 및 무선 전화 3(Cordless Telephone 3)(CT3). 당해 기술분야의 전문가는, 비록 디지탈 통신 개방형 에어 인터페이스가 일반적으로 동일한 주파수 대역폭을 차지하는 하나 이상의 통신 채널을 포함하는 그룹을 가지고 있지만, 그 그룹내의 채널들이 코드(예를들어, 이 코드는 시간 프레임(time frame) 내의 시간 슬롯(time slot)일 수 있고 또는 이 코드는 주파수 호핑 패턴(frequency hopping pattern) 내의 슬롯들일 수 있다)에 의하여 서로 분리되어 있다는 것을 잘 알고 있다. 게다가, 각 그룹의 채널들은 동일한 개방형 에어 인터페이스에 따라 동작하는 각각의 다른 그룹의 채널들과 동일한 주파수 대역폭을 이용한다.
또 다른 잇점은 동일한 아날로그 신호 부분을 공유하는 다중 채널 통신 유닛을 설계한 결과로서 셀룰러 및 PCS 제조업자들에 의하여 얻어질 수 있다. 단일의 정보 신호 코딩 및 채널화 규격하에서 동작하도록 설계된 종래의 통신 유닛들과는 대조적으로, 이들 다중 채널 통신 유닛들은 이들 다중 채널 통신 유닛들이 몇몇 정보 신호 코딩 및 채널화 규격들 중 하나에 따라서 동작할 수 있도록 설비 제공 후에 제조 과정 동안에 또는 현장(field)에서 소프트웨어를 통하여 의도적으로 재프로그램(reprogram)될 수 있는 디지탈 신호 처리부를 포함하고 있다.
[발명의 요약]
다중 채널 디지탈 송신기 및 수신기에서 사용하기 위한 방법 및 장치가 제공된다. 필터링 과정은 디지탈화된 신호의 일부를 적분하고, 그 차이를 취하며 또 이를 곱함으로써 디지탈 신호 처리동안에 디지탈화된 신호의 일부를 조절함으로써 실행된다.
또한, 수신 과정안에 필터링 과정(filtering process)을 이용하기 위한 방법 및 장치가 제공된다. 이 수신 과정(receving process)은 추후의 푸리에 변환을 위하여 디지탈화된 신호를 사전 조절하기(pre-condition) 위하여 복수의 필터를 이용함으로써 이룩된다. 각각의 필터는 디지탈화된 신호의 일부를 적분하고, 그 차이를 취하며 또 이를 곱함으로써 디지탈화된 신호의 일부를 조절하게 된다. 이후에, 푸리에 변환기는 디지탈화된 신호의 사전 조절된 부분으로부터 디지탈화된 채널 신호를 발생한다. 그 대신에, 수신 과정은 입력 주파수 대역의 선택된 부분을 디지탈화하기 위하여 아날로그-디지탈 변환기를 사용한다고 말할 수 있다. 이후에, 전환기(commutator)는 입력 주파수 대역의 디지탈화된 부분을 복수의 디지탈화된 신호 부분들로 세분화한다. 그 다음에 이산 푸리에 변환기(discrete Fourier transformer)는 복수의 디지탈화된 신호부분들을 이산 푸리에 변환함으로써 복수의 디지탈화된 채널 신호들을 발생한다. 마지막으로, 검출기는 복수의 디지탈화된 채널 신호들로부터 적어도 두 개의 정보 신호를 검출한다.
마찬가지로, 전송 과정안에서 필터링 과정을 이용하는 방법 및 장치가 제공된다. 전송 과정(transmitting process)은 전송될 복수의 디지탈화된 정보 신호들로 부터 디지탈화된 복합 신호(composite digitalized signal)를 발생하기 위하여 푸리에 역변환기를 사용함으로써 이룩된다. 이후에, 복수의 필터들은 차후의 전송을 위하여 디지탈화된 복합 신호를 사후 조절하게(post-condition) 된다. 각 필터는 디지탈화된 복합 신호의 일부를 적분하고, 그 차이를 취하며 또 이를 곱함으로써 디지탈화된 복합 신호의 일부를 사후에 조절하게 된다. 그 대신에, 전송 과정은 복수의 디지탈화된 입력 정보 신호를 이산 푸리에 역변환을 함으로써 복수의 디지탈화된 신호들을 발생하기 위하여 이산 푸리에 역변환기를 이용하는 것으로 말할 수 있다. 이후에는, 전환기(commutator)가 복수의 디지탈화된 신호들의 일부분을 디지탈화된 복합신호에 결합(combine)하게 된다. 그 다음에, 디지탈-아날로그 변환기는 디지탈화된 복합신호로부터 복합 아날로그 전송 신호를 발생한다. 마지막으로, 송신기는 주파수 대역을 통하여 복합 아날로그 전송 신호를 전송한다.
[도면의 간단한 설명]
제1도는 본 발명에 따른 수신기의 양호한 실시예를 나타내는 블럭선도.
제2도는 제1도에 도시된 수신기의 양호한 실시예의 일부를 나타낸 블럭선도.
제3도는 제1도 및 제2도에 도시된 수신기의 양호한 실시예에서 사용하기 위한 본 발명에 따른 필터의 양호한 실시예를 나타낸 블럭선도.
제4도는 본 발명에 따른 송신기의 양호한 실시예를 나타낸 블럭선도.
제5도는 제4도에 도시한 송신기의 양호한 실시예의 일부를 나타낸 블럭선도.
제6도는 제4도 및 제5도에 도시된 송신기의 양호한 실시예에서 사용하기 위한 본 발명에 따른 필터의 양호한 실시예를 나타낸 블럭선도.
제7도는 제1도 및 제6도에 도시된 수신기 및 송신기의 양호한 실시예에서 사용하기 위한 본 발명에 따른 5차 적분기의 양호한 실시예를 나타낸 블럭선도.
제8도는 제1도 및 제6도에 도시된 수신기 및 송신기의 양호한 실시예에서 사용하기 위한 본 발명에 따른 5차 차분기의 양호한 실시예를 나타낸 블럭선도.
[발명의 상세한 설명]
당해 기술의 전문가는, 비록 이하의 기재가 셀룰러 또는 PCS 통신 시스템에서 사용하기 위한 특정의 양호한 실시예에로서의 수신기 및 송신기 통신 유닛에 관한 것일지라도, 여기에서 논의된 원리들은 본 발명의 범위 및 정신을 벗어나지 않고서 즉시로 데이타 통신 시스템 뿐만아니라 다른 유선(wireline), 무선(radio) 또는 위성 전기통신 시스템(satellite telecommunication system)에 적용할 수 있다는 것을 알 수 있을 것이다.
본 발명에 따른 양호한 실시예로서의 통신 시스템은 이하에서 서술하는 바와 같이 다수의 통신 채널안에 있는 하나 이상의 정보 신호들을 처리할 수 있다. 수신될 수 있는 통신 채널의 수는 수신될 신호들의 주파수 대역폭에 의하여 결정된다. 이들 경계 사이에 있는 코드화되고 채널화된 신호들의 어떤 결합도 얻어질 수 있으며 채널화(channelization)는 주파수 대역 안에서 바로 인접한 채널들에 한정되지 않는다. 수신기의 채널 대역폭은 또한 신호 처리 알고리즘을 변경함으로써 수정될 수 있다. 이와 같이 함으로써, 기존의 하드웨어를 재사용할 수 있으며 통신 시스템(예를들어, 무선 전화, 무선 호출 또는 그 밖의 다른 유선 또는 무선 통신 시스템)의 에어 인터페이스 규격들이 변하거나 또는 확장될 때에 하드웨어를 교체할 필요를 최소화할 수 있다.
이제 제1도를 참조하면, 본 발명에 따른 다중 채널 수신기의 양호한 실시예의 블럭도가 도시되어 있다. 통신 유닛들은 또한 일반적으로 송신기 회로(제4도 내지 제6도와 관련하여 이후에 도시되고 설명됨)를 포함하고 있다. 양호한 실시예로서의 수신기는 양호하게도 다수의 통신 채널들을 포함하는 주파수 대역 내에 있는 전자기 방사를 수신하기 위한 통신 유닛(예를들어, 셀룰러 기지국, 셀룰러 휴대 전화, 파티오 전화(patio phone), 무선 호출기(pager), 또는 기간 무선(trunked radio)) 내에 포함되어 있다. 이후에 논의하기 위하여, AMPS 또는 NAMPS 아날로그 셀룰러 무선전화 통신 시스템(전자 산업 협회 규격(Electronic Industrial Association standard) EIA-553 및 중간 규격 IS-88, IS-89 및 IS-90에서 논의됨)에서 사용하기 위한 통신 유닛의 양호한 실시예가 기술되어 있다. 각각의 셀 또는 서비스 범위(기지국에 의하여 서비스를 제공받음)에 의하여 사용되는 통신 채널들은 일반적으로 채널 재사용 분리 패턴(channel reuse separation pattern) (예를들어 21-셀 또는 24-셀 재사용 패턴)에 따라 할당받는다. 재사용 분리 패턴에 기초한 이와같은 형태의 채널 할당은 공유 채널(co-channel) 및 인접 채널 간섭(adjacent channel interference)을 감소시킨다. 그러므로, 각 기지 사이트(base site)는 이용가능한 모든 통신 채널 중 단지 일부분만(이용가능한 모든 채널의 1/21 또는 1/24)을 수신하도록 설계되어 있다. 당해 기술의 전문가는 AMPS 또는 NAMPS 통신 시스템에 의하여 다른 재사용 분리 패턴들이 사용될 수 있으며 이와같은 각각의 기지 사이트는 기지 사이트에 의하여 서비스 제공을 받는 셀 또는 서비스 범위에 서비스를 제공하기 위하여 이용할 수 있는 채널의 수를 수신하도록 설계될 필요가 있다는 것을 잘 알고 있다.
수신기는 양호하게도 관심있는 주파수 대역 내의 전자기 방사를 인터셉트(intercept)하는 안테나(100)와 같은 입력 및 인터셉트된 전자기 방사를 전기 신호로 변환하기 위한 변성기(transducer) (도시안됨)를 포함하고 있다. 당해 기술분야의 전문가는 다른 형태의 입력 장치가 전자기 방사를 포착(capture) 또는 인터셉트하기 위하여 사용될 수 있다는 것을 잘 알고 있다. 예를들어, 도파관, 동축 케이블, 광 섬유 또는 적외선 주파수 변성기는 이후의 입력에 대한 전자기 방사를 인터셉트하여 수신기의 양호한 실시예로 보내는데 사용될 수 있다.
수신기는 양호하게도 당해 기술분야의 전문가에게는 공지되어 있는 것으로서 불필요한 대역밖의 신호(out-of-band signal)에 대하여 낮은 잡음 지수(low noise figure) 및 충분한 보호(ample protection)를 제공하는 요소들로 이루어진 전단부(아날로그 부분)로 구성되어 있다. 이들 요소들은 사전 선택된 대역 통과 필터(102)로 구성되어 있다. 사전 선택된 대역 통과 필터(102)의 출력 전기 신호(104)는 다운 변환기(down converter)에 입력된다. 다운 변환기는 믹서(mixer)(106), 국부 발진기(108) 및 대역 통과 필터(112)로 구성되어 있다. 발진기(108)는 양호하게도 고정 주파수 발진기이지만, 당해 기술분야의 전문가가 잘 알고 있는 바와 같이, 본 발명의 정신 및 범위를 벗어나지 않고 고정 주파수 발진기 대신에 주파수 민첩 국부 발진기(frequency agile local oscillator)가 사용될 수 있다. 전기 신호(104)는 믹서(106)의 한 입력단에 연동 결합되어 있으며 발진기(108)의 출력은 믹서(106)의 다른 입력에 제공된다. 믹서(106)는 전기 신호(104)를 혼합(mix)시켜 중간 주파수 대역 전기 신호(110)로 다운시킨다(down). 이후에, 중간 주파수(IF) 대역 전기 신호(110)는 대역 통과 필터(112)에 의하여 필터링되어 불필요한 주파수 성분들을 제거하여 조절된(conditioned) IF 대역 전기 신호(114)로 된다.
이후에, IF 대역 전기 신호(114)는 다른 다운 변환기에 입력된다. 이 다운 변환기는 믹서(114), 주파수 agile 국부 발진기(116), 및 저역 통과 필터(122)로 구성되어 있다. 전기 신호(114)는 믹서(118)의 한 입력단에 연동 결합되어 있으며 발진기(118)의 출력은 믹서(118)의 다른 입력에 제공된다. 믹서(118)는 IF 대역 전기 신호(114)를 혼합시켜 기저 대역 전기 신호(120)로 다운시킨다. 이후에, 기저 대역(baseband) 전기 신호(120)는 저역 통과 필터(122)에 의하여 필터링되어 불필요한 주파수 성분들을 제거하여 조절된 기저 대역 전기 신호(124)로 된다.
조절된 기저 대역 전기 신호(124)는 바람직하게는 기저 대역 전기 신호(124)의 일부를 디지탈화된 신호(128)로 디지탈화하는 디지탈화 장치(digitizing device)(126)(즉, 아날로그-디지탈(A/D) 변환기)에 연동 결합되어 있다. 디지탈화된 신호(128)는 인터셉트된 주파수 대역내의 전자기 방사를 나타낸다. 제2도는 주파수 분할된 통과 대역(frequency divided passband)들에 포함된 복수의 채널들(즉, N개의 채널)을 포함하고 있는 이 디지탈화된 신호(128)를 그래프로 표시한 것(128')을 도시하고 있다. 디지탈화 장치(126)의 샘플링 속도는 양호하게도 기저 대역 신호(124)에서 가장 높은 소망의 주파수의 적어도 두 배인 나이키스트 기준내에 있도록 설정되어야 한다.
전환기(commutator)(130)는 디지탈화된 신호(128)를 수신하여 디지탈화된 신호(128)의 일부분을 필터(132, 134, 136, 138(즉, f1, f2, f3, fN))를 포함하는 이산 푸리에 변환 사전 필터 뱅크(discrete Fourier transform pre-filter bank)에 결합시키는 동작을 한다. 이후의 설명을 위하여 제1도에는 4개의 필터(132, 134, 136, 138)이 도시되어 있지만, 당해 기술분야의 전문가는 여기에 기재된 원리들이 필터 뱅크내의 몇개인가의 필터들에 적용할 수 있다는 것을 잘 알 것이다. 전환기(130)는 디지탈화된 신호(128)의 일부분을 4개의 필터(132, 134, 136, 138)에 분배하여, 전환기(130)가 제1의 샘플링 속도(Fs)로 동작하는 경우에는 N개(여기서, N은 전환기(130)가 디지탈화된 신호(128)에 결합시키게 되는 필터의 수이다(이전에서 알 수 있는 바와 같이, N은 또한 디지탈화된 신호(128)에서의 채널의 수에 해당하기도 한다))의 필터의 각각은 제2의 샘플링 속도(Fs/N)로 디지탈화된 신호(128)의 일부분을 수신한다.
필터(132, 134, 136, 138)는 이후의 이산 푸리에 변환(DFT)의 계산상의 복잡성을 감소시키도록 디지탈화된 신호들에 있는 불필요한 주파수 성분들을 감쇄시킨다 (즉, 디지탈화된 신호들을 조절한다). 이들 필터(132, 134, 136, 138)는 전환기로 부터 자신의 입력들을 수신하도록 공지의 DFT 사전 필터 뱅크들에 있는 다상 필터들과 유사하게 동작하며 이산 푸리에 변환기에의 입력을 형성하기 위하여 병렬로 동작된다. 이와같은 다상 필터 뱅크의 하나가 이전에 인용한 1992년 10월 22일에 출원한 발명의 명칭이 신호 단자들과 무선 주파수 채널들사이에서 신호를 상호 다중화(transmultiplex)하기 위한 방법 및 수단(A Method and Means for Transmultiplexing Signals Between Signal Terminals and Radio Frequency Channels)인 관련 미국 특허 출원 제 07/966, 630호에 도시되고 기재되어 있다. 그러나, 제2도 및 제3도와 관련하여 기재되어 있는 바와 같이, 본 특허 출원의 수신기 구조의 양호한 실시예는 다상 필터보다는 오히려 변형된 직렬 적분기 빗형(Cascaded Integrator Comb) (CIC) 필터(132, 134, 136, 138)를 이용한다. 각각의 필터(132, 134, 136, 138)의 출력들(140, 142, 144, 146)은 이산 푸리에 변환기(148)에의 입력을 형성한다.
이산 푸리에 변환기(148)는 양호하게도 필터(132, 134, 136, 138)와 같거나 높은 샘플링 속도로 동작한다. 이산 푸리에 변환기(148)는 사전 필터(pre-filter)(132, 134, 136, 138)로부터의 샘플(140, 142, 144, 146)의 매 입력 블럭마다 한번의 변환을 수행한다 (예를들어, 고속 푸리에 변환(fast Fourier transform)). 이산 푸리에 변환기(148)의 N개의 출력(150, 152, 154, 156)의 각각은 N개의 다른 다운 변환된(down converted) 채널들중의 하나에 대한 샘플들을 포함하고 있다. 이들 N개의 출력들(150, 152, 154, 156)은 N개의 채널 각각에 대하여 하나의 출력 샘플을 생성하는 N 포인트 푸리에 변환(N point Fourier transform)을 수행함으로써 발생된다. 수신기 구조의 양호한 실시예에서, 필터(132, 134, 136, 138)의 샘플링 속도보다 더 높은 속도로 동작하는 고속 푸리에 변환기(FFT) (예를들어, FFT는 필터 샘플링 속도의 3배의 속도롤 동작한다)는 이산 푸리에 변환기(148)의 동작을 수행하는데 사용된다. 이와같이 높은 FFT의 동작 속도는 엘리어싱(aliasing)을 피하기 위하여 필요한데 그 이유는 수신기의 양호한 실시예에서 사용된 변형된 CIC 사전 필터(pre-filter)는 일반적인 다상 필터 뱅크만큼 높지 않은 롤오프 속도(rolloff rate)를 가지기 때문이다.
FFT를 사용함으로써 수신기 구조는 계산상 효과적인 방법으로 구현될 수 있으며 이산 푸리에 변환과 관련된 에러의 효과를 감소시키는 수단을 제공한다. 이산 푸리에 변환기에 내재하는 이들 에러 소오스들중 몇가지를 열거하면 다음과 같다: 엘리어싱에 기인한 에러(즉, 주파수 영역에서 데시메이트된(decimated) 신호의 중첩(overlapping)의 결과 생기는 에러), 누설(leakage)로 인한 스펙트럼 왜곡(spectral distortion) (즉, 한 주파수에서 다른 주파수로의 스펙트럼 에너지 누설) 및 중요한 스펙트럼 성분들이 상실되게 하는 피켓-펜스(picket-fence) 효과 (즉, 이산샘플링은 샘플링 포인트사이에 있는 신호의 특정 스펙트럼 성분들을 빠뜨린다). 이산 푸리에 변환기에서의 이와같은 에러 소오스들은 FFT에서의 여러가지의 기법들을 통하여 감소될 수 있다. 예를들어, 엘리어싱에 의한 에러들은 이산 푸리에 변환기(148)의 샘플링 속도를 증가시키거나 또는 이산 푸리에 변환기(148)로의 입력들의 고주파 스펙트럼 내용을 최소화하기 위하여 사전 필터링을 함으로써 감소될 수 있다. 또한, 누설로 인한 스펙트럼 왜곡은 보다 높은 샘플링 속도로 동작시켜 DFT 포인트의 수를 증가시키거나 또는 낮은 측엽(low sidelobe)을 갖는 푸리에 변환을 갖는 윈도우 함수(window function)를 사용하여 윈도우 폭을 증가시키거나 또는 윈도우 함수를 실행시키기 전에 필터링을 하여 큰 주기적 성분들을 제거함으로써 감소될 수 있다. 게다가, 피켓-펜스 효과는 DFT 포인트의 수를 증가시키면서 샘플링 속도는 고정한 채로 유지시켜 피켓(packet)들을 서로 인접하게 이동하도록 하거나 또는 데이타 길이가 한정된 경우에는 추가의 DFT 포인트들을 0(제로)로 채움(즉, 제로 패딩(zero padding))으로써 감소될 수 있다.
양호한 실시예로서의 수신기 구조에서 이산 푸리에 변환기(148)는 필터(132, 134, 136, 138)의 데시메이트된 샘플링 속도보다 더 높은 속도로 동작하기 때문에, N개의 데시메이트용 사후 필터(decimating post-filler)(158, 160, 162, 164)가 대응하는 기저대역 응답 출력(150, 152, 154, 156)들의 샘플링 속도를 각각 N개의 조절된 출력(166, 168, 170, 172)의 소망의 샘플링 속도로 하기 위하여 사용되어야만 한다. 이들 N개의 사후 필터(158, 160, 162, 164)(g1, g2, g3, gn으로 표시됨)들은 위상 왜곡(phase distortion)이 중요하지 않은 경우에는 계산이 간단할 수 있다(예를들어, 필터들이 무한 임펄스 응답(Infinite Impulse Response) (IIR)필터일 수 있다). 게다가, N개의 채널들중 단지 한 서브세트(subset)만을 회복할 필요가 있는 경우에는(예를들어, 부하가 적은 통신 시스템에서는), 이들 사후 필터들은 단지 그 서브세트의 소망의 채널들에 대해서만 구현되기만 하면 된다. 수신기 구조의 양호한 실시예에 있어서, N개의 데시메이트용 사후 필터(158, 160, 162, 164)들은 양호하게도 다음중 적어도 하나의 신호 특성을 고려하여 설계된다: 최적 선택성(optimal selectivity), 제어 위상 응답(controlled phase response), 및 제어 진폭 응답(controlled amplitude response).
마지막으로, 정보 신호(에를들어, 음성 또는 데이타)는 N개의 조절된 출력(166, 168, 170, 172)들 각각 내에서 검출될 수 있다. 제2도는 이들 조절된 출력들(166, 168, 170, 172)을 그래프로 표시한 것(166', 168', 170', 172')을 도시하고 있다. 그래프로 표시한 것 각각은 디지탈화된 신호(128)의 주파수 분할된 통과대역들에 포함된 복수의 채널들로부터 수신된 N개의 채널들중의 하나를 나타낸다. 당해 기술 분야의 전문가는 정보 신호가 수신되어질 특정 신호 코딩 및 채널화 규격에 따라서 몇가지의 디코딩 단계들을 통하여 검출될 수 있다는 것을 잘 알고 있다. 예를들어, 각각의 조절된 출력(166, 168, 170, 172)은 특정의 조절된 출력에 존재하는 음성 또는 데이타를 검색하기 위하여 콘벌루선 디코딩(convolutionally decoded), 최대 빈도수 시퀀스 평가(maximun liklihood sequence estimated) 또는 보코드(vocoded)될 필요가 있다.
이제 제2도와 사전 필터(132, 134, 136, 138)(f1, f2, f3, fN)를 보다 상세히 살펴 보면, 사전 필터(132, 134, 136, 138)는 전환기(130)로부터 그들의 입력들을 수신하여 각각 DFT 필터 뱅크(148)에 대한 입력(140, 142, 144, 146)을 형성하기 위하여 병렬로 동작한다. 그러나, 양호한 실시예로서의 사전 필터(132, 134, 136, 138)는 호겐아우어(Hogenauer) 직렬 적분기 빗형(CIC) 필터로 된 뱅크를 포함하고 있다. 이와같은 형태의 필터는 일반적으로 E.B. Hogenauer의 논문으로서 IEEE Trans. Acoust. Speech. Signal Processing의 1981년 4월 제 ASSP-20권, 제2호 155-162 페이지에 있는 데시메이션 및 내삽을 위한 디지탈 필터의 경제적 부류(An Economical Class of Digital Filters for Decimation and Interpolation)에 기술되어 있다. CIC 필터는 일반적인 다상 필터에 비하여 CIC 필터가 이들 필터를 곱셈기 없이 구현될 수 있는 직렬의 1차 적분기 및 빗형 필터(즉, 차분기)로 구성되어 있다는 점에서 잇점이 있다. 게다가, CIC 필터는 데시메이터(decimator)를 포함하고 있기 때문에, 사전 필터(pre-filter)에도 있는 곱셈-누적기(multiply-accumulator)(MAC)가 요구되는 계산을 더 감소시키기 위하여 더 작은 속도로 동작될 수 있다. 이와같이, 사전 필터는 계산상 보다 효율적이며 장치에서 구현되는 경우에는 일반적인 다상 필터보다도 더 적은 계산 능력, 크기 및 실행 시간을 요구한다.
그러나, CIC 필터와 관련하여 호겐아우어에 의하여 논의된 이들 원리들은 다중 채널 통신 유닛 수신기의 양호한 실시예에서 사용되도록 특별히 설계된 것은 아니기 때문에, 그들은 수정되어야만 한다. 간략함을 위하여, 다음의 논의는 변형된 2차 CIC 필터에 한한다. 그러나, 당해 기술분야의 전문가는 수신기 구조의 양호한 실시예에 대하여 변형된 5차 CIC 필터는 이 특정의 수신기 구조에 대하여 보다 최적의 필터 특성을 제공하게 될 것이라는 것을 잘 알고 있다.
믹서가 변형된 CIC 필터 뱅크와 관련하여 사용되는 경우에는, 다운 변환기가 형성된다. 2차 다운 변환기 y2(MNT)는 다음의 식으로 나타낼 수 있다.
여기서, Φ(M[NT-k-m]-j-1) = 믹싱 시퀀스(mixing sequence)
x(M[NT-k-m]-j-1) = 다운 변환기에의 입력
M = FFT에 입력될 채널 출력의 수
N = 변형된 CIC 필터의 데이메이션 율(decimation rate)
T = FFT의 출력을 참조할 시간
k, m, j 및 1 = 인덱스
믹싱 시퀀스가 M에 있어서 주기적인 경우에는, 합산은 (식 1)로부터 다음과 같이 분리될 수 있다:
식(2)에서의 상기 표현은 다음과 같이 간략하게 다시 쓸 수 있다:
여기서,
(식 3)에서의 표현식은 이제 Z를 계산하는 것과 y2를 계산하는 것의 두 개의 다른 동작을 가진다. Z 연산을 더 검사하여 보면, 각 Z 연산은 입력 x의 데시메이트된 변형의 특정 위상(j+1)에서 동작되는 변형된 2차 CIC 필터 기능이라는 것에 주의해야 한다. 이들 CIC 필터는 양호하게도 N으로 데시메이트된다. 그 결과, y2의 계산은 단지 변형된 CIC 필터 출력(Z)에 기초한 계산만을 포함하게 된다. 보다 간략하게 하기 위하여, (식 3)에서의 표현식은 곱셈 항이 (j+1)에 종속되어 있음을 강조하기 위하여 다시 쓸 수 있다:
(식 4)에서의 표현식은 합산 항들 중의 하나를 제거하기 위하여 다음과 같이 다시 쓸 수 있다:
믹싱 시퀀스가 Φ(Δ) = exp(-j2πΔf/M)과 같도록 설정된 경우에는 (식 5)는 괄호로 묶여진 합산의 이산 푸리에 역 변환으로서 다음과 같이 해를 구할 수 있다:
여기서,
이상에서 살펴본 바와 같이, (식 6)과 같이 되는 상기에서 유도한 변형된 2차 CIC 필터 표현식은 최적의 필터 특성을 가지지는 않는다. 달리 표현하면, 변형된 2 차 CIC 필터는 제1도및 제2도에 도시한 32 NAMPS 수신기의 양호한 실시예에 대한 충분한 선택성을 제공하지 않는다. 이 양호한 실시예의 경우에, 80 데시벨(80 dB) 저지 대역이 변형된 CIC 필터에 대하여 필요하다. 이것은 실질적으로 상기한 변형된 2차 CIC 필터와 유사한 변형된 5차 CIC 필터로 달성될 수 있다. 변형된 5 차 CIC 필터의 5번째 채널 출력 y5(MNT)는 다음과 같이 나타낼 수 있다:
당해 기술분야의 전문가는 Δ기호는 (식 7)에 서 (식 6)의 기호로 변경되어 있다는 것을 잘 알고 있다. 이에 따라서 (IDFT 대신에) DFT가 양호한 실시예로서의 수신기 구조에서 사용될 수 있게 된다. 게다가, A(k)는 양호하게도 데시메이션율이 M인 5차 CIC 필터(변형된 CIC가 아님)의 임펄스 응답이다. 이 임펄스 응답은 여러가지 방식으로 발견될 수 있다. 한 방법은 FFT를 사용하는 것이다. 데시메이션 율이 M인 1차 CIC 필터의 응답은 길이가 M인 단위 계단(unit step)이기 때문에, 5차 CIC 필터의 응답은 이들 5개의 단위 계단 모두를 단지 콘벌루션한 것에 불과하다. 이 콘벌루션은 4(M-1)+1개의 제로가 패드되어(padded) 5차로 차수를 늘려 길이가 M인 단위 계단의 FFT의 역 FFT를 사용하여 계산될 수 있다. 당해 기술분야의 전문가는 이 A(k)가 CIC 출력에 대한 결합기 계수로서 역할을 할 수 있는 계수들의 많은 A(k) 집합들중의 하나에 불과하다는 것을 잘 알고 있다. 다른 바람직한 주파수 응답을 생성하는 다른 계수들이 발생될 수도 있다.
(식 7)의 변형된 5차 CIC 필터 표현식은 여러가지 다른 수단으로 구현될 수 있다. 그러나, 양호한 실시예로서의 5차 변형된 CIC 필터 설계는 제3도에 도시되어 있다. 5차 필터 설계는 제2도에 도시되어 있으며 앞서 설명한 병렬의 변형된 CIC 필터(132, 134, 136, 138)(즉, f1, f2, f3, fN)의 각각을 구현하는데 사용된다. 예로서, 제3도에 도시된 변형된 5차 CIC 필터는 변형된 CIC 필터(138)(fN)이라고 하게 된다. 그러나, 양호한 실시예로서의 통신 유닛 수신기에서의 변형된 CIC 필터(132, 134, 136, 138)(즉, f1, f2, f3, fN)의 각각은 양호하게도 실질적으로 유사한 변형된 CIC 필터 설계를 구현한다.
양호한 실시예로서의 변형된 CIC 필터(138)는 입력에서 디지탈화된 신호(128)의 일부를 수신한다 변형된 CIC 필터(138)에 의하여 수신된 디지탈화된 신호의 일부는 디지탈화된 신호(128)의 일부를 변형된 CIC 필터(132, 134, 136, 138)(즉, f1, f2, f3, fN)의 각각에 결합시키는 동작을 하는 전환기(130)에 의하여 결정된다. 이 디지탈화된 신호 일부(128/130)는 (식 7)의 Z(M[NT]-Δ)의 일부를 생성하기 위하여 무한 시간에 걸쳐 디지탈화된 신호 일부(128/130)에서 수신된 비트들을 적분하는 5차 적분기(174)에 입력된다.
5개의 직렬 1차 적분기로 구성된 양호한 실시예로서의 5차 적분기(174)는 제7도에 도시되어 있다. 신호 부분(128/130)은 지연 소자(702)의 출력을 신호 부분(128/130)에 가산하는 합산기(701)에 제공된다. 합산기 출력(703)은 그 다음에 합산기(704)와 지연 소자(705)로 이루어져 있으며 합산기 출력(706)을 생성하기 위하여 지연 소자(705)의 출력을 합산기 출력(703)에 가산하는 그 다음의 적분기 단에 제공된다. 이 적분연산은 지연소자(708, 711, 714) 뿐만아니라 합산기(707, 710, 713)을 이용하여 3번 더 반복된다. 이 5차 적분 과정의 결과가 적분기(174)의 결과(176)이다.
5차 적분기(174)의 결과(176)는 지연 소자(178, 180, 182, 184)를 통하여 5차 차분기(198, 200, 202, 204)(Δ0, Δ1, Δ2, Δ3, Δ4)에 출력된다. 보다 정확히 말하면, 적분기(174)의 결과(176)(즉, 적분기 출력)는 데시메이트 장치(decimating device)(186)에 의하여 더 낮은 샘플링 속도(예를들어, 적분기(174)의 결과(176)의 7분의 1)로 데시메이트된 후에 차분기(198)에 입력된다. 당해 기술분야의 전문가는 이와같이 결과(176)를 데시메이션함으로써 (식 7)의 이후의 부분이 결과(176)를 데시메이션하지 않은 경우에 요구되는 것보다 계산상의 복잡성이 더 적은 방식으로 사전 필터(138)내에서 구현될 수 있게 된다. 차분기(198)는 (식 7)내의 기능의 일부를 구현하며 k = 0 일때 Z(M[NT-k]-Δ)를 계산한다.
일 예로서, 5개의 1차 차분기로 구성된 차분기(198)는 제8도에 도시되어 있다. 데시메이터(decimator)(186)의 출력은 데시메이터(186)의 출력으로부터 지연 소자(802)의 출력을 감산하는 합산기(801)에 제공된다. 합산기 출력(803)은 그 다음에 합산기(804) 및 지연 소자(805)로 구성되어 있으며 합산기 출력(806)을 생성하기 위하여 합산기 출력(803)으로부터 지연 소자(805)의 출력을 감산하는 그 다음의 차분기 단에 제공된다. 이 차분 연산은 5차 차분기(198)의 출력(208)을 생성하기 위하여 지연 소자(808, 811, 814)뿐만아니라 합산기(807, 810, 813)를 사용하여 3번 더 반복된다. 당해 기술분야의 전문가는 다른 5차 차분기(200, 202, 204, 206)는 차분기(198)에 대하여 제8도와 관련하여 설명된 것과 유사하게 구현될 수 있다.
이후에는, 차분기(198)의 출력(208)(즉, 함수 Z(M[NT]-Δ)이 곱셈기(218)에 의하여 인자 a0만큼 스케일(scale)된다. 마찬가지로, 적분기(174)의 결과(176)은 지연 소자(178)에 의하여 한 샘플 기간동안 지연된 이후에 차분기(200)에 입력되고 난 후에 데시메이트 장치(188)에 의하여 더 낮은 샘플 속도로 데시메이트된다. k = 1 인때의 함수Z(M[NT-k]-Δ)의 결과인 차분기(200)의 출력(210)은 곱셈기(220)로 인자 a1만큼 스케일된다. 게다가, 결과(176)의 지연되고 데시메이트된 것은 지연소자(178, 180)에 의하여 두 샘플 기간동안 지연된 이후에 차분기(202)로 입력되어 데시메이트 장치(190)에 의하여 데시메이트된다. 차분기(202)의 출력(212)(즉, k = 2 인 때의 Z(M[NT-k]-Δ)의 결과)은 곱셈기(222)에 의하여 인자 a2만큼 스케일된다. 게다가, 결과(176)의 지연되고 데시메이트된 것은 지연소자(178, 180, 192)에 의하여 세개의 샘플 기간동안 지연된 이후에 차분기(204)로 입력되어 데시메이트 장치(192)에 의하여 데시메이트된다. 차분기(204)의 출력(214)(즉, k = 3 인 때의 Z(M[NT-k]-Δ)의 결과)은 곱셈기(224)에 의하여 인자 a3만큼 스케일된다. 게다가, 결과(176)의 지연되고 데시메이트된 것은 지연소자(178, 180, 182, 184)에 의하여 네개의 샘플 기간동안 지연된 이후에 차분기(206)로 입력되어 데시메이트 장치(194)에 의하여 데시메이트된다. 차분기(206)의 출력(216)(즉, k = 4 인 때의 Z(M[NT-k]-Δ)의 결과)은 곱셈기(226)에 의하여 인자 a4만큼 스케일된다. 당해 기술분야의 전문가는 소자(178, 180, 182, 184, 186, 188, 190, 192, 194)에 의하여 수행되는 데시메이트 및 지연 기능들은 그 대신에 본 발명의 범위 및 정신을 벗어나지 않고 4개의 지연 소자 뒤에 오는 적분기(174)의 결과(176)에 결합된 하나의 데시메이트 장치로서 구현될 수 있다.
곱셈기(218, 220, 222, 224, 226)로부터의 스케일된 차분기 출력은 양호하게도 그 다음에 현재의 샘플 + 이전의 4 개의 샘플에 기초하여 스케일된 차분기 출력들을 모두 합산하도록 합산기(228)에 의하여 모두 합산된다. 마지막으로, 합산기(228)로부터의 결과는 5차 사전 필터(138)의 결과(146)로서 제공된다.
제1도 내지 제3도에 도시된 양호한 실시예로서의 수신기와 관련하여 상기한 원리들은 또한 제4도 내지 제6도에 도시한 본 발명의 원리에 따른 양호한 실시예로서의 송신기에도 적용할 수 있다. 예를들어, 양호한 실시예로서의 수신기에 대하여 앞서 설명한 바와 같이, 양호한 실시예로서의 송신기에 대한 이후의 설명은 4개의 채널(즉, 채널 1, 2, 3, N)을 언급하고 있다. 그러나, 당해 기술분야의 전문가라면 알 수 있는 바와 같이, 여기에 설명한 원리들은 즉시로 본 발명의 범위 및 정신을 벗어나지 않고 더 많거나 더 적은 송신기 채널에도 적용할 수 있다.
제4도에 도시된 바와 같이, N개의 입력(300, 302, 304, 306)(즉, N개의 디지탈화된 채널들 또는 제5도에 그래프 형태로 도시된 N개의 디지탈화된 정보 신호들(300', 302', 304', 306'))은 각각 사전 필터(308, 310, 312, 314)에 입력될 수 있다. 이들 사전 필터(308, 310, 312, 314)는 다음과 같은 적어도 하나의 신호 특성에 따라서 N개의 입력(300, 302, 304, 306)을 기저대역 필터링(즉, 조절한다)을 수행한다: 최적 선택성, 제어 위상 응답, 및 제어 진폭 응답. 게다가, 사전 필터(308, 310, 312, 314)는 이후의 이산 푸리에 역 변환기(324)가 N개의 입력(300, 302, 304, 306) 보다 더 높은 속도로 동작할 수 있도록(예를들어, FFT는 필터 샘플링 속도보다 3배 더 높은 속도로 동작할 수 있다) 샘플링 속도를 증가시키기 위하여 N개의 입력(300, 302, 304, 306)을 내삽(interpolate)한다. 이 내삽은 N개의 입력(300, 302, 304, 306)을 제로 패딩(즉, 입력들의 각 샘플사이에 두 개의 제로 값 샘플을 삽입함)함으로써 달성될 수 있다. 사전 필터(308, 310, 312, 314)는 수신기 사후 필터(158, 160, 162, 164)와 마찬가지로 양호하게도 계산상 구현하기가 용이하다. 이와같이, 위상 왜곡이 중요하지 않은 경우라면, IIR 필터가 사용될 수 있다. 양호한 실시예로서의 송신기 구조에서는, N개의 내삽용 사전 필터(308, 310, 312, 314)는 양호하게도 다음과 같은 적어도 하나의 신호 특성에 따라 설계된다: 최적 선택성, 제어 위상 응답 및 제어 진폭 응답. 사전 필터(308, 310, 312, 314)의 N개의 출력(316, 318, 320, 322)은 양호하게도 사전 필터링된 샘플(316, 318, 320, 322)의 입력 블럭마다 N 포인트 푸리에 역변환(예를들어, 고속 푸리에 역변환)을 수행하는 이산 푸리에 역 변환기(324)에 제공된다. 이산 푸리에 역변환기(324)의 N개의 출력(326, 328, 330, 332)의 각각은 N개의 다른 업 변환된(up converted) 주파수 성분들의 하나에 대한 샘플을 포함하고 있다.
이들 N개의 출력(326, 328, 330, 332)은 필터(334, 336, 338, 340)(즉, 사후 필터(f1, f2, f3, fN))에 의하여 사후 필터링(post-filter)된다. 이들 사후 필터들은 그들의 입력을 이산 푸리에 역변환기로부터 수신하여 전환기(350)로의 입력을 형성하도록 병렬로 동작한다는 점에서 공지의 이산 푸리에 역변환 사후 필터 뱅크내의 다상 필터와 유사하게 동작한다. 이와같은 다상 필터 뱅크의 하나는 이전에 인용한 1992년 10월 22일에 출원한 발명의 명칭이 신호 단자들과 무선 주파수 채널들사이에서 신호를 상호다중화(transmultiplex)하기 위한 방법 및 수단(A Method and Means for Transmultiplexing Signals Between Signal Terminals and Radio Frequency Channels)인 관련 미국 특허 출원 제 07/966, 630호에 도시되고 기재되어 있다. 그러나, 제5도 및 제6도와 관련하여 설명한 바와 같이, 본 특허 출원의 양호한 실시예로서의 송신기는 다상 필터보다는 변형된 직렬 적분기 빗형(CIC) 필터(334, 336, 338, 340)를 사용한다.
이들의 변형된 CIC 사후 필터(334, 336, 338, 340)는 이하에 기술하는 바와같이 (식 7)과 유사한 5차 함수 X(M[NT-k]+Δ)를 구현한다:
여기서,
여기서, WΔ(T)는 다음과 같이 되도록 시간 T에서 IDFT의 Δ번째 출력을 나타낸다:
(식 8)에서, X(M[NT-k]+Δ)는 송신기의 출력인데 여기서, Δ는 시간에 있어서의 오프셋(offset)이다. 이와같이, 역 FFT의 각 분기점은 다른 시간 오프셋에 해당하며 이것은 전환기가 처리된 역 FFT 분기점들로부터 출력 시퀀스를 복구할 수 있음을 의미한다. 또한, A(k)는 양호하게도 양호한 실시예로서의 수신기에 대하여 앞서 설명한 것과 동일하다. 그러나, 당해 기술분야의 전문가가 잘 알고 있는 바와 같이, 이 A(k)는 수신기 설계 사양과 다른 송신기에 대한 설계 사양에 맞도록 하기 위하여 송신기의 필터 응답을 변경하도록 수정될 수 있다.
(식 8)의 변형된 5차 CIC 필터 표현식은 여러가지 다른 방법에 의하여 구현될 수 있다. 그러나, 양호한 실시예로서의 5차 변형된 CIC 필터 설계가 제6도에 도시되어 있다. 5차 필터 설계는 제5도에 도시되어 있고 앞서 설명한 병렬의 변형된 CIC 사후 필터(334, 336, 338, 340) (즉, f1, f2, f3, fN)의 각각을 구현하는데 사용된다. 예로서, 제6도에 도시된 변형된 5차 CIC 필터는 이후에는 변형된 CIC 필터(340)(fN)로서 기재된다. 그러나, 양호한 실시예로서의 통신 유닛 수신기에서의 각각의 변형된 CIC 필터(334, 336, 338, 340) (즉, f1, f2, f3, fN)는 양호하게도 실질적으로 유사한 변형된 CIC 필터 설계를 구현한다.
양호한 실시예로서의 변형된 CIC 필터(340)는 입력에서 이산 푸리에 역변환기(324)의 N번째 출력(332)을 수신한다. 이 N번째 출력(332)은 5차 차분기(354)(Δ)에 입력된다. 이 차분기(198)는 (식 8)내의 함수의 일부를 구현한다. 양호한 실시예로서의 5차 차분기(354)는 이전에 제8도와 관련하여 설명하였다.
이후에는, 차분기(354)의 결과(356)(즉, 차분기 출력)은 양호하게도 내삽 장치 (interpolating device)(358)에 의하여 보다 높은 샘플 속도(예를들어, 차분기(354)의 결과(356)의 7배의 샘플 속도)로 업 변환된 이후에 5차 적분기(362)로 입력된다. 당해 기술분야의 전문가는 결과(356)를 이와같이 내삽함으로써 (식 8)의 이후의 부분들이 사후 필터(340)내에서 개별의 전송 채널들이 더욱 분리되도록(즉, 하나 이상의 전송 채널만큼 분리됨) 보다 높은 샘플링 속도로 구현될 수 있게 된다.
5차 적분기(362)는 (식 8)의 Z(NT-k)를 생성하기 위하여 무한 시간에 걸쳐 내삽된 차분기 결과(360)내의 비트들을 적분한다. 양호한 실시예로서의 5차 적분기(362)는 이전에 제7도와 관련하여 설명하였다.
이후에는, 적분기(362)의 출력(364)가 곱셈기(374)에 의하여 인자 a0만큼 스케일된다. 마찬가지로, 적분기(362)의 결과(364)는 지연 소자(366)에 의하여 한 개의 샘플 기간동안 지연된 이후에 곱셈기(376)에 의하여 인자 a1만큼 스케일된다. 게다가, 결과(364)를 지연시킨 것은 지연 소자(366, 368)에 의하여 두 개의 샘플 기간동안 지연된 이후에 곱셈기(378)에 의하여 인자 a2만큼 스케일된다. 또한, 결과(364)를 지연시킨 것은 지연 소자(366, 368, 370)에 의하여 세 개의 샘플 기간동안 지연된 이후에 곱셈기(380)에 의하여 인자 a3만큼 스케일된다. 마지막으로, 결과(364)를 지연시킨 것은 지연 소자(366, 368, 370, 372)에 의하여 네 개의 샘플 기간동안 지연된 이후에 곱셈기(382)에 의하여 인자 a4만큼 스케일된다.
곱셈기(374, 376, 378, 380, 382)로부터의 스케일된 적분기 출력들은 그 다음에 양호하게도 합산기(384)에 의하여 모두 합산되어 현재의 샘플 + 이전의 네개의 샘플에 기초한 스케일된 적분기 출력들이 모두 합산(즉, 5차 합산)되도록 한다. 마지막으로, 합산기(348)로부터의 결과는 사후 필터(340)의 출력으로서 제공된다.
당해 기술의 전문가는 소자(362, 366, 368, 370, 372, 374, 376, 378, 380, 382, 384)에 의하여 수행되는 적분, 지연, 스케일링(scaling) 및 합산 기능들이 그 대신에 본 발명의 범위 및 정신을 벗어나지 않고 적분기(362)를 합산기(384)뒤에 오도록 이동시킴으로써 구현될 수 있다는 것을 잘 알고 있다.
각각의 변형된 CIC 사후 필터(334, 336, 338, 340)의 출력(342, 344, 346, 348) (즉, 사후 조절된 디지탈화된 정보 신호(342, 344, 346, 348))은 전환기(350)에의 입력들을 형성한다. 전환기(350)는 전환기(350)의 출력(352)을 통하여 수정된 사후 필터 출력(342, 344, 346, 348)을 디지털 -아날로그(D/A)변환기(354)에 결합시키는 동작을 한다. 전환기(350)는 전환기(350) 출력(350)상에 출력되는 복합 디지탈화된 정보 신호(352')(제5도로 그래프로 나타냄)를 형성하기 위하여 사후 조절된 디지탈화된 정보 신호들(342, 344, 346, 348)의 각각의 일부분을 함께 전환한다.
복합 디지탈화된 정보 신호(352')는 디지탈-아날로그(D/A) 변환기(354)에 의하여 복합 아날로그 전송 신호(356)(즉, 기저대역 전기 신호(356))로 변환된다. 이후에, 기저대역 전기 신호(356)는 저역 통과 필터(358)에 의하여 필터링되어 불필요한 주파수 성분들을 제거하여 조절된 기저대역 전기 신호(360)가 되게 한다.
조절된 기저대역 전기 신호(360)는 업 변환기(up converter)에 입력된다. 이 업 변환기는 믹서(364), 주파수 민첩 국부 발진기(362), 및 대역 통과 필터(368)로 구성되어 있다. 조절된 기저 대역 전기 신호(360)는 믹서(364)의 한 입력단에 연동 결합되어 있으며 발진기(362)의 출력은 믹서(364)의 다른 입력에 제공된다. 믹서(364)는 기저대역 전기 신호(360)를 혼합시켜 IF 대역 전기 신호(366)로 업시킨다. 이후에, IF 대역 전기 신호(366)는 대역 통과 필터(368)에 의하여 필터링되어 불필요한 주파수 성분들을 제거하여 조절된 IF 대역 전기 신호(370)로 된다.
조절된 IF 대역 전기 신호(370)는 다른 업 변환기에 입력된다. 업 변환기는 믹서(374), 주파수 민첩 국부 발진기(372) 및 대역 통과 필터(378)로 구성되어 있다. 전기 신호(370)는 믹서(374)의 한 입력단에 연동 결합되어 있으며 발진기(372)의 출력은 믹서(374)의 다른 입력에 제공된다. 믹서(374)는 IF 대역 전기 신호(370)를 혼합시켜 무선 주파수(RF) 대역 전기 신호(376)로 업시킨다. 이후에, RF 대역 전기 신호(376)는 대역 통과 필터(378)에 의하여 필터링되어 불필요한 주파수 성분들을 제거하여 조절된 RF 대역 전기 신호로 된다.
마지막으로, 조절된 RF 대역 전기 신호는 양호하게도 조절된 RF 대역 전기 신호를 증폭시켜 관심있는 주파수 대역내에서 전자기 방사로서 방출하는 안테나(380)와 같은 장치에 의하여 출력된다. 당해 기술분야의 전문가는 다른 형태의 출력 장치가 전자기 방사를 전송 또는 방출하는데 사용될 수 있다는 것을 잘 알고 있다. 예를들어, 도파관, 동축 케이블, 광 섬유 또는 적외선 주파수 변성기가 전자기 방사를 전송하는데 사용될 수 있다.
본 발명은 그 대신에 다음과 같이 제1도 내지 제6도와 관련하여 설명될 수 있다. 이제 제1도를 참조하면, 통신 수신 유닛이 도시되어 있다. 통신 수신 유닛은 양호하게도 입력 주파수 대역의 일부를 인터셉트 및 선택하기 위한 주파수 선택기 메카니즘(102, 106, 108, 112, 116, 118, 122)을 포함하고 있다. 주파수 선택기는 양호하게도 입력 주파수 대역(예를들어 안테나(100)에 의하여 수신된)을 전기 신호로 변환하는 변성기(도시안됨)를 포함하고 있다. 이 전기 신호는 이후에 입력 주파수 대역의 특정 부분내에서 인터셉트된 전자기 방사를 나타내는 전기 신호(104)의 일부분을 선택하는 필터(102)의 입력에 제공된다. 게다가, 이 전기 신호(104)(즉, 주파수 대역의 특정 부분내에서 인터셉트된 전자기 방사를 나타내는 전기 신호)는 전기 신호의 신호 처리를 용이하게 하기 위하여 다른 주파수 대역(예를들어, 중간 주파수(IF) 대역(110) 또는 기저 대역 주파수(120))으로 주파수 천이(frequency translate)될 수 있다. 이 주파수 천이는 하나, 둘 또는 그 이상의 단 처리를 통하여 달성될 수 있다. 예를들어, 두 단 처리는 전기 신호의 선택된 부분(104)이 믹서(106)의 한 입력에 입력되고 국부 발진기(108)(소정의 IF 주파수로 설정됨)의 출력이 믹서(106)의 다른 입력에 제공되는 첫번째 단을 구비하고 있다. 믹서(106)의 출력은 국부 발진기(108)의 소정의 주파수 근처에 있는 주파수 성분들을 주로 갖는 다운 변환된 전기 신호(110)이다. 이 전기 신호(110)는 대역 통과 필터(112)에 의하여 조절됨으로써 불필요한 성분들이 제거될 수 있다. 이 필터(112) 출력(즉, 조절된 IF 대역 전기 신호(112))는 그 다음에 두번째 단에 입력될 수 있다.
두번째 단에서, 전기 신호(114)는 국부 발진기(116)과 함께 믹서(118)에 의하여 다운 변환되고 나서 그 이후에 기저대역 전기 신호(124)를 생성하기 위하여 저역 통과 필터(122)에 의하여 조절된다. 이 기저대역 전기 신호(124)는 그 다음에 기저 대역 전기 신호(124)(입력 주파수 대역의 선택된 일부분을 나타냄)를 디지탈화하는 아날로그-디지탈 변환기(126)에 연동 결합되어 있다. 그 다음에, 아날로그-디지탈 변환기(126)에 연동 결합되어 있는 전환기(130)는 입력 주파수 대역의 디지탈화된 부분(128)을 복수의 디지탈화된 신호 부분들로 세분화한다.
전환기(130)에 연동 결합되어 있는 이산 푸리에 변환기(148)는 복수의 디지탈화된 신호 부분들을 이산 푸리에 변환함으로써 복수의 디지탈화된 채널 신호(166, 168, 170, 172)를 발생한다. 이산 푸리에 변환기(148)는 양호하게도 복수의 디지탈화된 신호 부분들이 복수의 디지탈화된 채널 신호(166, 168, 170, 172)로 이산 푸리에 변환되기 이전에 복수의 디지탈화된 신호 부분들을 사전 조절(pre-condition)하기 위한 신호 조절기(signal conditioner)(132, 134, 136, 138)를 포함하고 있다. 신호 조절기(132, 134, 136, 138)는 상기한 바와 같이 변형된 직렬 적분기 빗형(CIC) 필터 또는 다상 필터일 수 있다. 신호 조절기(132, 134, 136, 138)에 의하여 수행되는 사전 조절(pre-conditioning)는 양호하게도 신호 특성(예를들어, 최적 선택성, 제어 위상 응답, 및 제어 진폭 응답)에 따라서 각 디지탈화된 신호 부분을 필터링하는 것으로 구성되어 있다.
마지막으로, 이산 푸리에 변환기(148)에 연동 결합되어 있는 검출기는 복수의 디지탈화된 채널 신호(166, 168, 170, 172)로부터 적어도 두 개의 정보 신호를 검출한다. 각 정보 신호는 양호하게도 주파수 분할 다중 접속, 시분할 다중 접속, 또는 주파수 호핑 코드 분할 다중 접속등의 신호 코딩 및 채널 규격에 맞도록 되어 있다.
이제 제4도를 참조하면, 통신 전송 유닛이 도시되어 있다. 통신 전송 유닛은 양호하게도 복수의 입력 디지탈화된 정보 신호(300, 302, 304, 306)를 이산 푸리에 역변환함으로써 복수의 디지탈화된 신호(342, 344, 346, 348)를 발생시키기 위한 이산 푸리에 역변환기(324)를 포함하고 있다. 각각의 정보 신호는 양호하게도 주파수 분할 다중 접속, 시분할 다중 접속, 또는 주파수 호핑 코드 분할 다중 접속등의 신호 코딩 및 채널 규격에 맞도록 되어 있다. 이산 푸리에 역변환기(324)는 양호하게도 복수의 디지탈화된 입력 신호(300, 302, 304, 306)들이 복수의 디지탈화된 신호(342, 344, 346, 348)로 이산 푸리에 역변환된 이후에 복수의 디지탈화된 신호(342, 344, 346, 348)들을 사후 조절(post-condition)하기 위한 신호 조절기(signal conditioner)(334, 336, 338, 340)를 포함하고 있다. 신호 조절기(334, 336, 338, 340)는 상기한 바와 같이 변형된 직렬 적분기 빗형(CIC) 필터 또는 다상 필터일 수 있다. 신호 조절기(334, 336, 338, 340)에 의하여 수행되는 사후 조절(pre-conditioning)는 양호하게도 신호 특성(예를들어, 최적 선택성, 제어 위상 응답, 및 제어 진폭 응답)에 따라서 각 디지탈화된 신호 부분을 필터링하는 것으로 구성되어 있다.
통신 전송 유닛은 양호하게도 복합 아날로그 전송 신호(356)가 전송 되어질 주파수 대역의 일부를 선택하기 위하여 아날로그-디지탈 변환기(354)에 연동 결합되어 있는 주파수 선택기 메카니즘(358, 362, 364, 368, 372, 374, 378)을 포함하고 있다. 이 복합 아날로그 전송 신호(356)는 양호하게도 전송되어질 복합 아날로그 전송 신호(356)의 일부분(360)을 선택하는 필터(358)의 입력에 제공된다. 복합 아날로그 전송 신호(356)의 이 선택된 부분(360)은 전송을 용이하게 하기 위하여 다른 주파수 대역(예를들어, 중간 주파수(IF) 대역(366)또는 무선 주파수(RF) 대역(376))으로 주파수 천이될 수 있다. 이 주파수 천이는 하나, 둘 또는 그 이상의 처리 단을 통하여 달성될 수 있다. 예를들어 두 단 처리는 선택된 부분(360)이 믹서(364)의 한 입력에 입력되고 국부 발진기(362)(소정의 IF 주파수로 설정됨)의 출력이 믹서(364)의 다른 입력에 제공되는 첫번째 단을 구비하고 있다. 믹서(364)의 출력은 국부 발진기(362)의 소정의 주파수 근처에 있는 주파수 성분을 상당히 갖는 업 변환된 복합 아날로그 전송 신호(366)이다. 이 복합 아날로그 전송 신호(366)는 대역통과 필터(368)에 의하여 조절됨으로써 불필요한 주파수 성분들이 제거될 수 있다. 필터(368) 출력(즉, 조절된 IF 대역 아날로그 전송 신호(370))은 국부 발진기(372)와 관련하여 믹서(374)에 의하여 업 변환된 이후에 대역통과 필터(378)에 의하여 조절됨으로써 RF 대역 아날로그 전송 신호가 생성된다. 마지막으로, 주파수 선택기 메카니즘(358, 362, 364, 368, 372, 374, 378)에 연동 결합되어 있는 전송 메카니즘(380)은 주파수 대역을 통하여 RF 대역 아날로그 전송 신호를 전송한다.
비록 본 발명이 어느 정도의 특별성을 가지고 기술되고 도시되어 있지만, 본 실시예의 개시는 단지 예시로서 행해졌을 뿐이고 단계뿐만 아니라 부품의 배열 및 결합에 있어서의 여러가지 변경이 당해 기술분야의 전문가라면 본 발명의 정신 및 범위를 벗어나지 않고 행해질 수 있다는 것을 알아야 한다.

Claims (15)

  1. 변환 수단을 포함하는 통신 유니트 내에서 상기 변환 수단에 접속되어 있는 필터에 있어서, 상기 필터 디지탈 신호 처리 중에 디지탈화(digitized) 신호를 조절하기 위한 복수의 조절 수단(conditioning means)을 포함하고 있으며, 상기 각각의 조절 수단은, 서로 연동 결합되어 상기 디지털 화 신호의 일부분을 조절하는 적분기(integrator), 한개 이상의 차분기(differencer), 및 한 개 이상의 곱셈기(multiplier)를 포함하고, 상기 필터는 상기 디지털화 신호를 조절함으로써 상기 변환 수단에서의 상기 디지털 신호 처리에 있어서 계산상의 복잡성을 감소시키는 필터(filter).
  2. 제1항에 있어서, (a) 상기 조절 수단 각각에 포함된 한 개 이상의 차분기는 각각 적분기의 출력단에 연동 결합되어 있는 제1 및 제2 차분기를 포함하고, 상기 제2 차분기는 지연 소자(delay element)를 통하여 연동 결합되어 있으며, (b) 상기 조절 수단 각각에 포함된 한개 이상의 곱셈기는, 상기 제1 및 제2 차분기에 각각 연동 결합되어 있으며 상기 제1 및 제2 차분기의 스케일(scale)된 출력을 발생시키기 위한 제1 및 제2 곱셈기를 포함하고, (c) 상기 각각의 조절 수단은, 상기 제1 및 제2 곱셈기에 연동 결합되어 있으며 상기 제1 및 제2 곱셈기의 스케일(scale)된 출력으로부터 조절된(conditioned) 디지탈화 신호의 일부를 발생시키기 위한 합산 수단(summing means)을 더 포함하는 필터.
  3. 제2항에 있어서, (a) 상기 각각의 조절 수단은 (i) 두 개 이상의 지연 소자를 통하여 적분기의 출력에 연동 결합되어 있는 제3 차분기 및 (ii) 상기 제3 차분기에 연동 결합되어 있으며 상기 제3 차분기의 스케일된 출력을 발생하기 위한 제3 곱셈기를 더 포함하며, (b) 상기 합산 수단은 상기 제3 곱셈기에 연동 결합되어 있고 상기 제3 곱셈기의 스케일된 출력으로부터 조절된 디지탈화 신호의 일부를 발생하기 위한 것인 필터.
  4. 제1항에 있어서, (a) 상기 각각의 조절 수단에 포함된 적분기는 상기 조절 수단 각각에 포함된 차분기의 출력단에 연동 결합되어 있고, (b) 상기 각각의 조절 수단에 포함된 한 개 이상의 곱셈기는, 적분기에 연동 결합되어 있으며 적분기의 스케일된 출력을 발생시키기 위한 제1 및 제2 곱셈기를 포함하며, 상기 제2 곱셈기는 지연 소자를 통하여 연동 결합되어 있고, (c) 상기 각각의 조절 수단은, 상기 제1 및 제2 곱셈기에 연동 결합되어 있으며 상기 제1 및 제2 곱셈기의 스케일된 출력으로부터 조절된 디지탈화 신호의 일부를 발생시키기 위한 합산 수단을 더 포함하는 필터.
  5. 제4항에 있어서, (a) 상기 각각의 조절 수단은, 두 개 이상의 지연 소자를 통하여 적분기의 출력에 연동 결합되어 있으며 적분기의 스케일된 출력을 발생하기 위한 제3 곱셈기를 더 포함하고 있으며, (b) 상기 합산 수단은 상기 제3 곱셈기에 연동 결합되어 있으며 상기 제3 곱셈기의 스케일된 출력으로부터 조절된 디지탈화 신호의 일부를 발생하기 위한 것인 필터.
  6. 통신 수신 장치(communication receiving unit)에 있어서, (a) 후속(subsequent) 푸리에 변환(Fourier transform)을 위하여 디지탈화 신호를 사전 조절(pre-condition)하기 위한 복수의 필터링 수단(filtering means) - 상기 각각의 필터링 수단은, 서로 연동 결합되어 디지탈화 신호의 일부를 사전 조절하는 적분기, 한 개 이상의 차분기, 및 한 개 이상의 곱셈기를 포함함 -, 및 (b) 상기 복수의 필터링 수단에 연동 결합되어 있으며 디지탈화 채널 신호를 발생하기 위한 푸리에 변환 수단을 포함하고, 상기 복수의 필터링 수단은 상기 디지털화 신호를 사전 조절하여 상기 후속 푸리에 변환에 있어서 계산상의 복잡성을 감소시키는 것인 통신 수신 장치.
  7. 제6항에 있어서, (a) 주파수 대역내의 전자기 방사(electromagnetic radiation)를 인터셉트(intercept)하기 위한 입력 수단, 및 (b) 상기 입력 수단에 연동 결합되어 있으며 상기 인터셉트된 전자기 방사의 일부를 디지탈화 신호로 디지탈화하기 위한 디지탈화 수단을 더 포함하는 통신 수신 장치.
  8. 제6항에 있어서, 상기 푸리에 변환 수단에 연동 결합되어 있으며 최적 선택성(optimum selectivity), 제어된 위상 응답(controlled phase reponse), 및 제어된 진폭 응답(controlled amplitude response)으로 구성되는 그룹으로부터 선택된 신호 특성(signal characteristic)에 따라서 상기 디지탈화 채널 신호를 필터링하여 상기 디지탈화 채널 신호로부터 불필요한 신호를 제거하기 위한 조절 수단(conditioning means)을 더 포함하는 통신 수신 장치.
  9. 제6항에 있어서, 상기 푸리에 변환 수단에 연동 결합되어 있으며 디지탈화 채널 신호내에서 정보 신호를 검출하기 위한 검출 수단을 더 포함하는 통신 수신 장치.
  10. 통신 수신 장치에 있어서, (a) 입력 주파수 대역의 선택된 일부를 디지탈화하기 위한 아날로그-디지탈 변환 수단, (b) 상기 아날로그-디지탈 변환 수단에 연동 결합되어 있으며 상기 입력 주파수 대역의 디지탈화된 일부를 복수의 디지탈화 신호 부분으로 세분화하기 위한 전환 수단(commutating means), (c) 상기 전환 수단에 연동 결합되어 있으며 상기 복수의 디지탈화 신호 부분을 이산 푸리에 변환(discrete Fourier transform)하여 복수의 디지털화 채널 신호를 발생시키기 위한 이산 푸리에 변환 수단 - 상기 이산 푸리에 변환 수단은 변형된 직렬 적분기 빗형 필터(modified cascaded integrator comb filter)를 가지고 복수의 디지탈화 신호 부분들을 사전 조절(pre-condition)하기 위한 조절 수단을 포함함 -, 및 (d) 상기 이산 푸리에 변환 수단에 연동 결합되어 있으며 상기 복수의 디지탈화 채널 신호로부터 두 개 이상의 정보 신호를 검출하기 위한 검출 수단(detecting means)을 포함하는 통신 수신 장치.
  11. 제10항에 있어서, 상기 조절 수단은 최적 선택성, 제어 위상 응답 및 제어 진폭 응답으로 구성된 그룹으로부터 선택된 신호 특성에 따라서 각각의 디지탈화 신호 부분을 필터링 하기 위한 수단을 포함하는 통신 수신 장치.
  12. 제10항에 있어서, 상기 각각의 정보 신호는 주파수 분할 다중 접속(frequency division multiple access), 시분할 다중 접속(time division multiple access), 및 주파수 호핑 코드 분할 다중 접속(frequency hopping code division multiple access)로 구성된 그룹으로 부터 선택된 신호 코딩(signal coding) 및 채널화 규격(channelization standard)에 맞도록 되어 있는 통신 수신 장치.
  13. 통신 전송 장치(communication transmitting unit)에 있어서, (a) 복수의 입력 디지탈화 정보 신호들을 이산 푸리에 역변환함으로써 복수의 디지탈화 신호를 발생시키기 위한 이산 푸리에 역변환 수단 - 상기 이산 푸리에 역변환 수단은 변형된 직렬 적분기 빗형 필터를 가지고 상기 복수의 디지탈화 신호를 사후 조절(post-condition)하기 위한 조절 수단을 포함함 -, (b) 상기 이산 푸리에 역변환 수단에 연동 결합되어 있으며 복수의 디지탈화 신호의 일부를 복합 디지탈화 신호로 결합하기 위한 전환 수단(commutating means), (c) 상기 전환 수단에 연동 결합되어 있으며 상기 복합 디지탈화 신호로부터 복합 아날로그 전송 신호를 발생시키기 위한 디지탈-아날로그 변환 수단, 및 (d) 상기 디지탈-아날로그 변환 수단에 연동 결합되어 있으며 주파수 대역상으로 상기 복합 아날로그 전송 신호를 전송하기 위한 전송 수단(transmitting means)을 포함하는 통신 전송 장치.
  14. 제13항에 있어서, 상기 각각의 정보 신호는 주파수 분할 다중 접속, 시분할 다중 접속, 및 주파수 호핑 코드 분할 다중 접속으로 구성된 그룹으로부터 선택된 신호 코딩 및 채널화 규격에 맞도록 되어 있는 통신 전송 장치.
  15. 제13항에 있어서, 상기 조절 수단은 최적 선택성, 제어된 위상 응답 및 제어된 진폭 응답으로 구성된 그룹으로부터 선택된 신호 특성에 따라서 각각의 디지탈화 신호를 필터링하기 위한 수단을 포함하는 통신 전송 장치.
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