JPH07506711A

JPH07506711A - マルチチャネル・ディジタル送信機および受信機

Info

Publication number: JPH07506711A
Application number: JP6519982A
Authority: JP
Inventors: ハリソン，ロバート・エム
Original assignee: モトローラ・インコーポレイテッド
Priority date: 1993-03-08
Filing date: 1994-02-03
Publication date: 1995-07-20
Also published as: FI945235A0; KR950701480A; CA2117920C; TW256006B; WO1994021061A1; EP0643887A4; KR0153223B1; FI945235A; US5323391A; CA2117920A1; EP0643887A1; SG46376A1

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】

マルチチャネル・ディジタル送信機および受信機なお本願は、本願と同じＭａｒｋ　Ｈａｒｒｉｓｏｎ　を発明人とし、同じくモトローラ社に譲ＩＩ！され、フーリエ変換器（Ｆｏｕｒｉｅｒ　ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ）と共に使用され、多相フィルタ・バンクを使用してディジタル信号の前処理および後処理をそれぞれ行なうマルチチャネル・ディジタル送信機および受信機に向けられた、”Ａ　Ｍｅｚｈｏｄ　ａｎｄ　Ｍｅａｎｓ　ｒｏｔＴｒａｎｓｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ　Ｓｉｇｎａｌｓ　Ｂｅｔｗｅｅｎ　ＳｉｇｎａｌＴｅｒｍｉｎａｌｓ　ａｎｄ　Ｒａｄｉｏ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｃｈａｎｎｅｌｇ”と称する１９９２年１０月２２日出願の米国特許出願１０７／９６６．６３０号の一部継続出願である。発明の分野本発明は、周波数帯域内の電磁放射（ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃｒａｄｉａｔｉｏｎ）を操作する通信装置に関し、さらに詳しくは、多数の情報信号を検出するマルチチャネル受信機、および、多数の情報信号を後で通信チャネルで送信するように準備するマルチチャネル送信機に関する。発明の背景通信システムの送信機および受信機は、同調されて広範囲の様々な帯域幅を有する多数の信号の一〇であって、特定の周波数範囲に該当する信号を送信および受信するように一般に設計される。これらの送信機および受信機が所望の周波数帯域内の電磁放射をそれぞれ放出または捕捉するということを、当業者には理解されたい。電磁放射は、アンテナ、導液管（ｗａｖｅ　ｇｕｉｄｅ）、同軸ケーブル（ｃｏａｘｉａｌｃａｂｌｅ）、光ファイバ、およびトランスデユーサ（Ｉｒａｎｓｄｕｃｅｒ）を含む数種類の装置によって、送信機がら出力したり、受信機に入力することができる。これらの通信システムの送信機および受信機は、多数の信号を送信および受信することが可能であってもよい。しかし、そうした送信機および受信機は一般に、送信または受信される異なる周波数または帯域のそれぞれの信号ごとに複製された回路機構を利用する。この回路機構の複製は、最適なマルチチャネル通信装置の設計構成ではない。なぜなら、通信チャネルごとに完全に独立した送信機および／または受信機を確立するのに関連してコストがかさみ、複雑さが増すがらである。代替的な送信機および受信機の構成として、所望のマルチチャネル輻の帯域幅を有する信号を送信および受信できるものが可能である。この代替的送信機および受信機は、所望の帯域幅の信号をナイキスト基準（Ｎｙｑｕｉｓ＋ｃｒｉｔｅｒｉｏｎ　）に従って、ディジタル化できることを保証する充分に高いサンプリング・レートで動作する（例えば、ディジタル化される帯域幅の少なくとも２倍に相当するサンプリング・レートでディジタル化する）ディジタル−アナログ変換器およびディジタイザ（アナログ−ディジタル変換器）を利用することができる。その後、ディジタル化された信号は、ディジタル化された所望の帯域幅内の多数のチャネルを弁別するディジタル信号処理技術を利用して、前処理または後処理を行なうことが望ましい。このような通信装置構造は、単一の無線周波数（ＲＦ）および中間周波数（Ｉ　Ｆ）帯域アナログ信号処理部の前または後に、ディジタル化された信号をあたかもそれが多数の通信チャネルを代表するかのように操作する単一のディジタル処理部を配置するのと基本的に同等である。このタイプの通信装置構造を提供する別の可能な技術として、離散的フーリエ変換（ＤｉｓｃｒｅＩｅ　ＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍｓ：Ｄ　Ｆ　Ｔ　）バンクにおけるＤＦＴおよび離散的逆フーリエ変換（Ｉｎｖｅｒｓｅ　Ｄｉｓｃｒｅｔｅ　ＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍｓ：　Ｉ　Ｄ　Ｆ　Ｔ　）バンクにおけるＩＤＦＴ、　または同様のディジタル・フィルタリング技術を利用して、一連の隣接狭帯域チャネルを合成する手法があることを、当業者には理解されたい。この代替タイプの通信装置の短所は、複合受信電磁放射帯域幅を形成する個々の通信チャネルの総和に相当する最大帯域幅の受信電磁放射に対して、ナイキスト基準が満たされることを保証するために、通信装置のディジタル処理部が充分に高いサンプリング・レートを有する必要があるということである。仮に、複合帯域幅信号の帯域幅が充分に広ければ、通信装置のディジタル処理部は非常に高価になり、またかなりの電力量を消費する。さらに、ＤＦＴまたはＩＤＦＴフィルタリング技術によって形成されるチャネルは、一般的に相互に隣接しなければならない。したがって、これらのフィルタリング技術のサンプリング・レートは、可能な通信チャネル数のＮの整数倍に必然的に制約される（例えば、Ｎ、２Ｎ、３Ｎ、、、、可能な通信チャネル数）。対応するチャネル内の多数の信号を同一の送信機または受信機回路機構で送信および受信することのできる、上述のような送信機および受信機の必要性が存在する。しがし、この送信機および受信機回路機構は、ＤＦＴおよびＩＤＦＴ機能を実現するディジタル信号プロセッサ（ｄｉｇｉｔａｌｓｉｇｎａｌ　ｐｒｏｃｅｓｓｏｒｓ：Ｄ　Ｓ　Ｐ　）に関連する通信装置の設計上の制約を緩和することが望ましい。仮に、そうした送信機および受信機構成を開発することができれば、それはセルラ無線電話通信システムに理想的に好適である。セルラ基地局は、一般に、広い周波数帯域幅（例えば、８２５メガヘルツ〜８９４メガヘルツ）内の多数のチャネルを送信および受信する必要がある。さらに、セルラ設備（Ｃｅｌｌｕｌａｒ　Ｉｎｆｒａｓｔｒｕｃｔｕｒｅ）および加入者機器製造者に対する商業上の圧力は、これらの製造者に通信装置のコストを削減する方法を見つけるように促す。同様に、そうしたマルチチャネル送信機および受信機構成は、各基地局のサービス領域が（相対するセルフ・サービス領域に比べて）より狭く、それゆえに任意の地理的領域をカバーするためにより多くの基地局を必要とするパーソナル通信システム（ｐｅｒｓｏｎａｌ　ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ　ｓｙｓｚｅｍｓ：　Ｐ　ＣＳ　）にも、非常に好適である。基地局を購入する運用者は、認可されたサービス領域中にあまり複雑でなくコストの低い装置を設置することを理想として希望する。現在および将来のセルラおよびＰＣ５通信システムは、少なくとも１つの共通した特徴を共有する情報信号符号化（ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ　ｓｉｇｎａｌ　ｃｏｄｉｎｇ）およびチャネル化標準（ｃｈａｎｎｅｌｉｚａＩｉｏｎ　５ｔａｎｄａｒｄｓ）　（つまり、エア１インタフエース標準）を有する。この特徴とは、全てのシステムが、各チャネルに実質的に同量の周波数帯域幅が割り当てられる通信チャネルを含むことである（つまり、各通信チャネルは、同−周波数帯域幅を使用する）。多数の現在および将来に計画された情報信号符号化およびチャネル化標準（つまり、オーブン・エア・インタフェース標準）が存在する。周波数帯域幅の等しい部分に配置されるチャネルを有するこれらの符号化およびチャネル化標準は、周波数分割多元接続（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　ｄｉｖｉｓｉｏｎ　ｍｕｌｔｉｐｌｅ　ａｃｃｅｓｓ）。時分割多元接続（ｌｉｍｅ　ｄｉｖｉｓｉｏｎ　ｍｕｌｌｉｐｌｅ　ａｃｃｅｓｓ）、および１周波数ホッピング符号分割多元接続（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙｈｏｐｐｉｎｇ　ｃｏｄｅ　ｄｉｖｉｓｉｏｎ　ｍｕｌｌｉｐｌｅ　ａｃｃｅｓｓ）に基づくチャネル化構造を含む。現在および将来に計画された符号化およびチャネル化標準の幾つかを挙げると、ＡｄｖａｎｃｅｄＭｏｂｉｌｅ　Ｐｈｏｎｅ　５ｅｒｖｉｃｅ　（ＡＭＩ’　Ｓ）　、　ＮａｒｒｏｗＡｄｖａｎｃｅｄ　Ｍｏｂｉｌｅ　Ｐｈｏｎｅ　５ｅｒｖｉｃｅ　（ＮＡＭＰ　Ｓ）　＊Ｔｏ

【ａｌ　Ａｃｃｅｓｓ　Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ　Ｓｙｓｔｅｍ　（ＴＡＣＳ）　＋Ｊ　ａ　ｐ　ａ　ｎ　ｅ　ｓ　ｅ　Ｔ　ｏ　ｔ　ａ　ｌ　Ａ　ｃ　ｃ　ｅ　ｓ　ｓ　Ｃｏ　ｍ　ｍ　ｕ　ｎ　ｉ　ｃ　ａ　ｌ　ｉ　ｏ　ｎ　r　ｙ　ｓ　ｔ　ｃ　ｍ（Ｊ　ＴＡＣＳ）　、　Ｕｎ目ｅｄ　５ｔａｔｅｓ　Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｃｅ１ｌｕｌａｒ　（ＵＳ　ＤＣ）　、　Ｊａｐａｎ　Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｃｅ１ｌｕｌａｒ　（Ｊ　ＤＣ）　、　ＧｒｏｕｐＳｐｅｃｉａｌ　Ｍｏｂｉｌｅ　（Ｇ　ＳＭ）　、　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　ＨｏｐｐｉｎｇＳｐｒｅａｄ　５ｐｅｃ＋ｒｕｍ　（Ｆ　ＩＩ　Ｓ　Ｓ）　、　ＣｏｒｄｌｃｓｓＴｅｌｅｐｈｏｎｅ　２　（ＣＴ　２　）　、　Ｃｏｒｄｌｅｓｓ　Ｔｅ１ｅｐｈｏｎｅ　２Ｐｌｕｇ　（ＣＴ　２　Ｐｌｕｓ）　、およびＣｏｒｄｌｅｓｓ　Ｔｅ１ｅｐｈｏｎｅ　３（ＣＴ　３　）などがある。ディジタル通信のオープン・エア・インタフェースは一般に、同一周波数帯域を占める２つ以上の通信チャネルを含むグループを有するが、グループ内のチャネルは符号によって相互に分離される（例えば、この符号としてタイム・フレーム内のタイム・スロットを使用することがあり、あるいはまた、この符号として周波数ホッピング・パターン内のスロットを使用することがある）ということを、当業者には理解されたい。さらに、各グループのチャネルは、同一のオープン・エア・インタフェースに従って動作する他の各グループのチャネルと同一の周波数帯域幅を利用する。　− 別の利点は、同一アナログ信号部を共用するマルチチャネル通信装置を設計する結果、セルラーおよびＰｃｓ製造者が享受することができる。従来の通信装置は、単一の情報信号符号化およびチャネル化標準の下で動作するように設計される。それとは対照的に、これらのマルチチャネル通信装置は、これらのマルチチャネル通信装置を幾つかの情報信号符号化およびチャネル化標準の中のどれか一つに従って動作できるように、製造工程中に、または設置後に現場でソフトウェアを介して、随意に再プログラム可能なディジタル信号処理部を含む。なお本願は、本願と同じＭａｒｋ　Ｈａｒｒｉｓｏｎ　を発明式とし、同じくモトローラ社に譲渡され、フーリエ変換器（Ｆｏｕｒｉｅｒ　ｓｒａｎｓｒｏｒｍｅｒ）と共に使用され、多相フィルタ・バンクを使用してディジタル信号の前処理および後処理をそれぞれ行なうマルチチャネル・ディジタル送信機および受信機に向けられた、”ＡＭｅｌｈｏｄ　ａｎｄ　Ｍｅａｎｓ　ｆｏｒ　ＴｒａｎｓｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇＳｉｇｎａｌｓ　Ｂｅｔｗｅｅｎ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｔｅｒｍｉｎａｌｓ　ａｎｄ　Ｒａｄｉ。Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｃｈａｎｎｅｌｓ”と称する１９９２年１０月２２日出願の米国特許出願第０７／９６６．６３０号の一部継続出願である。発明の概要マルチチャネル・ディジタル送信機および受信機で使用する方法および装置を提供する。フィルタリング・プロセスは、ディジタル信号処理中にディジタル化信号の部分を積分し、差を取り、乗算することにより、ディジタル化信号の部分を調整することによって達成される。さらに、受信プロセス内でこのフィルタリング・プロセスを利用するための方法および装置を提供する。受信プロセスは、多数のフィルタを利用することによって、ディジタル化信号をその後のフーリエ変換のために事前調整することによって達成される。各フィルタは、ディジタル化信号の一部分を積分し、差を取り、乗算することによって、ディジタル化信号の一部分を調整する。その後、フーリエ変換器が、ディジタル化信号の事前調整された部分がらディジタル化チャネル信号を生成する。代替的に、受信プロセスは、アナログ−ディジタル変換器を利用することによって、入力周波数帯域の選択された部分をディジタル化することとして、説明することもできる。その後、整流器（ｃｏｍｍｕｔａｔｏｒ）が人力周波数帯域のディジタル化部分を多数のディジタル化信号部分に細分する。次に、離散的フーリエ変換器が、多数のディジタル化信号部分を離散的フーリエ変換することによって、多数のディジタル化チャネル信号を生成する。最後に、検出器が、多数のディジタル化チャネル信号から少なくとも２つの情報信号を検出する。同様に、送信プロセス内でフィルタリング・プロセスを利用するための方法および装置を提供する。送信プロセスは、逆フーリエ変換を利用することによって、送信される多数のディジタル化情報信号から複合ディジタル化信号を生成することによって達成される。その後、多数のフィルタが、複合ディジタル化信号をその後で送信するために事後調整する。各フィルタは、複合ディジタル化信号の一部分を積分し、差を取り、乗算することによって、複合ディジタル化信号の一部分を事後調整する。代替的に、送信プロセスは、離教的逆フーリエ変換を利用して、多数の入力ディジタル化情報信号を離散的逆フーリエ変換することによって、多数のディジタル化信号を生成することであると説明することができる。その後、整流器が、多数のディジタル化信号の部分を結合して、一つの複合ディジタル信号にする。次に、ディジタル−アナログ変換器が、複合ディジタル信号から複合アナログ送信信号を生成する。最後に送信機は、この複合アナログ送信信号を周波数帯で送信する。図面の簡単な説明第１図は、本発明による好適な実施例の受信機を示すブロック図である。第２図は、第１図に示す好適な実施例の受信機の一部分を示すブロック図である。第３図は、第１図および第２図に示す好適な実施例の受信機で使用する、本発明による好適な実施例のフィルタを示すブロック図である。第４図は、本発明による好適な実施例の送信機を示すブロック図である。第５図は、第４図に示す好適な実施例の送（！機の一部分を示すブロック図である。第６図は、第４図および第５図に示す好適な実施例の送信機で使用する、本発明による好適な実施例のフィルタを示すブロック図である。第７図は、第１図ないし第６図に示す好適な実施例の受信機および送信機で使用する、本発明による好適な実施例の５次積分器（「１ｒｔｈ　ｏｒｄｅｒ　；ｎｔｃｇｒａｔｏｒ）を示すブロック図である。第８図は、第１図ないし第６図に示す好適な実施例の受信機および送信機で使用する、本発明による好適な実施例の５次差分器（ｄｉＮｅｒｅｎｃｅｒ）を示すブロック図である。詳細な説明以下の説明は、セルラまたはＰＣ５通信システムで使用する特定の好適な実施例の受信機、および、送信機通信装置に向けられるが、ここで述べる原理は、本発明の範囲および精神から逸脱することなく、他の有線、無線、または衛星通信システム、さらにｉｔデータ通信システムにも容易に適用できることを、当業者には理解されたい。以下に述べる本発明の好適な実施例の通信装置は、多数の通信チャネル内の一つ以上の情報信号の操作を可能にする。受信できる通信チャネルの数は、受信される信号の周波数帯域内によって決定される。これらの範囲内における任意の組合せの符号化およびチャネル化信号を得ることができ、チャネル化は周波数帯域内の直接隣接するチャネルに制限されない。信号処理アルゴリズムを変更することによって、受信機のチャネル帯域幅を変更することもできる。これにより、既存のハードウェアを再使用することが可能になり、通信システムのエア・インタフェース標準（例えば、七ルラ蛾線電話、ベージング、あるいはその他の有線または興線通信システム）が変更、または、拡張されたときに、ハードウェアを交換する必要性が最小限に止まる。次に、第１図を参照して、本発明の好適な実施例のマルチチャネル受信機のブロック図である。通信装置には一般に（後で第４図ないし第６図に関連して示し説明するように）送信回路機構も含まれることを、理解されたい。好適な実施例の受信機は、多数の通信チャネルを含む周波数帯域内の電磁放射を受信するための通信装置（例えば、セルラ基地局、セルラ携帯電話機、パテイオ・フォーン（ｐａ＊ｔ。ｐｈｏｎｅ）、ページャ、または中継−＃１（ｔｒｕｎｋｅｄ　ｒａｄｉｏ））内に含まれることが望ましい。以下の議論では、好適な実施例の通信装置を、（米国電子工業協会標ＩＥＩＡ−５５３および暫定標準ｌ５−８８．ｌ５−８９およびＩ　５−９０に規定された）ＡＭＰＳまたはＮＡＭＰＳアナログ・セルラ無線電話通信システムで使用する場合について説明する。各セルまたはサービス領域（基地サイトによって扱われる）で使用される通信チャネルは一般に、チャネル再利用分離パターン（例えば２１セルまたは２４セル再利用パターン）に従って割り当てられる。再利用分離パターンに基づくこのタイプのチャネル割当は、同一チャネル干渉および隣接チャネル干渉を削減する。したがって、各基地サイトは、利用可能な全通信チャネルのサブセット（つまり、初出ｎ（能な全チャネルの１／２１または１／２４）だけを受信するように設計される。ＡＭＰＳまたはＮＡＭＰＳ通信システムによって、他の再利用分離パターンを使用することができ、その場合、各基地サイトは、その基地サイトによって扱われるセルまたはサービス領域を扱うために利用可能なチャネル数を受信するように設計する必要があるということを、当業者には理解されたい。受信機は、該当する周波数帯域内の電磁放射を捕捉するアンテナ１００のような入力、および捕捉された電磁放射を電気信号に変換するトランスデユーサ（図示せず）を含むことが望ましい。電磁放射を捕捉または捕獲するために他の種類の入力装置を使用できることを、当業者には理解されたい。例えば、導波管、同軸ケーブル、光ファイノ（。または赤外周波数トランスデユーサを用いて電磁放射を捕捉し、後で好適な実施例の受信機に入力することができる。受信機は、低雑音値と望ましくない帯域外信号に対する充分な保護を提供する当業者に周知の部材から成るフロント・エンド（アナログ部分）を含むことが望ましし１゜これらの部材は、プリセレクト帯域フィルタ１０２から成る。プリセレクト帯域フィルタ１０２の出力電気信号１０４は、ダウン・コンバータ（ｄｏｗｎ　ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）に入力される。ダウン・コンバータは、ミクサ１０６．局部発振器１０８゜および帯域フィルタ１１２から成る。発振器１０８は、固定周波数発振器であることが望ましいが、本発明の範囲および精神から逸脱することなく、固定周波数発振器の代わりに周波数可変局部発振器を使用することもできることを当業者には理解されたい。電気信号１０４は、ミクサ１０６の一つの入力に有効に結合され、発振器１０８の出力は、ミクサ１０６の別の入力に提供される。ミクサ１０６ｉよ、電気信号１０４を混合して、中間周波数帯域電気信号１１０に低域変換する。その後、この中間周波数（Ｉ　Ｆ）帯域電気信号１１０は、帯域フィルタ１１２によって濾波され、望ましくない周波数成分を除去して、調整済みＩＦ帯域電気信号１１４を生成する。次に、ＩＦ帯域電気信号１１４は、別のダウン・コンノ（−夕に入力される。このダウン・コンバータは、ミクサ１１８、周波数可変局部発振器１１６．および低域フィルり１２２から成る。電気信号１１４は、ミクサ１１８の−っの入力に有効に結合され、発振器１１６の出力は、ミクサ１１８の別の入力に提供される。ミクサ１１８は、ＩＦ帯域電気信号１１４を混合して、ベースバンド電気信号１２０に低域変換する。その後、このベースバンド電気信号１２０は、低域フィルタ】２２によって濾波され、望ましくない周波数成分を除去して、調整済みベースバンド電気信号１２４を生成する。調整済みベースバンド電気信号１２４は、ベースバンド電気信号１２４の一部分をディジタル化信号１２８にするディジタル化装置１２６　（つまり、アナログ −ディジタル（Ａ　／　Ｄ　）変換器）に有効に結合することが望ましい。ディジタル化信号１２８は、捕捉された周波数帯域内の電磁放射を表わす。第２図は、周波数分割された通過域（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　ｄｉｖｉｄｅｄ　ｐａｓｓｂａｎｄ）に含まれる多数のチャネルを含む（つまり、Ｎ個のチャネル）このディジタル化信号１２８のグラフにおける表現１２８′を示す。ディジタル化装置１２６のサンプリング・レートは、ベースバンド電気信号１２４で最も高い所望の周波数の少なくとも２１きのナイキスト基準内に設定される。整流器１３０は、ディジタル化信号１２８を受信し、ディジタル化信号１２８の一部分を、フィルタ１３２，１３４゜１３６．１３８　（つまり、ｆ４．ｆｌ、ｆｌ、ｆＨ）を含む離散的フーリエ変換プレフィルタ・バンクに有効に結合する。以下の説明のために、第１−に４つのフィルタ１３２，１３４．１３６．１３８を示すが、ここで述べる原理は、より程度の差こそあれフィルタを有するフィルタバンクに適用できることを、当業者には理解されたい。整流器１３０は、仮に整流器１３０が第１サンプリング・レート（Ｆｓ）で作動すると、Ｎ個のフィルタのそれぞれがディジタル化信号の一部分を第２サンプリング・レート（Ｆ　ｓ　／　Ｎ　）で受信するように、ディジタル化信号１２８の一部分を４つのフィルタ１３２，１３４，１３６，１３８に分配する。ただし、Ｎは整流器１３０がディジタル化信号１２８を有効に結合するフィルタの数である（先に述べたように、Ｎはディノタル化信す１２８内のチャネル数にも対応する）。フィルタ１３２，１３４，１３６，１３８は、後の離散的フーリエ変換（ＤＦＴ）演算の計算の複雑さが減少するように、ディジタル化信号における望ましくない周波数成分を減衰する（つまり、ディジタル化信号を調整する）。これらのフィルタ１３２，１３４，１３６，１３８は、整流器から入力を受信し、かつ並列に作動して離散的フーリエ変換器への入力を形成するという点で、周知のＤＦＴプレフィルタ・バンクの多相フィルタと同様に作動する。そのような多相フィルタ・バンクの一つが、前に引用した“ＡＭｅｔｈｏｄ　ａｎｄ　Ｍｅａｎｓ　ｆｏｒ　ＴｒａｎｓｍｕＨｉｐｌｅｘｉｎｇＳｉｇｎａｌｓ　Ｂｅｔｗｅｅｎ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｔｅｒｍｉｎａｌｓ　ａｎｄ　Ｒａｄｉ。Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｃｈａｎｎｅｌｓ”と称する１９９２年１０月２２日出順の米国特許出願第０７／９６６．６３０号に示され説明される。しかし、第２図および第３図に関連して述べろように、本願の好適な実施例の受信機の構造は、多相フィルタではなく、変形カスケード積分器くし形（ＣＩ　Ｃ：Ｃａ５ｃａｄｅｄ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｏｒ　Ｃｏｍｂ）　フィルタ１３２，１３４゜１３６．１３８を利用する。それぞれのフィルタ１３２゜１３４．１３６，１３１）出方１４０，１４２，１４４゜１４６は、離散的フーリエ変換器１４８への入力を形成する。離散的フーリエ変換器１４８は、フィルタ１３２．１３＝１，１３６，１３８と同等が、それより高いサンプリング・レートで動作することが望ましい。離散的フーリエ変換器１４８は、プレフィルタ１３２，１３４，１３６，１３８からのサンプル１４０，１４２，１４４，１４６の大カブロックごとに１回の変換（つまり、高速フーリエ変換）を実行する。離散的フーリエ変換器１４８のＮ個の出力１５０．１５２，１５４，１５６のそれぞれは、Ｎ個の異なる低域変換チャネル（ｄｏｗｎ　ｃｏｎｖｏｒｌｅｄ　ｃｈａｎｎｅｌｓ）の中の一つのためのサンプルを含む。これらのＮ個の出力１５ｏ。１５２．１５４，１５６は、Ｎ個のチャネルのそれぞれに一つの出力サンプルを生成するＮ点フーリエ変換を実行することによって生成される。好適な実施例の受信機の構造では、離散的フーリエ変換器１４８の動作を実行するために、フィルタ１３２，１３４，１３６，１３８のサンプリング・レートより高いレートで動作する高速フーリエ変換器（ＦＦＴ）を用いる（例えば、ＦＦＴはフィルタのサンプリング・レートの３倍のレートで動作することができる）。ＦＦＴのこの高い動作速度は、好適な実施例の受信機で用いられる変形ＣＩＣプレフィルタのロールオフ・レートが典型的な多相フィルタ・バンクはど高くないので、エイリアシング（ａｌｉａｓｉｎｇ）を防止するために必要である。ＦＦＴの使用により、この受信機の構造を引算効十の高い方法で実現しながら、離散的フーリエ変換に伴う誤差の影響を減少する手段を提供することができる。離散的フーリエ変換器におけるこれらの潜在的誤差の発生源を幾つか挙げると、エイリアシングによる誤差（つまり、周波数領域の間引いた（ｄｅｃｉｍａｌｅｄ）信号の折り重なりによって生じる誤差）、漏れによるスペクトル歪み（つまり、一つの周波数から他の周波数に漏れるスペクトル・エネルギ）、および重要なスペクトル成分の抜けを生じるピケットフェンス１ｐｉｃｋｅｔ−ｆｅｎｃｅ）効果（つまり、離散的サンプリングが信号の特定のスペクトル成分を抜かしてしまうことであり、サンプル点の間で発生する）などがある。離散的フーリエ変換器における誤差のこのような発生源は、ＦＦＴの様々な技術によって減少することができる。例えば、エイリアシングによる誤差は、離散的フーリエ変換器１４８のサンプリング・レートを高めることによって、および／または、プレフィルタリングにより１１１教的フーリエ変換器１４８への人力の高周波スペクトル成分を最小化することによって、減少することができる。さらに、漏れによるスペクトルの歪みは、より高いサンプリング・レートで動作するか、または低いサイドローブ（ｓｉｄｅｌｏｂｃｓ）のフーリエ変換を含む窓関数（ｗｉｎｄｏｗ　ｆｕｎｃｔｉｏｎｓ）を用いて窓の幅を大きくすることを介してＤＦＴ点の数を増加することによって、および／または窓関数を実行する前にフィルタリングを行なって大きい周期的成分を除去することによって、減少することができる。さらにまた、ピケノドフェンス効果は、「ピケノド」が−緒により近くに移動するようにサンプリング・レートを固定したままで、ＤＦＴ点の数を増加することによって、および／またはデータ長が制限される場合には追加ＤＦＴ点にゼロを埋め込むこと（つまり、ゼロ・パディング）によって、減少することができる。好適な実施例の受信機構造における離散的フーリエ変換器１４８は、フィルタ１３２，１３４，１３６，１３８の間引かれたサンプリング・レートより高いレートで動作するので、対応するベースバンド応答出力１５０，１５２゜１５４．１５６のサンプリング・レートをＮ個の調整後の出力１６６．１６８，１７０．１７２のそれぞれの所望のサンプリング・レートに低下するために、Ｎ個間引いたポストフィルタ１５８，１６０，１６２，１６４を使用しなければならない（例えば、ポストフィルタはサンプリング・レートを一般的な音声またはデータのサンプリング・レートである９６００ビツト／ｉ以下まで低下する）。位相歪みが臨界でなければ、これらのＮ個のポストフィルタ１５８．１６０，１６２，１６４　（ｇ、１ｇｉ１ｇｓ１ｇＩｌ）は、計算上簡単にすることができる（例えば、フィルタは無限インパルス応答（ＩＩＲ）フィルタとすることができる）。さらに、Ｎ個のチャネルのサブセットだけの復元を希望する場合（例えば、軽負荷通信システムの場合）には、これらのポストフィルタは、そのサブセットの所望するチャネルにだけ実現すればよい。好適な実施例の受信機構造では、Ｎ個の間引くポストフィルタ１５８，１６０，１６２，１６４は、最適選択性、制御位相応答、および制御振幅応答など、少なくとも一つの信号特性に関連して設計することが望ましい。最後に、情報信号（例えば、音声および／またはデータ）は、Ｎ個の調整出力１６６．１６８，１７０，１７２のそれぞれの内部で検出することができる。第２図は、これらの調整出力１６６．１６８，１７０，１７２のグラフにおける表現１６６′、１６８′、１７０′、１７２′を示す。各グラフにおける表現は、ディジタル化信号１２８の周波数分割通過域に含まれる多数のチャネルから受信したＮ個のチャネルの中の一つを示す。情報信号は、受信する特定の信号符号化およびチャネル化標準によって、幾つかの復号段階を使用して検出できるということを、当業者には理解されたい。例えば、特定の調整出力に存在する音声やデータを検索するために、各調整出力１６６．１６８，１７０．１７２は、畳み込み復号化、最大尤度シーケンス除去、またはボコード（ｖｏｃｏｄｅ）することが必要になる可能性もある。ここで、第２図およびプレフィルタ１３２，１３４，１３６．１３８　（ｆ、、ｆ、、ｆｌ、ｆＮ）をさらに詳細に参照して、プレフィルタ１３２，１３４，１３６，１３８は整流器１３０からそれぞれの人力を受信し、並列に動作して１）　Ｆ　Ｔフィルタ・バンク１４８のそれぞれの入力１４０゜１４２．１４４，１４６を形成する。しかし、好適な実施例のプレフィルタ１３２，１３４，１３６，１３８は、１列のＨｏｇｃｎａｕｃｒのカスケード積分器くし形（ＣＩＣ）フィルタを組み込む。このタイプのフィルタについては一般的に、　Ｅ、　Ｂ、　Ｈｏｇｅｎａｕｅｒの論文（”Ａｎ　ＥｃｏｎｏｍｉｃａｌＣｌａｓｓ　ｏｆ　Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｆｉｌｔｅｒｓ　ｆｏｒ　Ｄｅｃｉｍａｔｉｏｎ　ａｎｄＩｎｔｅｒｐｏｌａｔｉｏｎｌｌ、　ＥＥＥＥ　Ｔｒａｎｓ、　Ａｃｏｕｓｔ、　５ｐｅｅｃｈ。Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ、　ｖｏｌ、　ＡＳＳＰ−２０，Ｎｏ、　２゜Ａｐｒ山　１９８１．　ｐｐ、＋５５−１６２）に８己載される。ＣＩＣフィルタは、それがカスケード１次積分器およびくし形フィルタ（つまり差分器（ｄｉｆｆｅｒｅｎｃｅｒ））から成り、乗算器を使用せずに実現できるという点で、一般的な多相フィルタより有利である。さらに、ＣＩＣフィルタはデシメータ（ｄｅｃｉｍａ＋ｏｒ）を含むので、同じくプレフィルタ内にある乗算累算器（ＭＡＣ）は、より低い速度で動作して必要な計算をさらに減少することができる。したがって、プレフィルタは計算効率が高く、装置内に実現したときに、必要な計算能力、サイズ、および実行時間が一般的な多相フィルタより少ない。しかし、ＣＩＣフィルタに関連してＨｏｇｅｎａｕｅｒが論述したこれらの原則は、好適な実施例のマルチチャネル通信装置の受信機構造用に特に設計されなかったので、これらは変形しなければならない。簡単には、以下の議論は、変形２次ＣＩＣフィルタに向けられる。しかし、好適な実施例の受信機構造の場合、変形５次ＣＩＣフィルタを使用すると、この特定の受信機構造により最適なフィルタ特性が得られることを、当業者には理解されたい。変形ＣＩＣフィルタ・バンクと共にミクサを使用すると、ダウン・コンバータが形成される。２次ダウン・コンバータＹ、（ＭＮＴ）は、次の方程式によって表わすことができる。（式ｌ）ここで、 Φ（Ｍ　［ＮＴ−に−ｍｌ　−ｊ−１）は、混合シーケンス、ｘ　（Ｍ　［ＮＴ −に−ｍｌ　）は、ダウン・コンバータへの入力、Ｍは、ＦＦＴに入力されるチャネル出力の数、Ｎは、変形ＣＩＣフィルタの間引き率（ｄｅｃｉｍａｔｉｏｎ「ａ亀Ｃ）Ｔは、ＦＦＴの出力に参照される時間、ｋ、ｍ、ｊ、ｌは、指数、である。混合シーケンスがＭで周期的に行われると、合計は（式１）から次のように分離することができる。（式２）の計算式は、次のように書き替えることによって簡潔にすることができる。ここで、（式３）の計算式は、Ｚの計算およびｙ２の計算という２つの別個の演算を含む。２の演算をさらに詳しく検討すると、各Ｚ（７）演算は、入力Ｘの特定の相（ｊ＋１）のｌ／１０にする版で計算される変形２次ＣＩＣフィルタ関数であることに注意されたい。これらのＣＩＣフィルタは、Ｎで間引くのが望ましい。その結果、ｙ２の計算は、変形ＣＩＣフィルタ出力（Ｚ）に基づく計算を含むだけとなる。さらに簡素化するために、（式３）の計算式は、積の項の（ｊ＋１＞に対する依存性を強調して、次のように書き替えることができる。（式４）の表現は、和の項の一つを除去して、次のように詐き替えることができる。混合シーケンスがΦ（Δ）＝ｅｘｐ（−ｊ２πΔｆ　／Ｍ）に等しいと設定すると、（式５）はかぎ括弧内の和の離散的逆フーリエ変換として次のように解くこと力τできる。ｊ＝ｆｉ。である。先に述べたように、上記に誘導し結果的に（式６）のようになった変形２次ＣＩＣフィルタ計算式は、最適フィルタ特性を持たない。換言すれば、変形２次ＣＩＣフィルタでは、第１図および第２図に示す好適な実施例の３２チャネルＮＡＭＰＳ受信機に充分な選択性が得られなり＼。この好適な実施例の場合、変形ＣＩＣフィルタに８０デシベル（８０ｄＢ）の阻止域（ｓｔｏｐ　ｂａｎｄ）が必要である。これは、上述の変形２次ＣＩＣフィルタと実質的に類似した、変形５次ＣＩＣフィルタによって達成することができる。変形５次ＣＩＣフィルタＹ、’ 　（ＭＮＴ）のｆ番目のチャネル出力は、次のように記述することができる。ａｋ（Δ）＝Ａ　（ｋＭ−Δ）、Ｍは、ＦＦＴに入力するチャネル出力の数、Ｎは、変形ＣＩＣフィルタの間引き率、Ｔは、ＦＦＴの出力で参照される時間、（式７）とを、当業者には理解されたい。これにより、好適な実施例の受信機構造でＤＦＴ　（ＩＤＦＴではなく）を利用することが可能になる。さらに、Ａ　（ｋ）は、間引き十Ｍの５＆ＣＩＣフイルタ（変形ＣＩＣではなく）のインパルス応答であることが望ましい。このインパルス応答は、様々な方法で見つけることができる。一つの方法は、ＦＦＴを使用することである。間引きＨｉｔ＜　Ｍの１次ＣＩＣフィルタのインパルス応答は、長さＭの単位ステップであるので、５次ＣＩＣフィルタの応答は、５つのこれらの単位ステップの畳込み（コンポルージョン）である。この畳込みは、４（Ｍ−１）＋１個のゼロを埋め込み、５乗した長さＭの単位ステップのＦＦＴの逆ＦＦＴを用いて計算することができる。このＡ　（ｋ）は、ＣＩＣ出力の結合器係数（ｃｏｍｂｉｎｅｒ　ｃｏｅ「「１ｃｉｅｎｔ）として利用できる多くのＡ　（ｋ）の係数の組の中の１つにすぎないことに、当業者は注意されたい。他の所望の周波数特性を生じる他の係数を生成することもできる。（式７）の変形５次ＣＩＣフィルタ計算式は、種々の異なる手段で実現することができる。しかし、＃！３図には好適な実施例の５次変形ＣＩＣフィルタ設計を示す。この５次フィルタ設計は、ｍ２図に示し先に述べた並列変形ＣＩＣフィルタ１３２，１３４，１３６，１３８　（つまり、ｆｌ。ｆ、、ｆ３．ｆＮ）のそれぞれを実現するために使用される。例として、第３図に示す変形５次ＣＩＣフィルタを変形ＣＩＣフィルタ１３８（ｆＮ）として説明するが、好適な実施例の通信装置の受信機の変形ＣＩＣフィルタ１３２，１３４．１３６，１３８　（つまり、ｆ、、ｆ、、ｆ、、ｒＮ）は各々、実質的に類似した変形ＣｌＣｌフィルタ設計を実現することが望ましい。好適な実施例の変形ＣＩＣフィルタ１３８は、入力部でディジタル化信号１２８の一部分を受信する。変形ＣＩＣフィルタ１３８によって受信されるディジタル化信号の部分は、ディジタル化信号１２８の部分を変形ＣＩＣフィルタ１３２，１３４，１３６，１３８　（つまり、ｆ、、ｆ、、ｆ、、ｆＮ）のそれぞれに有効に結合する整流器１３０によって決定される。このディジタル化信号部分１２８／１３０は、ディジタル化信号部分１２８／１３０内の受信ビットを織成時限にわたって積分して（式７）のＺ　（Ｍ　［ＮＴ］−Δ）の部分を生成する５次積分器１７４に入力される。５個のカスケード１次積分器から成る好適な実施例の５次積分器１７４を、第７図に示す。信号部分１２８／１３０は、遅延要素７０２の出力を信号部分１２８／１３０に加搾する加算器（ｓｕｍｍｅｒ）　７０１に提供される。加算器量カフ０３は、加算器７０４および遅延要素７０５から成る次の積分器段階に提供され、ここで遅延要素７０５の出力が加算器量カフ０３に加算されて加算器量カフ０６を生じる。この積分演算（ｉｎｔｅｇｒａｔｉｎｇ　ｏｐｅｒａｔｉｏｎ）は、加算２８７０７．７１０．．７１３および遅延要素７０８，７１１゜７１４を利用して、あと３回繰り返される。この５次積分プロセスの結果が、積分器１７４の結果１７６である。５次積分器１７４の結果１７６は、遅延要素１７８，１８０．１８２，１８４を介して、５次差分器１９８，２００．２０２，２０４，２０６　（Δ。、Δ９． Δ１．Δ３．Δ４）に出力される。より正確には、積分器１７４の結果１７６（つまり、積分器の出力）は、デシメーティング装置１８６によってより低いサンプリング・レート（例えば、積分器１７４の結果１７６のサンプルの７分の１）に間引かれた後、差分器１９８に入力される。このように結果１７６を間引くことにより、結果１７６を間引かなかった場合はど計算が複雑にならない方法で、（式７）のその後の部分をプレフィルタ１３８内で実現することが可能になることを、当業者には理解されたい。差分器１９８は、（式７）内の関数の部分を実現し、ｋ＝ｏのときのＺ　（Ｍ　［ＮＴ−に３−Δ）を計算する。例として、５個のカスケード１次差分器から成る差分器１９８を第８図に示す。デシメータ１８６の出力は、遅延要素８０２の出力をデシメータ１８６の出力から減算する加算器８０１に提供される。次に、加算器出力８０３は、加算器８０４および遅延要素８０５から成る次の差分器段階に提供され、ここで加算器出力８０３から遅延要素８０５の出力が減算されて加算器出力８０６が生成される。この微分演算（ｄｉＮｃｒｃｎｃｉｎｇ　ｏｐｅｒａｔｉｏｎ）は、加算器８０７．８１０，８１３および遅延要素８０８，８１１，８１４を利用してあと３回繰り返され、５次差分器１９ｇの出力２０８が生成される。差分器１９８について拵８図に関連して以上に述べたのと同様の方法で、他の５次差分器２００．２０２，２０４，２０６を実現できることを、当業者には理解されたい。次に、差分器１９８（つまり、関数Ｚ　（Ｍ　［ＮＴ］−Δ）の出力２０８は、乗算器２１８によって係数ａ０で目盛られる。同様に、積分器１７４の結果１７６は、遅延要素１７８によって１サンプル時間だけ遅延し、デシメーティング装置１８８によってより低いサンプリング・レートに間引かれた後、差分器２００に入力される。ｋ＝１のときの関数Ｚ（Ｍ［ＮＴ−ｋ］−Δ）の結果である差分器２００の出力２１０は、乗算器２２０によって係数ａ１で計測される。さらに、結果１７６の遅延および間引き後の結果は、遅延要素１７８，１８０によって２サンプル時間だけ遅延され、デシメーティング装置１９０によって間引かれた後、差分器２０２に入力される。差分器２０２の出力２１２（つまり、に＝２のときの関数Ｚ　（Ｍ　［ＮＴ−ｋ］−Δ）の結果）は、乗算器２２２によって係数ａ、で目盛られる。さらに、結果１７６の遅延および間引き後の結果は、遅延要素１７８．１８０，１８２によって３サンプル時間だけ遅延され、デシメーティング装置】９２によって間引かれた後、差分器２０４に入力される。差分器２０４の出力２１４　（つまり、ｋ＝３のときの関数ｚ　（Ｍ　［ＮＴ−ｋ］−Δ）の結果）は、乗算器２２４によって係数ａ、で目盛られる。最後に、結果１７６の遅延および間引き後の結果は、遅延要素１７８．１８０，１８２，１８４によって４サンプル時間だけ遅延され、デシメーティング装置１９４によって間引かれた後、差分器２０６に入力される。差分器２０６の出力２１６（つまり、ｋ＝４のときの関数ｚ　（Ｍ　［ＮＴ−ｋ］−Δ）の結果）は、乗算器２２６によって係数３４で目盛られる。要素１７８，１８０，１８２，１８４，１８６，１８８．１９０，１９２，１９４によって実行される間引きおよび遅延演算は、代替的方法として、積分器１７４の結果１７６に結合された単一デシメータの後に４個の遅延要素を配置することによって、本発明の範囲および精神から逸脱することなく実現できることを、当業者には理解されたい。乗算器２１８，２２０，２２２，２２４，２２６から得られる目盛られた差分器の出力は次に、このサンプルお上びその前の４つのサンプルＧ三基づく目盛られた差分器の出力を合計（つまり５次加算）するように、加算器２２８によって合計することが望ましい。最後に、加算器２２８の結果は、５次プレフィルタ１３８の出力１４６として提供される。第１図ないし第３図に示す、好適な実施例の受信機に関連して以上に述べた原理は、第４図ないし第６図に示すように、本発明による好適な実施例の送信機にも適用することができる。好適な実施例の受信機の上述の説明と同様に、例として、好適な実施例の送信機の以下の説明は、４つのチャネル（つまり、チャネル１，２，３．Ｎ）に言及する。しかし、ここで述べる原理は、本発明の範囲および精神から逸脱することなく、それより多数または少数の送信機チャネルにも容易に適用できることを、当業者には理解されたい。第４図に示すように、Ｎ個の入力３００，３０２，３０４．３０６　（つまり、Ｎ個のディジタル化チャネル、または第５図にグラフ形式で示すＮ個のディジタル化情報信号３００′、３０２′、３０４’、３０６′）をプレフィルタ３０８，３１０，３１２，３１４　（つまり、プレフィルタｇ＋９ｇｚ１ｇ３＋　ｇ）１）にそれぞれ入力することができる。これらのプレフィルタ３０８，３１０，３１２，３１４は、Ｎ個の入力３００，３０２，３０４，３０６に、最適選択一つの信号待１に関連するベースバンド・フィルタリングを行なう　（つまり、調整）。さらに、プレフィルタ３０８゜３１０．３１２．３１４は、Ｎ個の入力３００，３０２゜３０４．３０６を補間してサンプリング・レートを高め、その後の離散的逆フーリエ変換器３２４がＮ＠の入力３００．３０２，３０４，３０６より高いレートで動作できるようにする（例えば、ＦＦＴはフィルタ・サンプリング・レートの３倍の速度で動作することができる）。この補間は、Ｎ個の入力３００，３０２，３０４，３０６にゼロ・パディング（ｚｅｒｏ−ｐａｄｄｉｎｇ）を行なうことによって達成される（例えば、入力の各サンプル間に２個のゼロ値のサンプルを挿入する）。受信機のポストフィルタ１５８，１６０．１６２，１６４と同様に、プレフィルタ３０８，３１０．３１２，３１４は、計算が簡単に実現できることが望ましい。したがって、位相歪みが臨界でなければ、ＩＩＲフィルタを使用することができる。好適な実施例の送信機構造では、ＮｆｉＭの補間プレフィルタ３０８，３１０，３１２．３１４は、最適選択性、制御位相応答、および制御振幅応答など、少なくとも一つの信号特性に関連して設計することが望ましい。プレフィルタ３０８，３１０，３１２゜３１４のＮ個の出力３１６，３１８，３２０，３２２は、プレフィルタリング後のサンプル３１６，３１８，３２０゜３２２の入力ブロックごとに１回のＮ魚道フーリエ変換（例えば、逆高速フーリエ変換）を実行する離散的逆フーリエ変換器３２４に提供することが望ましい。離散的逆フーリエ変換器３２４のＮ個の出力３２６，３２８，３３０゜３３２のそれぞれに、高域変換（ｕｐ　ｃｏｎｖｅｒｔｅｄ）されたＮ個の異なる周波数成分の１つのサンプルが含まれる。これらのＮ個の出力３２６，３２８，３３０，３３２は、フィルタ３３４，３３６，３３８，３４０　（つまり、ポストフィルタｆ、、ｆ、、ｆ１．ｆＮ）によってポストフィルタリングされる。これらのポストフィルタは、これらが離散的逆フーリエ変換器から入力を受信し、かつ並列に作動して整流器３５０への人力を形成するという点で、周知の離散的逆フーリエ変換ポストフィルタ・バンクにおける多相フィルタと同様に動作する。そうした多相フィルタ・バンクの一つが、前に引用した°’Ａ　Ｍｅｔｈｏｄ　ａｎｄ　Ｍｅａｎｓ　ｒｏｔＴｒａｎｓｍｕｌｌｉｐｌｅｘｉｎｇ　Ｓｉｇｎａｌｓ　Ｂｅｔｗｅｅｎ　ＳｉｇｎａｌＴｅｒｍｉｎａｌｓ　ａｎｄ　Ｒａｄｉｏ　Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ　Ｃｈａｎｎｅｌｓ”と称する１９９２年１０月２２日出願の米国特許出願第０７／９６６．６３０号に示され説明される。しかし、第５図および第６図に関連して述べるように、本願の好適な実施例の送信機構造は、多相フィルタではなく、変形カスケード積分器くし形フィルタを利用する。これらの変形ＣＩＣポストフィルタ３３４，３３６，３３８．３４０は、以下で述べるように、（式７）に類似した５次間数Ｘ（Ｍ［ＮＴ−ｋ］＋Δ）を実現する。Ｍは、ＩＦＦＴ出力の数、ａ、（Δ）＝ａ（ｋＭ−Δ）、であり、ここでＷΔ（Ｔ）は時間ＴにおけるＩＤＦＴの６番目の出力であり、次式のように表わされる。（式８）で、Ｘ　（Ｍ　［ＮＴ−ｋ］＋Δ）は送信機の出力であり、Δ′は時間のオフセットである。したがって、逆ＦＦＴの各枝（ｂｒａｎｃｈ）は、異なる時間オフセットに対応する。つまり、これは、整流器が処理後の逆ＦＦＴの枝から出力シーケンスを復元できることを意味する。さらに、Ａ　（ｋ）は、好適な実施例の受信機で先に述べたのと同じであることが望ましい。しがし、このＡ　（ｋ）を変更し、受信機の設計仕様とは異なる送信機の設計仕様に適合するように送信機のフィルタ応答を変更することができることを当業者には理解されたい。（式８）の変形５次Ｃ１ｃフイルタ計算式は、種々の異なる手段で実現することができる。しかし、第６図には、好適な実施例の５次変形ＣＩＣフィルタ設計を示す。第５図に示し、かつ先に述べた通り、この５次フィルタ設計を用いて、並列変形ＣＩＣポストフィルタ３３４，３３６゜３３８．３４０　（つまり、ｆ、、ｆ、、ｆ、、ｆＨ）のそれぞれを実現する。例として、以下に、第６図に示す変形ＣＩＣフィルタを、変形ＣＩＣフィルタ３４０（ｆＮ）として説明するが、好適な実施例の通信装置の送信機の変形ＣＩＣフィルタ３３４，３３６，３３８，３４０　（つまり、ｆ、。ｆ、、ｆ、、ｆＮ）のそれぞれが、実質的に同様の変形ＣＩＣフィルタ設計を実現することが望ましい。好適な実施例の変形ＣＩＣフィルタ３４０は、入力部で離散的逆フーリエ変換機３２４のＮ番目の出力３３２を受信する。このＮ番目の出力３３２は、５次差分器３５４（Δ）に入力される。差分器１９Ｂは、（弐８）内の関数の部分を実現する。好適な実施例の５次差分器３５４については、第８図に関連して上述した。次に、差分器３５４の結果３５６（つまり、差分器出力）は、補間装置３５８によってより高いサンプリング・レート（例えば、差分器３５４の結果３５６のサンプリング・レートの７倍）に高域変換した後、５次積分器３６２に入力される。このように結果３５６を補間することにより、（式８）のその後の部分をポストフィルタ３４０内でより高いサンプリング・レートで実現することができるので、個々の送信チャネルをさらに分離する（つまり、１つ以上の他のチャネルによって分離する）ことができるということを、当業者には理解されたい。５次積分器３６２は、補間後の差分器結果３６０内のビットを無限時限で積分して、（弐８）のＺ’　（ＮＴ−ｋ）を生成する。好適な実施例の５次積分器３６２については、第７図に関連して上述した。次に、積分器３６２の出力３６４は、乗算器３７４によって係数ａ。で目盛られる。同様に、積分器３６２の結果３６４は、遅延要素３６６によって１サンプル時間だけ遅延された後に、乗算器３７６によって係数ａ、で目盛られる。さらに、結果３６４の遅延版は、遅延要素３６６．３６８によって２サンプル時間だけ遅延された後、乗算器３７８によって係数ａ２で目盛られる。さらに、結果３６４の遅延版は、遅延要素３６６．３６８，３７０によって３サンプル時間だけ遅延された後、乗算器３８０によって係数ａ、で目盛られる。最後に、結果３６４の遅延版は、遅延要素３６６．３６８，３７０，３７２によって４サンプル時間だけ遅延された後、乗算器３８２によって係数８４で目盛られる。乗算器３７４，３７６．３７８，３８０．３８２から得られる目盛られた積分器出力はその後、このサンプルおよびその前の４つのサンプルに基づく目盛られた積分器出力が合計されるように（つまり、５次加算）、加算器３８４によって合計されることが望ましい。最後に、加算器３４８の結果は、ポストフィルタ３４０の出力として提供される。要素３６２，３６６．３６８，３７０，３７２，３７４゜３７６．３７８，３８０，３８２，３８４によって実施された積分、遅延、目盛、および合計関数は、代替的方法として、積分器３６２を加算器３８４の後に来るように移動することによって、本発明の範囲および精神から逸脱することなく実現できることを、当業者には理解されたい。それぞれの変形ＣＩＣポストフィルタ３３４，３３６゜３３８．３４０の出力３４２，３４４，３４６，３４８（つまり、事後調整済みディジタル化情報信号３４２，３４４．３４６．３４８）は、整流器３５０への入力を形成する。整流器３５０は、整流器３５０の出力３５２を介して、変形ＣＩＣポストフィルタ３４２，３４４，３４６゜３４８をデジタル−アナログ（Ｄ／Ａ）変換器３５４に有効に結合する。整流器３５０は、事後調整済みディジタル化情報信号３４２，３４４，３４６，３４８のそれぞれの部分を一つに合わせ、複合ディジタル化情報信号３５２を形成する（第５図にグラフで示す）。これは、整流器３５０の出力部３５０から出力される。複合ディジタル情報信号３５２′は、ディジタル−アナログ（Ｄ／Ａ）変換器３５４によって、複合アナログ送信信号３５６　（つまり、ベースバンド電気信号３５６）に変換される。次に、このベースバンド電気信号３５６は、望ましくない周波数成分を除去するために低域フィルタ３５８によって濾波され、調整済みベースバンド電気信号３６０になる。調整済みベースバンド電気信号３６０は、アップ・コンバータに人力される。このアンプ・コンバータは、ミクサ３６４、周波数可変局部発振器３６２．および帯域フィルタ３６８から成る。調整済みベースバンド電気信号３６０は、ミクサ３６４の一つの人力に有効に結合ダれ、発振器３６２の出力は、ミクサ３６４の別の入力に提供される。ミクサ３６４は、ベースバンド電気信号３６０を混合して、ＩＦ帯域電気信号３６６に高域変換する。次に、このＩＦ帯域電気イ３号３６６は、望ましくない周波数成分を除去するために帯域フィルタ３６８によって濾波され、調整済みＩＦ帯域電気信号３７０になる。調整済みＩＦ帯域電気信号３７０は、別のアップ・コンバータに入力される。このアップ・コンバータはミクサ３７４、周波数可変局部発振器３７２．および帯域フィルタ３７８から成る。電気信号３７０は、ミクサ３７４の一つの入力に有効に結合され、発振器３７２の出力はミクサ３７４のもう一つの入力に提供される。ミクサ３７４は、■Ｆバンド電気信号３７０を混合して、無線周波数（ＲＦ）帯域電気信号３７６に高域変換する。次に、このＲＦ帯域電気信号３７６は、望ましくない周波数成分を除去するために帯域フィルタ３７８にｉっで濾波され、調整済みＲＦ帯域電気信号になる。最後に、調整済みＲＦ帯域電気信号は、調整済みＲＦ帯域電気信号を相当の周波数帯域の電磁放射として増幅し、放出するアンテナ３８０のような装置によって出力することが望ましい。電磁放射を送信または放出するために、他のタイプの出力装置を使用することもできることを、当業者には理解されたい。例えば、導波管、同軸ケーブル、光ファイバ、または赤外周波数トランスデユーサを使用して、電磁放射を送信することができる。本発明は、代替的に、第１図ないし第６図に関連して、以下のように説明することもできる。ここで、第１図を参照して、通信受信装置を示す。この通信受信装置は、入力周波数帯域の一部分を捕捉および選択するために、周波数セレクタ機構１０２，１０６，１０８，１１２，１１６゜１１８．１２２を含むことが望ましい。周波数セレクタは、入力周波数帯域（例えば、アンテナ１００によって受信される）を電気信号に変換するトランスデユーサ（図示せず）を含むことが望ましい。この電気信号は次に、入力周波数帯域の特定部分内の捕捉電磁放射を表わす電気信号１０４の一部分を選択するフィルタ１０２め入力に提供される。さらに、この電気信号１０４　（つまり、周波数帯域の特定部分内の捕捉電磁放射を表わす電気信号）は、電気信号の中間周波数（Ｉ　Ｆ）帯域１１０、または、ベースバンド周波数１２０）に周波数変換することができる。この周波数変換は、第１段階、第２段階、またはさらなる段階プロセスを介して達成することができる。例えば、第２段階プロセスは、電気信号の選択された部分１０４をミクサ１０６の一つの入力に与え、かつ（予め決められたＩＦ周波数に設定された）局部発振器１０８の出力をミクサ１０６のもう一つの人力に提供する第１段階から成る。ミクサ１０６の出力は、局部発振器１０８の予め決められた周波数に近い周波数成分が優勢な低域変換された電気信号１１０である。この電気信号１１０は、望ましくない周波数成分を除去するために、帯域フィルタ１１２によって調整することができる。このフィルタ１１２の出力（つまり、調整後のＩＦ帯域電気信号１１２）は、次に第２段階に入力することができる。第２段階では、電気信号１１４が、ミクサ１１８および局部発振器１１６によって低域変換され、その後低域フィルタ１２２によって調整されて、ベースバンド電気信号１２４が生成される。このベースバンド電気信号１２４は、次に、ベースバンド電気信号１２４　（入力周波数帯域の選択部分を表わす）をディジタル化するアナログ−ディジタル変換器１２６に有効に結合される。次に、アナログ −ディジタル変換器１２６に有効に結合された整流器１３０が、入力周波数帯域のディジタル化部分１２８を多数のディジタル化信号部分に細分化する。整流器１３０に有効に結合された離散的フーリエ変換器１４８は、多数のディジタル化信号部分を離散的フーリエ変換することによって、多数のディジタル化チャネル信号１６６．１６８，１７０，１７２を生成する。離散的フーリエ変換器１４８は、多数のディジタル化信号部分を多数のディジタル化チャネル信号１６６．１６８，１７０，１７２に変換する前に、多数のディジタル化信号部分を事前調整するための信号調整器（ｓｉｇｎａｌ　ｃｏｎｄｉｔｉｏｎｅｒ）　１３２．１３４，１３６，１３８を有することが望ましい。信号調整器は、先に述べたように、変形カスケード積分器くし形（ＣＩＣ）フィルタまたは多相フィルタであってもよい。信号調整器１３２，１３４，１３６，１３８によって行なわれる事前調整は、信号特性（例えば、最適選択性。制御位相応答、または制御振幅応答）に関連して各ディジタル化信号部分を濾波することによって構成することが望ましい。最後に、離散的フーリエ変換器１４８に有効に結合された検出器は、多数のディジタル化チャネル信号１６６．１６８．１７０，１７２から少なくとも２つの情報信号を検出する。各情報信号は、周波数分割多元接続１時分側条元接続、または周波数ホッピング符号分割多元接続などの信号符号化およびチャネル化標準に従うことが望ましい。次に、第４図を参照して通信送信装置を示す。この通信送信装置は、多数の入力デイジタル化情報信号３００，３０２，３０４，３０６を離散的逆フーリエ変換することによって、多数のディジタル化信号３４２，３４４，３４６゜３４８を生成するために、離散的逆フーリエ変換器３２４を含むことが望ましい。各情報信号は、周波数分割多元接続１時分側条元接続、または周波数ホッピング符号分割多元接続などの信号符号化およびチャネル化標準に従うことが望ましい。離散的逆フーリエ変換器３２４は、多数の入力ディジタル化情報信号３００，３０２，３０４，３０６が多数のディジタル化信号３４２，３４４，３４６，３４８に離散的逆フーリエ変換された後で、多数のディジタル化信号３４２．３／１４，３４６，３４８を事後調整するために、信号調整器３３４，３３６，３３８，３４０を含むことが望ましい。この信号調整器３３４，３３６，３３８゜３４０は、先に述べたように、変形カスケード積分器くし形（ＣＩ　Ｃ）フィルタまたは多相フィルタであってもよい。信号調整器３３４，３３６，３３８，３４０によって行われる事後調整は、信号特性（例えば、最適選択性、制御位相応答、または制御振幅応答）に関連して各ディジタル化信号部分を濾波することによって構成することが望ましい。離散的逆フーリエ変換器３２４に有効に結合された整流器３５０は、多数のディジタル化信号３４２，３４４，３４６．３４８を結合して複合ディジタル化信号３５２を生成する。整流器３５０に有効に結合されたアナログ−ディジタル変換器３５４は、複合ディジタル化信号３５２から複合アナログ送信信号３５６を生成する。通信送信装置は、複合アナログ送信信号３５６を送信する周波数帯域の部分を選択するために、アナログ−ディジタル変換器３５４に有効に結合された周波数セレクタ機能３５８．３６２，３６４，３６８，３７２，３７４，３７８を含むことが望ましい。複合アナログ送信信号３５６は、複合アナログ送信信号３５６の送信される部分３６０を選択するフィルタ３５８の入力に提供されることが望ましい。複合アナログ送信信号３５６のこの選択部分３６０は、送信を促進するために、異なる周波数帯域（例えば、中間周波数（ＩＦ）帯域３６６または無線周波数（ＲＦ）帯域３７６）に周波数変換することができる。この周波数変換は、第１段階、第２段階、またはさらなる段階プロセスによって達成することができる。例えば、第２段階プロセスは、選択部分３６０をミクサ３６４の一つの入力に与え、かつ（予め決められたＩＦ周波数に設定された）局部発振器３６２の出力をミクサ３６４のもう一つの入力に提供する第１段階から成る。ミクサ３６４の出力は、局部発振器３６２の予め決められた周波数に近い優勢な周波数成分を有する複合アナログ送信信号３６６が高域変換される。この複合アナログ送信信号３６６は、望ましくない周波数成分を除去するために、帯域フィルタ３６８によって調整することができる。フィルタ３６８の出力（つまり、調整後のＩＦ帯域アナログ送信信号３７０）は次に、第２段階に入力してもよい。第２段階で、アナログ送イ８信号３７０は、ミクサ３７４および局部発振器３７２によつ、て高域変換され、その後、帯域フィルタ３７８によって調整され、ＲＦ帯域アナログ送信信号が生成される。最後に、周波数セレクタ機構３５８，３６２，３６４，３６８，３７２，３７４゜３７８に有効に結合された送信機構３８０は、一つの周波数帯域でＲＦ帯域アナログ送信信号を送信する。以上、本発明をある程度の具体例で説明し解説したが、実施例の開示は例として示したにすぎず、請求の範囲に記載する本発明の精神および範囲から逸脱することなく、部品Ｊ３よび段階の配列および組合せに多くの変化例を当業者によってもたらすことができる。

Claims

【特許請求の範囲】

１．ディジタル信号処理中にディジタル化信号を調整するための多数の調整手段から成るフィルタであって、前記各調整手段は前記ディジタル化信号の一部分を調整するために有効に一つに結合された積分器，少なくとも一つの差分器，および少なくとも一つの乗算器によって構成されることを特徴とする前記フィルタ。
２．（ａ）前記各調整手段の少なくとも一つの差分器であって、それぞれ前記積分器の出力に有効に結合された第１および第２差分器から成り、前記第２差分器が遅延要素を介して有効に結合された前記少なくとも一つの差分器；（ｂ）前記各調整手段の少なくとも一つの乗算器であって、前記第１および前記第２差分器にそれぞれ有効に結合し、前記第１および前記第２差分器から目盛られた出力を生成する、前記少なくとも一つの乗算器；および（ｃ）前記第１および前記第２乗算器に有効に結合された合計手段において、前記第１および前記第２乗算器の日盛られた出力から調整されたディジタル化信号の一部分を生成することをさらに含む前記各調整手段；によって構成されることを特徴とする請求項１記載のフィルタ。
３．（ａ）（ｉ）少なくとも２つの遅延要素を介して前記積分器の出力に有効に結合された第３差分器；および（ｉｉ）前記第３差分器に有効に結合され、前記第３差分器の目盛られた出力を生成する第３乗算器；から成る前記各調整手段；をさらに含む前記各調整手段、および（ｂ）前記第３差分器にさらに有効に結合され、前記第３乗算器の前記目盛られた出力から前記調整されたディジタル化信号の部分を生成する前記合計手段；によって構成されることを特徴とする請求項２記載のフィルタ。
４．（ａ）前記各調整手段の差分器の出力に有効に結合された前記各調整手段の積分器；（ｂ）前記各調整手段の前記少なくとも１つの乗算器は、第１および第２乗算器から成り、前記積分器に有効に結合され、前記積分器の目盛られた出力を生成し、前記第２乗算器が遅延要素を介して結合された前記少なくとも１つの乗算器；および（ｃ）前記第１および前記第２乗算器に有効に結合され、前記第１および前記第２乗算器の前記目盛られた出力から前記調整されたディジタル化信号の一部分を生成する、合計手段をさらに含む前記調整手段；によって構成されることを特徴とする請求項１記載のフィルタ。
５．（ａ）少なくとも２つの遅延回路を介して前記積分器の出力に有効に結合され、積分器の目盛られた出力を生成する、第３乗算器から成る前記各調整手段；および（ｂ）前記第３乗算器にさらに有効に結合され、前記第３乗算器の目盛られた出力から調整されたディジタル化信号の部分を生成する前記合計手段；によって構成されることを特徴とする請求項４記載のフィルタ。
６．（ａ）ディジタル化信号をその後のフーリエ変換のために事前調整する多数のフィルタリング手段であって、前記各フィルタリング手段は、積分器，少なくとも一つの差分器，および少なくとも一つの乗算器が一つに有効に結合され、前記ディジタル化信号の一部分を事前調整する前記多数のフィルタリング手段；および（ｂ）前記多数のフィルタリング手段に有効に結合され、ディジタル化チャネル信号を生成するフーリエ変換手段；によって構成されることを特徴とする通信受信装置。
７．（ａ）周波数帯域内の電磁放射を捕捉するための入力手段；および（ｂ）前記入力手段に有効に結合され、捕捉された電磁放射の一部分をディジタル化信号にディジタル化するディジタル化手段；によってさらに構成されることを特徴とする請求項６記載の通信装置。
８．前記フーリエ変換手段に有効に結合され、最適選択性，制御位相応答，および制御振幅応答から成る前記グループから選択される信号特性に関連して、前記ディジタル化チャネル信号をフィルタリングすることによって、前記ディジタル化チャネル信号から望ましくない信号を除去する、調整手段によってさらに構成されることを特徴とする請求項６記載の通信装置。
９．前記フーリエ変換手段に有効に結合され、前記ディジタル化チャネル信号内の情報信号を検出する、検出手段によってさらに構成されることを特徴とする請求項６記載の通信装置。
１０．（ａ）送信される多数のディジタル化情報信号から複合ディジタル化信号を生成するための逆フーリエ変換手段；および（ｂ）前記逆フーリエ変換手段に有効に結合され、後で送信するために前記複合ディジタル化信号を事後調整する、多数のフィルタリング手段であって、前記各フィルタリング手段は前記ディジタル化信号の一部分を事後調整するために一つに有効に結合された積分器，差分器，および少なくとも一つの乗算器から成る前記多数のフィルタリング手段；によって構成されることを特徴とする通信送信装置。
１１．前記逆フーリエ変換手段に有効に結合され、前記送信される多数のディジタル化情報信号を受信し、その後前記多数のディジタル化情報信号を前記逆フーリエ変換手段供する入力手段によってさらに構成されることを特徴とする請求項１０の通信装置。
１２．前記逆フーリエ変換手段に有効に結合され、前記複合ディジタル化信号を生成する前に、最適選択性，制御位相応答，および制御振幅応答から成る前記グループから選択される信号特性に関連して、各ディジタル化情報信号をフィルタリングすることによって、前記多数のディジタル化情報信号から望ましくない信号を除去する、調整手段によってさらに構成されることを特徴とする請求項１０記載の通信装置。
１３．（ａ）入力周波数帯域の選択部分をディジタル化するためのアナログーディジタル変換手段；（ｂ）前記アナログーデイジタル変換手段に有効に結合され、前記入力周波数帯域の前記ディジタル化された部分を前記多数のディジタル化信号部分に細分化する整流手段；（ｃ）前記コミュテート手段に有効に結合され、前記多数のディジタル化信号部分を離散的フーリエ変換することによって、多数のディジタル化チャネル信号を生成する、離散的フーリエ変換手段であって、前記多数のディジタル化信号部分を変形カスケード積分器くし形・フィルタによって事前調整するための調整手段から成る前記離散的フーリエ変換手段；および（ｄ）前記離散的フーリエ変換手段に有効に結合され、前記多数のディジタル化チャネル信号から少なくとも２つの情報信号を検出する検出手段；によって構成されることを特徴とする通信受信装置。
１４．前記調整手段が、最適選択性，制御位相応答，および制御振幅応答から成る前記グループから選択される信号特性に関連して、前記各ディジタル化信号部分をフィルタリングするための手段によって構成されることを特徴とする請求項１３記載の通信装置。
１５．前記各情報信号が、周波数分割多元接続，時分割多元接続，および周波数ホッピング符号分割多元接続から成る前記グループから選択される信号符号化およびチャネル化標準に従うことを特徴とする請求項１３記載の通信装置。
１６．（ａ）多数の入力ディジタル化情報信号を離散的逆フーリエ変換することによって多数のディジタル化信号を生成するための離散的逆フーリエ変換手段であって、前記多数のディジタル化信号を変形カスケード積分器くし形フィルタにより事後調整するための調整手段から成る前記離散的逆フーリエ変換手段；（ｂ）前記離散的逆フーリエ変換手段に有効に結合され、前記多数のディジタル化信号の部分を結合して複合ディジタル化信号を生成する整流手段；（ｃ）前記整流手段に有効に結合され、前記複合ディジタル化信号から複合アナログ送信信号を生成する、ディジタルーアナログ変換手段；および（ｄ）前記アナログーディジタル変換手段に有効に結合され、一つの周波数帯域で前記複合アナログ送信信号を送信する送信手段；によって構成されることを特徴とする通信送信装置。
１７．前記各情報信号が、周波数分割多元接続，時分割多元接続、および周波数ホッピング符号分割多元接続から成る前記グループから選択される信号符号化およびチャネル化標準に従うことを特徴とする請求項１６記載の通信装置。
１８．前記調整手段が、最適選択性，制御位相応答，および制御振幅応答から成る前記グループから選択される信号特性に関連して、前記各ディジタル化信号部分をフィルタリングするための手段によって構成されることを特徴とする請求項１６記載の通信装置。