KR970002238B1 - 신호 단말과 무선 주파수 채널 사이에서 신호를 변환다중화하기 위한 장치 및 방법 - Google Patents

신호 단말과 무선 주파수 채널 사이에서 신호를 변환다중화하기 위한 장치 및 방법 Download PDF

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KR970002238B1
KR970002238B1 KR1019940702232A KR19940072232A KR970002238B1 KR 970002238 B1 KR970002238 B1 KR 970002238B1 KR 1019940702232 A KR1019940702232 A KR 1019940702232A KR 19940072232 A KR19940072232 A KR 19940072232A KR 970002238 B1 KR970002238 B1 KR 970002238B1
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로버트 마크 해리슨
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모토롤라, 인크.
안쏘니 제이.살리, 주니어
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Abstract

내용없음.

Description

[발명의 명칭]
신호 단말과 무선 주파수 채널 사이에서 신호를 변환다중화하기 위한 장치 및 방법
[도면의 간단한 설명]
제1도는 본 발명에 따른 수신기의 블럭도.
제2도는 본 발명에 따른 데시메이팅 콤 필터의 동작을 반그래프적으로 나타낸 도면.
제3도는 본 발명에 따른 이산푸리에 변환 필터 뱅크의 동작을 반그래프적으로 나타낸 도면.
제4도는 본 발명에 따른 신호 처리를 스펙트럼 상에서 나타낸 도면.
제5도는 본 발명에 따른 고속 푸리에 변환 다위상 필터의 채널 출력의 위치를 결정하기 위한 환산표.
제6도는 본 발명에 따른 송신기의 블럭도.
제7도는 본 발명에 따른 송수신기의 블럭도.
제8도는 본 발명에 따른 보간 콤 필터 안에서의 신호 처리를 반그래프적으로 나타낸 도면.
제9도는 본 발명에 따른 위상 시프트를 갖는 데시메이팅 필터를 도시한 도면.
제10도는 본 발명에 따른 위상 시프트를 갖는 보간 필터를 도시한 도면.
[발명의 상세한 설명]
[발명의 분야]
본 발명의 통신 시스템에 관한 것으로, 특히 통신 시스템에서 다중 채널을 변환다중화(transmultiplexing)하는 장치 및 방법에 관한 것이다.
[발명의 배경]
디지탈 신호 처리 및 이러한 처리가 이루어지는 디지털 신호 프로세서가(DSP)가 공지되어 있다. DSP는 상당한 수의 샘플 파라미터들이 수집되어 통신되는 경우에는 언제나 전형적으로 사용된다. 이러한 경우 DSP는 저장되거나 수신측에 전송되는 신호의 샘플링(sampling) 및 인코딩(encoding)을 제어하기 위하여 사용된다. 비록 이 시스템이 통신 시스템용 음성 처리 분야에서 가장 많이 사용되고 있지만, 이 기술은 지질탐사나 기타 다차원(multi-dimensional) 데이타 수집 활동과 같은 기타 분야에서도 응용될 수 있다.
신호 수집 및 전송과 관련하여 DSP를 사용하는 것은 종종 단일 입력 신호에 제한된다. 전송 채널에서의 다중-입력 데이타 인코딩의 복잡성 및 DSP에서의 다중 채널 신호 처리의 계산상 복잡성 때문에 상기 단일 입력 포맷이 편리하다.
단일 전송채널과 관련하여 DSP는 채널 상의 제약에 상당히 신축적으로 적응할 수 있다. 공지된 샘플링 정리에 의하면 제1샘플링율로 수집된 데이타 샘플들은 정보의 손실없이 DSP 내에서 제2샘플링율로 복원될 수 있다[1983년 프렌티스-홀사(Prentice-Hall Inc.)가 발행한 크로키에러(Crochiere) 및 라비너(Rabiner)의 다중을 디지탈 신호 처리(Multirate Digital Signal Processing)의 20-21 페이지 참조].
샘플링율이 증가되는 경우, 증가된 샘플링율에서의 값들은 일반적으로 보간법(interpolation)이라는 처리를 통하여 얻어진다. 샘플릴을 n이 증가(n이 무한대로 접근)함에 따라, (샘플된 본래의 신호와 유사한) 연속신호가 발생된다.
샘플링율이 감소되는 경우, 그 처릴르 데시메이션(decimation)이라고 부른다. 잘 알려진 나이퀴스트 정리(Nyquist theorem)에 따르면, 데이메이션의 유일한 한계는 샘플된 신호에 존재하는 가장 높은 주파수의 2배 이하로 샘플링율이 감소 될 수 없다는 것이다.
데시메이션과 보간법에 부가하여, 샘플된 신호의 대역폭은 주파수가 제1주파수로부터 제2주파수로 천이될 수 있다. 예를 들어, 샘플된 신호는 제로-무선 주파수(zero-radio frequency;zero-rf) 기저 대역(basseband)으로부터 매체를 통한 수신지로의 전소을 위해 적합한 스펙트럼으로 주파수 천이될 수 있다(크로키에레 및 라비너의 다중율 디지탈 신호 처리의 48-56 페이지 참조).
수신측에서는, 인코드된 샘플 스트림(stream)를 포함하는 대역폭을 다시 기저 대역으로 주파수 천이시킬 수 있다. 샘플된 정보는 기저 대역에서 직접 복원될 수 있으며, 복원 시스템을 위해 보다 편리한 형식으로 데시메이트 또는 보간될 수도 있다.
디수의 샘플링 소스로부터의 데이타 스트림들은 다중 채널 인코딩 체계(scheme)하의 DSP에서 인토딩시키고, 전송 스펙크럼으로 천이시켜, 디코딩을 위해 수신측으로 정송할 수 있다. 이러한 다중채널 인코딩 체계가 K-채널 합성기(synthesizer)(인코더) 및 K-채널 분석기(analyzer)(디코더)가 기술된 크로키에레 및 라비너의 다중을 디지탈 신호 처리의 제7장(Chapter 7)에 기술되어 있다.
크로키에레 및 라비너에 의해 개시된 시스템에서는, 스펙트럼 상에서 각 채널들을 매우 근접하게 배치시키는 채널 적층 배열법(channel stacking arragement)에 의해 정보가 전달된다. 채널 적층의 2가지 형태(홀수형 및 짝수형)가 기술되어 있다. 두 가지 중의 어느 형태로 채널을 적층하더라도 채널 간격은 2채널 이하가 된다.
크로키에레 및 라비너에 의해 개시된 시스템이 상기된 대로 효율적이지만, 이러한 시스템들은 스펙트럼 상에서 분산되어 있는 신호들을 트랜스코드(transcode spectrally diverse signals)하는 능력이 제한되어 있다. 전송 스펙트럼 내에서 넓게 분산되어 있을 수 있는 선택된 채널들을 디코딩하는 방법이 정보 교환의 중용성 때문에 요구되고 있다.
[발명의 요약]
본 발명의 목적은 다수의 신호 단말(signal terminal)과 복수의 선택된 무선 주파수 채널 사이에서 복수의 신호들을 변환다중화하기 위한 장치 및 방법을 제공하는 것이다. 이 방법은 인접하지 않는 복수의 채널과 다위상 이산푸리에 변환 필터 뱅크(polyphase discrete Fourier transform filter bank) 사이에서 복수의 신호들을 주파수 천이시키고 콤 필터(comb filter) 내에서 필터링하는 단계 및 수단을 포함한다. 이 방법은 복수의 신호단말들과 다위상 이산푸리에 변환 필터 뱅크 안에 있는 콤 필터 사이에서 복수의 신호들을 주파수 분할 다중화 하는 단계를 더 포함한다.
[양호한 실시예의 상세한 설명]
다수의 샘플 스트림과 전송 스펙트럼의 선택된 채널 사이에서 변환다중화(transmultiplexing)하는 문제에 대한 해답은 이산푸리에 변환(Discrete Fourier transform : DFT) 필터 뱅크(filter bank)와 함께 데시메이팅 콤 필터(decimating comb filter)를 사용하는데 있다. 다중 채널 수신기의 경우, 콤필터는 선택된 채널들을 주파수 분할 다중(frequency division multiplex : FDM)형식으로 데시메이팅하는데, 이 형식은 DFT에서 더 데시메이팅된 후에 DFT 필터 뱅크 안에서 별개의 출력들로 분해될 수 있다. 송신기에서도 마찬가지로, 다수의 샘플 입력들이 DFT 필터 뱅크 안에서 결합될 수 있으며, 콤 필터 안에서 더 처리함으로써 전송 스펙트럼의 선택된 채널로 보간(interpolating)시킬 수 있다.
제1도는 일반적으로 본 발명의 한 실시예에 따른 다중 채널 수신기(10)의 블럭도이다. 이러한 수신기(10)은 셀룰러 통신 시스템[예를 들어, 모토롤라 주식회사의 AMPS(Advanced Mobile Phone Service) 셀룰러 무선 전화 시스템 또는 NAMPS(Narrowband Advanced Mobile Phone Service) 셀룰러 무선 전화 시스템]의 트래픽 채널 또는 제어 채널 상의 신호들을 수신하는데 사용될 수 있다. AMPS나 NAMPS 시스템의 기지국(base site)들에서 사용하기 위해 선택된 무선 주파수 채널들은 전형적으로 재사용(reuse) 패턴에 따라 선택된다. 이러한 재사용 패턴은 지리적으로 그리고 스펙트럼 상에서 채널을 분리하여 (예를 들어, 21 또는 24 채널) 기지국에 일단의 채널들(group of channels)을 할당함으로써 공통-채널 간섭(co-channel interference) 및 인접 채널 간섭을 감소시킨다. 본 발명에 따른 수신기(10)은 가장 근접한 후속 채널과 소정의 채널 간격을 각각 갖는 채널들로 된 선택된 일단의 채널들을 수신하고, 이 채널들을 디코딩(decoding)하여 선택된 일단의 채널들의 각 채널에 대하여 채널 출력(17)를 제공한다.
수신기(10)에는 안테나(18), 프리셀렉트 대역 통과 필터(preselect BPF)(11), 혼합기(mixer)(18 및 19), IF 대역 통과 필터(IF BPF)(12), 앨리어스 방지 대역 통과 필터(anti alias BPF)(13), 아날로그/디지탈(A/D)변환기(14), 콤필터(15) 및 다위상을 이산 푸리에 변환 필터 뱅크(DFT filter bank)(16)이 포함된다. 대역 통과 필터들(11, 12 및 13)의 대역폭은 선택된 출력 채널(17) 수의 함수로서 선택된다[예를 들어, 만일 출력 채널들의 수가 4이고, 채널 대역폭이 20㎑이고, 매 15번째 채널이 디코딩을 위해 선택된다면, BPT(11, 12 및 13)의 통과 대역은 4×20㎑×15=1.2㎒이다]. 본 발명을 쉽게 이해할 수 있도록, 출력 채널의 수를 4로 가정하기로 한다. 그러나, 소정의 실용적인 범위 안에서 본 발명에서의 채널 수는 임의의 수로 확장될 수 있다.
BPT(11, 12 및 13)에서의 대역 통과 필터링 및 혼합기(18 및 19)에서의 하향 변환(down converting)을 거친 후, 수신된 신호는 A/D 변환기(14)에서 샘플링된다. 나이퀴스트 정리에 따라 A/D 변환기(14)에서의 샘플링율은 수신된 신호의 가장 높은 주파수의 적어도 2배인 것으로 가정한다.
A/D 변환기(14)에서의 샘플링을 거쳐 샘플링된 신호 x는 원하지 않는 채널들을 콤 필터링에 의해 감쇠시키는 콤 필터(15)로 들어간다. 원하지 않는 채널들을 감쇠시킴으로써 다음 단계들의 계산상 복잡도가 감소된다.
제2도에 도시된 바와 같이 콤 필터에서 선택된 채널들은 선정된 주파수 변역 상의 위치로 주파수 천이(데시메이트)(15)된다(상기 다중율 디지탈 신호 처리의 32 페이지 참조). 도시된 대로, 채널들(0, 1, 2 및 3)은 각각의 측면이 레플리카(replica)들에 의해 둘러싸여져 기저 대역 위치로 천이 된다. 콤 필터(15)의 출력에서 채널들의 순서는 데시메이션이 콤 필터링된 신호에 주는 다음과 같은 효과를 조사함으로써 계산될 수 있다 :
여기에서 은 데시메이팅된 샘플율에 관한 주파수이고, D는 데시메이션 인자이다. 만일 데시메이션율과 콤 필터 내의 날의 수(number of teeth in the comb filter)가 공통 인수를 갖지 않는 다면, 상기 합에서 단지 1개의 항만이 감쇠되지 않게 된다(non-attenuated). 단지 1개의 항만이 감쇠되지 않는 경우, 그 항에 해당하는 채널에는 앨리어싱(aliasing) 에너지가 무시가능할 정도로만 존재하게 된다. 데시메이션 후의 주파수들의 위치는 관심있는 각각의 주파수에 상기 방정식을 적용하고, 원하는 주파수에 겹치는(aliases to the desired frequency) 단일의 주파수를 찾는 것에 의해 결정될 수 있다.
제2도에는 콤 필터(15) 안에서의 신호 처리가 반그래프적으로 도시되어있다. 콤 필터(제1도의 15) 안에서 입력 샘플 시퀀스(x(Ck+i))는 데시메이팅 필터들 (H1 내지 Hc)로 커뮤테이팅(communtate)되는데, 이는 시계방향 그리고 제1샘플율(Fs)로 이루어진다. 한편, 출력 신호들(z)가 제1샘플율을 데시메이션 계수에 의해 나눈값(Fs/D)과 동일한 제2샘플율로 발생된다. 본 발명에 따른 데시메이션 계수(D)는 데시메이션 전후의 샘플율의 비와 동일하다.
또한, 출력 신호들(z)는 제1샘플율을 데시메이션 계수에 의해 나눈 값의 율로 커뮤테이팅된다. 한편, 커뮤테이션이 항상 단위 증가 수열(unitary incremental progression)을 따르는 것은 아니다. 커뮤테이팅된 출력(z)의 커뮤케이팅된 새로운 분기(branch) 번호(y1 내지 yc)는 이전의 커뮤테이팅된 분기를 식별함으로써 결정된다. 본 발명에 따르면, 커뮤테이팅된 새로운 분기 번호는 과거의 분기 번호와 데시메이션 계수의 합을 분기들의 수로 모듈로(modulo) 연산한 것이다.
또한, 제2도에는 입력 신호(x)의 선택된 채널(0 내지 3)을 데시메이션하여 발생된 데시메이팅된 신호 대역폭 출력(z)가 그래프적으로 도시되어 있다. 도시된 바와 같이, 채널들(0 내지 3)은 선택된 주파수로부터 데시메이팅된 신호 대역폭으로 주파수 변환되며, 이 주파수 변환된 신호들의 레플리카들에 의해 둘러싸이게 된다.
데시메이팅 콤 필터 안에서의 신호 처리는 일반적으로 다음의 식을 통하여 나타낼 수 있다 :
yi(k)=f(x(Ck+i)), 여기에서, yi는 i번째 커뮤테이팅된 필터 출력이고, k는 샘플간격이고, f는 필터링 함수를 나타내고, x는 입력 신호이고, C는 선택된 채널의 수 또는 콤 필터 내의 날(teeth)의 수이고, i=0 내지 C-1이며, k=0 내지 ∞이다. 이 방정식은 다음과 같이 전개될 수 있다 :
여기에서, P는 각각의 콤을 필터에서의 계수들의 수이고, ap는 p번째의 콤 필터 계수이다.
콤 필터의 각각의 분기들의 데시메이팅 필터들은 서로 다른 데시메이션 위상들을 사용한다. 더욱 상세히 말하면, 각각의 필터내의 데시메이터(decimator)들은 서로 다른 순간에 샘플링한다. 분기 i의 필터들은 식α={iD/C} (여기에서, {a}는 a 보다 작거나 같은 가장 큰 정수)으로 기술될 수 있는 α(단위는 샘플) 만큼의 데시메이션 위상 오프셋을 제1분기에 대하여 갖는다. 데시메이션 위상 오프셋들은 전형적인 데시메이션 필터(제9도)를 참조하면 보다 잘 이해될 수 있다. 데시메이션 필터는 크로키에러의 상기한 책의 3장에 기술된 방법을 사용하여 만들 수 있다. 또한, 데시메이션 필터의 동작도 크로키에러의 상기한 책의 제3장에 상세히 기술되어 있다.α샘플의 데시메이션 위상 오프셋을 얻기 위해, 커뮤테이터(commutator)는 시계 방향으로 제1분기로부터 α분기에서 개시된다.
항 z로 표시되는 데시메이팅 콤 필터의 출력은 다음과 같이 정의된다 :
여기에서, %는 모듈로 나눗셈(modulo division)이고, {a}는 a보다 작거나 같은 가장 큰 정수이며, D는 데시메이션 계수이다.
제3도에는 DFT 필터 뱅크(16) 안에서 수행되는 신호 처리가 반그래프적으로 나타나 있다. 도시된 바와 같이, 다수의 FDM 통과 대역을 포함하는 입력 샘플 시퀀스는 필터들의 세트(set) (h0-h3)로 커뮤테이팅된다.
그 다음에, 필터들(h0-h3)의 출력은 이산 푸리에 변환을 거쳐 독립적인 채널 출력들(1 내지 4)를 결과로서 발생시킨다. DFT 필터 뱅크(16)에서의 신호 처리는 각각의 출력에서 다음과 같이 나타낼 수 있다 :
여기에서, yi(k)는 i번째 커뮤테이팅된 필터 출력(h0-h3)이고, fi는 i번째 필터 안에서의 필터링을 나타내고, x는 DFT 필터 뱅크(16) 입력이며, i=0 내지 C-1이며, k=0 내지 ∞이다. 상기 식 yi(k)는 다음과 같이 전개될 수 있다.
여기에서, ai p는 i번째 다위상 필터의 p번째 계수이다. DFT 필터 뱅크(16)의 출력(zi(k))는 입력에 대하여 다음과 같이 기술된다.
예로서, 20㎑ 넓이의 4채널들을 가지며 매 15번째 채널이 사용되는 (선택된채널 사이는 300㎑간격) 통신시스템을 설계한다. 각각의 20㎑의(선택 및 비선택된) 채널들 사이에는, 보호 주파수 대역(guard band)이 채널들을 3㎑씩 분리시킨다. 보호 주파수 대역은 유용한 대역폭을 채널 중앙의 각각의 측면으로부터 +/-7㎑확장시킨다.
이러한 시스템에서 동작하는 수신기는 신호를 [아날로그/디지탈(A/D) 변환기를 사용하여] 가장 높은 주파수 채널의 나이퀴스트율로 샘플링하여야 한다. 그러나, 앨리어스 방지 필터가 필터링된 영역과 필터링되지 않은 영역 사이에 천이 대역을 갖지않을 수 없기 때문에, 실제로는 A/D변환기가 나이퀴스트율로 샘플할 수는 없다. (앨리어스 방지 필터를 롤오프시키는 전형적인 샘플율(typical sample rate which account for anti alias filter roll off)은 요망되는 신호의 대역폭의 4배이다. ) 상기 예의 시스템은 300㎑ 간격의 4개의 20㎑ 채널들을 갖기 때문에, 4배 오버 샘플링(oversampling)하는 경우 A/D 율은 Fs=4.8㎒(4×15×4×20㎑)이 된다.
제4도에는 요망되는 채널들의 중앙이 Fs/4로 혼합된 전형적인 스펙트럼이 도시되어 있다. 도시된 스펙트럼에서, 대역폭의 중앙은 1.2㎒이고, 각각 0.6 및 1.8㎒의 상부 및 하부 대역 한계를 갖는다. 이러한 스펙트럼에서, 채널들(3 내지 6)은 디코딩될 채널들(요망되는 채널들)이다. 기타 채널들(1, 2 및 〉7)은 앨리어싱에 의해 신호 복원이 어렵게된 영역들에 있다.
콤/DFT 필터 뱅크 조합은 요망되는 채널인 적어도 이 4개의 양의 주파수 부분들을 분리하여 하향 변환(downconvert)시킬 수 있어야 한다. 그렇게 하기 위해서는 콤/DFT필터 뱅크 조합이 300㎑(Fs/16) 떨어진 (선택된 채널들의 채널 간격) 스펙트럼들을 식별할 수 있어야 한다. 300㎑ 떨어진 스펙트럼들을 식별하기 위해서는 DFT 필터 뱅크 및 콤 필터들이 Fs/16의 분해능(resolution)를 가져야 한다.
콤 필터들은 업샘플링된 저역 통과 필터(upsampled low pass filter)로 볼 수도 있다. 그러므로, 콤 필터는 콤 필터 내의 각각의 날의 요망되는 형상과 정합하는 저역 통과 필터의 원형(prototype)을 설계함으로써 만들 수 있다. 상기 예의 실시예에서, 샘플율은 4.8㎒이다. 상기 예의 실시예에는 관심있는 채널이 4개이며, A/D 오버샘플링율이 4이므로, 업샘플율(unsmaple rate)(또는 콤 필터 내의 날의 수)는 4×4 또는 16이다. 업샘플율로부터 각각의 콤 날의 대역폭은 대역폭(Fs)를 업샘플율(16)으로 나눔으로써 결정될 수 있는데, 그 결과는 300㎑가 된다. 그러므로, 저역 통과 필터의 원형이 300㎑의 샘플율로 설계된다.
콤 필터의 데시메이션율이 5의 값으로 선택된다. 그러므로, 콤 필터는 각각의 날의 대역폭을 5만큼 감소시킨다. 앨리어싱을 없애기 위해, 저역 통과 필터의 원형은 입력을 나이퀴스트율(30㎑)의 1/5에서 차단(cut off)시켜야 한다. 관심있는 신호가 7㎑연장되므로, 천이 대역은 7-30㎑까지 연장될 수 있다. 그러므로, 정규화된 천이 대역폭은 ΔF=23㎑/300㎑=0.0767이다.
콤 필터 계수들은 상기 피라미터들에 기초하여 얻어질 수 있다. 제1필터의 차수는 카이저 윈도우 설계(Kaiser windowed design)에서 요구되는 차수를 사용하여 얻을 수 있다. 카이저 윈도우의 경우, 차수는 O=(stop-7.95)/(14.36/ΔF)+1인데, 여기에서 스톱(stop)은 dB로 나타낸 스톱 대역 감쇠(stop band attenuation)(50)이고, ΔF는 정규화된 천이 대역폭(0.0767)이다. 치환하면, O=39의 필터 차수가 제공된다. 개시, 스톱 및 천이 대역들과 필터 차수가 주어지면, 임의의 수의 저역 통과 필터 설계 절차가 사용될 수 있다.
가장 일반적인 설계 절차 중의 하나로서 많은 소프트웨어 패키지들(예를 들어, the Matlab Signal Tool Box, by Math Works Inc., Natick, Massachusetts)에서 찾아볼 수 있는 레메즈 교환 절차(Remez exchange procedure)를 들 수 있다. Matlab 소프트웨어를 사용하면, 이예의 경우 필터는 입력으로서 식 f=remez(39,[0 7/150 30/150 1],[1 1 0 0]);를 사용하여 설계된다. (피라미터 입력의 상세한 방법은 Matlab 매뉴얼을 참조). 만일 구해진 결과들에 기초하여 볼 때, 스톱 대역(stopband)의 성능이 과도한 (부적당한) 경우에는 수용 가능한 필터가 얻어질 때까지 필터 차수를 높이거 낮출 수 있다.
또한, 다위상 필터 설계는 저역 통과 필터 원형들로부터 유도될 수 있지만, 좀 더 어렵다. 한편 다위상 필터의 경우에서는, 원형 저역 통과 필터가 설계되고, 그후 FFT의 점(point)들의 수만큼 데시메이팅되어 각각의 채널 입력에 대해 서로 다른 다위상 필터들을 형성한다. FFT의 점들의 수는 콤 필터 내의 분기들의 수와 동일하다.
상기 설계된 콤 필터를 사용하면, 다위상 DFT필터 뱅크는 Fcomb=Fs/5=960㎑의 입력샘플율(Fcomb)를 갖는다. 이 율이 (상기) 콤 필터의 출력 샘플율을 결정한다. 다시, 요망되는 신호는 7㎑로 연장하여, 필터의 차단 주파수(cut-off frequency)를 결정한다. 스톱대역은 각각의 채널의 나이퀴스트율(10㎑)이하에서 시작하여야 하므로, 천이 대역은 3㎑가 된다. 카이저 윈도우 설계 절차를 사용하면, 필터 차수는 O=(stop-7.95)/(14.36/ΔF)+1=938이다. 다위상 필터들이 동일한 크기를 갖는 것이 편리한테, 이는 필터 차수가 FFT 점들의 수의 배수일 것을 요구한다. 결국, 차수는 (59×16)-1=943으로 설정된다(차수가 943인 필터에는 944개의 계수들이 있음에 주목하여야 한다). Matlab에서의 Remez 서부루틴 호출(subroutine call)은 식 f=remez(43, [0 7/480 10/480 1], [1 1 0 0]; 을 갖는다.
(FFT의 16개의 입력들에 대응하는) 16개의 서로 다른 다위상 필터들 각각은 원형 저역 통과 필터를 데시메이팅하고 데시메이팅된 각 위상의 계수들을 그대로 사용(retain)함으로써 얻을 수 있다. Matlab 소프트웨어에 대한 예적인 프로그램은 다음과 같다 :
여기에서, N은 각각의 다위상 필터의 차수이고, M은 FFT 내의 점들의 수이고, rho는 다위상 필터 계수들의 매트릭스이고, i는 각각의 필터에 대해 서로 다른 위상으로 M 만큼 데시메이팅된 각각의 필터계수이다.
채널들(입력 대 출력)의 위치를 계산하는데, (상기) 식, Y()이 사용된다. 콤 필터는 입력 스펙트럼을 재정렬하므로, FFT 출력 배열과 채널 배열은 일반적으로 동일하지 않다. 콤 데시메이션 방정식을 적용하면, 채널 3∼6이 제5도에 나열된 FFT 출력들에 대응하는 것을 알 수 있다. (제1 FFT 출력은 0으로하고, 마지막 FFT 출력은 15로 기재하였음에 주목하여야 한다). 16개의 FFT 출력들중 단지 4개만이 유용한 채널이므로, 그 4개의 채널만 계산하면 된다. 4개의 채널을 발생하는 하향 변환기가 제5도에 다이어그램으로 표시되어 있다.
제공된 상기 예들이 본 발명에 따른 수신기의 구성에 대한 통찰을 제공하므로, 본 기술 분야에 숙력된 자들은 이러한 프로세서를 다위상을 필터 뱅크 및 콤 필터를 사용하는 송신기의 구성에도 쉽게 응용할 수 있을 것이다. 제6도에는 본 발명에 일반적으로 따르는 송신기(20)이 도시되어 있다. 송신기(20)은 DFT 필터 뱅크 합성기(synthesizer, 21), 보간 콤 필터(22), 디지탈/아날로그 변환기(23), 복원 대역통과 필터(24), 혼합기(25 및 27), IF 대역 통과 필터(26) 및 송신 필터(28)를 포함한다.
이 송신기(20)은 입력 단말(29)에서 다수의 신호를 수신하고, 다위상 필터 뱅크 합성기(21)안에서 제3도의 우측에 도시된 입력 신호(Y1-Y4)들을 제3도 좌측의 주파수 번역 그래프에 도시된 대역 통과 위치들로 주파수 천이시킨다. [양호한 실시예에서, 다위상 필터 뱅크 합성기(21)은 FFT 대신에 역 고속 푸리에 변환을 사용하여 실현된다. ] 제3도의 대역 통과 신호들에는 천이된 신호들의 레플리카(제3도에 도시되지 않음)들이 포함된다.
천이된 신호들의 레플리카는 전송 스펙트럼의 선택된 주파수로 주파수 천이 되기 전에 보간 콤 필터(22)에서 감쇠된다. 이러한 과정이 제8도에 반그래프적으로 도시되어 있다. 제8도에 있어서, 다위상 필터 뱅크 합성기(21)로부터의 신호들(0-3) 및 레플리카들(0-3)(z)는 레플리카들(0-3)이 감쇠하고 원하는 채널들이 주파수 천이 되는 필터들(H1-Hc)로 커뮤테이팅된다.
보간 콤내의 보간 필터들은 서로 다른 보간 위상들을 사용한다. 보간 필터들은 식α={iD/C} (여기에서, {a}는 a보다 작거나 같은 가장 큰 정수로 보인 상술한 데시메이팅 필터들에서와 동일하게 분기번호(branch number)에 따른 오프셋(α)을 갖는다. 보간 위상 오프셋들은 전형적인 보간 필터(제10도)를 참조하면 보다 잘 이해될 수 있다. 다위상 보간 필터들이 크로키에러의 상기한 책의 3장에 기술되어 있다. α샘플의 보간 위상 오프셋을 얻기 위해, 커뮤테이터는 시계 방향으로 제1분기로부터 α분기에서 개시된다.
보간 콤 필터에서의 신호 처리의 일반적인 형태는 다음과 같다.
여기에서, i=0 내지 C-1이고, k=0 내지 ∞이고, j=0 내지 C-1이고, n=0 내지 ∞이고, x는 콤 필터 출력이고, Y는 콤의 i번째 분기에 대한 입력이고, U는 콤의 보간율이고, C는 채널들의 수 또는 콤 내의 날의 수이고, n은 임의의 콤 필터 분기의 출력에서의 시간 지수 또는 출력 커뮤테이터가 콤의 모든 분기들을 지난간 횟수이고, %는 모듈로 나눗셈이고, {b}는 b보다 작거나 같은 가장 큰 정수이며, k는 입력 커뮤테이터가 콤의 각각의 분기에 샘플을 준 횟수이다.
위 식은 콤 필터 출력 z에 대해 다음과 같이 풀려질 수 있다 :
여기에서, f는 필터링이다. 이 식은 다음과 같이 전개될 수 있다.
여기에서, am은 콤 필터의 m번째 계수이고, N은 각각의 콤 필터의 계수들의 수이다.
수신기(10) 및 송신기(20)은 결합되어 제7도에 도시된 것과 같이 송수신기(30)이 될 수 있다. 이러한 송수신(30)은 다위상을 필터 및 상술한 콤필터 배열들을 사용함으로써 신호 단말들(17 및 29)와 전송 스펙트럼의 선택된 채널들 사이에서 신호를 교환한다.

Claims (10)

  1. 복수의 신호 단말과 복수의 선택된 무선 주파수 채널 사이에서 복수의 신호들을 변환다중화(transmultiplexing) 시키는 방법에 있어서, 상기 복수의 선택된 채널과 이상 푸리에 변환 필터 뱅크 (discrete Fourier transofrm filter bank) 사이에서 상기 복수의 신호들을 주파수 천이 시키고 콤 필터 (comb filer)안에서 필터링하는 단계; 및 상기 복수의 신호 단말들과 이산 푸리에 변환 필터 뱅크 안에 있는 콤 필터 사이에서 상기 복수의 신호들을 주파수 분할 변환다중화(frequency division transmultiplexing) 시키는 단계를 포함하는 변환다중화 방법.
  2. 제1항에 있어서, 상기 이산 푸리에 변환 필터 뱅크로서 다위상 (polyphase) 이산 푸리에 변환 필터 뱅크를 사용하고, 상기 콤 필터로서 보간 콤 필터를 사용하여, 상기 복수의 신호 단말들과 상기 복수의 선택된 채널들 사이에서 복수의 신호들을 인코딩(encoding) 하는 단계를 더 포함하는 변환다중화 방법.
  3. 제1항에 있어서, 상기 이산 푸리에 변환 필터 뱅크로서 다위상 이산 푸리에 변환 필터 뱅크를 사용하고, 상기 콤 필터로서 보간 콤 필터를 사용하여, 상기 복수의 선택된 채널들과 상기 복수의 신호 단말들 사이에서 복수의 출력 신호들을 디코딩(decoding)하는 단계를 더 포함하는 변환다중화 방법.
  4. 복수의 신호 단말과 복수의 선택된 통신 주파수 채널 사이에서 복수의 신호들을 변환다중화시키기 위한 장치에 있어서, 상기 복수의 선택된 채널과 이산 푸리에 변환 필터 뱅크 사이에서 상기 복수의 신호들을 콤 필터링 하고 주파수 천이 시키기 위한 수단; 및 상기 복수의 신호 단말들과 이산 푸리에 변환 필터 뱅크 안에 있는 콤 필터 사이에서 상기 복수의 신호들을 주파수 분할 변환다중화 시키기 위한 수단을 포함하는 변환다중화 장치.
  5. 제4항에 있어서, 상기 이산 푸리에 변환 필터 뱅크로서 다위상 이산 푸리에 변환 필터 뱅크를 사용하고, 상기 콤 필터로서 보간 콤 필터를 사용하여, 상기 복수의 신호 단말들과 상기 복수의 선택된 채널들 사이에서 복수의 신호들을 인코딩하기 위한 수단을 더 포함하는 변환다중화 장치.
  6. 제4항에 있어서, 상기 이산 푸리에 변환 필터 뱅크로서 다위상 이산 푸리에 변환 필터 뱅크로서 다위상 이산 푸리에 변환 필터 뱅크를 사용하고, 상기 콤 필터로서 보간 콤 필터를 사용하여, 상기 복수의 선택된 채널들과 상기 복수의 신호 단말들 사이에서 복수의 출력 신호들을 디코딩하기 위한 수단을 더 포함하는 변환다중화 장치.
  7. 다수의 이산 정보 채널을 포함 하는 입력 샘플 시퀀스를 콤 필터링하고 데시메이팅(decimating)하는 방법에 있어서, 제1샘플율 (first sample rate)에서 상기 이산 정보 채널의 수와 동일한 복수의 데시메이팅 필터로 상기 입력 샘플 시퀀스를 커뮤테이팅(commutating) 하는 단계; 상기 커뮤테이팅 된 신호를 상기 각각의 데시메이팅 필터 안에서 데시메이션 계수만큼 데시메이팅하는 단계; 및 상기 제1샘플율을 상기 데시메이션 계수로 나눈 값과 동일한 제2샘플율로 상기 필터들의 출력을 커뮤테이팅하되, 커뮤테이팅되는 분기 번호는 과거의 분기 번호와 상기 데이메이션 계수의 합을 상기 이산 정보 채널의 수로 모듈한 (modulod the number of discrete information channels) 값과 동일하게 커뮤테이팅하는 단계를 포함하는 콤 필터링 및 데시메이팅 방법.
  8. 다수의 이산 정보 채널을 포함하는 입력 샘플 시퀀스를 콤 필터링하고 데시메이팅하기 위한 장치에 있어서, 제1샘플율에서 상기 이산 정보 채널의 수와 동일한 복수의 데시메이팅 필터로 상기 입력 샘플 시퀀스를 커뮤테이팅 하기위한 수단; 상기 커뮤테이팅 된 신호를 상기 각각의 데시메이팅 필터 안에서 데시메이션 계수만큼 데시메이팅하기위한 수단; 및 상기 제1샘플율을 상기 데시메이션 계수로 나눈 값과 동일한 제2샘플율로 상기 실질적으로 동일한 필터들의 출력을 커뮤테이팅하되, 커뮤테이팅 되는 새로운 분기 번호는 이전의 분기번호와 상기 데시메이션 계수의 합을 상기 이산 정보 채널의 수로 모듈한 값과 동일하게 커뮤테이팅하기 위한 수단을 포함하는 콤 필터링 및 데시메이팅 장치.
  9. 다수의 이산 정보 채널을 포함하는 입력 샘플 시퀀스를 콤 필터링하고 보간(interpolating) 하는 방법에 있어서, 제1샘플율에서 상기 이산 정보 채널의 수와 동일한 복수의 보간 필터로 상기 입력 샘플 시퀀스를 커뮤테이팅하되, 커뮤테이팅되는 새로운 분기 번호는 이전의 분기 번호와 보간 계수의 합을 상기 이산 정보 채널의 수로 모듈한 값과 동일하게 커뮤테이팅하는 단계; 상기 커뮤테이팅 된 신호를 상기 각각의 보간 필터 안에서 보간 계수만큼 보간하는 단계; 및 상기 제1샘플율에 상기 보간 계수를 곱한 값과 동일한 제2샘플율로 상기 실질적으로 동일한 필터들의 출력을 커뮤테이팅하는 단계를 포함하는 콤 필터링 및 보간 방법.
  10. 다수의 이산 정보 채널을 포함 하는 입력 샘플 시퀀스를 콤 필터링하고 보간 하기 위한 장치에 있어서, 제1샘플율에서 상기 이산 정보 채널의 수와 동일한 복수의 보간 필터로 상기 입력 샘플 시퀀스를 커뮤테이팅하되, 커뮤테이팅 되는 새로운 분기 번호는 이전의 분기 번호와 보간 계수의 합을 상기 이산 정보 채널의 수로 모듈한 값과 동일하게 커뮤테이팅하기 위한 수단; 상기 커뮤테이팅 된 신호를 상기 각각의 보간 필터 안에서 보간 계수만큼 보간하기 위한 수단; 및 상기 제1샘플율에 상기 보간 계수를 곱한 값과 동일한 제2샘플율로 상기 필터들의 출력을 커뮤테이팅 하기 위한 수단을 포함하는 콤 필터링 및 보간 장치.
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