KR0149893B1

KR0149893B1 - 주파수 대역내 전자기 방사 수신 방법 및 장치

Info

Publication number: KR0149893B1
Application number: KR1019940703974A
Authority: KR
Inventors: 미카엘 디. 코친; 죠셉 슐러
Original assignee: 안쏘니 제이. 살리 주니어; 모토롤라 인크.
Priority date: 1993-03-08
Filing date: 1994-02-07
Publication date: 1999-05-15
Also published as: WO1994021071A1; CA2117797A1; SE9403796L; KR950701483A; SE9403796D0; TW255077B; CA2117797C; US5412690A

Abstract

본 발명에서는 주파수 대역내의 전자기 방사를 수신하는 방법 및 장치를 제공한다. 수신은 주파수 대역내의 전자기 방사를 인터셉트하여 이를 전기 신호로 변환함으로서 달성된다(102). 이어서, 전기 신호(102)의 일 부분은 디지탈 신호(112, 113, 114)로 디지탈화된다(104). 각각의 디지탈화된 신호(112, 113, 114)는 주파수 대역의 일부분내의 인터셉트된 전자기 방사를 나타낸다. 마지막으로, 합성 디지탈 신호(118)는 적어도 두 개의 디지탈 신호(112, 113, 114)로부터 발생된다(116). 양자택일적으로, 수신 과정은 주파수 대역의 일부분내의 제1 전자기 방사(192)를 인터셉트하고 주파수 대역의 다른 부분내의 제2 전자기 방사(194)를 인터셉트하여(190) 증배될 수 있다. 이어서, 제1 및 제2 전자기 방사(192, 194)는 합성 전자기 방사 파형(198)으로 결합된다(196). 합성 전자기 방사 파형(198)은 합성 디지탈 신호(118)를 형성하는 디지탈 신호(206, 208)로 처리될 수 있는 전기 신호로 변환된다.

Description

[발명의 명칭]

주파수 대역내 전자기 방사 수신 방법 및 장치

[발명의 상세한 설명]

[발명의 분야]

본 발명은 주파수 대역내의 전자기 방사를 디지탈화하는 수신기에 관한 것으로, 특히 인터셉트(intercept)된 전자기 방사를 나타내는 복수의 디지탈 신호로부터 동일한 수신 회로를 가지고, 협대역 및 광대역 정보 신호들을 검출하는 다채널 수신기에 관한 것이다.

[발명의 배경]

일반적으로 통신 시스템용 수신기는 광범위하게 변하는 대역폭을 가지고 특정 주파수 범위내에 있을 수 있는 복수의 신호 중 한 신호를 수신하도록 동조되게 설계된다. 이 분야의 통상의 지식을 가진자라면 상기 수신기들은 요구되는 주파수 대역 범위내의 전자기 방사를 인터셉트하여 이를 전기 신호로 변환시킨다는 것을 알 것이다. 전자기 방사는 안테나, 도파관, 동축, 케이블, 광섬유, 트랜스듀서를 포함하는 여러 가지 형태의 장치들에 의해 수신기로 입력될 수 있다. 적당한 필터링 기술을 통해서 전기 신호 중 요구되는 부분이 선택되고 이어서 아날로그 또는 디지탈 신호 처리 기술에 의해서 처리된다.

상기 통신 시스템 수신기는 협대역 또는 광대역 신호로 알려진 신호를 수신할 수 있지만, 일반적으로 이러한 수신기는 상이한 대역폭을 갖는 수신 신호 각각에 대해 중복되는 회로를 이용하고 있다. 따라서, 이러한 수신기에 있어서, 협대역 신호는 협대역 필터를 통해서만 통과되면 광대역 신호는 단지 광대역 필터를 통해서만 통과된다. 이어서 각 필터의 출력은 수신기에 대해 요구되는 동작 모드에 의존하여 선택된다. 이런 류의 수신기의 단점은 상이한 대역폭을 갖는 요구되는 수신 신호 각각에 대해 회로들이 중복하여 있어야 한다는 것이다. 더우기, 필터링 단과 신호처리 단들이 적절히 설계될 수 있도록 각각의 요구되는 신호의 대역폭을 미리 알고 있어야 한다. 특정 채널 대역폭용으로 수신기가 설계되었으나 예상치 않았던 상이한 대역폭(즉, 상이한 신호 코딩 및 채널화 표준안)을 요구하는 새로운 통신 서비스가 후에 도입되었다면, 이 때 상기 새로운 대역폭을 지원할 수 있는 완전히 새로운 수신기를 설계하여 사용할 필요가 있게 된다.

협대역 또는 광대역 중 어느 하나를 수신할 수 있는 다른 형태의 대안적인 수신기 구조가 가능하다. 이러한 수신기는 나이키스트 기준(즉, 디지탈화한 대역폭의 적어도 두배의 샘플링 비로 디지탈화하는 것)에 따라서 광대역 신호를 확실하게 데지탈화시킬만큼 충분히 높은 샘플링 비로 동작하는 디지타이저를 이용할 수 있다. 이어서, 상기 디지탈화된 광대역 신호는 바람직하기로는 디지탈 신호처리 기술을 사용하여 처리된다. 통상 디지타이저는 광대역 신호를 통과시키기에 충분히 넓은 앤티얼라이징(anti-aliasing) 필터를 또한 포함한다. 따라서, 수신기는 근본적으로 광대역 검출기 또는 디지타이저를 사용하는 것으로서 설계된다.

포스트(post) 디지타이저 디지탈 신호 처리 알고리즘으로 디지타이저의 단일 출력을 처리함으로써, 어떠한 필터링 또는 검출기준이 요구된다 하더라도 이에 대해 광대역 신호를 조작하도록, 그리고 다채널 협대역폭 수신기를 동작시키는 한 세트의 협대역 필터 및 관련된 알고리즘이 상기 단일의 디지탈화된 출력에 적용되도록 한다. 이러한 구조는 복수의 출력을 제공하기 위한 협대역폭 필터 뱅크에 연결되는 수신기내의 단일 광대역 프론트 앤드(front end)와 근본적으로 동등한 것이다. 이 분야에 통상의 지식을 가진자는 아는 바와 같이, 이러한 류의 수신기 구조를 제공하는 한가지 가능한 기술은 다지탈화한 후 일련의 인접한 협대역 필터들을 합성하도록 이산 프리에 변환(DFT;Discrete Fourier Transforms) 또는 유사한 디지탈 필터링 기술을 사용하는 것이다.

상기한 수신기가 갖는 단점으로서 수신기의 디지타이저부는 합성(composite)대역폭을 포함하는 개개의 인접한 협대역 채널들을 합한 것과 동일한 수신된 합성채널의 최대 대역폭에 대하여 나이키스트 기준이 확실하게 만족될 만큼 충분히 높은 샘플링 비를 가져야만 한다는 것이다. 광대역폭 신호가 충분히 넓다면, 디지타이저는 매우 비싸게 되며, 상당한 양의 전력을 소비하게 된다. 더우기, 높은 다이나믹 랜지(dynamic range)를 요구하는 고 수행능력의 수신기는 단지 저 레벨의 의사 신호(spuriou signals)들을 내부적으로만 발생시키기 위해서 통상 디지타이저를 또한 필요로 한다. 이러한 낮은 의사 신호 요구는 실제적인 광대역 디지타이저로는 달성하기 어려운 것으로, 특히 수신할 신호 개개의 단일 파워 레벨의 변화가 잠재적으로 큰 이러한 신호를 다수 입력하는 디지타이저인 경우 어렵게 된다. 더우기, DFT 필터링 기술에 의해 생긴 처널들은 통상 서로 이웃하여 있어야 하며, 이 자체로서 수신기가 동작될 수 있고 여전히 복수의 협대역폭 채널들을 처리할 수 있는 최대 대역폭은 반드시 협대역폭 채널의 가능한 수의 N배로 제한된다.

그러므로, 동일한 수신회로를 가지고, 한 채널내의 광대역 신호를 수신할 수 있으며 대응하는 채널들내의 복수의 협대역 신호들을 수신할 수 있는 수신기가 필요하다. 이러한 수신회로는 바람직하기로는 저 레벨의 의사 잡음 제약을 갖는 높은비(rate)의 디지타이저 사용을 피해야 한다. 상기 수신회로는 또한 바람직하기로는 요망하는 중심 주파수를 갖는 개개의 협대역 채널에 수신기를 독립적으로 동조시킬 것이다. 더우기, 협대역 채널 수신은 개개의 수신기 출력을 협대역 채널로서 사용될 수 있게 하거나 또는 출력을 서로 결합하여 하나의 광대역 채널을 합성하도록 구성되어야 한다.

이러한 융통성 있는 수신기 구조는 예를들면 이상적으로는 셀룰라 무선 통신 시스템에 적합할 것이다. 현재, 셀룰라 조작자들은 하나 또는 그 이상의 정보 신호 코딩 및 채널화 표준안(예를들면, 공중 인터페이스 표준안)에 따라서 그들 셀룰라 시스템내의 서비스 지역들을 운영하기 위한 계획을 개발 중에 있다. 셀룰라 조작자들이 현재의 수신기 설계 기술을 사용한다면, 새로운 정보 신호 코딩 및 채널화 표준 각각에 대한 새로운 수신기가 설계 및 구현되어야 할 것이다. 그러나, 좀 더 나은 통신 서비스를 받으려면 증대되는 요구를 좀더 신속하게 만족시키기 위해 새로운 표준안을 채택하도록 셀룰라 조작자들이 압력을 받는다고 하는 이러한 앞으로의 있을 만한 사업 분위기와 현재의 분위기에서 상기한 접근은 적절하지 않을 수 있으며, 또는 극히 적어도 비용 효율적이 아니다. 이러한 압력의 결과로서, 셀롤라 조작자들은 이들의 서비스 지역내에서 각각의 타입의 정보 신호에 대한 분리된 수신호로보다는 동일한 수신회로로 특정 주파수 대역내의 전자기 방사로서 나타날 수 있는 하나 또는 그 이상의 다른 타입의 정보 신호들을 동시에 수신하도록 의도대로 재구성될 수 있는 수신기를 전개하는 것이 바람직하다는 것을 알 것이다. 이들 정보 신호들은 주파수 분할 다중 억세스 신호, 시분할 다중 억세스 신호, 주파수 호핑(hopping) 코드 분할 다중 억세스 신호, 또는 다이렉트 시퀀스 코드 분할 다중 억세스 신호(direct sequence code division multiple access signals)로서 코드화 및 채널화 될 수 있다. 이러한 코딩 및 채널화가 인정되고 제안된 표준안 중 몇몇은 특정의 이름이 부여되어 있으며. 이에는 진보된 이동 전화 서비스(AMPS;Advanced Mobile Phone Service), 협 진보된 이동 전화 서비스(NAMPS;Narrow Advanced Mobile Phone Service), 토탈 억세스 통신 시스템(TACS;Total Access Communication System), 일본 토탈 억세스 통신 시스템(JTACS;Japanese Total Access Communication System), 미국 디지탈 셀룰라(USDC;United States Digital Cellular), 일본 디지탈 셀률라(JDC;Japan Digital Cellular), 그룹 스페셜 이동(GSM;Groupe Special Mobile), 다이렉트 시퀀스 확산 스펙트럼(DS-SS;Direct Sequence Spread Spectum), 주파수 호핑 확산 스펙트럼(FH-SS;Frequency Hopping Spread Spectrum), 무선 전화 2(CT2;Cordless Telephone 2), 무선 전화 2 플러스(CT2Plus;Cordless Telephone 2 Plus), 무선 전화 3(CT3;Cordless Telephone 3)가 포함된다.

[발명의 요약]

한 주파수 대역내의 전자기 방사를 수신하는 방법 및 장치가 제공된다. 수신은 상기 주파수 대역내의 전자기 방사를 인터셉트하여 이를 전기 신호로 변환함으로써 달성된다. 이어서, 전기 신호의 일부분은 디지탈 신호로 디지탈화 된다. 각각의 디지탈 신호는 주파수 대역의 한 부분내의 인터셉트된 전자기 방사를 나타낸다. 마지막으로, 합성 디지탈 신호는 적어도 디지탈 신호 중 2개의 신호로부터 발생된다. 대안으로, 수신 처리는 주파수 대역의 한 부분내의 제1 전자기 방사를 인터셉트하고 주파수 대역의 또 다른 부분내의 제2 전자기 방사를 인터셉트하므로서 중배(enhance)된다. 이어서, 상기 제1 및 제2 전자기 방사는 합성 전자기 방사 파형으로 결합된다. 합성 전자기 방사 파형은 합성 디지탈 신호를 형성하는 디지탈 신호들로 처리될 수 있는 전기 신호로 변환된다.

[도면의 간단한 설명]

제1도는 본 발명에 따른 바람직한 실시예의 수신기를 도시한 블록도.

제2도는 제1도에 나타낸 실시예에서 사용하기 위한 본 발명 실시예에 따른 디지타이저를 도시한 블록도.

제3도는 제1도에 나타낸 실시예에서 사용하기 위한 본 발명의 또다른 실시예에 따른 디지타이저를 도시한 블록도.

제4도는 제1도에 도시한 실시예에설 사용하기 위한 본 발명의 또다른 실시예에 따른 디지타이저를 도시한 블록도.

제5도는 제1도에 나타낸 실시예에서 사용하기 위한 본 발명의 실시예에 따른 디지탈 결합기를 도시한 블록도.

제6도는 본 발명에 따른 바람직한 실시예에 따라 주파수 대역으로부터 인터셉트된 전자기 방사로부터 얻어진 전기 신호에 대한 주파수 영역의 표현을 도시한 도면.

제7도는 광대역 채널을 형성하도록 본 발명에 따른 바람직한 실시예에 따라 결합된 10개의 아날로그 협대역 중첩 채널에 의해 중첩된 제6도의 전기 신호에 대한 주파수 영역의 표현을 도시한 도면.

제8도는 본 발명에 따른 바람직한 실시예에 따라 제6도에 나타낸 전기 신호의 일부분이 제7도에 나타낸 각각의 아날로그 협대역 중첩 채널에 의해 수신되는 것을 도시한 도면.

제9도는 본 발명에 따른 바람직한 실시예에 따라 한 주파수 대역으로부터 인터셉트된 전자기 방사를 수신하는 방법에 대한 흐름도.

[양호한 실시예의 상세한 설명]

이하 설명하는 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 수신기(즉, 통신 유닛)는 한 개 또는 그 이상의 채널을 수신할 수 있으며, 수신 가능한 채널수는 수신 신호의 주파수 대역폭으로 결정된다. 본 발명의 바람직한 실시예에 따른 디지타이저 요소는 복수의 협대역 앤티얼라이징 필터 및 아날로그-디지탈 변환기와 적당한 신호 처리 알고리즘을 이용하며, 동일한 수신회로로 광대역신호의 대역폭이 협대역 디지타이징 서브-블록 개개의 밴드폭 합보다도 크기 않을 때 복수의 협대역 신호 수신 또는 단일의 광대역 채널 수신 중 어느 하나 용으로 사용될 수 있게 한다. 이들 바운드(bound)사이 내에서 부호화 및 채널화 된 신호의 임의 결합이 얻어질 수 있고 채널화는 어떤 한 주파수 대역내에서 바로 인접한 채널들로 제한되지 않는다. 수신기의 채널 대역폭들은 단지 신호처리 알고리즘을 변경함으로써 또한 수정될 수 있다. 이것은 존재하는 하드웨어를 재사용할 수 있게 하며, 통신 시스템의 공중 인터페이스 표준(즉, 셀룰라 무선 전화, 페이징, 또는 임의의 다른 유선 또는 무선 통신 시스템)이 변경되거나 또는 확장되었을 때 하드웨어를 대치할 필요성을 최소화 한다.

본 실시예의 수신기는 단일의 아날로그-디지탈(A/D) 변환기를 갖는 일반적인 광대역 수신기에 관련한 본질적인 문제 몇가지를 또한 해결한다. 일반적인 수신기에 있어서, A/D 변환기는 복수의 협대역 신호들을 포함하는 광대역폭을 변환 한다. 그리고, 상기 A/D 변환기는 이용가능한 신호 중 가능 강한 신호와 가장 약한 신호 각각이 최대 다이나믹 랜지를 가지고 회복되어야 한다면, 특히 이동 통신에서 볼 수 있는 페이딩(fading)채널을 신호들이 격었다면 예외적으로 넓은 다이나믹 랜지에 대한 엄중한 요구를 받게 된다. 예로서, 이동 통신 시스템에 대해서 받아들여질 수 있는 최대 신호 레벨과 최소 신호 레벨간에 60 데시벨(dB)이 있다고 가정한다. 또한, 충실하게 신호들을 재생하는데 30dB의 신호 대 노이즈 비가 요구된다고 가정한다. 이들 가정들은 결국 A/D 변환기에 대하여 90dB 다이나믹을 요구하게 된다. 더우기, 다이나믹 랜지 요구는 시스템 설계시 신호 페이딩이 고려될 때 심지어 더 클 수 있다. 이러한 다이나믹 랜지 범위 내에서 디지탈화는 상당히 선형으로 될 수 있다. 결과적으로, 광대역 주파수를 나타내는데 비트수를 증가시키는 것이 요구된다. 비트수의 증가는 이번에는 실시간(즉, 음서 통신 동안에)으로 광대역 신호를 샘플하여야 하는 것에 반대로 A/D 변환기에 대한 더 긴 변환시간을 나타낸다.

또한, 이 효과를 완화시키기 위해서 최대 범위 이상으로 그리고 수신한 전대역폭 이상으로 자동 이득 제어를 효과적으로 이용할 수 없는데, 그 이유는 그렇게하므로써, 측 대역폭내의 더 약한 신호가 감쇄될 것이기 때문이다.

반대로, 개개의 요구된 협대역 신호들 중 하나에 각각 작용하는 복수의 협대역폭 A/D 변환기로 구성되는 바람직한 실시예의 수신기는 A/D 변환기 각각이 단지 요구된 신호 또는 전 대역폭으로부터의 신호 중 더 작은 부분집합을 근본적으로 받게되는 결과가 된다. 이것은 주어진 협대역폭을 표현하는데 있어서, A/D 변환기들 중에서 보다 적은 수의 비트들이 필요하게 되는 것으로 귀착되며, 또한 이것은 A/D 변환기의 다이내믹 랜지 요구에 대한 부담을 더 완화시킬 수 있게 하는 협대역폭 신호 각각에 자동 이득 제어를 적용할 수 있게 한다.

앞에서 언급하였듯이, 단일의 광대역폭 A/D 변환기는 예외적으로 높은 선형성에 대해 엄중한 요구를 받는다. 이것은 해당 수신된 대역내의 주파수들에 대해 발생 및 이에 생기게 되는 내부 변조 곱(product)들의 발생(예를 들면, 다른 요구된 신호들에 대해 상호 간섭을 일으키는)을 최소화 시키는 것이다. 이러한 높은 선형성 요구는 일반적으로 구현하기에 값비싼 것이며, 어떤 경우에는 수행능력을 저감시킬 수 있는 외부환경 요소(이를테면, 온도, 공급전압, 년수, 등등)에 따른 변화를 받는다.

반대로, 개객의 협대역 수신기들을 사용할 때, 특히 복수의 협대역 신호들을 수신하는 경우, 디지타이저에서 사용되는 수신기의 이득 단들 및 A/D 변환기는 엄격한 선형성 요건이 필요없는데 그 이유는 이들 회로는 해당 주파수 대역 외의 신호들(즉, 가장 근접한 수신 협 대역 신호)을 통상 받지 않기 때문이다. 더우기, 이들은 본질적으로 요구된 신호들에 간섭할 수 있는 내부 발생된 의사 신호를 더 적게 갖게 될 것이다.

제1도는 본 발명의 바람직한 제1 실시예에 대한 블록도를 도시한 것이다. 본 실시예의 수신기는 한 주파수대역내의전자기 방사를 수신하기 위해서 바람직하기로는 통신 유닛(즉, 셀룰라 기지국, 셀룰라 포터블 전화, 페이셔 전화(patio phone), 페이저, 또는 트렁크 무선)내에 포함된다. 통신 유닛은 또한 통상 송신회로를 포함한다. 수신기는 바람직하기로는 낮은 잡음지수와 필요없는 밴드 외의 신호들로부터 충분히 보호되는 아날로그 프론트 엔트로 구성된다. 프론트 엔트는 해당 주파수 대역 내의 전자기 방사를 인터셉트하기 위해 안테나(100)를 사용하는 입력(102)과 상기 인터셉트된 전자기 방사를 입력(102)상에 흐르는 전기 신호(300)(제6, 7 및 8도에 도시됨)로 변환하기 위한 트랜스튜서(도시없음)를 포함한다. 이 분야에 통상의 지식을 가진 자는 아는 바와 같이 다른 류의 입력장치를 사용하여 자기 방사를 인터셉트하거나 포착(capturing)할 수 있다. 예를 들면, 도파관, 동축 케이블, 광섬유, 또는 적외선 주파수 트랜스듀서를 사용하여 전자기 방사를 인터셉트하고 이어서 본 실시예의 수신기로 입력시킬 수 있다.

일례로서, 전기 신호(300)는 제6도에 나타낸 바와 같다. 상기 전기 신호(300)는 인터셉트된 전자기 방사의 주파수 성분(즉, 수평 스케일)에 대한 상대 진폭(즉, 수직 스케일)을 나타낸다. 입력(102)에 의해 전달된 전기 신호(300)는 이 신호의 일부분을 복수의 디지탈 신호(112, 113, 114)들로 디지탈화하는 디지탈 장치(104)를 포함하는 디지탈 백 엔드(digital back end)에 동작적으로 결합된다. 제7도에 보인바와 같이 전기 신호(300)는 디지탈 장치(104)에 의해서 대응하는 수만큼의 대역 통과필터[즉, 대역 통과 필터(302, 304, 306, 308, 310, 312, 314, 316, 318, 320)]를 갖는 많은 부분들로 분할된다. 상기 대역 통과 필터(302, 304, 306, 308, 310, 312, 314, 316, 318, 320)는 바람직하기로는 전기 신호(300)의 일부분을 몇몇의 중첩하는 신호 부분들[즉, 제8도에 각각 도시한 중첩하는 신호부분들(303, 305, 307, 309, 311, 313, 315, 317, 319, 321)]로 분할한다. 중첩하는 신호 부분들(303, 305, 307, 309, 311, 313, 315, 317, 319, 321)은 바람직하기로는 아날로그-디지탈 변환기에 의해서 복수의 디지탈 신호로 변환된다. 다음 설명은 편의상, 단지 3개의 디지탈 신호[즉, 디지탈 신호(112, 113, 114)]만을 보이나, 이 분야에 통상의 지식을 가진자라면 여기 기술된 원리는 본 가름침의 범위, 정신에 벗어남이 없이 쉽게 3개의 디지탈 신호 이상 또는 그 이하로 확장할 수 있음을 알 것이다. 각각의 디지탈 신호(112, 113, 114)는 주파수 대역의 일부분[즉, 제8도에 각각 도시한 바와 같은 전기 신호 부분(303, 305, 307)] 내에서 인터셉트되어진 전자기 방사를 나타낸다.

본 실시예의 수신기는 본 실시예의 수신기 내에 디지탈 결합기(combiner;116) 앞에 동작적으로 결합되는 자동 이득 제어기(AGC;Automatic Gain Controller;108)[즉, AGC(108)는 106, 110으로 디지탈 장치(104)에 결합될 수 있다]를 또한 포함한다. AGC(108)는 신호 파워에 대한 소정의 다이나믹 랜지 범위내에서 전기 신호의 진폭을 유지한다. 전기 신호(300)의 파워를 제어함으로서, AGC(108)는 디지탈 장치(104)내에 있는 아날로그-디지탈 변환기 각각에 대해 요구되는 다이나믹 랜지를 감소시키는 잇점을 제공하며, 여기서 아날로그 전기 신호(300)의 부분을 디지탈 영역으로 표현하는데 더 적은 비트들이 필요해 진다. 이것은 몇몇 아날로그-디지탈 변환기를 포함하는 수신기에서 비용과 복잡성을 현저히 감축시킬 수 있게 한다.

상기 3개의 디지탈 신호 (112, 113, 114)는 바람직하기로는 3개의 디지탈 신호(112, 113, 114)로부터 합성 디지탈 신호(118)를 발생하는 디지탈 결합기(116)에 동작적으로 결합된다. 마지막으로, 검출기(120)는 바람직 하기로는 합성 디지탈 신호(118)내의 정보 신호(122)를 검출하는 디지탈 결합기(116)에 결합된다. 정보 신호(122)는 바람직하기로는 몇몇의 신호 코딩 및 채널화 표준안 중 하나에 따른다. 이들 표준안들은 주파수 분할 다중 억세스, 시분할 다중 억세스, 주파수 호핑 코드 분할 다중 억세스, 다이렉트 시퀀스 코드 분할 다중 억세스 신호 코딩 및 채널화 표준안을 포함한다.

넓게 이격되어 있을 수 있는 주파수들의 대역의 상이한 부분들을 효과적으로 처리하는 본 발명만의 능력에 대하여 다음에 설명한다. DFT처리를 사용하여 협대역 채널화를 달성하기 위해 일반적인 광대역 수신기를 사용하였다고 가정한다. 더우기, 아날로그 프론트 엔드 필터링의 최대 통과 대역은 30MHz(Mega Hertz)라고 가정한다. 또한, 아날로그-디지탈 변환기의 최대 샘플링 비는 대역통과 신호들에 대한 나이키스트 기준에 따라서 단지 10MHz의 연속 스펙트럼만이 처리될 수 있었다고 가정한다. 이때, 연속한 10MHz 중에서 단지 5MHz만이 수신될 유용한 신호들을 포함한다는 것이 가능하다. 더우기, 수신할 스펙트럼의 추가 5MHz는 수신기 프론트 엔드의 통과 대역내에 놓여 있으나, 상기 수신기를 사용하여 처리될 수 있는 연속한 10MHz 바깥에 있다. 따라서, 수신기는 단지 50%만이 이용될 수 있다. 수신기의 프론트 엔드의 30MHz 범위내의 제25MHz 주파수 대역을 수신 처리하는데 상기한 바와 같은 제2 수신기가 요구될 것이다. 25%의 전체 장비 이용 효용애 대해서, 상기 제2 수신기 또한 50%만이 이용될 것이다.

그러나, 본 발명의 가르침에 따른 수신기를 지금 분석한다면, 마찬가지로 30MHz의 최대 프로트 엔드 대역폭을 가지며 또한 10MHz 이상 이격된 수신할 한 세트의 신호들을 각각 갖는 5MHz 대역의 두 개 그룹이 있다고 가정한다. 더우기, 새로운 수신기의 최대 가능한 합성 대역폭은 협대역폭 디지타이저들 각각의 최대 대역폭과 이러한 디지타이저들의 개수에 의해 10MHz로 제한된다고 가정한다. 이 경우에, 본 실시예의 수신기는 수신기의 디지타이저의 일부를 다른 중심 주파수에 동조시키는 능력을 갖고 있기 때문에, 협대역폭 디지타이저들의 반은 제15MHz주파수 대역에 동조될 수 있고 나머지 반은 제25MHz 주파수 대역에 동조될 수 있다. 그러므로 이 수신기는 100% 이용될 수 있으며 단지 다채널 수신기 한 개만이 요구된다.

본 실시예의 수신기에 대한 또 다른 잇점은 상이한 채널 대역폭들을 요구하는 무선 서비스들에 대한 새로운 할등을 수용하는 능력이다. 본 실시예의 수신기 능력을 나타내기 위해서, 25MHz 대역폭으로 1000개의 채널을 공급하도록 이웃하는 25kHz(kilo Hertz) 채널들을 사용하는 한 무선 서비스가 있다고 가정한다. 이들 채널의 부분집합에 대한 송수신을 할 수 있는 통신 유닛은 본 통신 시스템에 대한 서비스를 제공하도록 그 자리에 존재한다. 전형적으로 20 또는 그 이상의 상기 채널들이 하나의 통신 유닛에서 언제라도 사용 중에 있을 수 있다고 더 가정한다. 그러나, 본 통신 시스템의 동일 스펙트럼을 공유하는 제2 무선 서비스를 도입하는 것이 요망되며 또한 새로운 통신 시스템을 지원하는데 필요한 새로운 정비의 비용을 최소화하는 것이 요망된다. 더우기, 각각의 통신 유닛에서, 새로운 서비스는 200kHz 대역폭에 대한 협대역폭 채널들의 대역폭의 8배인 광대역폭 채널을 사용할 것이다. 동일 25MHz의 스펙트럼내에서 가능한 125개의 그러한 채널들이 존재하게 된다. 광대역폭 채널들은 통신 유닛에서 8개의 연속한 협대역 채널들을 간단히 대치할 것이다.

본 발명의 바람직한 실시예에 따른 수신기를 이용하는 경우, 8개의 협대역 채널들이 하나의 수신기에 의해 지원되게 설계될 수 있다. 실제적인 개수는 다소 임의이며 제품의 효용을 극대화하려는 사업 결정과 기술에 근거하여 선택될 것이다. 더우기, 3개의 그러한 수신기들은 24개의 협대역 채널의 전체 용량을 주는 베이스 기지에 있을 수 있다. 새로운 서비스를 도입한다면, 본 발명의 상기 수신기들 중 적어도 하나를 선택하여 8개의 협대역 수신기 각각이 광대역폭 채널을 지금 포함하는 연속한 채널들에 동조되게, 그리고 8개의 개개의 신호들보다는 하나의 합성 신호로서 디지타이저들의 출력을 처리하도록 신호 처리 알고리즘이 수신기로 로딩되게 프로그램된다. 복조까지는 부가되는 하드웨어는 필요하지 않으며 단지 새로운 소프트웨어 만이 디지탈 신호처리를 제어하는 데 필요하다. 따라서, 통신 유닛 소유자는 협대역폭 서비스에서 광대역폭 서비스로의 천이에서 소유자의 투자 감축을 극대화한다.

본 발명의 바람직한 제1 실시예에서, 통신 유닛(제1도에 도시됨)은 주파수 대역을 인터셉트하기 위한 입력(102)을 포함한다. 디지타이저(104)는 인터셉트된 주파수 대역을 나타내는 전기 신호(300)를 나르는 입력(102)에 동작적으로 결합된다. 디지타이저(104)는 전기 신호(300)의 부분들을 선택하는 복수의 주파수 선택기를 포함한다. 이 분야에 통상의 지식을 가진자는 전기 신호(300)의 연속 부분[즉, 부분(303과 305)] 또는 불연속 부분[즉, 부분(303과 307)] 중 어느 하나를 선택할 수 있음을 알 것이다. 불연속 부분들을 선택하는 이러한 능력은 한 통신 시스템을 다른 시스템에 중첩시키는 시스템 설계자들에게 특히 유용할 수 있다. 이러한 상황에서, 시스템 설계자는 아날로그-디지탈 변환기 다이나믹 랜지 요구를 줄일 수 있도록(예를 들면, 다른 통신 시스템에 대해서), 인터셉트된 주파수 대역에서 특히 강한 불필요한 주파수 성분들(예를들면, 본 통신 시스템에 대해서)을 제거하기 위해 본 실시예의 수신기를 구성할 수 있다.

각각의 주파수 선택기는 바람직하기로는 전기 신호(300) 중에서 각각 특정 부분(130, 132, 134)을 선택하는 대역 통과 필터(124, 126, 128) 각각(제2도 참조)을 포함한다. 또한, 저잡음 증폭기(도시없음)는 전기 신호의 부분들[예를 들면, 부분(303, 305, 307)]을 증폭한다. 통상의 지식을 가진자가 이해하여야 할 것은 상기 요소들에 의해 수행된 기능들은 상기 몇몇의 요소들에 당연히 분배된다는 것으로, 예를 들면 단지 두 개의 특정 요소들로 구성하기 보다는 상기 요소들의 종속 연결이다. 이러한 분배는 수신기 응용의 특별한 설계적 제한요소에 따른다.

이들 특별히 선택된 부분들은 바람직하기로는 다운(down) 컨버터들(이들은 각각의 주파수 선택기의 다른 요소들임)로 이어지는 출력들(130, 132, 134)상에 제공된다. 다운 컨버터는 믹서(136, 138, 140)와, 대역 통과 필터(148, 150, 152)뿐만 아니라 민할한 주파수 국부 발진기(F1, F2, F3)로 각각 구성된다. 복수의 다운 컨버터 각각은 상이한 주파수(예를 들면, F1, F2, F3)에 동조되며, 이하 동작 주파수 대역내에서 채널이라고 언급하다. 각 채널은 서로 이웃하여 있을 수 있거나 또는 어떤 다른 특정한 간격으로 있을 수 있다. 일례로서, 하나의 다운 컨버터(즉, 주파수 전환기)는 대역 통과되어 필터되므로서 선택된 전기 신호부분을 믹서(136)의 다른 입력에 제공하는 출력(130)으로 구성된다. 국부 발진기는 주파수(F1)를 믹서(136)의 다른 입력에 공급한다. 믹서(136)는 베이스 대역 주파수 선택기 출력(154)을 발생시키기 위해서 대역 외의 불필요한 주파수 성분들을 제거하기 위해서 필터(148)에 의해 대역 통과 필터된 다운 컨버젼된 신호를 발생한다. 이 분야3에 통상의 지식을 가진자는 베이스 대역 주파수 선택기 출력(156, 158)이 유사한 방법으로 발생되도록 만들 수 있음을 알 것이다. 또한, 이 분야에 통상의 지식을 가진자는 국부 발진기 기능은 본 발명의 정신과 범위에 벗어남이 없이 비 주파수 호핑 합성기 또는 주파수 호핑 합성기로 구현될 수 있음을 알 것이다. 또한, 이 분야에 통상의 지식을 가진자는 각각의 다운 컨버터는 특정 주파수 대역내의 신호를 입력하고, 하나 또는 그 이상의 중간 주파수 대역들로 신호를 믹싱하여 다운시키고, 이어서 베이스 대역으로 신호를 믹싱하는 일련의 종속 연결된 주파수 선택기들로 구성될 수 있음을 알 것이다.

중첩의 원리로 한 세트의 협대역 신호들로부터 광대역 신호를 합성하는 동작을 수행하는 본 발명에 대하여, 협대역 채널들의 필터링 특성이 알려져 재생가능하게 이를 엄격하게 제어할 필요가 있다. 이때 상기 특성은 각각의 협채널 세그먼트의 적정 진폭 및 위상 관계를 앎으로써 광대역폭의 신호를 재구성할 수 있게 한다. 결국, 신호 처리 분야에 숙련된 자들이 아는 기술을 통해서, 임의의 진폭 및 위상 특성(예를 들면, 협채널들의 대역 끝부분들에서 특히)에 대해 분명히 하면서, 협대역폭 세그먼트들은 광대역폭의 신호를 형성하도록 함께 결합될 수 있다. 채널 대역폭을 정하는 디지탈 필터들의 필터 계수들은 회로 구성요소의 온도나 전압과 같은 외부 요소들에 따라 변하지 않기 때문에 이들 특성을 제어하는 능력은 디지탈 영역에서 가장 잘 다루어 진다. 아날로그 필터들은 상기한 바와 같은 외부 요소들에 대해서 때로는 상당힌 변하는 경향이 있어, 복수의 협대역폭 채널들로 구성된 재구성된 광대역폭의 신호내에 현저한 왜곡을 이끌어 들인다. 그러므로 본 실시예에서는 협대역폭 채널들을 디지탈화 할 수 있고 진폭과 위상 응답의 채널 특성을 정밀하게 정하게 되는 결과적 샘플들로 디지탈 필터링 동작을 수행할 수 있는 디지타이저를 사용한다.

본 실시예에서, 광대역폭 디지타이져(104)는 복수의 아날로그-디지탈 변환기(160, 162, 164)로부터 구성되고, 상기 아날로그-디지탈 변환기 각각은 복수의 디지탈 신호(112, 113, 114)를 각각 발생한다. 각각의 아날로그-디지탈 변환기(160, 162, 164)는 각각 복수의 주파수 선택기 출력(154, 156, 158) 중 하나로 동작적으로 결합된다. 또한, 각각의 아날로그-디지탈 변환기(160, 162, 164)는 이들 각각의 변환기 앞이 대역 통과 필터(148, 150, 152)들과, 협대역폭 채널 특성을 정밀하게 선택하기 위한 프로그램 가능한 계수들을 갖는 디지탈 결합기(116)내의 대응하는 디지탈 필터에 의해서 정해진 협대역 채널의 대역폭에 대한 나이키스트 기준을 적어도 만족하는 비율로 샘플링한다. 전체적으로 이 회로는 입력 스펙트럼(102)의 주파수 변환을 수행하고 일반적으로 대역 통과 필터링 기술을 거쳐 해당 스텍트럼이 작은 부분을 선택하여, 채널의 대역폭내에 포함된 정보의 샘플들을 발생시키기 위해서 대역 통과 샘플링 처리를 사용한다.

결국, 디지탈 신호(112, 113, 114)를 받도록 디지타이저(104)에 동작적으로 결함되는 디지탈 결합기(116)는 복수의 디지탈 신호(112, 113, 114) 중 적어도 두 개의 신호로부터 합성 디지탈 신호를 발생한다. 디지탈 결합기(116)는 바람직하기로는 채널 스펙트럼을 더욱 제한하고 채널 대역폭의 진폭 및 위상 응답에 관하여 보다 더 정밀하게 상기 채널 대역폭을 정하는 디지탈 필터[예를 들면 콘디셔너(conditioner)](212, 214, 216)를 포함한다. 상기 콘디셔너(212, 214, 216)는 바람직하기로는 주파수 전환기, 프리에 변환기, 쿼드래쳐(quadrature) 미러 필터, 폴리페이즈(polyphase) 필터 중 하나 또는 그 이상을 포함한다. 더우기, 콘디셔너(212, 213, 216)는 바람직하기로는 최적의 선택도, 제어된 위상 응답, 제어된 진폭으로 구성된 그룹으로부터 선택된 신호 특성에 관하여 각각의 디지탈 신호를 필터링한다. 또한, 디지탈 결합기(116)는 바람직하기로는 각각의 필터(212, 214, 216)에 제공된 복수의 콘디션된 디지탈 신호들을 합하여 합성 디지탈 신호(118)로 하는 합선기(230)를 포함한다. 또 다른 실시예에서, 각각의 주파수 선택기는 필터(188, 190)에 각각 동작적으로 결합되는 주파수 전환기를 포함한다. 각각의 주파수 전환기는 제1 선택기에 의해 선택된 주파수 대역의 변위된 부분이 제2 선택기에 의해 선택된 주파수 대역의 부분에 실제로 이웃하게 주파수 대역의 각각의 선택된 부분을 소정의 중간 주파수로 변위시킨다. 이것은 또 다른 바람직한 실시예로서 필요하여 선택한 부분(192, 194) 모두를 아날로그-디지탈 변환기(204)로 변위시키는 것 뿐만 아니라 불필요한 주파수 대역들을 제거하도록 구성할 수 있게 한다. 선택된 부분(192, 194)은 바람직하기로는 상기 부분(192, 194)을 인터셉트된 합성 주파수 대역(198)으로 결합하는 전자기 방사 결합기(196)로 입력된다. 또한, 디지타이저는 인터셉트된 합성 주파수 대역(198)을 디지탈 신호(206)로 디지탈화하기 위한 아날로그-디지탈 변환기(180)를 더 포함하고 상기 아날로그-디지탈 변환기는 전자기 방사 결합기(196)에 동작적으로 결합된다. 디지타이저(104)는 바람직하기로는 아날로그-디지탈 변환기(180)에 동작적으로 결합되고, 디지탈 신호(206)를 복수의 디지탈 신호(112, 113, 114)로 분할하는 프로세서(210)를 더 포함한다. 프로세서(186)는 프리에, 쿼드래쳐 미러 필터, 폴리페이즈 필터 중에서 하나 또는 그 이상의 것으로 구성될 수 있다.

결국, 디지탈 결합기(116) 및 검출기(120)는 본 제1 실시예를 참조하여 설명한 바와 같이 실제적으로 바람직하게 동작한다.

제9도는 본 발명의 바람직한 실시예에 따라 주파수 대역으로부터 인터셉트된 전자기 방사를 수신하기 위한 방법에 대한 흐름도를 도시한 것이다. 주파수 대역내의 전자기 방사는 인터셉트된다(400). 상기 인터셉트된 전자기 방사는 전기 신호로 변환된다(402). 전기 신호의 일부분이 복수의 디지탈 신호로 디지탈화 된다(404). 각각의 디지탈 신호는 주파수 대역의 부분내의 인터셉트된 전자기 방사를 나타낸다.

이어서, 합성 디지탈 신호가 복수의 디지탈 신호 중 적어도 2개의 신호로부터 발생된다(406, 408). 발생된 합성 디지탈 신호는 바람직하기로는 특정의 신호 코딩 및 채널화 표준안에 대한 예상된 주파수 대역폭에 따른다. 특정의 신호 코딩 및 채널화 표준안은 주파수 분할 다중 억세스, 시분할 다중 억세스, 주파수 호핑 코드 분할 다중 억세스, 다이렉트 시퀀스 코드 분할 다중 억세스 신호 코딩 및 채널화 표준안을 포함한다. 이 분야에 통상의 지식을 가진자라면, 합성 디지탈 신호를 형성하도록 결합되는 특정의 디지탈 신호들은 수신기에서 사용되는 특정의 신호 코딩 및 채널화 표준안에 의존함을 알 것이다.

예를 들면, GSM과 같은 시분할 다중 억세스 채널화 구조에서, 각 채널에 대한 주파수 대역폭 인터셉트하는 것의 요구 폭은 대략 200kHz이다. 인터셉트함에 있어 상기 폭은 200kHz 폭의 GSM채널을 나타내는 단일의 합성 디지탈 신호를 형성하도록 주파수 대역의 중첩하는 25kHz 폭의 부분을 나타내는 8 내지 10개의 디지탈 신호에 의해서 얻어질 수 있다(더욱 상세한 것은 앞세 논의된 제6-8도의 설명을 참조).

합성 디지탈 신호는 바람직하기로는 복수의 디지탈 신호를 콘디셔닝하고 복수의 콘디션된 디지탈 신호를 합성 디지탈 신호에 합산함으로서 발생된다. 복수의 디지탈 신호는 주파수 변환, 프리에 변환, 쿼드래쳐 미러 필터링, 또는 폴리페이즈 필터링을 하므로써 콘디션될 수 있다. 또한, 각각의 디지탈 신호는 최적의 선택도, 제어된 위상 응답 또는 제어된 진폭 응답과 같은 신호 특성에 관하여 필터될 수 있다. 함께 합산된 복수의 콘디션된 디지탈 신호들은 주파수 대역의 불연속 또는 연속 부분내의 인터셉트된 전자기 방사로부터 디지탈화될 수 있다(예를 들면, 나타나고 있는 주파수 대역의 부분은 합산 과정에서 어떤 임의의 디지탈 신호들을 사용하지 않음으로서 제거될 수 있다).

마지막으로, 정보신호(즉, 음성 그리고 또는 데이터)는 합성 디지탈 신호내에서 검출된다(410). 이 분야에 통상의 지식을 가진 자라면, 정보 신호는 수신된 특정의 신호 코딩 및 채널화 표준에 의존하여 몇가지 디코딩 단계를 거쳐 검출될 수 있음을 알 것이다. 예를 들면, 합성 디지탈 신호는 콘볼루션 디코딩되거나, 최대 발생 가능 시퀀스 추정(maximum likelihood sequence estimated)되거나, 또는 보코드되는 것이 필요할 수 있다.

본 발명에 대해 어떤 특별한 차원에서 설명 및 예를 들었으나, 본 실시예에 개시된 바는 단지 일례이며 단계 뿐만 아니라 부분들의 결합과 배열상의 많은 변화들은 청구된 본 발명의 정신 및 범위에 벗어남이 없이 이 분야에 숙련된 자들에 의해서 참조될 수 있다. 예를 들면, 바람직한 본 실시예에서 보인 수신기는 단일의 디지탈 광대역 신호로 결합하게 되는 10개의 협대역 신호들을 포함했었다. 더우기, 하나 이상의 광대역 신호 흐름이 몇몇이 협대역 신호들로부터 형성될 수 있다. 또한, 후속되는 디지탈 신호 처리 동작에서 앤티얼라이징 필터 결함이 정정될 수 있다. 더우기, 신호 믹싱과 필터링 동작이 수행되는 처리과정은 본 발명의 범위와 정신에 벗어남이 없이 변경될 수 있다. 마지막으로, 동일한 샘플링 주파수로 신호들을 디지탈화하고 샘플할 필요가 없음을 알아야 한다. 디지탈 신호처리를 통해 임의의 요구되는 신호 샘플링 주파수로 데시메이션, 필터링, 인터폴레이션 과정을 통해 조작하는 방법은 이 분야에서 잘 알려져 있다. 또한, 합성 신호의 표현을 생성하기 위해서 다른 샘플링 비들로 다중의 신호들을 결합하는 방법 또한 잘 알려져 있다.

Claims

(a) 주파수 대역내의 전자기 방사를 인터셉트(intercept)하여 상기 인터셉트된 전자기 방사를 전기 신호로 변환하는 입력수단; (b) 상기 입력수단에 동작적으로 결합되어, 각각이 상기 주파수 대역의 일부분내의 인터셉트된 전자기 방사를 나타내는 복수의 디지탈 신호로, 상기 전기 신호의 일부분을 디지탈화하는 디지탈 수단; 및 (c) 상기 디지탈 수단에 동작적으로 결합되어, 상기 복수의 디지탈 신호 중 적어도 2개의 디지탈 신호로부터 합성 디지탈 신호를 발생시키는 디지탈 결합수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 주파수 대역내의 전자기 방사를 수신하는 통신 유닛.
제1항에 있어서, 상기 디지탈 수단은 (a) 각각이 상기 인터셉트된 전자기 방사의 서브-대역(sub-band)을 나타내는 전기 신호의 부분들을 선택하는 복수의 주파수 선택 수단; 및 (b) 각각이 상기 복수의 주파수 선택 수단 중 하나에 동작적으로 결합되는 복수의 디지탈 신호를 발생하는 복수의 아날로그-디지탈 변환 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 유닛.
제1항에 있어서, 상기 디지탈 수단은 (a) 상기 인터셉트된 전자기 방사의 서브-대역을 나타내는 전기 신호의 일부분을 선택하는 주파수 선택 수단; (b) 상기 주파수 선택 수단에 동작적으로 결합되어, 상기 선택된 전기 신호 부분을 디지탈화된 전기 신호 부분으로 디지탈화 하는 아날로그-디지탈 변환 수단; 및 (c) 상기 아날로그-디지탈 변환 수단에 동작적으로 결합되어, 상기 디지탈화된 전기 신호 부분을 복수의 디지탈 신호로 세분하는 처리수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 유닛.
제1항에 있어서, 상기 디지탈 수단은 (a) 상기 인터셉트된 전자기 방사의 하나의 서브-대역을 나타내는 상기 전기 신호의 일부분을 선택하는 제1 주파수 선택 수단; (b) 상기 인터셉트된 전자기 방사의 다른 서브-대역을 나타내는 상기 전기 신호의 부분을 선택하는 제2 주파수 선택 수단; (c) 상기 제1 및 제2 주파수 선택 수단에 동작적으로 결합되어, 상기 제1 및 제2 주파수 선택 수단에 의해 선택된 상기 전기 신호 부분들을 합성 전기 신호 부분에 결합하는 전자기 방사 결합 수단; (d) 상기 전자기 방사 결합 수단에 동작적으로 결합되어 디지탈화된 합성 전기 신호 부분을 발생하는 아날로그-디지탈 변환 수단; 및 (e) 상기 아날로그-디지탈 변환 수단에 동작적으로 결합되어, 상기 디지탈화된 전기 신호 부분을 복수의 디지탈 신호로 세분하는 처리 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 유닛.
제4항에 있어서, 각각의 주파수 선택 수단은 주파수 대역의 특정 부분 내의 인터셉트된 전자기 방사를 나타내는 상기 전기 신호의 일부분을 선택하는 필터에 동작적으로 결합되는 주파수 전환기 수단을 포함하며, 상기 각각의 주파수 전환기 수단은 상기 제1 주파수 선택 수단에 의해 인터셉트된 전기 신호 부분을 선정된 중간 주파수로 변위시키는 수단을 포함하여, 제1 주파수 수단에 의해 인터셉트된 변위된 전기 신호 부분이 상기 제2 주파수 선택 수단에 의해 인터셉트된 변위된 전기 신호의 부분에 실제로 인접하도록 하는 것을 특징으로 하는 통신 유닛.
제1항에 있어서, 상기 디지탈 결합 수단은 (a) 복수의 디지탈 신호를 더 콘디셔닝(conditioning)하는 콘디셔닝 수단; 및 (b) 상기 복수의 콘디션된 디지탈 신호를 하성 디지탈 신호에 합산하는 합산 수단을 포함하고, 상기 합산 수단은 주파수 대역의 불연속한 부분들내의 인터셉트된 전자기 방사를 나타내었던 전기 신호 부분들로부터 상기 디지탈 수단에 의해 디지탈화 되었던 상기 복수의 콘디션된 디지탈 신호를 합산하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 유닛.
제1항에 있어서, 상기 디지탈 결합 수단은 (a) 복수의 디지탈 신호를 더 콘디셔닝하는 콘디셔닝 수단; 및 (b) 상기 복수의 콘디션된 디지탈 신호를 합성 디지탈 신호에 합산하는 합산 수단을 포함하고, 상기 합산 수단은 주파수 대역의 연속한 부분들내의 인터셉트된 전자기 방사를 나타내었던 전기 신호부분들로부터 디지탈 수단에 의해 디지탈화되었던 복수의 콘디션된 디지탈 신호를 합산하는 수단을 포함하는 것을 특징으로 하는 통신 유닛.
주파수대역내의 전자기 방사를 수신하기 위한 방법에 있어서, (a) 주파수 대역내의 전자기 방사를 인터셉트하는 단계; (b) 상기 인터셉트된 전자기 방사를 전기 신호로 변환하는 단계; (c) 제각기 주파수 대역의 일부분내의 인터셉트된 전자기 방사를 나타내는 복수의 디지탈 신호로 상기 전기 신호의 일부분을 변환하여 디지탈화 하는 단계; 및 (d) 주파수 분할 대중 억세스, 시분할 다중 억세스, 주파수 호핑 코드 분할 다중 억세스(frequency hopping code division multiple access), 다이렉트 시퀀스 코드 분할 다중 억세스(direct sequence code division multiple access)로 구성되는 그룹으로부터 선택되는 신호 코딩 및 채널화 표준안에 대한 예상되는 주파수 대역폭에 따르는 합성 디지탈 신호를 복수의 디지탈 신호 중 적어도 2개의 신호로부터 발생시키는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 주파수 대역내의 전자기 방사 수신 방법.
제8항에 있어서, 상기 발생 단계는 (a) 주파수 전환, 프리에 변환, 쿼드래쳐 미러 필터링(quadrature mirror filtering), 및 폴리페이즈 필터링(polyphase filtering)으로 구성되는 그룹으로부터 선택되는 신호 콘디셔닝 방법에 따라서 복수의 디지탈 신호를 콘디셔닝하는 단계; 및 (b) 복수의 콘디션된 디지탈 신호를 합성 디지탈 신호에 합산하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 주파수 대역내의 전자기 방사 수신 방법.
제9항에 있어서, 상기 발생 단계는 (a) 최적 선택도, 제어된 위상 응답, 및 제어된 진폭 응답으로 구성되는 그룹으로부터 선택되는 신호 특성에 관하여 디지탈 신호 각각을 필터링하여 복수의 디지탈 신호를 콘디셔닝하는 단계; 및 (b) 상기 복수의 콘디션된 디지탈 신호를 합성 디지탈 신호에 합산하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 주파수 대역내의 전자기 방사 수신 방법.