CN114614836A - 一种动态信道化处理方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种动态信道化处理方法，涉及信号处理领域。本发明的目的是在复杂的信号环境中，通过可变带宽的数模混合多级信道化接收机实现对大带宽、待处理信号密集以及非合作信号能进行全概率的接收。由于接收机通常包含多个子信道，甚至各子信道的数量、位置、带宽有可能会在接收过程中发生动态变化。本发明由于具备模拟滤波器带宽可调节以及数字动态信道化处理能力，对信号进行信道化处理的时候，保证了侦察接收机的频率分辨率，降低了算法的复杂度、节省了FPGA资源，同时由于实现了数字信道化的非均匀划分，有效解决了大带宽信号接收时面临的跨信道等问题。

Description

一种动态信道化处理方法

技术领域

本发明涉及雷达和通信领域，尤其涉及一种动态信道化处理方法。

背景技术

在电子侦察领域，辐射源发射的信号一般为了实现低截获概率，持续时间较短，带宽较大，所需接收资源量大，因此对这种脉冲信号也难以检测和估计。为此，接收到信号时先使用数字信道化对多频信号进行处理，将不同频段的信号进行分离处理，使得运算的复杂度和接收速率都得到了一定的改善，而且在硬件系统中的实时能力也得到提高。

根据接收信号的特点以及滤波器组的设计方式，目前动态信道化技术按实现结构可分为直接型和间接型两种。直接型结构，即根据接收信号的信道分布直接设计相应的非均匀滤波器组实现信道化处理，且非均匀滤波器组的设计可根据信道的变化动态调整。该结构中，信道分布情况的获取是关键。

在间接型结构中，首先设计一个均匀滤波器组将接收信号划分为若干个均匀子带，然后对子带进行能量检测或其他方式的频谱检测，以确定哪些子带包含信号，哪些仅包含噪声。根据子带频谱检测的结果，将包含信号的相邻子带视为同一信道，并将相应子带合并输出。间接型结构不需要信道的具体分布情况，但是均匀滤波器组的设计，尤其是所划分子带数目的确定直接影响信道化处理的结果。

为解决当前宽带无线信号侦测中的动态信道化处理问题，实现宽带监视、窄带处理的目的，研究并提出适合无线信号侦测中动态信道化技术的高效实现方法是首要解决的关键问题。

发明内容

为解决现有技术中信道化接收存在的接收信号大带宽、大动态范围等的技术问题，本发明提出一种可变带宽的模拟滤波器及动态信道化处理方法。

一种动态信道化处理方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤1，天线接收射频信号，对其进行下变频处理后送入带宽可调节的模拟滤波器组中，对其进行模拟信道化处理，粗划分为M路模拟信号；

步骤2，对模拟信号进行滤波、放大、下变频处理和中频采样处理，得到均匀的M个子带信号；

步骤3，基于侦收到的子带信号即监视带宽内信号进行采样数字化处理，划分为K路数据，每一路数据对应一个数字信道；对该信道进行数字信道化处理，并进行频带划分，分解成若干个不同的子频段；

步骤4，对各子带的子频段进行频谱检测，以确定包含信号的子信道；

步骤5，基于多相结构，将包含信号的连续子信道进行信道合成，实现宽带接收信号的非均匀信道化处理，得到各个独立的信道输出，以实现宽带接收信号的非均匀信道化处理，以解决大带宽信号面临跨信道的问题，得到各个独立的信道输出。

作为优选，天线接收射频信号，对其进行下变频处理后送入模拟滤波器组；模拟滤波器组根据接收到的信号调节滤波器的带宽，然后进行信道模拟，粗划分为M路模拟信号。

作为优选，模拟滤波器通过外部可编程电路改变偏置电流控制跨导器对滤波器带宽进行调节，包括三态门的不同连接、改写输入数据的值以及对偏置电阻进行调节进而改变偏置电流。该模拟滤波器对于接收到的射频信号进入到模拟滤波器组中进行模拟信道化，对于需要滤除的信号频率的大小将有选择性的变换进行模拟滤波器带宽的调节，以适应不同的场合。

作为优选，外部可编程电路为微功耗硬件可编程变阻电路，包括6个MOSFET和一个可编程电阻，电路基于三态门概念，端口除高、低电平，用悬空状态产生第三种状态，实现27级变阻电路。

作为优选，模拟滤波器采用LC梯形电路法设计电路，具体方法为：S1，根据滤波器指标参数，查表得LC梯形滤波器电路和参数；S2，对此电路做状态变量分析，得到电路电压方程，依据电路电压方程得到相应的信号流图；S3，通过积分器模拟状态变量，实现无源LC梯形滤波器到跨导-电容滤波器的模拟变化，再根据外部可编程电路对偏置电阻的调节实现跨导-电容滤波器的带宽变化。

作为优选，频谱融合方法具体为：

令步骤1输出的子带信号表示为：V_i(z)＝x(z)H_i(z)，其中x(z)为接收信号，H_i(z)为均匀分析滤波器组，经子带频谱检测，将包含信号的均匀滤波器组子带状态标记为1，反之标记为0，将状态为1的连续子带合并，得到各个独立的信道输出；令

分别代表第j个输出子信道的上限和下限，该输出子信号Y_j(z)重构为：

作为优选，先对每个子信道信号做内插因子为I的内插滤波算法，再将信号进行频谱搬移，实现子信道的合成，以便后续对信号进行处理。

作为优选，内插滤波算法具体为：设x'_i(m)为x_i(n)内插后的函数，则有

其中

经过滤波器后y(m)的表达式为：

式中，N为滤波器h(m)的阶数，w_i为第i信道的中心频率，k只能取I的整数倍的值。

有益效果

本发明提供的一种可变带宽的模拟数字混合动态信道化接收方法，与现有技术相比，能够通过天线接收到的射频信号下变频之后送入模拟滤波器组，通过偏置电流进行调节模拟滤波器的带宽，经过模拟信道化以及一系列处理之后，得到中频信号。ADC采样数字化后的信号再经数字信道化划分为K路数据，每一路对应一个数字信道。经过频谱检测，确定包含信号的子信道，将连续包含信号的子信道进行合成，实现各个独立的信道输出，避免了大带宽信号跨信道的问题，达到非均匀划分信道的目的。

本发明的附加方面和优点将在下面的描述中部分给出，部分将从下面的描述中变得明显，或通过本发明的实践了解到。

附图说明

本发明的上述和/或附加的方面和优点从结合下面附图对实施例的描述中将变得明显和容易理解，其中：

图1为本发明实施例中模数混合信道化接收机的原理框图；

图2为本发明实施例中七阶低通滤波无源梯形电路；

图3为本发明实施例中无源梯形电路转化为的框图；

图4为本发明实施例中无源梯形电路框图转化为的信号流图；

图5为本发明实施例中无源梯形电路转化为的梯形电路跳耦电路；

图6为本发明实施例中可编程跨导运放示意图；

图7为本发明实施例中可编程电流控制器；

图8为本发明实施例中三态门可编程电阻；

图9为本发明实施例中f_c＝23MHz频响曲线；

图10为本发明实施例中基于子带频谱检测的动态信道化技术原理框图；

图11为本发明实施例中基于信道化的雷达信号合成算法的实现流程图；

图12为基于多相的信道化合成结构图；

图13为经过多相合成后的信号频谱图及失真情况检测图。

具体实施方式

下面详细描述本发明的实施例，所述实施例的示例在附图中示出，其中自始至终相同或类似的标号表示相同或类似的元件或具有相同或类似功能的元件。下面通过参考附图描述的实施例是示例性的，仅用于解释本发明，而不能理解为对本发明的限制。

参考图1，对现有模数混合信道化接收机结构作简要说明，以便理解本发明的技术方案。

图1为模数混合信道化中超宽带接收机结构框图。

一种动态信道化处理方法，具体包括如下步骤：天线接收到射频信号，对其下变频之后送入模拟滤波器组，进行信道模拟粗划分为M路模拟信号。模拟信道化之后，对每一个信道输出的信号进行滤波，放大，再次下变频(可以进行多次下变频)，得到中频信号。此时，再对中频信号进行采样数字化，就大大降低了ADC的压力。ADC采样数字化后的信号再经数字信道化划分为K路数据，每一路对应一个数字信道。这K路数据送入后续处理模块，进行侦察分析，完成信号参数估计，并进行信道融合。

为了能够根据接收信号的频率进行带宽的调节，以适应不同的场合，本发明设计一种模拟滤波器组，设计方法如下：

S1，根据滤波器指标参数，查表得LC梯形滤波器电路和参数。

S2，对此电路做状态变量分析，得到电路电压方程，依据电路电压方程得到相应的信号流图。

模拟滤波器对接收的射频信号进行第一次信道化接收，对每一个信道输出的信号采用低通滤波电路。本实施例采用七阶低通滤波无源梯形电路，如图2所示，本发明以－3dB时带宽为23MHz为例予以说明，采用七阶Butterworth低通滤波，为减小元件器件参数的灵敏度，采用了梯形结构来实现滤波器。对图2中无源的电路结构进行转化，得到框图形式，如图3所示。

以图2、3电感上的电流及接地电容上的电压为变量，列出状态方程，经过方程变化，最后得到全电压量状态方程如下：

类似上式可以得V3～V7的状态方程，依据电路电压方程得到相应的信号流图，如图4所示，将无源梯形电路框图转化为的信号流图。

S3，通过积分器模拟状态变量，实现无源LC梯形滤波器到跨导-电容滤波器的模拟变化，再根据外部可编程电路对偏置电阻的调节实现跨导-电容滤波器的带宽变化。

图5为梯形电路跳耦电路实现图。模拟电阻采用跨导Gm实现负反馈运放等效代替，电路仅由跨导运放和电容元件实现七阶Butterworth滤波器，其中OTA跨导值的大小可以通过其偏置电流得到精确调节。

图6-图9为可编程跨导运放示意图。OTA为跨导运算放大器，通过使用外部可编程电路对偏置电阻进行调节从而改变偏置电流以控制跨导器对滤波器带宽进行调节。

模拟滤波器通过外部可编程电路改变偏置电流控制跨导器对滤波器带宽进行调节，包括三态门的不同连接、改写输入数据的值以及对偏置电阻进行调节进而改变偏置电流。

如图7所示，采用新型微功耗硬件可编程变阻电路，电路基于三态门概念，端口除高、低电平用悬空状态产生第三种状态实现了27级变阻电路，总电阻表示为：

式中，

表示第m个三态输入产生的第n个进制状态码；R_m为第m个三态输入驱动的权电阻(m＝1,2,3；n＝1,2)。

可编程电阻(RDAC)的输出偏置电流I_bias：

其中V_DD，V_GS，V_SS分别为器件供电电压、栅源电压、源极电源电压，Rx为输入数据；

又知跨导G_m为：

其中K为跨导增益因子，在电源电压确定的情况下，OTA的跨导值与输入数据Rx成平方根倒数关系，跨导值随着输入数据的增大而减小，通过改写输入数据的值，即可实现26种(全0状态禁用)变化电阻，达到改变偏置电流，产生跨导值的变化，最终实现滤波器带宽的调节。

图9为该滤波器-3dB带宽23MHz时仿真结果，该滤波器48MHz带阻抑制为-44.227dB，带内波纹小于0.5dB。

模拟滤波器组对接收到的射频信号进行模拟信道化处理，得到模拟信号之后，对该模拟信号进行滤波、放大、下变频处理和中频采样处理，得到子带信号。将侦收到的子带信号即监视带宽内信号进行采样数字化处理，通过信道化处理进行频带划分，将信号分解成若干个不同的子频段，并对各个子带的子频段进行频谱检测，以确定包含信道的子信号。

图10为基于子带频谱检测的动态信道化技术原理框图。首先设计均匀分析滤波器组H_k(z),k＝0,1,…,M-1，将接收信号x(z)均匀划分为M个子带。各个子带输出信号可表示为：

V_i(z)＝x(z)H_i(z)

经过子带频谱检测，可确定哪些子带包含信号，哪些子带仅仅包含噪声。包含信号的连续子带，将被合并形成子信道输出；不包含信号的子带被舍弃。将包含信号的均匀滤波器组子带状态标记为1，反之标记为0。

子信道划分及子带合并过程为：

分别将状态为1的连续子带合并，即可得到各个独立的信道输出。令

分别代表第j个输出子信道的上限和下限，那么该输出子信号Y_j(z)可重构为：

此时，该信道包含

个子带，其带宽是原信号带宽的1/M_j，其中，

因此，可以通过抽取操作降低其速率，以便于后续基带处理。最终的子信号输出表示为：

将一般的合成结构转化为基于多相的信道化合成结构：

如图11所示，为基于信道化的雷达信号合成算法的实现流程图。利用多路低采样率信号得到高采样率的输出信号，并在接收端进行信号合成，方便后续对信号进行处理。

设x'_i(m)为x_i(n)内插后的函数，则有

经过滤波器后y(m)的表达式为：

式中N为滤波器h(m)的阶数。这里的k只能取I的整数倍的值。结合x'_i(m)将y(m)转化为：

将k取连续的整数，令m＝rI+ρ,其中r为任意整数，ρ＝0,1,…,I-1，则有：

对上式做适当变换为：

容易看出上式中

是一个离散傅里叶变换，因此可以化为IDFT[x_i(k)]·I，在实际的计算过程中可以用IFFT进行计算。定义h_p(r)＝h(rI+ρ)，化为：

对FTR滤波器作如下变换：

此时FTR滤波器已经由一般的合成结构转化为基于多相的信道化合成结构，如图12所示。

图13为经过多相合成后的信号频谱图及失真情况检测图。通过对各信道输出信号进行一定的处理，将多个被分割的信号部分频谱结合起来，在一定程度上恢复输入信号的频谱，从而较全面的获得原频谱的各种细微特征。由合成后的总频谱图可知，经过信道化后的信号合成后能成功恢复出原来信号。对多相合成幅度失真情况进行分析，相对误差为9.8662×10^-5，相位失真情况平均误差为6.1480°。

最后应说明的是：以上所述仅为本发明的优选实施例而已，并不用于限制本发明，尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，对于本领域的技术人员来说，其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换。凡在本发明的精神和原则之内，所作的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种动态信道化处理方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤1，天线接收射频信号，对其进行下变频处理后送入带宽可调节的模拟滤波器组中，对其进行模拟信道化处理，粗划分为M路模拟信号；

步骤2，对模拟信号进行滤波、放大、下变频处理和中频采样处理，得到均匀的M个子带信号；

步骤3，基于侦收到的子带信号即监视带宽内信号进行采样数字化处理，划分为K路数据，每一路数据对应一个数字信道；对该信道进行数字信道化处理，并进行频带划分，分解成若干个不同的子频段；

步骤4，对各子带的子频段进行频谱检测，以确定包含信号的子信道；

步骤5，基于多相结构，将包含信号的连续子信道进行信道合成，实现宽带接收信号的非均匀信道化处理，得到各个独立的信道输出。

2.根据权利要求1所述的动态信道化处理方法，其特征在于，所述步骤1具体为：所述模拟滤波器组能够根据接收到的信号调节滤波器的带宽，然后进行信道模拟，粗划分为M路模拟信号。

3.根据权利要求2所述的动态信道化处理方法，其特征在于，所述步骤1具体为：所述模拟滤波器通过控制外部可编程电路以改变偏置电流控制跨导器对滤波器带宽进行调节；控制外部可编程电路包括改变三态门的连接、改写输入数据的值以及对偏置电阻进行调节进而改变偏置电流。

4.根据权利要求3所述的动态信道化处理方法，其特征在于，所述外部可编程电路为微功耗硬件可编程变阻电路，包括6个MOSFET和一个可编程电阻，电路基于三态门，端口除高、低电平，用悬空状态产生第三种状态，实现27级变阻电路。

5.根据权利要求1至4任意一项所述的动态信道化处理方法，其特征在于，所述模拟滤波器采用LC梯形电路法设计电路，具体方法为：

S1，根据滤波器指标参数，查表得LC梯形滤波器电路和参数；

S2，对此电路做状态变量分析，得到电路电压方程，依据电路电压方程得到相应的信号流图；

S3，通过积分器模拟状态变量，实现无源LC梯形滤波器到跨导-电容滤波器的模拟变化，再根据外部可编程电路对偏置电阻的调节实现跨导-电容滤波器的带宽变化。

6.根据权利要求1至4任意一项所述的动态信道化处理方法，其特征在于，所述信道合成方法具体为：

对子带进行频谱检测，将包含信号的均匀滤波器组子带状态标记为1，反之标记为0，将状态为1的连续子带合并，得到各个独立的信道输出，通过抽取操作降低其速率，然后再将该信道合成结构转化为基于多相的信道化合成结构。

7.根据权利6所述的动态信道化处理方法，其特征在于，转化为基于多相的信道化合成结构的方法为：对每个子信道信号做内插因子为I的内插滤波算法，再将信号进行频谱搬移，实现子信道的合成，以便后续对信号进行处理。

8.根据权利7所述的动态信道化处理方法，其特征在于，所述内插滤波算法具体为：设x′_i(m)为x_i(n)内插后的函数，则有

其中m＝0,±I,±2I,…，I为内插因子；

经过滤波器后y(m)的表达式为：

式中，N为滤波器h(m)的阶数，w_i为第i信道的中心频率，k只能取I的整数倍的值。

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