KR0140466B1 - 전력변환장치 - Google Patents

전력변환장치

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KR0140466B1 KR1019940022531A KR19940022531A KR0140466B1 KR 0140466 B1 KR0140466 B1 KR 0140466B1 KR 1019940022531 A KR1019940022531 A KR 1019940022531A KR 19940022531 A KR19940022531 A KR 19940022531A KR 0140466 B1 KR0140466 B1 KR 0140466B1
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사또 후미오
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Abstract

교류전력을 발생하는 단상교류전원으로 구성된 전력변환장치. 이 전력변환장치는 또 단상교류전원에 접속되어 교류전력을 직류 전력으로 변환하는 교류/직류 전력변환기와 이 교류/직류 변환기의 직류단자에 접속된 주평활 콘덴서와, 이 주평활 콘덴서에 병렬 접속되어 직류 액티브 필터에 흐르는 보상전류를 단상 교류전원으로 부터 공급되는 교류전력의 변동량을 흡수할 수 있도록 제어하는 직류 액티브 필터와, 주 평활 콘덴서에 접속되어 이 주평활콘덴서에 인가되는 제1직류전압을 직류전압원으로서 공급받는 부하장치로 구성된다.

Description

전력변환장치
제1도는 본 발명에 의한 전력변환장치의 제1실시예를 나타낸 구성도.
제2도는 제1도의 전력변환장치의 동작을 설명하기 위한 전압/전류 벡터도.
제3도는 제1도의 전력변환장치의 동작을 설명하기 위한 각부의 전압, 전류 및 전력의 파형도.
제4도는 제1도의 전력변환장치의 동작을 설명하기 위한 각부의 전압, 전류 및 전력의 파형도.
제5도는 제1도의 전력변환장치의 동작을 설명하기 위한 등가 회로도.
제6도는 본 발명에 의한 전력변환장치의 제2실시예를 나타낸 구성도.
제7도는 본 발명의 제3실시예에 의한 전력변환장치의 직류 액티브 필터(active filter)를 나타낸 구성도.
제8도는 본 발명의 제4실시예에 의한 전력변환장치의 직류 액티브 필터를 나타낸 구성도.
제9도는 제8도의 직류 액티브 필터의 동작을 설명하기 위한 등가회로도와 전압/전류 벡터도.
제10도는 본 발명의 제5실시예에 의한 전력변환장치의 직류 액티브 필터를 나타낸 구성도.
제11도는 본 발명의 제6실시예에 의한 전력변환장치의 직류 액티브 필터를 나타낸 구성도.
제12도는 제11도의 직류 액티브 필터의 PWM 제어동작을 설명하기 위한 타임차트.
제13도는 본 발명의 제7실시예에 의한 전력변환장치의 직류 액티브 필터를 나타낸 구성도.
제14도는 본 발명의 제8실시예에 의한 전력변환장치의 직류 액티브 필터를 나타낸 구성도.
제15도는 본 발명의 전력변환장치의 동작을 설명하기 위한 전압/전류 벡터도.
제16도는 본 발명의 전력변환장치의 동작을 설명하기 위한 각부의 전압, 전류 및 전력의 파형도.
제17도는 본 발명의 제9실시예에 의한 전력변환장치의 직류 액티브 필터를 나타낸 구성도.
제18도는 본 발명의 전력변환장치의 동작을 설명하기 위한 특성도.
제19도는 종래의 전력변환장치의 일례를 나타낸 구성도.
본 발명은 단상교류전원의 교류전력을 전력변환기에 의해 직류 전력으로 전환하는 전력변환장치에 관한 것이며, 특히 단상교류전원의 전력변동분을 직류측에서 흡수하도록 보상 제어하는 구성으로 한 전력변환장치에 관한 것이다.
제19도는 교류급전선으로 부터 교류전력을 수전하는 종래의 교류전기차 등에 사용되는 전력변환장치의 일례를 나타낸 구성도이다. 도면에서 SUP는 단상교류전원(단상전원), LS는 교류인덕터, CNV는 교류전력을 직류 전력으로 변환하는 펄스폭 변조제어 콘버터(PWM 콘버터), Cdo는 직류 평활 콘덴서, INV는 직류전력을 교류전력으로 변환하는 펄스폭 변조제어 인버터(PWM 인버터), IM은 3상 유도 전동기이다.
제어회로는 직류전압검출기 ISO, 입력전류검출기 CTS, 교류전압검출기 PTS, 전동기 전류검출기 CTU, CTV, CTW, 직류전압회로 AVR, 입력전류제어회로 ACRS, PWM 콘버터 CNV용 펄스폭 변조제어회로 PWMC1, 속도검출기PG, 속도제어회로 SPC, 부하전류제어회로 ACRL, PWM인버터INV용 펄스폭 변조제어회로 PWMC2로 구성된다.
PWM 콘버터 CNV는 직류 평활콘덴서 Cdo에 인가되는 전압 Vd가 거의 일정하게 되도록 단상 교류전원 SUP로 부터 공급되는 입력전류 Is를 제어한다. 이때 입력전류 Is를 전원전압 Vs와 같은 상의 정현파로 제어함으로써 고조파가 적고 입력 역률이 1인 전력변환을 할 수가 있다.
PWM 인버터 INV는 직류 평활콘덴서 Cdo를 직류전원으로 하여 가변전압 가변주파수의 3상교류 전력으로 변환하여 이 3상 교류전력으로 유도전동기 IM을 구동한다.
이와 같이 단상교류전원 SUP로 부터 교류전원을 급전을 받는 시스템의 일례로서 일본 도까이도 신깐센에서 사용되는 300급 전차 노조미가 있다. 이 교류전원을 직류전원으로 변환하고, 이 직류전원을 다시 교류전원으로 변환하여 유도전동기를 구동하는 것이다.
PWM 콘버터 CNV에 대해서는 일본의 전기공학회회보 vol. 107-D No.3, 1987 PWM 콘버터를 사용한 고품질 교류전차용 전동기 구동에 관한 고찰에 기술되어 있고, PWM인버터 INV에 대해서는 당업자에게는 잘 알려진 것이므로, PWM콘버터 CNV와 PWM 인버터 INV에 대한 자세한 설명은 생략한다.
이상에서 설명한 종래의 전력변환장치에는 다음과 같은 문제점이 있다.
즉, 단상교류전원 SUP로 부터 교류전력을 급전을 받을 때 이 교류전력은 전원주파수의 2배의 주파수로 변동한다. 그 결과로 인해 직류평활콘덴서 Cdo에 인가되는 전압Vd도 역시 전원주파수의 2배의 주파수로 변동한다. 이 전압변동의 크기는 PWM 인버터 INV가 출력하는 유효 전력의 크기에 비례하고, 직류평활 콘덴서 Cdo의 용량에 반비례한다.
따라서 직류평활 콘덴서 Cdo의 용량을 크게 하면 단상 PWM 콘버터 CNV에 의해 변환된 직류전압 Vd의 변동을 적게 할 수 있으나, 전력변환장치의 중략과 치수가 커지고 단가도 높아진다. 특히 전차의 구동시스템에서는 전력변환장치의 중량과 치수를 가능한 한 적게 하는 것이 바람직하여서 어느 정도의 직류 전압변동을 허용하지 않을 수 없었다.
그러나 이 직류전압 Vd의 변동은 인버터측에 영향을 미쳐서 PWM인버터 INV의 출력전류를 변동시키는 원인이 되고 있다. 예를들어 단상교류전원 SUP의 주파수를 50㎐로 했을 때 직류전압 Vd의 변동 주파수는 100㎐가 된다. 이 경우에 PWM 인버터 INV의 출력주파수가 100㎐에 가까워짐에 따라 출력전압의 변동이 커져서 전동기 IM의 전류에 비트 현상을 일으킨다. 이 결과로 인해 전동기 IM의 발생토크가 맥동하여 진동이나 소음의 원인이 된다.
또한 직류전압 Vd가 변동한 양만큼 PWM 콘버터 CNV나 PWM 인버터 INV를 구성하는 반도체 소자에 인가되는 전압의 최대치가 증가하여 보다 큰 내압의 반도체 소자를 사용하여야 하기 때문에 변환기의 중량이나 치수를 증가시켜 단가를 높이는 원인이 되어 왔다.
따라서 본 발명의 한가지 목적은 단상 교류전원의 전력 변동으로 인해 발생하는 직류 전압의 변동을 제거할 수 있는 전력변환장치를 제공하는데 있다.
본 발명의 다른 목적은 전력변환장치의 이용률을 높일수 있는 전력변환장치를 제공하는데 있다.
본 발명의 또다른 목적은 직류평활콘덴서의 용량을 크게 감소시켜서 전력변환장치의 전체 치수와 중량을 감소시킬 수 있는 전력변환장치를 제공하는데 있다.
본 발명의 다른 목적은 인버터 출력전류의 비트현상을 제거시켜서 전동기의 진동이나 소음을 크게 감소시킬 수 있는 전력변환장치를 제공하는데 있다.
본 발명의 이상과 같은 목적등은 교류전력을 발생하기 위한 단상 교류전원을 구비한 전력변환장치를 제공함으로써 달성할 수가 있다. 본 전력변환장치는 그 이외에도 단상교류전원에 접속되어 교류전력을 직류전력으로 변환하는 교류/직류 전력변환기와 이 교류/직류 전력 변환기의 직류측 단자에 접속된 주평활 콘덴서와, 이 주평활콘덴서에 병렬 접속되어 단상 교류전원으로 부터 공급되는 교류전력의 변동량을 흡수할 수 있도록 직류 액티브 필터에 흐르는 보상전류를 제어하는 직류 액티브 필터와, 주 평활콘덴서에 접속되어 이 주평활콘덴서에 인가된 제1의 직류전압을 직류 전압원으로 하여 수전하는 부하장치를 구비한다.
본 발명에서는 단상 교류전원의 전력변동을 교류/직류 전력변환기의 직류측에 설치한 직류 액티브 필터에 의해 흡수토록 하였으므로 전력변환장치의 이용률이 증가한다. 이에따라 직류전압의 변동을 제거하고, 전동기의 진동이나 소음을 감소시키며, 직류 측 평활콘덴서의 용량을 감소시킬 수가 있다.
본 발명과 이에 수반되는 여러 가지 이점에 대해서는 이하에 도면을 참조해서 기술하는 자세한 설명에 의해 쉽게 이해할 수 있을 것이다.
도면에서 동일한 부호는 동일한 부분 또는 대응하는 부분을 가리키는 것으로 하며, 본 발명의 실시예를 이하에 설명한다.
우선 본 발명의 개요에 대해 제1도를 참조하여 설명한다. 이 도면에서 SUP은 단상 교류전원(단상전원), LS는 교류인덕터, CNV는 교류/직류 전력변환기의 일례인 펄스폭 변조제어 콘버터(이하 PWM 콘버터라 부른다), INV는 펄스폭 변조제어 인버터(이하 PWM 인버터라 부른다), IM은 3상 유도전동기, Cd는 주평활콘덴서, DC-AF는 직류 액티브 필터이다.
교류/직류 전력변환기로서는 다이오드 정류기나 펄스폭 변조제어 콘버터(PWM콘버터)등이 알려져 있다. 이후부터는 그 일례로서 PWM콘버터 CNV로 설명한다.
PWM 콘버터 CNV는 주평활콘덴서 Cd에 인가되는 직류전압 Vd가 거의 일정해지도록 단상교류전원 SUP로 부터 공급되는 전류 Is를 제어한다. 보통 이 입력전류 Is는 단상 교류전원 SUP의 전압 Vs와 같은 상의 정현파가 되도록 제어되어 입력역률이 1이고, 고조파가 적은 전력변환이 되게 한다.
부하장치 예를들어 유도전동기 IM이 부하를 취하게 되면 직류전압이 떨어진다. 그러나 이 부하에 어울리는 유효전력을 단상 교류전원 SUP로 부터 공급하도록 제어하여 직류전압을 일정한 값이 되게 제어한다. 부하장치는 3상출력 펄스폭 변조제어 인버터(PWM인버터) INV와 이 인버터 INV에 의해 구동되는 교류전동기(유도전동기등)를 구비한다. 전동기의 회전속도와 발생토크가 거의 일정한 정상 상태에서는 3상 PWM인버터 INV의 직류전류는 고조파 성분을 제외하면 거의 일정하다.
이 인버터 INV의 직류측 고조파 성분은 주평활 콘덴서 Cd에 의해 대부분이 흡수된다.
그러나 종래 기술의 전력변환장치에 관해 설명한 바와같이 단상교류전원 SUP로 부터 공급되는 전력은 전원주파수의 2배의 주파수로 변동하여 직류전압의 변동을 발생한다.
직류 액티브 필터 DC-AF는 주평활콘덴서 Cd에 병렬접속되어 단상 교류전원 SUP의 전력변동량을 흡수하도록 보상전류IF를 제어한다. 이 보상전류IF의 지령치 IF☆는 다음과 같이 주어진다. 우선 PWM콘버터 CNV의 교류측 순시전력의 연산치 PC로 부터 교류전원 SUP로 부터 공급되는 유효전력의 평균치 Pav를 빼서 변동전력 △PC를 구한다. 다음에 이 변동전력 △PC를 직류전압 Vd로 나누어 지령치 IF☆를 구한다. 즉
보상전류 IF=IF☆가 직류 액티브 필터 DC-AF를 통해 흐르므로 주평활콘덴서에는 단상 교류전력의 변동에 의한 전류는 흐르지 않게 되어 직류전압 Vd의 변동이 없어진다. 주평활콘덴서는 PWM 콘버터 CNV와 3상 PWM 인버터 INV의 직류측의 고조파성분을 흡수할 만큼의 용량이면 충분하므로 너무 큰 용량의 것은 필요로 하지 않는다.
직류 액티브 필터 DC-AF는 예를들어 직류정전압원 EA와 이 직류정전압원 EA의 직류전압을 가변전압의 교류전압으로 변환하는 전압원 PWM 인버터 VSI와, 이 인버터의 출력단자에 접속된 직류 평활 콘덴서 CF로 구성된다. 직류액티브필터 DC-AF는 인버터 VSI의 출력전압을 조정함으로써 보상전류 IF를 제어한다. 직류 액티브 필터 DC-AF에 사용되는 PWM 인버터 INV의 용량은 직류 평활 콘덴서 CF의 용량에 의존한다. 즉 직류 평활 콘덴서 CF의 용량이 0이라 하면 직류 액티브 필터 DC-AF의 PWM 인버터 INV의 용량은 PWM콘버터 CNV 용량과 같은 만큼을 필요로 한다. 또 직류평활 콘덴서 CF의 용량을 무한대까지 크게 하면 직류 액티브 필터 DC-AF의 PWM인버터 INV의 용량은 0으로 된다.
이것을 고려하여 직류 평활 콘덴서 CF의 용량을 주평활 콘덴서 Cd의 용량보다 크게 하고, 또한 종래 기술의 전력변환장치에 사용되고 있는 직류 평활 콘덴서 CF의 절반 또는 수분의 1로 한다. 이 결과에 의해 직류 액티브 필터 DC-AF의 PWM 인버터 INV의 용량은 PWM 콘버터 CNV의 용량의 10-20% 정도가 되어 전력변환장치 전체의 콘덴서 용량이 감소되고 중량이나 치수를 중요시하는 전기차량 시스템에서는 크나큰 이익을 가져온다. 또한 직류전압 Vd의 변동을 제거함으로써 직류전압을 높여서 사용할 수가 있으므로, PWM 콘버터 CNV와 PWM 인버터 INV의 출력 용량의 증가를 기대할 수 있다.
제1도는 본 발명에 의한 전력변환장치의 제1실시예를 나타낸 주회로구성도 및 제어회로 블록도이다.
직류 액티브 필터 DC-AF는 직류정전압원 EA, 단상 전압원 PWM인버터 VSI, 단상변압기 TR, 인덕터 LF, 직류평활 콘덴서 CF로 구성된다.
또한 제어장치는 입력전류검출기 CTS, 교류전압검출기 PTS, 직류전압검출기 PTD, 직류전류검출기 CT1, CT2, CTF, 부하전류검출기 CTU, CTV, CTW, 속도검출기 PG, 직류전압제어회로 AVR, 입력전류제어회로 ACRS, PWM콘버터 CNV의 PWM제어회로 PWMC1, 속도제어회로 SPC, 부하전류제어회로 ACRL, 3상 PWM 인버터 INV의 PWM제어회로 PWMC2, 보상 전류지령회로 FCR, 보상 전류제어회로 ACRF, 단상전압원 PWM인버터 VSI의 PWM 제어회로 PWMC3로 구성된다.
PWM인버터 INV는 주평활 콘덴서 Cd를 그 직류전압원으로 하고, 가변전압 가변주파수의 3상 교류전력을 유도전동기 IM에 공급한다.
즉 전동기 IM의 회전속도 ω r을 속도검출기PG에 의해 검출하여 속도제어회로 SPC에 입력한다. 속도제어회로 SPC는 속도지령치 ω r☆와 속도검축치 ωr을 비교하여 이들 두 ω r☆과 ω r의 값의 편차 ε r= ω r☆- ω r에 대응하는 3상 부하전류 지령치 IL☆을 발생한다.
부하전류제어회로 ACRL은 전류검출기 CTU, CTV, CTW에 의해 검출한 3상부하전류 IL(IU, IV, IW)과 3상부하 전류지령치 IL☆(IU☆, IV☆, IW☆)을 비교하여 그 편차에 대응하는 3상 전압지령치 eL☆(eU☆, eV☆, eW☆)을 PWM 제어회로 PWMC2에 공급한다.
PWM제어회로 PWMC2는 3상 지령치 eL☆에 의거해서 게이트신호 gI를 PWM 인버터 INV의 스위칭 장치에 출력한다. 따라서 3상 PWM 인버터 INV는 이들 3상 전압지령치 eL☆에 비례하는 3상 전압 VL(VU, VV, VW)을 발생하여 이에따라 3상 부하전류 IL을 제어한다.
유도전동기 IM을 벡터제어함으로써 직류전동기의 출력특성에 유사한 출력특성을 얻을수 있다는 것이 알려져 있으나, 이는 본 발명의 요점이 아니므로 여기서는 설명을 생략한다.
3상 PWM인버터 INV 및 유도전동기 IM은 직류전압원(주평활 콘덴서Cd)으로 부터 보았을 때 고조파 성분을 무시하면 직류전류 Id2를 흘리는 일종의 정전류원으로 간주할 수 있다.
PWM 콘버터 CNV는 주평활콘덴서 Cd의 인가전압 Vd가 거의 일정하게 되도록 입력전류 Is를 제어한다. 이때 입력전류 Is는 전원전압 Vs와 같은 상(또는 역상)의 정현파가 되도록 제어되므로 입력역률이 1인 운전을 할수 있다.
즉, 주평활콘덴서 Cd의 전압 Vd를 직류전압검출기 PTD에 의해 검출하여 전압제어회로 AVR에 입력해서 전압지령치 Vd☆와 비교하고, 그 편차 ε V =Vd☆-Vd를 증폭함으로써 입력전류 Is의 파고치 지령 Ism☆을 구한다.
또한 단상전원 SUP의 전압 Vs를 전압검출기 PTS에 의해 검출하여 이 전압 Vs에 동기한 단위 정현파 Sin ω t를 구한다. 이 단위 정현파 sin ω t와 전류파고치지령 Ism☆을 곱하여 입력전류지령치 Is☆를 얻는다. 즉
입력전류제어회로 ACRS는 이 전류지령치 Is*와 전류검출기 CTS에 의해 검출한 입력전류Is를 비교하고 그 편차 ε L=Is*-Is를 증폭(-k1배)하여 콘버터 CNV의 PWM의 제어회로 PWMC1의 입력신호 eC*를 얻는다. PWM의 제어회로 PWMC1의 입력신호 eC*에 의거해서 게이트신호 gC를 PWM 콘버터 CNV의 스위칭 소자에 출력한다.
PWM 콘버터 CNV는 입력신호 eC*에 비례한 전압 Vc를 교류측에 발생하여 입력전류 Is를 제어한다. 교류인덕터 LS에는 전원전압 Vs와 콘버터전압 Vc 차전압VLS=Vs-Vc가 인가된다.
예를들어 Is*Is의 경우에는 편차 ε I는 정의 값이 되고, PWM제어회로 PWMC1의 입력신호 eC*는 부의 값이 된다. 따라서 교류인덕터 Ls에 인가되는 전압 VLS가 증가하여 입력전류 Is를 증가시킨다. 반대로 Is*Is의 경우에는 편차 ε I는 부의 값이 되고, 입력신호 eC*는 정의 값이 된다. 따라서 교류인덕터 Ls에 인가되는 전압 VLS가 감소하여 입력전류 Is를 감소시킨다.
따라서 입력전류 Is는 전류지령치 Is*에 일치하도록 제어된다. 이 경우에 전류지령치 Is*는 전원전압 Vs와 같은 상의 정현파로 공급되며, 입력전류 Is도 전류지령치 Is*에 추종하도록 제어된다. 이에 따라 입력역률 1이며, 고조파가 적은 운전을 달성할 수가 있다.
직류전압 Vd는 다음과 같이 제어된다.
예를들어 Vd*Vd인 경우에 편차 ε V는 정의값이 되고, 전류파고치 지령 Ism*을 정의 값으로 증가시킨다.
이 결과로 인해 단상 교류전원 SUP로부터 공급되는 전력 PS=VS·IS는 정의 값이 되고, 이 전력 PS는 주평활 콘덴서 Cd에 공급되어 직류전압 Vd를 증가시킨다.
반대로 Vd*Vd의 경우에는 편차 ε V는 부의 값이 되고, 전류파고치지령 Ism*은 부의 값을 취한다. 이 결과로 인해 주평활 콘덴서 Cd에 축적된 에너지가 단상교류전원 SUP에 회생되어 직류전압 Vd를 감소시킨다.
이와같이 하여 직류전압 Vd는 전압지령치 Vd*에 일치하도록 제어된다.
제2도는 제1도의 전력변환장치의 단상전원 SUP측의 전압/전류 벡터도의 일례를 나타낸다.
제2도(a)는 차량의 전력운전시의 벡터도를 나타낸다. 입력전류 Is가 흐르면 교류인덕터 Ls에 전압 VLs=j ω·Ls·Is가 인가된다. PWM콘버터 CNV의 발생전압 Vc는 도시한 바와같다. 이 경우에 전압 VO의 크기 V㎝과 위상각 θ(지상)는 다음식으로 표시된다.
제2도(b)는 회생운전시 벡터도를 나타낸다. 입력전류 Is는 전원전압Vs에 대해 역상으로 제어된다. 교류인덕터 Ls에 인가되는 전압 VLs의 위상이 반전되기 때문에 PWM 콘버터 CNV의 발생전압 VC의 위상각 θ는 진상이 된다.
제3도는 제1도의 전력변환장치의 PWM 콘버터의 전력운전시의 전압전류 파형을 나타낸 도면이다. 입력전류 is는 전원전압 vs와 같은 상으로 제어되고 PWM콘버터 CNV의 발생전압 VC는 전원전압 vs보다 위상각 θ 만큼 지연한다. 단상 교류전원 SUP로부터 공급되는 순시전력 PS는
로 된다. 순시전력 PS는 단상교류전원 SUP의 주파수의 2배의 주파수로 변동한다. 또한 PWM 콘버터 CNV의 순시전력 PC는 PWM 콘버터 CNV의 발생전압 vC와 전류 is의 곱이 되어 교류인덕터 Ls의 전압강하양에 해당하는 만큼 변동이 커진다.
즉,
VCm=Vsm/cosθ가 성립하므로 유효전력의 평균치 Pav는
이 된다.
정상상태에서는 유효전력 Pav는 부하장치(PWM 인버터 INV+유도전동기IM)가 소비하는 전력 PL에 일치하고, 전력변동 △PC만이 주평활 콘덴서 Cd를 출입하며 흐른다. 즉
주 평활 콘덴서 Cd에 흐르는 전류 idc는 직류전압 vd의 평균치를 Vdo로 하여 다음식에 의해 근사시킬수 있다.
따라서 직류전압 Vd의 변동량 △Vd는 다음 연산식에 의해 주어진다.
즉 직류전압변동 △Vd의 크기는 부하장치가 취하는 유효전력 PL=Pav=Vsm·Ism/2인 PL에 비례하여 주평활 콘덴서 Cd의 용량에 비례한다. 예를 들어 PL=3,000[kW], Vdo=2,000[V], ｆ=ω/(2π)=50[㎐], Cd=0.02[F], cosθ=0.9로 하였을 때 △Vd의 크기는 △Vdm=132.6[V]가 된다.
제4도는 회생운전시의 각부의 전압전류 파형을 나타낸다. PWM 콘버터 CNV의 발생전압 vC는 전원전압 vs보다 위상각 θ 만큼 진상한다. 따라서
V=Vsm/cosθ가 성립하므로 유효전력 Pav는 부하장치(PWM인버터 INV+유도전동기IM)로 부터 회생된 전력 PL에 일치하고, 전력변동 △PC만이 주평활 콘덴서 Cd를 출입하여 흐른다. 즉
따라서 주평활 콘덴서 Cd에 흐르는 전류 idc는 직류전압 Vd의 평균치를 Vdo로 하여 다음식과 같이 근사시킬 수 있다.
따라서 직류전압 Vd의 변동량 △Vd는
이 된다.
다음에 제1도의 전력변환장치의 직류 액티브 필터 DC-AF의 제어 동작을 설명한다.
우선 단상 PWM 콘버터 CNV의 직류출력전류 Id1 및 3상 PWM 인버터 INV의 직류입력전류 Id2를 각각 전류검출기 CT1, CT2로 검출하고, 보상전류 지령회로 FCR에 입력하여 그 차분 IF*를 구한다. 이 차전류 IF*=Id1-Id2는 직류 액티브 필터 DC-AF에 흐르는 보상전류 IF의 지령치가 된다. 이때 직류 액티브 필터 DC-AF에는 PWM 콘버터 CNV 및/또는 PWM 인버터 INV의 PWM 제어에 의해 발생된 고조파 전류 성분을 흘릴 필요가 없기 때문에 직류전류의 검출치 Id1, Id2를 필터에 의해 고조파 성분을 제거하고 보상전류 지령회로 FCR에 입력한다.
직류 액티브 필터 DC-AF에 흘러 들어오는 보상전류 IF는 전류검출기 CTF에 의해 검출되어 전류제어회로 ACRF에 입력한다. 전류제어회로 ACRF는 보상 전류 지령치 IF*와 보상전류검출치 IF를 비교하여 편차 εF=IF*-IF를 구한다. 이 변차 εF는 반전증폭되어 PWM 제어회로 PWMC3에 전압지령치 eF*로서 공급된다.
PWM제어회로 PWMC3는 이 전압지령치 eF*에 의거해서 게이트신호 gF를 전압원 PWM 인버터 VSI의 스위칭 소자에 출력한다. 따라서 전압원 PWM인버터VSI는 전압지령치 eF*에 비례한 전압 VF를 발생하여 보상전류 IF를 제어한다.
즉, IF*IF로 되었을 때 편차 εF는 정의값이 되고, 이로 인해 전압지령치 eF*는 부의 값이 되어 출력 전압 VF를 부의 값으로 한다. 그러므로 보상전류 IF가 증가하여 IF=IF*가 되도록 제어된다.
반대로 IFIF*가 되었을 때는 편차 εF는 부의 값이 되고, 전압지령치 eF*는 정의 값으로 되어 출력전압 VF를 정의 값으로 한다. 그로 인해 보상전류 IF가 감소하여 역시 IF=IF*가 되도록 제어된다.
제5도는 제1도의 전력변환장치의 등가 회로를 나타낸 것이다. PWM 콘버터 CNV 및 PWM 인버터 INV는 전류원으로서 표시할 수가 있다. 즉 PWM제어에 의해 발생하는 고조파 전류를 무시하면 PWM인버터 INV의 입력전류 Id2는 직류성분 IC만을 포함하고, PWM 콘버터 CNV의 출력전류 Id1은 직류성분 IC와 전원주파수의 2배의 주파수로 변화하는 교류성분 idc를 포함한다. 여기에서 주평활 콘덴서 Cd에 흐르는 전류 Id3은 보상전류 IF=idc가 직류 액티브 필터 DC-AF를 통해 흐르므로 0이 된다. 더 정확하게 말하면 보상전류 IF는 고조파 전류를 포함하지 않으므로 고조파 전류는 주평활 콘덴서 Cd에 흘러 들어간다. 그러나 주파수가 높기 때문에 주평활 콘덴서 Cd의 용량은 훨씬 적어지고 전압변동도 거의 완전히 제거할 수 있다.
제6도는 본 발명에 의한 전력변환장치의 제2실시예를 나타낸 구성도이다. 제6도(a)에서 SUP는 단상 교류전원(단상전원), CNV는 PWM콘버터, DC-AF는 DC액티브 필터, Cd는 주평활콘덴서, INV는 3상 PWM 인버터, M은 교류전동기이다.
직류 액티브 필터 DC-AF는 변압기 TR, 인덱터 LF, 직류평활 콘덴서 CF, 단상 전압원 PWM인버터 VSI, 직류콘덴서 CA, 직류인덕터 LCH, 스위칭 소자 CHO, 프리휠링 다이오드 DCH를 구성된다. 스위칭소자 CHO, 프리휠링 다이오드 DCH, 직류인덕터 LCH는 DC초퍼를 구성한다. 직류 액티브 필터 DC-AF가 제1도의 실시예와 다른 것은 DC초퍼에 의해 직류 콘덴서 CA에 인가된 전압 VA를 일정하게 제어하고, 이 직류 콘덴서 CA를 단상전압원 PWM 인버터 VSI의 전압원으로서 취하고 있는 점이다. 이 DC초퍼의 동작을 아래에 설명한다. DC초퍼의 제어회로는 제6도(b)에 나타낸 바와 같이 비교기 C2, 전압제어 보상회로 GCH(S), PWM제어회로 PWMC4로 구성된다.
우선 직류콘덴서 CA의 인가전압 VA를 검출하여 비교기 C2에 입력한다. 비교기 C2는 전압지령치 VA*와 전아검출치 VA를 비교하여 편차 εA=VA*-VA를 얻어서 이를 전압제어 보상회로 GCH(S)에 입력한다. 전압제어 보상회로 GCH(S)는 편차 εA를 증폭하여 전압 지령치 eCH*를 발생시켜 이를 PWM 제어회로 PWMC4에 입력한다. 이 PWM 제어회로 PWMC4는 3각파 비교의 통상의 펄스폭 변조제어회로로서 전압지령치 eCH*에 의거해서 게이트신호 g4를 DC초퍼의 스위칭 소자에 출력한다.
VA*VA가 되었을 때 편차 εA는 정의값이 되어 전압지령치 eCH*를 증가시키고 스위칭 소자 CHO의 ON기간을 길게 한다. 그로 인해 직류콘덴서 CA에 충전하는 전류가 증가하여 인가전압 VA를 증가시켜 VA=VA*가 되도록 제어된다.
반대로 VA*VA가 되었을 때에는 편차 εA는 부의 값이 되고 전압지령치 eCH*를 감소시켜 스위칭소자CHO의 온 기간을 짧게 한다. 그로 인해 직류콘덴서 CA에 충전하는 전류가 감소하여 인가전압 VA를 감소시켜 역시 VA=VA*가 되도록 제어된다.
제1도의 직류액티브 필터 DC-AF에 대해 위에서 설명한 바와 같이 제2도의 직류 액티브 필터 DC-AF도 주평활 콘덴서 Cd의 인가전압 Vd가 일정하게 되도록 보상 전류IF를 흘린다. 이 보상전류 IF가 직류평활 콘덴서 CF에 흘러들어옴으로써 직류 평활 콘덴서 CF의 인가 전압 VCF가 변동한다. 따라서 단상전압원 PWM인버터 VSI는 이 전압 VCF의 변동량과 반대의 전압을 발생하여 주평활 콘덴서 Cd의 인가전압을 일정하게 유지한다고 생각할 수가 있다. 단상전압원 PWM인버터 VSI의 발생전압 VF와 보상전류 IF는 거의 90°의 위상차를 가지므로, 평상시에는 단상전압원 PWM인버터 VSI로/로부터의 유효전력의 출입이 거의 없다. 따라서 제6도의 전력변환장치의 DC 초퍼회로는 단상 전압원 PWM인버터 VSI 등의 손실을 공급하는 만큼의 용량을 가지면 된다.
제6도의 제2실시예와 같이 구성함으로써 직류 액티브 필터 DC-AF의 전원전압 VA를 낮게 하여 사용할 수 있게 되고, 또 안정된 전압원을 얻을 수 있다.
직류 액티브 필터 DC-AF의 직류콘덴서 CA의 양단자를 주평활 콘드 Cd에 병렬로 접속하여 단상전압원 PWM인버터 VSI의 내압을 보장할 수 있는 경우에는 제6도의 DC초퍼회로를 생략할 수도 있다.
제7도는 본 발명에 의한 전력변환장치의 직류 액티브 필터 DC-AF의 제3실시예를 나타낸 구성도이다. 다음 실시예에서의 직류 액티브 필터 DC-AF은 제1도의 전력변환장치의 직류 액티브 필터 DC-AF를 대신한 것이다.
제7도(a)에서 P, N은 주회로의 직류정극측, 부극측단자, EA는 직류전압원, VSI는 단상전압원 PWM인버터, TR은 단상 변압기, LF는 인덕터, CF는 직류평활콘덴서이다.
단상전압원 PWM인버터 VSI는 스위칭 소자 S1∼S4와 프리휠링 다이오드 D1∼D4로 구성된다. 인덕터 LF는 단상변압기 TR의 1차측에 접속된다. 설명의 편의상 변압기 TR의 1차/2차 권수비는 1:1로 한다.
또한 제7도(b)에 나타낸 바와같이 제어장치는 전류검출기 CTF, 보상전류 지령회로 FCR, 보상전류제어회로 ACRF, 단상 전압원 PWM 인버터 VSI의 PWM 제어회로 PWMC3로 구성된다. 보상전류 지령회로FCR은 승산기 ML1,ML2, 비례연산기 OA, 가산기 AD, 제산기 DIV로 구성된다. 보상전류 제어회로 ACRF는 비교기 C1과 제어보상회로GF(S)로 구성된다.
우선 PWM콘버터 CNV의 교류측전압 VC와 입력전류 IS의 곱을 승산기 ML2로 구한다. 이때 전압검출치VC는 많은 고조파 성분을 포함하고 있으므로 그 대신에 PWM 콘버터의 PWM제어입력신호(전압지령치)eC*을 사용하여도 된다. 마찬가지로 입력전류검출치 Is대신에 그 전류지령치 Is*를 사용하여도 된다. 승산기 ML2의 출력은 PWM 콘버터 CNV의 순간 전력 PC가 된다.
또한 승산기 ML1은 전원전압파고치 Vsm과 입력전류파고치 Ism를 곱한다. 이 곱한 값은 비교연산기 OA로 1/2배 되어 교류전원 SUP로부터 공급되는 유효전력의 평균치 Pav가 된다. 입력전류파고치 Ism대신에 지령치 Ism*을 사용하여도 된다.
가산기 AD는 값(PC-Pav)를 계산하여 변동전력 △ PC를 구하여 제산기 DIV에 입력한다. 제산기 DIV는 이 변동전력 △PC를 직류전압검출치 Vd로 나누고, 이 결과치를 보상전류 IF의 지령치 IF*로 한다.
이와같이 해서 구한 보상전류 지령치 IF*는 단상전원 SUP의 전력변동 △PC에 기초한 PWM 콘버터 CNV의 직류측 전류의 변동량 idc와 같아진다.
보상전류 지령치 IF*는 다은 단계의 보상전류 제어회로 ACRF의 비교기 C1에 입력되어 전류검출기 CTF에 의해 검출된 보상전류 IF와 비교된다. 이렇게 구해진 편차 εF=IF*-IF는 제어보상회로 GF(S)에 입력되어 반전증폭(-KF배)되어 단상 PWM인버터 VSI의 전압지령치 eF*가 된다. 보상전류가 IF=IF*가 되도록 제어되는 것은 앞서 설명하였으므로 이 제어에 대한 설명은 생략한다.
이와같이 직류 액티브 필터 DC-AF가 IF*(=idc)와 같은 보상전류 IF를 흘림으로써 주평활 콘덴서 Cd에는 단상 전력의 변동분이 흐르지 않게 되어 변동전압을 제거할 수가 있다.
제8도는 본 발명에 의한 전력변환장치의 직류 액티브 필터의 제4실시예를 나타낸 구성도이다.
이 도면에서 직류 액티브 필터 DC-AF의 주회로 직류 액티브 필터DC-AF의 직류전원으로서 직류전압원 EA대신에 평활 콘덴서 CA가 사용되는 것을 제외하고는 제7도에 나타난 직류 액티브 필터 DC-AF의 주회로와 동일하다.
제어장치는 전류검출기CTF, 직류전압검출치ISOA, 비교기 C1, C2, 전압제어 보상회로 GA(s), 보상전류 지령회로 FCR, 위상동기회로 PLI, 승산기 ML3, 가산기 AD2, 전류제어보상회로 GF(s), PWM제어회로 PWMC3로 구성된다.
보상전류 지령회로 FCR은 제7도에 설명한 것과 마찬가지로 구성된다.
우선 보상전류 지령회로 FCR에 의해 다음식으로 나타낸 보상전류지령치 IF*를 구한다. 즉
위상동기회로 PLL은 전류지령치 IF*에 동기한 단위 여현파cos(2ωt-θ)를 구하여, 이것을 위상을 90°변위하여 단위 정현파 sin(2ωt-θ)를 출력한다.
전압검출치ISOA는 직류콘덴서 CA의 전압 VA를 검출하여 비교기 G2에 입력한다. 비교기 C2는 전압지령치 VA*와 전압검출치 VA를 비교하여 편차 εA=VA*-VA를 얻는다. 이 편차 εA는 전압제어 보상회로 GA(S)에 의해 반전증폭(-KA)되어 출력신호 IAm*을 얻는다. 승산기 ML3은 전압제어 보상회로 GA(S)의 출력신호 IAm*와 위상동기회로 PLL의 출력 sin(2ωt-θ)를 곱해서 전류지령치 IA*를 얻는다.
가산기 AD2는 전류지령치IA*와 보상전류지령치IF*를 가산하여 새로운 보상전류지령치IF'*를 얻는다. 비교기 C1은 새로운 보상전류지령치IF'*와 전류검출기 CTF에 의해 검출된 보상전류 IF를 비교하여 편차 εF=IF'*-IF를 구하고, 이것을 전류제어 보상회로 GF(S)에 입력한다. 보상전류 IF의 제어는 제7도에 설명한 바와 같으며 IF=IF'*가 되도록 제어된다.
제9도는 제8도의 장치의 동작을 설명하는 도면이다. 제9도(a)는 이 장치의 등가회로도이며, 제9도(b)는 전압/전류벡터도이다. 제9도는 직류성분을 제외하고, 전원주파수의 2배의 주파수로 변화하는 교류량만을 표시하고 있다.
제9도(a)의 등가회로에서 idc는 제1도의 PWM콘버터 CNV가 발생하는 직류측의 변동성분으로서 앞서 나타낸 대로
이에 대응해서 직류액티브 필터 DC-AF는 다음식으로 표시되는 보상전류 IF'=IF'*를 흘린다.
이로 인해 직류 평활 콘덴서 CF의 전압 VCF'는
으로 된다.
제9도(b)에 나타낸 바와같이 전압벡터 VCF'의 위상은 전류벡터 IF'의 위상보다 90°지연된다.
또한 주평활 콘덴서 Cd에는 전류 id3=idc-IF'*=-IA*가흐른다. 주평활 콘덴서 Cd의 전압 VCd는
가 되어 제9도(b)의 전압벡터 Vcd와 같이 된다.
여기에서 직류 액티브 필터 DC-AF가 발생하는 전압VF'의 정방향을 제9도(a)의 화살표 방향으로 잡으면
가 성립하여 전압 VF'는 제9도(b)의 전압벡터 VF'와 같이 된다. 직류 액티브 필터 DC-AF에 흘러 들어오는 유효 전력 PA는 전압벡터 VF'와 전류벡터 IF'의 위상차를 φF라 하면
가 된다. IAm을 정의 값으로 하면 φF90°가 되고, PA는 부의 값이 되어 직류콘덴서 CA의 축적에너지는 감소한다. 반대로 IAm*을 부의 값으로 하면 φF는 90°보다 적어지고, PA는 정의 값이 되어 직류 콘텐서 CA의 축적에너지가 증가한다.
회생 운전에서는 PWM콘버터 CNV의 직류측의 변동전류 idc의 위상이 역전하기 때문에 이 에너지의 입/출력은 위에 설명한 것과 반대가 된다.
제8도로 되돌아가서 직류 액티브 필터 DC-AF의 직류콘덴서 CA에 인가되는 전압 VA의 제어동작을 설명한다. 단 제1도의 장치의 PWM콘덴서 CNV가 전력운전하고 있는 경우를 설명한다.
VA*VA일 때 편차 εA는 정의 값이 되고, -KA배되어서 전류파고치 IAm*는 부의 값이 된다. 따라서 제9도(b)의 전류벡터 IA는 반대 방향으로 되어 위상각 φF 90°보다 적어지고, 직류 액티브 필터 DC-AF에 흘러 들어오는 유효전력 PA는 정의 값이 되어 직류 콘덴서의 축적에너지는 증가한다. 그로인해 직류콘덴서 CA의 전압 VA가 증가하여 VA=VA*가 되도록 제어된다.
반대로 VA*VA일 때는 편차 εA는 부의 값이 되고, -KA배 되어서 전류파고치 IAm*는 정의값이 된다.
따라서 전류벡터 IA는 제9도(b)와 같이 되어 위상각 φF는 90°보다 커지고, 직류 액티브 필터 DC-AF에 흘러 들어오는 유효전력 PA는 부의 값이 되어 직류 콘덴서 CA의 축적에너지를 감소시킨다. 그로 인해 전류콘덴서 CA의 전압 VA가 감소하여 역시 VA=VA*가 되도록 제어된다.
회생운전시에는 제8도의 전압제어 보상회로 GA(S)의 출력신호의 부호를 반전시킴으로써 VA=VA*가 되도록 제어할 수가 있다.
제8도의 직류 액티브 필터 DC-AF에서는 직류전압원 EA로서 직류콘덴서 CA를 사용함으로써 보다 경제적인 시스템으로 할 수가 있다. 또한 주회로의 직류단자 P, N와 직류 액티브 필터 DC-AF의 직류전원을 분리하여 전기적으로 절연시킬수가 있으므로 필요에 따라 단상 변압기 TR를 생략할 수도 있다.
제10도는 본 발명에 의한 전력변환장치의 직류 액티브 필터 DC-AF의 제5실시예를 나타낸 구성도이다.
이 도면에서 직류액티브 필터 DC-AF의 주회로는 제8도에 나타낸 회로와 동일하다.
제어장치는 전류검출기 CTF, 직류전압검출기 ISOA, 비교기 C1, C2 전압제어 보상회로 GA(S), 부호반전기 AS1, AS2, 승산기 ML3, ML4, 연산회로 CAL, 카운터 CNT, 메모리 테이블 ROM, 가산기 AD2, 전류제어보상회로 GF(S), PWM제어회로 PWMC3로 구성된다.
우선 연산회로 CAL에 단상전원 SUP의 전압파고치의 검출치 Vsm과 입력전류파고치 지령 Ism*및 직류 전압검출치 Vd를 입력하여 제2도에 나타낸 위상각 θ과 보상전류 파고치지령 IFm*을 다음과 같이 계산한다.
이렇게 계산한 보상전류 파고치 지령 IFm*은 부호반 전기 AS2를 통해 승산기 ML4에 입력된다. 부호반전기 AS2는 PWM 콘버터 CNV가 전력운전하고 있을 때(Ism*0)는 입력신호 IFm*의 부호를 반전하여 출력하고, 회생운전시(Ism*0)에는 부호반전기 AS2로 부터 입력신호 IFm*을 그대로 출력한다.
연산회로 CAL은 이렇게 계산한 위상각 θ를 메모리 테이블 ROM에 출력한다. 카운터 CNT는 전원 각 주파수의 ω의 2n배의 클록주파수에 의해 동작되어 이 카운터치 θs=2ωt를 메모리 테이블 ROM에 출력한다.
메모리테이블 ROM은 위상번지로서 위상각 (2ωt-θ)을 계산한다. 메모리테이블 ROM은 이 위상번지 PS에 대응하는 정현파 및 여현파를 기억하고, 입력위상 각(θs-θ)에 대응하는 단위 정형파 sin(2ωt-θ)와 단위 여현파 cos(2ω-θ)을 출력한다.
또한 전압검출기 ISOA는 직류콘덴서 CA의 전압 VA를 검출하여 이것을 비교기 C2에 입력한다. 비교기 C2는 전압지령치 VA*와 전압검축치 VA를 비교하여 편차 εA=VA*-VA를 구한다. 다음에 이 편차 εA는 전압제어 보상회로 GA(S)에 의해 반전증폭(-KA배)되어 전류파고치지령 IAm*을 얻는다. 전류파고치지령 IAm은 부호반전기 AS1을 통해 승산기 ML3에 입력된다. 부호반전기 AS1은 PWM 콘버터 CNV가 전력운전하고 있을 때(Ism*0)입력신호 IAm*을 그대로 출력하고, 회생운전시 (Ism*0)에는 입력신호 IAm*의 부호를 반전하여 출력한다.
승산기 ML3는 메모리 테이블 ROM으로 부터의 출력 신호 sin(2ωt-θ)와 전류파고치 지령 IAm*을 곱해서 전류지령 IA*을 얻는다. 즉
또한 승산기 ML4는 메모리 테이블 ROM으로 부터의 출력신호 cos(2ωt-θ)와 보상전류파고치지령-IFm*을 곱해서 보상전류지력 IF*를 얻는다.
가산기 AD2는 보상전류지령 IF*와 전류지령 IA*을 가산하여 새로운 보상전류지령IF'*을 만든다.
전류검출기 CTF는 직류 액티브 필터 DC-AF로 부터 출력되는 보상전류 IF를 검출한다. 비교기 C1은 보상 전류 IF와 새로운 보상전류지령 IF*를 비교하여 그 편차 εF=IF'*-IF를 구한다. 다음에 이 편차 εF는 전류제어 보상회로 GS(S)에 의해 반전증폭(-KF배)되어서 직류 액티브 필터 DC-AF의 전압지령 eF*를 얻어서 이것을 PWM 제어회로 PWMC3에 입력한다.
우선 VA*=VA, 즉 IA*=0로 하여 직류 액티브 필터 DC-AF의 동작을 설명한다. 또한 보상전류 IF는 IF-IF'*가 되도록 제어되는 것으로 하여 설명한다.
PWM콘버터 CNV가 전력운전을 하고 있을 때 (Ism=Ism*0)는 직류액티브 필터 DC-AF의 보상전류IF는
가 되도록 제어된다. 따라서 보상전류 IF로서 PWM콘버터 CNV의 직류측의 변동전류 idc와 같은 전류가 흐른다. 그로인해 주평활콘덴서 Cd에는 이 변동 전류idc가 흘러들어 갈수 없게 되어 직류전압 Vd의 변동이 제거된다. 입력전류 Ism의 크기가 변하는 경우에는 보상전류 IF도 이 변화에 따라 변해서 변동전류 idc는 항상 보상전류 IF와 일치하므로 직류전압 Vd의 변동을 제거할 수 있다.
마찬가지로 PWM 콘버터 CNV가 회생운전시(Ism=Ism*0)에는 보상전류지령 IF*의 부호는 부호반전기 AS2에 의해 반전되지 않아서 직류 액티브 필터 DC-AF의 보상전류 IF는
가 되도록 제어된다. 회생운전시는 PWM콘버터 CNV의 직류측 변동전류 idc의 위상이 반전하므로 IF=idc가 되도록 제어되고 상쇄되므로 주평활 콘덴서 Cd의 인가전압 Vd의 변동도 제거된다.
다음에 직류 액티브 필터의 직류 콘덴서 CA에 인가되는 전압 VA의 제어동작을 설명한다. 이 경우에도 제9도를 참조해서 설명한다.
PWM콘버터 CNW가 전력운전(Ism=Ism*0)하고 있을 때 부호반전기 AS1은 입력신호 IAm를 반전함이 없이 그대로 출력한다.
직류 액티브 필터 DC-AF의 보상전류 IF는 상술한 바와 같이 새로운 보상전류지령IF'*=IF*+IA*에 일치하도록 제어된다. 즉
이 경우의 벡터도를 제9도(b)에 나타낸다.
VA*VA일 때는 편차 εA는 정의 값이 되고, -KA배 되어 전류파고치 IAm*을 부의 값으로 한다. 따라서 제9도(b)이 전류벡터 IA는 반대 방향으로 되고, 위상각 φF는 90°보다 적어져서 직류 액티브 필터 DC-AF에 흘러들어오는 유효전력 PA는 정이 값이 되어 직류 콘덴서 CA의 축적 에너지를 증가시킨다. 그로 인해 직류 콘덴서 CA의 전압 VA가 증가하여 VA=VA*가 되도록 제어된다.
반대로 회전운전시의 VAVA*일때는 편차 εA는 부의 값이 되고, -KA배 되어 전류파고치 IAm*를 정의 값으로 한다. 따라서 전류벡터 IA는 제9도(b)와 같이 되고 위상각 φF는 90°보다 커져서 직류 액티브 필터 DC-AF에 흘러들어오는 유효 전력 PA는 부의 값이 되어 직류 콘덴서 CA의 축적에너지를 감소시킨다. 그로 인해 직류 콘덴서 CA의 전압 VA가 감소하여 역시VA=VA*가 되도록 제어된다.
PWM콘버터 CNV가 회생운전CNV(Ism=Ism*0)하고 있을 때는 부호반전기 AS1은 입력신호 IAm*의 부호를 반전해서 출력한다. 이러한 경우에는 IFm*는 부호반전기 AS2에 의해 반전되지 않으므로 액티브 필터 DC-AF의 보상전류 IF는
로 주어진다. 이 경우에 제9도(b)의 벡터도의 전체의 위상이 180°회전한 것으로 생각할 수가 잇어서 전력운전시와 마찬가지로 VA=VA*가 되도록 제어된다.
제11도는 본 발명에 의한 전력변환장치의 직류 액티브 필터 DC-AF의 제 6실시예를 나타낸 구성도이다.
제11도(a)에서 P, N은 주회로의 직류 정극측 및 부극측 단자, CHO는 초버용 스위칭소자, DCH는 초퍼용 프리휠링 다이오드, LA는 직류 인덕터, CSI는 단상 전류원 PWM인버터, CH는 고주파 콘덴서, TR은 변압기, CF는 직류 평활 콘덴서이다. 단상전류원 PWM인버터 CSI는 스위칭 소자 S11∼S14로 구성된다.
제어장치는 제11도(b), 제11도(c)에 나타낸 바와같이 전류검출기 CTA, 비교기 C3, 전류제어보상회로 Ho(S), 보상전류 지령회로 FCR, 제산기 DIV, PWM 제어회로 PWMC5, PWMC6로 구성되어 있다.
우선 직류초퍼의 동작을 설명한다.
전류검출기 CTA는 직류 인덕터를 통해 흐르는 직류 전류Io를 검출하여 이것을 비교기 C3에 입력하여 여기에서 전류지령치 Io*와 비교되어 편차 εo=Io*-Io를 얻는다. 이 편차 εo는 전류제어 보상회로 Ho(S)에 의해 증폭되어 전압지령치 εo*를 만들고, 이를 PWM제어회로 PWMC5 에 입력한다. PWM제어회로 PWMC5는 직류인덕터 LA에 인가되는 전압이 평균치가 전압지령치eo*에 비례하도록 스위칭소자 CHO에 게이트신호 g5을 인가한다. 즉 전압지령치 CHO가 적을 때는 스위칭 소자 CHO의 스위칭 주기 T에 대한 ON기간 t ON의 비율을 적게 하고, 전압지령치 eo*가 커짐에 따라 스위칭 소자 CHO의 ON기간 tON의 비율을 크게한다.
Io*Io일 때에는 편차 ε0 정의값이 되고, 전압지령치 ε0*가 증가하여 스위칭소자 CHO의 ON기간의 비율을 크게해서 직류전류 Io를 증가시킨다. 반대로 Io*Io일때에는 편차 ε0는 부의 값이 되고 전압지령치 ε0*를 감소시켜서 스위칭소자 CHO의 ON기간의 비율을 적게해서 직류전류 Io를 감소시킨다. 이렇게 하여 직류전류 Io는 직류전류 Io가 직류전류지령치 Io*와 일치하도록 제어된다.
다음에 직류 액티브 필터 DC-AF의 동작에 대해 설명한다. 제11도의 보상전류 지령회로 FCR은 제7도에 관해 설명한 회로 FCR과 마찬가지로 구성된다. 직류 액티브 필터 DC-AF가 흘리는 보상 전류 IF의 지령치 IF*는 전원전압 파고치 Vsm, 입력전류파고치지령Ism*, 전압지령eC*, PWM콘버터 CNV의 입력전류 지령 Is*, 직류전압검출치 Vd의 연산에 의해 구해진다. 보상전류 지령치 IF*는 제산기 DIV에 입력되어 여기에서 직류전류검출치 Io(직류 전류 지령치 Io*)로 나누어져서 전류원 PWM인버터 CSI의 PWM 제어의 입력신호 KF*을 얻는다. PWM 제어회로 PWMC6는 이 신호 KF*에 의거해서 게이트신호 g1, g2를 발생하여 이것을 아래에 설명한 바와같이 전류원 PWM인버터 CSI에 인가한다.
제12도는 제11도의 전류원 PWM 인버터 CSI의 PWM 제어동작을 설명하기 위한 타임차트이다. 이 도면에서 X, Y는 PWM 제어의 반송자신호(carrier singnal)이다. 반송자신호 X, Y로서는 +1과 -1사이에서 변화하는 3각파가 많이 사용된다. 3각파 Y(파선)는 3각파 X(실선)에 대해 위상이 180°변위한 것이다.
3각파 X는 변조율 KF*와 비교되어 소자 S13, S14의 게이트 신호 g1을 만든다. 3각파 Y는 변조율 KF*와 비교되어 소자 S13, S14의 게이트 신호 g2를 만든다.
kF*X 일 때, g1=1로서 S11는 ON(S12는 OFF)
kF*≤X 일 때, g1=0로서 S11는 ON(S12는 ON)
kF*Y 일 때, g2=1로서 S14는 ON(S13는 OFF)
kF*Y 일 때, g2=0로서 S14는 ON(S13는 ON)
전류원 인버터 CSI의 경우에는 전류 Io가 흐르는 경로를 확보하기 위하여 소자 S11과 S12의 ON기간이 잠깐 동안 중첩되도록 랩기간(lap time)을 둔다. 소자 S13과 S14 사이에도 마찬가지로 랩 기간을 두고 있다.
제12도에서는 간단히 하기 위해서 랩기간을 두지 않았기 때문에 랩기간은 0이다.
인버터 CSI의 출력전류(보상전류)IF는 소자 S11∼S14의 ON/OFF 동작에 의해 다음과 같이 된다.
S11과 S14가 ON일 때, IF=+Io; S11과 S13이 ON 또는 S12와 S14가 ON일 때, IF=+Io; 그리고 S12와 S13가 ON일 때, IF=-Io 출력전류 IF의 파형은 제12도의 최하단에 나타낸다. 그 평균치 IF(VA)는 KF*·Io의 값과 같아지고, 상기 새로운 보상전류 지령치 IF*에 일치한다.
제11도에서 고주파 콘덴서 CH는 보상전류 IF의 고조파 성분을 흡수하기 위하여 설치된다. 이렇게 하여 전류원 PWM인버터 CSI로 부터 보상전류 IF=IF*가 공급된다.
보상전류 IF=IF*는 PWM 콘버터 CNV의 직류측의 변동전류 idc와 같기 때문에 이들 두 전류는 상쇄된다. 그로 인해 변동전류 idc는 주평활 콘덴서 Cd에 흘러들어 갈 수가 없게 되어 직류전압 Vd의 변동이 제거된다.
제11도의 직류액티브 필터 DC-AF를 사용하는 본 발명에 의한 전력변환장치는 보상전류 IF를 직접 제어할 수 있는 이점이 있다.
제13도는 본 발명에 의한 전력변환장치의 직류 액티브 필터 DC-AF의 제7실시예를 나타낸 구성도이다.
이 도면에서 P, N은 주회로의 직류 정극측 단자와 부극측 단자이다. LA는 직류인덕터, CSI는 단상전류원 PWM인버터, CH는 고주파 콘덴서, CF는 직류 평활 콘덴서이다. 단상 전류원 PWM인버터는 스위칭소자 S11∼S14로 구성된다.
제어회로는 전류검출기 CTF, CTA, 비교기 C3, 전류 제어보상회로 Ho(S), 부호반전기 A21, AS2 승산기 ML3,ML4, 연산회로 CAL, 카운터 CNT, 메모리 테이블 ROM, 가산기 AD2, 제산기 DIV, PWM제어회로 PWMC6으로 구성된다.
우선 제어장치와 제13도에서 설명한 직류액티브 필터 DC-AF의 보상전류 IF에 대한 지령치 IF*를 구하는 방법에 대해서는 제10도를 참조하여 이미 설명한 바와 같다. 따라서 이에 대한 설명은 생략한다.
다음에 전류검출기 CTA는 직류인덕터 LA의 전류 Io를 검출하여 이것을 비교기 C3에 입력한다. 비교기 C3는 전류지령치 Io*와 전류검출치 Io를 비교하여 편차 εo=Io*-Io를 구하고, 이것을 전류제어 보상회로 Ho(S)에 의해 반전증폭(-Ko배)전류파고치지령 IAm*을 만든다. 전류파고치지령 IAm*은 부호반전기 AS1을 통해 승산기 ML3에 입력된다.
그다음의 제어장치와 전류지령 IA*를 구하는 방법은 제10도를 참조하여 이미 설명한 것과 같으므로 설명을 생략한다.
가산기 AD2는 보상전류지령 IF*와 전류지령 IA*를 가산하여 새로운 보상전류지령 IF'*를 만든다. 이 보상전류지령 IF'*를 제산기 DIV에서 직류검출치 Io로 나누어져서 변조율 KF*=IF'*/Io를 얻어서 이것을 PWM 제어회로 PWMC6에 입력한다.
전류원 PWM인버터 CSI의 PWM 제어동작은 이미 제11도를 참조해서 설명하였으므로 여기서는 생략한다. 전류원 PWM인버터 CSI의 출력전류의 평균치 IF(av)는 kF*·Io와 같아지며 새로운 보상전류지령치 IF'*와 일치한다. 제13도에서 고주파 콘덴서 CH는 보상전류 IF의 고조파 성분을 흡수하기 위하여 설치된다. 이렇게 하여 전류원 PWM인버터 CSI로 부터 보상전류 IF=IF'*가 공급된다.
우선 Io=Io*, 즉 IA*=0로 하여 직류액티브필터 DC-AF의 동작을 설명한다.
PWM 콘버터 CNV가 전력운전시(Ism=Ism*0)에는 직류 액티브 필터의 보상전류 IF는
와같이 제어된다.
따라서 보상전류 IF로서 PWM 콘버터 CNV의 직류측의 변동전류 idc와 같은 전류가 흐른다. 그로 인해 변동전류 idc는 제1도의 주평활 콘덴서 Cd에 흐를수가 없어서 직류전압 Vd의 변동이 제거된다. PWM콘버터 CNV의 입력전류 Ism의 크기가 변환한 경우에는 보상 전류 IF도 그에 따라 변화하여 보상전류 IF와 변동전류 idc는 항상 같아져서 직류전압 Vd의 변동이 제거된다.
마찬가지로 PWM콘버터가 회생운전시(Ism=Ism*0)에는 부호반전기 AS2는 보상전류지령 IF*의 부호를 반전하지 않으므로 직류 액티브 필터 DC-AF의 보상전류 IF는
가 되도록 제어된다.
회생운전시에는 PWM 콘버터 CNV의 직류측의 변동전류의 위상이 반전되어 IF=idc가 되어 역시 상쇄된다. 이렇게 하여 주평활 콘덴서 Cd에 인가되는 전압 Vd의 변동도 제거된다.
다음에 직류액티브 필터 DC-AF의 직류인덕터 LA에 흐르는 제어전류 Io의 제어동작을 제9도를 참조하여 설명한다.
PWM콘버터 CNV가 전력운전시(Ism=Ism*0)에는 부호반전기 AS1은 입력신호 IAm*을 반전함이 없이 그대로 출력한다.
직류 액티브 필터 DC-AF의 보상전류 IF는 상술한 바와같이 새로운 보상전류지령 IF'*와 일치하도록 제어된다. 즉,
이때의 벡터도는 제9도(b)에 나타낸 바와같다.
Io*Io일 때는 편차 ε o는 정의 값이 되고 -ko배 되어 부의 값을 갖는 전류파고치 IAm*을 얻는다. 따라서 제9도(b) 의 전류 벡터 IA는 반대방향으로 되어 위상각 φF는 90°보다 적어져서 직류액티브 필터 DC-AF에 흘러들어오는 유효전력 PA는 정의 값이 되서 직류 인덕터 LA의 축적에너지가 증가한다. 그로인해 직류인덕터 LA의 전류Io는 증가하여 Io=Io*가 되도록 제어된다.
반대로 Io*Io일때에는 편차 ε o는 부의 값이 되고, -ko배 되어 전류파고치 IAm*은 정의 값이 된다. 따라서 전류벡터 IA는 제9도(b)에 나타낸 바와같이 되어 위상각 φF는 90°가 되고, 직류액티브필터 DC-AF는 부의 값이 되어 직류 인덕터 LA의 축적 에너지 LA를 감소시킨다. 그로 인해서 직류인덕터 LA의 전류 Io는 감소하여 역시 Io=Io*가 되도록 제어된다.
PWM콘버터 CNV가 회생운전시 (Ism=Ism*0)에는 부호 반전기 AS1은 입력신호 IAm*의 부호를 반전 하여 출력한다. 이때 IFm*는 부호반전기 AS2에 의해 반전되지 않으므로 직류 액티브 필터 DC-AF의 보상전류 IF는
와 같이 된다. 이 경우에 제9도(b)의 벡터도의 전체의 위상이 180°회전한 것으로 생각할 수 있으므로 전력운전시와 마찬가지로 Io=Io*가 되도록 제어된다.
제13도의 직류 액티브 필터는 제11도에서 사용한 초퍼장치를 생략할 수 있는 이점이 있다.
제14도는 본 발명에 의한 전력변환장치의 직류 액티브 필터 DC-AF의 제8실시예를 나타낸 구성도이다.
도면에서 CAP는 고주파콘덴서, HF-T는 고주파 변압기, C/C는 단상순환전류식 사이클로 콘버터, LF는 인덕터, CF는 직류 평활콘덴서를 나타낸다.
제어회로는 고주파 전압검출기 PTH, 정류회로 REC, 전류검출기 CTF, 비교기 C1, C2 전압제어보상회로 GH(S), 부호반전기 AS1, AS2, 승산기 ML3, ML4, 연산회로 CAL, 카운터 CNT, 메모리 테이블 ROM, 가산기 AD2, 전류제어 보상회로 GF(S) 위상제어회로 PHC로 구성된다.
단상순환전류식 사이클로 콘버터 C/C는 정군 콘버터(positive group converter)SSP, 부군 콘버터 SSN, 직류 인덕터 LO1, LO2로 구성된다. 정군 및 부군 콘버터 SSP, SSN은 각각 6개의 그레쯔 결선한 사이리스터(Graetz-connected thyristor)를 갖는 타려(他勵)콘버터이다. 출력전압 VP 및 VN은 이들 사이리스터의 점호 위상각(firing phase angle)을 제어함으로써 제어된다.
고주파 콘덴서 CAP는 3상 △결선 또는 Y결선된 진상콘덴서로서 사이클로 콘버터 C/C의 무효전력원이 된다.
직류인덕터 LO1, LO2는 사이클로 콘버터 C/C의 순환전류 리플을 억제하는 역할을 하는 것으로서 정군 및 부군 콘버터 SSP, SSN이 동시에 동작하는 순환전류식 사이클로 콘버터 C/C에서는 불가결한 것이다. 고주파 변압기HF-T는 정군 콘버터 SSP 및 부군 콘버터 SSN을 전기적으로 절연하여 순환전류 리플을 감소시키는 역할을 하는 것으로서 직류인덕터 LO1, LO2의 용량을 감소시키기 위해서 설치된다.
정군 및 부군 콘버터 SSP, SSN의 점호위상각(지연)을 각각 αP, αN으로 하였을 경우에 순환전류식 사이클로 콘버터 C/C는 위상각 αP, αN을 αN=180°-αP가 되도록 제어한다. 그로인해 정군 및 부군 콘버터 SSP, SSN의 출력전압 VP, VN을 제14도의 화살표 방향을 정으로 취하면
와 같이 된다.
정군 콘버터 SSP와 부군 콘버터 SSN의 차전압 (VP-VN)은 직류인덕터 LO1, LO2에 인가된다. 사이클로 콘버터 C/C이 출력전압 VF로서 정군 및 부군 콘버터의 출력전압 VP, VN의 평균치(VP+VN)/2가 발생된다. 출력전압 VF=(VP+VN)/2는 제14도의 위상제어회로 PHC의 입력, 즉 전압지령치 eF*에 비례한 전압이 된다.
사이클로 콘버터 C/C는 고주파 콘덴서 CAP에 인가되는 3상 고주파 전압을 단상의 가변전압으로 직접 변환한다. 사이클로 콘버터 C/C는 이 고주파 전압을 이용하여 자연전류 시키므로 항상 지상전류를 취한다. 따라서 고주파 전원으로 본 사이클로 콘버터 C/C는 지상무효전력 QCC를 취하는 일종의 인덕터 LC로 생각할 수가 있다. 사이클로 콘버터 C/C의 순환전류가 증가하면 지상무효전력이 증가하여 인덕터 LC의 등가 인덕턴스 LCC는 감소한다. 반대의 경우에는 순환전류가 감소하면 인덕터 LS의 인덕턴스 LCC는 증가한다.
고주파 전원은 진상무효전력을 취하는 고주파 콘덴서 CAP과 지상무효전력을 취하는 사이클로 콘버터 C/C에 의해 확립된다. 즉 고주파 콘덴서 CAP의 용량을 CCAP, 사이클로 콘버터 C/C의 등가인덕턴스를 LCC로 하였을 경우에 다음과 같은 공진주파수를 갖는 공진회로가 구성된다.
고주파 콘덴서 CAP의 용량 CCAP는 고정되어 있으므로, 이 고주파 전원의 공진주파수 fCAP는 사이클로 콘버터 C/C의 순환전류를 조정함으로써 조정된다.
실제로는 사이클로 콘버터 C/C의 위상제어회로 PHC에 사용되는 3상 기준전압의 주파수에 공진주파수 fCAP가 일치하도록 순화전류가 흘러서 고주파전원이 자동적으로 확립된다. 그 동작원리는 이미 일본특허공보 소63-23591에 자세히 설명되어 있으므로 그 설명을 생략한다.
제어장치와 제14도에 기재되어 있는 직류 액티브 필터 DC-AF의 보상전류 IF의 지령치 IF*를 구하는 방법은 이미 제10도를 참조하여 설명하였으므로 생략한다.
다음에 제14도의 고주파 콘덴서 CAP에 인가되는 3상 전압의 파고치 VCAP의 제어방법을 설명한다.
우선 고주파 검출기 PTH로 고주파 콘덴서 CAP의 인가전압을 검출하여 정류회로 REC로 정류하여 그 파고치 VCAP를 구한다.
다음에 비교기 C2에 의해 전압검출치 VCAP와 전압지령치 VCAP*를 비교하여 편차 εCAP=VCAP*-VCAP를 구한다. 이 편차 εCAP는 전압제어보상회로 GH(S)에 의해 반전증폭(-KH배)된다. 전압제어보상회로 GH(S)의 출력신호 IAm*은 부호반전기 AS1을 통해 승산기 ML3에 입력되어 거기서 단위 정현파 sin(2ωt-θ)와 곱해져서 제9도에 나타낸 전류벡터 IA의 지령치 IA*를 얻는다. 주회로의 PWM콘버터 CNV가 회생운전시에는 부호 반전기 AS1은 전류파고치 IAm*의 부호를 반전한다.
가산기 AD2는 보상전류지령치 IF*와 전류지령치 IA*를 가산하여 새로운 보상전류 지령치 IF'*=IF*+IA*를 얻는다. 전류검출기 CTF는 직류 액티브 필터 DC-AF로 부터 출력되는 보상전류 IF를 검출한다. 비교기 C1은 검출된 보상전류 IF와 새로운 보상전류지령 IF'*을 비교하여 편차 εF=IF'*-IF를 구한다.
전류제어 보상회로 GF(S)는 편차 εF=IF'*-IF를 반전증폭(-KF배)하여 이것을 사이클로 콘버터 C/C의 전압 지령치 eF*로서 위상제어회로 PHC에 입력한다. 사이클로 콘버터 C/C는 상술한 바와같이 전류지령치 eF*에 비례한 전압 VF를 발생한다. 즉
를 발생한다.
IF'*IF일 때에는 편차 εF는 정의값이 되고 전압지령치 eF*는 부의 값이 된다. 따라서 사이클로 콘버터 C/C의 출력전압 VF도 부의 값을 취하여 보상전류IF를 감소시킨다.
반대로 IF*IF일 때에는 편차 εF는 부의 값이 되고 전압지령치 eF*는 정의 값이 된다. 따라서 사이클로 콘버터 C/C의 출력전압 VF도 정의 값을 취하여 보상전류 IF를 증가시킨다. 이렇게 하여 보상전류 IF는 지령치 IF'*에 일치하도록 제어된다.
이후로는 IF=IF'*로 하여 설명을 진행한다.
VCAP*VCAP일 때에는 편차 εVCAP는 정의값이 되고 전류파고치 IAm*은 부의 값이 된다. 그로 인해 제9도(b)의 전류벡터는 위상이 180°반전되어 직류 액티브 필터 DC-AF의 발생전압 VF'와 보상전류 IF'간의 위상각 φF는 90°보다 적어진다. 따라서 유효전력이 사이클로 콘버터 C/C를 통해 고주파 콘덴서 CAP에 공급되어 고주파 콘덴서의 축적 에너지는 증가하여 인가전압의 파고치 VCAP가 증가한다.
반대로 VCAP*VCAP일 때에는 편차 εCAP는 부의 값이 되고, 전류파고치 IAm*은 정의값이 된다. 그로 인해 전류벡터 IA는 제9도(b)에 나타낸 방향으로 증가하여 직류 액티브 필터 DC-AF의 발생전압 VF'와 보상전류 IF'간의 위상각 φF는 90°보다 커진다. 따라서 유효전력이 사이클로 콘버터 C/C를 통해 고주파 콘덴서 CAP로 방전되어 고주파 콘덴서 CAP의 축적에너지를 감소시켜서 인가전압의 파고치 VCAP가 감소한다.
이렇게 하여 고주파 콘덴서 CAP의 인가전압은 그 지령치 VCAP*와 일치하도록 제어된다.
제14도의 제8실시예에서는 자연전류를 이용한 사이리스터를 사용하여 직류 액티브 필터 DC-AF를 구성할 수 있으므로 고효율이고 경제성이 높은 전력변환장치를 제공할 수가 있다.
이상에서는 본 발명의 실시예를 주로 전원전압 Vs와 입력전류 Is가 같은 상(전력운전시)또는 역상(회생운전시)의 경우에 대하여 설명하였다.
제15도는 본 발명의 전력변환장치의 PWM콘버터 CNV의 교류측의 전압/전류 벡터도이다. 이는 전력운전시에 입력전류 Is가 전원전압 Vs보다 위상각 φ만큼 지연해서 운전할 때의 벡터도의 일례를 나타낸 것이다.
제5도에서 Vs는 전원전압, Is는 입력전류, VC는 PWM콘버터의 교류측 발생전압, IP는 입력전류 Is의 유효전류성분, IQ는 입력전류 Is의 무효전류성분, ω는 단상교류전원 SUP의 각 주파수, LS는 교류인덕터의 인덕턴스이다.
유효전류 IP와 무효전류 IQ는 위상각 φ에 대해서 다음식과 같이 표시할 수 있다. 즉
입력전류 Is가 흐르면 교류인덕터 LS의 양단에 전압 jω·LS·Is가 발생하여 콘버터 CNV의 발생전압 VC는 제15도에 나타낸 바와같이 된다. 제16도는 이 경우의 각부의 전압, 전류, 전력의 파형을 나타낸다.
만일
로 했을 경우에는
이 된다.
또한 PWM콘버터 CNV의 교류측의 순시전력PC는
이다.
상기식의 제1항은 유효전력의 평균치로서 부하장치가 소비하는 전력 PL에 일치한다. 따라서 전력변동량 △PC는
이 된다. 이 전력변동량 △PC를 직류전압 Vd로 나눈 것이 직류전류의 변동량 idc가 된다. 즉
직류 액티브 필터 DC-AF가 없는 경우에는 직류전압Vd의 변동량 △Vd는
이 된다. 환언하면 직류전압 Vd의 변동 △Vd는 직류 액티브 필터 DC-AF가 보상전류 IF=idc를 취하도록 하면 0으로 할 수가 있다.
PWM콘버터 CNV가 입력역률 1로 운전할 경우에는 직류 액티브 필터 DC-AF는 다음식(45)에서 직류 전류의 변동량 idc와 일치하도록 제어된다.
상술한 식(44)
에 위상각 θ=0를 대입함으로써 식(45)가 얻어진다.
이 경우에 직류전압 Vd의 변동 △Vd는 직류 액티브 필터 DC-AF가 식(B) 의 보상전류 IF=idc를 취하도록 하면 0으로 할 수가 있다.
제17도는 입력역류 cosφ가 1이 아닐 경우의 본 발명에 의한 전력변환장치의 직류 액티브 필터 DC-AF의 제9실시예를 나타낸 구성도이다. 이 도면에서 직류 액티브 필터 DC-AF의 주회로는 제10도에 나타낸 것과 동일하다.
직류 액티브 필터 DC-AF의 제어장치는 연산회로 CAL과 메모리 테이블 ROM을 제외하고는 제10도에 나타낸 것과 동일하다.
우선 연산회로 CAL은 단상전원 SUP의 전압파고치의 검출치 Vsm, 입력전류파고치 지령 Ism*의 유효성분 IPm*과 무효성분 IQm*, 및 직류전압검출치 Vd를 입력하여 제15도에 나타낸 바와같은 위상각θ, 역률각φ, 및 보상전류 파고치지령 IFm*을 다음식과 같이 계산한다.
보상전류파고치지령 IFm*은 부호반전기 AS2를 통해서 승산기 ML4에 입력된다. 부호반전기 AS2는 PWM콘버터 CNV가 전력운전하고 있을 때 (Ipm*) 입력 신호 IFm*의 부호를 출력전에 반전한다. PWM콘버터 CNV가 회생운전시(IPm*0)에는 부호반전기 AS2는 입력신호 IFm*을 반전함이 없이 그대로 출력한다.
연산회로 CAL은 이렇게 계산한 위상각 θ와 역률각φ을 메모리 테이블에 출력한다.
한편 카운터 CNT는 전원각주파수 ω의 2n배의 클록주파수에 의해 동작되어 그 계수치 θs=2ω를 메모리 테이블 ROM에 출력한다. 메모리테이블 ROM은 위상각 (θs-θ-φ)을 위상번지로서 계산한다. 메모리테이블ROM은 위상번지에 정현파치와 여현파치를 기억하고, 위상각 (θs-θ-φ)에 대응하여 단위 정현파 sin(2ωt-θ-φ) 및 단위 여현파 cos(2ωt-θ-φ)를 출력한다.
또는 전압검출기 ISOA는 직류콘덴서 CA의 전압 VA를 검출하여 이것을 비교기C2에 입력한다. 비교기 C2는 전압지령치 VA*와 전압검출치 VA를 비교하여 편차 εA=VA*-VA를 구하고, 이것을 전압제어 보상회로 GA(S)에 의해 반전증폭(-KA배)하여 전류파고치지령 IAm*를 만든다. 전류파고치지령 IAm*은 부호반전기 AS1을 통해서 승산기 ML3에 입력된다. 부호반전기 AS1은 PWM 콘버터 CNV가 전력운전하고 있을 때(Ipm*0 일 때)는 입력신호 IAm*을 반전함이 없어 직접 출력한다. 부호반전기 AS1은 PWM콘버터 CNV가 회생운전시(Ipm*0)에는 입력신호 IAm*의 부호를 반전하여 출력한다.
승산기 ML3은 메모리 테이블 ROM으로 부터의 출력신호 sin(2ωt-θ-φ)와 전류파고치지령 IAm*을 곱해서 다음과 같은 전류지령 IA*를 출력한다. 즉
또한 승산기 ML4는 메모리테이블 ROM으로 부터의 출력신호 cos(2ωt-θ-φ)와 보상전류파고치지령 -IFm*을 곱해서 다음과 같은 보상전류지령 IF*를 출력한다. 즉
가산기 AD2는 보상전류지령 IF*와 전류지령 IA*를 가산하여 새로운 보상전류지령 IF'*를 만든다.
전류검출기 CTF는 직류 액티브 필터 DC-AF로 부터 출력되는 보상전류 IF를 검출한다. 비교기 C1은 보상 전류 IF와 새로운 보상전류지령 IF'*를 비교하여 편차 εF=IF'*-IF를 구한다. 편차 εF는 전류제어 보상회로 GF(S)에 의해 반전증폭(-KF배)되어 직류 액티브 필터 DC-AF의 전압지령 eF*를 얻고, 이것은 PWM제어회로 PWMC3에 입력된다.
우선 VA*=VA, 즉 IA*=0로 하여 직류 액티브 필터 DC-AF의 동작을 설명한다. 또 보상전류는 IF=IF'*가 되도록 제어되는 것으로 하여 설명한다.
PWM콘버터 CNV가 전력운전하고 있을 때(Ipm*0)는 직류 액티브 필터 DC-AF의 보상전류 IF는
이 되도록 제어된다. 따라서 PWM콘버터 CNV의 직류측의 변동전류 idc와 같은 보상전류 IF가 흐른다. 그로 인해 주평활 콘덴서 Cd에는 변동전류 idc가 흐를 수 없으므로 직류전압 Vd의 변동이 제거된다.
입력전류 Ism의 크기가 변할 경우에는 보상전류 IF도 이에 따라 변화한다. 그러므로 보상전류 IF와 변동전류 idc는 항상 일치하여 직류전압 Vd의 변동이 제거된다.
마찬가지로 PWM콘버터 CNV가 회생운전시(Ipm*0)에는 보상전류지령 IF*의 부호는 부호반전기 AS2에 의해 반전되지 않으며, 직류 액티브 필터 DC-AF의 보상전류 IF는
이 되도록 제어된다. 회생운전시에는 PWM콘버터 CNV의 직류측의 변동전류 idc의 위상이 반전되므로 IF=idc와 같이 상쇄되어 주평활 콘덴서 Cd의 인가전압 Vd의 변동이 제거된다.
직류 액티브 필터 DC-AF의 직류콘덴서 CA에 인가되는 전압 VA의 제어동작은 제10도를 참조해서 설명한 것과 동일하다. 그러나 제9도(b)에 나타낸 벡터도의 기준축은
로 변경해서 생각하면 된다.
이상과 같이 본 발명의 전력변환장치에 의하면 입력역률이 1이 아닐 경우라도 직류전압 Vd를 일정하게 유지할 수가 있다. 또한 단상 전원 SUP로 인해 발생하는 전력변동은 직류 평활 콘덴서 CF를 내장한 직류 액티브 필터 DC-AF에 의해 흡수되므로 주평활 콘덴서 Cd에는 PWM 제어에 의해 생긴 고조파 전류만이 흐른다.
따라서 주평활 콘덴서 Cd의 용량을 대폭적으로 감소시킬수 있다. 환언하면 본 발명의 전력변환장치에서는 주평활 콘덴서 Cd의 용량을 직류 액티브 필터 DC-AF의 직류평활 콘덴서 CF의 용량보다 적게 함으로써 보다 경제적인 시스템을 제공할 수가 있다.
직류 액티브 필터 DC-AF의 용량은 직류 평활 콘덴서 CF에 흐르는 보상 전류 IF=idc와 변동전압 △Vd의 크기에 의해 결정된다. 보상전류 IF의 크기는 부하장치의 소비전력 PL과 직류전압 Vd의 평균치 Vdo(거의 일정)에 의해 결정되며, 직류 평활 콘덴서 CF의 용량과는 관계가 없다.
입력역률 cosφ=1, 부하 PL=3000(KW), 직류전압 Vd=2000(V), 전원주파수 F=ω/2π=50(Hz), cosθ=0.9로 전력변환장치를 운전할 경우에는 보상전류 IF의 파고치 IFm은 IFm=VCm·Ism/(2Vdo)=1.666(A)로 표시된다. 보상전류 IFm로 인해 직류평활콘덴서 CF의 양단에 인가되는 전압의 변동의 파고치 △VCFm은 △VCFm=IFm/(2ω·CF)=265.2(V)가 된다. 직류 액티브 필터 DC-AF의 단상 PWM인버터 VSI의 용량(실효치)은 221(KVA)이다.
이 용량은 부하용량 PL=3,000(KW)의 7.4(%)에 해당된다.
이렇게 하여 적은 용량의 직류 액티브 필터DC-AF를 설치함으로써 직류전압 Vd의 변동을 제거할 수 있고 직류전압 Vd를 직류전원으로 하는 부하장치에 안정된 정전압을 공급할 수가 있게 된다.
제18도는 직류액티브필터 DC-AF에서 직류평활콘덴서 CF의 중량 WCF와 단상 PWM 인버터 VSI의 중량 WVSI의 일례를 나타낸 것이다. 이들은 직류 평활 콘덴서 CF에 대해서 정규화하여 표시하고 있다. 중량 WCF는 직류 평활 콘덴서의 용량에 비례하여 증가하고, 중량 WVSI는 직류 평활 콘덴서 CF의 용량에 반비례한다. 예를들어 총중량을 중시하는 전기차량에서는 중량 (WCF+WVSI)가 최소가 되는 직류 평활 콘덴서 CF의 용량을 고르는 것이 좋다.
현재 주행중의 도까이도 신깐센 철도의 경우 전력변환장치(PWM 콘버터+PWM인버터)에서는 출력용량 약 3,000(KW)에 대해서 약 0.02(F)의 용량을 가진 주평활 콘덴서 Cd가 설치되어 있다. 주평활 콘덴서 Cd의 전력변환장치 전체에 대한 비율이 커서 전력변환장치의 체적이나 중량 증가의 1 요인이 되고 있다. 또한 이때의 종래 전력변환장치의 직류전압의 변동 △Vdm은 △Vdm=132.6(V)이며, 직류전압 Vd는 1,867.4(V)∼2,132.6(V)사이에서 변화한다. 그로인해 PWM콘버터 CNV 및 PWM 인버터 INV의 이용률은 1,867.4(V)/2,132.6(V)=0.876으로 저하한다. 환언하면 1/0.876=1.142배가 큰 PWM콘버터 CNV 및 PWM인버터 INV가 필요하게 된다.
본 발명의 전력변환장치에서는 주평활 콘덴서의 용량을 0.001(F)라하고, 직류 액티브 필터 DC-AF의 직류 평활 콘덴서 CF의 용량을 0.005(F)로 한다. 따라서 직류 평활콘덴서 CF의 양단에 인가되는 전압의 변동량의 파고치 △VCFm은 △VCFm=IFm/(2ω·CF)=512.4(V)가 되고, 직류 액티브 필터 DC-AF의 단상 PWM인버터 VSI의 용량(실효치)은 442(KVA)가 된다. 이는 전력변환장치의 출력용량 3,000(KW)의 14.7(%)이다. 환언하면 종래의 전력변환장치의 직류 전압변동으로 인한 용량 증가분 정도의 직류 액티브 필터 DC-AF의 단상 PWM인버터 VSI의 용량을 설치하면 직류평활콘덴서 CF와 주평활콘덴서 Cd의 총용량을 0.3(=0.005+0.001)/0.02)=6/20)배로 감소시킬 수가 있다.
이상 설명한 본 발명에 의한 전력변환장치는 다음과 같은 효과를 얻을 수 있다.
⑴ 단상교류전원의 전력변동에 의해 발생된 직류전압의 변동을 제거할 수가 있으므로 그만큼 전력변환장치의 이용률이 향상된다.
⑵ PWM인버터구동의 유도전동기에서 문제가 되었던 인버터 출력전류의 비트현상이 제거되므로 전동기의 진동이나 소음이 대폭적으로 감소된다.
⑶ 직류 평활 콘덴서의 용량을 대폭적으로 감소할 수 있어서 전력변환장치 전체의 형상이나 중량을 감소할 수가 있다.
물론 상기 취지를 감안해서 본 발명은 여러 가지의 변형이나 변화가 가능하다. 따라서 본 발명의 청구범위내에서는 특히 상술한 것 이외의 실시가 가능한 것으로 간주한다.

Claims (14)

  1. 교류전력을 발생하는 단상교류전원과; 상기 교류전원에 접속되어 상기 교류전력을 직류 전력으로 변환하는 교류/직류 전력변환기와; 상기 교류/직류 전력변환기의 직류단자에 접속된 주평활 콘덴서와; 상기 주평활 콘덴서에 병렬 접속되어 상기 단상교류전원으로 부터 공급되는 상기 교류전력의 변동량을 흡수할 수 있도록 직류 액티브 필터에 흐르는 보상전류(IF)를 제어하는 직류 액키브 필터와; 상기 주평활 콘덴서에 접속되어 상기 주평활 콘덴서에 인가되는 제1직류전압을 직류전압원으로서 공급받는 부하장치로 된 전력변환장치.
  2. 제1항에 있어서, 상기 직류 액티브 필터는 제2직류전압을 발생하는 직류 정전압원과; 상기 직류 정전압원에 접속되어 상기 제2직류전압을 가변전압의 교류전압으로 변환하는 전압원 PWM인버터와; 상기 전압원 PWM인버터의 교류측출력단자에 접속된 단상변압기와; 상기 단상변압기의 2차 권선에 직렬접속되어 상기 보상 전류(IF)를 흘리는 직류평활 콘덴서로 구성된 전력변환장치.
  3. 제1항에 있어서, 상기 직류 액티브 필터는 제2직류전압을 발생하는 직류정전압원과; 상기 직류정전압원에 접속되어 상기 제2직류전압을 가변전압의 교류전압으로 변환하는 전압원 PWM인버터와; 상기 전압원 PWM인버터의 교류측 출력단자에 직렬 접속되어 상기 보상전류(IF)를 흘리는 직류 평활 콘덴서와 인덕터의 직렬회로로 구성된 전력변환장치.
  4. 제1항에 있어서, 상기 직류 액티브 필터는 직류전류를 발생하는 직류 정전류원과; 상기 직류정전류원에 접속되어 상기 직류전류를 가변전류인 교류전류로 변환하는 전류원 PWM인버터와; 상기 전류원 PWM 인버터의 교류출력단자에 접속된 고주파 콘덴서와; 상기 고주파 콘덴서에 직렬 접속되어 상기 보상전류(IF)를 흘리는 직류평활콘덴서로 구성된 전력변환장치.
  5. 제1항에 있어서, 상기 직류 액티브 필터는 직류전류를 발생하는 직류 정전류원과; 상기 직류정전류원에 접속되어 상기 직류전류를 가변적류인 교류전류로 변환하는 전류원 PWM 인버터와; 상기 전류원 PWM 인버터의 교류출력단자에 접속된 고주파 콘덴서와; 상기 고주파 콘덴서에 병렬 접속된 단상 변압기와; 상기 단상변압기의 2차 권선에 접속되어 상기 보상전류(IF)를 흘리는 직류 평활 콘덴서로 구성된 전력변환장치.
  6. 제1항에 있어서, 상기 직류 액티브 필터는 고주파 전압을 공급하는 고주파 전압원과; 상기 고주파 전압을 입력으로 공급받도록 접속되어 단상교류전압을 발생하는 순환 전류식 사이클로 콘버터와; 상기 순환전류식 사이클로 콘버터의 출력단자에 접속되어 상기 보상전류(IF)를 흘리는 직류 평활콘덴서로 구성된 전력변환장치.
  7. 제2∼6항 중의 어느 한항에 있어서, 상기 직류 액티브 필터의 상기 직류 평활 콘덴서의 용량은 상기 주평활 콘덴서의 용량보다 큰 전력변환장치.
  8. 제1항에 있어서, 상기 직류 액티브 필터는 상기 교류/직류 전력변환기가 출력한 제1직류 전류(Id1)와 상기 부하장치에 흘러들어오는 제2직류전류(Id2)간의 차에 따라 보상전류(IF)를 제어하는 전력변환장치.
  9. 제1항에 있어서, 상기 직류 액티브 필터는 상기 교류/직류 전력변환기의 교류순시전력의 연산치(Pc)와 상기 단상 교류전원으로 부터 공급된 평균 유효전력의 연산치(Pav)간의 차에 따라 보상전류(IF)를 제어하는 전력변환장치.
  10. 제1항에 있어서, 상기 교류/직류 전력변환기는 상기 주평활 콘덴서에 인가되는 상기 제1직류전압(Vd)이 거의 일정하게 되도록 상기 단상 교류전원으로 부터 공급되는 입력 전류(Is)를 제어하는 PWM콘버터로 구성된 전력변환장치.
  11. 제10항에 있어서, 상기 직류 액티브 필터의 상기 보상전류(IF)에 대한 지령치(IF*)는; 상기 PWM 콘버터의 전압지령치를 eC*, 상기 PWM콘버터의 입력전류 지령치를 Is*, 상기 PWM콘버터의 상기 입력전류지령치(Is*)의 파고치를 Ism*, 상기 단상교류전원의 출력전압(Vs)의 파고치를 Vsm, 상기 주평활콘덴서의 상기 제1직류전압의 검출치를 Vd, 비례정수를 k1, k2로 하였을 경우에
    로 주어지는 전력변환장치.
  12. 제10항에 있어서, 상기 PWM 콘버터에 의해 상기 단상교류전원으로 부터 공급되는 입력전류(Is)와 상기 단상교류전원의 출력전압(Vs)이 같은 상의 정현파가 되도록 제어할 경우에 상기 직류 액티브 필터의 상기 보상전류(IF)에 대한 지령치(IF*)는; 상기 단상 교류전원의 상기 출력전압(Vs)의 파고치를 Vsm, 상기 PWM 콘버터의 상기 입력전류(Is)의 파고치를 Ism, 상기 주평활 콘덴서의 제1직류전압의 검출치를 Vd로 하였을 경우에
    로 주어지는 전력변환장치.
  13. 제10항에 있어서, 상기 PWM콘버터에 의해 상기 단상교류전원으로 부터 공급되는 상기 입력전류(Is)를 상기 단상교류전원의 출력전압(Vs)에 대해 지연위상각 φ의 정현파가 되도록 제어하는 경우에 상기 직류 액티브 필터의 상기 보상전류(IF)에 대한 지령치(IF*)는; 상기 단상교류전원의 상기 출력전압(Vs)의 파고치를 Vsm, 상기 PWM콘버터의 상기 입력전류(Is)의 파고치를 Ism, 상기 파고치(Ism)의 유효성분을 IPm 상기 파고치(Ism)의 무효성분을 IQm, 상기 주평활 콘덴서의 상기 제1직류전압의 검출치를 Vd로 하였을 경우에,
    로 주어지는 전력변환장치.
  14. 제1항에 있어서, 상기 부하장치는 상기 주평활 콘덴서에 접속되어 상기 제1직류전압(Vd)를 3상 교류전압으로 변환하는 PWM 인버터와; 상기 PWM 인버터로 구동되는 3상 유도전동기로 구성된 전력변환장치.
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