JPWO2020246021A1 - 電動機駆動装置 - Google Patents

Abstract

本発明は、周囲の導体、磁性体、誘電体の影響を受けてもインピーダンス整合を得ることにより電流・電圧の反射を防止できるインバータを含む電動機駆動装置の提供を目的とする。本発明の電動機駆動装置は、第１電動機３Ａおよび第２電動機３Ｂと、第１電動機３Ａに駆動電力を供給する第１動力線４１と、第２電動機３Ｂに駆動電力を供給する第２動力線４２と、第１動力線４１に駆動電力を供給する第１インバータ回路１５Ａと、第２動力線４２に駆動電力を供給する第２インバータ回路１５Ｂと、Ｕ相線４１ｕとＵ’相線４２ｕ、Ｖ相線４１ｖとＶ’相線４２ｖおよびＷ相線４１ｗとＷ’相線４２ｗのそれぞれの線路の組み合せからなる伝送線路４４ｕ，４４ｖ，４４ｗと、伝送線路４４ｕ，４４ｖ，４４ｗとインピーダンス整合されるインピーダンス回路５１と、を備える。伝送線路４４ｕ，４４ｖ，４４ｗは、それぞれの線路が絶縁体を介して配置される。【選択図】図１

Description

インバータを用いて電動機の駆動を制御する電動機駆動装置に関する。

例えば複数の射出装置のスクリュ前後進用のサーボモータ、複数の型締装置の型開閉用のサーボモータは、インバータを含む電動機駆動装置でその駆動が制御される。インバータ駆動によるモータシステムにおいては、インバータに設けられたスイッチング素子にて出力電圧波形を制御し、ケーブルを介してサーボモータに電力を供給する。
特許文献１は、多レベルインバータからケーブルを介して電力が供給されるモータの受電端に接続されるサージ抑制回路を提案する。このサージ抑制回路は、モータの受電端でのインピーダンス不整合による反射が低減されるように値が設定された第１の抵抗と第１のコンデンサとが直列接続された直列回路を備える。この直列回路の一端はモータの受電端に接続されるとともに、直列回路の他端は多レベルインバータの直流電圧の中性点に接続される。ここでいう接続とは、電気的な接続をいう。

特開２００８−２８３７５５号公報

特許文献１の提案は、理想的な条件が揃えば、サージ電圧の対称成分だけでなくサージ電圧の零相成分についてもサージの抑制効果を発揮させつつ、サージ抑制回路を通った漏れ電流が対地に流れるのを抑制することができ、漏れ電流を低減することが可能となる。

特許文献１はケーブル（１４）のＵ相線、Ｖ相線、Ｗ相線の特性インピーダンスとサージ抑制回路のＲＮ１、ＲＮ２、ＲＮ３のインピーダンス値とを一致させる。特許文献１は、インピーダンス整合を図ることで電流、電圧の反射を防止し漏洩電流を低減することを目的とする。しかし、特許文献１を実際の電気回路に適用すると、以下の課題が想定される。なお、特許文献１でいうインピーダンス整合とは、配線（Ｕ相線、Ｖ相線、Ｗ相線）の特性インピーダンスと、配線の先に接続される負荷回路（サージ抑制回路）のインピーダンスを一致させることをいう。
一方、電気が伝送線路を伝わるとき、電圧と電流が一定の比率になる性質があり、一般的にこの比率を特性インピーダンスと呼ぶ。

課題１：一般に、単線ケーブルの場合、単線の半径方向（放射方向）に電界または磁界が展開されるが、ケーブルの周囲に電気的あるいは磁気的な遮蔽体となる導体、磁性体、誘電体がない場合、ケーブルの半径方向に伝播する電気力線、磁力線は無限遠に広がる。また単線ケーブルの特性インピーダンスは、自己の発する電気力線、磁力線が阻害または吸収されると変動する。
このため、単線ケーブルの特性インピーダンスを決定する上で主要なパラメータであるケーブルインダクタンスとケーブルキャパシタンスを確定するには、ケーブル延長方向に沿ってケーブル半径と比してかなり広い半径方向の範囲に含まれる周囲の導体、磁性体、誘電体の影響を考慮する必要がある。よって、周囲の導体、磁性体、誘電体の影響への対策が含まれていない特許文献１においては、ケーブル１４のＵ相線、Ｖ相線、Ｗ相線の特性インピーダンスの値を予め規定することは困難である。また、特許文献１においては、ケーブルの敷設状態による周囲の導体、磁性体、誘電体の配置の影響を受け、特性インピーダンスが変動値となり、反射を防止できるインピーダンス整合が不定となるおそれがある。

課題２：さらに、ケーブル１４の周囲の導体、磁性体、誘電体がＵ相線、Ｖ相線、Ｗ相線に均等に影響しなければ、特性インピーダンスの変動がＵ相線、Ｖ相線、Ｗ相線に対して均等に発生するとは限らない。この場合は、Ｕ相線、Ｖ相線、Ｗ相線の特性インピーダンスは異なり、かつそれぞれ個別のインピーダンス値を確定するのが困難となるので、反射を防止できるインピーダンス整合が不定となるおそれがある。

課題３：ケーブル１４のＵ相線、Ｖ相線、Ｗ相線の周囲に導体、磁性体、誘電体が存在することは対地浮遊容量が存在することを意味し、ケーブル１４のＵ相線、Ｖ相線、Ｗ相線を電圧・電流が伝搬するとその一部が対地浮遊容量に充放電される。もちろん零相電圧・電流の一部も対地浮遊容量に充放電される。一方で、対地浮遊容量とサージ抑制回路は並列な関係にあり、対地浮遊容量を流れる一部の電圧・電流はサージ抑制回路を迂回する。つまり、サージ抑制回路の効果が十分に発揮されずに零相電圧・電流の反射を防止できない。

以上より、本発明は、周囲の導体、磁性体、誘電体の影響を受けてもインピーダンス整合を得ることにより電流・電圧の反射を防止できるインバータを含む電動機駆動装置の提供を目的とする。

本発明に係る電動機駆動装置は、３相交流の電力により駆動される第１電動機および第２電動機と、第１電動機に駆動電力を供給する、Ｕ相線、Ｖ相線およびＷ相線を含む第１動力線と、第２電動機に駆動電力を供給する、Ｕ’相線、Ｖ’相線およびＷ’相線を含む第２動力線と、を備える。
また、本発明に係る電動機駆動装置は、第１動力線に駆動電力を供給する第１インバータ回路と、第２動力線に駆動電力を供給する第２インバータ回路と、を備える。
さらに、本発明に係る電動機駆動装置は、Ｕ相線とＵ’相線、Ｖ相線とＶ’相線およびＷ相線とＷ’相線のそれぞれの線路の組み合せからなる伝送線路と、伝送線路とインピーダンス整合されるインピーダンス回路と、を備える。この伝送線路は、それぞれの線路が絶縁体を介して配置される。

本発明の電動機駆動装置において、好ましくは、第１インバータ回路および第１インバータ回路は、Ｕ相線とＵ’相線、Ｖ相線とＶ’相線およびＷ相線とＷ’相線のそれぞれに互いに逆相の電圧を加えて、Ｕ相線とＵ’相線、Ｖ相線とＶ’相線およびＷ相線とＷ’相線のそれぞれに逆向きの電流を流し、第１電動機と第２電動機を同期駆動するように制御する。

本発明におけるインピーダンス回路は、好ましくは、第１電動機の第１中性点と第２電動機の第２中性点との間に設けられる。

また、本発明において好ましくは、第１電動機および第２電動機のそれぞれの受電端と伝送線路とを接続する区間において、インピーダンス回路は、伝送線路の対応する相と相とを接続するように設けられる。

本発明の電動機駆動装置において、好ましくは、第１電動機の第１駆動軸と第２電動機の第２駆動軸が共有される。

本発明の電動機駆動装置において、好ましくは、インピーダンス回路に直列に接続される阻止フィルタ、および、インピーダンス回路に並列に接続される迂回フィルタの一方または双方を損失低減回路として備える。
本発明の電動機駆動装置において、好ましくは、並列に接続されたキャパシタとインダクタを含む阻止フィルタ、および、直列に接続されたキャパシタとインダクタを含む迂回フィルタの一方または双方を備える。
本発明の電動機駆動装置において、好ましくは、阻止フィルタおよび迂回フィルタの一方または双方において、インダクタと双方向スイッチが直列に接続される。
本発明の電動機駆動装置において、好ましくは、複数のインピーダンス回路のそれぞれに対応する特性の異なる複数の損失低減回路を備える。

本発明の電動機駆動装置において、好ましくは、第１電動機の第１中性点と第２電動機の第２中性点に接続され、第１中性点と第２中性点とから余剰に引き出された中性線が伝送線路を構成し、この伝送線路にインピーダンス回路が設けられる。

本発明の電動機駆動装置において、好ましくは、第１インバータ回路と第１電動機および第２インバータ回路と第２電動機を接続する伝送線路からなる主経路と、主経路から分岐される伝送線路からなる副経路と、を備え、インピーダンス回路は、副経路に設けられる。

本発明の電動機駆動装置によれば、第1動力線を構成するＵ相線、Ｖ相線およびＷ相線と第２動力線を構成するＵ’相線、Ｖ’相線およびＷ’相線において、Ｕ相線とＵ’相線、Ｖ相線とＶ’相線およびＷ相線とＷ’相線が伝送線路を構成する。本発明はインピーダンス回路がこれら伝送線路と接続されることにより、周囲の導体などの影響を受けても安定してインピーダンス整合を得ることを通じて、電流・電圧の反射を防止できる。特に大電流が流れることで周囲に強い電界または磁界を発生させるがゆえに、自らも周囲の電気的あるいは磁気的な影響を強く受けて特性インピーダンスの変動が大きい動力線に、本発明の伝送線路を適用することで、容易かつ高精度なインピーダンス整合を可能とし反射を効果的に防止できる。

本発明の第１−１形態に係る電動機駆動装置を示すブロック図である。 本発明の第１−２形態に係る電動機駆動装置を示すブロック図である。 第１−２形態に係る電動機駆動装置の要部を示すブロック図である。 本発明の第３実施形態に係る電動機駆動装置の阻止フィルタを示すブロック図である。 本発明の第３実施形態に係る電動機駆動装置の迂回フィルタを示すブロック図である。 本発明の第４実施形態に係る電動機駆動装置の双方向スイッチを示すブロック図である。 本発明の第５実施形態に係る電動機駆動装置のインピーダンス回路を示すブロック図である。 本発明の第６実施形態に係る電動機駆動装置を示すブロック図である。 本発明の第６実施形態に係る他の電動機駆動装置を示すブロック図である。 本発明の第７実施形態に係る電動機駆動装置を示すブロック図である。 本発明の第７実施形態に係る他の電動機駆動装置を示すブロック図である。 本発明の第８実施形態に係る電動機駆動装置を示すブロック図である。 本発明の第８実施形態に係る他の電動機駆動装置を示すブロック図である。 本発明の第８実施形態に係る電動機駆動装置を示すブロック図である。 本発明の第８実施形態に係る他の電動機駆動装置を示すブロック図である。 本発明の第８実施形態に係るさらに他の電動機駆動装置を示すブロック図である。 本発明の第８実施形態に係るさらに他の電動機駆動装置を示すブロック図である。 本発明の第９実施形態に係る多芯ケーブルの断面の例を示す図である。 本発明の第９実施形態に係るフラットケーブルの断面の例を示す図である。 本発明の第９実施形態に係る他のフラットケーブルの断面の例を示す図である。 本発明の第２実施形態に係る３相交流電動機の好ましいコイルを示す斜視図である。

以下、図面を参照しながら、好適な実施形態に基づいて本発明の電動機駆動装置を説明する。
［第１実施形態］
はじめに、本発明に係る第１実施形態を説明するが、第１実施形態は第１−１形態と第１−２形態を含んでいる。また第１動力線４１と第２動力線４２のそれぞれに対応する交流相が流れる線路を組み合せて絶縁体を介して隣り合わせて配置した伝送線路の例として平行二線を用いて説明する。第１−１形態と第１−２形態は、いずれもインピーダンス回路５１を伝送線路４４ｕ，４４ｖ，４４ｗと直接的にまたは間接的に接続する位置が相違しているところを除けば、回路構成は同じである。したがって、以下では第１−１形態について全体の回路構成を説明した後に、第１−２形態については第１−１形態との相違点を中心に説明する。

［第１−１形態］
第１−１形態に係る電動機の駆動装置１０は、３相交流電源から出力される交流電流を直流電流に変換し、さらに変換された直流電流を交流電流に変換して３相交流電動機に供給する。本実施形態において、３相交流電動機をサーボモータの例を示すが、本発明における３相交流電動機はサーボモータに限らない。本発明は、例えば、誘導電動モータ、同期電動モータ、ＰＭ（Permanent Magnet）モータなどインバータ回路により駆動され得る３相交流電動モータ、アクチュエータあるいは発電機に適用される。

［全体構成］
第１−１形態に係る駆動装置１０は、図１に示すように、２台の第１電動機３Ａおよび第２電動機３Ｂを備え、２台の第１電動機３Ａおよび第２電動機３Ｂのそれぞれに対応するように第１インバータ回路１５Ａおよび第２インバータ回路１５Ｂが設けられている。以下では、第１電動機３Ａと第２電動機３Ｂの両者を区別する必要がない場合には単に電動機３と表記し、両者を区別する必要がある場合には第１電動機３Ａおよび第２電動機３Ｂと表記する。第１インバータ回路１５Ａおよび第２インバータ回路１５Ｂおよびその他の要素についても同様に扱われる。
なお、図１において、符号４３が付された破線の楕円で囲まれる複数の電線は多芯ケーブルから構成されることを意味している。そして、符号４３は対をなして記載されているが、これは対をなす符号４３の間が多芯ケーブルで構成されることを意味している。以降の図８、図９などについても同様である。

インバータ回路１５は、直流電流を受けて電動機３を駆動する。この直流電流は、通常、３相交流電源から出力される交流電流を直流電流に変換するコンバータから供給される。したがって、本実施形態においては、コンバータ、平滑コンデンサなどの機器を電源との間に介在させることができる。
また、駆動装置１０は、インバータ回路１５を制御するインバータ制御部１７を備える。インバータ制御部１７は、インバータ回路１５を構成する半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗのＯＮおよびＯＦＦを制御する。図１では単一のインバータ制御部１７により第１インバータ回路１５Ａおよび第２インバータ回路１５Ｂの双方を制御するように示されているが、第１インバータ回路１５Ａに対応するインバータ制御部と第２インバータ回路１５Ｂに対応するインバータ制御部とに区分されていてもよい。

インバータ制御部１７は、第１電動機３Ａと第２電動機３Ｂに互いに逆位相の交流電流を供給するように、第１インバータ回路１５Ａと第２インバータ回路１５Ｂのそれぞれを構成する半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗのＯＮおよびＯＦＦを制御する。
インバータ制御部１７は、電動機３の電流を検出し、かつ、設けられている場合には平滑コンデンサの電圧を検出して、半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗのＯＮおよびＯＦＦを制御する。
また、インバータ制御部１７は、第１電動機３Ａと第２電動機３Ｂの動作を互いに同期制御する。

［電動機３］
電動機３は、３相交流のサーボモータからなり、図１に示すように、それぞれが巻線からなる三つのコイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗと、コイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗが巻き回される導電体からなるステータ３２と、を備えている。電動機３は、コイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗおよびステータ（固定子）３２に加えて、ステータ３２の内側に回転可能に設けられるロータ（回転子）などを備えているが、図１においては図示が省略されている。第２実施形態以降も同様である。ロータは永久磁石からなる場合もあればコイル、カゴからなる場合もある。

第１電動機３Ａと第２電動機３Ｂは、同じ仕様を有しており、その動作が互いに同期制御される。第１電動機３Ａと第２電動機３Ｂは、第１電動機３Ａのステータ３２と第２電動機３Ｂのステータ３２を通じて電気的に導通されている。図１においては、一例として第１電動機３Ａのステータ３２と第２電動機３Ｂのステータ３２を電気的に導通させる導体をアースＥにて接地させた例を示してある。しかし、本実施形態において、半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗのＯＮとＯＦＦを切り替えるスイッチング等により発生するノイズの外部への流出防止を図る場合は接地しなくても支障ない。
第１電動機３Ａと第２電動機３Ｂは、それぞれ三つのコイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗが合流する第１中性点３４Ａと第２中性点３４Ｂを介してインピーダンス回路５１と接続されている。

［インバータ回路１５（１５Ａ，１５Ｂ）］
インバータ回路１５は、図１に示すように、電動機３に備えられたｕ相、ｖ相、ｗ相のコイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗのそれぞれに対応する半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗを含んで構成されている。インバータ回路１５において、半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗはそれぞれ一対ずつ設けられており、図中の上側に配置される半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗと、図中の下側に配置される半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗと、に区分されている。

インバータ回路１５は、半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗのスイッチング、つまりＯＮおよびＯＦＦにより生成された駆動電流をインバータ回路出力としてコイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗに供給する。
半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗは、ＩＧＢＴ（絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ：Insulated Gate Bipolar Transistor）、ＭＯＳＦＥＴ（金属酸化物半導体電界効果トランジスタ：Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor）、その他の半導体素子から構成できる。

［インバータ制御部１７］
インバータ制御部１７は、第１インバータ回路１５Ａおよび第２インバータ回路１５Ｂを構成する半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗのそれぞれのＯＮおよびＯＦＦを制御する。この制御を通じて、第１インバータ回路１５Ａおよび第２インバータ回路１５Ｂは、第１電動機３Ａおよび第２電動機３Ｂを同期制御させる。
インバータ制御部１７は、第１電動機３Ａと第２電動機３Ｂには、互いに逆位相の電流が供給されるように、半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗのそれぞれのＯＮおよびＯＦＦを制御する。これは、インバータ制御部１７による第１インバータ回路１５Ａおよび第２インバータ回路１５Ｂの一方のスイッチング周期を、第１インバータ回路１５Ａおよび第２インバータ回路１５Ｂの他方のスイッチング動作の周期より半周期の位相分だけ遅らせる、または進めることにより実現される。

［第１動力線４１，第２動力線４２］
駆動装置１０は、第１インバータ回路１５Ａと第１電動機３Ａを接続し、第１電動機３Ａに駆動電力を供給する第１動力線４１と、第２インバータ回路１５Ｂと第２電動機３Ｂを接続し、第２電動機３Ｂに駆動電力を供給する第２動力線４２と、を備える。
第１動力線４１は、第１インバータ回路１５Ａの半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗの各相にそれぞれが対応するＵ相線４１ｕ、Ｖ相線４１ｖおよびＷ相線４１ｗを備えている。また、第２動力線４２は、第２インバータ回路１５Ｂの半導体スイッチング素子１６ｕ，１６ｖ，１６ｗの各相にそれぞれが対応するＵ’相線４２ｕ、Ｖ’相線４２ｖおよびＷ’相線４２ｗを備えている。

［平行二線４４ｕ，４４ｖ，４４ｗ］
駆動装置１０は、第１動力線４１と第２動力線４２とで平行二線４４ｕ，４４ｖ，４４ｗを構成する。平行二線４４ｕは互いに相が対応するＵ相線４１ｕとＵ’相線４２ｕの組み合わせからなり、平行二線４４ｖは互いに相が対応するＶ相線４１ｖとＶ’相線４２ｖの組み合わせからなり、平行二線４４ｗは、互いに相が対応するＷ相線４１ｗとＷ’相線４２ｗの組み合わせからなる。

［インピーダンス回路５１］
駆動装置１０は、第１電動機３Ａと第２電動機３Ｂを接続するインピーダンス回路５１を備える。このインピーダンス回路５１は、平行二線４４ｕ，４４ｖ，４４ｗとインピーダンス整合されている。インピーダンス整合とは、送り出し側回路の出力インピーダンスと、受け側回路の入力インピーダンスを同じ値とすることをいう。駆動装置１０に照らすと、送り出し側回路が平行二線４４ｕ，４４ｖ，４４ｗであり、受け側回路がインピーダンス回路５１である。
インピーダンス回路５１は、第１中性線Ｎ１を介して第１電動機３Ａの第１中性点３４Ａと接続され、第２中性線Ｎ２を介して第２電動機３Ｂの第２中性点３４Ｂで接続されている。こうして、インピーダンス回路５１は、平行二線４４ｕ，４４ｖ，４４ｗと間接的に接続されている。

［駆動装置１０の駆動］
次に、第１電動機３Ａと第２電動機３Ｂを同期して駆動する制御を簡単に説明する。
本実施形態においては、第１インバータ回路１５Ａにおけるスイッチング動作と第２インバータ回路１５Ｂにおけるスイッチング動作の間に半周期の分だけ、つまり１８０°だけ位相差を設ける。これにより、Ｕ相線４１ｕとＵ’相線４２ｕ、Ｖ相線４１ｖとＶ’相線４２ｖ、Ｗ相線４１ｗとＷ’相線４２ｗにそれぞれ互いに逆相、つまり位相が１８０°異なる電圧が加えられる結果、Ｕ相線４１ｕとＵ’相線４２ｕ、Ｖ相線４１ｖとＶ’相線４２ｖ、Ｗ相線４１ｗとＷ’相線４２ｗにそれぞれ逆向きの電流が流れる。これにより、第１電動機３Ａと第２電動機３Ｂは、互いに逆位相の交流電流の供給により、同期駆動される。

［効果］
次に、第１−１形態に係る駆動装置１０が奏する効果を説明する。
［平行二線４４ｕ，４４ｖ，４４ｗの効果］
駆動装置１０は、第１動力線４１と第２動力線４２との間に平行二線４４ｕ，４４ｖ，４４ｗを備えているため、以下説明するように、安定したインピーダンス整合が容易に得られる。
本実施形態の平行二線は、一方の線路の隣に他方の線路が設けられるとともに、それぞれの線路には等価で逆方向の電流が通電されている。これによると平行二線の一方の線路と他方の線路は、互いに周囲の空間に比べて電気的あるいは磁気的に優位であるため、一方の線路から発生する電気力線および磁力線は他方の線路に吸収される。特に一方の線路と他方の線路に流れる電流が等価で逆向きの逆相電流である場合、一方の線路から発生する電気力線および磁力線と他方の線路から発生する電気力線および磁力線とは等価で逆向きになる。このため、両線路の間の電気力線および磁力線は向きが同じであり強め合う。しかし、互いの線路と向きが逆、つまり平行二線４４ｕ，４４ｖ，４４ｗから離れた領域の電気力線および磁力線の向きは互いに逆となりそれぞれ発生する電界および磁界を弱め合う。このため周囲から平行二線４４ｕ，４４ｖ，４４ｗへのおよび平行二線４４ｕ，４４ｖ，４４ｗから周囲へのそれぞれの電磁気的な影響は無視できるほど小さい。

そこで、本実施形態においては、Ｕ相線４１ｕ、Ｖ相線４１ｖおよびＷ相線４１ｗとそれぞれが対となるＵ’相線４２ｕ、Ｖ’相線４２ｖおよびＷ’相線４２ｗを組み合せて平行二線とし、逆相（逆電位）で駆動する。そうすれば、各組の平行二線４４ｕ，４４ｖ，４４ｗの周囲に意図しない導体、磁性体、誘電体があったとしてもそれらから受ける電磁気的な影響を小さくできるので、各組の平行二線４４ｕ，４４ｖ，４４ｗの特性インピーダンス値を予め規定した固定値に収めることができる。したがって、駆動装置１０によれば、安定したインピーダンス整合が容易に得られる。

また、上述したように、周囲から平行二線４４ｕ，４４ｖ，４４ｗへのおよび平行二線４４ｕ，４４ｖ，４４ｗから周囲へのそれぞれの電磁気的な影響は無視できるほど小さい。このため、各組の平行二線４４ｕ，４４ｖ，４４ｗの特性インピーダンスは構成する絶縁体の材質、構造、導体の材質、形状、間隔、構造だけから決定される。したがって、各組の平行二線４４ｕ，４４ｖ，４４ｗのそれぞれの特性インピーダンスを同一の固定値にできる。これによっても、駆動装置１０によれば、安定したインピーダンス整合が容易に得られる。

［３相電源回路と電動機とのインピーダンス整合による反射防止効果］
駆動装置１０は、強制的に電動機を停止維持させる場合のように意図的に、またはコモンモードノイズのように意図せずに、３相すべての電流が供給側であるインバータ回路１５から第１電動機３Ａおよび第２電動機３Ｂに向かって流れる場合がある。この場合、中性点３４に流入した電流は行き場を失う。これに対し、第１電動機３Ａおよび第２電動機３Ｂに対して入力側の平行二線４４ｕ，４４ｖ，４４ｗのインピーダンスと出力側の第１中性点３４Ａおよび第２中性点３４Ｂとの間を接続するインピーダンス回路５１のインピーダンスとを整合させる。
これにより、一方の電動機の中性点３４に流入した電流を反射させることなく、他方の電動機の中性点３４に流出させることができる。
これにより、第１中性点３４Ａおよび第２中性点３４Ｂにおける反射の防止を通じて、第１中性点３４Ａおよび第２中性点３４Ｂにおける過大な電圧が生じるのを防止できる。

この効果は、特に、零相電圧、例えばＵ相、Ｖ相およびＷ相の３相全ての電圧が正圧の同じ値または負圧の同じ値の場合、最大で三駆動電流の供給電圧の２倍のサージ電圧になりうる、不確定な電圧の上昇または降下を防止できる。このサージ電圧は、第１電動機３Ａおよび第２電動機３Ｂ、第１動力線４１および第２動力線４２の対地間に電気的衝撃を発生させて絶縁破壊を引き起こしたり、部分放電による電動機巻線の絶縁部の寿命を低下させたりする不具合の原因となる。本実施形態は、この不具合を防止できるとともに、不確定な過大電圧を防止できるので、第１電動機３Ａおよび第２電動機３Ｂの電源供給側と第１動力線４１および第２動力線４２の設計における最大電圧の特定が容易となる。これにより、電気回路の耐過電圧余裕を必要最小限とすることができるので、電源装置の小型化が可能となるとともに、第１電動機３Ａおよび第２電動機３Ｂのロータの軸受けの絶縁性を低減でき、軸受けのコストダウンに有効である。

本実施形態においては、Ｕ相線４１ｕ、Ｖ相線４１ｖ、Ｗ相線４１ｗと対となるＵ’相線４２ｕ、Ｖ’相線４２ｖ、Ｗ’相線４２ｗとを組合せ、逆相（逆電位）で第１電動機３Ａおよび第２電動機３Ｂを駆動する。Ｕ相線４１ｕ、Ｖ相線４１ｖ、Ｗ相線４１ｗの零相電圧・電流とＵ’相線４２ｕ、Ｖ’相線４２ｖ、Ｗ’相線４２ｗの零相電圧・電流とは互いに逆相であり相殺されてしまうので、合計の零相電位は常に無視できるほど小さい。仮に意図しない対地浮遊容量が構成されていたとしても、この対地浮遊容量に零相電圧・電流が充放電される量は無視できる程小さい。この対地浮遊容量とインピーダンス回路は並列な関係にあるため、対地浮遊容量に零相電圧・電流が充放電される量が無視できる程に小さいことは、インピーダンス回路を殆どの零相電圧・電流が流れることを意味する。よってインピーダンス回路は零相電圧・電流に対して十分に効果を発揮して反射を抑制できる。

本実施形態におけるインピーダンス回路５１は、図１に示すように、接地されていない。したがって、本実施形態においては、反射を防止しきれずにノイズが残ったとしても、この残されたノイズは外部に漏れ出ることなく、第１電動機３Ａおよび第２電動機３Ｂと各々の駆動回路内に留まるので、外部の機器に影響を与えない。

本実施形態のインピーダンス回路５１を抵抗のみから構成した場合には、ノイズなどの零相電流の周波数によらず第１中性点３４Ａおよび第２中性点３４Ｂにおける反射を防止できる。

第１電動機３Ａの第１動力線４１と第２電動機３Ｂの第２動力線４２を平行二線４４ｕ，４４ｖ，４４ｗにしてそれぞれの対応する各相の電流を逆相とするだけで、平行二線４４ｕ，４４ｖ，４４ｗから放出されるそれぞれ電磁ノイズを相殺して抑制をすることができる。これにより、第１動力線４１、第２動力線４２からの電磁ノイズ抑制の簡素化が可能である。

ここで、本実施形態の３並列の平行二線の特性インピーダンスは、以下のようにして特定できる。例えば、Ｕ相線４１ｕ−Ｕ’相線４２ｕからなる平行二線の特性インピーダンスＲｐｕをＲｐｕ＝１００Ωとする。Ｖ相線４１ｖ−Ｖ’相線４２ｖ、Ｗ相線４１ｗ−Ｗ’相線４２ｗからなる平行二線の特性インピーダンス（Ｒｐｖ、Ｒｐｗ）も同様に１００Ω、１００Ωとする。
本実施形態は、２組の駆動装置から２組の３相交流電動機への平行二線はＵ相線４１ｕ−Ｕ’相線４２ｕ、Ｖ相線４１ｖ−Ｖ’相線４２ｖおよびＷ相線４１ｗ−Ｗ’相線４２ｗの３並列となる。したがって、その特性インピーダンスＲｐは以下に示すように、３組の平行二線の合成となる。
特性インピーダンスはＲｐ＝（Ｒｐｕ＋Ｒｐｖ＋Ｒｐｗ）／３＝３３．３Ω

この場合のインピーダンス整合について説明すると、以下の通りである。
第１中性点３４Ａおよび第２中性点３４Ｂにおける、受け側回路はインピーダンス回路５１であり、インピーダンス回路５１のインピーダンス（Ｒｃ）を送り出し側回路のインピーダンスとインピーダンス整合させる。
例えば数十ｋＷ以上と容量が大きいモータの場合は、大電流を流しても発熱を抑えることができるようにモータコイル線の抵抗値は、平行二線の特性インピーダンスに比べて例えば０．１Ω程度と非常に小さい。したがって、第１−１形態における平行二線とその第１中性点３４Ａと第２中性点３４Ｂの間を接続するインピーダンス回路５１とのインピーダンス整合において無視することができる。
この場合、インピーダンス回路５１のインピーダンスをＲｃとすると、平行二線の特性インピーダンスＲｐ／３と等価、つまりＲｃ＝３３．３Ωとすることでインピーダンス整合が可能である。

［第１−２形態］
次に、第１実施形態における第１−２形態を説明する。
第１−２形態は、第１−１形態においてインピーダンス回路５１が、第１中性線Ｎ１を介して第１電動機３Ａの第１中性点３４Ａと接続され、第２中性線Ｎ２を介して第２電動機３Ｂの第２中性点３４Ｂで接続されているのに対し、インピーダンス回路５１が設けられる位置が異なる。以下、第１−１形態との相違点を中心に、第１−２形態の電動機駆動装置１０を説明する。
第１−２形態は、第１電動機３Ａおよび第２電動機３Ｂのそれぞれの受電端Ａ，Ａと平行二線４４ｕ，４４ｖ，４４ｗとを接続する区間において、電動機３の間の平行二線４４ｕ，４４ｖ，４４ｗの対応する相と相を接続するようにインピーダンス回路５１が設けられる。その一例として図２は、第１インバータ回路１５Ａと第１電動機３Ａの間のＵ相線４１ｕと第２インバータ回路１５Ｂと第２電動機３Ｂの間のＵ’相線４２ｕとの間にインピーダンス回路５１が設けられる例が示されている。

より具体的ないくつかの例が図３（ａ）、（ｂ）、（ｃ）に示されているが、いずれもＵ相とＵ’相の間、Ｖ相とＶ’相の間、Ｗ相とＷ’相の間にインピーダンス回路５１が直接的に接続されている。

ここで、第１電動機３Ａおよび第２電動機３Ｂの容量が例えば数十ｋＷ以上と大きければ、コイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗのインピーダンスは例えば０．１Ω程度と非常に小さいので、コイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗの抵抗値を無視することができる。そのため、第１−１形態のように第１中性点３４Ａと第２中性点３４Ｂの間を接続するインピーダンス回路５１においても平行二線４４ｕ，４４ｖ，４４ｗとインピーダンス整合が可能である。

しかし、例えば第１電動機３Ａおよび第２電動機３Ｂの容量が例えば２ｋＷ程度以下と小さければ、コイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗの抵抗値が数１０〜５０Ω程度となり得る。この抵抗値は、平行二線４４ｕ，４４ｖ，４４ｗによる特性インピーダンス（数１０〜数１００Ω）と重複するので、平行二線４４ｕ，４４ｖ，４４ｗから第１中性点３４Ａ、第２中性点３４Ｂにおけるインピーダンス整合において、コイル線の抵抗値を無視することができない。

第１−２形態は、第１電動機３Ａおよび第２電動機３Ｂの受電端Ａと平行二線４４ｕ，４４ｖ，４４ｗの間、具体的には第１電動機３Ａおよび第２電動機３Ｂに対して入力側のＵ相とＵ’相の間、Ｖ相とＶ’相の間、Ｗ相とＷ’相の間のそれぞれにインピーダンス回路５１を備える。この第１−２形態によれば、コイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗのインピーダンスを無視することができるので、インピーダンス整合するためには整合式Ｒｃ＝Ｒｐを満たすだけでよい。つまり、それぞれのインピーダンス回路５１のインピーダンスＲｃ（Ω）は平行二線４４ｕ，４４ｖ，４４ｗの特性インピーダンスＲｐ(Ω)と等価あるいは同程度であればよい。

第１電動機３Ａおよび第２電動機３Ｂに対して入力側にインピーダンス回路５１を備える第１−２形態は、線路の途中にインピーダンス回路５１を接続することとなる。したがって、図２に示すように、第１電動機３Ａおよび第２電動機３Ｂのそれぞれにおいて受電端Ａから終端である第１中性点３４Ａおよび第２中性点３４Ｂまでのコイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗや第１中性点３４Ａおよび第２中性点３４Ｂ等を含む短区間Ｓが存在することとなる。この場合、短区間Ｓの終端である第１中性点３４Ａおよび第２中性点３４Ｂが開放端、若しくはこの終端である第１中性点３４Ａおよび第２中性点３４Ｂから先に、インピーダンスの異なる線路が接続されている場合、例えば第１−２形態では、第１中性点３４Ａおよび第２中性点３４Ｂで反射が発生する可能性がある。

ここで、平行二線４４ｕ，４４ｖ，４４ｗの側から伝搬してきた電位の波長に対し受電端Ａと第１中性点３４Ａおよび第２中性点３４Ｂの間隔が十分に小さい場合を想定する。受電端Ａと第１中性点３４Ａおよび第２中性点３４Ｂの間隔が例えば波長の１／１０程度以下である場合、平行二線４４ｕ，４４ｖ，４４ｗの側から伝搬した電位の入射波により受電端Ａと第１中性点３４Ａおよび第２中性点３４Ｂの電位ほぼ同時に同位相となると解される。このため受電端Ａと第１中性点３４Ａおよび第２中性点３４Ｂで発生する２つの反射波もまた同時に同位相となるので、これらの２つの反射波を区別することなく同じ１点で反射した一つの反射波として扱うことができる。よって、仮に短区間Ｓにおいて複数の異なるインピーダンスを有する場合であっても、各インピーダンスの接続点において発生する反射波を区別することなく、受電端Ａにおける反射波として扱うことができる。このため第１−２形態によれば、短区間Ｓにおける反射を無視できるので短区間Ｓのインピーダンス値に影響を受けることなくインピーダンス整合が可能となる。一般に線路の長さが入射波の波長の１／４程度である場合に、この線路内で反射が発生すると言われている。この短区間Ｓが数ｍ以下であれば、この短区間で波の性質を持ち得る電流の周波数は超高周波（５０ＭＨｚ以上）であり、通常、３相交流電動機におけるこの短区間ではこのような超高周電流は発生しない。

第１−２形態による反射防止方法は、第１−１形態に比べてインピーダンス回路５１が複数となるために結線や構造が複雑になり、第１−１形態に比べて、電力の損失が増加することが懸念される。しかし、第１−２形態は、第１−１形態に比べて電動機の容量、定格、サイズ等に制約されないかまたは制約が少ない為、多様なモータに対する適用できる利点がある。

［第２実施形態］
次に、本発明の第２実施形態を説明する。
第２実施形態は、第１実施形態の第１−１形態および第１−２形態における第１電動機３Ａと第２電動機３Ｂの駆動軸（第１駆動軸，第２駆動軸）を共有することを主旨とする。この場合、第１電動機３Ａおよび第２電動機３Ｂを収容する筐体をも共有にすることが好ましい。このモータは、見かけ上は一体をなすので、電動機３と称することにする。

また、電動機３は、好ましくは、ステータおよびロータのそれぞれの巻線の組数を偶数とする。
さらに、好ましくは、第１電動機３Ａを構成していた３相の各コイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗを第１巻線側コイルとし、第２電動機３Ｂの３相の各コイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗを第２巻線側コイルとする。そして、電動機３は、一つのコイル３１を二本の巻線により構成する２巻線モータにおいては、図２１に示すように、例えば一方のコイル３１ｕ（Ｒ）を右巻きとし他方のコイル３１ｕを左巻きとし、両方のコイル３１ｕ（Ｒ），３１ｕを同軸上に巻き回して構成される。また、この右巻きと左巻きからなる二本の巻線を複数組備えるコイル３１とすることもできる。この場合、隣り合う巻線の巻き回しの向きが逆になる。

以上の構成を採用することにより、複数のコイルで単一の駆動軸を駆動する小型でかつ高出力の電動機３において、複数組の３相交流電動機を要することなく、単一の３相交流電動機で本発明の効果を得ることができる。

［第３実施形態］
次に、本発明の第３実施形態について、図４および図５を参照して説明する。
第３実施形態は、第１実施形態の第１−１形態の第１中性点３４Ａと第２中性点３４Ｂを接続するインピーダンス回路５１に損失低減回路を設ける。損失低減回路としては、阻止フィルタおよび迂回フィルタの一方または両方を備えることができる。

第３実施形態では第２実施形態の第１−１形態のインピーダンス回路５１に適用する例を示すが、第１実施形態の第１−２形態のインピーダンス回路５１に適用することもできる。
また、第３実施形態における損失低減回路は、キャパシタおよびインダクタの一方または両方を含む。キャパシタとしてはコンデンサに限るものではなく、電気二重層を利用した電気二重層キャパシタや擬似キャパシタなど充放電できるデバイスであればよい。また、インダクタはコイルに限るものではなく、導体金属をシートや基板の上に印刷したインダクタなど、電流の変化が起電力となって現れるデバイスであればよい。

図４（ａ）は、阻止フィルタ５２と迂回フィルタ５５の両方を設ける例を示している。この例は、阻止フィルタ５２をインピーダンス回路５１に直列に接続し、かつ、迂回フィルタ５５をインピーダンス回路５１および阻止フィルタ５２に並列に接続する。図４（ａ）が第２実施形態における基本形であり、図４（ｂ）〜（ｄ）および図５（ａ）〜（ｃ）にはこの基本形をより具体的にした例が示されている。図４（ｂ）〜（ｄ）は阻止フィルタ５２の具体例を示し、図５（ａ）〜（ｃ）は迂回フィルタ５５の具体例を示している。

図４（ｂ）は、キャパシタからなる阻止フィルタ５３を用いる。
キャパシタは中周波域や低周波域の電流を阻止できるが、高周波域の電流を阻止できない。したがって、阻止フィルタ５３を用いれば、高周波域の電流を優先してインピーダンス回路５１に流入させ、損失の低減を図ることができる。
キャパシタは高周波域と中周波域との周波数の差に比例する損失低減効果が得られるため、高周波域と中周波域との間に１００倍程度の周波数の差を確保する必要がある。
なお、第３実施形態における高周波域とは１００ｋＨｚ以上の周波数をいい、中周波域とは１０ｋＨｚ前後の周波数をいい、低周波域とは数ｋＨｚ以下をいう。中周波域は、インバータ回路１５におけるスイッチングによる周波数、低周波域は高調波による周波数である。

図４（ｃ）は、キャパシタＣとインダクタＬからなるＬＣ並列共振回路を阻止フィルタ５４として用いる。
ＬＣ並列共振回路は共振周波数を中周波域とすれば中周波域の電流を阻止できるが、高周波域の電流を阻止できない。したがって、阻止フィルタ５４を用いれば、高周波域の電流を優先してインピーダンス回路５１に流入させることで、損失を低減できる。

ＬＣ並列共振回路は高周波域と中周波域との間に１０倍程度の周波数の差であったとしても１００倍以上の損失低減効果が得られので、阻止フィルタ５３より損失低減の効果が高いが、低周波域の電流が阻止できないので、低周波域における損失低減は期待できない。
しかし、図３（ｄ）に示すように、阻止フィルタ５３と阻止フィルタ５４を組合せれば、中周波域および低周波域の損失を低減できる。もっとも、低周波域に阻止すべき高調波がない場合には、阻止フィルタ５３に阻止フィルタ５４を組み合せなくてもよい。

次に、図５（ａ）は、インダクタＬを迂回フィルタ５６として用いる。
インダクタＬは中周波域や低周波域の電流を迂回できるが、高周波域の電流を迂回できない。したがって、この迂回フィルタ５６によれば、高周波域の電流を優先してインピーダンス回路５１に流入させて損失を低減できる。
インダクタＬは高周波域と中周波域との周波数の差に比例する損失低減効果が得られるため、高周波域と中周波域との間に１００倍程度の周波数の差を確保する必要がある。

図５（ｂ）は、キャパシタＣとインダクタＬのＬＣ直列共振回路を迂回フィルタ５７として用いる。
ＬＣ直列共振回路は共振周波数を中周波域とすれば中周波域の電流を迂回できるが、高周波域の電流を迂回できない。したがって、迂回フィルタ５７を用いれば、高周波域の電流を優先してインピーダンス回路に流入させ、損失低減できる。
ＬＣ直列共振回路は高周波域と中周波域との周波数の差が１０倍程度であっても１００倍以上の損失低減効果を得られ、迂回フィルタ５６より効果が高い一方で、低周波域の電流が迂回できず、低周波域での損失低減できない。
しかし、図５（ｃ）示すように、迂回フィルタ５７と迂回フィルタ５６を組み合せれば、中周波域および低周波域の損失を低減できる。もっとも、低周波域に迂回すべき高調波がない場合には、迂回フィルタ５７と迂回フィルタ５６を組み合せる必要はない。

ここで、阻止フィルタ５４としてＬＣ並列共振回路を用い、迂回フィルタ５７としてＬＣ直列共振回路を用いている。ＬＣ並列共振回路およびＬＣ直列共振回路は、キャパシタＣの自己共振特性を利用することでインダクタＬを用いなくても１０ｋＨｚ程度以上の共振周波数が得られる。
キャパシタＣの自己共振特性を、直列共振として利用する場合にはそのまま用いればよい。
キャパシタＣの自己共振特性を、並列共振として利用する場合にはキャパシタＣの電極両端を短絡配線とし、短絡配線のインダクタンスを利用することになる。つまり、必ずしもインダクタＬが部品として存在する必要がなく、配線のインダクタンスをインダクタＬとして利用できる。

一般に、阻止フィルタと迂回フィルタの選択は、以下のように行うことができる。
つまり、阻止フィルタを用いるか、迂回フィルタを用いるかは、３相交流電動機の電源電圧の利用率と電源電流の利用率のどちらを優先するかに依存する。
阻止フィルタを用いる場合には、電源電流利用率は悪くなるが、中周波域、低周波域の電流は阻止できるので、第１電動機３Ａと第２電動機３Ｂの中周波域、低周波域の電位差は大きくなり、電源電圧利用率がよくなる。
また、迂回フィルタを用いる場合には中、周波域、低周波域の電流は迂回され、第１電動機３Ａと第２電動機３Ｂの中周波域、低周波域の電位差は小さくなるので、電源電圧利用率は悪くなるが、電源電流利用率はよくなる。

阻止フィルタと迂回フィルタを同時に用いる場合は、電源電圧利用率と電源電流利用率を阻止フィルタ用いる場合と迂回フィルタを用いる場合の中間にできる。

［第３実施形態の効果］
次に、第３実施形態が奏する効果を説明する。
第１実施形態に適用されるインピーダンス回路５１には、反射を防止したいノイズの原因となる高周波域の電流以外にスイッチング周波数の中周波域、高調波周波数の低周波域の電流が流れ込むことにより損失が増加する場合がある。
中周波域や低周波域の電流は、第３実施形態の阻止フィルタ５２，５３，５４または迂回フィルタ５５，５６，５７を有するケーブル（線路）と比べて波長が長く、ケーブル全長に渡って同電位となり、波の性質を持たないので反射をすることはない。これにより、平行二線４４ｕ，４４ｖ，４４ｗとインピーダンス回路５１のインピーダンス整合により防止すべき反射が生じない。したがって、阻止フィルタ５２，５３，５４および迂回フィルタ５５，５６，５７によって中周波域や低周波域の電流のインピーダンス回路５１への流入を回避し、損失を低減しても、第１実施形態の反射防止の効果を損なうことはない。

［第４実施形態］
次に、本発明に係る第４実施形態について図６を参照して説明する。
第４実施形態は、第３実施形態の損失低減回路に双方向スイッチをインダクタに直列に接続することを要旨とする。なお、第４実施形態は、第１実施形態の第１−１形態のインピーダンス回路５１に双方向スイッチを適用する例を示すが、第１実施形態の第１−２形態のインピーダンス回路５１に適用することもできる。

図６には、インダクタＬに双方向スイッチ５８を直列に接続する５つの例が示されている。
図６（ａ）は、図４（ｃ）に示された阻止フィルタ５４のインダクタＬに直列に双方向スイッチ５８が接続される。また、図６（ｂ）は、図４（ｄ）に示された阻止フィルタ５４のインダクタＬに直列に双方向スイッチ５８が接続される。
図６（ｃ）は、図５（ａ）に示された迂回フィルタ５６のインダクタＬに直列に双方向スイッチ５８が接続される。また、図６（ｄ）は、図５（ｄ）に示された迂回フィルタ５７のインダクタＬに直列に双方向スイッチ５８が接続される。図６（ｅ）は、図５（ｅ）に示された迂回フィルタ５６のインダクタＬおよび迂回フィルタ５７のインダクタＬのそれぞれに直列に双方向スイッチ５８が接続される。

ここで、双方向スイッチ５８としては、双方向のトランジスタ、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、ＦＥＴ（Field-Effect Transistor）、ＳＣＲ（Silicon Controlled Rectifier）等が適用される。

インダクタンス値Ｌ（Ｈ(ヘンリー)）のインダクタＬに電流ｉ(Ａ)を通電している最中に、この双方向スイッチ５８でインダクタＬを切り離す。そうすると、インダクタＬの両端に以下の式（１）で求められる逆起電圧Ｖｒが発生する。よって、実回路ではこの逆起電圧Ｖｒの発生を抑制するためにインダクタＬに逆起電圧除去回路を付加するか、または、インダクタＬに流れる電流ｉがｉ＝０(Ａ)となるタイミングに同期して双方向スイッチ５８を操作する必要がある。
Ｖｒ=−Ｌ×Ｄｉ／Ｄｔ(Ｖ)…（１）

次に、第４実施形態が奏する効果を説明する。
３相交流電動機の駆動状態によっては、連続で同じ周波数の電流が流れたり繰り返し急峻に変化する電流が流れたりする。
共振回路に共振周波数の電流を連続で加えると発振することがある。また、インダクタＬに繰り返し急峻に変化する電流を加えると過電圧が繰り返し発生することがある。発振は３相交流電動機に異常振動を起こさせ、また、過電圧の繰り返しは絶縁劣化に繋がる。

これに対し第４実施形態においては、双方向スイッチ５８を設けて損失低減回路のインダクタＬをインピーダンス回路５１から切り離すことを可能とする。３相交流電動機の駆動状態を監視して、共振回路に共振周波数の電流を連続で加える場合あるいはインダクタに繰り返し急峻に変化する電流を加える場合に、インダクタＬをインピーダンス回路５１から切り離すことで共振回路の発振やインダクタの過電圧を抑制できる。
なお、インダクタＬを切り離しても、反射を抑制するインピーダンス回路５１は接続されたままであるから、高周波域の電流の反射が抑制される。

［第５実施形態］
次に、本発明に係る第５実施形態について図７を参照して説明する。
第５実施形態は、それぞれが損失低減回路を備える複数のインピーダンス回路６０Ａ，６０Ｂ，…を並列に設け、駆動装置１０の運転状況に応じて、使用するインピーダンス回路６０Ａ，６０Ｂ，…を選択することを要旨とする。なお、第５実施形態は、第１実施形態の第１−１形態のインピーダンス回路５１に適用する例を示すが、第１実施形態の第１−２形態のインピーダンス回路５１に適用することもできる。

図７に示す例は、３つのインピーダンス回路６０Ａ，６０Ｂ，６０Ｃを備える。インピーダンス回路６０Ａ，６０Ｂ，６０Ｃのそれぞれは、第１中性点３４Ａと第２中性点３４Ｂの間に接続される。したがって、インピーダンス回路６０Ａ，６０Ｂ，６０Ｃは、第１中性点３４Ａと第２中性点３４Ｂに対して並行に設けられる。図示を省略しているが、インピーダンス回路６０Ａ，６０Ｂ，６０Ｃは、第３実施形態で説明した損失低減回路を含んでいる。ここでは一例として、インピーダンス回路６０Ａにおける損失低減回路が阻止または迂回する周波数を例えば１００ｋＨｚ以上の広帯域とする。同様に、インピーダンス回路６０Ｂは周波数を例えば１ＭＨｚ以上の中帯域とし、インピーダンス回路６０Ｃは周波数を例えば１０ＭＨｚ以上の狭帯域とする。このように、第５実施形態は、複数、ここでは３つのインピーダンス回路６０Ａ，６０Ｂ，６０Ｃのそれぞれに対応して特性の異なる複数の損失低減回路を設ける。

インピーダンス回路６０Ａ，６０Ｂ，６０Ｃのそれぞれには双方向スイッチ５８Ａ，５８Ｂ，５８Ｃが付随して設けられている。双方向スイッチ５８Ａ，５８Ｂ，５８Ｃの動作を制御することにより、インピーダンス回路６０Ａ，６０Ｂ，６０Ｃの中から機能させる回路を選択する。つまり、インピーダンス回路６０Ａを機能させるが、インピーダンス回路６０Ｂ，６０Ｃを機能させなければ、インピーダンス回路６０Ａは広帯域に対応して損失を低減する。

次に、第５実施形態の奏する効果を説明する。
反射防止のためには、できるだけ広い周波数域で反射を防止するのが好ましいが、損失低減のためには、できるだけ狭い周波数域で反射を防止するのが好ましい。よって、反射防止と損失低減を両立できる最適な定数を持つ損失低減回路を備えることが好ましい。
しかし、反射防止すべき周波数域が３相交流電動機の運転状態によって変化するため、単一の損失低減回路によって、あらゆる運転状態の反射防止と損失低減が成立することは困難である。そこで、第５実施形態のように、複数の特性のことになる損失低減回路を備え、運転状態に応じて使用するインピーダンス回路６０Ａ，６０Ｂ，６０Ｃを選択する。これにより、それぞれが対応する周波数帯域において最適な反射防止と損失低減を実現することができる。

［第６実施形態］
次に、本発明に係る第６実施形態について図８、図９を参照して説明する。
第６実施形態は、コモンモードチョークコイルを適所に設けることにより、零相電流を抑制する。第６実施形態は、第６−１形態に該当する駆動装置１０Ａと第６−２形態に該当する駆動装置１０Ｂの２つの形態を含んでいる。なお、駆動装置１０Ａおよび駆動装置１０Ｂはともに、基本的な構成はこれまで説明した第１実施形態の駆動装置１０などを踏襲している。そこで、以下では駆動装置１０などと同じ構成については同じ符号を付するとともに、駆動装置１０などとの相違点を中心に説明する。後述する第７実施形態、第８実施形態についても同様である。

［第６−１形態（駆動装置１０Ａ）］
駆動装置１０Ａは、第１インバータ回路１５Ａに対応する、３相交流電流を出力する第１電源１１Ａと、第１電源１１Ａから出力された３相交流電流を直流に変換して第１インバータ回路１５Ａに向けて出力する第１コンバータ１３Ａと、を備える。また、駆動装置１０Ａは、第２インバータ回路１５Ｂに対応する、３相交流電流を出力する第２電源１１Ｂと、第２電源１１Ｂから出力された３相交流電流を直流に変換して第２インバータ回路１５Ｂに向けて出力する第２コンバータ１３Ｂと、を備える。

駆動装置１０Ａは、図８に示すように、第１電源１１Ａと第１コンバータ１３Ａの間および第２電源１１Ｂと第２コンバータ１３Ｂの間に３相コモンモードチョークコイル９１を備えている。また、駆動装置１０Ａは、第１コンバータ１３Ａと第１インバータ回路１５Ａの間および第２コンバータ１３Ｂと第２インバータ回路１５Ｂの間に２相コモンモードチョークコイル９２を備えている。さらに、駆動装置１０Ａは、第１インバータ回路１５Ａと第１電動機３Ａの間および第２インバータ回路１５Ｂと第２電動機３Ｂの間に３相コモンモードチョークコイル９１を備えている。

駆動装置１０Ａは、電源とコンバータの間、コンバータとインバータの間およびインバータと電動機の間の全てにコモンモードチョークコイルを備えている。しかし、これは第６実施形態において必須の要件ではなく、３つの間の少なくとも一つにコモンモードコイルを備えていればよい。

また、図８においては、第１電源１１Ａと第２電源１１Ｂが個別に設けられる例を示したが、単体の電源から第１コンバータ１３Ａおよび第２コンバータ１３Ｂのそれぞれに３相交流電流を供給してもよい。また、第１コンバータ１３Ａおよび第２コンバータ１３Ｂについても同様であり、単体のコンバータで３相交流電流を受けて第１インバータ回路１５Ａおよび第２インバータ回路１５Ｂのそれぞれに直流電流を供給してもよい。
さらに、第１電源１１Ａ、第２電源１１Ｂ、第１コンバータ１３Ａおよび第２コンバータ１３Ｂに代えて、直流電源を用いてもよい。

駆動装置１０Ａにおいては、第1実施形態の第１−１形態のインピーダンス回路５１に適用する例を示すが、第1実施形態の第１−２形態のインピーダンス回路５１に適用することもできる。

次に、第６−１形態に係る駆動装置１０Ａが奏する効果を説明する。
駆動装置１０Ａは、零相電流が発生した場合でも反射による過電圧を防止するためのものであるが、さらにコモンモードチョークコイルを併用することで零相電流を抑制できる。

［第６−２形態（駆動装置１０Ｂ）］
次に、駆動装置１０Ｂを説明する。
駆動装置１０Ｂは、図９に示すように、第１電源１１Ａおよび第２電源１１Ｂに代えて共用の電源１１を備えるとともに、第１コンバータ１３Ａおよび第２コンバータ１３Ｂに代えて共用のコンバータ１３を備える。駆動装置１０Ｂは、共用の電源１１および共用のコンバータ１３に対応して、電源１１とコンバータ１３の間に設ける３相コモンモードチョークコイル９１を単体とし、コンバータ１３と第１インバータ回路１５Ａおよび第２インバータ回路１５Ｂの間に設ける２相コモンモードチョークコイル９２を単体としている。

駆動装置１０Ｂにおいて、第１電動機３Ａから、第１インバータ回路１５Ａ、第２インバータ回路１５Ｂ、第２電動機３Ｂおよびインピーダンス回路６０を経て、第１電動機３Ａに戻る順またはこの逆順である、破線矢印で示す循環経路を形成する。この循環経路は、コモンモードチョークコイル９１，９２を含まない。
一方で、共用の電源１１から、コンバータ１３、第１インバータ回路１５Ａおよび第２インバータ回路１５Ｂ、第１電動機３Ａおよび第２電動機３Ｂのステータ３２を経てアースＥへの一点鎖線で示される経路には、コモンモードチョークコイル９１，９２が存在する直列経路が形成される。
また、コモンモードチョークコイル９１，９２は高周波域の電流の通過を阻止する部材である。したがって、アースＥと連通している一点鎖線で示される直列経路はコモンモードチョークコイル９１，９２を有するため高周波域の電流が流れ難い。これに対して、アース線Ｅとは分離されている破線で示される循環経路はコモンモードチョークコイル９１，９２を有しないため高周波域の電流が流れ易い回路となる。つまり、本実施形態によれば、高周波域の電流が優先的にインピーダンス回路６０に流れる構成にできるため、アース線Ｅへの漏洩電流の防止とインピーダンス回路６０によるノイズの減衰を両立することができる。駆動装置１０Ｂは２つのコモンモードチョークコイル９１，９２を備えている。しかし、これは必須の要件でなく、コモンモードチョークコイル９１またはコモンモードチョークコイル９２の少なくとも一方を備えていればよい。さらに、３相コモンモードチョークコイル９１のみを備える場合、コンバータ１３Ａ、１３Ｂに代えて共用のコンバータ１３とする必要はない。

［第７実施形態］
次に、本発明に係る第７実施形態について図１０、図１１を参照して説明する。
第７実施形態は、インピーダンス回路６０を設ける部位の変更例を示す。第７実施形態は、第７−１形態に該当する駆動装置１０Ｃと第７−２形態に該当する駆動装置１０Ｄの２つの形態を含んでいる。駆動装置１０Ｃは第１実施形態の第１−１形態に対応し、駆動装置１０Ｄは第１実施形態の第１−２形態に対応する。

［第７−１形態（駆動装置１０Ｃ）］
第１電動機３Ａの第１中性点３４Ａと第２電動機３Ｂの第２中性点３４Ｂの間に適切なスペースがなくインピーダンス回路６０の実装が容易でない場合がある。駆動装置１０Ｃはこれに対応するものであり、図１０に示すように、第１電動機３Ａの第１中性点３４Ａと第２電動機３Ｂの第２中性点３４Ｂに接続される第１中性線Ｎ１および第２中性線Ｎ２が平行二線４５を構成する。この平行二線４５は、第１中性点３４Ａと第２中性点３４Ｂの間から第１インバータ回路１５Ａ、第２インバータ回路１５Ｂが設けられる駆動装置に達するように余剰に引き出されている。駆動装置１０Ｃは、平行二線４５の経路上にインピーダンス回路６０を実装する。このインピーダンス回路６０の実装には、少なくとも第１中性線Ｎ１、Ｎ２の信号線を含む配線、端子台およびコネクタが必要であるが、この例は第８実施形態の開示に譲る。第７−２形態についても同様である。

次に、第７−１形態に係る駆動装置１０Ｃが奏する効果を説明する。
駆動装置１０Ｃは、その装置構成上、第１電動機３Ａと第２電動機３Ｂの間にインピーダンス回路６０を防水、防塵できる適切な場所がない場合であっても、インピーダンス回路６０を適切な場所に設けることができる。

［第７−２形態（駆動装置１０Ｄ）］
第１電動機３Ａと第２電動機３ＢのＵ相とＵ’相の間、Ｖ相とＶ’相の間およびＷ相とＷ’相の間に適切なスペースがなくインピーダンス回路６０の実装が困難な場合がある。駆動装置１０Ｄはこれに対応するものであり、図１１に示すように、インバータ回路１５と電動機３を接続する主経路ＷＦの他に主経路ＷＦから分岐する副経路ＲＲを備える。駆動装置１０Ｄは、副経路ＲＲにインピーダンス回路６０が設けられる。より具体的には以下の通りである。

主経路ＷＦはそれぞれＵ相線４１ｕとＵ’相線４２ｕの組み合わせ、Ｖ相線４１ｖとＶ’相線４２ｖの組み合わせ、Ｗ相線４１ｗとＷ’相線４２ｗの組み合わせからなる、平行二線４４ｕ，４４ｖ，４４ｗを備えている。
副経路ＲＲはそれぞれＵ相線４１ｕ１とＵ’相線４２ｕ１の組み合わせ、Ｖ相線４１ｖ１とＶ’相線４２ｖ１の組み合わせ、Ｗ相線４１ｗ１とＷ’相線４２ｗ１の組み合わせからなる、平行二線４４ｕ１，４４ｖ１，４４ｗ１を備えている。

平行二線４４ｕ１のＵ相線４１ｕ１とＵ’相線４２ｕ１は、それぞれ平行二線４４ｕのＵ相線４１ｕとＵ’相線４２ｕから分岐する。Ｕ相線４１ｕ１とＵ’相線４２ｕ１が合流する位置にインピーダンス回路６０が設けられる。インピーダンス回路６０を備える平行二線４４ｕ１は、平行二線４４ｕに対して迂回路をなすように平行二線４４ｕから分岐される。
また、平行二線４４ｖ１のＶ相線４１ｖ１とＶ’相線４２ｖ１は、それぞれ平行二線４４ｖのＶ相線４１ｖとＶ’相線４２ｖから分岐する。Ｖ相線４１ｖ１とＶ’相線４２ｖ１が合流する位置にインピーダンス回路６０が設けられる。インピーダンス回路６０を備える平行二線４４ｖ１は、平行二線４４ｖに対して迂回路をなすように平行二線４４ｖから分岐される。
さらに、平行二線４４ｗ１のＷ相線４１ｗ１とＷ’相線４２ｗ１は、それぞれ平行二線４４ｗのＷ相線４１ｗとＷ’相線４２ｗから分岐する。Ｗ相線４１ｗ１とＷ’相線４２ｗ１が合流する位置にインピーダンス回路６０が設けられる。インピーダンス回路６０を備える平行二線４４ｗ１は、平行二線４４ｗに対して迂回路をなすように平行二線４４ｗから分岐される。

駆動装置１０Ｄにおいても、駆動装置１０Ｃと同様に、第１電動機３Ａと第２電動機３Ｂの間にインピーダンス回路６０を防水、防塵できる適切な場所がない場合であっても、インピーダンス回路６０を適切な場所に設けることができる。

［第８実施形態］
次に、本発明に係る第８実施形態について図１２〜図１７を参照して説明する。
第８実施形態は、第１電動機３Ａと第２電動機３Ｂの接続形態の変形例を示す。第８実施形態は、第８−１形態に該当する駆動装置１０Ｅ、駆動装置１０Ｆと、第８−２形態に該当する駆動装置１０Ｇ、駆動装置１０Ｈと、第８−３形態に該当する駆動装置１０Ｉと、第８−４形態に該当する駆動装置１０Ｊの６つの形態を含んでいる。

［第８−１形態（駆動装置１０Ｅ，１０Ｆ）］
第８−１形態は、第１電動機３Ａと第２電動機３Ｂを直列に接続する配線例を示す。また、第８−１形態は、第１−１形態と同様にインピーダンス回路６０が第１中性点３４Ａと第２中性点３４Ｂの間に設けられる。
図１２に示す駆動装置１０Ｅは、第１インバータ回路１５Ａおよび第２インバータ回路１５Ｂと第１電動機３Ａとが平行二線４４ｕ１，４４ｖ１，４４ｗ１で接続されており、第１電動機３Ａと第２電動機３Ｂとが平行二線４４ｕ２，４４ｖ２，４４ｗ２で接続されている。以下で説明する構成も含め、図１３に示される駆動装置１０Ｆは駆動装置１０Ｅと同じ回路構成を備えている。

平行二線４４ｕ１，４４ｖ１，４４ｗ１は、Ｕ相線４１ｕ１とＵ’相線４２ｕ１の組み合わせ、Ｖ相線４１ｖ１とＶ’相線４２ｖ１の組み合わせ、Ｗ相線４１ｗ１とＷ’相線４２ｗ１の組み合わせからなる。
平行二線４４ｕ２，４４ｖ２，４４ｗ２は、Ｕ相線４１ｕ２とＵ’相線４２ｕ２の組み合わせ、Ｖ相線４１ｖ２とＶ’相線４２ｖ２の組み合わせ、Ｗ相線４１ｗ２とＷ’相線４２ｗ２の組み合わせからなる。

平行二線４４ｕ２，４４ｖ２，４４ｗ２のＵ’相線４２ｕ２、Ｖ’相線４２ｖ２およびＷ’相線４２ｗ２は、第１電動機３Ａの第１中性点３４Ａに接続される第１中性線Ｎ１から３つに分岐しており、第２電動機３Ｂの第２中性点３４Ｂに接続される第２中性線Ｎ２に合流する。

平行二線４４ｕ２，４４ｖ２，４４ｗ２のＵ’相線４２ｕ２、Ｖ’相線４２ｖ２およびとＷ’相線４２ｗ２は、それぞれＵ’相端子７２、Ｖ’相端子７４およびＷ’相端子７６を介して、Ｕ’相線４２ｕ１、Ｖ’相線４２ｖ１およびＷ’相線４２ｗ１と接続される。Ｕ’相線４２ｕ２、Ｖ’相線４２ｖ２およびとＷ’相線４２ｗ２は、それぞれＵ’相線４２ｕ１、Ｖ’相線４２ｖ１およびＷ’相線４２ｗ１を延長して設けられているとみなせる。

駆動装置１０Ｅは、第１電動機３Ａに対応する第１端子台６５および第２電動機３Ｂに対応する第２端子台６６を備える。
第１端子台６５は、Ｕ相線４１ｕ１、Ｕ’相線４２ｕ１、Ｖ相線４１ｖ１、Ｖ’相線４２ｖ１、Ｗ相線４１ｗ１、Ｗ’相線４２ｗ１およびアース線Ｅの接続に関わるＵ相端子７１、Ｕ’相端子７２、Ｖ相端子７３、Ｖ’相端子７４、Ｗ相端子７５、Ｗ’相端子７６およびアース端子７７を備えている。
また、第１端子台６５は、Ｕ相線４１ｕ２、Ｖ相線４１ｖ２、およびＷ相線４１ｗ２の接続に関わる３つの分岐端子７９を備えている。
第２端子台６６は、Ｕ’相線４２ｕ２、Ｖ’相線４２ｖ２およびＷ’相線４２ｗ２およびアース線Ｅの接続に関わるＵ’相端子７２、Ｖ’相端子７４、Ｗ’相端子７６およびアース端子７７を備えている。また、第２端子台６６は、Ｕ相線４１ｕ２、Ｖ相線４１ｖ２およびＷ相線４１ｗ２の接続に関わる３つの分岐端子７９を備えている。

以上の構成を備える駆動装置１０Ｅは、図１２に示すように第１中性線Ｎ１、つまり第１電動機３Ａの側にインピーダンス回路６０が実装される。また、駆動装置１０Ｆは図１３に示すように第２中性線Ｎ２、つまり第２電動機３Ｂの側にインピーダンス回路６０が実装される。第１中性線Ｎ１と第２中性線Ｎ２は、平行二線をなすＵ相線４１ｕ２、Ｖ相線４１ｖ２およびＷ相線４１ｗ２を構成する。

次に、第８−１形態が奏する効果を説明する。
平行二線４４ｕ１、４４ｖ１、４４ｗ１、４４ｕ２、４４ｖ２、４４ｗ２は全て同じ特性インピーダンス（Ｒｐ）を有するものとする。そうすると、分岐端子７９を含む配線はそれぞれ３組あるため、Ｕ相線４１ｕ２、Ｖ相線４１ｖ２、Ｗ相線４１ｗ２の配線の合成特性インピーダンスをＲｐ／３とすることができる。また、分岐端子７９を含む配線はそれぞれ３組あるため、Ｕ相線４１ｕ２、Ｖ相線４１ｖ２、Ｗ相線４１ｗ２の配線の合成特性インピーダンスをＲｐ／３とすることができる。したがって、Ｕ相線４１ｕ、Ｖ相線４１ｖおよびＷ相線４１ｗとＵ’相線４２ｕ、Ｖ’相線４２ｖおよびＷ’相線４２ｗの長さが異なり直接ペアを組むことができない場合でもインピーダンス整合できる。

［第８−２形態（駆動装置１０Ｇ，１０Ｈ）］
第８−２形態は、第８−１形態と同様に、第１電動機３Ａと第２電動機３Ｂを直列に接続する配線例を示す。ただし、第８−２形態は、第１−２形態と同様に、平行二線４４ｕ２、４４ｖ２、４４ｗ２のそれぞれの中にインピーダンス回路６０が設けられる。以下、第８−１形態との相違点を中心に、駆動装置１０Ｇ、駆動装置１０Ｈの説明をする。

図１４に示す駆動装置１０Ｇは、Ｕ相線４１ｕ１とＵ相線４１ｕ２がＵ相線４１ｕ３で接続され、Ｖ相線４１ｖ１とＶ相線４１ｖ２がＶ相線４１ｖ３で接続され、Ｗ相線４１ｗ１とＷ相線４１ｗ２がＷ相線４１ｗ３で接続される。Ｕ相線４１ｕ１とＵ’相線４２ｕ１がＵ相線４１ｕ２とＵ相線４１ｕ３からなるＵ相延長線で接続される。また、Ｖ相線４１ｖ１とＶ’相線４２ｖ１がＶ相線４１ｖ２とＶ相線４１ｖ３からなるＶ相延長線で接続される。さらに、Ｗ相線４１ｗ１とＷ’相線４２ｗ１がＷ相線４１ｗ２とＷ相線４１ｗ３からなるＷ相延長線で接続される。
また、駆動装置１０Ｇは、Ｕ相線４１ｕ２がＵ’相線４２ｕ２と合流して第２電動機３Ｂのコイル３１ｕに接続され、Ｖ相線４１ｖ２がＶ’相線４２ｖ２と合流して第２電動機３Ｂのコイル３１ｖに接続され、Ｗ相線４１ｗ１とＷ’相線４２ｗ２と合流して第２電動機３Ｂのコイル３１ｗに接続される。

駆動装置１０Ｇは、第１電動機３Ａから第２電動機３Ｂへの配線を平行二線４４ｕ２、４４ｖ２、４４ｗ２の組で構成する。平行二線４４ｕ２は、Ｕ相線４１ｕ２およびＵ相線４１ｕ３とＵ’相線４２ｕ２との組み合わせからなる。平行二線４４ｖ２は、Ｖ相線４１ｖ２およびＶ相線４１ｖ３とＶ’相線４２ｖ２との組み合わせからなる。平行二線４４ｗ２は、Ｗ相線４１ｗ２およびＷ相線４１ｗ３とＷ’相線４２ｗ２との組み合わせからなる。
また、インピーダンス回路６０は、Ｕ相線４１ｕ３、Ｖ相線４１ｖ３、Ｗ相線４１ｗ３のそれぞれに設けられる。Ｕ相線４１ｕ３、Ｖ相線４１ｖ３、Ｗ相線４１ｗ３は第１電動機３Ａに対応する第１端子台６５に配置されるので、インピーダンス回路６０は第１電動機３Ａの側に実装されることになる。

図１５に示す駆動装置１０Ｈは、Ｕ相線４１ｕ２が第１端子台６５のＵ相端子７１から第２端子台６６のＵ相端子７１に亘って配線され、第２端子台６６のＵ相端子７１とＵ’相端子７２はＵ’相線４２ｕ３で接続される。また、駆動装置１０Ｈは、Ｖ相線４１ｖ２が第１端子台６５のＶ相端子７３から第２端子台６６のＶ相端子７３に亘って配線され、第２端子台６６のＶ相端子７３とＶ’相端子７４はＶ’相線４２ｖ３で接続される。また、駆動装置１０Ｈは、Ｗ相線４１ｗ２が第１端子台６５のＷ相端子７５から第２端子台６６のＷ相端子７５に亘って配線され、第２端子台６６のＷ相端子７５とＷ’相端子７６はＷ’相線４２ｗ３で接続される。

駆動装置１０Ｈは、第１電動機３Ａから第２電動機３Ｂへの配線を平行二線４４ｕ２、４４ｖ２、４４ｗ２の組で構成する。また、インピーダンス回路６０は、Ｕ’相線４２ｕ３、Ｖ’相線４２ｖ３、Ｗ’相線４２ｗ３のそれぞれに設けられる。Ｕ’相線４２ｕ３、Ｖ’相線４２ｖ３、Ｗ’相線４２ｗ３は第２電動機３Ｂに対応する第２端子台６６に配置されるので、インピーダンス回路６０は第２電動機３Ｂの側に実装されることになる。

次に、第８−２形態が奏する効果を説明する。
平行二線４４ｕ１、４４ｖ１、４４ｗ１、４４ｕ２、４４ｖ２、４４ｗ２は全て同じ特性インピーダンス（Ｒｐ）を有している。したがって、Ｕ相線４１ｕ、Ｖ相線４１ｖおよびＷ相線４１ｗとＵ’相線４２ｕ、Ｖ’相線４２ｖおよびＷ’相線４２ｗの長さが異なり直接ペアを組むことができない場合でもインピーダンスを整合できる。

［第８−３形態（駆動装置１０Ｉ）］
第８−３形態に係る駆動装置１０Ｉは、図１６に示すように、インバータ回路１５Ａおよびインバータ回路１５Ｂに対して第１電動機３Ａと第２電動機３Ｂが並列に接続される。次の第８−４形態も同じである。平行二線４４ｕ、４４ｖ、４４ｗが２つに分岐される。分岐される一方の平行二線４４ｕ１、４４ｖ１、４４ｗ１（第１分岐平行線）を介して第１電動機３Ａに駆動電流が供給され、分岐される他方の平行二線４４ｕ２、４４ｖ２、４４ｗ２（第２分岐平行線）を介して第２電動機３Ｂに駆動電流が供給される。このように第１電動機３Ａと第２電動機３Ｂを分岐配線する必要がある場合、分岐前の平行二線４４ｕ、４４ｖ、４４ｗのインピーダンスと分岐後の平行二線４４ｕ１、４４ｖ１、４４ｗ１、４４ｕ２、４４ｖ２、４４ｗ２のインピーダンスを整合させる。駆動装置１０Ｉにおけるインピーダンス回路６０の設けられる位置が第１−１形態を踏襲している。

平行二線４４ｕはＵ相線４１ｕとＵ相線４２ｕからなり、平行二線４４ｖはＶ相線４１ｖとＶ相線４２ｖからなり、平行二線４４ｗはＷ相線４１ｗと配線４２ｗからなる。
Ｕ相線４１ｕはＵ相線４１ｕ１とＵ相線４２ｕ２に分岐され、Ｕ相線４２ｕはＵ相線４２ｕ１とＵ相線４１ｕ２に分岐され、Ｖ相線４１ｖはＶ相線４１ｖ１とＶ相線４２ｖ２に分岐され、Ｖ相線４２ｖはＶ相線４２ｖ１とＶ相線４１ｖ２に分岐される。Ｗ相線４１ｗはＷ相線４１ｗ１とＷ相線４２ｗ２に分岐され、Ｗ相線４２ｗはＷ相線４２ｗ１とＷ相線４１ｗ２に分岐される。これらの分岐は、分岐端子台６７で行われる。

Ｕ相線４１ｕ１にはＵ相線４１ｕ３が、Ｕ相線４２ｕ１にはＵ相線４２ｕ３が、Ｖ相線４１ｖ１にはＶ相線４１ｖ３が、Ｖ相線４２ｖ１にはＶ相線４２ｖ３が、Ｗ相線４１ｗ１にはＷ相線４１ｗ３が、Ｗ相線４２ｗ１にはＷ相線４２ｗ３がそれぞれ接続されている。これらの接続は、第１端子台６５において行われる。Ｕ相線４１ｕ３、Ｖ相線４１ｖ３、およびＷ相線４１ｗ３は、それぞれ第１電動機３Ａのコイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗに接続される。Ｕ相線４２ｕ３、Ｖ相線４２ｖ３およびＷ相線４１ｗ３は、合流して第１中性線Ｎ１と接続される。また、Ｕ相線４２ｕ３、Ｖ相線４２ｖ３およびＷ相線４２ｗ３にはインピーダンス回路６０が設けられるとともに、第１中性線Ｎ１にもインピーダンス回路６０が設けられる。

Ｕ相線４１ｕ２にはＵ相線４１ｕ４が、Ｕ相線４２ｕ２にはＵ相線４２ｕ４が、Ｖ相線４１ｖ２にはＶ相線４１ｖ４が、Ｖ相線４２ｖ２にはＶ相線４２ｖ４が、Ｗ相線４１ｗ２にはＷ相線４１ｗ４が、Ｗ相線４２ｗ２にはＷ相線４２ｗ４が接続されている。これらの接続は、第２端子台６６において行われる。Ｕ相線４１ｕ４、Ｖ相線４１ｖ４およびＷ相線４１ｗ４は、それぞれ第２電動機３Ｂのコイル３１ｕ，３１ｖ，３１ｗに接続される。Ｕ相線４２ｕ４、Ｖ相線４２ｖ４およびＷ相線４２ｗ４は、合流して第２中性線Ｎ２と接続される。また、Ｕ相線４２ｕ４、Ｖ相線４２ｖ４およびＷ相線４１ｗ４にはインピーダンス回路６０が設けられるとともに、第２中性線Ｎ２にもインピーダンス回路６０が設けられる。

以上のように、駆動装置１０Ｉは、分岐端子台６７から第１電動機３Ａへの配線を平行二線４４ｕ１，４４ｖ１，４４ｗ１とし、分岐端子台６７から第２電動機３Ｂへの配線を平行二線４４ｕ２，４４ｖ２，４４ｗ２とする。そして、平行二線４４ｕ１のＵ相線４２ｕ３、平行二線４４ｖ１のＶ相線４２ｖ３および平行二線４４ｗ１のＷ相線４２ｗ３のそれぞれにインピーダンス回路６０が設けられる。また、平行二線４４ｕ２のＵ相線４２ｕ４、平行二線４４ｖ２のＶ相線４２ｖ４および平行二線４４ｗ２のＷ相線４２ｗ４のそれぞれにインピーダンス回路６０が設けられる。

次に、第８−３形態が奏する効果を説明する。
分岐前の平行二線４４ｕ、４４ｖ、４４ｗの特性インピーダンスはＲｐ／２とし、分岐後の平行二線４４ｕ１、４４ｖ１、４４ｗ１、４４ｕ２、４４ｖ２、４４ｗ２を全て同じ特性インピーダンスＲｐとすることができる。したがって、Ｕ相線４１ｕ、Ｕ相線４２ｕ、Ｖ相線４１ｖ、Ｖ相線４２ｖ、Ｗ相線４１ｗおよびＷ相線４２ｗが途中で分岐して直接ペアを組むことができなくても、インピーダンス整合が可能である。

［第８−４形態（駆動装置１０Ｊ）］
第８−４形態に係る駆動装置１０Ｊも、図１７に示すように、平行二線４４ｕ、４４ｖ、４４ｗが２つに分岐される。分岐される一方の平行二線４４ｕ１、４４ｖ１、４４ｗ１を介して第１電動機３Ａに駆動電流が供給され、分岐される他方の平行二線４４ｕ２、４４ｖ２、４４ｗ２を介して第２電動機３Ｂに駆動電流が供給される。このように第１電動機３Ａと第２電動機３Ｂを分岐配線する必要がある場合、分岐前の平行二線４４ｕ、４４ｖ、４４ｗのインピーダンスと分岐後の平行二線４４ｕ１、４４ｖ１、４４ｗ１、４４ｕ２、４４ｖ２、４４ｗ２のインピーダンスを整合させる。駆動装置１０Ｊにおけるインピーダンス回路６０の設けられる位置は第１−２形態を踏襲している。

駆動装置１０Ｊが駆動装置１０Ｉと相違するのは、Ｕ相線４１ｕ３、Ｕ相線４２ｕ３、Ｖ相線４１ｖ３、Ｖ相線４２ｖ３、Ｗ相線４１ｗ３およびＷ相線４２ｗ３の第１電動機３Ａへの接続状態である。また、Ｕ相線４１ｕ４、Ｕ相線４２ｕ４、Ｖ相線４１ｖ４、Ｖ相線４２ｖ４、Ｗ相線４１ｗ４およびＷ相線４２ｗ４の第２電動機３Ｂへの接続状態も駆動装置１０Ｉと相違する。以下、これら相違点について説明する。

Ｕ相線４１ｕ３は第１電動機３Ａのコイル３１ｕに接続され、Ｖ相線４１ｖ３は第１電動機３Ａのコイル３１ｖに接続され、Ｗ相線４１ｗ３は第１電動機３Ａのコイル３１ｗに接続される。Ｕ相線４２ｕ３はＵ相線４１ｕ３に合流し、Ｖ相線４２ｖ３はＶ相線４１ｖ３に合流し、Ｗ相線４２ｗ３はＷ相線４１ｗ３に合流する。Ｕ相線４２ｕ３、Ｖ相線４２ｖ３およびＷ相線４２ｗ３のそれぞれにインピーダンス回路６０が設けられる。

Ｕ相線４１ｕ４は第２電動機３Ｂのコイル３１ｕに接続され、Ｖ相線４１ｖ４は第２電動機３Ｂのコイル３１ｖに接続され、Ｗ相線４１ｗ４は第２電動機３Ｂのコイル３１ｗに接続される。Ｕ相線４２ｕ４はＵ相線４１ｕ４に合流し、Ｖ相線４２ｖ４はＶ相線４１ｖ４に合流し、Ｗ相線４２ｗ４はＷ相線４１ｗ４に合流する。Ｕ相線４２ｕ４、Ｖ相線４２ｖ４およびＷ相線４２ｗ４のそれぞれにインピーダンス回路６０が設けられる。

以上のように、駆動装置１０Ｊは、分岐端子台６７から第１電動機３Ａへの配線を平行二線４４ｕ１，４４ｖ１，４４ｗ１とし、分岐端子台６７から第２電動機３Ｂへの配線を平行二線４４ｕ２，４４ｖ２，４４ｗ２とする。そして、平行二線４４ｕ１のＵ’相線４２ｕ３、平行二線４４ｖ１のＶ’相線４２ｖ３および平行二線４４ｗ１のＷ’相線４２ｗ３のそれぞれにインピーダンス回路６０が設けられる。また、平行二線４４ｕ２のＵ’相線４２ｕ４、平行二線４４ｖ２のＶ’相線４２ｖ４および平行二線４４ｗ２のＷ’相線４２ｗ４のそれぞれにインピーダンス回路６０が設けられる。

第８−４形態においても、第８−３形態と同様に、Ｕ相線４１ｕ、Ｕ相線４２ｕ、Ｖ相線４１ｖ、Ｖ相線４２ｖ、Ｗ相線４１ｗおよびＷ相線４２ｗが途中で分岐して直接ペアを組むことができなくても、インピーダンス整合が可能である。

［第９実施形態］
次に、本発明に係る第９実施形態について、図１８〜図２０を参照して説明する。第９実施形態は、平行二線の具体的な配線例を示す。第９実施形態は、第９−１形態〜第９−４形態の４つの形態を含んでいる。

［第９−１形態］
第９−１形態に係る多芯ケーブル１０１は、図１８（ａ）に示すように、Ａ芯、Ｂ芯、Ｃ芯、Ｄ芯、Ｅ芯、Ｆ芯およびＧ芯の７芯を備える。多芯ケーブル１０１は、Ａ芯、Ｂ芯、Ｃ芯、Ｄ芯、Ｅ芯、Ｆ芯およびＧ芯のそれぞれが、導体１０２と、導体１０２を覆う絶縁体１０３からなる。多芯ケーブル１０１は、Ａ芯、Ｂ芯、Ｃ芯、Ｄ芯、Ｅ芯、Ｆ芯およびＧ芯を覆うシース１０４を備えている。導体１０２は、撚線、圧縮導体、単線など、その形態は任意である。また、絶縁体１０３は、ＰＶＣ（polyvinyl chloride）、ＰＴＦＥ（polytetrafluoroethylene）、ＰＥ（polyethylene）、発砲ＰＥなどから構成される。シース１０４は絶縁体１０３と同様の材質から構成される。ただし、シース１０４を備える多芯ケーブル１０１は、本発明に係る平行二線を構成する好ましい形態であり、本発明はシース１０４を備えることなくＡ芯、Ｂ芯、Ｃ芯、Ｄ芯、Ｅ芯、Ｆ芯およびＧ芯だけで平行二線を構成することもできる。ここで説明する多芯ケーブル１０１の構成は、以降の多芯ケーブル１０１などにも当てはまる。

多芯ケーブル１０１において、Ａ芯−Ｂ芯、Ｃ芯−Ｄ芯、Ｆ芯−Ｇ芯がペアをなして平行二線を構成する。第１−１形態に示したように、Ｕ相線４１ｕ、Ｕ’相線４２ｕ、Ｖ相線４１ｖ、Ｖ’相線４２ｖ、Ｗ相線４１ｗ、Ｗ’相線４２ｗおよびアース線Ｅがある場合には以下のように割り当てることができる。
Ａ芯＝Ｕ相線４１ｕ Ｂ芯＝Ｕ’相線４２ｕ Ｃ芯＝Ｖ相線４１ｖ
Ｄ芯＝Ｖ’相線４２ｖ Ｅ芯＝アース線Ｅ Ｆ芯＝Ｗ相線４１ｗ
Ｇ芯＝Ｗ’相線４２ｗ

好ましい多芯ケーブル１０１は、第１動力線４１、第２動力線４２のそれぞれをペア毎に撚り合わせ、各ペアにおける撚り合わせピッチを異なる長さとする。例えば、Ｕ相線４１ｕとＵ’相線４２ｕの当該ピッチをＰ１、Ｖ相線４１ｖとＶ’相線４２ｖの当該ピッチをＰ２、Ｗ相線４１ｗとＷ相線４２ｗの当該ピッチをＰ３とすると、Ｐ１≠Ｐ２≠Ｐ３とする。

さらに、図１８（ｂ）に示すように、好ましくは、ペア毎に電磁シールド１０５で周囲を覆う。電磁シールド１０５はアース線Ｅ（Ｅ芯）の代替となり得るので、その場合には、アース線Ｅを省略することができる。電磁シールド１０５は、導体と磁性体の組み合せからなる。

第９−１形態に係る多芯ケーブル１０１によれば、その全長に渡って、意図した特性インピーダンスを付与できる。また、平行二線を構成する電線（線路）の間で発生する、誘導電圧、誘導電流によるクロストークを低減できる。図１８（ａ）の多芯ケーブル１０１と図１８（ｂ）の多芯ケーブル１０１を比べると、後者のクロストークが小さい。

［第９−２形態］
第９−２形態に係る多芯ケーブル１０１は、図１８（ｃ）に示すように、Ａ芯、Ｂ芯、Ｃ芯、Ｄ芯、Ｅ芯、Ｆ芯、Ｇ芯、Ｈ芯およびＩ芯の９芯を備える。つまり、多芯ケーブル１０１は、第９−１形態に係る多芯ケーブル１０１よりも２本のＨ芯およびＩ芯の分だけ電線が多い。

多芯ケーブル１０１において、Ａ芯−Ｂ芯、Ｃ芯−Ｄ芯、Ｆ芯−Ｇ芯およびＨ芯−Ｉ芯がペアをなして平行二線を構成する。Ｈ芯−Ｉ芯のペアの特性インピーダンスがＡ芯−Ｂ芯、Ｃ芯−Ｄ芯、Ｆ芯−Ｇ芯のそれぞれのペアに対し１／３とされる。
第１実施形態の第１−１形態に示したように、Ｕ相線４１ｕ、Ｕ’相線４２ｕ、Ｖ相線４１ｖ、Ｖ’相線４２ｖ、Ｗ相線４１ｗ、Ｗ’相線４２ｗ、アース線Ｅ、第１中性線Ｎ１および第２中性線Ｎ２がある場合には以下のように割り当てることができる。
Ａ芯＝Ｕ相線４１ｕ Ｂ芯＝Ｕ’相線４２ｕ Ｃ芯＝Ｖ相線４１ｖ
Ｄ芯＝Ｖ’相線４２ｖ Ｅ芯＝アース線Ｅ Ｆ芯＝Ｗ相線４１ｗ
Ｇ芯＝Ｗ’相線４２ｗ Ｈ芯＝第１中性線Ｎ１ Ｉ芯＝第２中性線Ｎ２

第９−２形態においても、好ましい多芯ケーブル１０１は、それぞれのペア毎に撚り合わせ、各ペアにおける撚り合わせピッチを異なる長さとする。また、図１８（ｄ）に示すように、ペア毎に電磁シールド１０５で周囲を覆う。

第９−２形態に係る多芯ケーブル１０１においても、その全長に渡って、意図した特性インピーダンスを付与できる。また、平行二線を構成する電線の間で発生する、誘導電圧、誘導電流によるクロストークを低減できる。図１８（ｃ）の多芯ケーブル１０１と図１８（ｄ）の多芯ケーブル１０１を比べると、後者のクロストークが小さい。

［第９−３形態］
第９−３形態に係る多芯ケーブル１０１は、図１９（ａ）に示すように、Ａ芯、Ｂ芯、Ｅ芯、Ｃ芯、Ｄ芯、Ｅ芯、Ｆ芯およびＧ芯の８芯を備える偏平な形態をなしている。
多芯ケーブル１０１において、Ａ芯−Ｂ芯、Ｃ芯−Ｄ芯、Ｆ芯−Ｇ芯がペアをなして平行二線を構成する。第１−１形態に示したように、Ｕ相線４１ｕ、Ｕ’相線４２ｕ、Ｖ相線４１ｖ、Ｖ’相線４２ｖ、Ｗ相線４１ｗ、Ｗ’相線４２ｗおよびアース線Ｅがある場合には以下のように割り当てることができる。
Ａ芯＝Ｕ相線４１ｕ Ｂ芯＝Ｕ’相線４２ｕ Ｃ芯＝Ｖ相線４１ｖ
Ｄ芯＝Ｖ’相線４２ｖ Ｅ芯＝アース線Ｅ Ｆ芯＝Ｗ相線４１ｗ
Ｇ芯＝Ｗ’相線４２ｗ

第９−３形態においても、好ましい多芯ケーブル１０１は、それぞれのペア毎に撚り合わせ、各ペアにおける撚り合わせピッチを異なる長さとする。さらに図１９（ｂ）に示すように、アース線として２本のＥ芯を追加し、幅方向の中央を中心にして点対称の位置に２本のＥ芯を配置する。

他の好ましい多芯ケーブル１０１は、図１９（ｃ）に示すように、ペア毎に電磁シールド１０５で周囲を覆う。電磁シールド１０５はアース線Ｅ（Ｅ芯）の代替となり得るので、その場合には、アース線Ｅを省略することができる。

第９−３形態に係る多芯ケーブル１０１によっても、その全長に渡って、意図した特性インピーダンスを付与できる。また、平行二線を構成する電線の間で発生する、誘導電圧、誘導電流によるクロストークを低減できる。図１９（ａ）の多芯ケーブル１０１、図１９（ｂ）の多芯ケーブル１０１および図１９（ｃ）の多芯ケーブル１０１を比べると、図１９（ａ）、図１９（ｂ）および図１９（ｃ）の順にクロストークが小さくなる。

［第９−４形態］
第９−４形態に係る多芯ケーブル１０１は、図２０（ａ）に示すように、Ａ芯、Ｂ芯、Ｅ芯、Ｃ芯、Ｄ芯、Ｅ芯、Ｆ芯、Ｇ芯、Ｅ芯、Ｈ芯およびＩ芯の１１芯を備える。つまり、この多芯ケーブル１０１は、第９−２形態に係る多芯ケーブル１０１よりも２本のＥ芯の分だけ電線が多い。

多芯ケーブル１０１において、Ａ芯−Ｂ芯、Ｃ芯−Ｄ芯、Ｆ芯−Ｇ芯およびＨ芯−Ｉ芯がペアをなして平行二線を構成する。Ｈ芯−Ｉ芯のペアの特性インピーダンスがＡ芯−Ｂ芯、Ｃ芯−Ｄ芯、Ｆ芯−Ｇ芯のそれぞれのペアに対し１／３とされる。
第１実施形態の第１−１形態に示したように、Ｕ相線４１ｕ、Ｕ’相線４２ｕ、Ｖ相線４１ｖ、Ｖ’相線４２ｖ、Ｗ相線４１ｗ、Ｗ’相線４２ｗ、アース線Ｅ、第１中性線Ｎ１および第２中性線Ｎ２がある場合には以下のように割り当てることができる。
Ａ芯＝Ｕ相線４１ｕ Ｂ芯＝Ｕ’相線４２ｕ Ｃ芯＝Ｖ相線４１ｖ
Ｄ芯＝Ｖ’相線４２ｖ Ｆ芯＝Ｗ相線４１ｗ Ｇ芯＝Ｗ’相線４２ｗ
Ｅ芯＝アース線Ｅ Ｈ芯＝第１中性線Ｎ１ Ｉ芯＝第２中性線Ｎ２

好ましい多芯ケーブル１０１は、第１動力線４１、第２動力線４２のそれぞれをペア毎に撚り合わせる。加えて、各ペアにおける撚り合わせピッチを異なる長さとし、さらに図２０（ｂ）に示すように、アース線として２本のＥ芯を追加し、幅方向の中央を中心にして点対称の位置に２本のＥ芯を配置する。

他の好ましい多芯ケーブル１０１は、図２０（ｃ）に示すように、ペア毎に電磁シールド１０５で周囲を覆う。電磁シールド１０５はアース線Ｅ（Ｅ芯）の代替となり得るので、その場合には、アース線Ｅを省略することができる。

第９−４形態に係る多芯ケーブル１０１によっても、その全長に渡って、意図した特性インピーダンスを付与できる。また、平行二線を構成する電線の間で発生する、誘導電圧、誘導電流によるクロストークを低減できる。図２０（ａ）の多芯ケーブル１０１、図２０（ｂ）の多芯ケーブル１０１および図２０（ｃ）の多芯ケーブル１０１を比べると、図２０（ａ）、図２０（ｂ）および図２０（ｃ）の順にクロストークが小さくなる。

以上、本発明の好適な実施形態を説明したが、本発明の主旨を逸脱しない限り、上記実施形態で挙げた構成を取捨選択したり、他の構成に置き換えたりすることができる。
例えば、本発明における伝送線路の一例として一方の伝送線路に沿って他方の伝送線路が単に平行に配置された平行二線（撚り線を含む）について説明した。しかし、一方の線路から発生する電磁界（電界または磁界）が、他方の線路から発生する電磁界と打ち消し合うように隣り合って配置されている限り、本発明における伝送線路に該当する。例えば、平行二線の他には以下のように、それぞれの線路に等価あるいは近似で逆方向の電流が通電可能な様態を有する伝送線路が隣り合って配置された伝送線路が例示される。
同軸方式：一方の伝送線路の周囲を取り囲むように同心円状に他方の伝送線路を備える構成。
マイクロストリップ方式、平行平板方式：一方の面に一方の伝送線路を備えるとともに絶縁層を挟んだ他方面に他方の伝送線路を配した構成。
ストリップ方式：一方の伝送線路の表裏を絶縁層を介して他方の伝送線路で挟む構成。
スロット方式、コプレーナ方式等：一方の伝送線路と他方の伝送線路が共に同一面に設けられている構成。

３ 電動機
３Ａ 第１電動機
３Ｂ 第２電動機
１０，１０Ａ，１０Ｂ，１０Ｃ，１０Ｄ，１０Ｅ，１０Ｆ，１０Ｇ，１０Ｈ，１０Ｉ，１０Ｊ
駆動装置
１１Ａ 第１電源
１１Ｂ 第２電源
１３Ａ 第１コンバータ
１３Ｂ 第２コンバータ
１５Ａ 第１インバータ回路
１５Ｂ 第２インバータ回路
１６ｕ，１６ｖ，１６ｗ 半導体スイッチング素子
１７ インバータ制御部
３１，３１ｕ，３１ｖ，３１ｗ コイル
３２ ステータ
３４Ａ 第１中性点
３４Ｂ 第２中性点
４１ 第１動力線
４２ 第２動力線
４１ｕ，４１ｕ１，４１ｕ２，４１ｕ３，４１ｕ４ Ｕ相線
４１ｖ，４１ｖ１，４１ｖ２，４１ｖ３，４１ｖ４ Ｖ相線
４１ｗ，４１ｗ１，４１ｗ２，４１ｗ３，４１ｗ４ Ｗ相線
４２ｕ，４２ｕ１，４２ｕ２，４２ｕ３，４２ｕ４ Ｕ’相線
４２ｖ，４２ｖ１，４２ｖ２，４２ｖ３，４２ｖ４ Ｖ’相線
４２ｗ，４２ｗ１，４２ｗ２，４２ｗ３，４２ｗ４ Ｗ’相線
４３ 多芯ケーブル
４４ｕ，４４ｖ，４４ｗ 平行二線（伝送線路）
４４ｕ１，４４ｖ１，４４ｗ１ 平行二線（伝送線路）
４４ｕ２，４４ｖ２，４４ｗ２ 平行二線（伝送線路）
４５ 平行二線（伝送線路）
５１，６０，６０Ａ，６０Ｂ，６０Ｃ インピーダンス回路
５２，５３，５４ 阻止フィルタ
５５，５６，５７ 迂回フィルタ
５８，５８Ａ，５８Ｂ，５８Ｃ 双方向スイッチ
６５ 第１端子台
６６ 第２端子台
６７ 分岐端子台
７１ Ｕ相端子
７２ Ｕ’相端子
７３ Ｖ相端子
７４ Ｖ’相端子
７５ Ｗ相端子
７６ Ｗ’相端子
７７ アース端子
７９ 分岐端子
９１ ３相コモンモードチョークコイル
９２ ２相コモンモードチョークコイル
１０１ 多芯ケーブル
１０２ 導体
１０３ 絶縁体
１０４ シース
１０５ 電磁シールド
Ａ 受電端
Ｃ キャパシタ
Ｅ アース線
Ｌ インダクタ
Ｎ１ 中性線
Ｎ２ 中性線

本発明の電動機駆動装置において、好ましくは、第１インバータ回路および第２インバータ回路は、Ｕ相線とＵ’相線、Ｖ相線とＶ’相線およびＷ相線とＷ’相線のそれぞれに互いに逆相の電圧を加えて、Ｕ相線とＵ’相線、Ｖ相線とＶ’相線およびＷ相線とＷ’相線のそれぞれに逆向きの電流を流し、第１電動機と第２電動機を同期駆動するように制御する。

Claims (11)

1. ３相交流の電力により駆動される第１電動機および第２電動機と、
   前記第１電動機に駆動電力を供給する、Ｕ相線、Ｖ相線およびＷ相線を含む第１動力線と、
   前記第２電動機に駆動電力を供給する、Ｕ’相線、Ｖ’相線およびＷ’相線を含む第２動力線と、
   前記第１動力線に前記駆動電力を供給する第１インバータ回路と、
   前記第２動力線に前記駆動電力を供給する第２インバータ回路と、
   前記Ｕ相線と前記Ｕ’相線、前記Ｖ相線と前記Ｖ’相線および前記Ｗ相線と前記Ｗ’相線のそれぞれの線路の組み合せからなる伝送線路と、
   前記伝送線路とインピーダンス整合されるインピーダンス回路と、を備え、
   前記伝送線路は、それぞれの前記線路が絶縁体を介して配置される、電動機駆動装置。
   
2. 前記第１インバータ回路および前記第１インバータ回路は、
   前記Ｕ相線と前記Ｕ’相線、前記Ｖ相線と前記Ｖ’相線および前記Ｗ相線と前記Ｗ’相線のそれぞれに互いに逆相の電圧を加えて、前記Ｕ相線と前記Ｕ’相線、前記Ｖ相線と前記Ｖ’相線および前記Ｗ相線と前記Ｗ’相線のそれぞれに逆向きの電流を流し、前記第１電動機と前記第２電動機を同期駆動するように制御する、
   請求項１に記載の電動機駆動装置。
   
3. 前記インピーダンス回路は、
   前記第１電動機の第１中性点と前記第２電動機の第２中性点との間に設けられる、
   請求項１または請求項２に記載の電動機駆動装置。
   
4. 前記第１電動機および前記第２電動機のそれぞれの受電端と前記伝送線路とを接続する区間において、
   前記インピーダンス回路は、前記伝送線路の対応する相と相とを接続するように設けられる、
   請求項１または請求項２に記載の電動機駆動装置。
   
5. 前記第１電動機の第１駆動軸と前記第２電動機の第２駆動軸が共有される、
   請求項１〜請求項４のいずれか１項に記載の電動機駆動装置。
   
6. 前記インピーダンス回路に直列に接続される阻止フィルタ、および、前記インピーダンス回路に並列に接続される迂回フィルタの一方または双方を損失低減回路として備える、
   請求項１〜請求項５のいずれか１項に記載の電動機駆動装置。
   
7. 並列に接続されたキャパシタとインダクタを含む前記阻止フィルタ、および、直列に接続された前記キャパシタと前記インダクタを含む前記迂回フィルタの一方または双方を備える、
   請求項６に記載の電動機駆動装置。
   
8. 前記阻止フィルタおよび前記迂回フィルタの一方または双方において、インダクタと双方向スイッチが直列に接続される、
   請求項６に記載の電動機駆動装置。
   
9. 複数の前記インピーダンス回路のそれぞれに対応する特性の異なる複数の前記損失低減回路を備える、
   請求項６〜請求項８のいずれか１項に記載の電動機駆動装置。
   
10. 前記第１電動機の第１中性点と前記第２電動機の前記第２中性点に接続され、前記第１中性点と前記第２中性点とから余剰に引き出された中性線が前記伝送線路を構成し、該伝送線路に前記インピーダンス回路が設けられる、
    請求項３、請求項５〜請求項９のいずれか１項に記載の電動機駆動装置。
    
11. 前記第１インバータ回路と前記第１電動機および前記第２インバータ回路と前記第２電動機を接続する前記伝送線路からなる主経路と、
    前記主経路から分岐される前記伝送線路からなる副経路と、を備え、
    前記インピーダンス回路は、前記副経路に設けられる、
    請求項４〜請求項９のいずれか１項に記載の電動機駆動装置。

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