JPWO2020129796A1 - 電源装置 - Google Patents

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Abstract

それぞれ上アームと下アームとを含む第１および第２のアーム回路（１０２０，１０２１）と、一端がトランス（Ｔｒ）の１次巻線の第１の端に接続される第１のインダクタ（Ｌｒ１）と、第１のインダクタの他端に接続されるコンデンサ（Ｃｒ１）とを含む直列共振回路と、第２のアーム回路の上アームおよび下アームの接続点に一端が接続される第２のインダクタ（Ｌｒ２）と、第１および第２のアーム回路の駆動を制御する制御回路（１０）と、を備える。第１のアーム回路の上アームおよび下アームの接続点がトランスの１次巻線の第２の端に接続され、第１のインダクタとコンデンサとの接続点に第２のインダクタの他端が接続される。

Description

本発明は、電源装置に関する。
２つのインダクタ（Ｌ）と、１つのコンデンサ（Ｃ）とを用いたＬＬＣ電流共振電源によるスイッチング電源装置（以下、ＬＬＣ型スイッチング電源装置と呼ぶ）が知られている。
既存のＬＬＣ型スイッチング電源装置は、典型的には、例えば、それぞれスイッチング素子により構成され、直列接続される上アームおよび下アームと、コンデンサおよびインダクタを含む直列共振回路と、この直列共振回路に接続されるトランスと、を備える。ＬＬＣ型スイッチング電源装置は、上アームおよび下アームを交互に駆動して交流電流を発生させ、この交流電流に基づく直列共振回路の作用により、トランスの２次巻線から、入力された直流電源に対応する出力が取り出される。
特開２０１５−１７７５９５号公報
ＬＬＣ型スイッチング電源装置は、比較的簡易な構成で効率的に電源を供給できるため、近年では、広く用いられている。そのため、特性をより向上させ、利便性を高めることが求められている。
本開示は、より利便性の高い電源装置を提供することを目的とする。
上記目的を解決するために、本開示の電源装置は、直流電源の正極と負極との間に直列接続される、上アームを構成する第１のスイッチング素子と、下アームを構成する第２のスイッチング素子と、を含む第１のアーム回路と、直流電源の正極と負極との間に直列接続される、上アームを構成する第３のスイッチング素子と、下アームを構成する第４のスイッチング素子と、を含む第２のアーム回路と、１次巻線と、直流を出力する出力回路が接続される２次巻線と、を含むトランスと、一端が１次巻線の第１の端に接続される第１のインダクタと、第１のインダクタの他端に接続されるコンデンサと、を含む直列共振回路と、第３のスイッチング素子および第４のスイッチング素子の直列接続の接続点に一端が接続される第２のインダクタと、第１のアーム回路および第２のアーム回路の駆動を制御する制御回路と、を備え、第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子が直列接続される接続点がトランスの１次巻線の第２の端に接続され、第１のインダクタとコンデンサとが接続される接続点に第２のインダクタの他端が接続される。
既存技術による電源装置の一例の構成を示す回路図である。 既存技術による電源装置の寄生要素を考慮した一例の回路図である。 既存技術による電源装置の動作をより具体的に説明するための図である。 既存技術による電源装置の動作をより具体的に説明するための図である。 既存技術による電源装置の動作をより具体的に説明するための図である。 既存技術による電源装置の動作をより具体的に説明するための図である。 第１の実施形態に係る電源装置の一例の構成を示す回路図である。 第１の実施形態に係る電源装置の寄生要素を考慮した一例の回路図である。 第１の実施形態に適用可能な制御ユニットのより詳細な構成の例を示すブロック図である。 第１の実施形態に係る制御ユニットによる、各スイッチング素子を駆動するための駆動信号の例を示す図である。 第１の実施形態に係る電源装置の出力と、既存技術による電源装置の出力とを比較した例を示す図である。 第１の実施形態の第１の変形例に係る制御をより具体的に説明するための図である。 第２のアーム回路の動作を停止状態から動作状態に切り替えた際の各部の変動の例を示す図である。 第１の実施形態の第２の変形例に係る、第２のアーム回路に供給する駆動信号のＤｕｔｙを徐々に変化させた場合の出力電圧の変化を実測した例を示す図である。 第１の実施形態の第２の変形例に係る、第２のアーム回路の動作を動作状態から停止状態に切り替えた際の各部の変動の例を示す図である。 第１の実施形態の第２の変形例による、切り替えポイントにおける出力電圧の変動の抑制について考察するための図である。 第１の実施形態の第２の変形例による、切り替えポイントにおける出力電圧の変動の抑制について考察するための図である。 第１の実施形態の第２の変形例による、切り替えポイントにおける出力電圧の変動の抑制について考察するための図である。 第１の実施形態の第２の変形例による、切り替えポイントにおける出力電圧の変動の抑制について考察するための図である。 第１の実施形態の第４の変形例に係る電源装置の一例の構成を示す回路図である。 第２の実施形態に係る、制御ユニット１０による各スイッチング素子を駆動するための駆動信号の例を示す図である。 既存技術によるＬＬＣ型スイッチング電源装置の等価回路を用いた特性のシミュレーション結果の例を示す図である。 第２の実施形態に係る、ＬＬＣ型スイッチング電源装置の等価回路に、逆位相の駆動信号を追加した場合のシミュレーション結果の例を示す図である。
以下、本開示の実施形態について、図面に基づいて詳細に説明する。なお、以下の実施形態において、同一の部位には同一の符号を付することにより、重複する説明を省略する。
［第１の実施形態］
本開示の第１の実施形態に係るＬＬＣ電流共振電源によるスイッチング電源装置（以下、電源装置と略称する）について説明する。先ず、理解を容易とするために、既存技術による電源装置について説明する。
図１は、既存技術による電源装置の一例の構成を示す回路図である。図１において、既存技術による電源装置１０００は、アーム回路部１００１と、共振回路部１００２と、トランスＴｒと、出力回路部１００３と、制御ユニット２０と、を含む。トランスＴｒは、１次巻線と２次巻線とを含み、以下、便宜上、１次巻線の黒点が付されていない側の端を第１の端、黒点が付されている側の端を第２の端として説明を行う。
アーム回路部１００１は、それぞれ上アームおよび下アームを構成し、直列接続されるスイッチング素子Ｑ１およびＱ２を含む。スイッチング素子Ｑ１およびＱ２は、例えば、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)が用いられ、後述する制御ユニット２０からゲートに供給される駆動信号に従いオン（閉状態）およびオフ（開状態）が制御される。スイッチング素子Ｑ１のソースとスイッチング素子Ｑ２のドレインとが接続され、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２が直列接続される。スイッチング素子Ｑ１のドレインに、入力となる直流電源Ｖｍの正極端が接続され、スイッチング素子Ｑ２のソースに、当該直流電源Ｖｍの負極端が接続される。また、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の直列接続の接続点が、トランスＴｒにおける１次巻線の第２の端に接続される。
共振回路部１００２は、直列接続されるインダクタＬｒ１とコンデンサＣｒ１とからなる直列共振回路を含む。直列共振回路のインダクタＬｒ１側の端がトランスＴｒにおける１次巻線の第１の端に接続され、コンデンサＣｒ１側の端がスイッチング素子Ｑ２のソースおよび直流電源Ｖｍの負極側に接続される。
インダクタＬｐは、トランスＴｒの１次巻線の励磁インダクタンスによるものである。図１の例では、インダクタＬｐがトランスＴｒの１次巻線に並列に接続されているように示されている。
トランスＴｒの２次巻線に、出力回路部１００３が接続される。出力回路部１００３は、図１の例では、ダイオードＤ１およびＤ２と、平滑コンデンサＣＬ１と、を含む。出力回路部１００３は、トランスＴｒの２次巻線から取り出される交流電流を、ダイオードＤ１およびＤ２により二相全波整流し、整流出力を平滑コンデンサＣＬ１により平滑し、直流電源として、抵抗Ｒ１として表される負荷に出力する。
制御ユニット２０は、ドライブ回路２００と、オシレータ２１０と、制御ロジック部２２０と、を含む。オシレータ２１０は、制御ロジック部２２０に指示された周波数およびデューティのＰＷＭ(Pulse Width Modulation)による信号を生成する。ドライブ回路２００は、オシレータ２１０により生成されたＰＷＭによる信号に従い、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２を駆動する。このとき、ドライブ回路２００は、オシレータ２１０により生成された信号に基づきスイッチング素子Ｑ１を駆動すると共に、当該信号を反転した反転信号に基づきスイッチング素子Ｑ２を駆動する。
また、出力回路部１００３の出力は、制御ロジック部２２０にも供給される。制御ロジック部２２０は、例えば、供給された出力回路部１００３の出力の電圧値に基づき、オシレータ２１０により生成されるＰＷＭによる駆動信号の周波数およびデューティ（以下、Ｄｕｔｙとして説明する）を制御する。このフィードバック制御により、出力回路部１００３の出力を安定化できる。
図２は、上述した図１に対応する、既存技術による電源装置１０００の寄生要素を考慮した一例の回路図である。図２において、スイッチング素子Ｑ１は、スイッチＳＷ１と、ダイオードＤＱ１と、抵抗ＲＱ１と、コンデンサＣ３とを含む。スイッチＳＷ１は、ドライブ回路２００から供給される駆動信号に従いオン、オフが制御される。ダイオードＤＱ１のアノードが、スイッチＳＷ１の一端とコンデンサＣ３の一端とにそれぞれ接続される。この、ダイオードＤＱ１のアノードと、スイッチＳＷ１の一端と、コンデンサＣ３の一端との接続点が、スイッチング素子Ｑ１のソースに対応する。ダイオードＤＱ１のカソードは、抵抗ＲＱ１の一端に接続される。抵抗ＲＱ１の他端は、コンデンサＣ３の他端に接続される。この、抵抗ＲＱ１の他端と、コンデンサＣ３の他端との接続点が、スイッチング素子Ｑ１のドレインに対応する。ダイオードＤＱ１のカソードと抵抗ＲＱ１との接続点が、スイッチＳＷ１の他端に接続される。
スイッチング素子Ｑ２も、スイッチング素子Ｑ１と同様である。すなわち、スイッチング素子Ｑ２は、それぞれスイッチング素子Ｑ１のスイッチＳＷ１と、ダイオードＤＱ１と、抵抗ＲＱ１と、コンデンサＣ３と、にそれぞれ対応するスイッチＳＷ２と、ダイオードＤＱ２と、抵抗ＲＱ２と、コンデンサＣ１と、を含む。これらスイッチＳＷ２と、ダイオードＤＱ２と、抵抗ＲＱ２と、コンデンサＣ１と、の接続関係は、上述したスイッチング素子Ｑ１におけるスイッチＳＷ１と、ダイオードＤＱ１と、抵抗ＲＱ１と、コンデンサＣ３と、による接続と同様なので、詳細な説明を省略する。
トランスＴｒにおいて、１次巻線の第２の端と、コンデンサＣｒ１の一端との間に、インダクタＬｒ１が接続される。インダクタＬｒ１は、例えばトランスＴｒの１次巻線の漏れインダクタンスである。トランスＴｒの１次巻線の第２の端と、コンデンサＣ１およびＣ３の接続点とが接続される。
制御ユニット２０は、ドライブ回路２００により生成されるＰＷＭによる駆動信号に従いスイッチＳＷ１およびＳＷ２を交互に切り替えて、トランスＴｒの１次巻線側において直流電源Ｖｍから交流電流を生成する。これにより、トランスＴｒの２次巻線側にトランスＴｒの巻線比に応じた交流電流が発生する。トランスＴｒの２次巻線側において発生した交流電流は、出力回路部１００３においてダイオードＤ１およびＤ２により整流され、さらに平滑コンデンサＣＬ１により平滑されて、直流電源として、抵抗Ｒ１として表される負荷に出力される。
このとき、制御ユニット２０は、スイッチＳＷ１およびＳＷ２の切り替えを、例えば、スイッチＳＷ２（スイッチング素子Ｑ２）の電圧が略０Ｖになった状態でスイッチＳＷ２をオンとする、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）を行う。
図３Ａ〜図３Ｄは、既存技術による電源装置１０００の動作をより具体的に説明するための図である。先ず、図３Ａに示されるように、スイッチＳＷ１（スイッチング素子Ｑ１がオン、スイッチＳＷ２（スイッチング素子Ｑ２）がオフの状態を考える。この場合、スイッチＳＷ１がオンとなっているので、スイッチＳＷ１に正方向の電流が流れる。この電流は、図３Ａにおいて実線矢印にて示されるように、スイッチＳＷ１（スイッチング素子Ｑ１）から、インダクタＬｐを介して、インダクタＬｒ１およびコンデンサＣｒ１からなる直列共振回路に供給される。
なお、図３Ａおよび図３Ｃの点線矢印は、トランスＴｒの１次巻線に流れる電流を示している。
次に、スイッチＳＷ１に正方向の電流が流れている状態で、スイッチＳＷ１をオフにする。スイッチＳＷ１をオフにした直後は、図３Ｂに実線矢印にて示されるように、スイッチング素子Ｑ２に含まれるダイオードＤＱ２を介してスイッチング素子Ｑ２側に負方向の電流が流れる。直列共振回路における共振電流は、連続的に変化する。ダイオードＤＱ２に電流が流れている間に、スイッチＳＷ２をオンとする。このとき、スイッチング素子Ｑ２の電圧が略０Ｖになった状態でスイッチＳＷ２をオンとする、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）を行う。
スイッチＳＷ２がオンとされると、図３Ｃに示されるように、スイッチＳＷ２（スイッチング素子Ｑ２）に対して正方向の電流が流れる。この状態でスイッチＳＷ２をオフとすると、スイッチＳＷ２をオフとした直後は、図３Ｄに実線矢印にて示されるように、スイッチング素子Ｑ１に含まれるダイオードＤＱ１を介してスイッチング素子Ｑ１側に負方向の電流が流れる。直列共振回路における共振電流は、連続的に変化する。ダイオードＤＱ１に電流が流れている間に、スイッチＳＷ１を、ＺＶＳによりオンとする。これにより、図３Ａの状態に戻る。以降、スイッチＳＷ１およびＳＷ２（スイッチング素子Ｑ１およびＱ２）を、上述のように順次に駆動制御し、図３Ａ〜図３Ｄの動作を巡回的に行う。
（第１の実施形態に係る構成）
次に、第１の実施形態に係る構成について説明する。図４は、第１の実施形態に係る電源装置の一例の構成を示す回路図である。図４において、第１の実施形態に係る電源装置１は、図１に示した既存技術による電源装置１０００に対して、スイッチング素子Ｑ３およびＱ４と、インダクタＬｒ２と、を追加している。
電源装置１において、アーム回路部１０１０は、上述したアーム回路部１００１に対応する第１のアーム回路部１０２０と、それぞれ上アームおよび下アームを構成し、直列接続されるスイッチング素子Ｑ３およびＱ４を含む第２のアーム回路部１０２１と、を含む。
第２のアーム回路部１０２１において、スイッチング素子Ｑ３のソースとスイッチング素子Ｑ３のドレインとが接続され、スイッチング素子Ｑ３およびＱ４が直列接続される。スイッチング素子Ｑ３のドレインに、入力となる直流電源Ｖｍの正極端が接続され、スイッチング素子Ｑ４のソースに、当該直流電源Ｖｍの負極端が接続される。すなわち、第１のアーム回路部１０２０と第２のアーム回路部１０２１とは、直流電源Ｖｍに対して並列に接続されている。
スイッチング素子Ｑ３およびＱ４が直列接続される接続点が、インダクタＬｒ２の一端に接続される。インダクタＬｒ２の他端が、インダクタＬｒ１とコンデンサＣｒ１とが接続される接続点に接続される。すなわち、スイッチング素子Ｑ３およびＱ４の接続点は、インダクタＬｒ２およびＬｒ１を介してトランスＴｒの１次巻線における第１の端に接続される。
また、上述した制御ユニット２０に対応する制御ユニット１０は、それぞれドライブ回路２００、オシレータ１１０および制御ロジック部１２０に対応するドライブ回路１００と、オシレータ１１０と、制御ロジック部１２０と、を含む。ドライブ回路１００は、例えば各スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３およびＱ４を独立して制御可能とされている。
図５は、上述した図４に対応する、第１の実施形態に係る電源装置１の寄生要素を考慮した一例の回路図である。図５において、スイッチング素子Ｑ３およびＱ４の寄生要素を考慮した構成は、図２を用いて説明したスイッチング素子Ｑ１およびＱ２の構成と同様である。
すなわち、スイッチング素子Ｑ３は、それぞれスイッチング素子Ｑ１のスイッチＳＷ１と、ダイオードＤＱ１と、抵抗ＲＱ１と、コンデンサＣ３と、に対応するスイッチＳＷ３と、ダイオードＤＱ３と、抵抗ＲＱ３と、コンデンサＣ４と、を含む。さらに、スイッチング素子Ｑ４は、それぞれスイッチング素子Ｑ１のスイッチＳＷ１と、ダイオードＤＱ１と、抵抗ＲＱ１と、コンデンサＣ３と、に対応するスイッチＳＷ４と、ダイオードＤＱ４と、抵抗ＲＱ４と、コンデンサＣ２と、を含む。
スイッチング素子Ｑ３が含むスイッチＳＷ３と、ダイオードＤＱ３と、抵抗ＲＱ３と、コンデンサＣ４と、の接続関係は、上述したスイッチング素子Ｑ１におけるスイッチＳＷ１と、ダイオードＤＱ１と、抵抗ＲＱ１と、コンデンサＣ３と、による接続と同様なので、詳細な説明を省略する。また、スイッチング素子Ｑ４が含むスイッチＳＷ４と、ダイオードＤＱ４と、抵抗ＲＱ４と、コンデンサＣ２と、の接続関係は、上述したスイッチング素子Ｑ２におけるスイッチＳＷ２と、ダイオードＤＱ２と、抵抗ＲＱ２と、コンデンサＣ１と、による接続と同様なので、詳細な説明を省略する。コンデンサＣ２とコンデンサＣ４との接続点が、インダクタＬｒ２の一端に接続される。
図６は、第１の実施形態に適用可能な制御ユニット１０のより詳細な構成の例を示すブロック図である。図６において、制御ユニット１０は、ドライブ回路１００1、１００2、１００3および１００4と、オシレータ１１０と、Ｄｕｔｙ制御部１２１および位相制御部１２２を含む制御ロジック部１２０と、を有する。ドライブ回路１００1、１００2、１００3および１００4は、オシレータ１１０および位相制御部１２２から供給される各信号に基づき、それぞれスイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３およびＱ４を駆動する駆動信号を出力する。
制御ユニット１０において、オシレータ１１０は、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３およびＱ４毎にＰＷＭによる信号を生成する。Ｄｕｔｙ制御部１２１は、オシレータ１１０が生成するＰＷＭによる各信号の周波数およびＤｕｔｙを制御する。オシレータ１１０は、生成した各信号を、ドライブ回路１００1、１００2、１００3および１００4にそれぞれ供給する。
位相制御部１２２は、各ドライブ回路１００1、１００2、１００3および１００4に供給されたＰＷＭによる信号の位相を制御する。例えば、位相制御部１２２は、各ドライブ回路１００1、１００2、１００3および１００4に供給されたＰＷＭによる各信号を、それぞれ独立して反転させることができる。また、位相制御部１２２は、各ドライブ回路１００1、１００2、１００3および１００4に供給されたＰＷＭによる各信号に対して、ロー状態に所定のマージンを含めることができる。これにより、各スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、オフ状態に所定のマージンを含んで交互にオン、オフを切り替えられ、ＺＶＳを実現できる。
（第１の実施形態に係る動作）
次に、第１の実施形態に係る電源装置１による動作について説明する。第１の実施形態では、電源装置１は、第１のアーム回路部１０２０と第２のアーム回路部１０２１とを同位相で制御する。図７は、第１の実施形態に係る制御ユニット１０による、各スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３およびＱ４を駆動するための駆動信号の例を示す図である。図７において、上から、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３およびＱ４を駆動するための、ＰＷＭによる駆動信号の例を示している。この図７の例では、スイッチング素子Ｑ１およびＱ３を駆動するための各駆動信号は、Ｄｕｔｙが５０％とされている。
図７に例示されるように、第１のアーム回路部１０２０に含まれる、スイッチング素子Ｑ１を駆動する駆動信号が反転された信号が、スイッチング素子Ｑ２を駆動する駆動信号とされている。同様に、第２のアーム回路部１０２１に含まれる、スイッチング素子Ｑ３を駆動する駆動信号が反転された信号が、スイッチング素子Ｑ４を駆動する駆動信号とされている。
また、図７の例では、第１のアーム回路部１０２０に含まれる各スイッチング素子Ｑ１およびＱ２を駆動する各駆動信号と、第２のアーム回路部１０２１に含まれる各スイッチング素子Ｑ３およびＱ４を駆動する各駆動信号とが、同位相とされている。すなわち、スイッチング素子Ｑ１およびＱ３は、同一のタイミングでオン、オフが制御される。また、スイッチング素子Ｑ２およびＱ４は、同一のタイミング、且つ、スイッチング素子Ｑ１およびＱ３に対して反転して、オン、オフが制御される。
なお、図７の例では、スイッチング素子Ｑ２を駆動する駆動信号のロー期間は、スイッチング素子Ｑ１を駆動する駆動信号の、当該ロー期間に対応するハイ期間に対して広く制御される。同様に、スイッチング素子Ｑ４を駆動する駆動信号のロー期間は、スイッチング素子Ｑ２を駆動する駆動信号の、当該ロー期間に対応するハイ期間に対して広く制御される。これにより、上述したＺＶＳが実行される。
図８は、第１の実施形態に係る電源装置１の出力と、図１および図２を用いて説明した既存技術による電源装置１０００の出力とを比較した例を示す図である。図８において、縦軸は効率、横軸は出力電力を示している。図８において、特性線３０および３１は、既存技術による電源装置１０００の出力例を示す。
これらのうち、特性線３０は、インダクタＬｐ（図１および図２参照）のインダクタンスが第１の値（例えば２３５［μＨ］）の場合の例、特性線３１は、インダクタＬｐのインダクタンスが第１の値の略２倍（例えば４８４［μＨ］）の場合の例を示す。特性線３２は、第１の実施形態に係る電源装置１の出力例を示す。この場合、インダクタＬｐのインダクタンスが上述の第２の値（例えば４８４［μＨ］）とされ、インダクタＬｒ２のインダクタンスが当該第２の値と近い値（例えば５２０［μＨ］）とされている。
また、スイッチング方式の電源装置においては、入力電圧に対して出力電圧が維持できる下限の入力電圧が存在する。以下では、この下限の入力電圧を、レギュレート下限電圧と呼ぶ。上述した各特性線３０、３１および３２に対応する各構成のレギュレート下限電圧が、それぞれ２２３［Ｖ］、２７４［Ｖ］および２２３［Ｖ］であるものとする。一般的に、ＬＬＣ型スイッチング方式の電源装置においては、レギュレート下限電圧と効率とは、トレードオフの関係にある。すなわち、レギュレート下限電圧が高いほど効率が高くなる。一方、レギュレート下限電圧が低いことは、より広い範囲の入力電圧に対応可能であることを示している。
図８から分かるように、レギュレート下限電圧が等しい構成に基づく特性線３２と特性線３０とを比較した場合、特性線３２の示す効率は、特性線３０が示す効率に対して出力電力が７０［Ｗ］程度から７００［Ｗ］程度の範囲について、０．５％〜１．５％ほど高い。また、レギュレート下限電圧が特性線３２の構成に対して高い場合の特性線３１については、ある出力電力（図８の例では２６０［Ｗ］付近）を境界に、当該出力電圧が高い領域では、特性線３２の示す効率が、特性線３１の示す効率に対して０．５％程度、高い。
なお、ここでいう効率は、入力される直流電源による電力に対する、出力される電力の比率をいう。入力される直流電源による電力と、出力される電力とが等しい場合、１００％の効率である。また、出力される電力が、入力される直流電源による電力の１／２である場合、５０％の効率である。
図８の特性線３２と特性線３０とを比較すると、レギュレート下限電圧が同一の条件下においては、第１の実施形態に係る電源装置１は、既存技術による電源装置１０００と比較して効率が高いことが分かる。
この理由の一つとして、各スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３およびＱ４の導通損失が関係していることが考えられる。ここで、電源装置１が含む各スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３およびＱ４、ならびに、電源装置１０００が含む各スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の抵抗が１［Ω］とし、直流電源Ｖｍの電流が４［Ａ］であるものとする。また、抵抗Ｒの素子に電流Ｉが流れた場合の、当該素子における導通損失Ｌｏｓ［Ｗ］は、Ｌｏｓ＝Ｉ×Ｉ×Ｒにて算出される。
電源装置１０００においては、電流Ｉ＝４［Ａ］の直流電源Ｖｍがスイッチング素子Ｑ１に流れ込み、この場合のスイッチング素子Ｑ１における導通損失Ｌｏｓは、Ｌｏｓ＝４×４×１＝１６［Ｗ］となる。
一方、電源装置１においては、直流電源Ｖｍは、直流電源Ｖｍに対して共通して接続されるスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ３とにそれぞれ流れ込む。したがって、スイッチング素子Ｑ１およびＱ３に流れ込む電流は、それぞれ電流Ｉ×(１／２)＝２［Ａ］となる。この場合のスイッチング素子Ｑ１およびＱ３における導通損失Ｌｏｓは、Ｌｏｓ＝(２×２×１)×２＝８［Ｗ］となり、上述した電源装置１０００の例と比較して、１／２となっている。
また、第１の実施形態に係る電源装置１が既存技術による電源装置１０００と比較して効率が高い、別の理由として、当該電源装置１では、第１のアーム回路部１０２０と第２のアーム回路部１０２１とによる励磁電流の分散が考えられる。すなわち、励磁電流が分散することにより、上述した各スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３およびＱ４による導通損失Ｌｏｓの例と同様に、導通損失を低減していることが考えられる。
ここで、レギュレート下限電圧は、一般的には、インダクタＬｐの値が作用する。第１の実施形態に係る電源装置１では、既存技術による電源装置１０００に対して追加されたインダクタＬｒ２が、回路全体として、インダクタＬｐに対して並列に接続されていると見做すことができる。この並列接続されたインダクタＬｒ２およびＬｐの各容量を、これらの合成容量が電源装置１０００におけるインダクタＬｐと同等となるように、選択する。これにより、上述したように、特性線３０に対応する、既存技術による電源装置１０００に係る構成と、特性線３２に対応する、第１の実施形態による電源装置１に係る構成とで、レギュレート下限電圧を略等しくすることができる。
このように、第１の実施形態に係る電源装置１は、既存技術による電源装置１０００に対して、２つのスイッチング素子Ｑ３およびＱ４と、１つのインダクタＬｒ２とを追加するだけで、効率を改善することができる。またこれにより、第１の実施形態に係る電源装置１は、既存技術による電源装置１０００と比較して、より利便性を高めることが可能である。
（第１の実施形態の第１の変形例）
次に、第１の実施形態の第１の変形例について説明する。上述したように、図８において、上述した第１の実施形態に係る電源装置１による特性線３２に対して、特性線３１が所定点（例えば出力電力＝２６０［Ｗ］）にて交差し、当該所定点未満の出力電圧において、電源装置１の効率が、既存技術による電源装置１０００の効率を下回っている。そこで、第１の実施形態の第１の変形例では、レギュレート下限電圧が高い場合に、この特性線３１と特性線３２とが交差する所定点を切り替えポイントとして、第２のアーム回路部１０２１の動作を切り替える。
図９は、第１の実施形態の第１の変形例に係る制御をより具体的に説明するための図である。図９において、各特性線３０、３１および３２は、上述した図８の各特性線３０、３１および３２と同一である。図９に例示されるように、電源装置１は、出力電力が切り替えポイント４０の電力未満の場合には、第２のアーム回路部１０２１の動作を停止させ、出力電力が当該切り替えポイント４０の電力以上の場合に、第２のアーム回路部１０２１を動作させる。
すなわち、図９に示されるように、レギュレート下限電圧の高い構成に対応する特性線３１は、レギュレート下限電圧が当該特性線３１の場合よりも低い構成に対応する特性線３０と比較して、全体にわたって高効率を示している。一方、特性線３１は、上述の第１の実施形態に係る電源装置１の構成であって、特性線３０の場合と同等のレギュレート下限電圧に対応する特性線３２と比較して、低負荷時、すなわち切り替えポイント４０の電力未満の出力電力では高効率であり、高負荷時、すなわち切り替えポイント４０以上の出力電力では低効率となっている。また、上述したように、特性線３１に対応する電源装置１０００の構成において、インダクタＬｐのインダクタンスが４８４［μＨ］とされ、特性線３２に対応する電源装置１の構成におけるインダクタＬｐのインダクタンスも４８４［μＨ］とされている。
第１の実施形態の第１の変形例では、電源装置１のインダクタＬｐのインダクタンスを、上述のように選択する。より具体的には、電源装置１のインダクタＬｐのインダクタンスを、特性線３１に示す高効率の構成におけるインダクタＬｐのインダクタンスと同等になるように選択する。さらに、電源装置１のインダクタＬｐのインダクタンスを、インダクタＬｐとインダクタＬｒ２とを並列接続した際の合成インダクタンスが、特性線３０で示す低レギュレート下限電圧に対応する構成におけるインダクタＬｐのインダクタンスと略同等になるように選択する。
第１の実施形態の第１の変形例に係る電源装置１は、このような構成とすることで、出力電力が切り替えポイント４０の電力未満の場合に第２のアーム回路部１０２１の動作を停止させ（オフ）、出力電力が切り替えポイント４０の電力以上の場合に第２のアーム回路部１０２１を動作させる（オン）ことにより、出力電力の広い範囲において、高効率を得ることができる。またこれにより、第１の実施形態の第１の変形例に係る電源装置１は、既存の電源装置１０００に対して、より利便性を高めることが可能である。
なお、第２のアーム回路部１０２１の動作停止は、例えば、スイッチング素子Ｑ３およびＱ４に供給する駆動信号のＤｕｔｙを０％にすることで実現できる。例えば、制御ユニット１０は、出力回路部１００３から供給された出力に基づき、出力電力を求め、求めた出力電力が切り替えポイント４０未満であるか否かを判定する。
制御ユニット１０は、出力電力が切り替えポイント４０未満であると判定した場合、Ｄｕｔｙ制御部１２１により、スイッチング素子Ｑ３およびＱ４に対してＤｕｔｙが０％の信号を生成するように、オシレータ１１０を制御する。オシレータ１１０は、生成したＤｕｔｙが０％の信号を、スイッチング素子Ｑ３およびＱ４を駆動するためのドライブ回路１００3および１００4に供給する。
なお、Ｄｕｔｙ制御部１２１は、第１のアーム回路部１０２０のスイッチング素子Ｑ１およびＱ２については、切り替え以前と同様の信号を生成するように、オシレータ１１０を制御する。
（第１の実施形態の第２の変形例）
次に、第１の実施形態の第２の変形例について説明する。第１の実施形態の第２の変形例は、例えば上述した第１の実施形態の第１の変形例において、出力電力が切り替えポイント４０の電力未満から、当該切り替えポイント４０の電力以上に遷移した場合の対応例である。
出力電力が切り替えポイント４０の電力未満から、当該切り替えポイント４０の電力以上に遷移した場合、電源装置１の動作は、例えば次のようになる。すなわち、出力電力が切り替えポイント４０の電力未満の状態では、第１のアーム回路部１０２０が動作し、第２のアーム回路部１０２１が停止している。この状態から出力電圧が切り替えポイント４０の電力以上に遷移すると、電源装置１は、第１のアーム回路部１０２０が動作したまま、第２のアーム回路部１０２１が停止状態から動作状態に切り替わる。
この場合、第２のアーム回路部１０２１が停止状態から動作状態に切り替わる瞬間に、電源装置１において、電圧、電流が大きく上昇する部分が発生する。図１０は、第２のアーム回路部１０２１の動作を停止状態から動作状態に切り替えた際の各部の変動の例を示す図である。この図１０は、図４および図５を用いて説明した回路に基づき実測した結果の例を示している。
図１０において、縦軸は電圧または電流、横軸は時間を示し、切り替えポイント４０に対して時間的に前の期間は、第２のアーム回路部１０２１が停止状態（Ｄｕｔｙ＝０％）とされ、切り替えポイント４０において、第２のアーム回路部１０２１が停止状態から動作状態（Ｄｕｔｙ＝５０％）に移行される。特性５０は、電源装置１の出力回路部１００３から出力される出力電圧、特性５１および５２は、それぞれ、共振回路部１００２に含まれるコンデンサＣｒ１の電流および電圧の例を示している。
切り替えポイント４０の前後において、ドライブ回路１００1〜１００4から出力される駆動信号の周波数が変化する。図１０の例では、切り替えポイント４０の前の、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２がＤｕｔｙ＝５０％で駆動され、スイッチング素子Ｑ３およびＱ４がＤｕｔｙ＝０％で駆動されている場合、駆動信号の周波数が略８０ｋＨｚとなっている。これに対して、切り替えポイント４０の後の、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がＤｕｔｙ＝５０％で駆動されている場合には、駆動信号の周波数が略１２２ｋＨｚとなっている。
また、図１０の特性５１および５２に示されるように、切り替えポイント４０において、コンデンサＣｒ１の電圧および電流の急激な上昇が一時的に発生する。このとき、駆動信号の周波数を８０ｋＨｚから１２２ｋＨｚに変化させる必要があるが、駆動信号の周波数は、制御の遅延により瞬時に変わらず、過剰な電力供給により、コンデンサＣｒ１の電圧および電流が増大する。このコンデンサＣｒ１の電圧および電流の変動と対応するタイミングで、特性５０に示されるように、出力電圧が大きく上昇している。電源装置１において、このような出力電圧の変動は好ましくない。
第１の実施形態の第２の変形例では、切り替えポイント４０において第２のアーム回路部１０２１を停止状態から動作状態に切り替える制御を、第２のアーム回路部１０２１に供給する駆動信号のＤｕｔｙを徐々に変化させることで行う。
図１１は、第１の実施形態の第２の変形例に係る、第２のアーム回路部１０２１に供給する駆動信号のＤｕｔｙを徐々に変化させた場合の出力電圧の変化を実測した例を示す図である。図１１の例では、第２のアーム回路部１０２１に含まれる各スイッチング素子Ｑ３およびＱ４に供給する駆動信号のＤｕｔｙを、図１１中に矢印で示されるように、５０％から０％に徐々に下げている。図１１によれば、特性線６０に示されるように、この駆動信号のＤｕｔｙの変化に伴い、電源装置１の出力電圧が緩やかに低下していくことが分かる。
第１の実施形態の第２の変形例では、この図１１に示される結果に基づき、第１のアーム回路部１０２０が動作中に、第２のアーム回路部１０２１を停止状態から動作状態に切り替える際に、第２のアーム回路部１０２１に含まれる各スイッチング素子Ｑ３およびＱ４に供給する駆動信号のＤｕｔｙを徐々に上げていくように制御する。これにより、図１０を用いて説明したような、切り替えポイント４０におけるコンデンサＣｒ１の電圧および電流の急激な変動、および、出力電圧の変化の抑制が期待できる。またこれにより、第１の実施形態の第２の変形例に係る電源装置１は、既存技術による電源装置１０００と比較して、より利便性を高めることが可能である。
（第２のアーム回路の動作を停止状態に遷移させた場合の動作）
なお、第１のアーム回路部１０２０が動作状態の場合に、第２のアーム回路部１０２１を動作状態から停止状態に切り替えた場合には、上述した出力電圧の大きな変化や、コンデンサＣｒ１の電圧および電流の急激な上昇は、発生しない。
図１２は、第１の実施形態の第２の変形例に係る、第２のアーム回路部１０２１の動作を動作状態から停止状態に切り替えた際の各部の変動の例を示す図である。この図１２は、図１０と同様に、図４および図５を用いて説明した回路を用いて実測した結果の例を示している。
図１２において、切り替えポイント４０に対して時間的に前の期間は、第２のアーム回路部１０２１が動作状態（Ｄｕｔｙ＝５０％）とされ、切り替えポイント４０において、第２のアーム回路部１０２１が停止状態（Ｄｕｔｙ＝０％）とされる。コンデンサＣｒ１の電圧および電流は、図１２に特性５１’および５２’として示されるように、切り替えポイント４０において一時的に急激に下降する。一方、切り替えポイント４０における出力電圧は、特性５０’に示されるように、上述した図１０の特性５０に比べて、変動が小さく抑えられている。
図１３Ａ〜図１３Ｄは、第１の実施形態の第２の変形例による、切り替えポイント４０における出力電圧の変動の抑制について考察するための図である。図１３Ａおよび図１３Ｂは、第１のアーム回路部１０２０の動作が上述した図３Ａに対応するもので、第１のアーム回路部１０２０においてスイッチング素子Ｑ１（スイッチＳＷ１）がオン、スイッチング素子Ｑ２（スイッチＳＷ２）がオフ状態となっている。
図１３Ａにおいて、直流電源Ｖｍからの電流は、第１のアーム回路部１０２０において、図３Ａの実線矢印に対応する経路Ａにより、スイッチＳＷ１から、インダクタＬｐを介して、インダクタＬｒ１およびコンデンサＣｒ１からなる直列共振回路に供給される。
第１のアーム回路部１０２０と第２のアーム回路部１０２１とが同位相で駆動されている場合、第２のアーム回路部１０２１においても、直流電源Ｖｍからの電流が、経路Ｂにより、第２のアーム回路部１０２１に含まれるスイッチＳＷ３（スイッチング素子Ｑ３）に供給され、当該スイッチＳＷ３からインダクタＬｒ２を介して、直流共振回路を構成するインダクタｒ１とコンデンサＣｒ１との接続点に供給される。
図１３Ｂは、図１３Ａの状態から、第２のアーム回路部１０２１の動作が停止された状態を示す図である。この場合、第１のアーム回路部１０２０における電流の流れは、上述した図１３Ａと変わらない（経路Ａ）。
第２のアーム回路部１０２１において、スイッチＳＷ３（スイッチング素子Ｑ３）がオンからオフの状態に切り替えられると、図１３Ｂに経路Ｃとして示すように、インダクタＬｒ２の起電力によるインダクタ電流がスイッチング素子Ｑ４におけるダイオードＤＱ４を介して流れ続ける。ここで、インダクタＬｒ２の起電力による電圧Ｖｓ（以下、起電圧Ｖｓ）は、接地電位をＶGNDとし、ダイオードＤＱ４の両端の電位をＤｉとするとき、Ｖｓ＝ＶGND−Ｄｉとなる。
このインダクタＬｒ２の起電圧Ｖｓは、ダイオードＤＱ４により所定電圧にクランプされるため、インダクタＬｒ１およびコンデンサＣｒ１による直流共振回路に対する影響が小さいものと考えられ、これにより、トランスＴｒの２次巻線側への影響も抑えられるものと考えられる。
図１３Ｃおよび図１３Ｄは、第１のアーム回路部１０２０の動作が上述した図３Ｃに対応するもので、第１のアーム回路部１０２０においてスイッチＳＷ１がオフ、スイッチＳＷ２がオン状態となっている。
図１３Ｃにおいて、直流電源Ｖｍからの電流は、第１のアーム回路部１０２０において、図３Ｃの実線矢印に対応する経路Ｄにより、スイッチＳＷ２に対して正方向の電流として流れる。また、第１のアーム回路部１０２０と第２のアーム回路部１０２１とが同位相で駆動されている場合、第２のアーム回路部１０２１においてスイッチＳＷ３がオフ、スイッチＳＷ４がオン状態とされ、直流電源Ｖｍからの電流が、経路Ｅにより、インダクタＬｒ２を介して、第２のアーム回路部１０２１に含まれるスイッチＳＷ３に供給される。
図１３Ｄは、図１３Ｃの状態から、第２のアーム回路部１０２１の動作が停止された状態を示す図である。この場合、第１のアーム回路部１０２０における電流の流れは、上述した図１３Ｃと変わらない（経路Ｄ）。
第２のアーム回路部１０２１において、スイッチＳＷ４がオンからオフの状態に切り替えられると、図１３Ｄに経路Ｆとして示すように、インダクタＬｒ２の起電力によるインダクタ電流がスイッチング素子Ｑ３におけるダイオードＤＱ３を介して流れ続ける。ここで、インダクタＬｒ２の起電圧Ｖｓ’は、直流電源Ｖｍの電圧を電圧Ｖｉとし、ダイオードＤＱ３の両端の電位をＤｉするとき、Ｖｓ’＝Ｖｉ＋Ｄｉとなる。
このインダクタＬｒ２の起電圧Ｖｓ’は、ダイオードＤＱ３2により所定電圧にクランプされるため、インダクタＬｒ１およびコンデンサＣｒ１による直流共振回路に対する影響が小さいものと考えられ、これにより、トランスＴｒの２次巻線側への影響も抑えられるものと考えられる。
（第１の実施形態の第３の変形例）
次に、第１の実施形態の第３の変形例について説明する。図４および図５を用いて説明した電源装置１では、直流共振回路を構成するインダクタＬｒ１を、コンデンサＣｒ１と直接的に接続していた。これに対して、第１の実施形態の第３の変形例では、当該インダクタＬｒ１の位置を、上述した図４および図５の位置に対して変更する。
図１４は、第１の実施形態の第４の変形例に係る電源装置の一例の構成を示す回路図である。図１４に示す電源装置１’において、共振回路部１００２’は、図４および図５に示した電源装置１におけるインダクタＬｒ１を、コンデンサＣ１およびＣ３の接続点と、トランスＴｒにおける１次巻線の第２の端と、の間に設けている。これは、図４の例では、第１のアーム回路部１０２０のスイッチング素子Ｑ１およびＱ２が直列接続される接続点と、トランスＴｒの１次巻線の第２の端と、の間に、インダクタＬｒ１を設けることに相当する。
第２のアーム回路部１０２１のスイッチング素子Ｑ３およびＱ４が直列接続される接続点は、インダクタＬｒ２を介して、コンデンサＣｒ１とトランスＴｒの１次巻線の第１の端と、の接続点に対して接続される。
このように、コンデンサＣｒ１と共に直流共振回路を構成するインダクタＬｒ１を、コンデンサＣｒ１に対してトランスＴｒの１次巻線を介して配置しても、コンデンサＣｒ１およびインダクタＬｒ１による直列共振回路を構成することができる。
なお、上述した第１の実施形態、ならびに、その第１の変形例および第２の変形例に係る電源装置１に対する制御は、この第１の実施形態の第３の変形例に係る電源装置１’に対しても、そのまま適用できる。すなわち、第１の実施形態の第１の変形例に係る、所定出力電力の切り替えポイント４０での第２のアーム回路部１０２１のオン、オフ制御を、第１の実施形態の第３の変形例に係る電源装置１’に対してそのまま適用できる。また、第１の実施形態の第２の変形例に係る、当該切り替えポイント４０において第２のアーム回路部１０２１のオフ状態からオン状態への切り替え時に、第２のアーム回路部１０２１に対する駆動信号のＤｕｔｙを徐々に変化させる制御も、第１の実施形態の第３の変形例に係る電源装置１’に対してそのまま適用できる。
またこれにより、第１の実施形態の第３の変形例に係る電源装置１’は、既存技術による電源装置１０００と比較して、より利便性を高めることが可能である。
［第２の実施形態］
次に、第２の実施形態について説明する。上述した第１の実施形態およびその各変形例では、第１のアーム回路部１０２０と、第２のアーム回路部１０２１と、を同位相で駆動していた。これに対して、第２の実施形態では、第１のアーム回路部１０２０と、第２のアーム回路部１０２１と、を逆位相にて駆動する。なお、第２の実施形態では、図４および図５を用いて説明した第１の実施形態に係る電源装置１の構成をそのまま適用するものとし、構成に関する詳細な説明を省略する。
（第２の実施形態に係る動作）
第２の実施形態に係る電源装置１による動作について説明する。図１５は、第２の実施形態に係る、制御ユニット１０による各スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３およびＱ４を駆動するための駆動信号の例を示す図である。図１５は、上述した図７と対応するもので、上から、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２、Ｑ３およびＱ４を駆動するための、ＰＷＭによる駆動信号の例を示している。この図７の例では、スイッチング素子Ｑ１およびＱ３を駆動するための各駆動信号は、Ｄｕｔｙが５０％とされている。
図１５に例示されるように、第１のアーム回路部１０２０に含まれる、スイッチング素子Ｑ１を駆動する駆動信号が反転された信号が、スイッチング素子Ｑ２を駆動する駆動信号とされている。同様に、第２のアーム回路部１０２１に含まれる、スイッチング素子Ｑ３を駆動する駆動信号が反転された信号が、スイッチング素子Ｑ４を駆動する駆動信号とされている。
ここで、第２の実施形態においては、第１のアーム回路部１０２０に含まれる各スイッチング素子Ｑ１およびＱ２を駆動する各駆動信号と、第２のアーム回路部１０２１に含まれる各スイッチング素子Ｑ３およびＱ４を駆動する各駆動信号とが、逆位相とされている。すなわち、第２の実施形態においては、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ４とが、同一のタイミングでオン、オフを制御される。また、スイッチング素子Ｑ２とスイッチング素子Ｑ３とが、同一のタイミング、且つ、スイッチング素子Ｑ１およびＱ４に対して反転して、オン、オフが制御される。
また、図１５に示されるように、第２の実施形態では、図７の例と同様に、スイッチング素子Ｑ２を駆動する駆動信号のロー期間は、スイッチング素子Ｑ１を駆動する駆動信号の、当該ロー期間に対応するハイ期間に対して広く制御される。同様に、スイッチング素子Ｑ４を駆動する駆動信号のロー期間は、スイッチング素子Ｑ２を駆動する駆動信号の、当該ロー期間に対応するハイ期間に対して広く制御される。これにより、上述したＺＶＳが実行される。
図１６および図１７を用いて、第２の実施形態に係る逆位相の制御の効果について説明する。図１６は、既存技術によるＬＬＣ型スイッチング電源装置の等価回路を用いた特性のシミュレーション結果の例を示す図である。図１６において、縦軸は、トランスＴｒの２次巻線側における出力電圧、横軸は、各スイッチング素子の駆動周波数を示している。
特性線７１で示されるように、特定の駆動周波数において出力電圧のピークが現れ、当該駆動周波数以上の周波数では、出力電圧が所定の電圧値に収束するように変化する。図１６の例では、出力電圧が２８０［Ｖ］付近でピークとなり、以降、駆動周波数が高くなるに連れ、出力電圧が所定電圧値＝６０［Ｖ］に向けて下降し、収束する様子が示されている。出力電圧のピークの駆動周波数から、当該駆動周波数より高い周波数の範囲７０が、当該電源装置を使用する範囲となる。
図１７は、第２の実施形態に係る、図１６のシミュレーションに用いた等価回路に、逆位相の駆動信号を追加した場合のシミュレーション結果の例を示す図である。この図１７の例では、特性線８１で示されるように、第１の駆動周波数において出力電圧のピークが現れ、さらに駆動周波数を高くすると、出力電圧が降下し、第２の駆動周波数において出力電圧のディップが現れる。この出力電圧のディップからさらに駆動周波数を高くすると、出力電圧が徐々に高くなる。
この図１７の例では、ピークにおいて２００［Ｖ］程度の出力電圧が得られていることに対して、ディップにおいて略０［Ｖ］の出力電圧が得られている。すなわち、ＬＬＣ型スイッチング電源装置において、主たるアーム回路（主アーム回路と呼ぶ）に対して、当該主アーム回路と逆位相で駆動されるアーム回路（副アーム回路と呼ぶ）を追加することで、出力電圧をピークの電圧から０［Ｖ］付近（あるいは０［Ｖ］）まで降下可能となることが示唆されている。これは、換言すれば、副アーム回路、例えば、電源装置１における第２のアーム回路部１０２１の駆動周波数を制御することで、出力電圧をピークの電圧とディップの電圧の略０［Ｖ］との間で可変とすることが可能となることを意味している。
図４、図５および図６を用いて説明したように、制御ユニット１０は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４をそれぞれ独立して制御可能とされている。したがって、第２の実施形態に係る第１のアーム回路部１０２０および第２のアーム回路部１０２１を逆位相で駆動する制御と、上述した第１の実施形態、ならびに、その各変形例による第１のアーム回路部１０２０および第２のアーム回路部１０２１を同位相で駆動する制御と、は、電源装置１の共通の構成により実現可能である。また、制御ユニット１０において、制御ロジック部１２０により、例えばＤｕｔｙ制御部１２１に対する所定の指示により、各ドライブ回路１００1〜１００4から出力される駆動信号の周波数を、それぞれ独立して制御可能である。
例えば、出力電圧を０［Ｖ］に近い低電圧から、高電圧に変化させ、その後、当該高電圧にて安定させる場合について考える。この場合、制御ユニット１０において、制御ロジック部１２０は、当初、Ｄｕｔｙ制御部１２１および位相制御部１２２に対して、第１のアーム回路部１０２０と第２のアーム回路部１０２１とを逆位相で駆動し、また、駆動信号の周波数を、例えば図１７の範囲８０における右端の周波数とするように指示する。
この指示に基づくＤｕｔｙ制御部１２１および位相制御部１２２の制御に応じて、各ドライブ回路１００1〜１００4により、第１のアーム回路部１０２０と第２のアーム回路部１０２１とを逆位相、且つ、初期には低電圧の出力となるような各駆動信号が出力される。
その後、制御ロジック部１２０は、例えばＤｕｔｙ制御部１２１に対し、駆動信号の周波数を上昇させるように指示する。この指示に応じて、各ドライブ回路１００1〜１００4から出力される駆動信号の周波数が上昇する。
制御ロジック部１２０は、例えば、電源装置１の出力電圧が所望の値に達したと判定した場合、位相制御部１２２に対して、第１のアーム回路部１０２０と第２のアーム回路部１０２１とを同位相で駆動するように指示する。この指示に基づく位相制御部１２２の制御に応じて、各ドライブ回路１００1〜１００4により、第１のアーム回路部１０２０と第２のアーム回路部１０２１とを同位相で駆動する駆動信号が出力される。ここで、必要に応じて、制御ロジック部１２０は、Ｄｕｔｙ制御部１２１に対して、駆動信号の周波数を所定の周波数とするように指示することもできる。
（第２の実施形態に係る電源装置の適用例）
第２の実施形態に係る電源装置１の制御の適用例としては、リチウムイオンバッテリといった２次電池を充電する例が考えられる。例えば、リチウムイオンバッテリといった２次電池を充電する場合には、充電初期にバッテリの状態を判定する過程などを含めて、より低電圧から電源を提供する必要がある。既存技術によるＬＬＣ型スイッチング電源装置の構成では、図１６に例を示したように、利用可能な出力電圧の下限が高く、当該２次電池の充電初期の必要電圧の提供が難しい可能性がある。
これに対して、第２の実施形態に係る電源装置１では、利用可能な出力電圧を略０［Ｖ］からピーク電圧まで可変することが可能であり、当該２次電池の充電初期の必要電圧の提供が容易であると考えられる。また、充電動作において高電圧が必要となった場合には、制御ユニット１０により、第２のアーム回路部１０２１の駆動信号の第１のアーム回路部１０２０の駆動信号の位相に対して、逆位相から同位相に遷移させることで対応が可能である。
このように、本開示に係る電源装置１に対し、第１の実施形態、および、その各変形例に係る制御と、第２の実施形態に係る制御とを組み合わせて適用することで、より柔軟な適用が可能となる。またこれにより、第２の実施形態に係る電源装置１は、既存技術による電源装置１０００と比較して、より利便性を高めることが可能である。
なお、本明細書に記載された効果はあくまで例示であって限定されるものでは無く、また他の効果があってもよい。
なお、本技術は以下のような構成も取ることができる。
（１）
直流電源の正極と負極との間に直列接続される、上アームを構成する第１のスイッチング素子と、下アームを構成する第２のスイッチング素子と、を含む第１のアーム回路と、
前記直流電源の正極と負極との間に直列接続される、上アームを構成する第３のスイッチング素子と、下アームを構成する第４のスイッチング素子と、を含む第２のアーム回路と、
１次巻線と、直流を出力する出力回路が接続される２次巻線と、を含むトランスと、
一端が前記１次巻線の第１の端に接続される第１のインダクタと、該第１のインダクタの他端に接続されるコンデンサと、を含む直列共振回路と、
前記第３のスイッチング素子および前記第４のスイッチング素子の直列接続の接続点に一端が接続される第２のインダクタと、
前記第１のアーム回路および前記第２のアーム回路の駆動を制御する制御回路と、
を備え、
前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子が直列接続される接続点が前記トランスの前記１次巻線の第２の端に接続され、
前記第１のインダクタと前記コンデンサとが接続される接続点に前記第２のインダクタの他端が接続される
電源装置。
（２）
前記制御回路は、
前記第１のアーム回路と、前記第２のアーム回路と、を同位相で駆動する
前記（１）に記載の電源装置。
（３）
前記制御回路は、
前記出力回路から出力される出力電力が所定電力で、前記第２のアーム回路の状態を、停止状態と動作状態とで切り替える
前記（１）または前記（２）に記載の電源装置。
（４）
前記制御回路は、
前記第２のアーム回路を駆動するためのＰＷＭ信号のデューティを徐々に変化させて、前記第２のアーム回路の状態を停止状態から動作状態へと切り替える
前記（１）乃至（３）の何れかに記載の電源装置。
（５）
前記制御回路は、
前記第１のアーム回路と、前記第２のアーム回路と、を逆位相で駆動する
前記（１）に記載の電源装置。
（６）
直流電源の正極と負極との間に直列接続される、上アームを構成する第１のスイッチング素子と、下アームを構成する第２のスイッチング素子と、を含む第１のアーム回路と、
前記直流電源の正極と負極との間に直列接続される、上アームを構成する第３のスイッチング素子と、下アームを構成する第４のスイッチング素子と、を含む第２のアーム回路と、
１次巻線と、直流を出力する出力回路が接続される２次巻線と、を含むトランスと、
一端が前記１次巻線の第１の端に接続されるコンデンサと、一端が該１次巻線の第２の端に接続される第１のインダクタと、を含む直列共振回路と、
前記第３のスイッチング素子および前記第４のスイッチング素子の直列接続の接続点に一端が接続される第２のインダクタと、
前記第１のアーム回路および前記第２のアーム回路の駆動を制御する制御回路と、
を備え、
前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子が直列接続される接続点が前記第１のインダクタの他端に接続され、
前記第２のインダクタの他端が前記コンデンサと、前記１次巻線の前記第１の端と、の接続点に接続される
電源装置。
（７）
前記制御回路は、
前記第１のアーム回路と、前記第２のアーム回路と、を同位相で駆動する
前記（６）に記載の電源装置。
（８）
前記制御回路は、
前記出力回路から出力される直流電源の電圧が所定電圧で、前記第２のアーム回路の状態を、停止状態と動作状態とで切り替える
前記（６）または前記（７）に記載の電源装置。
（９）
前記制御回路は、
前記第２のアーム回路を駆動するためのＰＷＭ信号のデューティを徐々に変化させて、前記第２のアーム回路の状態を停止状態から動作状態へと切り替える
前記（６）乃至（８）の何れかに記載の電源装置。
（１０）
前記制御回路は、
前記第１のアーム回路と、前記第２のアーム回路と、を逆位相で駆動する
前記（６）に記載の電源装置。
１，１’，１０００ 電源装置
１０，２０ 制御ユニット
１００，１００1，１００2，１００3，１００4，２００ ドライブ回路
１１０，２１０ オシレータ
１２０，２２０ 制御ロジック部
１００１，１０１０ アーム回路部
１００２ 共振回路部
１００３ 出力回路部
１０２０ 第１のアーム回路部
１０２１ 第２のアーム回路部
Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４，Ｃｒ１ コンデンサ
Ｌｌ１，Ｌｒ１，Ｌｒ２，Ｌｐ インダクタ
Ｄ１，Ｄ２，ＤＱ１，ＤＱ２，ＤＱ３，ＤＱ４ ダイオード
ＲＱ１，ＲＱ２，ＲＱ３，ＲＱ４ 抵抗
Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４ スイッチング素子
ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４ スイッチ

Claims (10)

  1. 直流電源の正極と負極との間に直列接続される、上アームを構成する第１のスイッチング素子と、下アームを構成する第２のスイッチング素子と、を含む第１のアーム回路と、
    前記直流電源の正極と負極との間に直列接続される、上アームを構成する第３のスイッチング素子と、下アームを構成する第４のスイッチング素子と、を含む第２のアーム回路と、
    １次巻線と、直流を出力する出力回路が接続される２次巻線と、を含むトランスと、
    一端が前記１次巻線の第１の端に接続される第１のインダクタと、該第１のインダクタの他端に接続されるコンデンサと、を含む直列共振回路と、
    前記第３のスイッチング素子および前記第４のスイッチング素子の直列接続の接続点に一端が接続される第２のインダクタと、
    前記第１のアーム回路および前記第２のアーム回路の駆動を制御する制御回路と、
    を備え、
    前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子が直列接続される接続点が前記トランスの前記１次巻線の第２の端に接続され、
    前記第１のインダクタと前記コンデンサとが接続される接続点に前記第２のインダクタの他端が接続される
    電源装置。
  2. 前記制御回路は、
    前記第１のアーム回路と、前記第２のアーム回路と、を同位相で駆動する
    請求項１に記載の電源装置。
  3. 前記制御回路は、
    前記出力回路から出力される出力電力が所定電力で、前記第２のアーム回路の状態を、停止状態と動作状態とで切り替える
    請求項１に記載の電源装置。
  4. 前記制御回路は、
    前記第２のアーム回路を駆動するためのＰＷＭ信号のデューティを徐々に変化させて、前記第２のアーム回路の状態を停止状態から動作状態へと切り替える
    請求項１に記載の電源装置。
  5. 前記制御回路は、
    前記第１のアーム回路と、前記第２のアーム回路と、を逆位相で駆動する
    請求項１に記載の電源装置。
  6. 直流電源の正極と負極との間に直列接続される、上アームを構成する第１のスイッチング素子と、下アームを構成する第２のスイッチング素子と、を含む第１のアーム回路と、
    前記直流電源の正極と負極との間に直列接続される、上アームを構成する第３のスイッチング素子と、下アームを構成する第４のスイッチング素子と、を含む第２のアーム回路と、
    １次巻線と、直流を出力する出力回路が接続される２次巻線と、を含むトランスと、
    一端が前記１次巻線の第１の端に接続されるコンデンサと、一端が該１次巻線の第２の端に接続される第１のインダクタと、を含む直列共振回路と、
    前記第３のスイッチング素子および前記第４のスイッチング素子の直列接続の接続点に一端が接続される第２のインダクタと、
    前記第１のアーム回路および前記第２のアーム回路の駆動を制御する制御回路と、
    を備え、
    前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子が直列接続される接続点が前記第１のインダクタの他端に接続され、
    前記第２のインダクタの他端が前記コンデンサと、前記１次巻線の前記第１の端と、の接続点に接続される
    電源装置。
  7. 前記制御回路は、
    前記第１のアーム回路と、前記第２のアーム回路と、を同位相で駆動する
    請求項６に記載の電源装置。
  8. 前記制御回路は、
    前記出力回路から出力される直流電源の電圧が所定電圧で、前記第２のアーム回路の状態を、停止状態と動作状態とで切り替える
    請求項６に記載の電源装置。
  9. 前記制御回路は、
    前記第２のアーム回路を駆動するためのＰＷＭ信号のデューティを徐々に変化させて、前記第２のアーム回路の状態を停止状態から動作状態へと切り替える
    請求項６に記載の電源装置。
  10. 前記制御回路は、
    前記第１のアーム回路と、前記第２のアーム回路と、を逆位相で駆動する
    請求項６に記載の電源装置。
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