JP6810214B1 - 比例切換式の両極性電流制御用駆動回路 - Google Patents

Abstract

【課題】逆極性の電流を誘導負荷へ出力する二つの二次側回路を切り換える際に、電流をゼロに保つ場合の不安定な正負の電流発生を回避できる両極性電流制御用駆動回路を提供する。【解決手段】両極性電流制御用駆動回路１は、電流偏差信号の極性に基づいて第１および第２の二次側スイッチング素子ＦＥＴ２Ａ、ＦＥＴ２Ｂとのオン／オフを制御し、第１の二次側回路による正極性用電流と第２の二次側回路による負極性用電流とを選択切換可能に前記誘導負荷へ出力させて電流極性を制御する極性制御用回路３０に、第１の二次側スイッチング素子のゲートに対する印可電圧と第２の二次側スイッチング素子のゲートに対する印可電圧とを、それぞれの極性の電流偏差信号の電圧に比例して変化させるとともに、第１および第２の二次側スイッチング素子のドレンソース間電圧を、それぞれの逆側の極性の電流偏差信号の電圧に対して比例的に変化させるゲート信号回路を備える。【選択図】図１

Description

本発明は、例えばモータ、リニアモータまたはソレノイド等の誘導負荷に対する電流方向を適切に切換制御することによってその駆動方向を効率的に切り換えられるものであって、特に電流をゼロに保持する際の安定性に優れた比例切換式の両極性電流制御用駆動回路に関するものである。

従来、モータの正逆回転駆動の切換やリニアモータ、ソレノイドの直線往復駆動の切換など、誘導負荷への供給電流に正負両極性の制御が必要な場合には、正負両極の電源を持つ比例プッシュプル駆動回路やＨブリッジ回路が用いられてきた。しかし前者は効率が極めて悪く、近年はあまり使用されていない。一方、後者のＨブリッジ方式による駆動回路においては、誘導負荷の両極性電流制御を該負荷に直列な比例動作素子を介して行う場合、その制御は電力を損失させることによるため、発熱損失が大きく実用的ではない。よって現状では、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御によって負荷に対する効率的な制御を行うのが主流となっている（例えば、特許文献１、２及び３参照。）。

しかしながら、両極性電流制御におけるＨブリッジ構成のＰＷＭ制御では、負荷の両端電圧がオン／オフ電圧になるため、ノイズが大きく、負荷に容量性がある場合は損失が大きくなってしまう。また負荷がリニアモータの場合には、モータの磁路にＰＷＭ周期のスパイク電流が発生するため、容量性が小さくても損失やノイズは発生してしまう。誘導負荷を高周波のＰＷＭでオン／オフ制御する場合、該負荷に電圧が供給される度に磁界の変化が発生するため、周囲の導体には磁界変化を妨げる電流を発生させ、同時に負荷の容量性を充電する電流も流れるが、これらの電流は負荷の駆動に寄与せず損失となる。このような高周波の磁界変化や電圧変化によって負荷や電力電送ケーブルからもノイズが発生する。

また、Ｈブリッジ回路では、電源と負荷との間に挿入された制御素子によって制御されるため、負荷に印可される電圧は電源電圧が上限となり、負荷応答性は電源電圧の制限を受ける。しかし、負荷の動作を高速化するために電源電圧を高圧化すると更にノイズと損失が大きくなる。

そこで本発明者は、これらの問題を解決するため、Ｈブリッジ構成を採用することなく簡便な回路構成で、図６に示すような、電源電圧を直接変更可能なスイッチングトランスによる両極性電流制御用の駆動回路を開発した。具体的には、電源１０２からの交流電流を整流する整流ブリッジダイオード１０３と、整流された直流電流を平滑化する一次側平滑コンデンサ１０４と、一次側スイッチング素子ＦＥＴ１１としてのＭＯＳ-ＦＥＴ（Field Effect Transistor：電界効果トランジスタ）と、前記一次側平滑コンデンサ１０４により平滑化された直流電流をパルス信号発生装置１２４からのパルス信号ＰＷＭＳに基づいた周期での前記一次側スイッチング素子ＦＥＴ１１のオン／オフスイッチングによってパルス波の交流電流に変換されたものを予め定められた交流電圧へ変圧して二次側へ伝達するスイッチングトランス１０６と、二次側に伝達された交流電流を整流する二次側ダイオードと、整流された直流電流をさらに平滑化して誘導負荷１０７へ出力する二次側平滑コンデンサとが配置されたスイッチング電源回路１１０を備え、さらに、電流指令信号ＣＣＳと出力側の電流センサ１０８からの電流負帰還信号ＦＢＳとから得られる電流偏差信号ＣＤＳに基づいて前記パルス信号発生装置１２４によるパルス信号のパルス幅を調整して前記一次側スイッチング素子ＦＥＴ１１のオン／オフスイッチングを制御する制御回路１２０を備えたものである。

スイッチングトランス１０６は、一個の一次側コイルＬＰＦに対して第１の二次側コイルＬＳＦ１と第２の二次側コイルＬＳＦ２との二個の二次側コイルを備えており、第１の二次側コイルＬＳＦ１からの交流電流が第１の二次側ダイオード１１２Ａで整流され第１の二次側平滑コンデンサ１１３Ａで平滑化された直流電流を前記誘導負荷１０７へ出力する第１の二次側回路１１１Ａと、前記第２の二次側コイルＬＳＦ２からの交流電流が第２の二次側ダイオード１１２Ｂで整流され第２の二次側平滑コンデンサ１１３Ｂで平滑化された直流電流を前記第１の二次側回路１１１Ａとは逆向きに誘導負荷１０７へ出力する第２の二次側回路１１１Ｂとが設けられている。そして、これら第１の二次側回路１１１Ａと第２の二次側回路１１１Ｂとには、それぞれ電界効果トランジスタのＭＯＳ-ＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor）が第１の二次側スイッチング素子ＦＥＴ１２Ａと第２の二次側スイッチング素子ＦＥＴ１２Ｂとして配置されている。

さらに、前記制御回路１２０は、電流偏差信号ＣＤＳの極性に基づく極性信号ＰＳによって第１の二次側スイッチング素子ＦＥＴ１２Ａと第２の二次側スイッチング素子ＦＥＴ１２Ｂとのオン／オフを制御し、互いに逆向きの第１の二次側回路１１１Ａによる電流と第２の二次側回路１１１Ｂによる電流とを選択切換可能に誘導負荷１０７へ出力させて電流極性を制御する極性制御用回路１３０を有するものとした。

上記構成の両極性電流制御用駆動回路１０１では、負荷電圧が直接オン／オフ制御されることなく、電流指令と帰還電流との偏差の極性によって第１の二次側スイッチング素子ＦＥＴ１２Ａと第２の二次側スイッチング素子ＦＥＴ１２Ｂとのオン／オフ状態が瞬時に入れ替わることで両極性電流制御を実現している。そして、誘導負荷へはオン／オフの無い駆動電圧が供給され、負荷動作に必要な電圧変化しか生じない。したがって、負荷電流一定の条件では電圧変化はなく、損失もノイズ発生もない。

さらに、スイッチングトランス１０６の二次側電圧は一次二次の巻数によって決定されるため、元の電源電圧と無関係に誘導負荷１０７に対する最大印可電圧が得られる。即ち、ノイズや損失を増大させることなく該誘導負荷への印可電圧を高電圧にして負荷動作を高速化することが可能となる。

特開２００４−８０９２９号公報 特開２００９−２９６８５０号公報 特開２０１５−２２６３６７号公報

なお、図６に示した両極性電流制御用駆動回路１０１の実用に際しては、スイッチングトランス１０６に二次側へ送るエネルギーが残っている場合に、第１の二次側スイッチング素子ＦＥＴ１２Ａと第２の二次側スイッチング素子ＦＥＴ１２Ｂとの両方をオフにすると、サージ電圧が発生するため、図７（ａ）に示すように、これら第１と第２の二次側スイッチング素子（ＦＥＴ１２Ａ，ＦＥＴ１２Ｂ）が同時にオン状態となる領域Ｕを作る必要がある。このとき、第１と第２の二次側回路（１１１Ａ，１１１Ｂ）の電流は、同回路を転流する。そのため、電流偏差に対する出力電流特性はゼロ点付近で不連続になる。

また、これら第１と第２の二次側スイッチング素子（ＦＥＴ１２Ａ，ＦＥＴ１２Ｂ）が同時ＯＮになると、二個の二次側コイル（ＬＳＦ１，ＬＳＦ２）に電流が回ってエネルギーがほとんど消費されない。その結果、ＰＷＭ周期内で吸収されないエネルギーが蓄積し、一次側の電流が増えてしまう。それを防止するためには、図７（ｂ）に示すように、ＰＷＭ指令を作る電流絶対値特性にも不感帯を設け、図７（ａ）の切換特性に合わせて不要な転流電流をなくす必要がある。

しかしながら、このように電流特性に不感帯を持つと、電流をゼロに保つ場合、電流偏差が絶えず不感帯の間を往復する信号となり、絶えず正負の電流が発生することになる。従って、この駆動回路が使用される負荷による位置決め制御においては、定常的に電流がゼロ付近にいるため、この正負の電流が位置偏差になると同時に位置のリプルとして現れ、好ましくない。

また、この偏差やリプルを小さくするために位置ゲインを上げると、制御電流の振れが高周波となってノイズの発生源になり、位置センサにノイズを与え、位置決め精度を悪化させる逆効果となる場合や、システム発振の原因となるおそれがある。

本発明の目的は、上記問題点に鑑み、負荷応答性が電源電圧の制限を受けることのないスイッチングトランスを用いた両極性電流制御用駆動回路の実用性を向上させるために、互いに逆向きの極性で電流を誘導負荷へ出力する二つの二次側回路を切り換える際に、ゼロ点付近で電流を不連続にする不感帯を設ける必要を無くすことによって、電流をゼロに保つ場合に不感帯を往復する電流偏差信号に基づく不安定な正負の電流発生を回避することが可能となる両極性電流制御用駆動回路を提供することにある。

上記目的を達成するため、請求項１に記載の発明に係る比例切換式の両極性電流制御用駆動回路は、電源側から供給される交流電流を整流する整流ブリッジダイオードと、整流された直流電流を平滑化する一次側平滑コンデンサと、一次側スイッチング素子と、前記一次側平滑コンデンサにより平滑化された直流電流がパルス信号発生装置からのパルス信号に基づいた周期での前記一次側スイッチング素子のオン／オフスイッチングによって変換されたパルス波の交流電流を予め定められた交流電圧へ変圧して二次側へ伝達するスイッチングトランスと、二次側に伝達された交流電流を整流する二次側ダイオードと、整流された直流電流をさらに平滑化して誘導負荷へ出力する二次側平滑コンデンサとが配置されたスイッチング電源回路と、
電流指令信号と出力側からの電流負帰還信号とから得られる電流偏差信号に基づいて前記パルス信号発生装置によるパルス信号のパルス幅を調整して前記一次側スイッチング素子のオン／オフスイッチングを制御する制御回路と、を有し、
前記スイッチングトランスは、一個の一次側コイルに対して第１の二次側コイルと第２の二次側コイルとの二個の二次側コイルを備え、
前記第１の二次側コイルからの交流電流が第１の前記二次側ダイオードで整流され第１の前記二次側平滑コンデンサで平滑化された直流電流を前記誘導負荷へ出力する正極性用の第１の二次側回路と、前記第２の二次側コイルからの交流電流が第２の前記二次側ダイオードで整流され第２の前記二次側平滑コンデンサで平滑化された直流電流を前記第１の二次側回路とは逆向きに前記誘導負荷へ出力する負極性用の第２の二次側回路とが設けられており、
前記第１の二次側回路と前記第２の二次側回路とには、それぞれ、電界効果トランジスタである第１の二次側スイッチング素子と第２の二次側スイッチング素子とが配置され、
前記制御回路は、前記電流偏差信号の極性に基づいて前記第１の二次側スイッチング素子と前記第２の二次側スイッチング素子とのオン／オフを制御し、互いに逆向きの前記第１の二次側回路による正極性用電流と前記第２の二次側回路による負極性用電流とを選択切換可能に前記誘導負荷へ出力させて電流極性を制御する極性制御用回路をさらに有し、
前記極性制御用回路は、
前記第１の二次側スイッチング素子のゲートに対する印可電圧と前記第２の二次側スイッチング素子のゲートに対する印可電圧とを、それぞれの極性の前記電流偏差信号の電圧に比例して変化させると供に、前記第１の二次側スイッチング素子のドレンソース間電圧と前記第２の二次側スイッチング素子のドレインソース間電圧とを、それぞれの逆側の極性の前記電流偏差信号の電圧に対して比例的に変化させるゲート信号回路を備えており、
前記ゲート信号回路を介して、負から正極性用電流への切換の際には前記第１の二次側スイッチング素子に対してそのゲートへの印可電圧を正の前記電流偏差信号に比例して上昇させてオン状態へ移行させると同時に前記第２の二次側スイッチング素子に対してそのゲートへの印可電圧を下降させてオフ状態へ移行させながらドレンソース間電圧を上昇させると供に、正から負極性用電流への切換の際には前記第２の二次側スイッチング素子に対してそのゲートへの印可電圧を負の前記電流偏差信号に比例して上昇させてオン状態へ移行させると同時に前記第１の二次側スイッチング素子に対してそのゲートへの印可電圧を下降させてオフ状態へ移行させながらドレンソース間電圧を上昇させるものであり、且つ、前記電流偏差信号のゼロ点付近で前記第１の二次側スイッチング素子と前記第２の二次側スイッチング素子の双方が供にドレンソース間電圧を持つ領域を形成させるものであることを特徴とする。

請求項２に記載の発明に係る比例切換式の両極性電流制御用駆動回路は、請求項１に記載の比例切換式の両極性電流制御用駆動回路において、前記制御回路は、前記電流指令信号の変化の増大に応じて前記電流偏差信号を大きくする電流偏差信号加工手段を更に備えているものである。

本発明の比例切換式の両極性電流制御用駆動回路によれば、互いに逆向きの極性で電流を誘導負荷へ出力する二つの二次側回路を、各二次側回路に配置された第１の二次側スイッチング素子と第２の二次側スイッチング素子とのオン／オフ制御によって切り換える際に、ゼロ点付近の電流を不連続にする不感帯を設ける必要を無くすことができるため、電流をゼロに保つ制御の際に、不感帯を往復する電流偏差信号による不安定な正負の電流の発生を回避することが可能となり、負荷応答性が電源電圧の制限を受けることのないスイッチングトランスを用いた両極性電流制御用駆動回路の実用性を向上させることができるという効果がある。

本発明の一実施例による比例切換式の両極性電流制御用駆動回路の概略構成を示す回路図である。 図１の両極性電流制御用駆動回路の極性制御用回路に備えられ、第１の二次側スイッチング素子と第２の二次側スイッチング素子との比例式のオン／オフ切換制御を実施させるためのゲート信号回路の概略構成図である。 図１の制御回路にさらに設けられる電流偏差信号加工手段を示す概略構成図である。 図２のゲート信号回路による第１と第２の二次側スイッチング素子におけるドレンソース間電圧（ＶｄｓＡ，ＶｄｓＢ）の電流偏差信号に対する電圧特性を示す線図である。 電流偏差信号からＰＷＭ制御指令を作成する絶対値回路における絶対値特性を示すグラフである。 従来の両極性電流制御用駆動回路の概略構成を示す回路図である。 図６の駆動回路における電流偏差信号のゼロ点付近の電流特性を示す線図であり、（ａ）は第１の二次側スイッチング素子（ＦＥＴ１２Ａ）と第２の二次側スイッチング素子（ＦＥＴ１２Ｂ）とのオン／オフ切換特性を示す線図であり、（ｂ）は絶対値特性を示す線図である。

本発明による両極性電流制御用駆動回路は、一次側で電源側から供給される交流電流を整流および平滑化した直流電流を、制御回路における電流偏差信号に基づくＰＷＭ制御によって一次側スイッチング素子のオン／オフスイッチング制御しながらスイッチングトランスを介して二次側へ伝達し、二次側へ伝達された交流電流を、極性制御用回路における電流偏差信号の極性に基づいた切換によって、第１の二次側回路を介して整流および平滑化された正極性用電流、あるいは第２の二次側回路を介して整流および平滑化された負極性用電流として誘導負荷へ出力するスイッチング電源回路を備えたものである。

上記のようにスイッチングトランスを用いた本発明においては、まず、誘導負荷へオン／オフの無い駆動電圧が供給され、負荷動作に必要な電圧変化しか生じないため、負荷電流一定の条件では電圧変化も磁界変化もないため、損失もノイズ発生もない。しかも、トランスの二次側電圧は一次二次の巻数によって決定されることから、元の電源電圧と無関係に誘導負荷に対する最大印可電圧が得られ、ノイズや損失を増大させることなく該誘導負荷への印可電圧を高電圧にして負荷動作を高速化することも可能となる。

さらに本発明においては、誘導負荷への互いに逆向きの正負の直流電流の出力切換が、第１の二次側回路に配置された電界効果トランジスタである第１の二次側スイッチング素子と、第２の二次側回路に配置された電界効果トランジスタである第２の二次側スイッチング素子とのオン／オフ切換を行うことによって達成されるものであるが、この切換が、極性制御用回路によって、スイッチ式ではなく、レベルの変化で比例的に行われるものである。

即ち、極性制御用回路は、第１の二次側スイッチング素子のゲートに対する印可電圧と、電界効果トランジスタである第２の二次側スイッチング素子のゲートに対する印可電圧とを、それぞれの極性の電流偏差信号の電圧に比例して変化させると供に、第１の二次側スイッチング素子のドレンソース間電圧と第２の二次側スイッチング素子のドレインソース間電圧とを、それぞれの逆側の極性の電流偏差信号の電圧に対して比例的に変化させるゲート信号回路を備えており、該ゲート信号回路を介して、負から正極性用電流への切換の際には前記第１の二次側スイッチング素子に対してそのゲートへの印可電圧を正の電流偏差信号に比例して上昇させてオン状態へ移行させると同時に前記第２の二次側スイッチング素子に対してそのゲートへの印可電圧を下降させてオフ状態へ移行させながらドレンソース間電圧を上昇させると供に、正から負極性用電流への切換の際には前記第２の二次側スイッチング素子に対してそのゲートへの印可電圧を負の電流偏差信号に比例して上昇させてオン状態へ移行させると同時に前記第１の二次側スイッチング素子に対してそのゲートへの印可電圧を下降させてオフ状態へ移行させながらドレンソース間電圧を上昇させるものであり、電流偏差信号のゼロ点付近で第１と第２の二次側スイッチング素子の双方が供にドレンソース間電圧を持つ領域を形成させる。

具体的には、図４に示すように、電流偏差信号に対する第１と第２の二次側スイッチング素子（ＦＥＴ２Ａ，ＦＥＴ２Ｂ）のドレンソース間電圧（Ｖｄｓ２Ａ，Ｖｄｓ２Ｂ）の特性は、それぞれ一次関数で現せる関係にあり、互いに逆極性で同じ傾き、即ち同じｙ切片を持つ。したがって、二次側の正負を切り換える際に、偏差電流信号に比例して一方の二次側スイッチング素子のゲートへの印可電圧を上昇させてオン状態に移行させると、そのドレンソース間電圧は電流偏差信号に対して負比例的に下降し、オフ状態に移行された他方の二次側スイッチング素子で発生するドレンソース間電圧が電流偏差信号に対して比例的に上昇させられるものである。

したがって、図４に示す特性で第１と第２の二次側スイッチング素子（ＦＥＴ２Ａ，ＦＥＴ２Ｂ）のドレンソース間電圧（Ｖｄｓ２Ａ，Ｖｄｓ２Ｂ）を変化させると、スイッチングトランスの二次側巻線の電流は、抵抗のより少ない、即ちドレンソース間電圧のより小さい方に流れるため、結果的に双方のドレンソース間電圧（Ｖｄｓ２Ａ，Ｖｄｓ２Ｂ）が等しくなる点が誘導負荷へ流れる電流のゼロ点になり、電流の正負切換時の不連続性が解消される。したがって、図７で示したスイッチ式切換の際に必要であった絶対値特性の不感帯も必要なくなるため、ゼロ点付近で電流偏差が不感帯を絶えず往復する信号となって正負の電流を発生する不安定性も回避される。

また、絶対値回路側は、不感帯を設けない特性として、図５に示すように電流偏差信号のゼロ点においてもＰＷＭのデューティ比がゼロにならない斜線範囲としても良い。

さらに、本発明の比例切換式では、スイッチ式の場合と異なり、図４に示す通り電流ゼロ点で第１と第２の二次側スイッチング素子である双方の電界効果トランジスタが供にドレンソース間電圧を持つため、絶対値特性のオフセットは電界効果トランジスタの熱で消費されてスイッチングトランスに蓄積されることがない。従って、絶対値特性は、これら電界効果トランジスタの発熱が許される範囲であればオフセットがあっても問題がなく、この点で、本発明は製造上の素子のバラツキにも強い方式と言える。

なお、二次側スイッチング素子としての電界効果トランジスタが電流を流しつつドレンソース間電圧を静的に持つ場合、発熱の問題が考えられるが、ドレンソース間電圧が発生する領域は電流のゼロ点付近であるため、ほとんど無視できる程度の発熱に抑えられるので特別な配慮は必要無い。

しかし、制御電流が高周波になり、電流偏差と制御偏差に位相差が有る場合は、電界効果トランジスタの発熱が大きくなることが予想される。これに対しては、本発明の制御回路に、電流指令信号の変化が大きくなるにつれて電流偏差信号を大きくする電流偏差信号加工手段を備えることによって対処できる。即ち、図３に示すような電流偏差信号加工手段によって、電流指令の周波数が高くなるにつれて図４に示した第１と第２の二次側スイッチング素子（ＦＥＴ２Ａ，ＦＥＴ２Ｂ）の双方が供にドレンソース間電圧を持つ領域が狭くなり、切換時間を短くして電界効果トランジスタの発熱量を小さくすることが可能である。

本発明の一実施例による比例切換式の両極性電流制御用駆動回路として、スイッチングトランスを含むスイッチング電源回路を基本構成で備える供に二次側で電流の極性が決定される構成とした回路図を図１に示す。

本実施例の両極性電流制御用駆動回路１は、電源２からの交流電流を整流する整流ブリッジダイオード３と、整流された直流電流を平滑化する一次側平滑コンデンサ４と、一次側スイッチング素子ＦＥＴ１としてのＭＯＳ-ＦＥＴ（Field Effect Transistor：電界効果トランジスタ）と、前記一次側平滑コンデンサ４により平滑化された直流電流をパルス信号発生装置２４からのパルス信号ＰＷＭＳに基づいた周期での前記一次側スイッチング素子ＦＥＴ１のオン／オフスイッチングによってパルス波の交流電流に変換されたものを予め定められた交流電圧へ変圧して二次側へ伝達するスイッチングトランス６と、二次側に伝達された交流電流を整流する二次側ダイオードと、整流された直流電流をさらに平滑化して誘導負荷７へ出力する二次側平滑コンデンサとが配置されたスイッチング電源回路１０を備え、さらに、電流指令信号ＣＣＳと出力側の電流センサ８からの電流負帰還信号ＦＢＳとから得られる電流偏差信号ＣＤＳに基づいて前記パルス信号発生装置２４によるパルス信号のパルス幅を調整して前記一次側スイッチング素子ＦＥＴ１のオン／オフスイッチングを制御する制御回路２０を備えたものである。

スイッチングトランス６は、一個の一次側コイル（ＬＰ）に対してコイル極性が異なる二次側コイルを二個（ＬＳ１，ＬＳ２）備えたものであり、二次側では、各二次側コイル（ＬＳ１，ＬＳ２）から誘導負荷７に対して供給される直流電流の方向が互いに逆になる回路構成を有するものである。即ち、第１の二次側コイルＬＳ１が第１の二次側回路１１Ａによって誘導負荷７に順手で接続され、第２の二次側コイルＬＳ２が第２の二次側回路１１Ｂによって誘導負荷７に逆手で接続されている。

第１の二次側回路１１Ａでは、一次側コイルＬＰから第１の二次側コイルＬＳ１に伝達された交流電流を整流する第１の二次側ダイオード１２Ａと、この整流された直流電流をさらに平滑化して誘導負荷７へ送る第１の二次側平滑コンデンサ１３Ａとを備えている。同様に、第２の二次側回路１１Ｂでは、第２の二次側コイルＬＳ２に伝達された交流電流を整流する第２の二次側ダイオード１２Ｂと、この整流された直流電流をさらに平滑化する第２の二次側平滑コンデンサ１３Ｂとを備えている。

なお、本実施例では、第１の二次側回路１１Ａを正極性用とし、第２の二次側回路１１Ｂを負極性用とする。そしてこれら第１と第２の二次側回路（１１Ａ，１１Ｂ）は、それぞれ、電界効果トランジスタ（ＭＯＳ-ＦＥＴ）を第１の二次側スイッチング素子ＦＥＴ２Ａと第２の二次側スイッチング素子ＦＥＴ２Ｂとして誘導負荷７に対してローサイドの配置で備えている。

制御回路２０では、電流指令信号ＣＣＳと電流センサ８からの出力側の検出結果による電流負帰還信号ＦＢＳとに基づいた目標値との偏差から、ＰＩＤ（Proportional Integral Differential）制御部２２を介して実際の操作量を指令する電流指令信号ＣＤＳが生成、出力される。さらに振幅決定部２３へ入力された電流指令信号ＣＤＳは絶対値回路を介して絶対値として振幅信号ＡＳが出力され、これがＰＷＭ指令信号としてパルス信号発生装置２４へ入力される。よって、この振幅信号ＡＳに基づいたパルス信号ＰＷＭＳによって一次側スイッチング素子ＦＥＴ１のオン／オフ制御が行われ、スイッチングトランス６の一次側がＰＷＭ制御される。

また、制御回路２０には、電流指令信号ＣＣＳの極性に基づく極性信号ＰＳによって第１の二次側スイッチング素子ＦＥＴ２Ａと第２の二次側スイッチング素子ＦＥＴ２Ｂに対するオン／オフを切換制御する極性制御用回路３０が設けられており、これによって誘導負荷７に対する第１の二次側コイルＬＳ１からの第１の二次側回路１１Ａによる正極性用の電流供給と第２の二次側コイルＬＳ２からの第２の二次側回路１１Ｂによる負極性用の電流供給とが切り換えられ、電流の向きが反転する。誘導負荷７がモータであれば、その回転方向が正逆で切り換えられ、ソレノイドやリニアモータであれば、駆動方向が往動方向と復動方向とで切り換えられる。

そして、本実施例においては、極性制御用回路３０は、図２に示すゲート信号回路Ｇを備え、第１の二次側スイッチング素子ＦＥＴ２Ａと第２の二次側スイッチング素子ＦＥＴ２Ｂとの切換が比例式のレベル変化によるものとした。

このゲート信号回路では、電流偏差信号ＣＤＳに比例して、各二次側スイッチング素子（ＦＥＴ２Ａ、ＦＥＴ２Ｂ）のゲートへの印可電圧が変化されるものであり、第１の二次側スイッチング素子ＦＥＴ２Ａへ達する回路と第２の二次側スイッチング素子ＦＥＴ２Ｂへ達する回路とが互いに逆極性となっている。従って、負から正への切換の際には、正極性の電流偏差信号ＣＤＳに基づき、第１の二次側スイッチング素子ＦＥＴ２Ａに対して、電流偏差信号ＣＤＳに比例してそのゲートへの印可電圧が上昇され、オン状態へ移行すると同時に、第２の二次側スイッチング素子ＦＥＴ２Ｂに対してはそのゲートへの印可電圧が下降するためオフ状態へ移行する。また、正から負への切換の際には、負極性の電流偏差信号ＣＤＳに基づき、第２の二次側スイッチング素子ＦＥＴ２Ｂに対して、電流偏差信号ＣＤＳに比例してそのゲートへの印可電圧が上昇されてオン状態へ移行すると同時に、第１の二次側スイッチング素子ＦＥＴ２Ｂに対してはそのゲートへの印可電圧は下降するためオフ状態へ移行する。

さらに、このゲート信号回路では、第２の二次側スイッチング素子ＦＥＴ２Ｂがオフ状態になると、ドレンソース間電圧Ｖｄｓ２Ｂが発生するが、これはダイオードＧＤＢと抵抗ＲｆＢを介してゲートへ戻る。また、第１の二次側スイッチング素子ＦＥＴ２Ａがオフ状態になると、ドレンソース間電圧Ｖｄｓ２Ａが発生し、これはダイオードＧＤＡと抵抗ＲＦＡを介してゲートへ戻る。

従って、負から正への切換の際には、第２の二次側スイッチング素子ＦＥＴ２Ｂのドレンソース間電圧ＶｄｓＢは、正極性の電流偏差信号ＣＤＳに対して比例的に変化し、正から負への切換の際には、第１の二次側スイッチング素子ＦＥＴ２Ａのドレンソース間電圧ＶｄｓＡは、負極性の電流偏差信号ＣＤＳに対して比例的に変化する。即ち、図４に示すように、第１と第２の二次側スイッチング素子（ＦＥＴ２Ａ，ＦＥＴ２Ｂ）は、それぞれオフになると、逆側の極性の電流偏差信号ＣＤＳに対して比例的に変化する。そして、電流偏差信号ＣＤＳのゼロ点付近では、第１と第２の二次側スイッチング素子（ＦＥＴ２Ａ，ＦＥＴ２Ｂ）との双方が供にドレンソース間電圧を持つ領域が形成され、両者のドレンソース間電圧（Ｖｄｓ２Ａ，Ｖｄｓ２Ｂ）が等しくなる点が誘導負荷７へ流れる電流のゼロ点になり、電流の不連続性は無くなっている。

なお、以上のゲート信号回路においては、各ドレンソース間電圧（Ｖｄｓ２Ａ，Ｖｄｓ２Ｂ）は、前記ゲートに戻す抵抗（ＲｆＡ，ＲｆＢ）と上流側の抵抗（ＲｉＡ，ＲｉＢ）との抵抗比で決定でき、第１と第２の二次側スイッチング素子（ＦＥＴ２Ａ，ＦＥＴ２Ｂ）の双方が供にドレンソース間電圧Ｖｄｓを持つ領域は、オペアンプＯＰのオフセット電圧と倍率で決定できる。

また、本実施例における制御回路２０は、電流指令信号ＣＣＳが大きく変化した際の制御電流との位相差で二次側スイッチング素子の電界効果トランジスタの発熱が大きくなる場合に対処するための手段を設けておいても良い。

具体的には、図３に示すような、電流指令信号ＣＣＳの変化の増大に応じて電流偏差信号ＣＤＳを大きくする電流偏差信号加工手段が考えられる。これは、電流指令信号ＣＣＳの微分によって単位時間当たりの変化率を求め、その絶対値が大きい場合に電流偏差信号ＣＤＳに乗じるものであり、電流指令信号の変化率が反映された加工後電流偏差信号ＰＣＤＳが実際の切換制御に用いられることになる。

以上の電流偏差信号の加工処理によって、電流指令信号ＣＣＳの周波数が高くなるに伴って、第１と第２の二次側スイッチング素子（ＦＥＴ２Ａ，ＦＥＴ２Ｂ）の双方が供にドレンソース間電圧Ｖｄｓを持つ領域が狭くなり、切換時間が短くなることでトランジスタの発熱量を小さくできる。

なお、以上の実施例では、一つの誘導負荷７に対して極性を制御する場合を示したが、本発明の両極性電流制御用駆動回路は、互いに対向方向に駆動する一対のソレノイドに対してその切換駆動を制御するための構成とすることもできる。従って、例えば電磁切換弁のダブルソレノイドに対する対向駆動制御のための構成においても、弁スプールの位置決め制御の際の定常的に電流がゼロ付近である場合、本発明では上述のように電流偏差信号の不感帯を無くすことができるため、不感帯で現れるおそれのあった不安定な正負の電流偏差に基づく位置偏差やリプルも回避され、より安定した位置決め制御が実現できる。

１：両極性電流制御用駆動回路（比例切換式）
１０１：両極性電流制御用駆動回路（スイッチ切換式）
２，１０２：供給電源
３，１０３：ブリッジダイオード
４，１０４：一次側平滑コンデンサ
ＦＥＴ１，ＦＥＴ１１：一次側スイッチング素子
６，１０６：スイッチングトランス
７，１０７：誘導負荷
８，１０８：電流センサ
１０，１１０：スイッチング電源回路
ＬＰ，ＬＰＦ：一次側コイル
ＬＳ１，ＬＳＦ１：第１の二次側コイル
ＬＳ２，ＬＳＦ２：第２の二次側コイル
１１Ａ，１１１Ａ：第１の二次側回路
１１Ｂ，１１１Ｂ：第２の二次側回路
１２Ａ，１１２Ａ：第１の二次側ダイオード
１２Ｂ，１１２Ｂ：第２の二次側ダイオード
１３Ａ，１１３Ａ：第１の二次側平滑コンデンサ
１３Ｂ，１１３Ｂ：第２の二次側平滑コンデンサ
ＦＥＴ２Ａ，ＦＥＴ１２Ａ：第１の二次側スイッチング素子
ＦＥＴ２Ｂ，ＦＥＴ１２Ｂ：第２の二次側スイッチング素子
２０，１２０：制御回路
２２，１２２：ＰＩＤ制御部
２３，１２３：振幅決定部
２４，１２４：パルス信号発生装置
３０：極性制御用回路（比例切換式）
１３０：極性制御用回路（スイッチ切換式）
Ｇ：ゲート信号回路
ＧＤＡ，ＧＤＢ：ダイオード
ＲｆＡ，ＲｆＢ，ＲｉＡ，ＲｉＢ：抵抗
Ｉｓａ：絶縁アンプ
ＯＰ：オペアンプ
ＣＣＳ：電流指令信号
ＣＤＳ：電流偏差信号
ＦＢＳ：電流負帰還信号
ＡＳ：振幅信号
ＰＷＭＳ：パルス信号
ＰＳ：極性信号

Claims (2)

1. 電源側から供給される交流電流を整流する整流ブリッジダイオードと、整流された直流電流を平滑化する一次側平滑コンデンサと、一次側スイッチング素子と、前記一次側平滑コンデンサにより平滑化された直流電流がパルス信号発生装置からのパルス信号に基づいた周期での前記一次側スイッチング素子のオン／オフスイッチングによって変換されたパルス波の交流電流を予め定められた交流電圧へ変圧して二次側へ伝達するスイッチングトランスと、二次側に伝達された交流電流を整流する二次側ダイオードと、整流された直流電流をさらに平滑化して誘導負荷へ出力する二次側平滑コンデンサとが配置されたスイッチング電源回路と、
   電流指令信号と出力側からの電流負帰還信号とから得られる電流偏差信号に基づいて前記パルス信号発生装置によるパルス信号のパルス幅を調整して前記一次側スイッチング素子のオン／オフスイッチングを制御する制御回路と、を有し、
   前記スイッチングトランスは、一個の一次側コイルに対して第１の二次側コイルと第２の二次側コイルとの二個の二次側コイルを備え、
   前記第１の二次側コイルからの交流電流が第１の前記二次側ダイオードで整流され第１の前記二次側平滑コンデンサで平滑化された直流電流を前記誘導負荷へ出力する正極性用の第１の二次側回路と、前記第２の二次側コイルからの交流電流が第２の前記二次側ダイオードで整流され第２の前記二次側平滑コンデンサで平滑化された直流電流を前記第１の二次側回路とは逆向きに前記誘導負荷へ出力する負極性用の第２の二次側回路とが設けられており、
   前記第１の二次側回路と前記第２の二次側回路とには、それぞれ、電界効果トランジスタである第１の二次側スイッチング素子と第２の二次側スイッチング素子とが配置され、
   前記制御回路は、前記電流偏差信号の極性に基づいて前記第１の二次側スイッチング素子と前記第２の二次側スイッチング素子とのオン／オフを制御し、互いに逆向きの前記第１の二次側回路による正極性用電流と前記第２の二次側回路による負極性用電流とを選択切換可能に前記誘導負荷へ出力させて電流極性を制御する極性制御用回路をさらに有し、
   前記極性制御用回路は、
   前記第１の二次側スイッチング素子のゲートに対する印可電圧と前記第２の二次側スイッチング素子のゲートに対する印可電圧とを、それぞれの極性の前記電流偏差信号の電圧に比例して変化させると供に、前記第１の二次側スイッチング素子のドレンソース間電圧と前記第２の二次側スイッチング素子のドレインソース間電圧とを、それぞれの逆側の極性の前記電流偏差信号の電圧に対して比例的に変化させるゲート信号回路を備えており、
   前記ゲート信号回路を介して、負から正極性用電流への切換の際には前記第１の二次側スイッチング素子に対してそのゲートへの印可電圧を正の前記電流偏差信号に比例して上昇させてオン状態へ移行させると同時に前記第２の二次側スイッチング素子に対してそのゲートへの印可電圧を下降させてオフ状態へ移行させながらドレンソース間電圧を上昇させると供に、正から負極性用電流への切換の際には前記第２の二次側スイッチング素子に対してそのゲートへの印可電圧を負の前記電流偏差信号に比例して上昇させてオン状態へ移行させると同時に前記第１の二次側スイッチング素子に対してそのゲートへの印可電圧を下降させてオフ状態へ移行させながらドレンソース間電圧を上昇させるものであり、且つ、前記電流偏差信号のゼロ点付近で前記第１の二次側スイッチング素子と前記第２の二次側スイッチング素子の双方が供にドレンソース間電圧を持つ領域を形成させるものであることを特徴とする比例切換式の両極性電流制御用駆動回路。
2. 前記制御回路は、前記電流指令信号の変化の増大に応じて前記電流偏差信号を大きくする電流偏差信号加工手段を更に備えていることを特徴とする請求項１に記載の比例切換式の両極性電流制御用駆動回路。

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