JPWO2019229930A1 - 無停電電源装置 - Google Patents

Abstract

複数のゲート駆動回路は、コンバータ（６）およびインバータ（１０）に含まれる複数のスイッチング素子のゲートをそれぞれ駆動する。ゲート駆動回路は、ゲートドライバおよび電源回路を含む。ゲートドライバは、制御装置（１８）からスイッチング素子のゲート電極に入力されるゲート信号に従って、スイッチング素子のゲート電位をＨレベルまたはＬレベルに相当する電位に駆動する。電源回路はゲートドライバに電力を供給する。制御装置（１８）は、第１のスイッチ（１４）がオンかつ第２のスイッチ（１５）がオフの場合において、ゲート駆動回路の電源回路の異常を検出されたときには、第２のスイッチ（１５）をオンし、第１のスイッチ（１４）をオフする。ゲート駆動回路は、電源回路の異常が検出されてから第２のスイッチ（１５）がオンされるまでの期間、スイッチング素子のゲート電位を保持するように構成される。

Description

この発明は、無停電電源装置に関する。

たとえば特開平１１−１７８２４３号公報（特許文献１）には、商用電源からの交流電力を直流電力に変換するコンバータと、直流電力を交流電力に変換して負荷に供給するインバータとを備えた無停電電源装置が開示されている。特許文献１に記載の無停電電源装置は、インバータと負荷との間に設けられた出力スイッチと、商用電源と負荷との間に設けられたサイリスタスイッチとを有しており、出力スイッチまたはサイリスタスイッチのオン指令に基づいて、負荷への給電を商用電源またはインバータに切り替えるように構成されている。

特許文献１においては、インバータ給電中に上記オン指令等を生成する制御手段の制御電源が異常が検出された場合、制御電源異常検出回路は、コンデンサによりバックアップされた時間、異常検出信号を送出するように構成されている。これにより、制御電源が異常になっても、インバータ側から商用電源側に切り替えて負荷に電力を供給し続けることができる。

特開平１１−１７８２４３号公報

このような無停電電源装置は、一般的に、コンバータおよびインバータに含まれる複数のスイッチング素子のゲートを駆動するゲート駆動回路を有している。ゲート駆動回路は、制御装置から与えられるゲート信号に従って、スイッチング素子のゲート電位をＨ（論理ハイ）レベルまたはＬ（論理ロー）レベルに駆動するように構成される。

このようなゲート駆動回路に電力を供給するための電源に異常が発生した場合、当該電源はゲート駆動回路の電源電圧を確保することが困難となる。そのため、負荷への給電がインバータから商用電源に切り替えられるまでの期間、スイッチング素子のゲート電位が不定となる可能性がある。これにより、スイッチング素子が誤ってオンする、またはスイッチング素子が誤ってオフする等スイッチング素子が誤動作することが懸念される。

この発明はこのような課題を解決するためになされたものであって、その目的は、ゲート駆動回路の電源異常が発生した場合において、スイッチング素子の誤動作を発生させることなく、負荷への給電をインバータからバイパス交流電源に切り替えることが可能な無停電電源装置を提供することである。

この発明に係る無停電電源装置は、商用交流電源に接続される第１の端子と、バイパス交流電源に接続される第２の端子と、負荷に接続される第３の端子と、コンバータと、インバータと、第１のスイッチと、第２のスイッチと、制御装置と、複数のゲート駆動回路とを備える。コンバータは、複数のスイッチング素子を含み、商用交流電源から第１の端子を介して供給される交流電力を直流電力に変換する。インバータは、複数のスイッチング素子を含み、コンバータによって生成された直流電力または電力貯蔵装置の直流電力を交流電力に変換する。第１のスイッチは、一方端子にインバータの出力電圧を受け、他方端子が第３の端子に接続される。第２のスイッチは、第２の端子および第３の端子間に接続される。制御装置は、コンバータおよびインバータに含まれる複数のスイッチング素子のオンオフを制御する。複数のゲート駆動回路は、複数のスイッチング素子のゲートをそれぞれ駆動する。複数のゲート駆動回路の各々は、ゲートドライバと、電源回路とを含む。ゲートドライバは、制御装置からスイッチング素子のゲート電極に入力されるゲート信号に従って、スイッチング素子のゲート電位をＨレベルまたはＬレベルに相当する電位に駆動する。電源回路は、ゲートドライバに電力を供給する。制御装置は、各複数のゲート駆動回路の電源回路の異常を検出するように構成された異常検出回路を含む。制御装置は、第１のスイッチがオンかつ第２のスイッチがオフの場合において、異常検出回路により電源回路の異常が検出されたときには、第２のスイッチをオンし、第１のスイッチをオフするように構成される。ゲート駆動回路は、電源回路の異常が検出されてから第２のスイッチがオンされるまでの期間、スイッチング素子のゲート電位を保持するように構成される。

この発明によれば、ゲート駆動回路の電源異常が発生した場合において、スイッチング素子の誤動作を発生させることなく、負荷への給電をインバータからバイパス交流電源に切り替えることが可能な無停電電源装置を提供することができる。

この発明の実施の形態に従う無停電電源装置の構成を示す回路ブロック図である。 図１に示した無停電電源装置の要部を示す回路図である。 図１に示したコンバータおよびインバータにおけるスイッチング素子の制御に関連する部分の構成を示すブロック図である。 比較例に従うゲート駆動回路の構成を示すブロック図である。 比較例に従うゲート駆動回路の交流電源に異常が生じた場合の図４のＡ点〜Ｄ点における電位の時間的変化を模式的に示す波形図である。 図３に示した制御装置のうちのＩＧＢＴの制御に関連する部分の構成を示すブロック図である。 図６に示した異常検出回路の構成を示すブロック図である。 図６に示した切替指令生成回路の構成を示すブロック図である。 ゲート駆動回路の交流電源に異常が生じた場合の図７および図８のＡ点〜Ｊ点における電位の時間的変化を模式的に示す波形図である。 図６に示した異常検出回路の第１の変更例を示すブロック図である。 図６に示した異常検出回路の第２の変更例を示すブロック図である。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、以下では図中の同一または相当部分には同一符号を付してその説明は原則的に繰返さないものとする。

図１は、この発明の実施の形態に従う無停電電源装置の構成を示す回路ブロック図である。無停電電源装置１は、商用交流電源２１からの三相交流電力を直流電力に一旦変換し、その直流電力を三相交流電力に変換して負荷２４に供給するものである。図１では、図面および説明の簡単化のため、三相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のうちの一相（例えばＵ相）に対応する部分の回路のみが示されている。

無停電電源装置１は、インバータ給電モード（第１のモード）と、バイパス給電モード（第２のモード）とを有する。インバータ給電モードは、インバータ１０から負荷２４に交流電力が供給される運転モードである。バイパス給電モードは、バイパス交流電源２２から半導体スイッチ１５（第２のスイッチ）を介して負荷２４に交流電力が供給される運転モードである。

インバータ給電モードでは、商用交流電源２１から供給される交流電力をコンバータ６によって直流電力に変換し、その直流電力をインバータ１０によって交流電力に変換して負荷２４に供給する。そのため、インバータ給電モードは、負荷２４への給電安定性に優れている。

これに対して、バイパス給電モードでは、バイパス交流電源２２から供給される交流電力を、半導体スイッチ１５（第２のスイッチ）を介して、言い換えればコンバータ６およびインバータ１０を通さずに負荷２４に供給する。そのため、コンバータ６およびインバータ１０における電力損失の発生が抑制され、結果的に無停電電源装置１の運転効率を向上させることができる。

図１において、無停電電源装置１は、交流入力端子Ｔ１、バイパス入力端子Ｔ２、バッテリ端子Ｔ３、および交流出力端子Ｔ４を備える。交流入力端子Ｔ１は、商用交流電源２１から商用周波数の交流電力を受ける。バイパス入力端子Ｔ２は、バイパス交流電源２２から商用周波数の交流電力を受ける。バイパス交流電源２２は、商用交流電源であってもよいし、発電機であってもよい。

バッテリ端子Ｔ３は、バッテリ（電力貯蔵装置）２３に接続される。バッテリ２３は、直流電力を蓄える。バッテリ２３の代わりにコンデンサが接続されていても構わない。交流出力端子Ｔ４は、負荷２４に接続される。負荷２４は、交流電力によって駆動される。

無停電電源装置１は、さらに、電磁接触器２，８，１４、電流検出器３，１１、コンデンサ４，９，１３、リアクトル５，１２、コンバータ６、双方向チョッパ７、インバータ１０、半導体スイッチ１５、操作部１７、および制御装置１８を備える。

電磁接触器２およびリアクトル５は、交流入力端子Ｔ１とコンバータ６の入力ノードとの間に直列接続される。コンデンサ４は、電磁接触器２とリアクトル５の間のノードＮ１に接続される。電磁接触器２は、無停電電源装置１の使用時にオンされ、たとえば無停電電源装置１のメンテナンス時にオフされる。

ノードＮ１に現れる交流入力電圧Ｖｉの瞬時値は、制御装置１８によって検出される。交流入力電圧Ｖｉの瞬時値に基づいて、停電の発生の有無などが判別される。電流検出器３は、ノードＮ１に流れる交流入力電流Ｉｉを検出し、その検出値を示す信号Ｉｉｆを制御装置１８に与える。

コンデンサ４およびリアクトル５は、低域通過フィルタを構成し、商用交流電源２１からコンバータ６に商用周波数の交流電力を通過させ、コンバータ６で発生するスイッチング周波数の信号が商用交流電源２１に通過することを防止する。

コンバータ６は、制御装置１８によって制御され、商用交流電源２１から交流電力が供給されている通常時は、交流電力を直流電力に変換して直流ラインＬ１に出力する。商用交流電源２１からの交流電力の供給が停止された停電時は、コンバータ６の運転は停止される。コンバータ６の出力電圧は、所望の値に制御可能になっている。

コンデンサ９は、直流ラインＬ１に接続され、直流ラインＬ１の電圧を平滑化させる。直流ラインＬ１に現れる直流電圧ＶＤＣの瞬時値は、制御装置１８によって検出される。直流ラインＬ１は双方向チョッパ７の高電圧側ノードに接続され、双方向チョッパ７の低電圧側ノードは電磁接触器８を介してバッテリ端子Ｔ３に接続される。

電磁接触器８は、無停電電源装置１の使用時はオンされ、たとえば無停電電源装置１およびバッテリ２３のメンテナンス時にオフされる。バッテリ端子Ｔ３に現れるバッテリ２３の端子間電圧ＶＢの瞬時値は、制御装置１８によって検出される。

双方向チョッパ７は、制御装置１８によって制御され、商用交流電源２１から交流電力が供給されている通常時は、コンバータ６によって生成された直流電力をバッテリ２３に蓄え、商用交流電源２１からの交流電力の供給が停止された停電時は、バッテリ２３の直流電力を直流ラインＬ１を介してインバータ１０に供給する。

双方向チョッパ７は、直流電力をバッテリ２３に蓄える場合は、直流ラインＬ１の直流電圧ＶＤＣを降圧してバッテリ２３に与える。また、双方向チョッパ７は、バッテリ２３の直流電力をインバータ１０に供給する場合は、バッテリ２３の端子間電圧ＶＢを昇圧して直流ラインＬ１に出力する。直流ラインＬ１は、インバータ１０の入力ノードに接続されている。

インバータ１０は、制御装置１８によって制御され、コンバータ６または双方向チョッパ７から直流ラインＬ１を介して供給される直流電力を商用周波数の交流電力に変換して出力する。すなわち、インバータ１０は、通常時はコンバータ６から直流ラインＬ１を介して供給される直流電力を交流電力に変換し、停電時はバッテリ２３から双方向チョッパ７を介して供給される直流電力を交流電力に変換する。インバータ１０の出力電圧は、所望の値に制御可能になっている。

インバータ１０の出力ノード１０ａはリアクトル１２の一方端子に接続され、リアクトル１２の他方端子（ノードＮ２）は電磁接触器１４を介して交流出力端子Ｔ４に接続される。コンデンサ１３は、ノードＮ２に接続される。

電流検出器１１は、インバータ１０の出力電流Ｉｏの瞬時値を検出し、その検出値を示す信号Ｉｏｆを制御装置１８に与える。ノードＮ２に現れる交流出力電圧Ｖｏの瞬時値は、制御装置１８によって検出される。

リアクトル１２およびコンデンサ１３は、低域通過フィルタを構成し、インバータ１０で生成された商用周波数の交流電力を交流出力端子Ｔ４に通過させ、インバータ１０で発生するスイッチング周波数の信号が交流出力端子Ｔ４に通過することを防止する。

電磁接触器１４は、制御装置１８によって制御され、インバータ給電モード時にはオンされ、バイパス給電モード時にはオフされる。本願明細書では、電磁接触器１４をインバータ１０の出力電力を負荷２４に供給するための「出力スイッチ」とも称する。電磁接触器１４は「第１のスイッチ」の一実施例に対応する。

半導体スイッチ１５は、サイリスタを含み、バイパス入力端子Ｔ２と交流出力端子Ｔ４との間に接続される。半導体スイッチ１５は、制御装置１８によって制御され、インバータ給電モード時にはオフされ、バイパス給電モード時にはオンされる。半導体スイッチ１５は「第２のスイッチ」の一実施例に対応する。例えば、半導体スイッチ１５は、インバータ給電モード時にインバータ１０が故障した場合は瞬時にオンし、バイパス交流電源２２からの交流電力を負荷２４に供給する。バイパス入力端子Ｔ２および半導体スイッチ１５の間のノードＮ３に現れる交流入力電圧Ｖｉ２の瞬時値は、制御装置１８によって検出される。交流入力電圧Ｖｉ２の瞬時値および交流出力電圧Ｖｏの瞬時値に基づいて、バイパス交流電源２２の電圧とインバータ１０の出力電圧との同期／非同期が判別される。

操作部１７は、無停電電源装置１の使用者によって操作される複数のボタン、種々の情報を表示する画像表示部などを含む。使用者が操作部１７を操作することにより、無停電電源装置１の電源をオンおよびオフしたり、バイパス給電モードおよびインバータ給電モードのうちのいずれか一方のモードを選択することが可能となっている。

制御装置１８は、操作部１７からの信号、交流入力電圧Ｖｉ，Ｖｉ２、交流入力電流Ｉｉ、直流電圧ＶＤＣ、バッテリ電圧ＶＢ、交流出力電流Ｉｏ、および交流出力電圧Ｖｏなどに基づいて無停電電源装置１全体を制御する。すなわち、制御装置１８は、交流入力電圧Ｖｉの検出値に基づいて停電が発生したか否かを検出し、交流入力電圧Ｖｉの位相に同期してコンバータ６およびインバータ１０を制御する。

さらに制御装置１８は、商用交流電源２１から交流電力が供給されている通常時は、直流電圧ＶＤＣが所望の目標電圧ＶＤＣＴになるようにコンバータ６を制御し、商用交流電源２１からの交流電力の供給が停止された停電時は、コンバータ６の運転を停止させる。

さらに制御装置１８は、通常時は、バッテリ電圧ＶＢが所望の目標バッテリ電圧ＶＢＴになるように双方向チョッパ７を制御し、停電時は、直流電圧ＶＤＣが所望の目標電圧ＶＤＣＴになるように双方向チョッパ７を制御する。

図２は、図１に示した無停電電源装置１の要部を示す回路図である。図１では三相交流電圧のうちの一相に関連する部分のみを示したが、図２では三相に関連する部分を示している。また、電磁接触器２，１４、半導体スイッチ１５、操作部１７、および制御装置１８の図示は省略されている。

図２において、無停電電源装置１は、交流入力端子Ｔ１ａ，Ｔ１ｂ，Ｔ１ｃ、交流出力端子Ｔ４ａ，Ｔ４ｂ，Ｔ４ｃ、電流検出器３，１１，コンデンサ４ａ，４ｂ，４ｃ，１３ａ，１３ｂ，１３ｃ、リアクトル５ａ，５ｂ，５ｃ，１２ａ，１２ｂ，１２ｃ、コンバータ６、直流ラインＬ１，Ｌ２、およびインバータ１０を備える。

交流入力端子Ｔ１ａ，Ｔ１ｂ，Ｔ１ｃは、商用交流電源２１（図１）からの三相交流電圧（Ｕ相交流電圧、Ｖ相交流電圧、およびＷ相交流電圧）をそれぞれ受ける。交流出力端子Ｔ４ａ，Ｔ４ｂ，Ｔ４ｃには、商用交流電源２１からの三相交流電圧に同期した三相交流電圧が出力される。負荷２４は、交流出力端子Ｔ４ａ，Ｔ４ｂ，Ｔ４ｃからの三相交流電圧によって駆動される。

リアクトル５ａ，５ｂ，５ｃの一方端子はそれぞれ交流入力端子Ｔ１ａ，Ｔ１ｂ，Ｔ１ｃに接続され、それらの他方端子はコンバータ６の入力ノード６ａ，６ｂ，６ｃにそれぞれ接続される。コンデンサ４ａ，４ｂ，４ｃの一方電極はそれぞれリアクトル５ａ〜５ｃの一方端子に接続され、それらの他方電極はともに中性点ＮＰに接続される。

コンデンサ４ａ〜４ｃおよびリアクトル５ａ〜５ｃは、低域通過フィルタを構成し、交流入力端子Ｔ１ａ，Ｔ１ｂ，Ｔ１ｃからコンバータ６に商用周波数の三相交流電力を通過させ、コンバータ６で発生するスイッチング周波数の信号を遮断する。リアクトル５ａの一方端子に現れる交流入力電圧Ｖｉの瞬時値は制御装置１８（図１）によって検出される。電流検出器３は、ノードＮ１（すなわち交流入力端子Ｔ１ａ）に流れる交流入力電流Ｉｉを検出し、その検出値を示す信号Ｉｉｆを制御装置１８に与える。

コンバータ６は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）Ｑ１〜Ｑ６およびダイオードＤ１〜Ｄ６を含む。ＩＧＢＴは「スイッチング素子」を構成する。ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ３のコレクタはともに直流ラインＬ１に接続され、それらのエミッタはそれぞれ入力ノード６ａ，６ｂ，６ｃに接続される。ＩＧＢＴＱ４〜Ｑ６のコレクタはそれぞれ入力ノード６ａ，６ｂ，６ｃに接続され、それらのエミッタはともに直流ラインＬ２に接続される。ダイオードＤ１〜Ｄ６は、それぞれＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６に逆並列に接続される。

ＩＧＢＴＱ１，Ｑ４はそれぞれゲート信号Ａｕ，Ｂｕによって制御され、ＩＧＢＴＱ２，Ｑ５はそれぞれゲート信号Ａｖ，Ｂｖによって制御され、ＩＧＢＴＱ３，Ｑ６はそれぞれゲート信号Ａｗ，Ｂｗによって制御される。ゲート信号Ｂｕ，Ｂｖ，Ｂｗは、それぞれゲート信号Ａｕ，Ａｖ，Ａｗの反転信号である。

ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ３は、それぞれゲート信号Ａｕ，Ａｖ，Ａｗが「Ｈ（論理ハイ）」レベルにされた場合にオンし、それぞれゲート信号Ａｕ，Ａｖ，Ａｗが「Ｌ（論理ロー）」レベルにされた場合にオフする。ＩＧＢＴＱ４〜Ｑ６は、それぞれゲート信号Ｂｕ，Ｂｖ，Ｂｗが「Ｈ」レベルにされた場合にオンし、それぞれゲート信号Ｂｕ，Ｂｖ，Ｂｗが「Ｌ」レベルにされた場合にオフする。

ゲート信号Ａｕ，Ｂｕ，Ａｖ，Ｂｖ，Ａｗ，Ｂｗの各々は、パルス信号列であり、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号である。ゲート信号Ａｕ，Ｂｕの位相とゲート信号Ａｖ，Ｂｖの位相とゲート信号Ａｗ，Ｂｗの位相とは１２０度ずつずれている。ゲート信号Ａｕ，Ｂｕ，Ａｖ，Ｂｖ，Ａｗ，Ｂｗは、制御装置１８によって生成される。

例えば、交流入力端子Ｔ１ａの電圧レベルが交流入力端子Ｔ１ｂの電圧レベルよりも高い場合は、ＩＧＢＴＱ１，Ｑ５がオンされ、交流入力端子Ｔ１ａからリアクトル５ａ、ＩＧＢＴＱ１、直流ラインＬ１、コンデンサ９、直流ラインＬ２、ＩＧＢＴＱ５、およびリアクトル５ｂを介して交流入力端子Ｔ１ｂに電流が流れ、コンデンサ９が正電圧に充電される。

逆に、交流入力端子Ｔ１ｂの電圧レベルが交流入力端子Ｔ１ａの電圧レベルよりも高い場合は、ＩＧＢＴＱ２，Ｑ４がオンされ、交流入力端子Ｔ１ｂからリアクトル５ｂ、ＩＧＢＴＱ２、直流ラインＬ１、コンデンサ９、直流ラインＬ２、ＩＧＢＴＱ４、およびリアクトル５ａを介して交流入力端子Ｔ１ａに電流が流れ、コンデンサ９が正電圧に充電される。他の場合も同様である。

ゲート信号Ａｕ，Ｂｕ，Ａｖ，Ｂｖ，Ａｗ，ＢｗによってＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６の各々を所定のタイミングでオンおよびオフさせるとともに、ＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６の各々のオン時間を調整することにより、入力ノード６ａ〜６ｃに与えられた三相交流電圧を直流電圧ＶＤＣ（コンデンサ９の端子間電圧）に変換することが可能となっている。

インバータ１０は、ＩＧＢＴＱ１１〜Ｑ１６およびダイオードＤ１１〜Ｄ１６を含む。ＩＧＢＴは「スイッチング素子」を構成する。ＩＧＢＴＱ１１〜Ｑ１３のコレクタはともに直流ラインＬ１に接続され、それらのエミッタはそれぞれ出力ノード１０ａ，１０ｂ，１０ｃに接続される。ＩＧＢＴＱ１４〜Ｑ１６のコレクタはそれぞれ出力ノード１０ａ，１０ｂ，１０ｃに接続され、それらのエミッタはともに直流ラインＬ２に接続される。ダイオードＤ１１〜Ｄ１６は、それぞれＩＧＢＴＱ１１〜Ｑ１６に逆並列に接続される。

ＩＧＢＴＱ１１，Ｑ１４はそれぞれゲート信号Ｘｕ，Ｙｕによって制御され、ＩＧＢＴＱ１２，Ｑ１５はそれぞれゲート信号Ｘｖ，Ｙｖによって制御され、ＩＧＢＴＱ１３，Ｑ１６はそれぞれゲート信号Ｘｗ，Ｙｗによって制御される。ゲート信号Ｙｕ，Ｙｖ，Ｙｗは、それぞれゲート信号Ｘｕ，Ｘｖ，Ｘｗの反転信号である。

ＩＧＢＴＱ１１〜Ｑ１３は、それぞれゲート信号Ｘｕ，Ｘｖ，ＸｗがＨレベルにされた場合にオンし、それぞれゲート信号Ｘｕ，Ｘｖ，ＸｗがＬレベルにされた場合にオフする。ＩＧＢＴＱ１４〜Ｑ１６は、それぞれゲート信号Ｙｕ，Ｙｖ，ＹｗがＨレベルにされた場合にオンし、それぞれゲート信号Ｙｕ，Ｙｖ，ＹｗがＬレベルにされた場合にオフする。

ゲート信号Ｘｕ，Ｙｕ，Ｘｖ，Ｙｖ，Ｘｗ，Ｙｗの各々は、パルス信号列であり、ＰＷＭ信号である。ゲート信号Ｘｕ，Ｙｕの位相とゲート信号Ｘｖ，Ｙｖの位相とゲート信号Ｘｗ，Ｙｗの位相とは１２０度ずつずれている。ゲート信号Ｘｕ，Ｙｕ，Ｘｖ，Ｙｖ，Ｘｗ，Ｙｗは、制御装置１８によって生成される。

例えば、ＩＧＢＴＱ１１，Ｑ１５がオンすると、正側の直流ラインＬ１がＩＧＢＴＱ１１を介して出力ノード１０ａに接続されるとともに、出力ノード１０ｂがＩＧＢＴＱ１５を介して負側の直流ラインＬ２に接続され、出力ノード１０ａ，１０ｂ間に正電圧が出力される。

また、ＩＧＢＴＱ１２，Ｑ１４がオンすると、正側の直流ラインＬ１がＩＧＢＴＱ１２を介して出力ノード１０ｂに接続されるとともに、出力ノード１０ａがＩＧＢＴＱ１４を介して負側の直流ラインＬ２に接続され、出力ノード１０ａ，１０ｂ間に負電圧が出力される。

ゲート信号Ｘｕ，Ｙｕ，Ｘｖ，Ｙｖ，Ｘｗ，ＹｗによってＩＧＢＴＱ１１〜Ｑ１６の各々を所定のタイミングでオンおよびオフさせるとともに、ＩＧＢＴＱ１１〜Ｑ１６の各々のオン時間を調整することにより、直流ラインＬ１，Ｌ２間の直流電圧を三相交流電圧に変換することが可能となっている。

リアクトル１２ａ〜１２ｃの一方端子はインバータ１０の出力ノード１０ａ，１０ｂ，１０ｃにそれぞれ接続され、それらの他方端子はそれぞれ交流出力端子Ｔ４ａ，Ｔ４ｂ，Ｔ４ｃに接続される。コンデンサ１３ａ，１３ｂ，１３ｃの一方電極はそれぞれリアクトル１２ａ〜１２ｃの他方端子に接続され、それらの他方電極はともに中性点ＮＰに接続される。

リアクトル１２ａ〜１２ｃおよびコンデンサ１３ａ，１３ｂ，１３ｃは、低域通過フィルタを構成し、インバータ１０から交流出力端子Ｔ４ａ，Ｔ４ｂ，Ｔ４ｃに商用周波数の三相交流電力を通過させ、インバータ１０で発生するスイッチング周波数の信号を遮断する。

電流検出器１１は、リアクトル１２ａに流れる交流出力電流Ｉｏを検出し、その検出値を示す信号Ｉｏｆを制御装置１８に与える。リアクトル１２ａの他方端子（ノードＮ２）に現れる交流出力電圧Ｖｏの瞬時値は制御装置１８（図１）によって検出される。

図３は、図１に示したコンバータ６およびインバータ１０におけるスイッチング素子の制御に関連する部分の構成を示すブロック図である。図３では、コンバータ６のＩＧＢＴＱ１〜Ｑ６およびインバータ１０のＩＧＢＴＱ１１〜Ｑ１６をまとめて、ＩＧＢＴＱｘと示す。

図３を参照して、ＩＧＢＴＱｘにはゲート駆動回路３０が接続される。ゲート駆動回路３０は、制御装置１８から与えられるゲート信号に従って、ＩＧＢＴＱｘを駆動するゲートドライバ３０Ａと、ゲートドライバ３０Ａに電力を供給する電源回路３０Ｂとから構成される。

電源回路３０Ｂは、交流電源３１から供給された交流電力を直流電圧に変換して直流母線ＰＬ１，ＮＬ１へ出力する。代表的には、交流電源３１は、所定周波数（例えば、５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ）の交流電圧を供給する商用交流電源によって構成される。以下では、電源回路３０Ｂから出力される直流電圧を、単に出力電圧とも称する。出力電圧は、直流正母線ＰＬ１および直流負母線ＮＬ１間に電気的に接続されたゲートドライバ３０Ａに供給される。

まず、電源回路３０Ｂの構成について説明する。電源回路３０Ｂは、交流電源３１、トランス３２、整流器３３、直流正母線ＰＬ１、直流負母線ＮＬ１、直流中性点母線ＣＬ１、および平滑コンデンサＣ１，Ｃ１を有する。

トランス３２は、一次巻線および二次巻線を有する。一次巻線は、交流電源３１と電気的に接続される。交流電源３１から供給された交流電圧は一次巻線に印加される。二次巻線には、一次巻線および二次巻線の巻数比に従って振幅が変換された、一次巻線の交流電圧と同一周波数の交流電圧が出力される。

整流器３３は、ダイオードブリッジを有する。整流器３３は、トランス３２の二次巻線に出力された交流電圧を全波整流して、直流正母線ＰＬ１および直流負母線ＮＬ１に出力する。

平滑コンデンサＣ１，Ｃ２は直流正母線ＰＬ１および直流負母線ＮＬ１間に直列接続される。平滑コンデンサＣ１，Ｃ２は例えば電解コンデンサである。平滑コンデンサＣ１，Ｃ２は、整流器３３によって整流された電圧を平滑する。この結果、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２によって、直流正母線ＰＬ１および直流負母線ＮＬ１間の電圧は、トランス３２の二次巻線の出力電圧の振幅相当の直流電圧に保持される。これにより、交流電源３１からの電力によって、ゲートドライバ３０Ａの電源電圧を確保することができる。平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の接続点は直流中性点母線ＣＬ１に接続される。直流中性点母線ＣＬ１はＩＧＢＴＱｘのエミッタと電気的に接続される。

次に、ゲートドライバ３０Ａの構成について説明する。ゲートドライバ３０Ａは、ｎｐｎトランジスタＴｒ１、ｐｎｐトランジスタＴｒ２およびゲート抵抗Ｒ１を有する。ｎｐｎトランジスタＴｒ１のコレクタは直流正母線ＰＬ１に接続され、エミッタはｐｎｐトランジスタＴｒ２のコレクタに接続される。ｐｎｐトランジスタＴｒ２のエミッタは直流負母線ＮＬ１に接続される。ゲート抵抗Ｒ１は、ｎｐｎトランジスタＴｒ１およびｐｎｐトランジスタＴｒ２の接続点とＩＧＢＴＱｘのゲート電極との間に電気的に接続される。

ｎｐｎトランジスタＴｒ１およびｐｎｐトランジスタＴｒ２の制御電極（ベース）には制御装置１８からゲート信号が印加される。ｎｐｎトランジスタＴｒ１およびｐｎｐトランジスタＴｒ２は、ゲート信号に従って相補的にオンオフされる。具体的には、ゲート信号がＨレベルの期間では、ｎｐｎトランジスタＴｒ１がオンする一方で、ｐｎｐトランジスタＴｒ２がオフする。このとき、ｎｐｎトランジスタＴｒ１によって、ＩＧＢＴＱｘのゲート電極を充電するための駆動電流が、直流正母線ＰＬ１からゲート電極へ供給される。これにより、ゲート電極は、ゲート抵抗Ｒ１を経由した充電経路によって、高電位側に駆動される。これに伴いＩＧＢＴＱｘは、ゲート・ソース間電圧が閾値電圧よりも高くなるのに応じてオンする。

これに対して、ゲート信号がＬレベルの期間では、ｎｐｎトランジスタＴｒ１がオフする一方で、ｐｎｐトランジスタＴｒ２がオンする。これにより、ＩＧＢＴＱｘのゲート電極からゲート抵抗Ｒ１を経由して直流負母線ＮＬ１に至る放電経路が形成されることによってゲート・ソース間電圧が閾値電圧よりも低くなると、ＩＧＢＴＱｘはオフされる。

このようにゲートドライバ３０Ａは、電源回路３０Ｂから電力の供給を受けることにより、制御装置１８から与えられるゲート信号に従って、ＩＧＢＴＱｘをオンオフさせることができる。

制御装置１８は、コンバータ６およびインバータ１０を構成するＩＧＢＴＱｘのゲート信号を生成するとともに、半導体スイッチ１５（第２のスイッチ）のオンオフを制御するための制御指令（以下、「半導体スイッチオン指令」とも称す）、および出力スイッチ１４（第１のスイッチ）のオンオフを制御するための制御指令（以下、「出力スイッチオン指令」とも称す）を生成する。

半導体スイッチ１５は、半導体スイッチオン指令がＨレベルにされた場合にオンし、半導体スイッチオン指令がＬレベルにされた場合にオフする。出力スイッチ１４は、出力スイッチオン指令がＨレベルにされた場合にオンし、出力スイッチオン指令がＬレベルにされた場合にオフする。

具体的には、制御装置１８は、インバータ給電モード時、Ｈレベルの出力スイッチオン指令を生成する一方で、Ｌレベルの半導体スイッチオン指令を生成する。出力スイッチ１４がオンすることにより、インバータ１０によって生成された交流電力が負荷２４に供給される。

一方、バイパス給電モード時には、制御装置１８は、Ｈレベルの半導体スイッチオン指令を生成する一方で、Ｌレベルの出力スイッチオン指令を生成する。半導体スイッチ１５がオンすることにより、バイパス交流電源２２からの交流電力が負荷２４に供給される。

制御装置１８は、さらに、インバータ給電モード時において、ゲート駆動回路３０における交流電源３１の異常を検出するように構成される。制御装置１８は、交流電源３１の異常を検出すると、出力スイッチオン指令をＨレベルからＬレベルに遷移させるとともに、半導体スイッチオン指令をＬレベルからＨレベルに遷移させることにより、無停電電源装置１をインバータ給電モードからバイパス給電モードへ移行させる。これにより、交流電源３１の異常が生じた後においても、無停電電源装置１は負荷２４への給電を継続することができる。

なお、制御装置１８には、交流電源３１とは別の電源である制御電源１９から電源が供給されている。そのため、交流電源３１が異常になっても、上述したインバータ給電モードおよびバイパス給電モードの切替動作を行なうことができる。

しかしながら、交流電源３１の異常が発生すると、電源回路３０Ｂはゲートドライバ３０Ａの電源電圧を確保することが困難となるため、半導体スイッチ１５がオンされるまでの期間において、ＩＧＢＴＱｘのゲート電極の電位が不定となる可能性がある。その結果、ＩＧＢＴＱｘが誤ってオンする、またはＩＧＢＴＱｘが誤ってオフする等ＩＧＢＴＱｘが誤動作することが懸念される。

以下、図４および図５を用いて、比較例に従うゲート駆動回路において交流電源の異常が生じた場合の問題点について説明する。

図４には、比較例に従うゲート駆動回路１００が示される。比較例に係るゲート駆動回路１００は、図３に示したゲート駆動回路３０と同様に、ゲートドライバ１００Ａおよび電源回路１００Ｂにより構成される。ゲートドライバ１００Ａおよび電源回路１００Ｂは、平滑コンデンサＣ１０，Ｃ２０を除いて、図３に示したゲートドライバ３０Ａおよび電源回路３０Ｂと同様の構成を有する。平滑コンデンサＣ１０，Ｃ２０は例えばフィルムコンデンサである。

図４に示すゲート駆動回路１００において、トランス３２の一次巻線の一方端を「Ａ点」、直流正母線ＰＬ１と平滑コンデンサＣ１の一方端との接続点を「Ｂ点」、ゲートドライバ１００ＡのｎｐｎトランジスタＴｒ１の制御電極を「Ｃ点」、ＩＧＢＴＱｘのゲート電極を「Ｄ点」とする。

図５は、比較例に従うゲート駆動回路１００の交流電源３１に異常が生じた場合の図４のＡ点〜Ｄ点における電位の時間的変化を模式的に示す波形図である。

図５を参照して、Ａ点の電位は交流電源３１から供給される電源電位を示している。Ｂ点の電位は直流正母線ＰＬ１の電位を示している。Ｃ点の電位は制御装置１８から供給されるゲート信号の電位を示している。Ｄ点の電位はＩＧＢＴＱｘのゲート電極の電位を示している。図５の例では、ｎｐｎトランジスタＴｒ１およびｐｎｐトランジスタＴｒ２の制御電極に対して、図示しない制御装置からＨレベルのゲート信号が入力されているものとする。

交流電源３１が正常である場合、交流電源３１から供給される交流電圧は、トランス３２によって振幅が変換された後、整流器３３を経由することで全波整流されて直流正母線ＰＬ１へ出力される。したがって、直流正母線ＰＬ１の電位（Ｂ点）は、平滑コンデンサＣ１０によって平滑されることで、電源電位（Ａ点）の振幅に比例した振幅を有する直流電圧に保持される。制御電極にＨレベルのゲート信号（Ｃ点）を受けてｎｐｎトランジスタＴｒ１がオンすることで、ＩＧＢＴＱｘのゲート電極の電位（Ｄ点）は、直流正母線ＰＬ１の電位に応じたＨレベルの電位に駆動される。ＩＧＢＴＱｘは、ゲート・ソース間電圧が閾値電圧よりも高くなるのに応じてオンする。

ここで、時刻ｔ１において、交流電源３１の電源電圧が消失する異常が発生した場合を想定する。

交流電源３１から交流電圧の供給が途絶えると、平滑コンデンサＣ１０に蓄積されたエネルギーが放出されるため、時刻ｔ１以降、直流正母線ＰＬ１の電位（Ｂ点）が徐々に低下する。これにより、ｎｐｎトランジスタＴｒ１のコレクタ・エミッタ間電圧も徐々に低下する。

その一方で、ｎｐｎトランジスタＴｒ１の制御電極にはＨレベルのゲート信号が入力されている（Ｃ点）。ただし、ｎｐｎトランジスタＴｒ１のコレクタ・エミッタ間電圧が低下しているため、ｎｐｎトランジスタＴｒ１をオン状態に保つことができなくなり、結果的にＩＧＢＴＱｘのゲート電位が不定となってしまうという問題がある。なお、ｎｐｎトランジスタＴｒ１のコレクタ・エミッタ間電圧が０になると、ゲート電位もＬレベル（接地電位）となり、ＩＧＢＴＱｘはオフされる。

このように比較例に従うゲート駆動回路１００においては、電源異常によってＩＧＢＴＱｘのゲート電位が不定となることによって、ＩＧＢＴＱｘが誤動作してしまうおそれがある。そのため、電源異常が発生した時刻ｔ１から無停電電源装置がインバータ給電モードからバイパス給電モードへ移行する時刻までの期間において、コンバータ６またはインバータ１０が誤動作することが懸念される。

そこで、本実施の形態に従う無停電電源装置１では、制御装置１８およびゲート駆動回路３０は、ゲート駆動回路３０の電源異常が検出されてから半導体スイッチ１５がオンされるまでの期間、ＩＧＢＴＱｘのゲート電位を保持するように構成される。これにより、ＩＧＢＴＱｘの誤動作を発生させることなく、無停電電源装置１をバイパス給電モードへ移行させる。

図６は、図３に示した制御装置１８のうちのＩＧＢＴＱｘの制御に関連する部分の構成を示すブロック図である。

図６を参照して、制御装置１８は、制御指令生成回路４０、異常検出回路４２、切替指令生成回路４４および論理積回路４６を含む。

制御指令生成回路４０は、無停電電源装置１の動作を制御するための制御指令を生成する。この制御指令には、コンバータ６およびインバータ１０を構成するＩＧＢＴＱｘのオンオフを制御するためのゲート信号、同期信号、切替指令、出力スイッチオン指令、および電源停止指令が含まれる。

ゲート信号は、図２に示したゲート信号Ａｕ，Ｂｕ，Ａｖ，Ｂｖ，Ａｗ，Ｂｗと、ゲート信号Ｘｕ，Ｙｕ，Ｘｖ，Ｙｖ，Ｘｗ，Ｙｗとを含む。各ゲート信号は、パルス信号例であり、ＰＷＭ信号である。

同期信号は、インバータ１０により生成される交流電圧がバイパス交流電源２２から供給される交流電圧に同期しているか否かを示す信号である。インバータ１０の出力電圧がバイパス交流電源２２の電圧に同期しているとき、同期信号はＨレベルとなる。一方、インバータ１０の出力電圧がバイパス交流電源２２の電圧に同期していないとき、同期信号はＬレベルとなる。

切替指令は、無停電電源装置１の運転モードをインバータ給電モードとバイパス給電モードとの間で切り替えるための制御指令である。切替指令は、操作部１７（図１）の操作に基づいて生成される。使用者が操作部１７を操作することにより、インバータ給電モードが選択された場合にはＬレベルの切替指令が生成され、バイパス給電モードが選択された場合にはＨレベルの切替指令が生成される。

出力スイッチオン指令は、出力スイッチ１４のオンオフを制御するための制御指令である。出力スイッチオン指令がＨレベルのときに出力スイッチ１４がオンし、出力スイッチオン指令がＬレベルのときに出力スイッチ１４がオフする。使用者が操作部１７を操作することによってインバータ給電モードが選択された場合、制御指令生成回路４０は、Ｌレベルの切替指令を生成するとともに、Ｈレベルの出力スイッチオン指令を生成する。

電源停止指令は、ゲート駆動回路３０において、電源回路３０Ｂからゲートドライバ３０Ａへの給電の実行および停止を制御するための制御指令である。電源停止指令は、操作部１７（図１）の操作に基づいて生成される。使用者が操作部１７を操作することにより、無停電電源装置１の電源をオンしたときにはＬレベルの電源停止指令が生成される。一方、無停電電源装置１の電源をオフしたときにはＨレベルの電源停止指令が生成される。電源停止指令がＬレベルの期間において電源回路３０Ｂからゲートドライバ３０Ａに電力が供給される。電源停止指令がＨレベルになると、電源回路３０Ｂからゲートドライバ３０Ａへの給電が停止される。

異常検出回路４２は、ゲート駆動回路３０における交流電源３１の異常を検出するように構成される。異常検出回路４２は、交流電源３１から供給される交流電圧を検出し、その検出値に基づいて交流電源３１が正常であるか異常であるかを判定する。交流電源３１が正常であると判定された場合、異常検出回路４２はＬレベルの異常検出信号を生成する。一方、交流電源３１が異常であると判定された場合、異常検出回路４２はＨレベルの異常検出信号を生成する。

異常検出回路４２は、さらに、制御指令生成回路４０からＨレベルの電源停止指令を受けたとき、もしくは、交流電源３１の異常が検出されたときには、ゲート駆動回路３０に対してＨレベルの電源停止指令を出力する。ゲート駆動回路３０は、Ｈレベルの電源停止指令を受けると、電源回路３０Ｂからゲートドライバ３０Ａへの給電を停止する。

切替指令生成回路４４は、制御指令生成回路４０から同期信号、切替指令および出力スイッチオン指令を受け、異常検出回路４２から異常検出信号を受ける。切替指令生成回路４４は、これらの入力信号に基づいて、出力スイッチ１４および半導体スイッチ１５のオンオフを制御するとともに、コンバータ６およびインバータ１０に含まれるＩＧＢＴＱｘのオンオフを制御する。

具体的には、切替指令生成回路４４は、同期信号、切替指令、出力スイッチオン指令および異常検出信号に基づいて、半導体スイッチオン指令、出力スイッチオン指令およびゲートオフ指令を生成する。ゲートオフ指令は、ＩＧＢＴＱｘを強制的にオフするための制御指令である。切替指令生成回路４４は、ＩＧＢＴＱｘをオフさせたい場合、ゲートオフ指令はＨレベルに活性化させる。

論理積回路４６は、ゲートオフ指令およびゲート信号を受けて、それらの論理積を演算する。論理積回路２６の演算結果は、ゲート信号としてゲート駆動回路３０（ゲートドライバ３０Ａ）に与えられる。

論理積回路４６の第１入力端子にはゲート信号が入力され、第２入力端子にはゲートオフ指令の反転信号が入力される。したがって、ゲートオフ指令がＬレベルのときには、制御指令生成回路４０により生成されたゲート信号に一致したゲート信号が論理積回路４６からゲート駆動回路３０に入力されることになる。一方、ゲートオフ指令がＨレベルのときには、制御指令生成回路４０により生成されたゲート信号に依らず、Ｌレベルのゲート信号がゲート駆動回路３０に入力されることになる。すなわち、ゲートオフ指令がＨレベルに活性化されると、ゲート信号が強制的にＬレベルに駆動され、結果的にＩＧＢＴＱｘは強制的にオフされる。

図７を用いて、図６に示した異常検出回路４２の構成についてさらに説明する。
図７を参照して、異常検出回路４２は、整流回路５０、フィルタ５１、比較器５２，５３、および論理和回路５４，５５を有する。

整流回路５０は、交流電源３１からの交流電圧を全波整流してフィルタ５１へ出力する。フィルタ５１は、整流回路５０によって整流された電圧の高周波成分を除去する。フィルタ５１の出力電圧は、交流電源３１による交流電圧の振幅相当の直流電圧に保持される。整流回路５０およびフィルタ５１は、交流電源３１の供給電圧の振幅を検出するための「電圧検出器」を構成する。

比較器５２は、交流電源３１の供給電圧の振幅と第１の基準値ＶＬとを比較して、比較結果を示す信号を出力する。第１の基準値ＶＬは、交流電源３１が過小（電源消失を含む）であるときの供給電圧の振幅に設定されている。供給電圧の振幅が第１の基準値ＶＬよりも大きい場合、比較器５２の出力信号はＬレベルとなる。一方、供給電圧の振幅が第１の基準値ＶＬ以下の場合、比較器５２の出力信号はＨレベルとなる。

比較器５３は、供給電圧の振幅と第２の基準値ＶＨとを比較して、比較結果を示す信号を出力する。第２の基準値ＶＨは、交流電源３１が過大であるときの供給電圧の振幅に設定されている。供給電圧の振幅が第２の基準値ＶＨよりも大きい場合、比較器５３の出力信号はＨレベルとなる。一方、供給電圧の振幅が第２の基準値ＶＨ以下の場合、比較器５３の出力信号はＬレベルとなる。

論理和回路５４は、比較器５２の出力信号および比較器５３の出力信号を受けて、それらの論理和を演算する。比較器５２の出力信号および比較器５３の出力信号のいずれかがＨレベルのとき、すなわち、供給電圧の振幅が第１の基準値ＶＬ以下、または供給電圧の振幅が第２の基準値ＶＨより大きい場合、論理和回路５４の演算結果はＨレベルとなる。論理和回路３４は、演算結果を異常検出信号として、切替指令生成回路４４（図６）へ出力する。このようにして交流電源３１の供給電圧が過大または過小であるときには、異常検出回路４２は、ゲート駆動回路３０の交流電源３１が異常であると判定し、切替指令生成回路４４に対してＨレベルの異常検出信号を出力する。

一方、交流電源３１の供給電圧の振幅が第１の基準値ＶＬより大きく、かつ第２の基準値ＶＨ以下の場合、論理和回路５４の演算結果はＬレベルとなる。この場合、異常検出回路４２は、ゲート駆動回路３０の交流電源３１が正常であると判定し、切替指令生成回路４４に対してＬレベルの異常検出信号を出力する。

論理和回路５５は、論理和回路５４が出力する異常検出信号および制御指令生成回路４０が出力する電源停止指令を受けて、それらの論理和を演算する。論理和回路５５の演算結果は電源停止指令として、ゲート駆動回路３０へ出力される。これによると、制御指令生成回路４０によりＨレベルの電源停止指令が生成されたとき、または、異常検出回路４２によりＨレベルの異常検出信号が生成されたとき（交流電源３１の異常が検出されたときに相当）、ゲート駆動回路３０にＨレベルの電源停止指令が与えられることになる。ゲート駆動回路３０は、Ｈレベルの電源停止指令を受けると、電源回路３０Ｂからゲートドライバ３０Ａへの給電を停止する。

図８を用いて、図６に示した切替指令生成回路４４の構成についてさらに説明する。
図８を参照して、切替指令生成回路４４は、論理和回路６０，６７，６９、反転器６１、Ｄフリップフロップ６２、ＲＳフリップフロップ６３、論理積回路６４，６５，７０、オンディレイ回路６６，６８を有する。

論理和回路６０は、異常検出回路４２（図７）から異常検出信号を受け、制御指令生成回路４０（図６）から切替指令を受けると、それらの論理和を演算する。異常検出信号がＨレベルのとき、すなわちゲート駆動回路３０の電源異常が検出されたとき、または、切替指令がＨレベルのとき、すなわち操作部１７（図１）の操作によってバイパス給電モードが選択されたときには、論理和回路６０はＨレベルの演算結果を出力する。一方、切替指令がＬレベルのとき、すなわち操作部１７の操作によってインバータ給電モードが選択されたときであり、かつ、異常検出信号がＬレベルのとき、すなわちゲート駆動回路３０の交流電源３１が正常であるときには、論理和回路６０はＬレベルの演算結果を出力する。

論理和回路６０の演算結果は、切替セット指令として、ＲＳフリップフロップ６３のセット端子Ｓに入力される。ＲＳフリップフロップ６３のリセット端子Ｒには、反転器６１により切替セット指令の反転信号（切替リセット指令）が入力される。ＲＳフリップフロップ６３の出力端子Ｑは、論理積回路６４，６５，７０の第１入力端子に接続される。なお、論理積回路７０の第１入力端子には、ＲＳフリップフロップ６３の出力信号の反転信号が入力される。

ＲＳフリップフロップ６３は、切替セット指令がＨレベルのときにセット状態となり、出力信号がＨレベルとなる。一方、切替セット指令がＬレベルときにリセット状態となり、出力信号がＬレベルとなる。

切替セット指令はさらに、Ｄフリップフロップ６２のトリガ端子Ｔに入力される。Ｄフリップフロップ６２のディレイ端子Ｄには同期信号が入力される。Ｄフリップフロップ６２の出力端子Ｑは、論理積回路６４，６５の第２入力端子に接続される。なお、論理積回路６５の第２入力端子には、Ｄフリップフロップ６２の出力信号の反転信号が入力される。Ｄフリップフロップ６２は、切替セット指令の立上りに応じて同期信号を取り込み、同期信号を出力する。

論理積回路６４は、Ｄフリップフロップ６２の出力信号およびＲＳフリップフロップ６３の出力信号を受け、それらの論理積を演算する。同期信号がＨレベル、かつ、切替セット指令がＨレベルのとき、論理積回路６４はＨレベルの信号を出力する。一方、同期信号がＬレベル、または、切替セット指令がＬレベルのとき、論理積回路６４はＬレベルの信号を出力する。論理積回路６４の出力信号は論理和回路６９の第１入力端子に入力されるとともに、オンディレイ回路６６を介して論理和回路６７の第１入力端子に入力される。オンディレイ回路６６は、Ｈレベルの信号が入力されてから所定時間経過後にＨレベルの信号を出力する。

論理積回路６５は、Ｄフリップフロップ６２の出力信号の反転信号およびＲＳフリップフロップ６３の出力信号を受け、それらの論理積を演算する。同期信号がＬレベル、かつ、切替セット指令がＨレベルのとき、論理積回路６５はＨレベルの信号を出力する。一方、同期信号がＨレベル、または、切替セット指令がＬレベルのとき、論理積回路６５はＬレベルの信号を出力する。論理積回路６５の出力信号は論理和回路６７の第２入力端子に入力されるとともに、オンディレイ回路６８を介して論理和回路６９の第２入力端子に入力される。オンディレイ回路６８は、Ｈレベルの信号が入力されてから所定時間経過後にＨレベルの信号を出力する。

論理和回路６７は、オンディレイ回路６６の出力信号および論理積回路６５の出力信号を受け、それらの論理和を演算する。オンディレイ回路６６の出力信号がＨレベル、または、論理積回路６５の出力信号がＨレベルのとき、論理和回路６７はＨレベルの信号を出力する。一方、オンディレイ回路６６の出力信号がＬレベル、かつ、論理積回路６５の出力信号がＬレベルのとき、論理和回路６７はＬレベルの信号を出力する。論理和回路６７の出力信号はゲートオフ指令として論理積回路４６の第１入力端子に入力される。

ゲートオフ指令は、同期信号がＨレベル、かつ、切替セット指令がＨレベルのとき、または、同期信号がＬレベル、かつ、切替セット指令がＨレベルのとき、Ｈレベルとなる。なお、同期信号がＨレベル、かつ、切替セット指令がＨレベルのときには、切替セット指令がＨレベルになってから所定時間経過後にゲートオフ指令がＨレベルとなる。

論理積回路４６は、ゲート信号およびゲートオフ指令の反転信号を受け、それらの論理積を演算する。論理積回路４６の出力信号はゲート信号としてゲート駆動回路３０に入力される。ゲートオフ指令がＬレベルのときには、論理積回路４６に入力されるゲート信号が論理積回路４６から出力されてゲート駆動回路３０に入力される。一方、ゲートオフ指令がＨレベルのときには、Ｌレベルのゲート信号がゲート駆動回路３０に入力される。すなわち、ゲートオフ指令がＨレベルになると、ゲート信号が強制的にＬレベルとされる。

論理和回路６９は、論理積回路６４の出力信号およびオンディレイ回路６８の出力信号を受け、それらの論理和を演算する。オンディレイ回路６８の出力信号がＨレベル、または、論理積回路６４の出力信号がＨレベルのとき、論理和回路６９はＨレベルの信号を出力する。一方、オンディレイ回路６８の出力信号がＬレベル、かつ、論理積回路６４の出力信号がＬレベルのとき、論理和回路６９はＬレベルの信号を出力する。論理和回路６９の出力信号は半導体スイッチオン指令として半導体スイッチ１５（図１）に入力される。

半導体スイッチオン指令は、同期信号がＨレベル、かつ、切替セット指令がＨレベルのとき、または、同期信号がＬレベル、かつ、切替セット指令がＨレベルのとき、Ｈレベルとなる。なお、同期信号がＬレベル、かつ、切替セット指令がＨレベルのとき、切替セット指令がＨレベルになってから所定時間経過後に半導体スイッチオン指令がＨレベルとなる。

以上をまとめると、同期信号がＨレベルの場合には、切替セット指令がＨレベルになると、半導体スイッチオン指令がＨレベルとなり、所定時間経過後にゲートオフ指令がＨレベルとなる。これによると、インバータ１０の出力電圧がバイパス交流電源２２の電圧と同期している場合、半導体スイッチオン指令がＨレベルになってから所定時間経過後にゲート信号がＬレベルとなる。

一方、同期信号がＬレベルの場合には、切替セット指令がＬレベルになると、ゲートオフ指令がＨレベルとなり、所定時間経過後に半導体スイッチオン指令がオンとなる。これによると、インバータ１０の出力電圧がバイパス交流電源２２の電圧と同期していない場合、ゲート信号がＬレベルになってから所定時間経過後に半導体スイッチオン指令がオンとなる。

論理積回路７０は、ＲＳフリップフロップ６３の出力信号の反転信号および出力スイッチオン指令を受け、それらの論理積を演算する。論理積回路７０の出力信号は出力スイッチオン指令として、出力スイッチ１４（図１）に入力される。

出力スイッチオン指令は、切替セット指令がＬレベル、かつ、出力スイッチオン指令がＨレベルのとき、Ｈレベルとなる。一方、切替セット指令がＨレベルになると、出力スイッチオン指令はＬレベルとなる。

次に、図９を用いて、本実施の形態に係る無停電電源装置１の動作について説明する。以下の説明では、図７に示すゲート駆動回路３０において、トランス３２の一次側巻線の一方端を「Ａ点」、直流正母線ＰＬ１と平滑コンデンサＣ１の一方端との接続点を「Ｂ点」、ゲートドライバ３０ＡのｎｐｎトランジスタＴｒ１の制御電極を「Ｃ点」、ＩＧＢＴＱｘのゲート電極を「Ｄ点」とする。図７に示す異常検出回路４２において、フィルタ５１の出力端子を「Ｅ点」、論理和回路５４の出力端子を「Ｆ点」とする。図８に示す切替指令生成回路４４において、同期信号を「Ｇ点」、論理和回路６９の出力端子を「Ｈ点」、論理和回路６７の出力端子を「Ｉ点」、論理積回路７０の出力端子を「Ｊ点」とする。

図９は、ゲート駆動回路３０の交流電源３１に異常が生じた場合の図７および図８のＡ点〜Ｊ点における電位の時間的変化を模式的に示す波形図である。

図９を参照して、Ａ点の電位は交流電源３１から供給される電源電位を示している。Ｂ点の電位は直流正母線ＰＬ１の電位を示している。Ｃ点の電位は制御装置１８から供給されるゲート信号の電位を示している。Ｄ点の電位はＩＧＢＴＱｘのゲート電極の電位を示している。Ｅ点の電位は電圧検出器（整流回路５０およびフィルタ５１）により検出される交流電源３１の電圧振幅を示している。Ｆ点の電位は異常検出信号の電位を示している。Ｇ点の電位は同期信号の電位を示している。Ｈ点の電位は半導体スイッチオン指令の電位を示している。Ｉ点の電位はゲートオフ指令の電位を示している。Ｊ点の電位は出力スイッチオン指令の電位を示している。図９の例では、ｎｐｎトランジスタＴｒ１およびｐｎｐトランジスタＴｒ２の制御電極に対して、制御装置１８からＨレベルのゲート信号が入力されているものとする。

交流電源３１が正常である場合、交流電源３１から供給される交流電圧は、トランス３２によって振幅が変換された後、整流器３３を経由することで全波整流されて直流正母線ＰＬ１へ出力される。したがって、直流正母線ＰＬ１の電位（Ｂ点）は、平滑コンデンサＣ１によって平滑されることで、電源電位（Ａ点）の振幅に比例した振幅を有する直流電圧に保持される。電圧検出器（整流回路５０およびフィルタ５１）の検出値（Ｅ点）は、電源電位（Ａ点）の振幅に比例した振幅を有する。

制御電極にＨレベルのゲート信号（Ｃ点）を受けてｎｐｎトランジスタＴｒ１がオンすることで、ＩＧＢＴＱｘのゲート電極の電位（Ｄ点）は、直流正母線ＰＬ１の電位に応じたＨレベルの電位に駆動される。ＩＧＢＴＱｘは、ゲート・ソース間電圧が閾値電圧よりも高くなるのに応じてオンする。インバータ１０の出力電圧とバイパス交流電源２２の電圧とが同期しているため、同期信号の電位（Ｇ点）はＨレベルを保っている。

ここで、時刻ｔ１において、交流電源３１において電源電圧が消失する異常が発生した場合を想定する。

交流電源３１から交流電圧の供給が途絶えると、平滑コンデンサＣ１に蓄積されたエネルギーが放出されるため、時刻ｔ１以降、直流正母線ＰＬ１の電位（Ｂ点）が徐々に低下する。これにより、ｎｐｎトランジスタＴｒ１のコレクタ・エミッタ間電圧も徐々に低下する。

時刻ｔ１以降、電圧検出器の検出値（Ｅ点）も徐々に低下する。異常検出回路４２は、検出値が第１の基準値ＶＬ以下になると（時刻ｔ２）、交流電源３１が異常であると判定し、切替指令生成回路４４（図８）に対してＨレベルの異常検出信号を出力する（Ｆ点）。

切替指令生成回路４４（図８）においては、異常検出回路４２からＨレベルの異常検出信号を受けることにより、Ｈレベルの切替セット指令が生成される。このＨレベルの切替セット指令を受けて、出力スイッチオン指令の電位（Ｊ点）はＨレベルからＬレベルに遷移する（時刻ｔ３）。

Ｈレベルの切替セット指令が生成されることで、さらに、半導体スイッチオン指令の電位（Ｈ点）がＬレベルからＨレベルに遷移する。また、ゲートオフ指令の電位（Ｉ点）がＬレベルからＨレベルに遷移する。ただし、ゲートオフ指令の電位（Ｉ点）は、半導体スイッチオン指令の電位（Ｈ点）がＨレベルとなる時刻ｔ３から、オンディレイ回路６６の遅延時間に相当する時間遅れた時刻ｔ４においてＨレベルに遷移する。

ゲートオフ指令の電位（Ｉ点）がＨレベルになったことにより（時刻ｔ４）、ゲート信号の電位（Ｃ点）はＨレベルからＬレベルに遷移する。ゲートドライバ３０ＡのｎｐｎトランジスタＴｒ１の制御電極にＬレベルのゲート信号が入力されることにより、ｎｐｎトランジスタＴｒ１がオフされる。これにより、ＩＧＢＴＱｘのゲート電位（Ｄ点）がＬレベルとなり、ＩＧＢＴＱｘはオフされる。

図９に示すように、ゲート駆動回路３０の電源異常が検出されると（時刻ｔ２）、出力スイッチオン指令がＬレベルになり、かつ、半導体スイッチオン指令がＨレベルになることにより、出力スイッチ１４がオフされ、半導体スイッチ１５がオンされる。これにより、無停電電源装置１はインバータ給電モードからバイパス給電モードへ移行する。ｎｐｎトランジスタＴｒ１の制御電極に印加されるゲート信号は、半導体スイッチ１５がオンされる時刻ｔ３より後の時刻ｔ４までＨレベルに保持されている。

したがって、交流電源３１の電源電圧が消失した時刻ｔ１以降において、ゲート信号がＨレベルに保持される期間、ｎｐｎトランジスタＴｒ１のコレクタ・エミッタ間電圧を保持することができれば、半導体スイッチ１５がオンされる時刻ｔ３まで、ｎｐｎトランジスタＴｒ１をオン状態に保つことができる。

本実施の形態では、ゲート駆動回路３０の電源回路３０Ｂにおいて、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の各々に、容量の大きいコンデンサが用いられる。平滑コンデンサＣ１，Ｃ２の容量は、交流電源３１の電源電圧が消失してからゲート信号がＨレベルに保持される期間（図９の時刻ｔ１〜ｔ４の期間）、ｎｐｎトランジスタＴｒ１のコレクタ・エミッタ間電圧を補償するためのエネルギーを蓄えることができる容量に設定されている。平滑コンデンサＣ１，Ｃ２は、例えば電解コンデンサである。ただし、ｎｐｎトランジスタＴｒ１のコレクタ・エミッタ間電圧を補償するためのエネルギーを蓄えることができれば、平滑コンデンサＣ１，Ｃ２はフィルムコンデンサであってもよい。

これによると、交流電源３１が消失しても、Ｈレベルのゲート信号に応じてＩＧＢＴＱｘのゲート電位（Ｄ点）がＨレベルに維持されるため、電源異常が発生した時刻ｔ１から半導体スイッチ１５がオンされる時刻ｔ３までの期間において、ＩＧＢＴＱｘが誤動作することを防止することができる。したがって、ＩＧＢＴＱｘの誤動作を発生させることなく、無停電電源装置１をバイパス給電モードへ移行させることができる。

なお、インバータ１０の出力電圧とバイパス交流電源２２の電圧とが同期していない場合には、同期信号の電位（Ｇ点）がＬレベルとなるため、切替指令生成回路４４では、Ｈレベルの異常検出信号を受けてＨレベルの切替セット指令が生成されると、ゲートオフ指令の電位（Ｉ点）がＨレベルに遷移した後、オンディレイ回路６８の遅延時間に相当する時間遅れて、半導体スイッチオン指令の電位（Ｈ点）がＨレベルに遷移することになる。

これは、インバータ１０の出力電圧とバイパス交流電源２２の電圧とが非同期である場合、例えばインバータ１０の出力電圧とバイパス交流電源２２の電圧とで位相が１８０°ずれている状態で出力スイッチ１４がオフされ、半導体スイッチ１５がオンされると、負荷２４に過電圧が印加されて負荷２４が故障してしまう可能性があるためである。そこで、図９に示すように、オンディレイ回路６８で設定された遅延時間の経過後に半導体スイッチ１５をオンすることで、瞬断が生じるものの、負荷２４に過電圧が印加されることを抑制している。このような場合であっても、電源異常が発生した時刻から出力スイッチ１４がオフされる時刻までの期間において、ＩＧＢＴＱｘのゲート電位をＨレベルに保つことができるため、半導体スイッチ１５がオンされる時刻までにＩＧＢＴＱｘの誤動作を防止することができる。

以上説明したように、本実施の形態に従う無停電電源装置によれば、インバータ給電モード時において、ゲート駆動回路３０の電源異常が検出されてから半導体スイッチ１５がオンされるまでの期間、スイッチング素子のゲート電位を保持することができる。これにより、スイッチング素子の誤動作を発生させることなく、無停電電源装置をバイパス給電モードへ移行させることができる。

［変更例］
次に、図１０および図１１を用いて、本実施の形態に従う無停電電源装置１の変更例について説明する。

図１０は、図６に示した異常検出回路４２の第１の変更例を示すブロック図である。
図１０を参照して、第１の変更例に従う異常検出回路４２は、図７に示した異常検出回路４２と比較して、比較器５２，５３および論理和回路５４に代えて、シャント抵抗Ｒ２および比較器５６を有する点が異なる。

シャント抵抗Ｒ２は、電源回路３０Ｂにおいて交流電源３１およびトランス３２の一次巻線の間に電気的に接続される。シャント抵抗Ｒ２は、交流電源３１およびトランス３２の一次巻線の間を流れる電流に応じた電圧を発生させる。シャント抵抗Ｒ２に高電流が流れると、シャント抵抗Ｒ２の端子間の電圧が大きくなる。シャント抵抗Ｒ２の端子間に発生した電圧は整流回路５０に入力される。

整流回路５０は、シャント抵抗Ｒ２の電圧を全波整流してフィルタ５１へ出力する。フィルタ５１は、整流回路５０によって整流された電圧の高周波成分を除去する。フィルタ５１の出力電圧は、シャント抵抗Ｒ２の電圧の振幅相当の直流電圧に保持される。シャント抵抗Ｒ２、整流回路５０およびフィルタ５１は、交流電源３１から供給される電流を検出するための「電流検出器」を構成する。

比較器５６は、フィルタ５１の出力電圧と基準値Ｖｔｈとを比較して、比較結果を示す信号を出力する。基準値Ｖｔｈは、交流電源３１の供給電流が過電流であるときにシャント抵抗Ｒ２に生じる電圧の振幅値に設定されている。フィルタ５１の出力電圧が基準値Ｖｔｈよりも大きい場合、比較器５６の出力信号はＨレベルとなる。一方、フィルタ５１の出力電圧が基準値Ｖｔｈ以下の場合、比較器５６の出力信号はＬレベルとなる。比較器５６の出力信号は異常検出信号として切替指令生成回路４４（図８）に与えられる。

このようにして交流電源３１の供給電流が過電流であるときには、異常検出回路４２は、ゲート駆動回路３０の交流電源３１が異常であると判定し、切替指令生成回路４４に対してＨレベルの異常検出信号を出力する。切替指令生成回路４４は、図８で説明したように、Ｈレベルの異常検出信号を受けると、Ｈレベルのゲートオフ指令およびＨレベルの半導体スイッチオン指令を生成するとともに、Ｌレベルの出力スイッチオン指令を生成する。

一方、交流電源３１の供給電流が正常であるときには、異常検出回路４２は、ゲート駆動回路３０の交流電源３１が正常であると判定し、切替指令生成回路４４に対してＬレベルの異常検出信号を出力する。

論理和回路５５は、比較器５６が出力する異常検出信号および制御指令生成回路４０（図６）が出力する電源停止指令を受けて、それらの論理和を演算する。論理和回路５５の演算結果は電源停止指令として、ゲート駆動回路３０へ出力される。これによると、制御指令生成回路４０によりＨレベルの電源停止指令が生成されたとき、または、異常検出回路４２によりＨレベルの異常検出信号が生成されたとき（交流電源３１の異常が検出されたときに相当）、ゲート駆動回路３０にはＨレベルの電源停止指令が与えられることになる。ゲート駆動回路３０は、Ｈレベルの電源停止指令を受けると、電源回路３０Ｂからゲートドライバ３０Ａへの給電を停止する。

図１１は、図６に示した異常検出回路４２の第２の変更例を示すブロック図である。
図１１を参照して、第２の変更例に従う異常検出回路４２は、複数のゲート駆動回路３０の間で共有されている。第２の変更例に従う異常検出回路４２の構成は、図６に示した異常検出回路４２と同じである。

本変更例では、複数のゲート駆動回路３０の間で交流電源３１が共有されている。そのため、この交流電源３１の異常を検出する異常検出回路４２も複数のゲート駆動回路３０の間で共有することができる。これによると、無停電電源装置１に含まれる複数のＩＧＢＴに対して、交流電源３１および異常検出回路４２を各々１台ずつ設ければ足りることから、無停電電源装置１の小型化および低コスト化に貢献することができる。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１ 無停電電源装置、２，８，１４ 電磁接触器、３，１１ 電流検出器、４，９，１３ コンデンサ、５，１２ リアクトル、６ コンバータ、７ 双方向チョッパ、１０ インバータ、１５ 半導体スイッチ、１７ 操作部、１８ 制御装置、１９ 制御電源、２１ 商用交流電源、２２ バイパス交流電源、２３ 電力貯蔵装置、２４ 負荷、３０，１００ ゲート駆動回路、３０Ａ，１００Ａ ゲートドライバ、３０Ｂ，１００Ｂ 電源回路、３１ 交流電源、３２ トランス、３３ 整流器、４０ 制御指令生成回路、４２ 異常検出回路、４４ 切替指令生成回路、４６，６４，６５，７０ 論理積回路、５０ 整流回路、５２１ フィルタ、５２，５３，５６ 比較器、５４，５５，６０，６７，６９ 論理和回路、６２ Ｄフリップフロップ、６３ ＲＳフリップフロップ、６６，６８ オンディレイ回路、Ｔｒ１ ｎｐｎトランジスタ、Ｔｎ２ ｐｎｐトランジスタ、Ｒ１ ゲート抵抗、Ｒ２ シャント抵抗、Ｑ１〜Ｑ６，Ｑ１１〜Ｑ１６，Ｑｘ ＩＧＢＴ（スイッチング素子）、Ｄ１〜Ｄ６，Ｄ１１〜Ｄ１６，Ｄｘ ダイオード、Ｃ１，Ｃ２，Ｃ１０，Ｃ２０ 平滑コンデンサ、ＰＬ１ 直流正母線、ＣＬ１ 直流中性点母線、ＮＬ１ 直流負母線、Ｌ１，Ｌ２ 直流ライン。

Claims (7)

1. 商用交流電源に接続される第１の端子と、
   バイパス交流電源に接続される第２の端子と、
   負荷に接続される第３の端子と、
   複数のスイッチング素子を含み、前記商用交流電源から前記第１の端子を介して供給される交流電力を直流電力に変換するコンバータと、
   複数のスイッチング素子を含み、前記コンバータによって生成された直流電力または電力貯蔵装置の直流電力を交流電力に変換するインバータと、
   一方端子に前記インバータの出力電圧を受け、他方端子が前記第３の端子に接続される第１のスイッチと、
   前記第２の端子および前記第３の端子間に接続された第２のスイッチと、
   前記コンバータおよび前記インバータに含まれる前記複数のスイッチング素子のオンオフを制御する制御装置と、
   前記複数のスイッチング素子のゲートをそれぞれ駆動する複数のゲート駆動回路とを備え、
   前記複数のゲート駆動回路の各々は、
   前記制御装置からスイッチング素子のゲート電極に入力されるゲート信号に従って、前記スイッチング素子のゲート電位をＨレベルまたはＬレベルに相当する電位に駆動するゲートドライバと、
   前記ゲートドライバに電力を供給する電源回路とを含み、
   前記制御装置は、各前記複数のゲート駆動回路の前記電源回路の異常を検出するように構成された異常検出回路を含み、前記第１のスイッチがオンかつ前記第２のスイッチがオフの場合において、前記異常検出回路により前記電源回路の異常が検出されたときには、前記第２のスイッチをオンし、前記第１のスイッチをオフするように構成され、
   前記ゲート駆動回路は、前記電源回路の異常が検出されてから前記第２のスイッチがオンされるまでの期間、前記スイッチング素子のゲート電位を保持するように構成される、無停電電源装置。
2. 前記制御装置は、前記電源回路の異常が検出されたときには、前記第２のスイッチをオンするための制御指令を生成した後、前記スイッチング素子をオフするための前記ゲート信号を各前記複数のゲート駆動回路に出力する、請求項１に記載の無停電電源装置。
3. 前記制御装置は、前記インバータの出力電圧が前記バイパス交流電源に同期している場合において、前記電源回路の異常が検出されたときには、前記第２のスイッチをオンするための制御指令を生成した後、前記スイッチング素子をオフするための制御指令を生成する、請求項２に記載の無停電電源装置。
4. 前記制御装置は、前記インバータの出力電圧が前記バイパス交流電源に同期していない場合において、前記電源回路の異常が検出されたときには、前記スイッチング素子をオフするための制御指令を生成した後、前記第２のスイッチをオンするための制御指令を生成する、請求項３に記載の無停電電源装置。
5. 前記電源回路は、
   交流電源と、
   前記交流電源から供給される交流電力を整流する整流器と、
   前記整流器によって整流された電圧を平滑して前記ゲートドライバに供給する平滑コンデンサとを含み、
   前記平滑コンデンサは、前記電源回路の異常が発生してから前記スイッチング素子をオフするための前記ゲート信号が出力されるまでの期間、前記ゲートドライバの電源電圧を補償するためのエネルギーを蓄えることができる容量を有する、請求項１から４のいずれか１項に記載の無停電電源装置。
6. 前記平滑コンデンサは電解コンデンサである、請求項５に記載の無停電電源装置。
7. 前記交流電源は前記複数の駆動回路の間で共有されており、
   前記異常検出回路は、前記交流電源の供給電圧または供給電流の検出値に基づいて前記電源回路の異常を検出する、請求項５に記載の無停電電源装置。

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