JP5955425B1 - ゲート駆動回路およびインバータ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】共振回路を介して充電される平滑コンデンサを用いて、スイッチング素子をゲート駆動電圧基準点に対して負電圧でオフするゲート駆動回路およびインバータ装置を提供すること。【解決手段】ゲートトライバ電源Ｂ１とゲートドライバを利用してゲート駆動回路への電圧印加と短絡の切り換えを行う。ゲート駆動回路に電源Ｂ１から電圧が印加されると、電流が２つの経路間を振動しながら流れ、一方の経路中に位置する平滑コンデンサＣ２が充電される。ゲートドライバＵ１が切り替わってゲート駆動回路が短絡されると、電流が別の２つの経路間を振動しながら流れ、一方の経路中に位置する平滑コンデンサＣ２が充電される。スイッチング素子Ｑ１がオフ時には、スイッチング素子Ｑ１のゲートとエミッタとが平滑コンデンサＣ２を介して接続されるため、スイッチング素子Ｑ１は負電圧でオフ駆動される。【選択図】図１

Description

本発明は、スイッチング素子のゲートを電圧で駆動するゲート駆動回路およびインバータ装置に関する。

インバータやスイッチング電源回路などのスイッチング素子にはＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴといったゲートを電圧で駆動する素子が幅広く使用されている。これらのスイッチング素子Ｑには、図９に示す等価回路のように、ゲート−ドレイン間、もしくはゲート−コレクタ間にミラー容量Ｃｒが存在している。

このためスイッチング素子Ｑがオフ状態でソース−ドレインまたはエミッタ−コレクタ間電圧が急上昇したような場合、ミラー容量Ｃｒの影響でゲート電圧が上昇方向に引きずられて誤点弧してしまう可能性がある。

スイッチング素子の誤点弧は、図１０のようにブリッジ回路を構成する単相電圧型インバータなどの場合、スイッチング素子の誤点弧、たとえばスイッチング素子Ｑ１がオン時にスイッチング素子Ｑ２が誤点弧すると、スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のアームによってＢ１を短絡する所謂アーム短絡となるため、素子が致命的なダメージを負いやすく、機器の信頼性を著しく低下させてしまうという問題を引き起こす。

これを防ぐため、スイッチング素子がオフ時にはゲートを基準点（スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４各々のエミッタ）に対して負電圧で駆動することが１つの解決方法である。

実開平２−４９３８８号公報 特許第５３１８６９２号明細書 特許第３５８１８０９号明細書 特許第３０２５７１５号明細書

しかしながら図１０のように、アーム下側のスイッチング素子Ｑ２、Ｑ４をゲート駆動の基準とした場合、アーム上側のスイッチング素子Ｑ１、Ｑ３のゲートドライバはスイッチング電圧振幅でスイングされる。このため、両アームの下側のゲートドライバＵ２、Ｕ４には共通のＢ６・Ｂ７電源が、一方のアームの上側のゲートドライバＵ１にはＢ２・Ｂ３電源が、他方のアームの上側のゲートドライバＵ３にはＢ４・Ｂ５電源がそれぞれ独立して必要とするという課題があった。これが三相インバータともなれば更にもう一組の正負電源が必要になる。また、各電源には所定電圧を発生させるために一定量の電力損失があるため、独立した電源の個数が増えるほど消費電力が増えるため、低消費電力化に対しても不利であった。

負電圧の生成には、図１０のように複数の電源を用いるものの他に、コンデンサとスイッチ素子によるチャージポンプを用いた手法がある。しかし、エネルギー伝達の際に流れるピーク電流の大きさは配線抵抗やコンデンサのＥＳＲ、スイッチの内部抵抗といった抵抗成分の大きさに反比例する。このためコンデンサから別のコンデンサにスイッチ素子を通じてエネルギー伝達する場合、半分はジュール熱として失われてしまう。このためＰＷＭのデューティサイクルを幅広く変化させる必要があるインバータやスイッチング電源において、チャージポンプ方式では低消費電力で精度良く負電圧を生成することは難しかった。

また、スイッチングによる不要振動抑制や不要雑音発生防止のため、従来は多くの場合スイッチング素子のゲートとゲート駆動回路との間に抵抗を挿入して対処していた（特許文献２参照）。しかし、ゲートに抵抗が挿入されるとゲート電圧はミラー容量Ｃｒの影響を受けやすくなり、スイッチング素子は誤点弧し易くなるという課題があった。

上記の理由により、従来の負電圧駆動による誤点弧防止対策を施したインバータのゲートドライバ回路は非常に複雑なものとなってしまい、コストダウン、小型化が難しいという課題があった。

本発明は、このような課題に鑑みてなされたもので、その目的とするところは、共振回路を介して充電される平滑コンデンサを用いて、スイッチング素子をゲート駆動電圧基準点に対して負電圧でオフするゲート駆動回路およびインバータ装置を提供することにある。

本発明のゲート駆動回路をブートストラップ回路と組み合わせる事で、単相・三相を問わず１つのゲート駆動用電源とインバータの直流電源のみで全てのスイッチング素子の正負電圧ゲート駆動を可能にするインバータ装置を実現できる。

上記の課題を解決するために、本発明は、請求項１に記載のように、ゲート駆動回路であって、ゲートドライバ電源の一方とスイッチング素子のゲート駆動電圧基準点との間に接続される、前記ゲートドライバ電源から前記ゲート駆動電圧基準点を順方向とする直列接続した２つのダイオードと、前記スイッチング素子のゲート容量に対して十分に大きな容量の平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサの電圧を所定電圧に維持する定電圧素子と、前記２つのダイオードの中点に一方を接続したＬＣ直列共振回路と、を備え、前記２つのダイオード、前記平滑コンデンサおよび前記定電圧素子は、前記ゲートドライバ電源と前記ゲート駆動電圧基準点との間に並列接続され、前記ＬＣ直列共振回路のもう一方を前記スイッチング素子のゲートまたはコレクタもしくはドレインに接続したことを特徴とする。

請求項２に記載の発明は、スイッチング素子を直列接続した複数のスイッチング回路を備えたインバータ装置であって、前記各スイッチング回路のアーム下側のスイッチング素子のゲートドライバを駆動する請求項１に記載のゲート駆動回路であって、前記ＬＣ直列共振回路のもう一方を前記スイッチング素子のゲートとする、第１のゲート駆動回路と、前記各スイッチング回路のアーム上側のスイッチング素子のゲートドライバを駆動する請求項１に記載のゲート駆動回路であって、前記ＬＣ直列共振回路のもう一方を前記スイッチング素子のコレクタ又はドレインとする、第２のゲート駆動回路と、前記各スイッチング回路のアーム上側のゲートドライバ電源を前記各スイッチング回路のアーム下側のゲートドライバ電源にブートストラップ接続したことを特徴とする。

本発明のゲート駆動回路の応用によって以下の効果を奏する。

１．スイッチング素子のミラー容量による誤点弧防止
本発明は、定電圧素子の値を変更することにより、スイッチング素子がオフのときゲート電圧をゲート駆動電圧基準点に対して容易に任意の負電位とする事ができるため、スイッチング素子の誤点弧防止に大いに効果を発揮する。

２．インバータ装置などの小型化、低消費電力化
本発明は、正負電圧のゲート駆動回路を容易かつ省スペースで実現でき、またゲート駆動回路毎に負電圧ゲート駆動のための独立した電源部が不要であるため、インバータ装置などの小型化、低消費電力化、更には低コスト化を可能にする。

３．高デューティＰＷＭパルスでも精度良く負電圧を生成
本発明、エネルギー伝達経路にＬＣ直列共振回路があるため、印加電圧変化量をΔＶとすると、ゲート駆動回路を流れる最大電流ｉｐｋは、

に抑えることができ、配線抵抗などによるジュール熱損を大幅に低減し、高い効率で負電圧を生成できる。そのため、高デューティ比のＰＷＭパルスでも容易に精度の高い負電圧が生成可能となる。

４．ＳｉＣやＧａＮなどのスイッチング素子駆動
スイッチング電源やインバータ装置の小型化、高効率化のため、近年ＳｉＣやＧａＮといったデバイスが注目されている。これらのデバイスは、ＳｉのＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴに対してオン時は高い精度で正のゲート駆動電圧が必要で、またゲート閾値電圧が低いためオフ時は負電圧の駆動が望ましい。本発明は、これらのデバイスに好適なゲート駆動回路を構築可能となり、小型化や高効率化に更なる効果を発揮できる。

（ａ）はゲート駆動電圧基準点に対する電圧変化点をゲートドライバの出力とした場合の本発明の一実施形態に係るゲート駆動回路の構成例を示す図であり、（ｂ）はゲート駆動電圧基準点に対する電圧変化点をスイッチング素子のコレクタ（ドレイン）とした場合の本発明の一実施形態に係るゲート駆動回路の構成例を示す図である。 本発明のゲート駆動回路とブートストラップを組み合わせたインバータ装置の実施例を示す図である。 本発明の一実施形態に係るゲート駆動回路に関してゲートドライバの出力がＬｏｗからＨｉｇｈに遷移したときの電流経路を示す図である。 本発明の一実施形態に係るゲート駆動回路に関してゲートドライバの出力がＨｉｇｈからＬｏｗに遷移したときの電流経路を示す図である。 本発明の一実施形態に係るゲート駆動回路においてゲートドライバ出力、ゲートドライバ出力が変化したときのコンデンサＣ１、平滑コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２の変化、およびコンデンサＣ１を流れる電流Ｉｃ１の変化を示す図である。 本発明の一実施形態に係るゲート駆動回路に関してスイッチング素子Ｑ５がオフ、スイッチング素子Ｑ６がオンしたときの電流経路を示す図である。 本発明の一実施形態に係るゲート駆動回路に関してスイッチング素子Ｑ５がオン、スイッチング素子Ｑ６がオフしたときの電流経路を示す図である。 本発明の一実施形態に係るゲート駆動回路においてスイッチング素子Ｑ１のコレクタ−エミッタ電圧、スイッチング素子Ｑ１のコレクタ−エミッタ電圧が変化したときのコンデンサＣ１４、平滑コンデンサＣ１５の電圧Ｖｃ１４、Ｖｃ１５の変化、およびコンデンサＣ１４を流れる電流Ｉｃ１４の変化を示す図である。 スイッチング素子のミラー容量の等価回路を示す図である。 従来のインバータ装置の構成を示す図である。

以下、本発明の実施の形態について、詳細に説明する。

図１に、本発明の一実施形態に係るゲート駆動回路の構成例を示す。図１（ａ）は、ゲート駆動電圧基準点に対する電圧変化点をゲートドライバの出力とした場合の構成例で、インバータなどのアーム下側のゲート駆動回路に適した構成である。図１（ｂ）は、ゲート駆動電圧基準点に対する電圧変化点をスイッチング素子のコレクタ（ドレイン）とした場合の構成例で、アーム上側のゲート駆動回路に適した構成である。

図１（ａ）の構成では、コンデンサＣ１とリアクトルＬ１とを直列接続した共振回路を、直接接続されたダイオードＤ１、Ｄ２の中点に接続する。ダイオードＤ２のカソードには、平滑コンデンサＣ２、定電圧素子ＺＤ１が並列接続されている。コンデンサＣ２は、スイッチング素子Ｑ１オフ時にゲート電荷を完全に抜くことができるよう、スイッチング素子Ｑ１のゲート容量に対して十分大きな容量を有している。

共振回路を構成するコンデンサＣ１はゲートドライバＵ１の出力端子およびスイッチング素子Ｑ１のゲートに接続され、平滑コンデンサＣ２はスイッチング素子Ｑ１のエミッタ又はソースに接続される。ゲートドライバＵ１のＶＢ端子は、電源Ｂ１の正極側に接続され、ゲートドライバＵ１のＶＣ端子は、電源Ｂ１の負極側、ダイオードＤ１、定電圧素子ＺＤ１および平滑コンデンサＣ２に接続される。

図１（ａ）の構成では、後述するように、ゲートドライバ電源Ｂ１とゲートドライバを利用してゲート駆動回路への電圧印加と短絡の切り換えを行う。ゲート駆動回路に電源Ｂ１から電圧が印加されると、電流が２つの経路間を振動しながら流れ、一方の経路中に位置する平滑コンデンサＣ２が充電される。ゲートドライバＵ１が切り替わってゲート駆動回路が短絡されると、電流が別の２つの経路間を振動しながら流れ、一方の経路中に位置する平滑コンデンサＣ２が充電される。スイッチング素子Ｑ１がオフ時には、スイッチング素子Ｑ１のゲートとエミッタとが平滑コンデンサＣ２を介して接続されるため、スイッチング素子Ｑ１は負電圧でオフ駆動される。

図１（ｂ）の構成は、図１（ａ）のコンデンサＣ１が、スイッチング素子Ｑ１のコレクタ又はドレインに接続されている点が図１（ａ）の構成と異なり、直流電源Ｂ２とスイッチング素子Ｑ１を利用してゲート駆動回路への電圧印加と短絡の切り換えを行う。ゲート駆動回路に電源Ｂ２から電圧が印加されると、電流が２つの経路間を振動しながら流れ、一方の経路中に位置する平滑コンデンサＣ２が充電される。スイッチング素子Ｑ１が切り替わってゲート駆動回路が短絡されると、電流が別の２つの経路間を振動しながら流れ、一方の経路中に位置する平滑コンデンサＣ２が充電される。スイッチング素子Ｑ１がオフ時には、スイッチング素子Ｑ１のゲートとエミッタとが平滑コンデンサＣ２を介して接続されるため、スイッチング素子Ｑ１は負電圧でオフ駆動される。

図２に、本発明のゲート駆動回路とブートストラップを組み合わせたインバータ装置の実施例を示す。アーム下側のゲートドライバＵ２とスイッチング素子Ｑ２との間に図１（ａ）の構成のゲート駆動回路ＧＤ３を設け、アーム上側のゲートドライバＵ１、Ｕ３とスイッチング素子Ｑ１、Ｑ３との間に図１（ｂ）の構成のゲート駆動回路ＧＤ１、ＧＤ２を設けている。尚、スイッチング素子Ｑ４を負電圧駆動するための平滑コンデンサＣ１２は、ＧＤ３の定電圧素子と並列接続されているため、ＧＤ３の平滑コンデンサと同様に充電される。

ゲートドライバＵ１〜Ｕ４のゲートドライバ電源は、電源Ｂ１と電源Ｂ１によって充電されるコンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ７、Ｃ８からなり、アーム上側のコンデンサＣ１、Ｃ７はダイオードＤ１、Ｄ８を介して電源Ｂ１と接続され、ブートストラップを構成している。

＜動作の説明＞
ここで、図１（ａ）のゲート駆動回路を例に動作の説明をする。

図３に、本発明の一実施形態に係るゲート駆動回路に関してゲートドライバの出力がＬｏｗからＨｉｇｈに遷移したときの電流経路を示す。また、図４に、本発明の一実施形態に係るゲート駆動回路に関してゲートドライバの出力がＨｉｇｈからＬｏｗに遷移したときの電流経路を示す。

さらに、図５に、本発明の一実施形態に係るゲート駆動回路においてゲートドライバ出力、ゲートドライバ出力が変化したときのコンデンサＣ１、平滑コンデンサＣ２の電圧Ｖｃ１、Ｖｃ２の変化、およびコンデンサＣ１を流れる電流Ｉｃ１の変化を示す。

ゲートドライバの出力がＬｏｗからＨｉｇｈに遷移すると、図３に示す（１）の経路で電流が流れ始め、周期が

である正弦波を描きながら電流は上昇し始める。電流Ｉｃ１は、電源Ｂ１の電圧をＶｂ１、ダイオードＤ２の電圧降下をＶｄ２とすると、最大値

に達すると減少に転ずる。尚、最大電流点で電圧Ｖｃ１は（Ｖｂ１−Ｖｄ２−Ｖｃ２）と等しくなるが、電流が減じ始めても電流方向は変わらないため、電圧Ｖｃ１は上昇を続け、最大で電源Ｂ１の電圧Ｖｂ１の２倍近くまで達する。

（１）の経路を流れる電流Ｉｃ１が最大値から減少を始めてゼロまで達すると、電圧Ｖｃ１は電圧Ｖｂ１より高い点にあるため、電源Ｂ１およびコンデンサＣ１を流れる電流の向きが反転して電流経路が（１）から（２）に切り替わり、電流Ｉｃ１は（２）の経路で正弦波を描きながら流れ始める。

以後このサイクルが繰り返されるが、ダイオードＤ１、Ｄ２の電圧降下、平滑コンデンサＣ２の電圧分が電圧Ｖｂ１から減じられるので、電圧Ｖｃ１は減衰振動しながら（Ｖｂ１−Ｖｄ２−Ｖｃ２）の値に収束する。

ゲートドライバＵ１の出力がＬｏｗからＨｉｇｈに遷移すると、図４に示す（３）の経路と（４）の経路とを電流が交互に流れ、電圧Ｖｃ１は減衰振動しながらゼロに収束する。

（１）および（３）の経路の間は、平滑コンデンサＣ２には常にひとつの方向の電流が流れるので徐々に電圧Ｖｃ２は上昇して行き、電圧Ｖｃ２が定電圧素子ＺＤ１の制御電圧に達すると、平滑コンデンサＣ２を流れていた電流は定電圧素子ＺＤ１に流れ、最終的に電圧Ｖｃ２は一定電圧に維持される。

次に、図１（ｂ）のゲート駆動回路を例に動作の説明をする。

図６に、本発明の一実施形態に係るゲート駆動回路に関してスイッチング素子Ｑ５がオフ、スイッチング素子Ｑ６がオンしたときの電流経路を示す。また、図７に、本発明の一実施形態に係るゲート駆動回路に関してスイッチング素子Ｑ５がオン、スイッチング素子Ｑ６がオフしたときの電流経路を示す。

さらに、図８に、本発明の一実施形態に係るゲート駆動回路においてスイッチング素子Ｑ１のコレクタ−エミッタ電圧、スイッチング素子Ｑ１のコレクタ−エミッタ電圧が変化したときのコンデンサＣ１４、平滑コンデンサＣ１５の電圧Ｖｃ１４、Ｖｃ１５の変化、およびコンデンサＣ１４を流れる電流Ｉｃ１４の変化を示す。

この例ではコンデンサＣ１４とリアクトルＬ４とを直列接続した共振回路および平滑コンデンサＣ１５に電流を流すための電源はＢ２となること、平滑コンデンサＣ１５はコンデンサＣ１４が放電するときに充電されること、スイッチング素子Ｑ５、Ｑ６を利用してゲート駆動回路への電圧印加と短絡の切り換えを行うことを除き、図１（ａ）に示したゲート駆動回路の説明と同様に動作する。

スイッチング素子Ｑ１がオンからオフに、スイッチング素子Ｑ２がオフからオンに遷移すると、図６に示す（１）の経路で電流が流れ始め、周期が

である正弦波を描きながら電流は上昇し始める。電流Ｉｃ１４は、電源Ｂ２の電圧をＶｂ２、ダイオードＤ４の電圧降下をＶｄ４とすると、最大値

に達すると減少に転ずる。

（１）の経路を流れる電流Ｉｃ１４が最大値から減少を始めてゼロまで達すると、電圧Ｖｃ１４は電圧Ｖｂ２より高い点にあるため、電源Ｂ２およびコンデンサＣ１４を流れる電流の向きが反転して電流経路が（１）から（２）に切り替わり、電流Ｉｃ１４は（２）の経路で正弦波を描きながら流れ始める。

以後このサイクルが繰り返され、電圧Ｖｃ１４は減衰振動しながら（Ｖｂ２−Ｖｄ４−Ｖｃ１５）の値に収束する。

スイッチング素子Ｑ１がオフからオンに、スイッチング素子Ｑ２がオンからオフに遷移すると、図７に示す（３）の経路と（４）の経路とを電流が交互に流れ、電圧Ｖｃ１４は減衰振動しながらゼロに収束する。

（１）および（３）の経路の間は、平滑コンデンサＣ１５には常にひとつの方向の電流が流れるので徐々に電圧Ｖｃ１５は上昇して行き、電圧Ｖｃ１５が定電圧素子ＺＤ１の制御電圧に達すると、平滑コンデンサＣ１５を流れていた電流は定電圧素子ＺＤ１に流れ、最終的に電圧Ｖｃ１５は一定電圧に維持される。

このようにして本発明は、ゲートドライバ駆動用電源の数を減らし、かつ、ゲート駆動回路を流れる最大電流を抑制しながらスイッチング素子を負電圧駆動するための平滑コンデンサを充電することを可能にしている。

Ｕ ゲートドライバ
Ｑ スイッチング素子
Ｖ 直流電源
Ｃ コンデンサ
Ｌ リアクトル
Ｄ ダイオード
ＺＤ 定電圧素子
Ｒ 抵抗
ＧＤ ゲート駆動回路

Claims (2)

1. ゲートドライバ電源の一方とスイッチング素子のゲート駆動電圧基準点との間に接続される、前記ゲートドライバ電源から前記ゲート駆動電圧基準点を順方向とする直列接続した２つのダイオードと、
   前記スイッチング素子のゲート容量に対して十分に大きな容量の平滑コンデンサと、
   前記平滑コンデンサの電圧を所定電圧に維持する定電圧素子と、
   前記２つのダイオードの中点に一方を接続したＬＣ直列共振回路と、
   を備え、前記２つのダイオード、前記平滑コンデンサおよび前記定電圧素子は、前記ゲートドライバ電源と前記ゲート駆動電圧基準点との間に並列接続され、前記ＬＣ直列共振回路のもう一方を前記スイッチング素子のゲートまたはコレクタもしくはドレインに接続したことを特徴とするゲート駆動回路。
2. スイッチング素子を直列接続した複数のスイッチング回路を備えたインバータ装置であって、
   前記各スイッチング回路のアーム下側のスイッチング素子のゲートドライバを駆動する請求項１に記載のゲート駆動回路であって、前記ＬＣ直列共振回路のもう一方を前記スイッチング素子のゲートとする、第１のゲート駆動回路と、
   前記各スイッチング回路のアーム上側のスイッチング素子のゲートドライバを駆動する請求項１に記載のゲート駆動回路であって、前記ＬＣ直列共振回路のもう一方を前記スイッチング素子のコレクタ又はドレインとする、第２のゲート駆動回路と、
   前記各スイッチング回路のアーム上側のゲートドライバ電源を前記各スイッチング回路のアーム下側のゲートドライバ電源にブートストラップ接続したことを特徴とするインバータ装置。