JPWO2018199042A1 - 電力変換システム - Google Patents

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Abstract

本開示の課題は、直流電源の起動時におけるコンデンサへの突入電流を低減することができる電力変換システムを提供することである。電力変換システム（１）は、第１コンデンサ（Ｃ１０）と、絶縁型のコンバータ回路（２）と、制御回路（６）とを備える。第１コンデンサ（Ｃ１０）は、突入電流防止回路（７）を介して直流電源（８）に接続される。突入電流防止回路（７）は、少なくとも高インピーダンス状態と低インピーダンス状態とに切り替え可能である。コンバータ回路（２）は、トランス（２３）を含み、トランス（２３）の一次巻線（２３１）に第１コンデンサ（Ｃ１０）が接続される。制御回路（６）は、突入電流防止回路（７）及びコンバータ回路（２）を制御し、コンバータ回路（２）の動作を開始させた後、突入電流防止回路（７）を高インピーダンス状態から低インピーダンス状態に切り替える。

Description

本開示は、一般に電力変換システムに関し、より詳細には、単方向又は双方向に電力を伝達する電力変換システムに関する。
特許文献１には、バッテリと電気二重層コンデンサとの間に接続される絶縁型の双方向昇降圧チョッパ回路が記載されている。特許文献１に記載の双方向昇降圧チョッパ回路は、センタータップ付きのトランスを備えている。トランスの１次側巻線のセンタータップは、リアクトルを介してバッテリのプラス側に接続され、１次側巻線の両端部は、それぞれ昇圧用チョッパ素子を介してバッテリのマイナス側に接続されている。また、トランスの２次側巻線のセンタータップは、電気二重層コンデンサの一端側に接続され、２次側巻線の両端部は、それぞれ降圧用チョッパ素子を介して電気二重層コンデンサの他端側に接続されている。さらに、双方向昇降圧チョッパ回路の入力端間には、平滑用コンデンサが接続されている。
ところで、特許文献１に記載のような双方向昇降圧チョッパ回路（コンバータ回路）では、直流電源（バッテリ）の起動時における（平滑）コンデンサへの突入電流を低減することが望まれている。
特開平７−２３５０５号公報
本開示の目的は、直流電源の起動時におけるコンデンサへの突入電流を低減することができる電力変換システムを提供することにある。
本開示の一態様に係る電力変換システムは、直流電源と、交流電力系統、交流負荷及び直流負荷のいずれかとの間で単方向又は双方向に電力を伝達する。前記電力変換システムは、コンデンサと、絶縁型のコンバータ回路と、制御回路と、を備える。前記コンデンサは、突入電流防止回路を介して前記直流電源に接続される。前記突入電流防止回路は、少なくともインピーダンスが相対的に高い高インピーダンス状態と前記インピーダンスが相対的に低い低インピーダンス状態とに切り替え可能である。前記コンバータ回路は、一次巻線及び二次巻線を有するトランスを含み、前記一次巻線に前記コンデンサが接続される。前記制御回路は、前記突入電流防止回路及び前記コンバータ回路を制御する。前記制御回路は、前記コンバータ回路の動作を開始させた後、前記突入電流防止回路を前記高インピーダンス状態から前記低インピーダンス状態に切り替える。
図１Ａは、本開示の一実施形態に係る電力変換システムの回路図である。図１Ｂ及び図１Ｃは、同上の電力変換システムに接続される接続対象のブロック図である。 図２Ａ〜図２Ｄは、同上の電力変換システムの基本動作を説明する説明図である。 図３は、同上の電力変換システムの起動時の動作を説明するタイミングチャートである。 図４は、本開示の一実施形態の第１変形例に係る電力変換システムの起動時の動作を説明するタイミングチャートである。 図５Ａは、本開示の一実施形態の第２変形例に係る電力変換システムの起動時の動作を説明するタイミングチャートである。図５Ｂは、本開示の一実施形態の第３変形例に係る電力変換システムの起動時の動作を説明するタイミングチャートである。 図６Ａは、本開示の一実施形態の第４変形例に係る電力変換システムの回路図である。図６Ｂは、本開示の一実施形態の第５変形例に係る電力変換システムの回路図である。図６Ｃは、本開示の一実施形態の第６変形例に係る電力変換システムの回路図である。 図７Ａは、本開示の一実施形態の第７変形例に係る電力変換システムの回路図である。図７Ｂは、本開示の一実施形態の第８変形例に係る電力変換システムの回路図である。
（１）概要
以下、本実施形態に係る電力変換システム１の概要について、図１Ａを参照して説明する。
本実施形態に係る電力変換システム１は、図１Ａに示すように、直流電源８と交流電力系統９１との間で双方向に電力を伝達可能な双方向型のＤＣ／ＡＣインバータである。直流電源８は、例えば蓄電池であり、一対の第１接続端子Ｔ１１，Ｔ１２を介して電力変換システム１に接続されている。交流電力系統９１は、複数（図１Ａでは３つ）の第２接続端子Ｔ２１，Ｔ２２，Ｔ２３を介して電力変換システム１に接続されている。ここでいう「交流電力系統」は、電力会社等の電気事業者が需要家の受電設備に電力を供給するためのシステム全体を意味する。
本実施形態に係る電力変換システム１は、直流電源８から入力される直流電力を交流電力に変換し、この交流電力を交流電力系統９１に出力（伝達）する。また、電力変換システム１は、交流電力系統９１から入力される交流電力を直流電力に変換し、この直流電力を直流電源８に出力する。言い換えると、電力変換システム１は、蓄電池の充電時には、交流電力系統９１から入力される交流電力を直流電力に変換し、この直流電力を蓄電池に出力（充電）する。また、電力変換システム１は、蓄電池の放電時には、蓄電池から入力される直流電力を交流電力に変換し、この交流電力を交流電力系統９１に出力（放電）する。
本実施形態に係る電力変換システム１は、図１Ａ〜図１Ｃに示すように、直流電源８と、交流電力系統９１、交流負荷９２及び直流負荷９３のいずれかとの間で単方向又は双方向に電力を伝達するシステムである。電力変換システム１は、第１コンデンサ（コンデンサ）Ｃ１０と、絶縁型のコンバータ回路２と、制御回路６と、を備えている。第１コンデンサＣ１０は、突入電流防止回路（ゲート回路）７（以下、「防止回路７」と省略する）を介して直流電源８に接続されている。防止回路７は、少なくとも、インピーダンスが相対的に高い高インピーダンス状態とインピーダンスが相対的に低い低インピーダンス状態とに切り替え可能である。
コンバータ回路２は、一次巻線２３１及び二次巻線２３２を有するトランス２３を含み、一次巻線２３１に第１コンデンサＣ１０が接続されている。制御回路６は、防止回路７及びコンバータ回路２を制御する。そして、制御回路６は、コンバータ回路２の動作を開始させた後、防止回路７を高インピーダンス状態から低インピーダンス状態に切り替える。
上述のように、防止回路７が高インピーダンス状態でコンバータ回路２を動作させているので、少なくとも第１コンデンサＣ１０への突入電流を低減することができる。
本実施形態では一例として、電力変換システム１及び蓄電池を含む蓄電システムが、オフィスビル、病院、商業施設及び学校等の、非住宅施設に導入される場合を想定して説明する。
（２）構成
以下、本実施形態に係る電力変換システム１の構成について、図１Ａを参照して説明する。
本実施形態に係る電力変換システム１は、図１Ａに示すように、第１コンデンサ（コンデンサ）Ｃ１０と、コンバータ回路２と、制御回路６と、を備えている。また、電力変換システム１は、スナバ回路３と、防止回路７と、を更に備えている。また、電力変換システム１は、インバータ回路４と、フィルタ回路５と、一対の第１接続端子Ｔ１１，Ｔ１２と、複数（図１Ａでは３つ）の第２接続端子Ｔ２１，Ｔ２２，Ｔ２３とを、更に備えている。なお、防止回路７は、電力変換システム１に含まれていてもよいし、含まれていなくてもよい。
図１Ａの例では、一対の第１接続端子Ｔ１１，Ｔ１２のうち第１接続端子Ｔ１１が高電位（正極）となるように、一対の第１接続端子Ｔ１１，Ｔ１２間に直流電源８が電気的に接続されている。また、複数の第２接続端子Ｔ２１，Ｔ２２，Ｔ２３には、交流電力系統９１が電気的に接続されている。ここでいう「端子」は、電線等を接続するための部品でなくてもよく、例えば、電子部品のリード、又は回路基板に含まれる導体の一部等であってもよい。また、後述する第３接続端子Ｔ３１，Ｔ３２についても同様である。
第１コンデンサＣ１０は、例えば、電解コンデンサである。第１コンデンサＣ１０は、図１Ａに示すように、防止回路７を介して、一対の第１接続端子Ｔ１１，Ｔ１２間に電気的に接続されている。第１コンデンサＣ１０は、一対の第１接続端子Ｔ１１，Ｔ１２間の電圧を安定させる機能を有している。以下では、第１コンデンサＣ１０の両端電圧を「Ｖ１０」とする。
コンバータ回路２は、例えば、ＤＣ／ＤＣコンバータである。コンバータ回路２は、図１Ａに示すように、第１コンバータ部２１と、第２コンバータ部２２と、トランス２３と、を備えている。第１コンバータ部２１は、複数（図１Ａでは２つ）のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を有している。第２コンバータ部２２は、複数（図１Ａでは２つ）のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を有している。トランス２３は、互いに磁気結合された第１巻線２３１及び第２巻線２３２を有している。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の各々は、例えば、デプレッション型のｎチャネルＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor）である。
トランス２３は、例えば、センタータップ付きの高周波絶縁トランスである。トランス２３の一次巻線２３１は、一次側センタータップＣＴ１を接続点とする、２つの巻線Ｌ１，Ｌ２の直列回路にて構成されている。同様に、トランス２３の二次巻線２３２は、二次側センタータップＣＴ２を接続点とする、２つの巻線Ｌ３，Ｌ４の直列回路にて構成されている。一次側センタータップＣＴ１は、第１コンデンサＣ１０の正極側の端子に電気的に接続されている。二次側センタータップＣＴ２は、一対の第３接続端子Ｔ３１，Ｔ３２のうち高電位側の第３接続端子Ｔ３１に電気的に接続されている。巻線Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４の巻数比は、例えば、１：１：１：１である。なお、巻線Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３，Ｌ４の巻数比は、仕様等に応じて任意に変更することができる。
第１コンバータ部２１のスイッチング素子Ｑ１は、第１コンデンサＣ１０の両端間において、巻線Ｌ２と直列に電気的に接続されている。第１コンバータ部２１のスイッチング素子Ｑ２は、第１コンデンサＣ１０の両端間において、巻線Ｌ１と直列に電気的に接続されている。言い換えると、一対の第１接続端子Ｔ１１，Ｔ１２間には、スイッチング素子Ｑ１及び巻線Ｌ２の直列回路と、スイッチング素子Ｑ２及び巻線Ｌ１の直列回路とが並列に電気的に接続されている。
スイッチング素子Ｑ１のドレインは、巻線Ｌ２を介して一次側センタータップＣＴ１に電気的に接続されている。スイッチング素子Ｑ２のドレインは、巻線Ｌ１を介して一次側センタータップＣＴ１に電気的に接続されている。スイッチング素子Ｑ１のソース及びスイッチング素子Ｑ２のソースは、それぞれ低電位（負極）側の第１接続端子Ｔ１２に電気的に接続されている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲートは、それぞれ制御回路６に電気的に接続されている。
第２コンバータ部２２のスイッチング素子Ｑ３は、一対の第３接続端子Ｔ３１，Ｔ３２間において、巻線Ｌ４と直列に電気的に接続されている。第２コンバータ部２２のスイッチング素子Ｑ４は、一対の第３接続端子Ｔ３１，Ｔ３２間において、巻線Ｌ３と直列に電気的に接続されている。つまり、一対の第３接続端子Ｔ３１，Ｔ３２間には、スイッチング素子Ｑ３及び巻線Ｌ４の直列回路と、スイッチング素子Ｑ４及び巻線Ｌ３の直列回路とが並列に電気的に接続されている。
スイッチング素子Ｑ３のドレインは、巻線Ｌ４を介して二次側センタータップＣＴ２に電気的に接続されている。スイッチング素子Ｑ４のドレインは、巻線Ｌ３を介して二次側センタータップＣＴ２に電気的に接続されている。スイッチング素子Ｑ３のソース及びスイッチング素子Ｑ４のソースは、それぞれ低電位（負極）側の第３接続端子Ｔ３２に電気的に接続されている。また、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のゲートは、それぞれ制御回路６に電気的に接続されている。
スナバ回路３は、図１Ａに示すように、トランス２３の二次巻線２３２に電気的に接続されている。スナバ回路３は、複数（図１Ａでは２つ）のダイオードＤ１，Ｄ２と、抵抗Ｒ２と、複数（図１Ａでは２つ）の第２コンデンサＣ１，Ｃ２と、を有している。言い換えると、スナバ回路３は、第１コンデンサＣ１０とは異なり、二次巻線２３２に接続される第２コンデンサＣ１，Ｃ２を有している。本実施形態では、第１コンデンサＣ１０と第２コンデンサＣ１，Ｃ２とが同じ容量である場合を例示する。
ダイオードＤ１は、一対の第３接続端子Ｔ３１，Ｔ３２間において、一方の第２コンデンサＣ１と直列に電気的に接続されている。ダイオードＤ２は、一対の第３接続端子Ｔ３１，Ｔ３２間において、他方の第２コンデンサＣ２と直列に電気的に接続されている。
ダイオードＤ１のアノードは、高電位（正極）側の第３接続端子Ｔ３１に電気的に接続され、ダイオードＤ１のカソードは、第２コンデンサＣ１を介して、低電位（負極）側の第３接続端子Ｔ３２に電気的に接続されている。ダイオードＤ２のアノードは、第２コンデンサＣ２を介して第３接続端子Ｔ３２に電気的に接続され、ダイオードＤ２のカソードは、第３接続端子Ｔ３１に電気的に接続されている。つまり、ダイオードＤ１とダイオードＤ２とは、一対の第３接続端子Ｔ３１，Ｔ３２間において互いに逆向きに接続されている。抵抗Ｒ２は、ダイオードＤ１及び第２コンデンサＣ１の接続点と、ダイオードＤ２及び第２コンデンサＣ２の接続点との間に電気的に接続されている。
インバータ回路４は、例えば、６つのスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ１０がブリッジ接続されたフルブリッジ型の三相インバータ回路である。スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ１０の各々は、例えば、デプレッション型のｎチャネルＭＯＳＦＥＴである。スイッチング素子Ｑ５は、一対の第３接続端子Ｔ３１，Ｔ３２間において、スイッチング素子Ｑ６と直列に電気的に接続されている。また、スイッチング素子Ｑ７は、一対の第３接続端子Ｔ３１，Ｔ３２間において、スイッチング素子Ｑ８と直列に電気的に接続されている。また、スイッチング素子Ｑ９は、一対の第３接続端子Ｔ３１，Ｔ３２間において、スイッチング素子Ｑ１０と直列に電気的に接続されている。つまり、一対の第３接続端子Ｔ３１，Ｔ３２間には、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６の直列回路と、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８の直列回路と、スイッチング素子Ｑ９，Ｑ１０の直列回路とが並列に電気的に接続されている。
スイッチング素子Ｑ５，Ｑ７，Ｑ９のドレインは、それぞれ高電位（正極）側の第３接続端子Ｔ３１に電気的に接続されている。スイッチング素子Ｑ６，Ｑ８，Ｑ１０のソースは、それぞれ低電位（負極）側の第３接続端子Ｔ３２に電気的に接続されている。スイッチング素子Ｑ５のソースは、スイッチング素子Ｑ６のドレインに電気的に接続され、スイッチング素子Ｑ７のソースは、スイッチング素子Ｑ８のドレインに電気的に接続されている。スイッチング素子Ｑ９のソースは、スイッチング素子Ｑ１０のドレインに電気的に接続されている。スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ１０のゲートは、それぞれ制御回路６に電気的に接続されている。
フィルタ回路５は、複数（図１Ａでは３つ）のインダクタＬ１１，Ｌ１２，Ｌ１３と、複数（図１Ａでは３つ）のコンデンサＣ１１，Ｃ１２，Ｃ１３と、を有している。インダクタＬ１１の一端は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６の接続点に電気的に接続され、インダクタＬ１１の他端は、第２接続端子Ｔ２１に電気的に接続されている。インダクタＬ１２の一端は、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８の接続点に電気的に接続され、インダクタＬ１２の他端は、第２接続端子Ｔ２２に電気的に接続されている。インダクタＬ１３の一端は、スイッチング素子Ｑ９，Ｑ１０の接続点に電気的に接続され、インダクタＬ１３の他端は、第２接続端子Ｔ２３に電気的に接続されている。
コンデンサＣ１１は、インダクタＬ１１の他端とインダクタＬ１２の他端との間に電気的に接続され、コンデンサＣ１２は、インダクタＬ１２の他端とインダクタＬ１３の他端との間に電気的に接続されている。コンデンサＣ１３は、インダクタＬ１１の他端とインダクタＬ１３の他端との間に電気的に接続されている。
制御回路６は、プロセッサ及びメモリを有するマイクロコンピュータで構成されている。つまり、制御回路６は、プロセッサ及びメモリを有するコンピュータシステムで実現されている。そして、プロセッサが適宜のプログラムを実行することにより、コンピュータシステムが制御回路６として機能する。プログラムは、メモリに予め記録されていてもよいし、インターネット等の電気通信回線を通じて、又はメモリカード等の非一時的な記録媒体に記録されて提供されてもよい。
制御回路６は、コンバータ回路２、インバータ回路４及び防止回路７を制御するように構成されている。制御回路６は、コンバータ回路２に対しては、第１コンバータ部２１のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２、及び第２コンバータ部２２のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４をそれぞれ駆動する駆動信号Ｓ１〜Ｓ４（以下、「Ｓｉｇ３」ともいう）を出力する。制御回路６は、インバータ回路４に対しては、スイッチング素子Ｑ５〜Ｑ１０をそれぞれ駆動する駆動信号Ｓ５〜Ｓ１０（以下、「Ｓｉｇ４」ともいう）を出力する。制御回路６は、防止回路７に対しては、後述する第１開閉部７１を駆動する駆動信号Ｓｉｇ２、及び後述する第２開閉部７２を駆動する駆動信号Ｓｉｇ１を出力する。
防止回路７は、高インピーダンス状態と低インピーダンス状態と遮断状態との間で切り替え可能である。ここでいう「高インピーダンス状態」とは、インピーダンスが相対的に高い状態をいい、「低インピーダンス状態」とは、インピーダンスが相対的に低い状態をいう。また、「遮断状態」とは、直流電源８と第１コンデンサＣ１０とが電気的に遮断された状態をいう。本実施形態では、防止回路７は、第２開閉部７２と直列に接続されている抵抗Ｒ１によって高インピーダンス状態になる。
防止回路７は、図１Ａに示すように、第１開閉部７１と、第２開閉部７２と、抵抗Ｒ１と、を有している。第１開閉部７１は、例えば、メカニカルリレーである。第１開閉部７１では、一方の端部である固定接点が第１接続端子Ｔ１１を介して直流電源８（の正極）に電気的に接続され、他方の端部である可動接点が第１コンデンサＣ１０（の正極）に電気的に接続されている。第１開閉部７１は、制御回路６からの駆動信号Ｓｉｇ２によって直流電源８と第１コンデンサＣ１０との間を機械的に開閉する。第１開閉部７１は、直流電源８と第１コンデンサＣ１０とを接続した状態（つまり、固定接点に可動接点が接触した状態）では、防止回路７を低インピーダンス状態にする。
第２開閉部７２は、例えば、半導体リレー（ＳＳＲ：Solid-State Relay）であり、一例としてＭＯＳＦＥＴリレーである。第２開閉部７２は、第１開閉部７１の両端間において抵抗Ｒ１と直列に電気的に接続されている。つまり、第２開閉部７２は、直流電源８と第１コンデンサＣ１０との間において、第１開閉部７１と並列に電気的に接続されている。第２開閉部７２は、制御回路６からの駆動信号Ｓｉｇ１によって直流電源８と第１コンデンサＣ１０との間を電気的に開閉する。第２開閉部７２は、直流電源８と第１コンデンサＣ１０とを接続した状態（直流電源８と第１コンデンサＣ１０とを導通させた状態）では、防止回路７を高インピーダンス状態にする。なお、第１開閉部７１及び第２開閉部７２が共にオフの状態が遮断状態である。
（３）動作
（３．１）基本動作
本実施形態に係る電力変換システム１の基本動作について、図２Ａ〜図２Ｄを参照して説明する。図２Ａは、コンバータ回路２のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のオン／オフを示す説明図である。図２Ｂは、インバータ回路４のスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６のオン／オフを示す説明図である。図２Ｃは、インバータ回路４のスイッチング素子Ｑ７，Ｑ８のオン／オフを示す説明図である。図２Ｄは、インバータ回路４のスイッチング素子Ｑ９，Ｑ１０のオン／オフを示す説明図である。
本実施形態に係る電力変換システム１は、第１接続端子Ｔ１１，Ｔ１２と第２接続端子Ｔ２１，Ｔ２２，Ｔ２３との間で、トランス２３を介して、双方向に電力の変換（伝達）を行うように構成されている。つまり、電力変換システム１は、インバータモードと、コンバータモードとの２つの動作モードを有している。インバータモードは、第１接続端子Ｔ１１，Ｔ１２に入力される直流電力を交流電力に変換し、この交流電力を第２接続端子Ｔ２１，Ｔ２２，Ｔ２３から出力する動作モードである。コンバータモードは、第２接続端子Ｔ２１，Ｔ２２，Ｔ２３に入力される交流電力を直流電力に変換し、この直流電力を第１接続端子Ｔ１１，Ｔ１２から出力する動作モードである。
以下では、第１接続端子Ｔ１１，Ｔ１２間の電圧（つまり、直流電源８の両端電圧）を電圧Ｖｂａｔとし、電力変換システム１の動作モードがインバータモードである場合を例示する。また、以下では、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の駆動周波数が２０〔ｋＨｚ〕であり、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のデューティ比が５０〔％〕である場合を例示する。
制御回路６は、第１期間ＳＴ１において、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４がオン、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３がオフとなるように、第１コンバータ部２１及び第２コンバータ部２２に駆動信号Ｓ１〜Ｓ４を出力する。これにより、一次巻線２３１の巻線Ｌ１の両端電圧が「＋Ｖｂａｔ」となり、一次巻線２３１の巻線Ｌ２の両端電圧が「−Ｖｂａｔ」となる。また、二次巻線２３２の巻線Ｌ３の両端電圧が「＋Ｖｂａｔ」となり、二次巻線２３２の巻線Ｌ４の両端電圧が「−Ｖｂａｔ」となる。その結果、第３接続端子Ｔ３２を基準とする第３接続端子Ｔ３１の電位は「＋Ｖｂａｔ」となる。
制御回路６は、第２期間ＳＴ２において、スイッチング素子Ｑ６，Ｑ８，Ｑ１０がオフ、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ７，Ｑ９がオンとなるように、インバータ回路４に駆動信号Ｓ５〜Ｓ１０を出力する。これにより、インバータ回路４内で電流が循環する循環モードとなる。このとき、コンバータ回路２のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、すべてオフである（図２Ａ参照）。
制御回路６は、第３期間ＳＴ３において、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３がオン、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４がオフとなるように、第１コンバータ部２１及び第２コンバータ部２２に駆動信号Ｓ１〜Ｓ４を出力する。これにより、一次巻線２３１の巻線Ｌ１の両端電圧が「−Ｖｂａｔ」となり、一次巻線２３１の巻線Ｌ２の両端電圧が「＋Ｖｂａｔ」となる。また、二次巻線２３２の巻線Ｌ３の両端電圧が「−Ｖｂａｔ」となり、二次巻線２３２の巻線Ｌ４の両端電圧が「＋Ｖｂａｔ」となる。その結果、第３接続端子Ｔ３２を基準とする第３接続端子Ｔ３１の電位は「＋Ｖｂａｔ」となる。
制御回路６は、第４期間ＳＴ４において、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ７，Ｑ９がオフ、スイッチング素子Ｑ６，Ｑ８，Ｑ１０がオンとなるように、インバータ回路４に駆動信号Ｓ５〜Ｓ１０を出力する。これにより、インバータ回路４内で電流が循環する循環モードとなる。このとき、コンバータ回路２のスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、すべてオフである（図２Ａ参照）。
コンバータ回路２（第１コンバータ部２１及び第２コンバータ部２２）は、上述の第１期間ＳＴ１、第２期間ＳＴ２、第３期間ＳＴ３及び第４期間ＳＴ４の動作を繰り返す。これにより、第３接続端子Ｔ３２に対する第３接続端子Ｔ３１の電位が「＋Ｖｂａｔ」に維持され、インバータ回路４に供給される。すなわち、インバータ回路４に一定の電圧Ｖｂａｔが供給されるため、インバータ回路４において電圧を反転させなくてもよく、通常のフルブリッジ型の回路にてインバータ回路４を構成することができる。
（３．２）直流電源の起動時の動作
次に、直流電源８の起動時における電力変換システム１の動作について、図３を参照して説明する。本実施形態に係る電力変換システム１では、直流電源８の起動時における第１コンデンサＣ１０及び第２コンデンサＣ１，Ｃ２への突入電流を低減することができるように、図３に示す動作シーケンスにて電力変換システム１を動作させている。
図３において、「Ｓｉｇ１」は第２開閉部７２の駆動信号であり、「Ｓｉｇ２」は第１開閉部７１の駆動信号である。図３において、「Ｓｉｇ３」はコンバータ回路２の駆動信号であり、「Ｓｉｇ４」はインバータ回路４の駆動信号である。図３において、「Ｖ１０」は第１コンデンサＣ１０の両端電圧であり、「Ｖ１，Ｖ２」は第２コンデンサＣ１，Ｃ２の両端電圧である。
図３において、「期間Ｔ１」は、防止回路７が高インピーダンス状態であるときのコンバータ回路２の動作期間であり、「期間Ｔ２」は、コンバータ回路２を停止させてから第１開閉部７１をオンにするまでの期間である。図３において、「期間Ｔ３」は、第１開閉部７１がオンになるまでの待ち時間であり、「期間Ｔ４」は、コンバータ回路２の動作を開始してからインバータ回路４の動作を開始するまでの期間である。
初期状態では、第１開閉部７１及び第２開閉部７２は共に開状態にあり、かつスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ１０は全てオフ状態にある。
制御回路６は、時刻ｔ１のときに、第２開閉部７２に駆動信号Ｓｉｇ１を出力する。また、制御回路６は、時刻ｔ１のときに、コンバータ回路２に駆動信号Ｓｉｇ３を出力する。コンバータ回路２では、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４が駆動信号Ｓｉｇ３に従ってオン／オフする。このとき、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の駆動周波数ｆ１（以下、「第１周波数ｆ１」ともいう）は６０〔ｋＨｚ〕であり、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のデューティ比は５０〔％〕である。時刻ｔ２のときに、第２開閉部７２がオンになり、第１コンデンサＣ１０が充電され始める。
ここで、第１コンデンサＣ１０は、抵抗Ｒ１が第２開閉部７２に直列に接続されているため、抵抗Ｒ１と第１コンデンサＣ１０の時定数で充電される（図３参照）。また、第２コンデンサＣ１，Ｃ２は、コンバータ回路２が動作しているため、第１コンデンサＣ１０と同じ時定数で充電される（図３参照）。そして、時刻ｔ３のときに、第１コンデンサＣ１０の両端電圧Ｖ１０及び第２コンデンサＣ１，Ｃ２の両端電圧Ｖ１，Ｖ２は電圧Ｖｏまで充電される。ここで、第１コンデンサＣ１０及び第２コンデンサＣ１，Ｃ２の両端電圧Ｖ１０，Ｖ１，Ｖ２は、コンバータ回路２のトランス２３の鉄損によって電圧Ｖｏまでしか充電されず、直流電源８によって印加される電圧Ｖｂａｔとの間に電圧差ΔＶが生じている。
制御回路６は、時刻ｔ４のときに、第１コンデンサＣ１０の両端電圧Ｖ１０が電圧Ｖｂａｔとなるように、コンバータ回路２を停止させる。その結果、第１コンデンサＣ１０の両端電圧Ｖ１０は、図３に示すように、電圧Ｖｂａｔに近づくように徐々に増加する。一方、第２コンデンサＣ１，Ｃ２の両端電圧Ｖ１，Ｖ２は、図３に示すように、自然放電によって減少する。
制御回路６は、コンバータ回路２を停止させてから期間Ｔ２が経過した時刻ｔ５のときに、第１開閉部７１に駆動信号Ｓｉｇ２を出力する。これにより、第１開閉部７１がオンになるが、第１開閉部７１はメカニカルリレーであるため、時刻ｔ６のときにオンになる。このとき、第１開閉部７１がオンになることによって抵抗Ｒ１による電圧降下分をゼロとみなすことができ、第１コンデンサＣ１０の両端電圧Ｖ１０は、図３に示すように、電圧Ｖｂａｔになる。一方、第２コンデンサＣ１，Ｃ２は、コンバータ回路２が停止しているため、自然放電によって更に減少する。なお、期間Ｔ２では、コンバータ回路２が停止しており、第２コンデンサＣ１，Ｃ２が自然放電するため、期間Ｔ２は短期間であることが好ましい。
制御回路６は、第１開閉部７１に駆動信号Ｓｉｇ２を出力してから期間Ｔ３が経過した時刻ｔ７のときに、コンバータ回路２に駆動信号Ｓｉｇ３を出力し、コンバータ回路２の動作を再開させる。このとき、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の駆動周波数ｆ２（以下、「第２周波数ｆ２」ともいう）は２０〔ｋＨｚ〕であり、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のデューティ比は５０〔％〕である。また、制御回路６は、時刻ｔ７のときに、第２開閉部７２の駆動信号Ｓｉｇ１の出力を停止する。これにより、第２開閉部７２はオフになる。このとき、第２コンデンサＣ１，Ｃ２の両端電圧Ｖ１，Ｖ２は、コンバータ回路２が動作しているため、電圧Ｖｂａｔになる（図３参照）。そして、制御回路６は、時刻ｔ８のときに、インバータ回路４に駆動信号Ｓｉｇ４を出力し、インバータ回路４の動作を開始させる。
本実施形態では、上述のように、コンバータ回路２の動作を開始させた後、防止回路７を高インピーダンス状態から低インピーダンス状態に切り替えている。そのため、防止回路７を高インピーダンス状態から低インピーダンス状態に切り替えた後、コンバータ回路２の動作を開始させる場合と比較して、第２コンデンサＣ１，Ｃ２への突入電流を低減することができる。
また、本実施形態では、上述のように、防止回路７が高インピーダンス状態であるときにコンバータ回路２を動作させている。そのため、防止回路７が低インピーダンス状態であるときにコンバータ回路２を動作させる場合と比較して、第２コンデンサＣ１，Ｃ２への突入電流を低減することができる。
また、本実施形態では、上述のように、防止回路７が高インピーダンス状態（図３の期間Ｔ１）でのコンバータ回路２の第１周波数ｆ１は、防止回路７が低インピーダンス状態（定常動作時）でのコンバータ回路２の第２周波数ｆ２よりも高い。そのため、第１周波数ｆ１が第２周波数ｆ２以下である場合と比較して、トランス２３の鉄損を低減することができる。
また、本実施形態では、上述のように、コンバータ回路２の駆動周波数を第１周波数ｆ１から第２周波数ｆ２に切り替える前に、コンバータ回路２を停止させている。そのため、コンバータ回路２を停止させない場合と比較して鉄損の影響を低減することができる。
また、本実施形態では、上述のように、コンバータ回路２の動作を開始した後、規定時間（時刻ｔ１から時刻ｔ５までの時間）が経過した場合に、防止回路７を低インピーダンス状態に切り替えている。そのため、規定時間が経過する前に防止回路７を低インピーダンス状態に切り替える場合と比較して、第１コンデンサＣ１０及び第２コンデンサＣ１，Ｃ２への突入電流を低減することができる。
また、本実施形態では、上述のように、防止回路７を遮断状態から高インピーダンス状態に切り替える切替タイミングで、コンバータ回路２の動作を開始させている。そのため、上記切換タイミングよりも後にコンバータ回路２の動作を開始する場合と比較して、第２コンデンサＣ１，Ｃ２への突入電流を低減することができる。
（４）変形例
上述の実施形態は、本開示の様々な実施形態の一つに過ぎない。上述の実施形態は、本開示の目的を達成できれば、設計等に応じて種々の変更が可能である。以下、上述の実施形態の変形例を列挙する。以下に説明する変形例は、適宜組み合わせて適用可能である。
（４．１）第１変形例
本実施形態に係る電力変換システム１の別の動作シーケンスについて、図４を参照して説明する。図４において、「Ｓｉｇ１」は第２開閉部７２の駆動信号であり、「Ｓｉｇ２」は第１開閉部７１の駆動信号であり、「Ｓｉｇ３」はコンバータ回路２の駆動信号である。図４において、「Ｖ１」は第２コンデンサＣ１の両端電圧であり、「Ｖ２」は第２コンデンサＣ２の両端電圧であり、「Ｖ１０」は第１コンデンサＣ１０の両端電圧である。なお、コンバータ回路２の駆動周波数は、例えば、２０〔ｋＨｚ〕である。
制御回路６は、時刻ｔ１のときに、コンバータ回路２に駆動信号Ｓｉｇ３を出力する。コンバータ回路２では、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４が駆動信号Ｓｉｇ３に従ってオン／オフする。
制御回路６は、時刻ｔ２のときに、第２開閉部７２に駆動信号Ｓｉｇ１を出力する。これにより、第２開閉部７２がオンになる。第１コンデンサＣ１０は、第２開閉部７２がオンになると、第２開閉部７２に直列に接続された抵抗Ｒ１と第１コンデンサＣ１０との時定数で充電される。またこのとき、コンバータ回路２が動作しており、第２コンデンサＣ１，Ｃ２も第１コンデンサＣ１０と同じ時定数で充電される。
制御回路６は、時刻ｔ３のときに、第１開閉部７１に駆動信号Ｓｉｇ２を出力する。これにより、第１開閉部７１がオンになる。第１開閉部７１がオンになると、第１コンデンサＣ１０の両端電圧Ｖ１０及び第２コンデンサＣ１，Ｃ２の両端電圧Ｖ１，Ｖ２がそれぞれ電圧Ｖｂａｔになる。
そして、制御回路６は、時刻ｔ４のときに、駆動信号Ｓｉｇ１の出力を停止し、第２開閉部７２をオフにする。
本変形例においても、コンバータ回路２及び防止回路７を図４に示す動作シーケンスに従って動作させることによって、第１コンデンサＣ１０及び第２コンデンサＣ１，Ｃ２への突入電流を低減することができる。
（４．２）第２変形例
上述の実施形態では、コンバータ回路２の起動時及び停止時においてコンバータ回路２のデューティ比を０〔％〕から５０〔％〕にしている。これに対して、図５Ａに示すように、コンバータ回路２の起動時から一定時間後にデューティ比が５０〔％〕となるように、時間経過と共にデューティ比を連続的に変化させてもよい。
また、図５Ａでは、コンバータ回路２の起動時を例示しているが、コンバータ回路２の停止時において時間経過と共にデューティ比を連続的に変化させてもよい。この場合には、コンバータ回路２の停止時から一定時間後にデューティ比が０〔％〕となるように、時間経過と共にデューティ比を５０〔％〕から０〔％〕に連続的に変化させる。言い換えると、コンバータ回路２の起動時と停止時との少なくとも一方において、時間経過と共にコンバータ回路２のデューティ比を連続的に変化させてもよい。
（４．３）第３変形例
上述の実施形態では、コンバータ回路２のデューティ比が５０〔％〕である場合を例示したが、コンバータ回路２のデューティ比は５０〔％〕に限らない。コンバータ回路２のデューティ比は、図５Ｂに示すように、例えば２０〔％〕であってもよいし、それ以外であってもよい。つまり、コンバータ回路２のデューティ比は、仕様等に応じて任意に設定することができる。
（４．４）第４変形例
上述の実施形態では、インバータ回路４が三相インバータ回路である場合を例示したが、インバータ回路４は、図６Ａに示すように、単相インバータ回路であってもよい。以下、第４変形例に係る電力変換システム１Ａについて、図６Ａを参照して説明する。なお、スナバ回路３Ａ、インバータ回路４Ａ及びフィルタ回路５Ａ以外の構成については、上述の電力変換システム１と同様であり、同一の構成要素には同一の符号を付して詳細な説明を省略する。また、図６Ａでは、図示を簡略化するために、制御回路６、防止回路７、一対の第１接続端子及び一対の第２接続端子の図示を省略している。
第４変形例に係る電力変換システム１Ａは、例えば、双方向型のＤＣ／ＡＣインバータである。電力変換システム１Ａは、図６Ａに示すように、第１コンデンサＣ１０と、コンバータ回路２と、制御回路６（図１Ａ参照）と、防止回路７（図１Ａ参照）と、一対の第１接続端子と、一対の第２接続端子と、を備えている。また、電力変換システム１Ａは、スナバ回路３Ａと、インバータ回路４Ａと、フィルタ回路５Ａと、を更に備えている。
スナバ回路３Ａは、図６Ａに示すように、抵抗Ｒ３と、第２コンデンサＣ３と、を有している。抵抗Ｒ３の一端は、高電位（正極）側の第３接続端子Ｔ３１に電気的に接続され、抵抗Ｒ３の他端は、第２コンデンサＣ３の一端に電気的に接続されている。第２コンデンサＣ３の他端は、低電位（負極）側の第３接続端子Ｔ３２に電気的に接続されている。つまり、一対の第３接続端子Ｔ３１，Ｔ３２間には、抵抗Ｒ３及び第２コンデンサＣ３の直列回路が電気的に接続されている。
インバータ回路４Ａは、４つのスイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４がブリッジ接続されたフルブリッジ型のインバータ回路である。スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４の各々は、例えば、デプレッション型のｎチャネルＭＯＳＦＥＴである。スイッチング素子Ｑ１１は、一対の第３接続端子Ｔ３１，Ｔ３２間において、スイッチング素子Ｑ１２と直列に電気的に接続されている。スイッチング素子Ｑ１３は、一対の第３接続端子Ｔ３１，Ｔ３２間において、スイッチング素子Ｑ１４と直列に電気的に接続されている。つまり、一対の第３接続端子Ｔ３１，Ｔ３２間には、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２の直列回路と、スイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４の直列回路とが並列に電気的に接続されている。
スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１３のドレインは、それぞれ第３接続端子Ｔ３１に電気的に接続されている。スイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１４のソースは、それぞれ第３接続端子Ｔ３２に電気的に接続されている。スイッチング素子Ｑ１１のソースは、スイッチング素子Ｑ１２のドレインに電気的に接続され、スイッチング素子Ｑ１３のソースは、スイッチング素子Ｑ１４のドレインに電気的に接続されている。スイッチング素子Ｑ１１〜Ｑ１４のゲートは、それぞれ制御回路６に電気的に接続されている。
フィルタ回路５Ａは、複数（図６Ａでは２つ）のインダクタＬ１４，Ｌ１５と、コンデンサＣ１４と、を有している。インダクタＬ１４の一端は、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２の接続点に電気的に接続され、インダクタＬ１４の他端は、一対の第２接続端子の一方に電気的に接続されている。インダクタＬ１５の一端は、スイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４の接続点に電気的に接続され、インダクタＬ１５の他端は、一対の第２接続端子の他方に電気的に接続されている。コンデンサＣ１４は、インダクタＬ１４の他端とインダクタＬ１５の他端との間に電気的に接続されている。
本変形例においても、コンバータ回路２及び防止回路７を上述の動作シーケンスに従って動作させることによって、第１コンデンサＣ１０及び第２コンデンサＣ３への突入電流を低減することができる。
（４．５）第５変形例
上述の第４変形例では、電力変換システム１Ａが双方向型のＤＣ／ＡＣインバータである場合を例示したが、図６Ｂに示すように、双方向型のＤＣ／ＤＣコンバータであってもよい。以下、第５変形例に係る電力変換システム１Ｂについて、図６Ｂを参照して説明する。なお、コンバータ回路４Ｂ及びフィルタ回路５Ｂ以外の構成については、上述の電力変換システム１Ａと同様であり、同一の構成要素には同一の符号を付して詳細な説明を省略する。また、図６Ｂでは、図示を簡略化するために、制御回路６、防止回路７、一対の第１接続端子及び一対の第２接続端子の図示を省略している。
第５変形例に係る電力変換システム１Ｂは、例えば、双方向型のＤＣ／ＤＣコンバータである。電力変換システム１Ｂは、図６Ｂに示すように、第１コンデンサＣ１０と、コンバータ回路２と、制御回路６（図１Ａ参照）と、防止回路７（図１Ａ参照）と、一対の第１接続端子と、一対の第２接続端子と、を備えている。また、電力変換システム１Ｂは、スナバ回路３Ａと、コンバータ回路４Ｂと、フィルタ回路５Ｂと、を更に備えている。
コンバータ回路４Ｂは、２つのスイッチング素子Ｑ１５，Ｑ１６を直列に接続したハーフブリッジ型のコンバータ回路である。スイッチング素子Ｑ１５,Ｑ１６の各々は、例えば、デプレッション型のｎチャネルＭＯＳＦＥＴである。スイッチング素子Ｑ１５は、一対の第３接続端子Ｔ３１，Ｔ３２間において、スイッチング素子Ｑ１６と直列に電気的に接続されている。
スイッチング素子Ｑ１５のドレインは、高電位（正極）側の第３接続端子Ｔ３１に電気的に接続されている。スイッチング素子Ｑ１６のソースは、低電位（負極）側の第３接続端子Ｔ３２に電気的に接続されている。スイッチング素子Ｑ１５のソースは、スイッチング素子Ｑ１６のドレインに電気的に接続されている。スイッチング素子Ｑ１５，Ｑ１６のゲートは、それぞれ制御回路６に電気的に接続されている。
フィルタ回路５Ｂは、インダクタＬ１６と、コンデンサＣ１５と、を有している。インダクタＬ１６の一端は、スイッチング素子Ｑ１５，Ｑ１６の接続点に電気的に接続され、インダクタＬ１６の他端は、一対の第２接続端子の一方に電気的に接続されている。コンデンサＣ１５は、インダクタＬ１６の他端と一対の第２接続端子の他方との間に電気的に接続されている。
本変形例においても、コンバータ回路２及び防止回路７を上述の動作シーケンスに従って動作させることによって、第１コンデンサＣ１０及び第２コンデンサＣ３への突入電流を低減することができる。
（４．６）第６変形例
上述の第５変形例では、電力変換システム１Ｂが双方向に電力を伝達（変換）する場合を例示したが、単方向に電力を伝達するように構成されていてもよい。以下、第６変形例に係る電力変換システム１Ｃについて、図６Ｃを参照して説明する。なお、コンバータ回路２Ｃ，４Ｃ以外の構成については上述の電力変換システム１Ｂと同様であり、同一の構成要素には同一の符号を付して詳細な説明を省略する。また、図６Ｃでは、図示を簡略化するために、制御回路６、防止回路７、一対の第１接続端子及び一対の第２接続端子の図示を省略している。さらに、本変形例では、交流電力系統９１から直流電源８に電力を伝達する場合を例示する。
第６変形例に係る電力変換システム１Ｃは、例えば、昇圧型のＤＣ／ＤＣコンバータである。電力変換システム１Ｃは、図６Ｃに示すように、第１コンデンサＣ１０と、コンバータ回路２Ｃと、制御回路６（図１Ａ参照）と、防止回路７（図１Ａ参照）と、一対の第１接続端子と、一対の第２接続端子と、を備えている。また、電力変換システム１Ｃは、スナバ回路３Ａと、コンバータ回路４Ｃと、フィルタ回路５Ｂと、を更に備えている。
コンバータ回路２Ｃは、図６Ｃに示すように、第１コンバータ部２１Ｃと、第２コンバータ部２２と、トランス２３と、を有している。なお、第２コンバータ部２２及びトランス２３については上述の実施形態と同様であり、ここでは詳細な説明を省略する。第１コンバータ部２１Ｃは、２つのダイオードＤ３，Ｄ４を有している。ダイオードＤ３のアノードは、第１コンデンサＣ１０の一端（負極側の端部）に電気的に接続され、ダイオードＤ３のカソードは、一次巻線２３１の巻線Ｌ２に電気的に接続されている。ダイオードＤ４のアノードは、第１コンデンサＣ１０の一端（負極側の端部）に電気的に接続され、ダイオードＤ４のカソードは、一次巻線２３１の巻線Ｌ１に電気的に接続されている。
コンバータ回路４Ｃは、図６Ｃに示すように、スイッチング素子Ｑ１７と、ダイオードＤ５と、を有している。スイッチング素子Ｑ１７は、例えば、デプレッション型のｎチャネルＭＯＳＦＥＴである。スイッチング素子Ｑ１７は、一対の第３接続端子Ｔ３１，Ｔ３２間において、ダイオードＤ５と直列に電気的に接続されている。
スイッチング素子Ｑ１７のドレインは、ダイオードＤ５のアノードに電気的に接続され、ダイオードＤ５のカソードは、高電位（正極）側の第３接続端子Ｔ３１に電気的に接続されている。スイッチング素子Ｑ１７のソースは、低電位（負極）側の第３接続端子Ｔ３２に電気的に接続されている。スイッチング素子Ｑ１７及びダイオードＤ５の接続点は、フィルタ回路５ＢのインダクタＬ１６の一端に電気的に接続されている。スイッチング素子Ｑ１７のゲートは、制御回路６に電気的に接続されている。
本変形例においても、コンバータ回路２Ｃ及び防止回路７を上述の動作シーケンスに従って動作させることによって、第１コンデンサＣ１０及び第２コンデンサＣ３への突入電流を低減することができる。
（４．７）第７変形例
上述の実施形態では、コンバータ回路２がセンタータップ方式のコンバータ回路である場合を例示したが、図７Ａに示すように、フルブリッジ型のコンバータ回路であってもよい。以下、第７変形例に係る電力変換システム１Ｄについて、図７Ａを参照して説明する。なお、コンバータ回路２Ｄ以外の構成については、上述の電力変換システム１と同様であり、同一の構成要素には同一の符号を付して詳細な説明を省略する。また、図７Ａでは、図示を簡略化するために、制御回路６、防止回路７、一対の第１接続端子及び複数の第２接続端子の図示を省略している。
第７変形例に係る電力変換システム１Ｄは、例えば、双方向型のＤＣ／ＡＣインバータである。電力変換システム１Ｄは、図７Ａに示すように、第１コンデンサＣ１０と、コンバータ回路２Ｄと、制御回路６（図１Ａ参照）と、防止回路７（図１Ａ参照）と、一対の第１接続端子と、複数の第２接続端子と、を備えている。また、電力変換システム１Ｄは、スナバ回路３と、インバータ回路４と、フィルタ回路５と、を更に備えている。
コンバータ回路２Ｄは、図７Ａに示すように、第１コンバータ部２１Ｄと、第２コンバータ部２２Ｄと、トランス２３Ｄと、を備えている。
第１コンバータ部２１Ｄは、４つのスイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２４がブリッジ接続されたフルブリッジ型のコンバータ回路である。スイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２４の各々は、例えば、デプレッション型のｎチャネルＭＯＳＦＥＴである。スイッチング素子Ｑ２１は、第１コンデンサＣ１０の両端間において、スイッチング素子Ｑ２２と直列に電気的に接続されている。スイッチング素子Ｑ２３は、第１コンデンサＣ１０の両端間において、スイッチング素子Ｑ２４と直列に電気的に接続されている。つまり、第１コンデンサＣ１０の両端間には、スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２の直列回路と、スイッチング素子Ｑ２３，Ｑ２４の直列回路とが並列に電気的に接続されている。
スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２３のドレインは、それぞれ第１コンデンサＣ１０の一端（正極側の端部）に電気的に接続されている。スイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４のソースは、それぞれ第１コンデンサＣ１０の他端（負極側の端部）に電気的に接続されている。スイッチング素子Ｑ２１のソースは、スイッチング素子Ｑ２２のドレインに電気的に接続され、スイッチング素子Ｑ２３のソースは、スイッチング素子Ｑ２４のドレインに電気的に接続されている。スイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２４のゲートは、それぞれ制御回路６に電気的に接続されている。
第２コンバータ部２２Ｄは、４つのスイッチング素子Ｑ２５〜Ｑ２８がブリッジ接続されたフルブリッジ型のコンバータ回路である。スイッチング素子Ｑ２５〜Ｑ２８の各々は、例えば、デプレッション型のｎチャネルＭＯＳＦＥＴである。スイッチング素子Ｑ２５は、一対の第３接続端子Ｔ３１，Ｔ３２間において、スイッチング素子Ｑ２６と直列に電気的に接続されている。スイッチング素子Ｑ２７は、一対の第３接続端子Ｔ３１，Ｔ３２間において、スイッチング素子Ｑ２８と直列に電気的に接続されている。つまり、一対の第３接続端子Ｔ３１，Ｔ３２の両端間には、スイッチング素子Ｑ２５，Ｑ２６の直列回路と、スイッチング素子Ｑ２７，Ｑ２８の直列回路とが並列に電気的に接続されている。
スイッチング素子Ｑ２５，Ｑ２７のドレインは、それぞれ高電位（正極）側の第３接続端子Ｔ３１に電気的に接続されている。スイッチング素子Ｑ２６，Ｑ２８のソースは、それぞれ低電位（負極）側の第３接続端子Ｔ３２に電気的に接続されている。スイッチング素子Ｑ２５のソースは、スイッチング素子Ｑ２６のドレインに電気的に接続され、スイッチング素子Ｑ２７のソースは、スイッチング素子Ｑ２８のドレインに電気的に接続されている。スイッチング素子Ｑ２５〜Ｑ２８のゲートは、それぞれ制御回路６に電気的に接続されている。
トランス２３Ｄは、一次巻線２３１と、二次巻線２３２と、を有している。一次巻線２３１の一端は、第１コンバータ部２１Ｄのスイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２の接続点に電気的に接続され、一次巻線２３１の他端は、スイッチング素子Ｑ２３，Ｑ２４の接続点に電気的に接続されている。二次巻線２３２の一端は、第２コンバータ部２２Ｄのスイッチング素子Ｑ２５，Ｑ２６の接続点に電気的に接続され、二次巻線２３２の他端は、スイッチング素子Ｑ２７，Ｑ２８の接続点に電気的に接続されている。
本変形例においても、コンバータ回路２Ｄ及び防止回路７を上述の動作シーケンスに従って動作させることによって、第１コンデンサＣ１０及び第２コンデンサＣ１，Ｃ２への突入電流を低減することができる。
（４．８）第８変形例
上述の第７変形例では、インバータ回路４が６つのスイッチング素子Ｑ５〜Ｑ１０で構成されているが、図７Ｂに示すように、複数（図７Ｂでは６つ）の双方向スイッチＳＷ１〜ＳＷ６で構成されていてもよい。この場合には、図７Ｂに示すように、コンバータ回路２Ｅにおいて第２コンバータ部を省略することができる。以下、第８変形例に係る電力変換システム１Ｅについて、図７Ｂを参照して説明する。なお、コンバータ回路２Ｅ及びインバータ回路４Ｅ以外の構成については、上述の電力変換システム１Ｄと同様であり、同一の構成要素には同一の符号を付して詳細な説明を省略する。また、図７Ｂでは、図示を簡略化するために、制御回路６、防止回路７、一対の第１接続端子及び複数の第２接続端子の図示を省略している。
第８変形例に係る電力変換システム１Ｅは、例えば、双方向型のＤＣ／ＡＣインバータである。電力変換システム１Ｅは、図７Ｂに示すように、第１コンデンサＣ１０と、コンバータ回路２Ｅと、制御回路６（図１Ａ参照）と、防止回路７（図１Ａ参照）と、一対の第１接続端子と、複数の第２接続端子と、を備えている。また、電力変換システム１Ｅは、スナバ回路３と、インバータ回路４Ｅと、フィルタ回路５と、を更に備えている。
コンバータ回路２Ｅは、図７Ｂに示すように、第１コンバータ部２１Ｅと、トランス２３Ｄと、を備えている。なお、トランス２３Ｄについては上述の第７変形例と同様であり、ここでは詳細な説明を省略する。
第１コンバータ部２１Ｅは、４つのスイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２４がブリッジ接続されたフルブリッジ型のコンバータ回路である。スイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２４の各々は、例えば、デプレッション型のｎチャネルＭＯＳＦＥＴである。スイッチング素子Ｑ２１は、第１コンデンサＣ１０の両端間において、スイッチング素子Ｑ２２と直列に電気的に接続されている。スイッチング素子Ｑ２３は、第１コンデンサＣ１０の両端間において、スイッチング素子Ｑ２４と直列に電気的に接続されている。つまり、第１コンデンサＣ１０の両端間には、スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２の直列回路と、スイッチング素子Ｑ２３，Ｑ２４の直列回路とが並列に電気的に接続されている。また、スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２の接続点とスイッチング素子Ｑ２３，Ｑ２４の接続点との間には、コンデンサＣ４が電気的に接続されている。
スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２３のドレインは、それぞれ第１コンデンサＣ１０の一端（正極側の端部）に電気的に接続されている。スイッチング素子Ｑ２２，Ｑ２４のソースは、それぞれ第１コンデンサＣ１０の他端（負極側の端部）に電気的に接続されている。スイッチング素子Ｑ２１のソースは、スイッチング素子Ｑ２２のドレインに電気的に接続され、スイッチング素子Ｑ２３のソースは、スイッチング素子Ｑ２４のドレインに電気的に接続されている。スイッチング素子Ｑ２１〜Ｑ２４のゲートは、それぞれ制御回路６に電気的に接続されている。
インバータ回路４Ｅは、複数（図７Ｂでは６つ）の双方向スイッチＳＷ１〜ＳＷ６がブリッジ接続されたフルブリッジ型のインバータ回路である。双方向スイッチＳＷ１〜ＳＷ６の各々は、例えば、２つのＭＯＳＦＥＴが逆並列に接続されて構成されている。
双方向スイッチＳＷ１は、一対の第３接続端子間において、双方向スイッチＳＷ２と直列に電気的に接続されている。双方向スイッチＳＷ３は、一対の第３接続端子間において、双方向スイッチＳＷ４と直列に電気的に接続されている。双方向スイッチＳＷ５は、一対の第３接続端子間において、双方向スイッチＳＷ６と直列に電気的に接続されている。つまり、一対の第３接続端子間には、双方向スイッチＳＷ１，ＳＷ２の直列回路と、双方向スイッチＳＷ３，ＳＷ４の直列回路と、双方向スイッチＳＷ５，ＳＷ６の直列回路とが並列に電気的に接続されている。
双方向スイッチＳＷ１，ＳＷ２の接続点は、フィルタ回路５のインダクタＬ１１の一端に電気的に接続され、双方向スイッチＳＷ３，ＳＷ４の接続点は、インダクタＬ１２の一端に電気的に接続されている。双方向スイッチＳＷ５，ＳＷ６の接続点は、インダクタＬ１３の一端に電気的に接続されている。
本変形例においても、コンバータ回路２Ｅ及び防止回路７を上述の動作シーケンスに従って動作させることによって、第１コンデンサＣ１０及び第２コンデンサＣ１，Ｃ２への突入電流を低減することができる。
（４．９）その他の変形例
以下、その他の変形例を列挙する。
上述の実施形態では、複数の第２接続端子Ｔ２１，Ｔ２２，Ｔ２３の接続対象が交流電流系統９１である場合を例示したが、上記接続対象は交流電力系統９１に限定されない。上記接続対象は、例えば、図１Ｂ又は図１Ｃに示すように、交流負荷９２であってもよいし、直流負荷９３であってもよい。
上述の実施形態では、直流電源８が蓄電池である場合を例示したが、直流電源８は蓄電池に限らず、例えば、蓄電池とＤＣ／ＤＣコンバータとで構成されていてもよい。
上述の実施形態では、互いに並列に接続された第１開閉部７１及び第２開閉部７２と、第２開閉部７２に直列に接続された抵抗Ｒ１とで防止回路７を構成したが、防止回路７は上記構成に限定されない。つまり、防止回路７は、少なくとも高インピーダンス状態と低インピーダンス状態とに切り替え可能であれば他の構成であってもよい。
上述の実施形態では、第２開閉部７２が半導体リレーである場合を例示したが、第２開閉部７２は半導体リレーに限らず、メカニカルリレーであってもよい。また、第１開閉部７１についても、メカニカルリレーに限らず、半導体リレーであってもよい。
上述の実施形態では、コンバータ回路２の駆動周波数を第１周波数ｆ１から第２周波数ｆ２に切り替える前に、コンバータ回路２を停止させているが、コンバータ回路２のオンデューティを低下させてもよい。この構成によれば、同様に、トランス２３の鉄損の影響を低減することができる。
上述の実施形態では、コンバータ回路２の動作を開始した後、規定時間が経過した場合に、防止回路７を低インピーダンス状態に切り替えている。これに対して、例えば、コンバータ回路２の動作を開始した後、第１コンデンサＣ１０の両端電圧Ｖ１０と第２コンデンサＣ１，Ｃ２の両端電圧Ｖ１，Ｖ２との少なくとも一方が規定電圧Ｖｏに達した場合に、防止回路７を低インピーダンス状態に切り替えてもよい。この構成によれば、同様に、第１コンデンサＣ１０及び第２コンデンサＣ１，Ｃ２への突入電流を低減することができる。この場合、第２コンデンサＣ１（又は第２コンデンサＣ２）の両端電圧Ｖ１（又は両端電圧Ｖ２）を検出してもよいし、第１コンデンサＣ１０の両端電圧Ｖ１０を検出してもよい。
上述の実施形態では、防止回路７を遮断状態から高インピーダンス状態に切り替える切替タイミングで、コンバータ回路２の動作を開始させている。これに対して、防止回路７を遮断状態から高インピーダンス状態に切り替える切替タイミングよりも前に、コンバータ回路２の動作を開始させてもよい。この構成によれば、同様に、第２コンデンサＣ１，Ｃ２への突入電流を低減することができる。
図３における期間Ｔ３は、第１開閉部７１がオンになるまでの待ち時間であるが、期間Ｔ３は０であってもよい。
上述の実施形態では、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ１０がＭＯＳＦＥＴである場合を例示したが、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ１０はＭＯＳＦＥＴに限らず、例えば、バイポーラトランジスタと還流ダイオードとで構成されていてもよい。
上述の実施形態では、コンバータ回路２の駆動周波数を第１周波数ｆ１から第２周波数ｆ２に切り替える前にコンバータ回路２を停止させているが、第１周波数ｆ１が第２周波数ｆ２よりも高くなっていればコンバータ回路２を停止させなくてもよい。
上述の第６変形例では、電力変換システム１Ｃが昇圧型のコンバータ回路である場合を例示したが、電力変換システム１Ｃは昇圧型のコンバータ回路に限らず、降圧型のコンバータ回路であってもよい。
上述の実施形態では、第２開閉部７２の駆動信号Ｓｉｇ１とコンバータ回路２の駆動信号Ｓｉｇ３とを同じタイミングで出力しているが、例えば、第２開閉部７２の駆動信号Ｓｉｇ１を出力した後に、コンバータ回路２の駆動信号Ｓｉｇ３を出力してもよい。言い換えると、少なくとも第１コンデンサＣ１０の両端電圧Ｖ１０の過渡期が終わるまでにコンバータ回路２の動作を開始すればよい。
（まとめ）
以上説明したように、第１の態様に係る電力変換システム（１、１Ａ〜１Ｅ）は、直流電源（８）と、交流電力系統（９１）、交流負荷（９２）及び直流負荷（９３）のいずれかとの間で単方向又は双方向に電力を伝達する。電力変換システム（１、１Ａ〜１Ｅ）は、第１コンデンサ（Ｃ１０）と、絶縁型のコンバータ回路（２、２Ｃ〜２Ｅ）と、制御回路（６）と、を備える。第１コンデンサ（Ｃ１０）は、突入電流防止回路（７）を介して直流電源（８）に接続される。突入電流防止回路（７）は、少なくとも、インピーダンスが相対的に高い高インピーダンス状態とインピーダンスが相対的に低い低インピーダンス状態とに切り替え可能である。コンバータ回路（２、２Ｃ〜２Ｅ）は、一次巻線（２３１）及び二次巻線（２３２）を有するトランス（２３、２３Ｄ）を含み、一次巻線（２３１）に第１コンデンサ（Ｃ１０）が接続される。制御回路（６）は、突入電流防止回路（７）及びコンバータ回路（２、２Ｃ〜２Ｅ）を制御する。制御回路（６）は、コンバータ回路（２、２Ｃ〜２Ｅ）の動作を開始させた後、突入電流防止回路（７）を高インピーダンス状態から低インピーダンス状態に切り替える。
この態様によれば、突入電流防止回路（７）が高インピーダンス状態でコンバータ回路（２、２Ｃ〜２Ｅ）を動作させているので、少なくとも第１コンデンサ（Ｃ１０）への突入電流を低減することができる。
第２の態様に係る電力変換システム（１、１Ａ〜１Ｅ）では、第１の態様において、突入電流防止回路（７）は、第１開閉部（７１）と、第２開閉部（７２）と、を含む。第１開閉部（７１）は、一端が直流電源（８）に接続され、かつ他端が第１コンデンサ（Ｃ１０）に接続される。そして、第１開閉部（７１）は、直流電源（８）と第１コンデンサ（Ｃ１０）とを接続した状態において突入電流防止回路（７）を低インピーダンス状態にする。第２開閉部（７２）は、直流電源（８）と第１コンデンサ（Ｃ１０）との間において第１開閉部（７１）と並列に接続される。そして、第２開閉部（７２）は、直流電源（８）と第１コンデンサ（Ｃ１０）とを接続した状態において突入電流防止回路（７）を高インピーダンス状態にする。
この態様によれば、第１開閉部（７１）又は第２開閉部（７２）に切り替えるだけで、突入電流防止回路（７）を高インピーダンス状態又は低インピーダンス状態に切り替えることができる。
第３の態様に係る電力変換システム（１、１Ａ〜１Ｅ）では、第１又は２の態様において、制御回路（６）は、突入電流防止回路（７）が高インピーダンス状態のときにコンバータ回路（２）を動作させる。
この態様によれば、突入電流防止回路（７）が高インピーダンス状態のときにコンバータ回路（２）を動作させるので、コンバータ回路（２）の二次側に設けられているコンデンサ（第２コンデンサ（Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３））への突入電流を低減することができる。
第４の態様に係る電力変換システム（１、１Ａ〜１Ｅ）では、第１〜３のいずれかの態様において、第１周波数（ｆ１）は、第２周波数（ｆ２）よりも高い。第１周波数（ｆ１）は、突入電流防止回路（７）が高インピーダンス状態であるときのコンバータ回路（２、２Ｃ〜２Ｅ）の駆動周波数である。第２周波数（ｆ２）は、定常動作時におけるコンバータ回路（２、２Ｃ〜２Ｅ）の駆動周波数である。
この態様によれば、第１周波数（ｆ１）が第２周波数（ｆ２）以下である場合と比較して、トランス（２３、２３Ｄ）の鉄損を低減することができる。
第５の態様に係る電力変換システム（１、１Ａ〜１Ｅ）では、第４の態様において、制御回路（６）は、コンバータ回路（２、２Ｃ〜２Ｅ）の駆動周波数を第１周波数（ｆ１）から第２周波数（ｆ２）に切り替える前に、コンバータ回路（２、２Ｃ〜２Ｅ）を停止させる。又は、制御回路（６）は、コンバータ回路（２、２Ｃ〜２Ｅ）の駆動周波数を第１周波数（ｆ１）から第２周波数（ｆ２）に切り替える前に、コンバータ回路（２、２Ｃ〜２Ｅ）のオンデューティを低下させる。
この態様によれば、コンバータ回路（２、２Ｃ〜２Ｅ）を停止、又はコンバータ回路（２、２Ｃ〜２Ｅ）のオンデューティを低下させることで、トランス（２３、２３Ｄ）の鉄損を低減することができる。
第６の態様に係る電力変換システム（１、１Ａ〜１Ｅ）は、第１〜５のいずれかの態様において、二次巻線（２３２）に接続されるスナバ回路（３、３Ａ）を更に備える。
この態様によれば、コンバータ回路（２、２Ｃ〜２Ｅ）の遮断時に生じる高電圧を抑制することができる。
第７の態様に係る電力変換システム（１、１Ａ〜１Ｅ）では、第６の態様において、スナバ回路（３、３Ａ）は、コンデンサである第１コンデンサ（Ｃ１０）とは異なり、二次巻線（２３２）に接続される第２コンデンサ（Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３）を有する。制御回路（６）は、コンバータ回路（２、２Ｃ〜２Ｅ）の動作を開始した後、第１コンデンサ（Ｃ１０）と第２コンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）との少なくとも一方の両端電圧（Ｖ１０，Ｖ１，Ｖ２）が規定電圧（Ｖｏ）に達した場合に、突入電流防止回路（７）を低インピーダンス状態に切り替える。又、制御回路（６）は、コンバータ回路（２、２Ｃ〜２Ｅ）の動作を開始した後、規定時間が経過した場合に、突入電流防止回路（７）を低インピーダンス状態に切り替える。
この態様によれば、第１コンデンサ（Ｃ１０）及び第２コンデンサ（Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３）がある程度充電されている状態で突入電流防止回路（７）を低インピーダンス状態にしている。そのため、第１コンデンサ（Ｃ１０）及び第２コンデンサ（Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３）が未充電の状態で突入電流防止回路（７）を低インピーダンス状態にする場合と比較して、第１コンデンサ（Ｃ１０）及び第２コンデンサ（Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３）への突入電流を低減することができる。
第８の態様に係る電力変換システム（１、１Ａ〜１Ｅ）では、第１〜７のいずれかの態様において、突入電流防止回路（７）は、高インピーダンス状態、低インピーダンス状態、及び遮断状態に切り替え可能である。遮断状態は、直流電源（８）と第１コンデンサ（Ｃ１０）との間を遮断する状態である。制御回路（６）は、突入電流防止回路（７）を遮断状態から高インピーダンス状態に切り替える切替タイミングで、又は切替タイミングよりも前に、コンバータ回路（２、２Ｃ〜２Ｅ）の動作を開始させる。
この態様によれば、上記切換タイミングで、又は上記切換タイミングよりも前にコンバータ回路（２、２Ｃ〜２Ｅ）の動作を開始させている。そのため、上記切換タイミングよりも後にコンバータ回路（２、２Ｃ〜２Ｅ）の動作を開始させる場合と比較して、第２コンデンサ（Ｃ１，Ｃ２）への突入電流を低減することができる。
第９の態様に係る電力変換システム（１、１Ａ〜１Ｅ）では、第１〜８の態様において、突入電流防止回路（７）を更に備える。
この態様によれば、突入電流防止回路（７）がない場合と比較して第１コンデンサ（Ｃ１０）への突入電流を低減することができる。
第２〜９の態様に係る構成については、電力変換システム（１、１Ａ〜１Ｅ）の必須の構成ではなく、適宜省略可能である。
１、１Ａ〜１Ｅ 電力変換システム
２、２Ｃ〜２Ｅ コンバータ回路
２３ トランス
２３１ 一次巻線
２３２ 二次巻線
３、３Ａ スナバ回路
６ 制御回路
７ 突入電流防止回路
７１ 第１開閉部
７２ 第２開閉部
８ 直流電源
９１ 交流電力系統
９２ 交流負荷
９３ 直流負荷
Ｃ１０ 第１コンデンサ（コンデンサ）
Ｃ１、Ｃ２、Ｃ３ 第２コンデンサ
ｆ１ 第１周波数
ｆ２ 第２周波数
Ｖ１、Ｖ２、Ｖ１０ 両端電圧
Ｖｏ 規定電圧

Claims (9)

  1. 直流電源と、交流電力系統、交流負荷及び直流負荷のいずれかとの間で単方向又は双方向に電力を伝達する電力変換システムであって、
    少なくともインピーダンスが相対的に高い高インピーダンス状態と前記インピーダンスが相対的に低い低インピーダンス状態とに切り替え可能な突入電流防止回路を介して前記直流電源に接続されるコンデンサと、
    一次巻線及び二次巻線を有するトランスを含み、前記一次巻線に前記コンデンサが接続される絶縁型のコンバータ回路と、
    前記突入電流防止回路及び前記コンバータ回路を制御する制御回路と、を備え、
    前記制御回路は、前記コンバータ回路の動作を開始させた後、前記突入電流防止回路を前記高インピーダンス状態から前記低インピーダンス状態に切り替える、
    電力変換システム。
  2. 前記突入電流防止回路は、
    一端が前記直流電源に接続され、かつ他端が前記コンデンサに接続されており、前記直流電源と前記コンデンサとを接続した状態において前記突入電流防止回路を前記低インピーダンス状態にする第１開閉部と、
    前記直流電源と前記コンデンサとの間において前記第１開閉部と並列に接続され、前記直流電源と前記コンデンサとを接続した状態において前記突入電流防止回路を前記高インピーダンス状態にする第２開閉部と、を含む、
    請求項１に記載の電力変換システム。
  3. 前記制御回路は、前記突入電流防止回路が高インピーダンス状態のときに前記コンバータ回路を動作させる、
    請求項１又は２に記載の電力変換システム。
  4. 前記突入電流防止回路が前記高インピーダンス状態であるときの前記コンバータ回路の駆動周波数である第１周波数は、定常動作時における前記コンバータ回路の駆動周波数である第２周波数よりも高い、
    請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力変換システム。
  5. 前記制御回路は、前記コンバータ回路の駆動周波数を前記第１周波数から前記第２周波数に切り替える前に、前記コンバータ回路を停止させる、又は前記コンバータ回路のオンデューティを低下させる、
    請求項４に記載の電力変換システム。
  6. 前記二次巻線に接続されるスナバ回路を更に備える、
    請求項１〜５のいずれか１項に記載の電力変換システム。
  7. 前記スナバ回路は、前記コンデンサである第１コンデンサとは異なり、前記二次巻線に接続される第２コンデンサを有し、
    前記制御回路は、前記コンバータ回路の動作を開始した後、前記第１コンデンサと前記第２コンデンサとの少なくとも一方の両端電圧が規定電圧に達した場合、又は規定時間が経過した場合に、前記突入電流防止回路を前記低インピーダンス状態に切り替える、
    請求項６に記載の電力変換システム。
  8. 前記突入電流防止回路は、前記高インピーダンス状態、前記低インピーダンス状態、及び前記直流電源と前記コンデンサとの間を遮断する遮断状態のいずれかに切り替え可能であり、
    前記制御回路は、前記突入電流防止回路を前記遮断状態から前記高インピーダンス状態に切り替える切替タイミングで、又は前記切替タイミングよりも前に、前記コンバータ回路の動作を開始させる、
    請求項１〜７のいずれか１項に記載の電力変換システム。
  9. 前記突入電流防止回路を更に備える、
    請求項１〜８のいずれか１項に記載の電力変換システム。
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