JPWO2016136569A1 - 高周波トランス素子、インピーダンス変換素子およびアンテナ装置 - Google Patents

Abstract

複数の絶縁基材の積層体に、第１コイル導体（L1A1,L1B1,L1C1,L1A2,L1B2,L1C2）を含む１次コイル（Ｌ１）と、第２コイル導体（L2A1,L2B1,L2C1,L2A2,L2B2,L2C2）を含む２次コイル（Ｌ２）と、を備え、第１コイル導体の一部導体（L1A2,L1B2,L1C2）に対して絶縁基材の積層方向に隣接し、絶縁基材の面に沿って配置され、第１コイル導体に流れる高周波電流とは逆方向に高周波電流が流れる磁界相殺用導体パターン（L1D）が積層体に設けられている。

Description

本発明は、インダクタンス素子、高周波トランス素子、高周波トランス素子を備えるインピーダンス変換素子およびアンテナ装置に関するものである。

近年の携帯電話端末等に用いられるアンテナの入力インピーダンスは、広帯域化および小型化の影響により、給電回路のインピーダンスに比べて非常に低い。

このようにインピーダンス比の大きな回路同士を広帯域に亘って整合させるためには、例えば特許文献１に示されているようなトランスによる整合回路が、インピーダンス変換時に周波数特性が現れにくいために有効である。

特許第４９００５１５号公報

ところで、表面実装部品として構成するため、小型の高周波トランスを絶縁基材の積層体に内蔵する場合、平面視で積層体の互いに対向する辺に第１入出力端子および第２入出力端子を形成すると、第１入出力端子から始まり、第２入出力端子で終わるようにコイル導体パターンを形成しようとすると、０．５ターンの倍数でコイル導体パターンを形成する必要がある。

図１３は第１入出力端子Ｔａと第２入出力端子Ｔｂとの位置関係および、第１入出力端子Ｔａと第２入出力端子Ｔｂとの間に形成された０．５ターンのコイル導体パターンＬｈを示す図である。コイル導体パターンのターン数の最小単位は０．５ターンになるので、設計可能なコイル導体パターンのターン数は0.5，1.0，1.5，2.0… のように、0.5の倍数のとびとびの値にしかならない。そのため、インダクタンス値およびトランス比を微妙に設定することは難しい。その結果、様々なインピーダンス変換比の高周波トランスを得ることも難しい。

本発明の目的は、入出力端子の位置が限られていても、所望のインダクタンスを得るために有効な構造のインダクタンス素子、所望のトランス比を得るために有効な構造の高周波トランス、この高周波トランスを備えるインピーダンス変換素子およびアンテナ装置を提供することにある。

（１）本発明のインダクタンス素子は、
複数の絶縁基材の積層体に、前記絶縁基材の面に沿って配置されたコイル導体および前記コイル導体に導通する層間接続導体で構成されるコイルを備えるインダクタンス素子であり、
前記コイル導体の一部に対して前記絶縁基材の積層方向に隣接し、前記絶縁基材の面に沿って配置され、前記コイル導体に流れる高周波電流とは逆方向に高周波電流が流れる磁界相殺用導体パターンが前記積層体に設けられたことを特徴とする。

上記構成により、入出力端子の位置が定められていること等により、採り得るターン数およびインダクタンスがとびとびであっても、実質的に所望のインダクタンスが得られる。

（２）上記（１）において、前記磁界相殺用導体パターンは、平面視で前記コイル導体の一部または全部と実質的に同形状（外径寸法、内径寸法、巻回軸）であることが好ましい。このことにより、磁界相殺用導体パターンとコイル導体との結合が高まり、磁界相殺用導体パターンが短くても、広範囲に亘るインダクタンスの設定が可能となる。また、磁界相殺用導体パターンが短くなることにより、磁界相殺用導体パターンを設けることに伴う導体損失の増大が抑制される。

（３）上記（１）または（２）において、前記コイル導体に対する前記磁界相殺用導体パターンの隣接する長さによって、または前記コイル導体に対する前記磁界相殺用導体パターンの、前記絶縁基材の積層方向の間隔によって、前記磁界相殺用導体パターンによる前記コイル導体のインダクタンスの調整量を定めることが好ましい。このことにより、磁界相殺用導体パターンによって、および絶縁基材の厚みによってコイル導体のインダクタンスを容易に設定できる。

（４）本発明の高周波トランス素子は、
複数の絶縁基材の積層体に、前記絶縁基材の面に沿って配置された第１コイル導体および前記第１コイル導体に導通する層間接続導体で構成される１次コイルと、
前記積層体に、前記絶縁基材の面に沿って配置された第２コイル導体および前記第２コイル導体に導通する層間接続導体で構成される２次コイルと、を備え、
前記第１コイル導体の一部に対して前記絶縁基材の積層方向に隣接し、前記絶縁基材の面に沿って配置され、前記第１コイル導体に流れる高周波電流とは逆方向に高周波電流が流れる、磁界相殺用導体パターンが前記積層体に設けられたことを特徴とする。

上記構成により、入出力端子の位置が定められていること等により、採り得るターン数およびインダクタンスがとびとびであっても、実質的に所望のインダクタンスが得られる。そのため、第１コイルと第２コイルによるトランス比を、とびとびで無い、所望の値に定めることができる。

（５）上記（４）において、前記磁界相殺用導体パターンは、平面視で前記第１コイル導体および前記第２コイル導体の一部または全部と実質的に同形状（外径寸法、内径寸法、巻回軸）であることが好ましい。このことにより、磁界相殺用導体パターンとコイル導体との結合が高まり、磁界相殺用導体パターンが短くても、広範囲に亘るトランス比の設定が可能となる。また、磁界相殺用導体パターンが短くなることにより、磁界相殺用導体パターンを設けることに伴う導体損失の増大が抑制される。

（６）上記（５）において、前記磁界相殺用導体パターンは、前記第２コイル側よりも前記第１コイル側に近接する層に配置されていることが好ましい。このことにより、磁界相殺用導体パターンが第２コイルと結合することによる影響が抑えられる。

（７）上記（５）または（６）において、前記第１コイル導体に対する前記磁界相殺用導体パターンの隣接する長さによって、または前記第１コイル導体に対する前記磁界相殺用導体パターンの、前記絶縁基材の積層方向の間隔によって、前記磁界相殺用導体パターンによる前記１次コイルのインダクタンスの調整量を定められることが好ましい。このことにより、磁界相殺用導体パターンによって、および絶縁基材の厚みによってトランス比を容易に設定できる。

（８）本発明のインピーダンス変換素子は、
上記（４）から（７）のいずれかに記載の高周波トランス素子を備え、
前記１次コイルの第１端は給電ポート、前記１次コイルの第２端はアンテナポート、前記２次コイルの第１端は前記アンテナポート、前記２次コイルの第２端はグランドにそれぞれ接続され、前記給電ポートと前記アンテナポートとの間でインピーダンスを変換することを特徴とする。

上記構成により、とびとびの比では無い、所望のインピーダンス変換比で、給電回路とアンテナとを整合させることができる。

（９）上記（８）において、前記積層体の形状は直方体状であり、平面視で互いに対向する第１辺（側面）および第２辺（側面）に入出力端子をそれぞれ備え、平面視で互いに対向する第３辺（側面）または第４辺（側面）にグランド端子を備えることが好ましい。このことにより、給電回路とアンテナとの間の伝送路にインピーダンス変換素子を容易に配置できる。

（１０）本発明のアンテナ装置、上記（８）または（９）に記載のインピーダンス変換素子と前記アンテナポートに接続されたアンテナ素子とで構成される。

上記構成により、給電回路と容易に整合するアンテナ装置が得られる。

本発明によれば、ターン数が少なく、平面サイズや入出力端子の位置が定められた条件の下でも、実質的に所望のインダクタンスのインダクタンスが構成できる。また、実質的に所望のトランス比の高周波トランスが得られる。また、実質的に所望のインピーダンス変換比のインピーダンス変換素子が得られる。さらに、給電回路と容易に整合するアンテナ装置が得られる。

図１は第１の実施形態に係る、インピーダンス変換素子１３１の斜視図である。 図２はインピーダンス変換素子１３１の、基板２０への実装構造を示す平面図である。 図３はインピーダンス変換素子１３１の分解平面図である。 図４はインピーダンス変換素子１３１の断面図である。 図５はインピーダンス変換素子１３１およびアンテナ装置２０１の回路図である。 図６（Ａ）（Ｂ）はインピーダンス変換素子１３１の等価回路図である。 図７（Ａ）（Ｂ）（Ｃ）は、第１の実施形態で図３に示した基材Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ１３に形成される導体パターンの変形例を示す図である。 図８（Ａ）（Ｂ）（Ｃ）は、図７（Ａ）（Ｂ）（Ｃ）に示した導体パターンを有する高周波トランスの１次コイルの回路図である。 図９は、磁界相殺用導体パターンＬ１Ｄのターン数を変えたとき、および磁界相殺用導体パターンＬ１Ｄと第１コイル導体Ｌ１Ａ２との層間距離を変えたときの、１次コイルＬ１と２次コイルＬ２のインダクタンスの変化について示す図である。 図１０は第３の実施形態に係る高周波トランス１２１の回路図である。 図１１は第４の実施形態に係るインダクタンス素子１１１の分解平面図である。 図１２は第４の実施形態に係るインダクタンス素子１１１の回路図である。 図１３は第１入出力端子Ｔａと第２入出力端子Ｔｂとの位置関係および、第１入出力端子Ｔａと第２入出力端子Ｔｂとの間に形成された０．５ターンのコイル導体パターンＬｈの例を示す図である。

以降、図を参照して幾つかの具体的な例を挙げて、本発明を実施するための複数の形態を示す。各図中には同一箇所に同一符号を付す。第２の実施形態以降では第１の実施形態と共通の事柄についての記述を省略し、異なる点について説明する。特に、同様の構成による同様の作用効果については実施形態毎には逐次言及しない。

《第１の実施形態》
第１の実施形態では、高周波トランス素子、インピーダンス変換素子、およびアンテナ装置の例を示す。本実施形態では、高周波トランスがインピーダンス変換素子そのものであり、このインピーダンス変換素子を給電回路とアンテナ素子とのインピーダンス整合回路として用い、インピーダンス変換素子とアンテナ素子とでアンテナ装置を構成する。

図１は第１の実施形態に係る、インピーダンス変換素子１３１の斜視図である。インピーダンス変換素子１３１は、複数の絶縁基材の積層体１０を備え、この積層体１０内に、１次コイルおよび２次コイルによる高周波トランスおよび、この高周波トランスによるインピーダンス変換回路が構成されている。積層体１０の外面には、給電端子Ｔ１、アンテナ端子Ｔ２、グランド端子ＧＮＤおよび空き端子ＮＣがそれぞれ形成されている。

図２はインピーダンス変換素子１３１の、基板２０への実装構造を示す平面図である。基板２０には、グランド導体Egndと信号ラインＳＬとでコプレーナライン構造の伝送線路が形成されている。この伝送線路にアンテナ素子１および給電回路９が接続される。インピーダンス変換素子１３１は、その端子Ｔ１，Ｔ２が伝送線路の途中（信号ラインＳＬの途中）に直列接続され、且つグランド端子ＧＮＤおよび空き端子ＮＣがグランド導体Egndに接続されるように基板２０に実装される。インピーダンス変換素子１３１とアンテナ素子１とでアンテナ装置２０１が構成される。

このように、インピーダンス変換素子１３１の積層体の形状は直方体状であり、平面視で互いに対向する第１辺（側面）および第２辺（側面）に入出力端子Ｔ１，Ｔ２をそれぞれ備え、平面視で互いに対向する第３辺（側面）または第４辺（側面）にグランド端子ＧＮＤを備えているので、給電回路とアンテナとの間の伝送路にインピーダンス変換素子１３１を容易に配置できる。

図３はインピーダンス変換素子１３１の分解平面図である。図４はインピーダンス変換素子１３１の断面図である。但し、図４では図面の鮮明化のため、積層体１０のハッチング表記は省略している。インピーダンス変換素子１３１は、複数の絶縁性の基材Ｓ１〜Ｓ１３を備えている。基材Ｓ１〜Ｓ１３には各種導体パターンが形成されている。「各種導体パターン」には、基材の表面に形成された導体パターンだけでなく、複数の層間接続導体を含む。これら層間接続導体はビア導体だけでなく、積層体１０（図１参照）の端面に形成される端面電極も含む。以降に示すように、各層間接続導体は所定のコイル導体に導通する。

インピーダンス変換素子１３１をセラミック部品として構成する場合、上記基材は非磁性のセラミック層であり、上記導電体パターンは銅ペースト等の導体材料の印刷パターンである。インピーダンス変換素子１３１を樹脂多層部品として構成する場合、上記基材は樹脂材料のシートであり、上記導電体パターンはAl箔やCu箔等の金属箔をパターン化したものである。

基材Ｓ１の上面は積層体１０の実装面（下面）に相当する。基材Ｓ１には端子Ｔ１，Ｔ２，ＧＮＤ，ＮＣが形成されている。

基材Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４には、第１コイル導体Ｌ１Ａ１，Ｌ１Ｂ１，Ｌ１Ｃ１がそれぞれ形成されている。また、基材Ｓ４，Ｓ５，Ｓ６には、第２コイル導体Ｌ２Ａ１，Ｌ２Ｂ１，Ｌ２Ｃ１がそれぞれ形成されている。基材Ｓ８，Ｓ９，Ｓ１０には、第２コイル導体Ｌ２Ｃ２，Ｌ２Ｂ２，Ｌ２Ａ２がそれぞれ形成されている。基材Ｓ１０，Ｓ１１，Ｓ１２には、第１コイル導体Ｌ１Ｃ２，Ｌ１Ｂ２，Ｌ１Ａ２がそれぞれ形成されている。各コイル導体は１ターン以下のループ状導体パターンで構成されている。さらに、基材Ｓ１３には、磁界相殺用導体パターンＬ１Ｄが形成されている。磁界相殺用導体パターンＬ１Ｄは、平面視で第１コイル導体Ｌ１Ｃ２，Ｌ１Ｂ２，Ｌ１Ａ２の一部または全部と実質的に同形状（外径寸法、内径寸法、巻回軸）である。この磁界相殺用導体パターンＬ１Ｄも１ターン以下のループ状導体パターンで構成されている。

図３には、あるタイミング（位相）において各導体パターンに流れる電流の方向を矢印で表している。また、その電流により生じる磁束の向きをクロス記号とドット記号で表している。

第１コイル導体Ｌ１Ａ１の第１端は給電端子Ｔ１に接続されている。第１コイル導体Ｌ１Ａ１の第２端と第１コイル導体Ｌ１Ｂ１の第１端とはビア導体Ｖ１で接続されている。第１コイル導体Ｌ１Ｂ１の第２端と第１コイル導体Ｌ１Ｃ１の第１端とはビア導体Ｖ２で接続されている。第１コイル導体Ｌ１Ｃ１の第２端はアンテナ端子Ｔ２に接続されている。

第２コイル導体Ｌ２Ａ１の第１端はアンテナ端子Ｔ２に接続されている。第２コイル導体Ｌ２Ａ１の第２端と第２コイル導体Ｌ２Ｂ１の第１端とはビア導体Ｖ３で接続されている。第２コイル導体Ｌ２Ｂ１の第２端と第２コイル導体Ｌ２Ｃ１の第１端とはビア導体Ｖ４で接続されている。第２コイル導体Ｌ２Ｃ１の第２端とグランド端子ＧＮＤとはビア導体Ｖ５で接続されている。

第２コイル導体Ｌ２Ｃ２の第１端とグランド端子ＧＮＤとはビア導体Ｖ６で接続されている。第２コイル導体Ｌ２Ｃ２の第２端と第２コイル導体Ｌ２Ｂ２の第１端とはビア導体Ｖ７で接続されている。第２コイル導体Ｌ２Ｂ２の第２端と第２コイル導体Ｌ２Ａ２の第１端とはビア導体Ｖ８で接続されている。第２コイル導体Ｌ２Ａ２の第２端はアンテナ端子Ｔ２に接続されている。

第１コイル導体Ｌ１Ｃ２の第１端はアンテナ端子Ｔ２に接続されている。第１コイル導体Ｌ１Ｃ２の第２端と第１コイル導体Ｌ１Ｂ２の第１端とはビア導体Ｖ９で接続されている。第１コイル導体Ｌ１Ｂ２の第２端と第１コイル導体Ｌ１Ａ２の第１端（第１接続点ＣＰ１１）とはビア導体Ｖ１０で接続されている。第１コイル導体Ｌ１Ａ２の第２端は給電端子Ｔ１に接続されている。

第１コイル導体Ｌ１Ａ２の第１接続点ＣＰ１１と磁界相殺用導体パターンＬ１Ｄの第１端（第１接続点ＣＰ１３）はビア導体Ｖ１１で接続されている。また、第１コイル導体Ｌ１Ａ２の第２接続点ＣＰ１２と磁界相殺用導体パターンＬ１Ｄの第２端（第２接続点ＣＰ１４）はビア導体Ｖ１２で接続されている。

磁界相殺用導体パターンＬ１Ｄのインダクタンスは、主に磁界相殺用導体パターンＬ１Ｄの長さによって定まる。

磁界相殺用導体パターンＬ１Ｄと第１コイル導体Ｌ１Ａ２とは基材Ｓ１２を介して部分的に平行に隣接していて、磁界相殺用導体パターンＬ１Ｄと第１コイル導体Ｌ１Ｂ２とは基材Ｓ１１，Ｓ１２を介して部分的に平行に隣接している。この構造により、磁界相殺用導体パターンＬ１Ｄと第１コイル導体Ｌ１Ａ２，Ｌ１Ｂ２とで相互インダクタンスが生じる。

そのため、第１コイル導体Ｌ１Ａ２に対する磁界相殺用導体パターンＬ１Ｄの隣接する長さ、第１コイル導体Ｌ１Ａ２と磁界相殺用導体パターンＬ１Ｄとの間隔（絶縁基材の積層方向の間隔）、第１コイル導体Ｌ１Ｂ２に対する磁界相殺用導体パターンＬ１Ｄの隣接する長さ、第１コイル導体Ｌ１Ｂ２と磁界相殺用導体パターンＬ１Ｄとの間隔（絶縁基材の積層方向の間隔）によって、磁界相殺用導体パターンＬ１Ｄと第１コイル導体Ｌ１Ａ２，Ｌ１Ｂ２とで生じる相互インダクタンスが定まる。したがって、磁界相殺用導体パターンＬ１Ｄが一定であっても、基材Ｓ１１，Ｓ１２の厚み寸法によって、この磁界相殺用導体パターンＬ１Ｄが繋がるコイル導体のインダクタンスを定めることができる。

図５はインピーダンス変換素子１３１およびアンテナ装置２０１の回路図である。図５では、図３、図４に示したコイル導体の位置関係を考慮して回路図化している。

１次コイルＬ１の第１端は給電端子Ｔ１、１次コイルＬ１の第２端はアンテナ端子Ｔ２、２次コイルＬ２の第１端はアンテナ端子Ｔ２、２次コイルＬ２の第２端はグランドＧＮＤにそれぞれ接続されている。給電端子Ｔ１は本発明に係る「給電ポート」の一例、アンテナ端子Ｔ２は本発明に係る「アンテナポート」の一例である。

図３に示すように、第１コイル導体Ｌ１Ａ１，Ｌ１Ｂ１，Ｌ１Ｃ１およびビア導体Ｖ１，Ｖ２は約１．５ターンのコイルを構成している。同様に、第１コイル導体Ｌ１Ａ２，Ｌ１Ｂ２，Ｌ１Ｃ２およびビア導体Ｖ９，Ｖ１０は約１．５ターンのコイルを構成している。第１コイル導体Ｌ１Ａ１，Ｌ１Ｂ１，Ｌ１Ｃ１と第１コイル導体Ｌ１Ａ２，Ｌ１Ｂ２，Ｌ１Ｃ２は、外径寸法、内径寸法、巻回軸がそれぞれ一致している。

また、図３に示すように、第２コイル導体Ｌ２Ａ１，Ｌ２Ｂ１，Ｌ２Ｃ１およびビア導体Ｖ３，Ｖ４は約２．２５ターンのコイルを構成している。同様に、第２コイル導体Ｌ２Ａ２，Ｌ２Ｂ２，Ｌ２Ｃ２およびビア導体Ｖ７，Ｖ８は約２．２５ターンのコイルを構成している。第２コイル導体Ｌ２Ａ１，Ｌ２Ｂ１，Ｌ２Ｃ１と第２コイル導体Ｌ２Ａ２，Ｌ２Ｂ２，Ｌ２Ｃ２は、外径寸法、内径寸法、巻回軸がそれぞれ一致している。

さらに、第１コイル導体Ｌ１Ａ１，Ｌ１Ｂ１，Ｌ１Ｃ１と第２コイル導体Ｌ２Ａ１，Ｌ２Ｂ１，Ｌ２Ｃ１についても、外径寸法、内径寸法、巻回軸がそれぞれ一致している。同様に、第１コイル導体Ｌ１Ａ２，Ｌ１Ｂ２，Ｌ１Ｃ２と第２コイル導体Ｌ２Ａ２，Ｌ２Ｂ２，Ｌ２Ｃ２についても、外径寸法、内径寸法、巻回軸がそれぞれ一致している。

図５に示すように、第１コイル導体Ｌ１Ａ１，Ｌ１Ｂ１，Ｌ１Ｃ１と第１コイル導体Ｌ１Ａ２，Ｌ１Ｂ２，Ｌ１Ｃ２とは並列接続されて、１次コイルＬ１が構成されている。同様に、第２コイル導体Ｌ２Ａ１，Ｌ２Ｂ１，Ｌ２Ｃ１と第２コイル導体Ｌ２Ａ２，Ｌ２Ｂ２，Ｌ２Ｃ２とは並列接続されて、２次コイルＬ２が構成されている。

第２コイル導体Ｌ２Ａ１，Ｌ２Ｂ１，Ｌ２Ｃ１および第２コイル導体Ｌ２Ａ２，Ｌ２Ｂ２，Ｌ２Ｃ２は、第１コイル導体Ｌ１Ａ１，Ｌ１Ｂ１，Ｌ１Ｃ１と第１コイル導体Ｌ１Ａ２，Ｌ１Ｂ２，Ｌ１Ｃ２とで積層方向に挟まれるように配置されている。この構造により、上記１次コイルＬ１と２次コイルＬ２とは、巻回数が少ないながらも適度に高い結合係数で結合する。

図３の基材Ｓ１３に形成されている磁界相殺用導体パターンＬ１Ｄは、第１コイル導体Ｌ１Ａ２の一部に並列接続される。また、上述のとおり、磁界相殺用導体パターンＬ１Ｄと第１コイル導体Ｌ１Ａ２，Ｌ１Ｂ２との間には相互インダクタンスが生じている。但し、第１コイル導体Ｌ１Ａ２，Ｌ１Ｂ２，Ｌ１Ｃ２により生じる磁束の方向と磁界相殺用導体パターンＬ１Ｄにより生じる磁束の方向は逆である。すなわち、第１コイル導体Ｌ１Ａ２，Ｌ１Ｂ２，Ｌ１Ｃ２に流れる高周波電流とは逆方向に磁界相殺用導体パターンＬ１Ｄに高周波電流が流れる。そのため、磁界相殺用導体パターンＬ１Ｄは第１コイル導体Ｌ１Ａ２，Ｌ１Ｂ２，Ｌ１Ｃ２による磁束を減じる方向に作用し、第１コイル導体Ｌ１Ａ２，Ｌ１Ｂ２，Ｌ１Ｃ２によるインダクタンスを減少させる。したがって、磁界相殺用導体パターンＬ１Ｄは１次コイルＬ１のインダクタンスを減少させる。

磁界相殺用導体パターンＬ１Ｄは第２コイル導体Ｌ２Ａ１，Ｌ２Ｂ１，Ｌ２Ｃ１，Ｌ２Ａ２，Ｌ２Ｂ２，Ｌ２Ｃ２から、絶縁基材の積層方向に離れている。すなわち、磁界相殺用導体パターンＬ１Ｄは、第２コイル導体Ｌ２Ａ１，Ｌ２Ｂ１，Ｌ２Ｃ１，Ｌ２Ａ２，Ｌ２Ｂ２，Ｌ２Ｃ２側よりも第１コイル導体Ｌ１Ａ２，Ｌ１Ｂ２，Ｌ１Ｃ２側に近接する層に配置されている。この構造により、第２コイル導体Ｌ２Ａ１，Ｌ２Ｂ１，Ｌ２Ｃ１，Ｌ２Ａ２，Ｌ２Ｂ２，Ｌ２Ｃ２で構成される２次コイルＬ２のインダクタンスに対する影響は少ない。

磁界相殺用導体パターンＬ１Ｄは、平面視で第１コイル導体Ｌ１Ａ２，Ｌ１Ｂ２，Ｌ１Ｃ２の殆ど全部と実質的に同形状（外径寸法、内径寸法、巻回軸）である。このことにより、磁界相殺用導体パターンＬ１Ｄと第１コイル導体Ｌ１Ａ２，Ｌ１Ｂ２，Ｌ１Ｃ２との結合が高まり、磁界相殺用導体パターンＬ１Ｄが短くても、広範囲に亘るインダクタンスの設定が可能となる。また、磁界相殺用導体パターンＬ１Ｄが短くなることにより、磁界相殺用導体パターンＬ１Ｄを設けることに伴う導体損失の増大は抑制される。

図６（Ａ）（Ｂ）はインピーダンス変換素子１３１の等価回路図である。図６（Ａ）においてポートＰ１，Ｐ２は上記端子Ｔ１，Ｔ２に相当する。１次コイルＬ１と２次コイルＬ２は互いに結合し、１次コイルＬ１と２次コイルＬ２とでオートトランス回路を構成する。図６（Ｂ）は、理想トランスＩＴと寄生インダクタンスＬｐｐ，Ｌｐｓとによる等価回路図である。

ここで、１次コイルＬ１のインダクタンスをL1、２次コイルＬ２のインダクタンスをL2、結合係数をk、トランス比をn、１次コイルＬ１と２次コイルＬ２との相互インダクタンスをMで表すと、次の関係が成り立つ。

M=k√(L1*L2)
Lpp=L1+L2+2M
Lps={(1-k²)*L1*L2}/(L1+L2+2M)
n=(L1+L2+2M)/(L2+M)
したがって、上記磁界相殺用導体パターンＬ１Ｄを設けて１次コイルＬ１のインダクタンスを調整することによって、トランス比nを定めることができ、インピーダンス変換比を定めることができる。

なお、図３〜図５に示した例とは逆に、１次コイルＬ１を構成する第１コイル導体Ｌ１Ａ１，Ｌ１Ｂ１，Ｌ１Ｃ１および第１コイル導体Ｌ１Ａ２，Ｌ１Ｂ２，Ｌ１Ｃ２が、２次コイルＬ２を構成する第２コイル導体Ｌ２Ａ１，Ｌ２Ｂ１，Ｌ２Ｃ１と第２コイル導体Ｌ２Ａ２，Ｌ２Ｂ２，Ｌ２Ｃ２とで積層方向に挟まれるように構成してもよい。但し、２次コイルＬ２の一端はグランドに接続されるので、１次コイルＬ１に対して磁界相殺用導体パターンによるインダクタンスの調整を行う方が、多様なトランス比を得るためには効果的である。すなわち、２次コイルＬ２は１／４ターンを最小単位で設定できるので、設計上の自由度は元々高いが、１次コイルＬ１は１／２ターンが最小単位であるので、設計上の自由度が低い。そのため、１次コイルＬ１側に磁界相殺用導体パターンＬ１Ｄを設けると、インダクタンスの調整に対してより有効に作用することとなる。

《第２の実施形態》
第２の実施形態では、形状の異なる幾つかの磁界相殺用導体パターンＬ１Ｄの例と、それによって得られるインダクタンスの例を示す。

図７（Ｂ）は、第１の実施形態で図３に示した基材Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ１３に形成される導体パターンを示す図である。図７（Ａ）（Ｃ）は、第１の実施形態で図３に示した基材Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ１３に形成される導体パターンの変形例である。その他の基材に形成される導体パターンは第１の実施形態と同じである。

図８（Ａ）（Ｂ）（Ｃ）は、図７（Ａ）（Ｂ）（Ｃ）に示した導体パターンを有する高周波トランスの１次コイルの回路図である。

図７（Ａ）の例では、基材Ｓ１３が無い。または基材Ｓ１３があっても、そこには磁界相殺用導体パターンＬ１Ｄが形成されていない。したがって、第１コイル導体Ｌ１Ａ２に対して磁界相殺用導体パターンＬ１Ｄが接続されることなく、磁界相殺用導体パターンＬ１Ｄによるインダクタンスの減少は無い。

図７（Ｃ）の例では、基材Ｓ１３に形成される磁界相殺用導体パターンＬ１Ｄが、図７（Ｂ）に示した例より短い。また、図７（Ｂ）に示した例では、磁界相殺用導体パターンＬ１Ｄが第１コイル導体Ｌ１Ａ２の一部に並列接続されたが、図７（Ｃ）に示す例では、磁界相殺用導体パターンＬ１Ｄは第１コイル導体Ｌ１Ａ２，Ｌ１Ｂ２の一部に並列接続されている。この図７（Ｃ）に示す例のように、磁界相殺用導体パターンＬ１Ｄは、平面視で第１コイル導体Ｌ１Ａ２，Ｌ１Ｂ２，Ｌ１Ｃ２の一部と実質的に同形状（外径寸法、内径寸法、巻回軸）であってもよい。

図９は、磁界相殺用導体パターンＬ１Ｄのターン数を変えたとき、および磁界相殺用導体パターンＬ１Ｄと第１コイル導体Ｌ１Ａ２との層間距離を変えたときの、１次コイルＬ１と２次コイルＬ２のインダクタンスの変化について示す図である。図９において５つの条件は次のとおりである。

（１）磁界相殺用導体パターンＬ１Ｄ無し
（２）磁界相殺用導体パターンＬ１Ｄのターン数1、層間距離12.5μｍ
（３）磁界相殺用導体パターンＬ１Ｄのターン数1、層間距離50μｍ
（４）磁界相殺用導体パターンＬ１Ｄのターン数0.5、層間距離12.5μｍ
（５）磁界相殺用導体パターンＬ１Ｄのターン数0.5、層間距離50μｍ
図９中のΔＬ１は、磁界相殺用導体パターンＬ１Ｄが無い場合に対する１次コイルＬ１のインダクタンスの変化量、ΔＬ２は、磁界相殺用導体パターンＬ１Ｄが無い場合に対する２次コイルＬ２のインダクタンスの変化量である。

図９の条件（２）と（４）のΔＬ１の違い、または条件（３）と（５）のΔＬ１の違いから明らかなように、層間距離が同じあれば、磁界相殺用導体パターンＬ１Ｄのターン数が１ターンより０．５ターンの方が１次コイルＬ１のインダクタンス減少量が大きい。これは、磁界相殺用導体パターンＬ１Ｄのターン数が少ないほど、磁界相殺用導体パターンＬ１Ｄに流れる電流が増大することに依る。また、磁界相殺用導体パターンＬ１Ｄのターン数の減少に伴って、磁界相殺用導体パターンＬ１Ｄが並列接続される相手側のコイル導体のターン数が多くなることに依る。

図９の（ΔＬ１／Ｌ１）と（ΔＬ２／Ｌ２）とを比較すると明らかなように、磁界相殺用導体パターンＬ１Ｄは１次コイルＬ１に対する影響に比べ、２次コイルＬ２に対する影響は小さい。これは、図５に示したように、２次コイルＬ２を構成する第２コイル導体が１次コイルＬ１を構成する第１コイル導体で積層方向に挟まれていて、磁界相殺用導体パターンＬ１Ｄが積層体の最外層に配置されていることに依る。すなわち、磁界相殺用導体パターンＬ１Ｄは第２コイル導体より、第１コイル導体に強く結合することに依る。

以上に示した例では、説明のわかりやすさを考慮して、磁界相殺用導体パターンＬ１Ｄのターン数を設定するように説明したが、第１コイル導体に対する磁界相殺用導体パターンＬ１Ｄの「隣接する部分の長さ」によって、磁界相殺用導体パターンによるインダクタンスの調整量を定めることができる。

このように、第１コイル導体に対する磁界相殺用導体パターンＬ１Ｄの隣接部の長さおよび磁界相殺用導体パターンＬ１Ｄと第１コイル導体Ｌ１Ａ２との層間距離を適宜選ぶことによって、１次コイルＬ１のインダクタンスを所定範囲内で設定できる。このことにより、第１の実施形態で図６（Ａ）（Ｂ）に示した、１次コイルＬ１と２次コイルＬ２とによる高周波トランスのトランス比を適宜設定できる。すなわち、多様なインピーダンス変換比のインピーダンス変換素子が得られる。

《第３の実施形態》
第３の実施形態では、高周波トランスの例を示す。

図１０は第３の実施形態に係る高周波トランス１２１の回路図である。この高周波トランス１２１は、互いに電磁界結合する１次コイルＬ１および２次コイルＬ２を備える。

図１０に示す高周波トランス１２１の１次コイルＬ１の構成は、第１の実施形態で、図３、図５に示した第１コイル導体Ｌ１Ａ１，Ｌ１Ｂ１，Ｌ１Ｃ１，Ｌ１Ａ２，Ｌ１Ｂ２，Ｌ１Ｃ２および磁界相殺用導体パターンＬ１Ｄと同様に構成される。２次コイルＬ２は、図３、図５に示した第２コイル導体Ｌ２Ａ１，Ｌ２Ｂ１，Ｌ２Ｃ１，Ｌ２Ａ２，Ｌ２Ｂ２，Ｌ２Ｃ２と同様に構成される。

磁界相殺用導体パターンＬ１Ｄの作用は第１、第２の実施形態で示したとおりである。したがって、図１０に示す構成により、磁界相殺用導体パターンＬ１Ｄは１次コイルＬ１のインダクタンスを減少方向に調整する。これにより、１次コイルＬ１と２次コイルＬ２とによる高周波トランスのトランス比を適宜設定できる。

なお、高周波トランスの１次−２次間の関係は可逆性があるので、端子Ｔ１を２次側、端子Ｔ２を１次側にして利用することもできる。

《第４の実施形態》
第４の実施形態ではインダクタンス素子の例を示す。図１１は第４の実施形態に係るインダクタンス素子１１１の分解平面図である。図１２はインダクタンス素子１１１の回路図である。インダクタンス素子１１１は、複数の絶縁性の基材Ｓ１〜Ｓ５を備えている。基材Ｓ１〜Ｓ５には各種導体パターンが形成されている。「各種導体パターン」には、基材の表面に形成された導体パターンだけでなく、層間接続導体を含む。インダクタンス素子１１１は、上記導体パターンが生成された基材Ｓ１〜Ｓ５の積層体である。

基材Ｓ１の上面は積層体の実装面（下面）に相当する。基材Ｓ１には端子Ｔ１，Ｔ２が形成されている。

基材Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４には、コイル導体ＬＣ，ＬＢ，ＬＡがそれぞれ形成されている。また、基材Ｓ５には、磁界相殺用導体パターンＬＤが形成されている。図１１には、あるタイミング（位相）において各導体パターンに流れる電流の方向を矢印で表している。また、その電流により生じる磁束の向きをクロス記号とドット記号で表している。

図１１に示すコイル導体ＬＣ，ＬＢ，ＬＡは、第１の実施形態で図３に示したコイル導体Ｌ１Ｃ２，Ｌ１Ｂ２，Ｌ１Ａ２と同様に構成されている。また、図１１に示す磁界相殺用導体パターンＬＤは、第１の実施形態で図３に示した磁界相殺用導体パターンＬ１Ｄと同様に構成されている。

図１２に示すように、インダクタンス素子１１１の磁界相殺用導体パターンＬＤは、コイル導体ＬＡの一部に並列される。但し、コイル導体ＬＡ，ＬＢ，ＬＣにより生じる磁束の方向と磁界相殺用導体パターンＬＤにより生じる磁束の方向は逆である。すなわち、コイル導体ＬＡ，ＬＢ，ＬＣに流れる高周波電流とは逆方向に磁界相殺用導体パターンＬＤに高周波電流が流れる。そのため、磁界相殺用導体パターンＬＤはコイル導体ＬＡ，ＬＢ，ＬＣによる磁束を減じる方向に作用し、コイル導体ＬＡ，ＬＢ，ＬＣによるインダクタンスを減少させる。したがって、磁界相殺用導体パターンＬＤは１次コイルＬ１のインダクタンスを減少させる。第１、第２の実施形態で示した高周波トランス構造の１次コイルに対する作用と同様に、磁界相殺用導体パターンＬＤのターン数（コイル導体に対する磁界相殺用導体パターンＬＤの隣接する部分の長さ）および磁界相殺用導体パターンＬＤとコイル導体ＬＡとの層間距離によって、所定のインダクタンスに定めることができる。

最後に、上述の実施形態の説明は、すべての点で例示であって、制限的なものではない。当業者にとって変形および変更が適宜可能である。例えば、異なる実施形態で示した構成の部分的な置換または組み合わせが可能である。本発明の範囲は、上述の実施形態ではなく、特許請求の範囲によって示される。さらに、本発明の範囲には、特許請求の範囲内と均等の範囲内での実施形態からの変更が含まれる。

ＣＰ１１…第１コイル導体Ｌ１Ａ２の第１接続点
ＣＰ１２…第１コイル導体Ｌ１Ａ２の第２接続点
ＣＰ１３…磁界相殺用導体パターンＬ１Ｄの第１接続点
ＣＰ１４…磁界相殺用導体パターンＬ１Ｄの第２接続点
Egnd…グランド導体
ＧＮＤ…グランド端子
ＩＴ…理想トランス
Ｌ１Ａ１，Ｌ１Ｂ１，Ｌ１Ｃ１，Ｌ１Ａ２，Ｌ１Ｂ２，Ｌ１Ｃ２…第１コイル導体
Ｌ１Ｄ…磁界相殺用導体パターン
Ｌ２Ａ１，Ｌ２Ｂ１，Ｌ２Ｃ１，Ｌ２Ａ２，Ｌ２Ｂ２，Ｌ２Ｃ２…第２コイル導体
ＬＡ，ＬＢ，ＬＣ…コイル導体
ＬＤ…磁界相殺用導体パターン
Ｌｈ…コイル導体パターン
Ｌｐｐ，Ｌｐｓ…寄生インダクタンス
ＮＣ…空き端子
Ｐ１，Ｐ２…ポート
Ｓ１〜Ｓ１３…基材
ＳＬ…信号ライン
Ｔ１…給電端子
Ｔ２…アンテナ端子
Ｖ１〜Ｖ１０…ビア導体
１…アンテナ素子
Ｌ１…１次コイル
Ｌ２…２次コイル
９…給電回路
１０…積層体
２０…基板
１１１…インダクタンス素子
１２１…高周波トランス
１３１…インピーダンス変換素子
２０１…アンテナ装置

本発明は、高周波トランス素子、高周波トランス素子を備えるインピーダンス変換素子およびアンテナ装置に関するものである。

本発明の目的は、入出力端子の位置が限られていても、所望のトランス比を得るために有効な構造の高周波トランス、この高周波トランスを備えるインピーダンス変換素子およびアンテナ装置を提供することにある。

（１）本発明の高周波トランス素子は、
複数の絶縁基材の積層体に、前記絶縁基材の面に沿って配置された第１コイル導体および前記第１コイル導体に導通する層間接続導体で構成される１次コイルと、
前記積層体に、前記絶縁基材の面に沿って配置された第２コイル導体および前記第２コイル導体に導通する層間接続導体で構成される２次コイルと、を備え、
前記第１コイル導体の一部に対して前記絶縁基材の積層方向における前記第２コイル導体とは反対側に隣接し、前記絶縁基材の面に沿って配置され、前記第１コイル導体に流れる高周波電流とは逆方向に高周波電流が流れる、磁界相殺用導体パターンが前記積層体に設けられたことを特徴とする。
（２）前記磁界相殺用導体パターンは、前記第１コイル導体に並列接続されることが好ましい。
（３）前記磁界相殺用導体パターンは、前記積層体に配置された前記第１コイル導体および前記第２コイル導体の積層範囲よりも外層に設けられることが好ましい。

（４）上記（１）から（３）のいずれかにおいて、前記磁界相殺用導体パターンは、平面視で前記第１コイル導体および前記第２コイル導体の一部または全部と実質的に同形状（外径寸法、内径寸法、巻回軸）であることが好ましい。このことにより、磁界相殺用導体パターンとコイル導体との結合が高まり、磁界相殺用導体パターンが短くても、広範囲に亘るトランス比の設定が可能となる。また、磁界相殺用導体パターンが短くなることにより、磁界相殺用導体パターンを設けることに伴う導体損失の増大が抑制される。

（５）上記（１）から（４）のいずれかにおいて、前記磁界相殺用導体パターンは、前記第２コイル側よりも前記第１コイル側に近接する層に配置されていることが好ましい。このことにより、磁界相殺用導体パターンが第２コイルと結合することによる影響が抑えられる。

（６）上記（１）から（５）のいずれかにおいて、前記第１コイル導体に対する前記磁界相殺用導体パターンの隣接する長さによって、または前記第１コイル導体に対する前記磁界相殺用導体パターンの、前記絶縁基材の積層方向の間隔によって、前記磁界相殺用導体パターンによる前記１次コイルのインダクタンスの調整量を定められることが好ましい。このことにより、磁界相殺用導体パターンによって、および絶縁基材の厚みによってトランス比を容易に設定できる。

（７）本発明のインピーダンス変換素子は、
上記（１）から（６）のいずれかに記載の高周波トランス素子を備え、
前記１次コイルの第１端は給電ポート、前記１次コイルの第２端はアンテナポート、前記２次コイルの第１端は前記アンテナポート、前記２次コイルの第２端はグランドにそれぞれ接続され、前記給電ポートと前記アンテナポートとの間でインピーダンスを変換することを特徴とする。

（８）上記（７）または（８）において、前記積層体の形状は直方体状であり、平面視で互いに対向する第１辺（側面）および第２辺（側面）に入出力端子をそれぞれ備え、平面視で互いに対向する第３辺（側面）または第４辺（側面）にグランド端子を備えることが好ましい。このことにより、給電回路とアンテナとの間の伝送路にインピーダンス変換素子を容易に配置できる。

（９）本発明のアンテナ装置、上記（７）または（８）に記載のインピーダンス変換素子と前記アンテナポートに接続されたアンテナ素子とで構成される。

本発明によれば、ターン数が少なく、平面サイズや入出力端子の位置が定められた条件の下でも、実質的に所望のトランス比の高周波トランスが得られる。また、実質的に所望のインピーダンス変換比のインピーダンス変換素子が得られる。さらに、給電回路と容易に整合するアンテナ装置が得られる。

《第４の実施形態》
第４の実施形態では参考例としてインダクタンス素子の例を示す。図１１は第４の実施形態に係るインダクタンス素子１１１の分解平面図である。図１２はインダクタンス素子１１１の回路図である。インダクタンス素子１１１は、複数の絶縁性の基材Ｓ１〜Ｓ５を備えている。基材Ｓ１〜Ｓ５には各種導体パターンが形成されている。「各種導体パターン」には、基材の表面に形成された導体パターンだけでなく、層間接続導体を含む。インダクタンス素子１１１は、上記導体パターンが生成された基材Ｓ１〜Ｓ５の積層体である。

Claims (10)

1. 複数の絶縁基材の積層体に、前記絶縁基材の面に沿って配置されたコイル導体および前記コイル導体に導通する層間接続導体で構成されるコイルを備えるインダクタンス素子であり、
   前記コイル導体の一部に対して前記絶縁基材の積層方向に隣接し、前記絶縁基材の面に沿って配置され、前記コイル導体に流れる高周波電流とは逆方向に高周波電流が流れる磁界相殺用導体パターンが前記積層体に設けられたことを特徴とするインダクタンス素子。
2. 前記磁界相殺用導体パターンは、平面視で前記コイル導体の一部または全部と実質的に同形状である、請求項１に記載のインダクタンス素子。
3. 前記コイル導体に対する前記磁界相殺用導体パターンの隣接する長さによって、または前記コイル導体に対する前記磁界相殺用導体パターンの、前記絶縁基材の積層方向の間隔によって、前記磁界相殺用導体パターンによる前記コイル導体のインダクタンスの調整量を定めた、請求項１または２に記載のインダクタンス素子。
4. 複数の絶縁基材の積層体に、前記絶縁基材の面に沿って配置された第１コイル導体および前記第１コイル導体に導通する層間接続導体で構成される１次コイルと、
   前記積層体に、前記絶縁基材の面に沿って配置された第２コイル導体および前記第２コイル導体に導通する層間接続導体で構成される２次コイルと、を備え、
   前記第１コイル導体の一部に対して前記絶縁基材の積層方向に隣接し、前記絶縁基材の面に沿って配置され、前記第１コイル導体に流れる高周波電流とは逆方向に高周波電流が流れる、磁界相殺用導体パターンが前記積層体に設けられたことを特徴とする高周波トランス素子。
5. 前記磁界相殺用導体パターンは、平面視で前記第１コイル導体および前記第２コイル導体の一部または全部と実質的に同形状である、請求項４に記載の高周波トランス素子。
6. 前記磁界相殺用導体パターンは、前記第２コイル導体側よりも前記第１コイル導体側に近接する層に配置されている、請求項５に記載の高周波トランス素子。
7. 前記第１コイル導体に対する前記磁界相殺用導体パターンの隣接する長さによって、または前記第１コイル導体に対する前記磁界相殺用導体パターンの、前記絶縁基材の積層方向の間隔によって、前記磁界相殺用導体パターンによる前記１次コイルのインダクタンスの調整量を定めた、請求項５または６に記載の高周波トランス素子。
8. 請求項４から７のいずれかに記載の高周波トランス素子を備え、
   前記１次コイルの第１端は給電ポート、前記１次コイルの第２端はアンテナポート、前記２次コイルの第１端は前記アンテナポート、前記２次コイルの第２端はグランドにそれぞれ接続され、前記給電ポートと前記アンテナポートとの間でインピーダンスを変換するインピーダンス変換素子。
9. 前記積層体の形状は直方体状であり、平面視で互いに対向する第１辺および第２辺に入出力端子をそれぞれ備え、平面視で互いに対向する第３辺または第４辺にグランド端子を備える、請求項８に記載のインピーダンス変換素子。
10. 請求項８または９に記載のインピーダンス変換素子と前記アンテナポートに接続されたアンテナ素子とで構成されるアンテナ装置。

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