JPWO2016088804A1 - 弾性波素子、分波器および通信モジュール - Google Patents

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Abstract

歪波の影響を抑制できる弾性波素子、分波器および通信モジュールを提供する。
本発明の弾性波素子は、多重モード型フィルタ１７と容量部７０とを備える。多重モード型フィルタ１７は、圧電結晶からなる基板５３と、基板５３の上面５３ａに位置し、複数の電極指６３を有する第１櫛歯電極５９Ａおよび基準電位に接続される第２櫛歯電極５９Ｂを備えた、信号が入力される第１ＩＤＴ５５，これに隣接する第２ＩＤＴ５６を含む。容量部７０は、基板５３の上面５３ａに位置し、第１ＩＤＴ５５の第１櫛歯電極５９Ａの側に電気的に接続される第１対向電極７１Ａと、この第１対向電極７１Ａと間隔をあけて配置され、基準電位に接続された第２対向電極７１Ｂとを備える。

Description

本発明は、弾性表面波（ＳＡＷ：Surface Acoustic Wave）素子等の弾性波素子、分波器および通信モジュールに関する。
圧電基板と、圧電基板の主面上に設けられたＩＤＴ（InterDigital Transducer）とを有する弾性波素子が知られている。このような弾性波素子は、例えば、分波器の送信フィルタ、受信フィルタなどに利用されている。
弾性波素子において、素子の非線形性によって発生する電気的な歪波によって電気特性が低下することがある。例えば、弾性波素子を用いた分波器においては、送信帯域および受信帯域の帯域外の妨害波と、送信波とが混合されて、受信帯域内に含まれる歪波が生じる。この歪波は相互変調歪（IMD：Inter-Modulation Distortion）と呼ばれ、無線装置の通信品質（ＳＮ比）を低下させる原因の一つとなっている。この他、送信波の整数倍の周波数を持つ高調波歪が発生し、これが他の無線装置の通信を妨害するといった問題が生じる可能性もある。
そこで歪波によるＳＮ比の低下を抑制するために、分波器を構成するラダー型フィルタの直列共振子または並列共振子を静電容量を変えずに分割する方法が知られている（例えば、特開２００７−０７４６９８号公報）。これは直列共振子または並列共振子を分割することによって、その共振子に印加される電圧を分散させて歪波を抑制するものである。
なお、歪波を抑制する技術に係る文献ではないが、特開平５−１６７３８４号公報では、圧電基板の主面上に設けられ、ＩＤＴに並列に接続された容量素子を開示している。
しかしながら、静電容量を変えずに共振子を分割すると分割前に比べて、共振子が大型化し、ひいては弾性波素子が大型化してしまう。また、共振子を分割する手法は、ラダー型フィルタには適応できるが、受信フィルタに一般的に採用される多重モード型フィルタには適応できない。
従って、更なる歪波の影響を抑制できる弾性波素子、分波器および通信モジュールが提供されることが望ましい。
本発明の一態様に係る弾性波素子は、基板と、多重モード型フィルタと容量部とを含む。基板は、ＬｉＴａＯ３またはＬｉＮｂＯ３である圧電結晶からなる。多重モード型フィルタは、該基板の上面に位置した、複数の電極指を有する、第１櫛歯電極および基準電位に接続される第２櫛歯電極を備えた、信号が入力される第１ＩＤＴおよびこれに隣接する第２ＩＤＴを含む。容量部は、前記基板の前記上面に位置した、前記第１ＩＤＴの前記第１櫛歯電極の側に電気的に接続された第１対向電極および該第１対向電極に対して間隔をあけて配置されて基準電位に接続された第２対向電極を含む。そして（１）または（２）のいずれかの構成を含む。
（１）前記基板は、前記圧電結晶のＺ軸を前記基板の上面に垂直な方向に投影した成分が、前記基板の下面から上面に向かっている場合には、前記容量部において、前記第１対向電極および前記第２対向電極が、前記圧電結晶のＺ軸を前記基板の上面に投影した成分の順方向に沿って、前記第１対向電極、前記第２対向電極の順に配置されている。
（２）前記基板は、前記圧電結晶のＺ軸を前記基板の上面に垂直な方向に投影した成分が、前記基板の上面から下面に向かっている場合には、前記容量部において、前記第２対向電極および前記第１対向電極が、前記圧電結晶のＺ軸を前記基板の上面に投影した成分の順方向に沿って、前記第２対向電極、前記第１対向電極の順に配置されている。
また、本発明の一態様に係る弾性波素子は、基板と、多重モード型フィルタと容量部とを含む。基板は、圧電結晶からなる。多重モード型フィルタは、該基板の上面に位置した、複数の電極指を有する第１櫛歯電極および基準電位に接続される第２櫛歯電極を備えた、信号が入力される第１ＩＤＴおよびこれに隣接する第２ＩＤＴを含む。容量部は、基板の前記上面に位置した、前記第１ＩＤＴの前記第１櫛歯電極の側に電気的に接続された第１対向電極および該第１対向電極に対して間隔をあけて配置されて基準電位に接続された第２対向電極を含む容量部とを備え、前記第１対向電極および前記第２対向電極が、弾性波の伝播方向に配置されているとともに、前記第１対向電極の弾性波の伝播方向における幅が、前記第２対向電極の弾性波の伝播方向における幅よりも大きい。
本発明の一態様に係る分波器は、アンテナ端子と、該アンテナ端子に電気的に接続された送信フィルタと、前記アンテナ端子に電気的に接続された受信フィルタと、を備え、前記送信フィルタは上記の弾性波素子とを備える。
本発明の一態様に係る通信モジュールは、アンテナと、該アンテナに電気的に接続された上記の分波器と、該分波器に電気的に接続されたＲＦ−ＩＣとを備える。
上記の構成によれば、歪波の影響を抑制した弾性波素子、分波器および通信モジュールを提供できる。
本発明の第１の実施形態に係る分波器を含む通信モジュールの信号処理系の構成を示すブロック図である。 図１の分波器の構成を示す回路図である。 図２の分波器の多重モードフィルタを含むＳＡＷ素子を示す平面図である。 図３のＳＡＷ素子と基板の結晶方位との関係を示す斜視図である。 （ａ），（ｂ）はそれぞれ、圧電基板Ｓ内の電場分布を説明する断面図である。 歪波発生原理を検証するためのモデルを示す略図である。 歪波発生原理を検証するためのモデルを示す略図である。 歪波発生原理を検証するための測定系を示すブロック図である。 歪波発生原理を検証するための実測値およびシミュレーション値を示す線図である。 歪波発生原理を説明するための回路図である。 図３のＳＡＷ素子の要部を示す平面図である。 （ａ），（ｂ）はそれぞれＳＡＷ素子の変形例を示す要部平面図およびＢ−Ｂ’線における部分断面図である。 図１２に示す容量部の変形例を示す図である。 実施例に係るモデルの概略構成を示す回路図である。 リファレンス例および実施例のＳＡＷ素子における２次高調波の実測結果を示す図である。 リファレンス例，比較例および実施例のＳＡＷ素子における２次高調波の実測結果を示す図である。 圧電結晶のＺ軸と容量部との構成の関係を示す図である。
以下、本発明の実施形態に係るＳＡＷ素子および分波器について、図面を参照して説明する。なお、以下の説明で用いられる図は模式的なものであり、図面上の寸法比率等は現実のものとは必ずしも一致していない。
変形例等の説明において、既に説明された実施形態の構成と同一または類似する構成については、既に説明された実施形態と同一の符号を付し、説明を省略することがある。
＜実施形態＞
（通信モジュール）
図１は、本発明の第１の実施形態に係る分波器１（デュプレクサ）の利用例（通信モジュール１０１）の要部を示すブロック図である。通信モジュール１０１は、電波を利用した無線通信を行うものである。分波器１は、通信モジュール１０１において送信周波数の信号と受信周波数の信号とを分波する機能を有している。
通信モジュール１０１において、送信すべき情報を含む送信情報信号ＴＩＳは、ＲＦ−ＩＣ１０３によって変調および周波数の引き上げ（搬送波周波数の高周波信号への変換）がなされて送信信号ＴＳとされる。送信信号ＴＳは、バンドパスフィルタ１０５によって送信用の通過帯域以外の不要成分が除去され、増幅器１０７によって増幅されて分波器１に入力される。そして、分波器１は、入力された送信信号ＴＳから送信用の通過帯域以外の不要成分を除去してアンテナ１０９に出力する。アンテナ１０９は、入力された電気信号（送信信号ＴＳ）を無線信号（電波）に変換して送信する。
また、通信モジュール１０１において、アンテナ１０９によって受信された無線信号（電波）は、アンテナ１０９によって電気信号（受信信号ＲＳ）に変換されて分波器１に入力される。分波器１は、入力された受信信号ＲＳから受信用の通過帯域以外の不要成分を除去して増幅器１１１に出力する。出力された受信信号ＲＳは、増幅器１１１によって増幅され、バンドパスフィルタ１１３によって受信用の通過帯域以外の不要成分が除去される。そして、受信信号ＲＳは、ＲＦ−ＩＣ１０３によって周波数の引き下げおよび復調がなされて受信情報信号ＲＩＳとされる。
なお、送信情報信号ＴＩＳおよび受信情報信号ＲＩＳは、適宜な情報を含む低周波信号（ベースバンド信号）でよく、例えば、アナログの音声信号もしくはデジタル化された音声信号である。無線信号の通過帯域は、ＵＭＴＳ（Universal Mobile Telecommunications System）等の各種の規格に従ったものでよい。変調方式は、位相変調、振幅変調、周波数変調もしくはこれらのいずれか２つ以上の組み合わせのいずれであってもよい。回路方式は、図１では、ダイレクトコンバージョン方式を例示したが、それ以外の適宜なものとされてよく、例えば、ダブルスーパーヘテロダイン方式であってもよい。また、図１は、要部のみを模式的に示すものであり、適宜な位置にローパスフィルタやアイソレータ等が追加されてもよいし、また、増幅器等の位置が変更されてもよい。
（分波器）
図２は、分波器１の構成を示す回路図である。
分波器１は、増幅器１０７からの送信信号ＴＳが入力される送信端子３と、送信信号ＴＳから送信用の通過帯域以外の不要成分を除去して出力する送信フィルタ５と、送信フィルタ５からの信号が入力されるアンテナ端子７とを有している。アンテナ端子７は、アンテナ１０９に接続される。
また、分波器１は、アンテナ１０９からアンテナ端子７を介して入力された受信信号ＲＳから受信用の通過帯域以外の不要成分を除去して出力する受信フィルタ９と、受信フィルタ９からの信号が入力される受信端子１１とを有している。受信端子１１は、増幅器１１１に接続される。
送信フィルタ５は、例えば、ラダー型ＳＡＷフィルタによって構成されている。すなわち、送信フィルタ５は、その入力側と出力側との間において直列に接続された１以上（本実施形態では３）の直列共振子Ｓ１〜Ｓ３と、その直列のラインと基準電位部との間に設けられた１以上（本実施形態では３）の並列共振子Ｐ１〜Ｐ３とを有している。
並列共振子Ｐ１、Ｐ２、Ｐ３と基準電位部Ｇとの間には、インダクタＬが設けられている。このインダクタＬのインダクタンスを所定の大きさに設定することによって、送信信号の通過周波数の帯域外に減衰極を形成して帯域外減衰を大きくすることができる。これら直列共振子Ｓ１〜Ｓ３，並列共振子Ｐ１〜Ｐ３は、それぞれＳＡＷ共振子からなる。
受信フィルタ９は、例えば、多重モード型フィルタ１７と、その入力側に直列に接続された補助共振子１５（単に「共振子１５」ということがある。）とを有している。なお、本実施形態において、多重モードは、２重モードを含むものとする。多重モード型フィルタ１７は、平衡−不平衡変換機能を有しており、受信フィルタ９は平衡信号が出力される２つの受信端子１１に接続されている。
送信フィルタ５、受信フィルタ９及びアンテナ端子７の接続点と基準電位部Ｇとの間には、インダクタなどからなるインピーダンスマッチング用の回路が挿入されてもよい。
（ＳＡＷ素子）
図３は、弾性表面波（ＳＡＷ：Surface Acoustic Wave）素子等の弾性波素子５１（以下ＳＡＷ素子５１という）の構成の一部を示す平面図である。ＳＡＷ素子５１は、例えば、図２に示す分波器１の受信フィルタ９を構成するものであり、圧電性を有する基板５３と、この基板５３上に形成された多重モード型フィルタ１７と補助共振子１５と容量部７０とを備える。図３は、多重モード型フィルタ１７と容量部７０との部分のみを示したものである。また、図３では紙面の略全面が基板５３の主面であるものとし、基板５３の外周は表示していない。
なお、ＳＡＷ素子５１は、いずれの方向が上方または下方とされてもよいものであるが、以下では、便宜的に、互いに直交する第１方向Ｄ１，第２方向Ｄ２，第３方向Ｄ３で構成される直交座標系を定義するとともに、Ｄ３方向の正側（図３の紙面手前側）を上方として、上面、下面等の用語を用いるものとする。またＤ３方向を深さ方向ということもある。
多重モード型フィルタ１７は、例えば、縦結合型のものであり、ＳＡＷの伝播方向（Ｄ１方向）において配列された複数（本実施形態では３つ）のＩＤＴ（第１ＩＤＴ５５，第２ＩＤＴ５６，第３ＩＤＴ５７）と、その両側に配置された反射器５８とを有している。受信信号ＲＳは、３つのＩＤＴ５５〜５７のうち中央に位置する第１ＩＤＴ５５に入力され、第１ＩＤＴ５５の両側に位置する第２ＩＤＴ５６，第３ＩＤＴ５７から出力される。
なお、ＳＡＷ素子５１は、上記の他、ＩＤＴ５５〜５７，反射器５８，および容量部７０上面に配置される付加膜、ＩＤＴ５５〜５７，反射器５８，および容量部７０と基板５３との間に介在する接着層、基板５３の上面５３ａをＩＤＴ５５〜５７，反射器５８，および容量部７０（または付加膜）の上から覆う保護層等を有していてもよい。また、図３では、ＩＤＴ５５〜５７および容量部７０に信号の入出力を行うための配線の一部は図示が省略されている。さらに、第１ＩＤＴ５５に信号が入力される側の端子を信号端子（ＳＩＧ），第２ＩＤＴ５６，第３ＩＤＴ５７の信号が出力される側の端子を出力端子（ＯＵＴ１，ＯＵＴ２）とする。
基板５３は、圧電結晶の基板によって構成されている。例えば、基板５３は、ニオブ酸リチウム（ＬｉＮｂＯ３）単結晶等の圧電性を有する単結晶の基板によって構成されている。より好適には、基板５３は、回転Ｙカット−Ｘ伝播の、ＬｉＴａＯ３基板またはＬｉＮｂＯ３基板によって構成されている。ここで、回転Ｙカット−Ｘ伝播の圧電結晶を用いた場合の例として、４２°回転Ｙカット−Ｘ伝播の圧電結晶について、基板５３を構成する圧電結晶の結晶軸（Ｘ軸，Ｙ軸，Ｚ軸）とＩＤＴ５５〜５７，反射器５８，および容量部７０との各種電極の配置との関係を図４に示す。図４はＳＡＷ素子１の概略構成を示す斜視図であり、一部の構成要素の図示を省略している。図４に示すように、ＩＤＴ５５〜５７の配列方向（Ｄ１方向）に沿う方向を基板５３の圧電結晶のＸ軸と合わせている。
図３に戻り、ＩＤＴ５５〜５７は、基板５３の上面５３ａに形成された導電パターン（導電層）によって構成される。第１ＩＤＴ５５は、第１櫛歯電極５９Ａおよび第２櫛歯電極５９Ｂを有しており、第２ＩＤＴ５６は、第１櫛歯電極５９Ｃおよび第２櫛歯電極５９Ｄを有しており、第３ＩＤＴ５７は、第１櫛歯電極５９Ｅおよび第２櫛歯電極５９Ｆを有している。
なお、以下では、第１櫛歯電極５９Ａ，５９Ｃ，５９Ｅおよび第２櫛歯電極５９Ｂ，５９Ｄ，５９Ｆを単に櫛歯電極５９といい、これらを区別しないことがある。また、第１櫛歯電極５９Ａに係る構成等については、「第１バスバー６１Ａ」等のように、「第１」および「Ａ」を付すことがあり、第２櫛歯電極５９Ｂに係る構成等については、「第２バスバー６１Ｂ」等のように、「第２」および「Ｂ」を付すことがあり、また、「第１」、「第２」、「Ａ」、および「Ｂ」を省略することがある。第１櫛歯電極５９Ｃ，５９Ｅおよび第２櫛歯電極５９Ｄ，５９Ｆについても同様である。
各櫛歯電極５９は、互いに対向する２本のバスバー６１と、各バスバー６１から他のバスバー６１側へ延びる複数の電極指６３と、複数の電極指６３の間において各バスバー６１から他のバスバー６１側へ延びる複数のダミー電極６５と、を有している。そして、１対の櫛歯電極５９は、複数の電極指６３が互いに噛み合うように（交差するように）配置されている。
なお、ＳＡＷの伝播方向は複数の電極指６３の向き等によって規定されるが、本実施形態では、便宜的に、ＳＡＷの伝播方向を基準として、複数の電極指６３の向き等を説明することがある。
バスバー６１は、例えば、概ね一定の幅でＳＡＷの伝播方向（Ｄ１方向）に直線状に延びる長尺状に形成されている。そして、１対のバスバー６１は、ＳＡＷの伝播方向に交差（本実施形態では直交）する方向（Ｄ２方向）において対向している。また、１対のバスバー６１は、例えば、互いに平行であり、一対のバスバー６１間の距離は、ＳＡＷの伝播方向において一定である。
複数の電極指６３は、概ね一定の幅でＳＡＷの伝播方向に直交する方向（Ｄ２方向）に直線状に延びる長尺状に形成されており、ＳＡＷの伝播方向（Ｄ１方向）に概ね一定の間隔で配列されている。１対の櫛歯電極５９の複数の電極指６３は、そのピッチｐ（例えば電極指６３の幅の中心間距離）が、例えば、共振させたい周波数でのＳＡＷの波長λの半波長と同等となるように設けられている。波長λは、例えば、１．５μｍ〜６μｍである。
複数の電極指６３の長さ（先端の位置）は、例えば、互いに同等とされている。また、複数の電極指６３の幅ｗは、例えば、互いに同等とされている。なお、これらの寸法は、ＳＡＷ素子５１に要求される電気特性等に応じて適宜に設定されてよい。例えば、幅ｗは、複数の電極指６３のピッチｐに対して０．４ｐ〜０．７ｐである。
複数のダミー電極６５は、例えば、概ね一定の幅でＳＡＷの伝播方向に直交する方向（Ｄ２方向）に直線状に延びる長尺状に形成されており、複数の電極指６３間の中央に配置されている（複数の電極指６３と同等のピッチで配列されている）。そして、一方の櫛歯電極５９のダミー電極６５の先端は、他方の櫛歯電極５９の電極指６３の先端とギャップ６７（第１ギャップ６７Ａ、第２ギャップ６７Ｂ）を介して対向している。ダミー電極６５の幅（Ｄ１方向）は、例えば、電極指６３の幅ｗと同等である。複数のダミー電極６５の長さ（Ｄ２方向）は、例えば、互いに同等である。
複数のギャップ６７の数は、複数の電極指６３の本数と同数である。また、複数のギャップ６７の幅ｗ１は、複数の電極指６３の幅および複数のダミー電極６５の幅と同等であり、また、ギャップ６７同士で互いに同等である。複数のギャップ６７の長さｄ１（Ｄ２方向の大きさ。以下、ギャップの長さを「ギャップ長」と称することがある。）は、ギャップ６７同士で互いに同一である。ギャップ長ｄ１は、ＳＡＷ素子５１に要求される電気特性等に応じて適宜に設定されてよい。例えば、ギャップ長ｄ１は、０．２λ〜１．２λである。
ＩＤＴ５５〜５７は、例えば、金属によって形成されている。この金属としては、例えば、ＡｌまたはＡｌを主成分とする合金（Ａｌ合金）が挙げられる。Ａｌ合金は、例えば、Ａｌ−Ｃｕ合金である。なお、ＩＤＴ５５〜５７は、複数の金属層から構成されてもよい。ＩＤＴ５５〜５７の厚みは適宜に設定されてよい。
第１ＩＤＴ５５によって基板５３に電圧が印加されると、基板５３の上面５３ａ付近において上面５３ａに沿ってＤ１方向に伝播するＳＡＷが誘起される。また、ＳＡＷは、電極指６３によって反射される。そして、電極指６３のピッチｐを半波長とする定在波が形成される。この定在波が隣接する第２ＩＤＴ５６，第３ＩＤＴ５７とそれぞれ縦結合し、第２ＩＤＴ５６,第３ＩＤＴ５７から、当該定在波と同一周波数の電気信号に変換され、電極指６３によって取り出される。より具体的には、第１ＩＤＴ５５の第１櫛歯電極５９Ａに接続された電気配線を介して入力された信号が、第２ＩＤＴ５６および第３ＩＤＴ５７の第１櫛歯電極５９Ｃ，５９Ｅにそれぞれ接続された電気配線を介して出力される。なお、ＩＤＴ５５〜５７の第２櫛歯電極５９Ｂ，５９Ｄ，５９Ｆは基準電位（Reference Potential：ＲＰ）に接続される。ＲＰとしては接地電位を例示できる。このようにして、多重モード型フィルタ１７はフィルタとして機能する。
反射器５８は、基板５３の上面５３ａに形成された導電パターン（導電層）によって構成されており、平面視において電極指間の隙間がスリット状なるように複数の電極指が間隔をあけて形成されている。すなわち、反射器５７は、ＳＡＷの伝播方向に交差する方向において互いに対向する１対のバスバー（符号省略）およびこれらバスバー間においてＳＡＷの伝播方向に直交する方向（Ｄ２方向）に延びる複数の電極指（符号省略）とを有している。反射器５７の複数の電極指は、ＩＤＴ５５の複数の電極指６３と概ね同等のピッチで配列されている。
（歪波を抑制するための構成）
ＳＡＷ素子５１は、上記の基本的な構成に加え、歪波がＳＮ比に及ぼす影響を抑制するために、容量部７０を有している。
容量部７０は、基板５３の上面５３ａに形成された導電パターン（導電層）によって構成されており、いわゆるギャップ型のコンデンサである。具体的には、容量部７０は、互いに対向する第１対向電極７１Ａおよび第２対向電極７１Ｂを有している。対向電極７１は、例えば、概ね一定の幅でＳＡＷの伝播方向（Ｄ１方向）に直線状に延びる長尺状に形成され、ＳＡＷの伝播方向（Ｄ１方向）に直交する方向（Ｄ２方向）において第３ギャップ７３を介して対向している。
第１対向電極７１Ａは、第１ＩＤＴ５５の入力側の櫛歯電極である第１櫛歯電極５９Ａに電気的に接続され、第２対向電極７１Ｂは、基準電位に接続されている。一方、第１対向電極７１Ａから第２対向電極７１Ｂへの方向は、後述するように、基板５３の圧電結晶の結晶軸（Ｚ軸）と関連して決定される。この回転Ｙカット―Ｘ伝播の基板５３を用いている本例では、Ｚ軸をＤ１方向とＤ２方向とで形成される面（基板５３の上面５３ａ）に投影したときの成分（面方向成分）の順方向に沿って、順に第１対向電極７１Ａと第２対向電極７１Ｂとを配置している。すなわち、第１対向電極７１Ａから第２対向電極７１Ｂへと向かう方向は、−Ｄ２方向となっている。なお、Ｚ軸を上面５３ａに垂直な方向に投影したときの成分（厚み方向成分）は、本例では、基板５３の下面５３ｂ（図４参照）側から上面５３ａ側に向かう方向が順方向となっている。
（その他の共振子等の構成）
図２に示す共振子１５や送信フィルタ５を構成する直列共振子Ｓ１〜Ｓ３，並列共振子Ｐ１〜Ｐ３は、例えば、第１ＩＤＴ５５に示すようなＩＤＴとこれの両端に配置された２つの反射器とで構成することができる。
複数の共振子１５および送信フィルタ５は、例えば、一つの基板５３の上面５３ａに共に設けられ、ＳＡＷの伝播方向は互いに同一である。なお、図２は、回路図であることから、ＳＡＷの伝播方向を統一せずに共振子１５等が図示されている。
（歪波の発生原理）
ここで多重モード型フィルタ１７における歪波の発生原理について検討する。圧電結晶に電極によって電場が印加されると、誘電率の２次の非線形性によってその電場に応じた歪電流が流れ、外部に歪波として出力される。この基本原理は単純であるが、実際のＳＡＷデバイスや付加容量では、圧電結晶表面に形成されたＩＤＴやインターディジタル電極によって圧電結晶の内部に電場が励起されるため、電場は単純な形ではなく、面方向成分と深さ方向成分を持つ。この電場に対し、非等方性の誘電率の非線形性が対応して、それぞれに起因する歪電流（面方向効果、深さ方向効果）を発生させる。実際に観察される歪波はこれらの歪電流の位相（極性）を含めた足し合わせになる。
圧電基板Ｓとして、回転Ｙカット−Ｘ伝播の圧電結晶を用い、その表面に複数の電極指ＦがＸ軸（Ｄ１方向）方向に配列するように形成されてなるＳＡＷデバイスをモデルとして、歪波の発生原理を検討する。この例では回転角は０°を超え９０°未満としている。図５に電極指Ｆが圧電基板Ｓの内部に励起する電場Ｅの様子を示す。図５（ａ），（ｂ）はそれぞれ、ＳＡＷ伝播方向（Ｘ軸方向、Ｄ１方向）に沿った面における断面図である。図５（ａ）は、信号が入力される電極指Ｆｓと基準電位に接続される電極指Ｆｒとが交互に一定周期で配置されている部分の部分断面図である。これは、例えばＩＤＴの中央付近に相当する。
一方、図５（ｂ）は、電極指Ｆｓと電極指Ｆｒとが交互に配置されていない部分の断面図であり、具体的には電極指Ｆｓを挟んで一方側が電極指Ｆｒのみの場合を示す。このような配列は、例えば、ＩＤＴの端部から反射器にかけた領域に相当する。
なお、この電極指Ｆｒのみの部分に最も近い電極指Ｆｓが位置する部分を境界部分といい、この電極指Ｆｓを端部電極指Ｆｂという。なお、理解を容易にするために、電極指Ｆｓに斜線を付している。また、図５（ｂ）において、反射器が配置された領域をＡｒｅａ１として図示する。
このような電極指Ｆを用いたときに、電場Ｅは高電位側から低電位側に向かうような方向に励起される。なお、説明を簡単にするために、電極指Ｆに静的な電圧が印加されているように記述するが、実際に電極指Ｆに印加される信号は高周波の交流信号であり、今後の説明は交流信号のある瞬間の状態に対応している。具体的には、電極指Ｆｓが正電極，電極指Ｆｒが負電極として振る舞う瞬間の状態を図示している。図５（ａ）に示す場合には、電極指Ｆｓ，Ｆｒが交互に配置されているので、１つの電極指Ｆの両側で発生する電場Ｅは対称性を有するものとなる。一方で、図５（ｂ）に示す場合には、電極指Ｆｓ，Ｆｒが交互に配置されていないため、端部電極指Ｆｂの両側で発生する電場が非対称となることが想定される。
ここで、ＬｉＴａＯ３基板やＬｉＮｂＯ３基板では、結晶のＺ軸方向の誘電率の非線形性が大きいため、Ｚ軸方向における電場が歪電流に大きく寄与する。ここで例示している回転Ｙカット―Ｘ伝播の圧電結晶Ｓを用いた場合のＺ軸方向の成分は、直交座標系でみると、Ｄ２方向の成分とＤ３方向の成分とで構成され、Ｄ１方向の成分を含まないこととなる（図４参照）。このため、電場Ｅを面方向成分である電場Ｅｄ１，Ｅｄ２と深さ方向成分である電場Ｅｄ３と分ける。電場Ｅｄ１は図５（ａ），（ｂ）の紙面の左右方向に延びる成分であり、電場Ｅｄ２は図５（ａ），（ｂ）の紙面に垂直な方向に延びる成分であり、電場Ｅｄ３は図５（ａ），（ｂ）の紙面の上下方向に延びる成分である。
ここで、隣接する電極指Ｆの一方から他方に向かう電場Ｅｄ１はＺ軸と垂直となり、Ｚ軸方向成分を持たず、歪電流に対する寄与は小さくなる。これに対し、電場Ｅｄ３はＺ軸方向の成分を持つため、歪電流の発生に寄与するものとなる。
図５（ａ）において、電極指Ｆを挟んだ両側の電場Ｅは対称性を有しているため、各電極指Ｆにおいて生じる電場Ｅｄ３は大きさが同じで極性が正負交互になっている。ところで、２次の非線形性に起因する歪電流の方向（極性）は、電場の向きには依存せず、結晶の方位のみに依存するため、図５（ａ）に示す場合には、電場Ｅｄ３によって発生する歪電流のうち、電極指Ｆｓに現れる歪電流と、電極指Ｆｒに現れる歪電流は、大きさが同じで、方向も同じとなる。この２つの歪電流は打ち消し合うため、電極指Ｆｓと電極指Ｆｒとが交互に配列される通常のＩＤＴでは誘電率の２次の非線形性によって生じる歪電流は小さい。
なお、この図では、２次の歪電流がＺ軸正方向に発生すると仮定しているが、実際の圧電結晶では非線形係数の符号によって負方向に発生する場合もある。以下の説明でも２次の歪電流がＺ軸正方向に発生すると仮定するが、負方向に発生する場合でも全体の符号を反転させればよいため、同じ説明が成り立つ。また、図中において、歪電流を破線で、電場Ｅを太い実線で、電場ＥのＺ軸成分を含む電場Ｅｄ３を細い実線で示している。
これに対して、図５（ｂ）に示す例では、端部電極指Ｆｂの両側で電場Ｅが非対称となっている。これは端部電極指Ｆｂの両側（図面の左右方向）で電極指Ｆの電位が対称ではないためである。具体的には、境界部分よりも電極指Ｆｒのみが配列される部分（Ａｒｅａ１）の電極指Ｆｒの側では電気力線が広がってしまい、端部電極指Ｆｂ近傍に電場集中が起こるため、電場Ｅが非対称となる。
このように電場Ｅが、端部電極指Ｆｂ近傍において、境界部分に最も近い電極指Ｆｒ近傍よりも大きくなることで、それに伴う電場Ｅｄ３にも差が生じ、端部電極指Ｆｂに生じる歪電流が境界部分に最も近い電極指Ｆｒに生じる歪電流よりも大きくなり、互いに打ち消し合うことができなくなる。このため、ネットの歪電流が歪波として外部に出力されるようになる。具体的には、この例では、基準電位に接続される側から信号が入力される入力信号端子ＳＩＧ側に歪電流が生じる。本発明者は、鋭意遂行を重ね、このような歪波の発生原理を解明した。
なお、上記では、歪電流の発生原理を分かりやすくするために簡略化した説明を行っているが、より正確には、電極指Ｆが励起する電場分布と、圧電基板Ｓ内の誘電率の２次の非線形性を組み込んだ非等方方程式から電極指Ｆ間に発生する歪波を求める必要がある。しかし、後に述べるように、上記した考え方で、実測される歪波の挙動をほぼ完全に説明することができる。
（歪波発生原理の検証）
ここで、上記した歪波発生原理を確認する実験結果を説明する。図６に作製したデバイスの概要を示す。デバイスは基本的に２つのストリップ状の電極が、あるギャップだけ間隔をあけて配置されたインターディジタル・キャパシタになっている。本実験では、リファレンス用の対称形状（「対称モデル」）の電極の他に、電極の非対称性起因の歪波を確認するために、２種類の非対称モデル１，２に係るインターディジタル・キャパシタを作製した。非対称モデル１は片側のストリップ状の電極の幅を大きくしたものであり、非対称モデル２は片側の電極を反射器のようにショートさせた複数のストリップとしたものである。これは、後で述べる多重モード型フィルタの第１ＩＤＴ５５の端部を模したものである。圧電基板Ｓは４２°Ｙカット−Ｘ伝播のＬｉＴａＯ３基板を使用した。また、上述の各モデルについて、このインターディジタル・キャパシタの２つの電極の配列方向をＸ軸に対して０°とした場合と９０°とした場合についてそれぞれ作製した。
表１に作製したデバイスの仕様をまとめたものを示す。
Figure 2016088804
表１には、それぞれのデバイスの仕様に加え、それぞれのデバイスについて、電場の面方向成分Ｅｄ２による歪と、電場の深さ方向成分Ｅｄ３による歪とが発生するかどうかについて、上述した歪波発生原理に従って想定した結果も示している。なお、このインターディジタル・キャパシタの２つの電極の配列方向をＸ軸に対して９０°とした場合には、図７（ａ）に示すように配列方向がＤ２方向となり、Ｄ２方向（面方向）の電場成分Ｅｄ２を持つようになり、電場ＥがＺ軸方向成分を含むものとなることが想定される。すなわち、インターディジタル・キャパシタの２つの電極の配列方向が９０°の場合には、全てのモデルで電場の面方向成分Ｅｄ２による歪波が発生し、これに加え、非対称モデル１，２の場合には、深さ方向の電場成分Ｅｄ３による歪波も発生する。このため、非対称モデル１，２の歪波はこれらが合成されたものとなり、複雑となることが想定される。
なお、図７は、ＳＡＷの伝播方向（Ｄ１，Ｘ）と直交する方向に沿った断面図である。
図８に、２次の非線形性によって発生する歪波（２次高調波）を評価するための評価系のブロック図を示す。この評価系では、信号発生器において所定のパワーの信号を発生させて、その信号をパワーアンプ，アイソレータ，方向性結合器を介して測定対象のデバイス（ＤＵＴ）に入力し、ＤＵＴからの反射波を方向性結合器を介してフィルタ（ＨＰＦ）に入力し、反射波に含まれる２次高調波成分のみをスペクトラムアナライザー（ＳＡ）にて測定するものである。ＨＰＦは、ＤＵＴから反射されてきた入力信号がＳＡに入力されるのを防ぐために挿入されている。なお、入力信号のパワーは２２ｄＢｍ、周波数ｆ０は１７５０〜１９５０ＭＨｚである。従って、２次高調波２ｆ０の周波数は３５００〜３９００ＭＨｚとなる。
また、図８には図示していないが、反射波の影響を低減させるために、図８に示す評価系の各所に適切な減衰レベルのアッテネータが挿入されている。
図９（ａ）に、歪波（２次高調波）出力の測定結果の一例を示す。図９（ａ）において、横軸は入力信号の周波数を、縦軸は歪波（２次高調波）の出力をそれぞれ示しており、０°配置の場合の対称モデルの測定結果を実線で、非対称モデル１の測定結果を破線で、非対称モデル２の測定結果を一点鎖線でそれぞれ示している。
インターディジタル・キャパシタの２つの電極の配列方向は０°の場合であるため、対称モデルの場合は歪波は発生せず、非対称モデル１，２の場合は電場の深さ方向成分による歪が発生すると予想される。測定結果も予想と一致し、対称モデルの場合には歪波が非常に小さくなっているのに対し、非対称モデル１，２の場合には−８２ｄＢｍ程度の歪波が発生している。ここで注目すべき点は、非対称モデル１、２で発生する歪波がほぼ同じ強度であることである。これは、インターディジタル・キャパシタの片側の電極が幅広の場合と、反射器のようなショートさせた複数のストリップとしたもので、圧電基板Ｓに中に励起される電場の非対称性が同様であることを示している。
次に、図９（ｂ）に、表１で示した６種類のデバイスの歪波（２次高調波）の３５００〜３９００ＭＨｚの範囲における出力の平均値を示す。図９（ｂ）において、横軸は６種類のデバイスを、縦軸に二次高調波の出力を示している。実線は各デバイスの実測値を示し、破線はシミュレーション結果を示している。
シミュレーションは以下の様に行った。まず、有限要素法（ＦＥＭ）によって、デバイスの電極が圧電基板内に励起する電位分布を求める。次に、圧電基板内の誘電率の２次の非線形性（２次の非線形誘電率）に基づいて、上記電位分布が励起する２次高調波の電束密度の分布を求める。最後に、その電束密度を元に、２次高調波の電位分布をＦＥＭで求める。このようにして、任意の形状・配置の電極に発生する２次高調波の強度を計算することができる。すなわち、歪波が、電位分布とそれにより形成される電場の分布により生じるとの推測した、歪波発生原理に沿うシミュレーションである。
なお、シミュレーションでは圧電結晶（４２°Ｙカット―Ｘ伝播のＬｉＴＯ３基板）のＺ軸方向のみの誘電率を非線形にしており、その他の軸方向における非線形は小さいものとして計算を行なっている。
シミュレーション結果と実測値とがよく一致していることから、上記した歪発生原理の考え方が正しいことが確認できる。
なお、対称モデルのうち、配列方向が０°のものは、実測値とシミュレーション値とが乖離している。これは、シミュレーションでは歪波が発生しないと予想されているのに対して、実測値での歪波の測定限界が−１００ｄＢｍ程度であることに起因している。すなわち、実際には歪波はほとんど発生しておらず、測定限界以下の歪波となっているため乖離しているに過ぎず、シミュレーション結果と一致しているものと考えられる。
また、インターディジタル・キャパシタの２つの電極の配列方向が０°のときの非対称モデル１，２の歪波の出力に比べ、インターディジタル・キャパシタの２つの電極の配列方向を９０°としたときの対称モデルの歪波の出力が大きくなっている。このことから、この圧電基板Ｓでは、電場の面方向成分による歪波の方が、電場の深さ方向成分の非対称性に起因する歪波よりも大きく、歪波の大きさには、非対称モデル１，２のように電極指の形状を調整することによる影響よりも、電極指の配置方向を調整する影響の方が大きいことが推察される。
また、配置方向が９０°の場合の非対称モデル１，２のデバイスの場合には、電場の面方向成分による歪波と、電場の深さ方向成分による歪波の双方が同位相で発生するため、歪波同士が強め合って、大きな歪波出力となる。逆に、今回作製したデバイスと信号側に接続される電極と基準電位側に接続される電極との配置が逆の場合には、図７（ｂ）に示すような電場の面方向成分による歪波が発生し、図７（ａ）に示す場合と極性が逆になる。そして、図７（ｂ）に示す電極配置において、基準電位側の電極の幅を非対称モデル１，２のようにすると、電場の面方向成分による歪波と、電場の深さ方向成分による歪波の双方が逆位相で発生するため、歪波どうしが弱め合って、対称モデルの場合よりも歪波出力が小さくなると予想される。
（歪発生原理の多重モード型フィルタ１７への適用）
図１０に多重モード型フィルタ１７を第１〜第３ＩＤＴ５５〜５７の静電容量に注目して回路図にしたものを示す。第１ＩＤＴ５５は、入力ＩＤＴとして機能するものであり、一方の櫛歯電極５９Ａが信号端子ＳＩＧに、他方の櫛歯電極５９Ｂが接地電位（参照電極ＲＰ）に接続されている。また、第１ＩＤＴ５５に隣接する第２ＩＤＴ５６，第３ＩＤＴ５７は、出力ＩＤＴとして機能するものであり、一方の櫛歯電極５９Ｄ，５９Ｆが接地電位に、他方の櫛歯電極５９Ｃ，５９Ｅが出力端子ＯＵＴ１，ＯＵＴ２に接続されている。
なお、図２、図３、図４および図１０に示した多重モード型フィルタ１７は、所謂３ＩＤＴタイプの多重モード型フィルタの例であり、第２ＩＤＴ５６，第３ＩＤＴ５７が出力端子ＯＵＴに接続されているが、これに限定されない。例えば、３ＩＤＴタイプ以外のタイプの多重モード型フィルタでは、第２ＩＤＴ５６，第３ＩＤＴ５７は必ずしも出力ＩＤＴとしては機能しない場合もある。その場合でも、第２ＩＤＴ５６，第３ＩＤＴ５７が第１ＩＤＴ５５に隣接しており、かつ、第２ＩＤＴ５６，第３ＩＤＴ５７の一方の櫛歯電極５９Ｄ，５９Ｆが接地電位になっていれば、以下の説明は同様に成り立つ。
多重モード型フィルタ１７が分波器１の受信側のフィルタに使用されている場合を考える。分波器１で問題となる歪波は、分波器１に強い送信信号が入力されたときに発生するものである。送信信号ＴＳの周波数は受信側の多重モード型フィルタ１７の通過帯域外なので、多重モード型フィルタ１７のＩＤＴ５５〜５７の共振周波数からは離れた周波数となる。このため、ＩＤＴ５５〜５７は共振を起こさず、あたかも容量素子であるインターディジタル・キャパシタ（Ｃ１〜Ｃ３）のように振舞う。つまり、第１ＩＤＴ５５は、信号端子ＳＩＧと接地電位ＲＰとの間に接続されたインターディジタル・キャパシタＣ１として動作する。また、第１ＩＤＴ５５に隣接する第２ＩＤＴ５６，第３ＩＤＴ５７は、一方の櫛歯電極５９Ｄ，５９Ｆが接地電位に接続され、他方の櫛歯電極５９Ｃ，５９Ｅは、櫛歯電極５９Ｄ，５９Ｆとの静電容量によって接地電位と結合される電位となるインターディジタル・キャパシタＣ２，Ｃ３となる。
ここで、第１ＩＤＴ５５の櫛歯電極５９Ａから、第２ＩＤＴ５６，第３ＩＤＴ５７の櫛歯電極５９がどのような電位に見えるかについて検討する。まず、第２ＩＤＴ５６，第３ＩＤＴ５７の櫛歯電極５９Ｄ，５９Ｆは接地電位に接続されている。また、第２ＩＤＴ５６，第３ＩＤＴ５７の櫛歯電極５９Ｃ，５９Ｅは、接地電位と櫛歯電極５９Ｄ，５９Ｆとの静電容量によって接地電位と結合される電位であり、信号端子ＳＩＧの電位と比較するとほぼ接地電位と等しいと近似可能な値となっている。第２ＩＤＴ５６，第３ＩＤＴ５７の第１櫛歯電極５９Ｃ，５９Ｅのうち、第１ＩＤＴ５５側の電極指６３と、第１ＩＤＴ５５の第２ＩＤＴ５６，第３ＩＤＴ５７側の電極指６３ともキャパシタＣ４，Ｃ５を形成し、静電容量が発生する。しかしながら、キャパシタＣ４，Ｃ５の静電容量は、電極指６３一対分となる。これに対し、第２ＩＤＴ５６，第３ＩＤＴ５７の電極指の本数は通常数１０本になるので、キャパシタＣ２，Ｃ３の静電容量はキャパシタＣ４，Ｃ５の静電容量に対して十分に大きくなる。これにより、キャパシタＣ４，Ｃ５を考慮する必要はなくなり、第１ＩＤＴ５５の櫛歯電極５９Ａから見ると、第２ＩＤＴ５６、第３ＩＤＴ５７の櫛歯電極５９Ｃ，５９Ｅは、ほぼ接地電位（ＲＰ）となる。つまり、第１ＩＤＴ５５の櫛歯電極５９Ａからは、第２ＩＤＴ５６、第３ＩＤＴ５７の櫛歯電極５９は、ほぼ接地電位に見えることとなると考えられる。
このため、図３に示す多重モード型フィルタ１７において、第１ＩＤＴ５５と、第２ＩＤＴ５６，第３ＩＤＴ５７のうち最も第１ＩＤＴ５５側に位置する電極指６３と、の電位の状態が、図５（ｂ）と同様の状況となっていることが推察される。すなわち、第１ＩＤＴ５５の第１櫛歯電極５９Ａのうち最も外側に位置する電極指６３が端部電極指Ｆｂであり、第２ＩＤＴ５６，第３ＩＤＴ５７の電極指Ｆが、境界部分よりも左側（Ａｒｅａ１）に位置する電極指Ｆｒに相当する。
以上より、多重モード型フィルタ１７において、第１ＩＤＴ５５と第２ＩＤＴ５６との間および第１ＩＤＴ５５と第３ＩＤＴ５７との間において、基板５３内部における電場が非対称になることに起因して発生する、基準電位ＲＰ側から信号端子ＳＩＧ側に向かう歪電流が、多重モード型フィルタ１７での歪波の発生理由であると考えた。この歪電流の大きさは、電極指６３の交差幅と、入力端子ＩＮと基準電位との電位差とにより決定される。なお、第１ＩＤＴ５５にＩＤＴではなく反射器が隣接している場合でも、信号端子ＳＩＧ側に電場が集中する非対称性ができるため、ＩＤＴが隣接している場合と同様の歪電流が発生する。特に、反射器が基準電位ＲＰ側に接続されている場合は、上述の説明と全く同様の状況になる。
なお、上記の説明は、多重モード型フィルタ１７に１つの信号（送信信号ＴＳ）が入力された場合についての説明であるが、この送信信号ＴＳと同時に、送信信号ＴＳの周波数と足しあわされる、もしくは差し引かれることにより受信信号の周波数帯になる妨害信号が入力された場合には、この２つの信号が上述した２次の歪波発生原理によって混合され、受信信号の周波数帯の歪波が発生する。この歪波は受信信号の周波数帯であるため多重モード型フィルタ１７を通過し、受信信号のＳＮ比を悪化させる、所謂相互変調歪（IMD：Inter-Modulation Distortion）となる。
以上の発生原理を踏まえて、発明者は以下に説明する歪波の低減方法を発案した。すなわち、多重モード型フィルタ１７の歪波は高周波信号として出力されるため、フィルタ１７もしくは分波器１内に、この歪波と同等の強度を持ち、位相が１８０°異なる歪波を発生させる要素を設ければ、信号を打ち消し合うことによって、外部に出力される歪波は低減されると考えた。本実施形態では、図３に示すように容量部７０により新たな歪波を形成することで、多重モード型フィルタ１７からの歪波を打ち消している。
（多重モード型フィルタからの歪波を打ち消す原理）
図１１と図７（ｂ）とを用いて、容量部７０により、多重モード型フィルタ１７からの歪波を打ち消す原理について説明する。図１１は、図３に示すＳＡＷ素子１の一部の構成を示す要部概略平面図である。図１１において、第３ＩＤＴ５７，反射器５８等の図示を省略している。
上述した通り、多重モード型フィルタ１７からは、信号端子ＳＩＧ側から流れ出す方向に歪電流が出力される。ＳＡＷ素子５１は、図３および図１１に示すように、多重モード型フィルタ１７の信号端子ＳＩＧに容量部７０が接続されている。この容量部７０は、多重モード型フィルタ１７の電極指６３の配列方向とは９０°異なる方向に、２つの対向電極７１Ａ，７１Ｂが配列されてなる。言い換えると、容量部７０は、多重モード型フィルタ１７における弾性波の伝播方向とは９０°異なる方向に、２つの対向電極７１Ａ，７１Ｂが配列されてなる。すなわち、この容量部７０は、図６で示した、配置方向が９０°の対称モデルのインターディジタル・キャパシタとして振る舞うこととなる。ただし、信号端子の側に接続される対向電極７１Ａと、基準電位に接続される対向電極７１Ｂとの配列方向が逆となっている。このため、図１１のＡ−Ａ線における断面における電場および歪電流の状態は、図７（ｂ）に示す状態と同じになっている。
図７（ｂ）に示すように、容量部７０を構成する対向電極７１Ａ，７１Ｂは、多重モード型フィルタ１７の電極指６３の配列方向とは９０°異なる方向に配列されているため、電場の面方向成分が基板５３の圧電結晶のＺ軸方向の成分を持つようになる。このため、図７（ｂ）に示すように、信号端子ＳＩＧ側から基準電位ＲＰ側に歪電流が出力される。
すなわち、容量部７０により、多重モード型フィルタ１７で発生する信号端子ＳＩＧ側に出力される歪電流とは位相が１８０°異なった歪電流が出力される。この容量部７０による歪電流の大きさを、多重モード型フィルタ１７で発生する歪電流と略同一となるように、対向電極７１Ａ，７１Ｂの交差幅や間隔を調節することにより、歪電流同士を打消し、歪波の出力を低減することができる。
ここで、容量部７０のように電場の面方向成分に起因する歪電流により、多重モード型フィルタ１７から出力される歪電流と打ち消すための基板５３上での配置の方向性は、圧電基板の結晶方位、カット角、極性、フィルタを形成する基板上の向きによって変わるため、それぞれのケースについて、本発明で説明した原理に従って配置の方向性を決定する必要がある。
なお、分波器１において、送信信号ＴＳの強度は受信信号ＲＳの強度よりも高いことから、送信信号ＴＳに起因する歪波を低減することが分波器１の特性向上に大きく寄与するものとなる。また、多重モード型フィルタ１７により生じる歪波は、上述の通り、結晶方位のＺ軸方向の成分を含む、電場のＤ２方向とＤ３方向とが大きく寄与する。上述の例ではＤ３方向（深さ方向）を主としてる。Ｄ２方向に由来の歪みとしては、電極指６３とこれに対向するダミー電極６７とのギャップによるものが想定される。しかしながら、多重モード型フィルタ１７は、一般的に電極指６３の本数が少なく、Ｄ２方向のギャップ箇所も少ないため、Ｄ２方向に由来する歪がＤ３方向に由来する歪に比べて小さくなる。このために主として、Ｄ３方向に由来する歪波に着目して設計される容量部７０は、多重モード型フィルタ１７に適したものとなり、多重モード型フィルタ１７により生じる歪を効果的に打ち消すことができるものとなる。
２次の歪波を抑制する手法としては、国際公開２０１４／１３３０８４号公報に示されているように、共振子を分割して、配置方向を逆にして接続する、所謂逆相分割による方法が知られている。しかし、多重モード型フィルタ１７では、２次の歪波の大きな部分が上述したＩＤＴ端部の非対称性に起因して発生するため、同じ基板上に形成されている場合は、配置方向にかかわらず同じ極性の歪波が発生してしまう。そのため、逆相分割による歪の低減手法は適用できない。これに対して、本発明によれば、多重モードフィルタ１７からの歪波の発生原因を初めて解明したことから、効果的に歪波を低減させることができる。
（変形例１：容量部７５）
上述のＳＡＷ素子５１では、容量部７０により面方向の電場に起因する歪電流を出力させることで歪波を低減させる例について説明したが、容量部７０に代えて、深さ方向の電場に起因する歪電流を出力させる容量部７５により歪波を低減させてもよい。この容量部７５は、図６で示した、配置方向が０°の対称モデルのインターディジタル・キャパシタとして振る舞うこととなる。
図１２を用いて、容量部７５の構成について説明する。図１２（ａ）は、多重モード型フィルタ１７の一部と容量部７５とを示す平面図である。図１１と同様に、多重モード型フィルタ１７の一部構成の図示を省略している。容量部７５は、第１対向電極７６Ａと第２対向電極７６Ｂとを備える。容量部７５は、容量部７０とは、対向電極７６Ａ，７６Ｂの配置方向と、第１対向電極７６Ａと第２対向電極７６Ｂとで幅が異なる点で相違する。
容量部７５において、入力端子側に接続される第１対向電極７６Ａと基準電位側に接続される第２対向電極７６Ｂとは、ＳＡＷの伝播方向（Ｄ１方向，Ｘ軸方向）と直交する方向（Ｄ２方向）に延び、ＳＡＷの伝播方向に沿って間隔をあけて配置されている。そして、第１対向電極７６ＡのＳＡＷの伝播方向における幅は、第２対向電極７６Ｂの幅に比べて大きくなっている。
このような容量部７５により基板５３内に励起される電場を図１２（ｂ）を用いて説明する。図１２（ｂ）は、図１２（ａ）のＢ−Ｂ’線における断面図である。図１２（ｂ）に示すように、第１対向電極７６Ａの幅が大きいため、第２対向電極７６Ｂ側において電場が集中し、第１対向電極７６Ａと第２対向電極７６Ｂとの間で電場Ｅが非対称となる。
多重モード型フィルタ１７での歪発生は、入力側の第１ＩＤＴ５５の端部に位置する電極指６３から見て、隣接する出力ＩＤＴである第２ＩＤＴ５６、第３ＩＤＴ５７の全電極指６３が基準電位に見えるため、第１ＩＤＴ５５の一番外側の電極指６３に電場が集中することが原因である。図１２（ｂ）に示す構成は、これとは逆に、基準電位に接続される第２対向電極７６Ｂから見て信号端子ＳＩＧの側の第１対向電極７６Ａが広く見える。このため、第２対向電極７６Ｂに電場が集中し、図５（ｂ）とは逆極性の歪電流が発生する。なお、ここで使用している容量部７５は図６で説明した「配置方向０°・非対称モデル１」のインターディジタル・キャパシタに相当する。
より詳細には、電場Ｅは第２対向電極７６Ｂ側で強くなるため、電場Ｅの深さ方向成分Ｅｄ３は第１対向電極７６Ａよりも第２対向電極７６Ｂの側で大きくなる。このため、入力端子に接続される側の第１対向電極７６Ａと、基準電位に接続される側の第２対向電極７６Ｂとで発生する歪電流が異なるようになり、ネットの歪電流が出力される。すなわち、容量部７５に起因する歪電流は基準電位側に出力される。多重モード型フィルタ１７からは信号端子ＳＩＧの側に歪電流が出力されるため、この２つの歪電流は位相が１８０°異なる。容量部７５に起因する歪電流の大きさを、多重モード型フィルタ１７で発生する歪電流と略同一となるように対向電極７６Ａ，７６Ｂの交差幅や間隔を調節することにより、歪電流同士を相殺させ、ＳＡＷ素子５１の歪波の出力を低減することができる。
なお、容量部７５は対向電極７６Ａ，７６Ｂの配列方向がＺ軸と直交するＸ軸（Ｄ１方向）であるため、電場ＥのうちＺ軸成分はＤ３方向のみに現れ、面方向の電場に起因する歪電流は考慮する必要はない。また、図１２において、―Ｄ１方向に第１対向電極７６Ａ，第２対向電極７６Ｂが順に配置された例を用いて説明したが、Ｄ１（Ｘ軸）方向はＺ軸成分を有していないため、配列順はこれに限定されない。例えば、＋Ｄ１方向に第１対向電極７６Ａ，第２対向電極７６Ｂが順に配置されていてもよい。
また、図１２において、容量部７５は、ＳＡＷの伝播方向に交差する方向において(例えばＤ２方向において)、多重モード型フィルタ１７の側方に位置させている。このように配置することで、容量部７５は、多重モード型フィルタ１７のＳＡＷの伝播による振動の影響を受けることがなく、信頼性の高いＳＡＷ素子とすることができる。
（容量部７５の変形例）
図１２では、容量部７５を構成する対向電極７６Ａ，７６Ｂの幅を異ならせた場合について説明したが、容量部７５は第２対向電極７６Ｂの側に電場を偏らせることができればこの例に限定されない。
例えば、図１３（ａ）に示すように、第２対向電極７６Ｂの両側に幅広の第１対向電極７６Ａを設けてもよい。すなわち、第１対向電極７６Ａは、第２対向電極７６ＢをＳＡＷの伝播方向において挟むように両側に配置される第１電極部分７６Ａａと第２電極部分７６Ａｂとを備えていてもよい。このような構成とすることにより、図１２に示す場合の２倍の大きさの歪電流を発生させることができる。多重モード型フィルタ１７での歪発生箇所は、第１ＩＤＴ５５と第２ＩＤＴ５６との間と、第１ＩＤＴ５５と第３ＩＤＴ５７との間の２か所である。このため、単純に多重モード型フィルタ１７と対向電極７６Ａ，７６Ｂとで電場の偏り具合や送信信号ＴＳ等の強度が同程度と仮定すると、図１３（ａ）の対向電極７６Ａ，７６Ｂの対向する幅（交差幅）を多重モード型フィルタ１７の電極指６３と同じように設定すれば、多重モード型フィルタ１７からの歪電流をほぼ完全に打ち消し合うことができる。実際には電場の偏り具合は一様ではなく、かつ送信信号ＴＳの強度も同一ではないが、図１３（ａ）の構成を用いることより、ＳＡＷ素子５１を小型化することができる。
さらに、図１３（ｂ）に示すように、第１対向電極７６Ａを反射器のような構成としてもよい。この場合には、電場の状態が多重モード型フィルタ１７に近くなり、歪電流の大きさを揃えることが容易となる。また、容量部７５を図１３（ｂ）に示す構成で実現する場合には、第１対向電極７６Ａを反射器５８の一部とすることもできる。例えば、図３に示す反射器５８を第１対向電極７６Ａとし、その外側に基準電位に接続される第２対向電極７６Ｂを配置してもよい。
（基板５３の圧電結晶軸と容量部７０，７５との構成の関係）
上述の例では、回転Ｙカット・Ｘ伝播の圧電結晶を基板として用いた場合を例に説明したが、−回転Ｙカット・Ｘ伝播の圧電結晶を用いてもよい。この場合であっても、結晶軸Ｚ軸方向における電場の大きさ、極性を考慮の上、容量部７０，７５を設計すれば、上述に示した例と同様の効果を奏することができる。
図１７を用いて、基板５３のカット角等により上面５３ａに対する圧電結晶のＺ軸の向きが変わったときの容量部７０，７５の構成について説明する。図１７に、基板５３の上面５３ａに対す圧電結晶のＹ軸，Ｚ軸の関係をケース１〜ケース４に分けて示す。ケース１〜ケース４は、Ｚ軸の面方向成分、厚み方向成分の方向の組み合わせが異なる。
なお、図１７において、Ａ１からＡ３列、Ａ５列は図７と同じ方向における断面図（ＳＡＷの伝播方向に垂直な面における断面図）であり、Ａ４列、Ａ６列は図５と同じ方向における断面図（ＳＡＷの伝播方向に直交する方向における断面図）である。
ここで、多重モード型フィルタ１７から出力される歪電流の極性について検討する。多重モード型フィルタ１７から出力される歪電流は、Ｚ軸の厚み方向成分に起因するものである、このため、ケース１，ケース２に示すように、Ｚ軸の厚み方向成分が上向き（基板５３の下面５３ｂ側から上面５３ａ側に向かう向き）の場合には、歪電流は基準電位ＲＦ側から信号端子ＳＩＧ側に向かうものとなる。逆に、ケース３，ケース４に示すように、Ｚ軸の厚み方向成分が下向き（基板５３の上面５３ａ側から下面５３ｂ側に向かう向き）の場合には、歪電流は信号端子ＳＩＧ側から基準電位ＲＦ側に向かうものとなる。
このことから、ケース１，２の場合には、容量部７０，７５で発生させる歪電流の極性は、信号端子ＳＩＧ側から基準電位ＲＦ側に向かうように設計する。ケース３、ケース４の場合には、容量部７０，７５で発生させる歪電流の極性は、基準電位ＲＦ側から信号端子ＳＩＧ側に向かうように設計する。
容量部７０について検討すると、信号端子ＳＩＧ側から基準電位ＲＦ側へと歪電流を発生させるためには、Ａ５列に示すように、Ｚ軸の面方向成分の順方向に沿って第１対向電極７１Ａ，第２対向電極７１Ｂの順に配置すればよい。ケース１，ケース２について、上面から見たときの容量部７０の第１対向電極７１Ａ，第２対向電極７１Ｂの配置をみると、第１対向電極７１Ａ，第２対向電極７１Ｂの配置順が逆だが、Ｚ軸の面方向成分の方向に照らして考えると同じ順に配置されていることとなる。
同様に、基準電位ＲＦ側から信号端子ＳＩＧ側へと歪電流を発生させるためには、Ａ５列に示すように、Ｚ軸の面方向成分の順方向に沿って第２対向電極７１Ｂ，第１対向電極７１Ａの順に配置すればよい。ケース３，ケース４について、上面から見たときの容量部７０の第１対向電極７１Ａ，第２対向電極７１Ｂの配置をみると、第１対向電極７１Ａ，第２対向電極７１Ｂの配置順が逆だが、Ｚ軸の面方向成分の方向に照らして考えると同じ順に配置されていることとなる。
次に、容量部７５について検討すると、Ａ６列に示すように、第１対向電極７６Ａを第２対向電極７６Ｂよりも幅広とすることで、信号端子ＳＩＧ側と基準電位ＲＦ側との電場の偏り方を多重モード型フィルタ１７と反対にしているため、自動的に多重モード型フィルタ１７と逆方向の歪電流が発生する。
図４等の説明では４２°ＹカットＸ伝播の圧電結晶の表面を使っており、ケース１の場合となっている。
なお、上述の説明では、歪電流の極性を分かりやすくするために、信号が入力される側を信号端子ＳＩＧ側とし、信号端子ＳＩＧ側に向かう方向を、基準電位ＲＦ側から信号端子ＳＩＧ側とし、信号端子ＳＩＧ側から出力される方向を、信号端子ＳＩＧ側から基準電位ＲＦ側とした。しかしながら、「基準電位ＲＦ側」は信号端子ＳＩＧ側に対する比較対象として用いたものであり、信号端子ＳＩＧよりも低い電位に接続されていればよく、実際にグランドに接続される必要はない。
また、多重モード型フィルタ１７の第１バスバー，第２バスバーの配置方向はＺ軸の面方向成分の順方向でも逆方向であっても、多重モード型フィルタ１７から出力される歪電流の極性に影響はない。
また、４２°ＹカットＸ伝播基板を用いた場合には、Ｚ軸の厚み方向成分と面方向成分とがほぼ同じ大きさのベクトルとなるが、両者の大きさが異なる場合がある。例えば、―１０°〜―２０°ＹカットＸ伝播基板を用いた場合には、厚み方向成分のベクトルの大きさが大きくなる。このような場合には、容量部７５を用いる方が効果的に歪電流を抑制することができる。
（他の変形例１：容量部７０，７５）
図３，図１１，図１２において、容量部７０，７５は、多重モード型フィルタ１７の信号端子ＳＩＧに直接接続している例を説明したが、本発明ではこれに限らず、例えば、受信フィルタ９の多重モード型フィルタ１７の前段に接続されている共振子（図２の１５）のさらに前段や、送信フィルタ５側に接続することもできる。これらの場所は、一般に多重モード型フィルタ１７の信号端子ＳＩＧよりも高い高周波電圧が印加されているため、小さい付加容量でも大きな歪電流が発生する。このため、容量部７０，７５を小型化することができる。これにより、デバイス全体を小型化することができる。例えば、容量部７０，７５の容量を大きくするために複雑な櫛歯電極をかみ合わせたものとせずに、単純な一対の対向電極でも効果を奏することができる。これにより、意図せぬ歪波を生じる虞をなくすことができる。
（他の変形例２：容量部７０，７５）
図３，図１１に示す例では、容量部７０は、ＳＡＷの伝播方向であるＸ軸方向（Ｄ１方向）と直交する方向（Ｄ２方向）において対向電極７１Ａ，７１Ｂを配列させたが、このように９０°異ならせなくてもよい。基板５３の上面５３ａにおいて、第１対向電極７１Ａから第２対向電極７１Ｂに向かう方向に、Ｚ軸由来の電場成分を含めていればよく、例えば、９０°から４５°以下の角度で傾けてもよい。より好ましくは傾ける角度を３０°以下としてもよい。すなわち、対向電極７１Ａ，７１Ｂの配列方向をＤ２方向に投影した成分が、−Ｄ２方向となっていればよい。
同様に、図１２に示す例では、容量部７５は、ＳＡＷの伝播方向と略平行に配列させたが、Ｘ軸から４５°以下の角度で傾けてもよい。
（他の変形例３：容量部７０，７５）
上述の例において、容量部７０，７５の各対向電極の長さ（対向する幅、交差幅）を、多重モード型フィルタ１７の電極指６３の長さに比べて長くしてもよい。多重モード型フィルタ１７では、電極指６３の長さに応じた歪電流が２か所で発生する。このため、容量部７０，７５の各対向電極の長さを電極指４２よりも長くすることで、電場を発生させる領域を確保して、多くの逆位相の歪電流を発生させることができる。
なお、容量部７０，７５において、対向電極の幅の中心間隔は多重モード型フィルタ１７の電極指４３のピッチよりも大きくしてもよい。このような構成とすることにとり、短絡を防ぎ信頼性を高めることができる。
（他の変形例４：容量部７０，７５）
なお、上記では容量部７０，７５を新たな構成として多重モードフィルタ１７の外部に追加することにより多重モードフィルタ１７から発生する歪波を打ち消し合う手法について記述したが、多重モードフィルタ１７や共振子１５の内部に取り入れてもよい。すなわち、容量部７０，７５の代わりに、共振子１５のダミー電極と励振電極のギャップから発生する歪波を用いて打ち消し合うようにしてもよい。この場合には、共振子のダミー電極と励振電極とで９０°配置の容量部７０が形成されていると考えても良い。その場合には、共振子１５の信号が入力される側と出力される側との励振電極の配置をＺ軸を考慮して設計すればよい。
また、多重モードフィルタ１７の第１ＩＤＴの第２櫛歯電極のバスバーを第２対向電極７１Ｂとして利用し、それと間隔を開けて配置する信号側に接続される第１対向電極７１Ａを設けて、容量部７０としてもよい。この場合にも、本発明の９０°配置の容量部７０が形成されていると考えられる。
さらに、多重モードフィルタ１７の反射器５８の一部を分割して基準電位に接続したものを第２対向電極７６Ｂとして用いて、その外側に信号側に接続された幅広の第１対向電極７６Ａを設けてもよい。この場合には、本発明の０°配置の容量部７５が形成されていると考えても良い。
（他の変形例５：容量部７０）
また、上記では、容量部７０を構成する対向電極７１の線幅は略同一としているが、異ならせてもよい。その場合には、面方向成分による歪電流の極性と同極性の歪電流が生じるように調整すると、より大きな歪電流が得られ、容量部７０を小型化することができる。
例えば、図３，４に示すような、基板５３として４２°ＹカットＸ伝播基板を用いて、その上面に容量部７０を構成する場合には、第１対向電極７１Ａ側の線幅を幅広にすればよい。
（他の変形例６：容量部７５）
図１２において、容量部７５は、ＳＡＷの伝播方向に交差する方向において(例えばＤ２方向において)、多重モード型フィルタ１７の側方に位置させているが、多重モード型フィルタ１７のＳＡＷの伝播方向の延長線上に配置してもよい。この場合には、ＳＡＷによる振動の影響を抑制するために、容量部７５を厚い絶縁膜で覆ってもよい。このような絶縁膜としては、例えば、ＳＡＷ素子をＷＬＰする場合のカバーを用いることができる。
（他の変形例）
また、上述の例では、容量部７０，７５は多重モード型フィルタ１７に対して並列に接続された場合を例に説明したが、直列であってもよい。 さらに、上記では容量部７０，７５のいずれかを１つ設けた例を説明したが、複数の容量部７０または複数の容量部７５を設けてもよい。また、容量部７０と容量部７５とを両方設けてもよい。 また、多重モード型フィルタは本例のように３段に限定される必要はなく、２段でもよいし、３段よりも多くのＩＤＴが縦結合していてもよい。
上述の実施形態に示す、多重モード型フィルタ１７と容量素子７０，７５との組み合わせによる歪波抑制効果を図１４に示すＳＡＷ素子５１を作製して検証した。具体的には、まず、多重モード型フィルタ１７を以下の通り作製した。
圧電基板：
材料：ＬｉＴａＯ３
カット角：４２°Ｙカット Ｘ伝播
ＩＤＴ５５〜５７：
材料：Ａｌ−Ｃｕ
電極指６３：
本数（ｎ）：３１本
ピッチ（ｐ）：約２．１μｍ（λ＝４．２ｕｍ）
ギャップ長さ（ｄ）：約０．６μｍ
幅（ｗ）：約１．０５μｍ
交差幅：１２４μｍ
共振周波数：９００ＭＨｚ付近
上述の多重モードＳＡＷフィルタ１７に対して、容量部８０を作製した。具体的には容量部８０は、基本構造は、容量部７０と同様となっている。容量部８０は、対向電極８１Ａ，８１ＢをＳＡＷの伝播方向と９０°方向（Ｄ２方向）に対向させた構成になっており、その対向長さを１００μｍから４００ｕｍまで変化させた。また、対向電極７１Ａ，７１Ｂのギャップは０．７５μｍである。容量部７０の結晶方位に対する方向（極性）は、多重モード型フィルタ１７の第１ＩＤＴ５５端部で発生する歪波の位相と逆位相（相殺）と同位相（強め合い）の２つの場合について試作を行った。図１４には「相殺」の場合の配置を示している。すなわち、「相殺」の場合には、Ｚ軸の面方向成分の順方向を−Ｄ２方向とすると、容量部８０の第１対向電極８１Ａから第２対向電極８１Ｂに向かう方向を−Ｄ２方向としている。
「強め合い」の場合には、容量部８０の第１対向電極８１Ａから第２対向電極８１Ｂに向かう方向を＋Ｄ２方向としている。
なお、これらの向きは、本実施例に用いた４２°Ｙカット―Ｘ伝播のＬｉＴａＯ３基板の場合であり、他のカット角の場合には異なってくる可能性がある。そのような場合でも、本明細書の内容に沿って配置方向を決定すれば、「相殺」「強め合い」を制御することができる。
また、容量部８０を接続する場所とし、多重モード型フィルタ１７の信号端子ＳＩＧ（Ａ）および共振子１５の入力側（Ｂ）の場合のそれぞれについて試作を行った。表２に試作したフィルタの仕様を示す。
このような仕様のうち、フィルタＡ〜Ｃ，Ｈ〜Ｋは本発明の実施例であり、フィルタＤ〜Ｆ，Ｌ〜Ｎは比較例となる。
Figure 2016088804
試作したＳＡＷ素子（フィルタ）から出力される歪波の測定は、図８の測定系と同様のものを用いた。具体的には、図８のＤＵＴにＳＡＷ素子を配置し、多重モード型フィルタ１７の出力側には終端器を接続した。測定条件は下記の通りである。
入力信号：
パワー：２２ｄＢｍ
周波数：７５０〜９５０ＭＨｚ
計算対象：２次高調波（１５００〜１９００ＭＨｚ）のパワー
図１５（ａ）に容量部８０をＡに接続した場合のフィルタＣの、（ｂ）に容量部８０をＢに接続した場合のフィルタＩの歪波の測定結果を示す。横軸は入力信号の周波数を、縦軸は二次高調波の出力をしめしている。図中に破線でフィルタＣ，フィルタＩの特性を、実線で容量部８０を接続しない場合（リファレンス）の特性を示している。
本実施例のフィルタの通過帯域は９００ＭＨｚ〜９５０ＭＨｚ程度であり、この周波数帯域に歪波のピークが現れる。これは、ＩＤＴ５５〜５７の共振に伴う機械的な非線形性起因の歪波である。それ以外の周波数（図１５では７５０ＭＨｚ〜９００ＭＨｚ）ではＩＤＴ５５〜５７の振動が小さいため、本発明で詳述した誘電率の非線形起因の歪波の寄与が大きくなる。このフィルタを分波器１の受信側フィルタ９に使用する場合は、問題となる信号強度の大きな入力波は受信フィルタの通過帯域よりも低周波側の送信波である。このため、受信側の多重モード型フィルタ１７で発生する歪波は誘電率の非線形起因の歪波が主となる。本発明のＳＡＷ素子１であるフィルタＣ、フィルタＩでは、上記した分波器１の受信側フィルタ９で問題になる入力周波数７５０ＭＨｚ〜９００ＭＨｚの場合の歪波出力（２次高調波出力）が、リファレンスに比較して低減されていることが分かる。
また、フィルタＣに比べフィルタＩがより効果的に歪波の出力を低減できている。これは、信号強度の強いＢの位置に容量部８０を接続することで、容量部８０由来の歪波を大きくすることができるからであると推察される。
図１６に、各フィルタの歪波出力（２次高調波出力）を示す。図１６において、横軸はフィルタ名を、縦軸は７５０ＭＨｚ〜８５０ＭＨｚまでの２次高調波の強度の平均を示す。実施例にかかるフィルタＡ、Ｂ、ＣおよびフィルタＨ、Ｉ、Ｊ、Ｋでは、歪波がリファレンスよりも低減されていることが分かる。また、比較例であるフィルタＤ、Ｅ、Ｆ、フィルタＬ、Ｍ、Ｎは歪波がリファレンスよりも大きくなっている。これは、容量部８０で発生する歪波が、多重モード型フィルタ１７で発生する歪波と同相になるため、この２つの歪波が強め合ってしまい、リファレンスよりも大きな歪波が出力されているためである。
また、図１６（ａ）、（ｂ）では、フィルタＣ、フィルタＩが最も歪波が小さくなる。これは、容量部８０で発生する歪波と、多重モード型フィルタ１７で発生する歪波が位相が逆で強度がほぼ同じになっているため、歪波を打ち消し合っているからである。このように、容量部８０の対向電極７１Ａ，７１Ｂの長さを適切に設定することにより、歪波を打ち消し合う効果を高めることができる。容量部８０は、対向電極８１Ａ，８１Ｂのギャップ、多重モード型フィルタ１７の公差幅やピッチ、基板５３のカット角、電極指６３の電極厚みなどによって変化するため、それぞれの場合で最適な長さを導出する必要がある。この導出には、実際にフィルタを試作して求める方法の他に、図９（ａ）で説明したシミュレーションによっても求めることができる。なお、容量部７０を図１４の接続場所Ｂに接続したフィルタであるフィルタＨ、Ｉ、Ｊ、Ｋの方が、短い長さの容量部７０で大きな歪低減効果が得られている。これは、フィルタの入力端子に近い接続場所Ｂの方が入力信号の強度がより大きいため、ここに容量部７０を接続した方が容量部７０で発生する歪波が大きくなるからである。
５１…ＳＡＷ素子（弾性波素子）、５３…圧電基板、５３ａ…上面、５３ｂ…下面、５５…第１ＩＤＴ、５６…第２ＩＤＴ、５７…第３ＩＤＴ、５８…反射器、７０、７５・・・容量部、７１Ａ，７６Ａ…第１対向電極、７１Ｂ，７６Ｂ…第２対向電極

Claims (13)

  1. ＬｉＴａＯ３またはＬｉＮｂＯ３である圧電結晶からなる基板と、
    該基板の上面に位置した、複数の電極指を有する、第１櫛歯電極および基準電位に接続される第２櫛歯電極を備えた、信号が入力される第１ＩＤＴおよびこれに隣接する第２ＩＤＴを含む多重モード型フィルタと、
    前記基板の前記上面に位置した、前記第１ＩＤＴの前記第１櫛歯電極の側に電気的に接続された第１対向電極および該第１対向電極に対して間隔をあけて配置されて基準電位に接続された第２対向電極を含む容量部とを備え、
    前記基板は、前記圧電結晶のＺ軸を前記基板の上面に垂直な方向に投影した成分が、前記基板の下面から上面に向かっており、
    前記容量部において、前記第１対向電極および前記第２対向電極が、前記圧電結晶のＺ軸を前記基板の上面に投影した成分の順方向に沿って、前記第１対向電極、前記第２対向電極の順に配置されている弾性波素子。
  2. ＬｉＴａＯ３またはＬｉＮｂＯ３である圧電結晶からなる基板と、
    該基板の上面に位置した、複数の電極指を有する、第１櫛歯電極および基準電位に接続される第２櫛歯電極を備えた、信号が入力される第１ＩＤＴおよびこれに隣接する第２ＩＤＴを含む多重モード型フィルタと、
    前記基板の前記上面に位置した、前記第１ＩＤＴの前記第１櫛歯電極の側に電気的に接続された第１対向電極および該第１対向電極に対して間隔をあけて配置されて基準電位に接続された第２対向電極を含む容量部とを備え、
    前記基板は、前記圧電結晶のＺ軸を前記基板の上面に垂直な方向に投影した成分が、前記基板の上面から下面に向かっており、
    前記容量部において、前記第１対向電極および前記第２対向電極が、前記圧電結晶のＺ軸を前記基板の上面に投影した成分の順方向に沿って、前記第２対向電極、前記第１対向電極の順に配置されている弾性波素子。
  3. 前記容量部における前記第１対向電極から前記第２対向電極へ向かう方向は、弾性波の伝播方向に直交する方向に対する傾きが４５°以下である請求項１または２に記載の弾性波素子。
  4. 前記容量部における前記第１対向電極から前記第２対向電極へ向かう方向は、弾性波の伝播方向に直交している請求項１乃至３のいずれか１項に記載の弾性波素子。
  5. 圧電結晶からなる基板と、
    該基板の上面に位置した、複数の電極指を有する第１櫛歯電極および基準電位に接続される第２櫛歯電極を備えた、信号が入力される第１ＩＤＴおよびこれに隣接する第２ＩＤＴを含む多重モード型フィルタと、
    前記基板の前記上面に位置した、前記第１ＩＤＴの前記第１櫛歯電極の側に電気的に接続された第１対向電極および該第１対向電極に対して間隔をあけて配置されて基準電位に接続された第２対向電極を含む容量部とを備え、
    該容量部において、前記第１対向電極および前記第２対向電極が、弾性波の伝播方向に配置されているとともに、前記第１対向電極の弾性波の伝播方向における幅が、前記第２対向電極の弾性波の伝播方向における幅よりも大きい弾性波素子。
  6. 前記第１対向電極から前記第２対向電極へ向かう方向が、弾性波の伝播方向に略平行である請求項５に記載の弾性波素子。
  7. 前記第２対向電極は矩形状であり、
    前記第１対向電極は、前記第２対向電極を弾性波の伝播方向において挟むように配置された、それぞれ矩形状の第１電極部分および第２電極部分を備える、請求項５または６に記載の弾性波素子。
  8. 前記第１ＩＤＴの前記第１櫛歯電極に電気的に接続された補助共振子をさらに備え、
    前記容量部は、前記補助共振子を挟んで前記多重モード型フィルタの反対側に接続されている請求項１乃至７のいずれか１項に記載の弾性波素子。
  9. 前記第１対向電極および前記第２対向電極の交差幅は、前記電極指の長さよりも長い請求項１乃至８のいずれか１項に記載の弾性波素子。
  10. 前記容量部は、前記弾性波の伝播方向に直交する方向において、前記多重モード型フィルタの側方に位置している請求項１乃至９のいずれか１項に記載の弾性波素子。
  11. 前記第１対向電極の幅の中心と前記第２対向電極の幅の中心との間隔は、前記第１ＩＤＴの前記電極指の幅の中心の間隔よりも大きい請求項１乃至１０のいずれか１項に記載の弾性波素子。
  12. アンテナ端子と、送信信号をフィルタリングして前記アンテナ端子に出力する送信フィルタと、前記アンテナ端子からの受信信号をフィルタリングする受信フィルタとを備えた分波器であって、
    前記受信フィルタは、請求項１から１１のいずれか１項に記載の弾性波素子からなる分波器。
  13. アンテナと、該アンテナに電気的に接続された請求項１２に記載の分波器と、該分波器に電気的に接続されたＲＦ−ＩＣとを備える通信モジュール。
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