JPWO2016060134A1 - 光送信器、アクティブ光ケーブル、ｏｎｕ、及び光送信方法 - Google Patents

Abstract

光送信器（１）は、データ信号に応じた変調電流（ｉ１）を吸い込む変調ドライバ（１３）と、無信号区間において補助電流（ｉ２）を吸い込む補助ドライバ（１４）と、バイアス電流（ｉ３）と変調電流（ｉ１）との差から補助電流（ｉ２）を引いた駆動電流（ｉ５）が流入するＶＣＳＥＬ（１７）とを備えている。

Description

本発明は、データ信号を光信号に変換して送信する光送信器及び光送信方法に関する。また、そのような光送信器がコネクタに内蔵されたアクティブ光ケーブル、及び、そのような光送信器が内蔵されたＯＮＵに関する。

ＳＡＳ（Serial Attached SCSI）２．０に従うシリアル通信では、データ転送を開始する前にＯＯＢ（Out Of Band）信号を用いたネゴシエーションが行われる。ＯＯＢ信号は、値（電圧）がハイレベルとローレベルとを交互に取るＤＡＴＡ区間と、値（電圧）がハイレベルとローレベルとの間の中間レベルを取り続けるＩＤＬＥ区間とからなるパターンを持つ。ＰＣＩｅ（PCI Express）３．０に従うシリアル通信でも、同様の信号を用いてネゴシエーションが行われる。ＰＣＩｅ３．０に従うシリアル通信において、ネゴシエーションの際に送受信される信号に含まれるＩＤＬＥ区間は、ＥＩ区間（Electrical Idle）とも呼ばれる。

このようなシリアル通信は、従来、図２３に示すメタルケーブル１０１を用いて行われていた。メタルケーブル１０１は、ケーブル１０４と、ケーブル１０４の両端に設けられたコネクタ１０２，１０３とを備えている。ケーブル１０４には、伝送媒体である金属線１０７が収容されており、コネクタ１０２，１０３には、ＡＣ結合用コンデンサ１０５，１０６が内蔵されている。このようなメタルケーブル１０１を用いれば、データ信号がＯＯＢ信号等（ＰＣＩｅ３．０におけるＤＡＴＡ区間とＥＩ区間とからなるパターンを持つ信号など、ＳＡＳ２．０におけるＯＯＢ信号と同様の信号を含む。以下、同様）であっても、一方のコネクタ１０２に入力されたデータ信号と同じ波形の電圧信号を他方のコネクタ１０３から出力することが可能である。

日本国公開特許公報「特開２０００−２３２２４０号公報（公開日：２０００年８月２２日）」 日本国公開特許公報「特開２００８− ９８２０６号公報（公開日：２００８年４月２４日）」 日本国公開特許公報「特開２０１１−１８２１０８号公報（公開日：２０１１年９月１５日）」 日本国公開特許公報「特開平８−２２２７９４（公開日：１９９６年８月３０日）」 日本国公開特許公報「特開２０１３−２５５０３７（公開日：２０１３年１２月１９日）」

現在、ＳＡＳ２．０やＰＣＩｅ３．０などの規格に従うシリアル通信を、図２４の（ａ）に示すアクティブ光ケーブル２０１を用いて行うことが検討されている。

アクティブ光ケーブル２０１は、ケーブル２０４と、ケーブル２０４の両端に設けられたコネクタ２０２，２０３とを備えている。ケーブル２０４には、伝送媒体である光ファイバ２１１が収容されている。コネクタ２０２には、ＡＣ結合用コンデンサ２０５と、送信回路２０６と、ＬＤ（Laser Diode）２０７とが内蔵されている。コネクタ２０３には、ＰＤ（Photo Diode）２０８と、受信回路２０９と、ＡＣ結合用コンデンサ２１０とが内蔵されている。送信回路２０６として利用可能な発光素子駆動回路としては、例えば、特許文献１〜２に記載のものが知られている。

ＳＡＳ２．０やＰＣＩｅ３．０などの規格に従うシリアル通信を、図２４の（ａ）に示すアクティブ光ケーブル２０１を用いて行う場合、以下のような問題を生じる。すなわち、コネクタ２０２に入力されたデータ信号がＯＯＢ信号等である場合、コネクタ２０２に入力されたデータ信号と同じ波形の電圧信号をコネクタ２０３から出力することができない。なぜなら、ＩＤＬＥ区間においては、図２４の（ｂ）に示すように、コネクタ２０２に入力されるデータ信号の値（電圧）が中間レベルとなるため、図２４の（ｃ）に示すように、コネクタ２０２から出力される光信号の値（光強度）が不定となるからである。

なお、コネクタ２０２においてＩＤＬＥ区間でＬＤ２０７に入力する駆動電流の大きさを固定したとしても、コネクタ２０３においてＩＤＬＥ区間でＰＤ２０８から出力される光電流の大きさは不定である。なぜなら、ＬＤ２０７の電気光変換効率、及び、ＰＤ２０８の光電気変換効率は、温度変化等により変動し得るし、光ファイバ２１１の損失は、曲げ等により変動し得るからである。このため、コネクタ２０２に入力されるデータ信号の値が中間レベルを取り続けるＩＤＬＥ区間を、閾値処理等によりコネクタ２０３側で正しく特定することができない。したがって、コネクタ２０２に入力されたデータ信号がＯＯＢ信号等である場合、コネクタ２０２に入力されたデータ信号と同じ波形の電圧信号をコネクタ２０３において再現することは困難である。

上記の問題を解決するためには、ＩＤＬＥ区間においてコネクタ２０２から出力される光信号の値を例えばオフレベルにすればよい。ただし、この場合、ＳＡＳ２．０において規定された要件を充足するためには、ＩＤＬＥ区間が開始してから光信号の値がオフレベルになるまでの遅延、及び、ＩＤＬＥ区間が終了してから光信号の値がハイレベル又はローベルになるまでの遅延を、５ｎ秒以下に抑える必要がある。

ところが、従来の技術を用いて上記の遅延を５ｎ秒以下に抑えることは困難であった。例えば、特許文献３に記載のようなＰＯＮ（Passive Optical Network）を構成するＯＮＵ（Optical Network Unit）では、バイアス電流源及び変調ドライバへの電力供給を停止することによって、ＯＮＵから出力される光信号の値をＤｉｓａｂｌｅ区間においてオフレベルにする構成が採用されている。しかしながら、このような構成では、上記の遅延が３０ｎ秒以上となるため、ＳＡＳ２．０において規定された要件を充足することができない。

なお、特許文献４には、（１）電流駆動部から出力される電流信号ΔＩａと補償器から出力される電流信号ΔＩｂとを加算し、（２）得られた和信号ΔＩ２＝ΔＩａ＋ΔＩｂと誤差増幅器から出力される電流信号ΔＩ１とを加算し、（３）得られた和信号ΔＩ１＋ΔＩ２を電流増幅器を介してＬＤに供給する半導体レーザ制御装置が開示されている。しかしながら、補償器から出力される電流信号ΔＩｂは、電流駆動部から出力される電流信号ΔＩａの立ち上がり／立ち下がりエッジの鈍りをキャンセルするための微分電流信号であり、和信号ΔＩａ＋ΔＩｂの値を特定の区間に亘って０にするためのものではない。また、誤差増幅器から出力される電流信号ΔＩ１は、モニタ信号Ｉｍと発光指令信号Ｉｓｉｇとの差を表す電流信号であり、和信号ΔＩ１＋ΔＩ２の値を特定の区間に亘って０にするためのものではない。したがって、ＩＤＬＥ区間においてコネクタ２０２から出力される光信号の値を例えばオフレベルにするという、上述した目的には適合しない。

本発明は、上記の課題に鑑みてなされたものであり、その目的は、無信号区間（ＳＡＳにおけるＩＤＬＥ区間、ＰＣＩｅにおけるＥＩ区間、ＰＯＮにおけるＤｉｓａｂｌｅ区間等）において光信号の値をオフレベルにする光送信器であって、無信号区間が開始してから光信号の値がオフレベルになるまでの遅延が従来よりも短い光送信器を実現することにある。

上記課題を解決するために、本発明に係る光送信器は、データ信号に応じた変調電流を吸い込む変調ドライバと、無信号区間において補助電流を吸い込む又は吐き出す補助ドライバと、上記バイアス電流と上記変調電流との差又は和から上記補助電流を引いた駆動電流が流入又は流出する発光素子とを備えており、上記補助電流の大きさは、無信号区間における駆動電流の大きさが上記発光素子の閾値電流以下になるように設定されている、ことを特徴とする。

また、上記の課題を解決するために、本発明に係る光送信方法は、データ信号に応じた変調電流を吸い込む吸込工程と、無信号区間において補助電流を吸い込む又は吐き出す吸込／吐出工程と、上記バイアス電流と上記変調電流との差又は和から上記補助電流を引いた駆動電流を発光素子に入流又は流出させる流入／流出工程とを含んでおり、上記補助電流の大きさは、無信号区間における駆動電流の大きさが上記発光素子の閾値電流以下になるように設定されている、ことを特徴とする。

上記の構成によれば、無信号区間における駆動電流の大きさを発光素子の閾値電流以下にする制御が補助ドライバにより実現される。このため、当該制御を変調ドライバ及びバイアス電流源への電力供給を停止することにより実現する従来の光送信器と比べて、無信号区間が開始してから光信号の値がオフレベルになるまでの遅延を短くすることができる。

なお、光ファイバを収容したケーブルと、上記ケーブルの両端に設けられた１対のコネクタとを備えたアクティブ光ケーブルであって、上記１対のコネクタの一方又は両方が上記送信器を備えているアクティブ光ケーブルも、本発明の範疇に含まれる。また、ＰＯＮ（Passive Optical Network）を構成するＯＮＵ（Optical Network Unit）であって、上記光送信器を備えているＯＮＵも、本発明の範疇に含まれる。

本発明によれば、無信号区間において光信号の値をオフレベルにする光送信器又は光送信方法であって、無信号区間が開始してから光信号の値がオフレベルになるまでの遅延が従来よりも短い光送信器又は光送信方法を実現することができる。

本発明の第１の実施形態に係る光送信器の構成を示すブロック図である。 図１の光送信器の各部における電圧信号の波形図である。 図１の光送信器の各部における電流信号の波形図である。 図１の光送信器が備えるＩＤＬＥ検出回路の構成例を示す回路図である。 図４のＩＤＬＥ検出回路の各部における電圧信号の波形図である。 図１の光送信器が備える変調ドライバ及び補助ドライバの第１の構成例を示す回路図である。 図１の光送信器が備える変調ドライバ及び補助ドライバの第２の構成例を示す回路図である。 図１の光送信器が備える変調ドライバ及び補助ドライバの第３の構成例を示す回路図である。 図１の光送信器が備えるバイアス電流源の第１の構成例を示す回路図である。 図１の光送信器が備えるバイアス電流源の第２の構成例を示す回路図である。 図１の光送信器が備える補償電流源の第１の構成を示す回路図である。 図１の光送信器が備える補償電流源の第２の構成を示す回路図である。 本発明の第２の実施形態に係る光送信器の構成を示すブロック図である。 図１３の光送信器の各部における電圧信号の波形図である。 図１３の光送信器の各部における電流信号の波形図である。 図１３の光送信器が備える補助ドライバの構成例を示す回路図である。 図１３の光送信器が備えるバイアス電流源の構成例を示す回路図である。 図１３の光送信器が備える補償電流源の第１の構成を示す回路図である。 図１３の光送信器が備える補償電流源の第２の構成を示す回路図である。 図１３の光送信器が備える補償電流源の第３の構成を示す回路図である。 図１の光送信器の変形例を示すブロック図である。 図１３の光送信器の変形例を示すブロック図である。 従来技術に係るメタルケーブルの構成を示すブロック図である。 （ａ）は、従来技術に係るアクティブ光ケーブルの構成を示すブロック図である。（ｂ）は、そのアクティブ光ケーブルのコネクタに入力されるデータ信号の波形図である。（ｃ）は、そのコネクタから出力される光信号の波形図である。 図４に示したＩＤＬＥ検出回路の第１の変形例を示す回路図である。 図４に示したＩＤＬＥ検出回路の第２の変形例を示す回路図である。 図２６のＩＤＬＥ検出回路の各部における電圧信号の波形図である。 図４に示したＩＤＬＥ検出回路の第３の変形例を示す回路図である。 （ａ）は、図４に示したＩＤＬＥ検出回路、及び、図２６に図示したＩＤＬＥ検出回路が備えているローパスフィルタの代わりに利用可能なコンパレータの回路図である。（ｂ）〜（ｄ）は、そのコンパレータの各部における電圧信号の波形図である。

＜第１の実施形態＞
本発明に係る光送信器の第１の実施形態について、図１〜図１２を参照して説明すれば、以下のとおりである。

なお、本実施形態に係る光送信器は、ＳＡＳ（Serial Attached SCSI）に従うシリアル通信を行うアクティブ光ケーブルのコネクタとしての利用を想定したものである。このため、本実施形態に係る光送信器には、リンクアップシーケンスにおいて、データ信号としてＯＯＢ（Out Of Band）信号が入力される。ＯＯＢ信号は、３値の電圧信号であり、ＤＡＴＡ区間とＩＤＬＥ区間とを含む。ＯＯＢ信号の値は、ＤＡＴＡ区間においてハイレベルとローレベルとを交互に取り、ＩＤＬＥ区間において中間レベル（ハイレベルよりも小さく、かつ、ローレベルよりも大きい値）を取り続ける。また、本実施形態に係る光送信器が備えている発光素子は、ＶＣＳＥＬ（Vertical Cavity Emitting Laser）である。このため、本実施形態に係る光送信器は、アノード端子を介してＶＣＳＥＬに流入する駆動電流の大きさを制御することによって、データ信号を光信号に変換する。なお、本実施形態は、ＶＣＳＥＬに限らず、流入する駆動電流の大きさを変化させることによって発光量を制御することが可能な発光素子全般に適用することができる。

〔光送信器の構成〕
本実施形態に係る光送信器１の構成について、図１を参照して説明する。図１は、光送信器１の構成を示すブロック図である。

光送信器１は、図１に示すように、ＩＤＬＥ検出回路１１と、スケルチ回路１２と、変調ドライバ１３と、補助ドライバ１４と、バイアス電流源１５と、補償電流源１６と、ＶＣＳＥＬ１７とを備えている。

なお、図１においては、ＩＤＬＥ検出回路１１、スケルチ回路１２、変調ドライバ１３、補助ドライバ１４、バイアス電流源１５、及び補償電流源１６を単一の集積回路（同図における「ＴＸ−ＩＣ」）上に実装する構成を例示しているが、本発明は、これに限定されない。すなわち、ＩＤＬＥ検出回路１１、スケルチ回路１２、変調ドライバ１３、補助ドライバ１４、バイアス電流源１５、及び補償電流源１６を個別に実装したディスクリート回路により光送信器１を実現しても構わない。

以下、ＩＤＬＥ検出回路１１、スケルチ回路１２、変調ドライバ１３、補助ドライバ１４、バイアス電流源１５、及び補償電流源１６の各々について、その機能を説明する。

ＩＤＬＥ検出回路１１は、データ信号を参照してＩＤＬＥ区間を検出する。ここで、ＩＤＬＥ検出回路１１が検出するＩＤＬＥ区間は、データ信号の値がハイレベルとローレベルとの間の予め定められたレンジに含まれている区間（時間帯）である。また、ＩＤＬＥ検出回路１１は、ＩＤＬＥ区間を示すＩＤＬＥ検出信号を生成する。ここで、ＩＤＬＥ検出回路１１が生成するＩＤＬＥ検出信号は、ＩＤＬＥ区間内で値がハイレベルとなり、ＩＤＬＥ区間外（ＤＡＴＡ区間内）で値がローレベルとなる電圧信号である。例えば、データ信号の波形（入力電圧ｖ１の時間変化）が図２の（ａ）のようである場合、ＩＤＬＥ検出信号の波形（出力電圧ｖ２の時間変化）は図２の（ｂ）のようになる。ＩＤＬＥ検出回路１１にて生成されたＩＤＬＥ検出信号は、スケルチ回路１２及び補助ドライバ１４に入力される。なお、ＩＤＬＥ検出回路１１の構成例については、参照する図面を代えて後述する。

スケルチ回路１２は、ＩＤＬＥ検出信号を参照してＩＤＬＥ区間を特定する。また、スケルチ回路１２は、ＩＤＬＥ区間において、データ信号の値をローレベルに補正する。すなわち、スケルチ回路１２は、ＩＤＬＥ区間内では、補正前のデータ信号の値に依らずに、ローレベルを補正後のデータ信号の値として出力し、ＩＤＬＥ区間外（ＤＡＴＡ区間内）では、補正前のデータ信号の値を補正後のデータ信号の値として出力する。例えば、データ信号の波形（入力電圧ｖ１の時間変化）が図２の（ａ）のようであり、ＩＤＬＥ検出信号の波形が図２の（ｂ）のようである場合、スケルチ回路１２にて補正されたデータ信号の波形（出力電圧ｖ３の時間変化）は図２の（ｃ）のようになる。スケルチ回路１２にて補正されたデータ信号は、変調ドライバ１３に入力される。スケルチ回路１２にて補正されたデータ信号のことを、以下、「補正後データ信号」と記載する。

変調ドライバ１３は、補正後データ信号の値に応じた大きさの変調電流ｉ１を吸い込む。より具体的には、（１）補正後データ信号の値がローレベルであれば、予め定められた大きさ（ＩＭ［Ａ］）の変調電流ｉ１を吸い込み、（２）補正後データ信号の値がハイレベルであれば、変調電流ｉ１の吸い込みを休止する。例えば、補正後データ信号の波形が図２の（ｃ）のようになる場合、変調電流ｉ１の大きさの時間変化は、図３の（ａ）のようになる。なお、変調ドライバ１３の構成例については、参照する図面を代えて後述する。

補助ドライバ１４は、ＩＤＬＥ検出信号を参照してＩＤＬＥ区間を特定する。また、補助ドライバ１４は、ＩＤＬＥ区間において予め定められた大きさ（ＩＳ［Ａ］）の補助電流ｉ２を吸い込む。ＩＤＬＥ区間で補助ドライバ１４が吸い込む補助電流ｉ２の大きさＩＳは、ＩＭ＋ＩＳ＞ＩＢを満たすように、ＩＳ＝ＩＢ−ＩＭ＋αに設定されている。ここで、（１）ＩＭは、ＩＤＬＥ区間で変調ドライバ１３が引き込む変調電流ｉ１の大きさであり、（２）ＩＢは、バイアス電流源１５が出力するバイアス電流ｉ３の大きさであり、（３）αは、正の定数である。例えば、ＩＤＬＥ検出信号の波形が図２の（ｂ）のようである場合、補助電流ｉ２の大きさの時間変化は、図３の（ｂ）のようになる。なお、補助ドライバ１４の構成例については、参照する図面を代えて後述する。

バイアス電流源１５は、予め定められた大きさ（ＩＢ［Ａ］）のバイアス電流ｉ３を吐き出す。バイアス電流ｉ３の大きさの時間変化は、図３の（ｃ）のようになる。なお、バイアス電流源１５は、例えば、図１に示すように、一端が電源（電圧ＶＤＤ）に接続され、他端が出力端子ＯＵＴに接続された直流電流源によって構成することができる。バイアス電流源１５の他の構成例については、参照する図面を代えて後述する。

補償電流源１６は、補助電流ｉ２の大きさに変調電流ｉ１の大きさ（ＩＤＬＥ区間ではＩＭ［Ａ］）を加えた和がバイアス電流ｉ３の大きさを上回ったときに、バイアス電流ｉ３の不足を補う補償電流ｉ４を吐き出す。ＩＤＬＥ区間で補償電流源１６が吐き出す補償電流ｉ４の大きさは、ＩＭ＋ＩＳ−ＩＢ＝α［Ａ］となる。例えば、変調電流ｉ１、補助電流ｉ２、バイアス電流ｉ３の大きさの時間変化が図３の（ａ）、（ｂ）、（ｃ）のようである場合、補償電流ｉ４の大きさの時間変化は図３の（ｄ）のようになる。なお、補償電流源１６は、例えば、図１に示すように、アノード端子がクランプ電源（電圧Ｖcramp）に接続され、カソード端子が出力端子ＯＵＴに接続されたダイオード（ダイオードクランプ）によって構成することができる。補償電流源１６の他の構成例については、参照する図面を代えて後述する。

本実施形態に係る光送信器１において、変調ドライバ１３、補助ドライバ１４，バイアス電流源１５、補償電流源１６、及びＶＣＳＥＬ１７は、バイアス電流ｉ３と補償電流ｉ４との和から変調電流ｉ１を減じ、更に、補助電流ｉ２を減じた駆動電流ｉ５＝（ｉ３＋ｉ４）−ｉ１−ｉ２がＶＣＳＥＬ１７に流入するように接続されている。したがって、変調電流ｉ１、補助電流ｉ２、バイアス電流ｉ３、補償電流ｉ４の大きさの時間変化が図３の（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）のようである場合、ＶＣＳＥＬ１７に流入する駆動電流ｉ５の大きさの時間変化は図３の（ｅ）のようになる。

本実施形態に係る光送信器１によれば、図３の（ｅ）に示すように、ＩＤＬＥ区間においてＶＣＳＥＬ１７に流入する駆動電流ｉ５の大きさを０［Ａ］にすることができる。すなわち、ＩＤＬＥ区間においてＶＣＳＥＬ１７を消灯することができる。しかも、本実施形態に係る光送信器１においては、ＩＤＬＥ区間においてＶＣＳＥＬ１７に流入する駆動電流ｉ５の大きさを０［Ａ］にする制御を、補助ドライバ１４を用いて実現している。このため、ＩＤＬＥ区間の始点／終点からＶＣＳＥＬ１７の消灯／点灯までの遅延時間を、変調ドライバ１３及びバイアス電流源１５への電力供給を停止／再開することによりＶＣＳＥＬ１７を消灯／点灯する場合と比べて短くすることができる。例えば、図６〜図８に示すように補助ドライバ１４を構成した場合、ＩＤＬＥ区間の始点／終点からＶＣＳＥＬ１７の消灯／点灯までの遅延時間は、５ｎ秒以下になる。これは、変調ドライバ１３及びバイアス電流源１５への電力供給を停止／再開することによりＶＣＳＥＬ１７を消灯／点灯する場合の遅延時間（３０ｎ秒以上）の１／６以下である。

なお、本実施形態においては、ＩＤＬＥ区間においてＶＣＳＥＬ１７に流入する駆動電流ｉ５の大きさを０［Ａ］にする構成を採用しているが、本発明は、これに限定されるものではない。すなわち、ＩＤＬＥ区間においてＶＣＳＥＬ１７に流入する駆動電流ｉ５の大きさをＶＣＳＥＬ１７の閾値電流（発振開始電流）以下にする構成を採用してもよい。この場合でも、ＩＤＬＥ区間においてＶＣＳＥＬ１７を消灯する（微発光状態にする態様を含む）ことができる。

また、本実施形態に係る光送信器１によれば、ＩＤＬＥ区間においてＶＣＳＥＬ１７を確実に消灯することができる。なぜなら、ＩＤＬＥ区間で補助ドライバ１４が吸い込む補助電流ｉ２の大きさＩＳを、ＩＭ＋ＩＳ＞ＩＢを満たすように設定しているからである。しかも、本実施形態に係る光送信器１によれば、ＩＤＬＥ区間において変調電流ｉ１の大きさＩＭと補助電流の大きさＩＳとの和がバイアス電流ｉ３の大きさを上回っても、出力端子ＯＵＴの電圧降下が生じて変調ドライバ１３及び補助ドライバ１４の動作に支障を来す懸念がない。なぜなら、変調電流ｉ１の大きさＩＭと補助電流ｉ２の大きさＩＳとの和がバイアス電流ｉ３の大きさＩＢを上回ったときに、補償電流源１６から吐き出される補償電流ｉ４によってバイアス電流ｉ３の不足が補われるからである。

なお、本実施形態においては、ＩＤＬＥ区間で補助ドライバ１４が吸い込む補助電流ｉ２の大きさＩＳをＩＭ＋ＩＳ＞ＩＢを満たすように設定する構成を採用しているが、本発明は、これに限定されるものではない。すなわち、ＩＤＬＥ区間で補助ドライバ１４が吸い込む補助電流ｉ２の大きさＩＳをＩＭ＋ＩＳ＝ＩＢを満たすように設定する構成を採用してもよい。この場合でも、ＩＤＬＥ区間においてＶＣＳＥＬ１７に流入する駆動電流ｉ５の大きさを０［Ａ］にすることができる。また、この場合には、ＩＤＬＥ区間におけるバイアス電流ｉ３の不足が生じないので、補償電流源１６を省略することができる。

〔ＩＤＬＥ検出回路の構成例〕
上述したＩＤＬＥ検出回路１１の構成例について、図４〜図５を参照して説明する。図４は、ＩＤＬＥ検出回路１１の構成例を示す回路図である。図５は、図４に示すＩＤＬＥ検出回路１１の各部における電圧信号の波形図である。

上述したとおり、ＩＤＬＥ検出回路１１は、データ信号の値がハイレベルとローレベルとの間の予め定められたレンジに含まれている区間を検出する機能を有する。図４に示すＩＤＬＥ検出回路１１は、第１のコンパレータＣｏｍｐ１と、第２のコンパレータＣｏｍｐ２と、ＡＮＤゲートＡＮＤ１と、ローパスフィルタＬＰＦ１とにより、このような機能を実現する。

第１のコンパレータＣｏｍｐ１の非反転入力端子には、データ信号が正相で入力され、第１のコンパレータＣｏｍｐ１の反転入力端子には、基準電圧Ｖ０が入力される。第１のコンパレータＣｏｍｐ１は、正相のデータ信号の値と基準電圧Ｖ０とを比較し、比較結果を示す電圧信号を生成する。ここで、基準電圧Ｖ０は、上記レンジの下限値に設定されている。正相のデータ信号の波形は、図５の（ａ）のようになり、第１のコンパレータＣｏｍｐ１で生成された電圧信号の波形は、図５の（ｂ）のようになる。第１のコンパレータＣｏｍｐ１で生成された電圧信号は、ＡＮＤゲートＡＮＤ１に入力される。

第２のコンパレータＣｏｍｐ２の非反転入力端子には、データ信号が逆相で入力され、第２のコンパレータＣｏｍｐ２の反転入力端子には、基準電圧Ｖ０が入力される。第２のコンパレータＣｏｍｐ２は、逆相のデータ信号の値と基準電圧Ｖ０とを比較し、比較結果を示す電圧信号を生成する。逆相のデータ信号の波形は、図５の（ｃ）のようになり、第２のコンパレータＣｏｍｐ２で生成された電圧信号の波形は、図５の（ｄ）のようになる。第２のコンパレータＣｏｍｐ２で生成された電圧信号は、ＡＮＤゲートＡＮＤ１に入力される。

ＡＮＤゲートＡＮＤ１は、第１のコンパレータＣｏｍｐ１で生成された電圧信号と第２のコンパレータＣｏｍｐ２で生成された電圧信号とを参照し、第１のコンパレータＣｏｍｐ１での比較結果と第２のコンパレータＣｏｍｐ２での比較結果との論理積を示す電圧信号を生成する。ＡＮＤゲートＡＮＤ１で生成された電圧信号の波形は、図５の（ｅ）のようになる。ＡＮＤゲートＡＮＤ１で生成された電圧信号は、ローパスフィルタＬＰＦ１に入力される。

ローパスフィルタＬＰＦ１は、ＡＮＤゲートＡＮＤ１で生成された電圧信号を平滑化する。すなわち、ＡＮＤゲートＡＮＤ１で生成された電圧信号に含まれる、論理切り替え時のノイズを除去する。ローパスフィルタＬＰＦ１で平滑化された電圧信号の波形は、図５の（ｆ）のようになる。すなわち、ローパスフィルタＬＰＦ１で平滑化された電圧信号は、ＩＤＬＥ区間内（ＤＡＴＡ区間外）で値がハイレベルとなり、ＩＤＬＥ区間外で値がローレベルとなる電圧信号となる。ローパスフィルタＬＰＦ１で平滑化された電圧信号は、ＩＤＬＥ検出信号として外部（スケルチ回路１２及び補助ドライバ１４）に出力される。

なお、スケルチ回路１２及び補助ドライバ１４は、ＩＤＬＥ区間内でハイレベルとなるＩＤＬＥ検出信号を参照して動作するように構成することも、ＩＤＬＥ区間外でハイレベルとなるＩＤＬＥ検出信号を参照して動作するように構成することもできる。後者のＩＤＬＥ検出信号を参照して動作するようにスケルチ回路１２及び補助ドライバ１４を構成する場合には、例えば、以下の構成を採用すればよい。すなわち、ＩＤＬＥ検出回路１１から出力されたＩＤＬＥ検出信号を、反転アンプを介してスケルチ回路１２及び補助ドライバ１４に入力する構成を採用すればよい。

上記の構成を採用することによって、光送信器１に入力されたデータ信号のＩＤＬＥ区間を正確に特定すること、及び、特定したＩＤＬＥ区間の始点及び終点にエッジを有するＩＤＬＥ検出信号を高速に生成することが可能なＩＤＬＥ検出回路１１を実現することができる。

なお、ここでは、ＡＮＤゲートＡＮＤ１の後段にローパスフィルタＬＰＦ１を設ける構成を採用しているが、ＩＤＬＥ検出回路１１の構成は、これに限定されない。すなわち、ＡＮＤゲートＡＮＤ１の動作周波数が遅く、ＡＮＤゲートＡＮＤ１で生成される電圧信号に論理切り替え時のスパイクノイズが含まれない場合には、ＡＮＤゲートＡＮＤ１を省略しても構わない（後述する第１の変形例を参照されたい）。また、ここでは、正相のデータ信号及び逆相のデータ信号の各々を単一の基準電圧Ｖ０と比較する構成を採用しているが、ＩＤＬＥ検出回路１１の構成は、これに限定されない。すなわち、２つの基準電圧源の使用が許される場合には、正相又は逆相のデータ信号を２つの基準電圧Ｖ０ａ，Ｖ０ｂの各々と比較する構成を採用しても構わない（後述する第２の変形例及び第３の変形例を参照されたい）。これらの変形例については、参照する図面を代えて後述する。

なお、ＩＤＬＥ検出回路１１は、例えば特許文献５に記載の信号検出回路のように、ピークホールド回路により実現することも可能である。具体的には、特許文献５に記載の比較器における基準電圧を、データ信号の中間レベルより大きく、かつ、データ信号のハイレベルより小さい値に設定すればよい。ただし、この場合、ＤＡＴＡ区間において同一の値が連続するビットパターンをＩＤＬＥ区間として誤検出しないように、ピークホールド回路の放電時定数を十分に長く設定することが必要になる。その結果、ＩＤＬＥ検出回路１１の応答速度が低下し、ＳＡＳ２．０やＰＣＩｅ３．０などの規格で求められる応答速度を達成することが困難になる。

〔変調ドライバ及び補助ドライバの構成例〕
上述した変調ドライバ１３及び補助ドライバ１４の構成例について、図６〜図８を参照して説明する。

図６は、変調ドライバ１３及び補助ドライバ１４の第１の構成例を示す回路図である。

変調ドライバ１３は、図６に示すように、一対のトランジスタ（ｎｐｎトランジスタ）Ｔｒ１，Ｔｒ２と、直流電流源ＤＣ１とにより構成することができる。トランジスタＴｒ１は、コレクタ端子が出力点ＯＵＴに接続され、ベース端子が入力点ＩＮ１＿Ｎに接続され、エミッタ端子がトランジスタＴｒ２のエミッタ端子に接続される。一方、トランジスタＴｒ２は、コレクタ端子が電源（電源電圧ＶＤＤ）に接続され、ベース端子が入力点ＩＮ１＿Ｐに接続され、エミッタ端子がトランジスタＴｒ１のエミッタ端子に接続される。トランジスタＴｒ１のエミッタ端子とトランジスタＴｒ２のエミッタ端子との中間点は、直流電流源ＤＣ１を介して接地される。直流電流源ＤＣ１の電流値は、外部からの設定が可能である。

変調ドライバ１３の入力点ＩＮ１＿Ｐには、データ信号が正相で入力され、変調ドライバ１３の入力点ＩＮ１＿Ｎには、データ信号が逆相で入力される。変調ドライバ１３は、データ信号の値がローレベルであれば、予め定められた大きさ（ＩＭ［Ａ］）の変調電流ｉ１を出力点ＯＵＴから吸い込み、（２）データ信号の値がハイレベルであれば、出力点ＯＵＴからの変調電流ｉ１の吸い込みを休止する。

補助ドライバ１４は、図６に示すように、一対のトランジスタ（ｎｐｎトランジスタ）Ｔｒ３，Ｔｒ４と、直流電流源ＤＣ２とにより構成することができる。補助ドライバ１４の構成は、変調ドライバ１３の構成と同様なので、ここではその説明を割愛する。

補助ドライバ１４の入力点ＩＮ２＿Ｐには、ＩＤＬＥ検出信号が逆相で入力され、補助ドライバ１４の入力点ＩＮ２＿Ｎには、ＩＤＬＥ検出信号が正相で入力される。このとき、補助ドライバ１４は、（１）ＩＤＬＥ検出信号の値がハイレベルであれば、予め定められた大きさ（ＩＳ［Ａ］）の補助電流ｉ２を出力点ＯＵＴから吸い込み、（２）ＩＤＬＥ検出信号の値がローレベルであれば、出力点ＯＵＴからの変調電流ｉ１の吸い込みを休止する。

なお、本構成例においては、変調ドライバ１３及び補助ドライバ１４を構成するトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４としてｎｐｎトランジスタを用いているが、本発明はこれに限定されない。すなわち、変調ドライバ１３及び補助ドライバ１４を構成するトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ４としてＮＭＯＳトランジスタを用いてもよい。

図７は、変調ドライバ１３及び補助ドライバ１４の第２の構成例を示す回路図である。

図７に示す変調ドライバ１３は、図６に示す変調ドライバ１３をメインドライバとして、その前段に、データ信号を増幅するプリドライバを付加したものである。メインドライバは、プリドライバにより増幅されたデータ信号を電流信号に変換する。

差動増幅回路は、データ信号を差動増幅するための回路であり、１対の抵抗Ｒ１，Ｒ２と、１対のトランジスタ（ｎｐｎトランジスタ）Ｔｒ９，Ｔｒ１０と、直流電流源ＤＣ７とにより構成されている。トランジスタＴｒ９は、コレクタ端子が抵抗Ｒ１を介して電源（電圧ＶＤＤ）に接続され、ベース端子が入力点ＩＮ１＿Ｎに接続され、エミッタ端子がトランジスタＴｒ１０のエミッタ端子に接続される。一方、トランジスタＴｒ１０は、コレクタ端子が抵抗Ｒ２を介して電源（電圧ＶＤＤ）に接続され、ベース端子が入力点ＩＮ１＿Ｐに接続され、エミッタ端子がトランジスタＴｒ９のエミッタ端子に接続される。トランジスタＴｒ９のエミッタ端子とトランジスタＴｒ１０のエミッタ端子との中間点は、直流電流源ＤＣ７を介して接地される。

エミッタフォロワ回路は、プリドライバの出力インピーダンスをメインドライバの入力インピーダンスよりも低くするための回路であり、１対のトランジスタ（ｎｐｎトランジスタ）Ｔｒ５，Ｔｒ６と、１対の直流電流源ＤＣ３，ＤＣ４とにより構成されている。トランジスタＴｒ５は、コレクタ端子が電源（電圧ＶＤＤ）に接続され、ベース端子が差動増幅回路の一方の出力点（トランジスタＴｒ９のコレクタ端子）に接続され、エミッタ端子が直流電流源ＤＣ３を介して接地されている。このトランジスタＴｒ５のエミッタ電圧が、正相のデータ信号として、メインドライバを構成するトランジスタＴｒ２のベース端子に入力される。一方、トランジスタＴｒ６は、コレクタ端子が電源（電圧ＶＤＤ）に接続され、ベース端子が差動増幅回路の他方の出力点（トランジスタＴｒ１０のコレクタ端子）に接続され、エミッタ端子が直流電流源ＤＣ４を介して接地されている。このトランジスタＴｒ６のエミッタ電圧が、逆相のデータ信号として、メインドライバを構成するトランジスタＴｒ１のベース端子に入力される。

図７に示す補助ドライバ１４は、図６に示す補助ドライバ１４をメインドライバとして、その前段に、ＩＤＬＥ検出信号を増幅するプリドライバを付加したものである。メインドライバは、プリドライバにより増幅されたＩＤＬＥ検出信号を電流信号に変換する。補助ドライバ１４に付加されたプリドライバの構成は、変調ドライバ１３に付加されたプリドライバの構成と同様なので、ここではその説明を割愛する。

なお、本構成例においては、変調ドライバ１３及び補助ドライバ１４を構成するトランジスタＴｒ１〜Ｔｒ１２としてｎｐｎトランジスタを用いているが、本発明はこれに限定されない。すなわち、変調ドライバ１３及び補助ドライバ１４を構成するＴｒ１〜Ｔｒ１２としてＮＭＯＳトランジスタを用いてもよい。

図８は、変調ドライバ１３及び補助ドライバ１４の第３の構成例を示す回路図である。

図８に示す変調ドライバ１３は、図７に示す変調ドライバ１３に、プリドライバの出力電圧を安定化させる安定化回路Ｘ１を付加したものである。

安定化回路Ｘ１は、トランジスタ（ＰＭＯＳトランジスタ）Ｍ１と、プリドライバの出力電圧に応じてトランジスタＭ１における電圧降下量を制御する電圧降下量制御回路とを備えている。

トランジスタＭ１のソース端子は、電源（電圧ＶＤＤ）に接続され、トランジスタＭ１のドレイン端子は、プリドライバの差動増幅回路を構成するトランジスタＴｒ９，Ｔｒ１０のコレクタ端子に抵抗Ｒ１，Ｒ２を介して接続されている。トランジスタＭ１は、電圧降下量可変な電圧降下器として機能する。

電圧降下量制御回路は、抵抗値が同じ１対の抵抗Ｒ１，Ｒ２と、オペアンプＯＰ１とにより構成されている。抵抗Ｒ１，Ｒ２は、プリドライバのエミッタフォロワ回路を構成するトランジスタＴｒ５，Ｔｒ６のエミッタ端子の間に直列に接続されている。また、抵抗Ｒ１，Ｒ２の中間点の電圧は、トランジスタＴｒ５，Ｔｒ６のエミッタ電圧の平均値（以下、「平均エミッタ電圧」と記載）に一致する。オペアンプＯＰ１の非反転入力端子は、抵抗Ｒ１，Ｒ２の中間点に接続されており、オペアンプＯＰ１の非反転入力端子には、トランジスタＴｒ５，Ｔｒ６の平均エミッタ電圧が入力される。一方、オペアンプＯＰ１の反転入力端子には、予め定められた基準電圧Ｖ１が入力される。オペアンプＯＰ１の出力端子は、トランジスタＭ１のゲート端子に接続されている。

プリドライバの出力電圧、すなわち、トランジスタＴｒ５，Ｔｒ６の平均エミッタ電圧が基準電圧Ｖ１を上回ると、安定化回路Ｘ１は、以下のように動作する。すなわち、オペアンプＯＰ１の出力電圧が上昇し、その結果、トランジスタＭ１のゲート電圧が上昇する。そうすると、トランジスタＭ１のソース−ドレイン間抵抗が大きくなり、その結果、トランジスタＭ１における電圧降下量が大きくなる。これにより、プリドライバに印加される電圧が小さくなり、その結果、プリドライバの出力電圧が低下する。この動作は、トランジスタＴｒ５，Ｔｒ６の平均エミッタ電圧が基準電圧Ｖ１と一致するまで続く。

逆に、プリドライバの出力電圧、すなわち、トランジスタＴｒ５，Ｔｒ６の平均エミッタ電圧が基準電圧Ｖ１を下回ると、安定化回路Ｘ１は、以下のように動作する。すなわち、オペアンプＯＰ１の出力電圧が低下し、その結果、トランジスタＭ１のゲート電圧が上昇する。そうすると、トランジスタＭ１のソース−ドレイン間抵抗が小さくなり、その結果、トランジスタＭ１における電圧降下量が小さくなる。これにより、プリドライバに印加される電圧が大きくなり、その結果、プリドライバの出力電圧が上昇する。この動作は、トランジスタＴｒ５，Ｔｒ６の平均エミッタ電圧が基準電圧Ｖ１と一致するまで続く。

プリドライバの電源電圧の変動に応じてプリドライバの出力電圧が変動する場合、メインドライバを構成する各素子の動作条件が破たんすることを防ぐために、プリドライバの電源電圧の変動範囲に厳しい条件を課す必要がある。安定化回路Ｘ１を付加すれば、プリドライバの電源電圧の変動に応じてプリドライバの出力電圧が変動しなくなるので、プリドライバの電源電圧の変動範囲に厳しい条件を課す必要がなくなる。

図８に示す補助ドライバ１４は、図７に示す補助ドライバ１４に、プリドライバの出力電圧を安定化させる安定化回路Ｘ２を付加したものである。補助ドライバ１４に付加された安定化回路Ｘ２の構成は、変調ドライバ１３に付加された安定化回路Ｘ１の構成と同様なので、ここではその説明を割愛する。

なお、本構成例においては、安定化回路Ｘ１，Ｘ２を構成するトランジスタＭ１，Ｍ２としてＰＭＯＳトランジスタを用いているが、本発明はこれに限定されない。すなわち、安定化回路Ｘ１，Ｘ２を構成するトランジスタとしてｐｎｐトランジスタを用いてもよい。

〔バイアス電流源の構成例〕
上述したバイアス電流源１５の構成例について、図９〜図１０を参照して説明する。

図９は、バイアス電流源１５の第１の構成例を示す回路図である。

バイアス電流源１５は、図９に示すように、１対のトランジスタ（ＰＭＯＳトランジスタ）Ｍ３，Ｍ４と、直流電流源ＤＣ９とにより構成することができる。

トランジスタＭ３のソース端子は、電源（電圧ＶＤＤ）に接続されている。トランジスタＭ４のソース端子は、電源（電圧ＶＤＤ）に接続され、トランジスタＭ４のドレイン端子は、トランジスタＭ４のゲート端子に接続されると共に、トランジスタＭ３のゲート端子に接続されている。すなわち、トランジスタＭ３，Ｍ４は、トランジスタＭ４のドレイン端子を入力点とし、トランジスタＭ３のドレイン端子を出力点とするカレントミラー回路を構成する。

トランジスタＭ３，Ｍ４のサイズは、このカレントミラー回路の出力点から流出する電流ｉ３の大きさが、このカレントミラー回路の入力点から流出する電流ｉ３’の大きさのＮ倍となるように設定されている。したがって、このカレントミラー回路の入力点にＩＢ／Ｎ［Ａ］の電流ｉ３’を流す直流電流源ＤＣ９を接続すれば、このカレントミラー回路の出力点からＩＢ［Ａ］の電流ｉ３を取り出すことができる。

なお、本構成例においては、バイアス電流源１５を構成するトランジスタＭ３，Ｍ４としてＰＭＯＳトランジスタを用いているが、本発明はこれに限定されない。すなわち、バイアス電流源１５を構成するトランジスタＭ３，Ｍ４としてｐｎｐトランジスタを用いてもよい。ただし、トランジスタＭ３，Ｍ４の種類は一致させる。すなわち、トランジスタＭ３としてＰＭＯＳトランジスタを用いるときは、トランジスタＭ４としてＰＭＯＳトランジスタを用い、トランジスタＭ３としてｐｎｐトランジスタを用いるときには、トランジスタＭ４としてｐｎｐトランジスタを用いる。

図１０は、バイアス電流源１５の第２の構成例を示す回路図である。

バイアス電流源１５は、図１０に示すように、オペアンプＯＰ３と、トランジスタ（ＰＭＯＳトランジスタ）Ｍ５と、１対の抵抗Ｒ５，Ｒ６と、直流電流源ＤＣ１０とにより構成することができる。

オペアンプＯＰ３の非反転入力端子は、抵抗Ｒ６を介して電源（電圧ＶＤＤ）に接続されている。また、オペアンプＯＰ３の反転入力端子は、Ｒ５を介して電源（電圧ＶＤＤ）に接続されると共に、トランジスタＭ５のソース端子に接続されている。また、オペアンプＯＰ３の出力端子は、トランジスタＭ５のゲート端子に接続されている。すなわち、オペアンプＯＰ３、トランジスタＭ５、及び抵抗Ｒ５，Ｒ６は、オペアンプＯＰ３の非反転入力端子を入力点とし、トランジスタＭ５のドレイン端子を出力点とするカレントミラー回路を構成する。

抵抗Ｒ５，Ｒ６の抵抗値は、このカレントミラー回路の出力点から流出する電流ｉ３の大きさが、このカレントミラー回路の入力点から流出する電流ｉ３’の大きさのＮ倍となるように設定されている。すなわち、抵抗Ｒ５，Ｒ６の抵抗値は、Ｒ５：Ｒ６＝１：Ｎとなるように設定されている。したがって、このカレントミラー回路の入力点にＩＢ／Ｎ［Ａ］の電流ｉ３’を流す直流電流源ＤＣ１０を接続すれば、このカレントミラー回路の出力点からＩＢ［Ａ］の電流を取り出すことができる。

なお、本構成例においては、バイアス電流源１５を構成するトランジスタＭ５としてＰＭＯＳトランジスタを用いているが、本発明はこれに限定されない。すなわち、バイアス電流源１５を構成するトランジスタＭ５としてｐｎｐトランジスタを用いてもよい。

また、光送信器１は、（１）図９のように構成されたバイアス電流源１５のみを備えていてもよいし、（２）図１０のように構成されたバイアス電流源１５のみを備えていてもよいし、（３）図９のように構成されたバイアス電流源１５と図１０のように構成されたバイアス電流源１５との両方を備え、何れのバイアス電流源１５を使用するかを切り替え可能に構成されていてもよい。ＳＡＳ２．０で定められたＯＯＢ信号等の間欠信号の送信には、図９のように構成されたバイアス電流源１５の使用が適している。図９のように構成されたバイアス電流源１５は、電源（電圧ＶＤＤ）の変動に対して電流比が変動しやすい傾向を有する反面、ＶＣＳＥＬのバイアス電圧の急激な変動に強く、ＩＤＬＥ区間からＤＡＴＡ区間への遷移に対して応答時間が短いからである。一方、InfiniBand規格等において定められた連続信号の送信には、図１０のように構成されたバイアス電流源１５の使用が適している。図１０のように構成されたバイアス電流源１５は、電源（電圧ＶＤＤ）の変動に対して電流比が変動しにくい傾向を有する反面、ＶＣＳＥＬのバイアス電圧の急激な変動に対しては弱く、ＩＤＬＥ区間からＤＡＴＡ区間への遷移に対する応答時間が長いからである。したがって、使用するバイアス電流源を送信するデータ信号のタイプに適した方に切り替える構成を採用すれば、間欠信号の送信にも連続信号の送信にも適した光送信器１を実現することができる。

〔補償電流源の構成例〕
上述した補償電流源１６の構成例について、図１１〜図１２を参照して説明する。

図１１は、補償電流源１６の第１の構成例を示す回路図である。

補償電流源１６は、図１１に示すように、トランジスタ（ｎｐｎトランジスタ）Ｔｒ１３により構成することができる。

トランジスタＴｒ１３のコレクタ端子は、電源（電圧ＶＤＤ）に接続され、トランジスタＴｒ１３のベース端子は、クランプ電源（電圧Ｖcramp）に接続されている。

この補償電流源１６は、Ｖth＝Ｖcramp−ＶBE（トランジスタＴｒ１３のベース−エミッタ間電圧）を閾値電圧として、トランジスタＴｒ１３のエミッタ電圧が閾値電圧Ｖthを下回ったときに、補償電流ｉ４を出力する。

なお、本構成例においては、補償電流源１６を構成するトランジスタＴｒ１３としてＰｎｐｎトランジスタを用いているが、本発明はこれに限定されない。すなわち、補償電流源１６を構成するトランジスタＴｒ１３としてＮＭＯＳトランジスタを用いてもよい。

図１２は、補償電流源１６の第２の構成を示す回路図である。

図１２に示す補償電流源１６は、図１１に示す補償電流源１６にオペアンプＯＰ４を追加したものである。

オペアンプＯＰ４は、ボルテージフォロワ回路を構成するよう、非反転入力端子と出力端子とが直結されている。オペアンプＯＰ４の反転入力端子は、クランプ電源（電圧Ｖcramp）に接続され、オペアンプＯＰ４の出力端子は、トランジスタＴｒ１３のベース端子に接続されている。

この補償電流源１６も、Ｖth＝Ｖcramp−ＶBE（トランジスタＴｒ１３のベース−エミッタ間電圧）を閾値電圧として、トランジスタＴｒ１３のエミッタ電圧が閾値電圧Ｖthを下回ったときに、補償電流ｉ４を出力する。

〔ＩＤＬＥ検出回路の第１の変形例〕
図４に示すＩＤＬＥ検出回路１１の第１の変形例について、図２５を参照して説明する。図２５は、本変形例に係るＩＤＬＥ検出回路６１ａの構成を示す回路図である。

図２５に示すように、本変形例に係るＩＤＬＥ検出回路６１ａは、図４に示すＩＤＬＥ検出回路１１と同様、第１のコンパレータＣｏｍｐ１、第２のコンパレータＣｏｍｐ２、及びＡＮＤゲートＡＮＤ１を備えている。ただし、ＡＮＤゲートＡＮＤ１の動作周波数は、生成される電圧信号に論理切り替え時のスパイクノイズが含まれない程度に十分に低く（例えば、コンパレータＣｏｍｐ１，Ｃｏｍｐ２の動作周波数の１／１０以下）に設定されている。このため、ＩＤＬＥ検出回路６１ａにおいては、論理切り替え時のスパイクノイズを除去するためのローパスフィルタＬＰＦ１が省略されている。

図４に示すＩＤＬＥ検出回路１１及び図２５に示すＩＤＬＥ検出回路６１ａは、正相のデータ信号の値及び逆相のデータ信号の値の各々を単一の基準電圧Ｖ０と比較することによって、データ信号の値が下限値Ｖ０以上かつ上限値２×Ｖｃｏｍ−Ｖ０以下となるレンジに含まれている区間を、ＩＤＬＥ区間として検出する（Ｖｃｏｍは、データ信号のコモン電圧を表す）。この方法によれば、データ信号の中間レベルとデータ信号のコモン電圧との間の差が十分に小さい場合、ＩＤＬＥ区間を確実に検出することができる。なお、この方法は、当該レンジの下限値及び上限値を独立に設定することができないことの代償として、基準電圧源を１つで済ますことができるという共通の利点を有する。特に、図２５に示すＩＤＬＥ検出回路６１ａは、ローパスフィルタＬＰＦ１が省略されているため、図４に示すＩＤＬＥ検出回路１１ａよりも回路構成を簡素化することができるという更なる利点を持つ。

〔ＩＤＬＥ検出回路の第２の変形例〕
図４に示すＩＤＬＥ検出回路６１の第２の変形例について、図２６及び図２７を参照して説明する。図２６は、本変形例に係るＩＤＬＥ検出回路６１ｂの構成を示す回路図である。図２７は、本変形例に係るＩＤＬＥ検出回路６１ｂの各部における電圧信号の波形図である。

図２６に示すように、本変形例に係るＩＤＬＥ検出回路６１ｂは、ＩＤＬＥ検出回路１１と同様に、第１のコンパレータＣｏｍｐ１、第２のコンパレータＣｏｍｐ２、ＡＮＤゲートＡＮＤ１、及びローパスフィルタＬＰＦ１を備えている。ただし、本変形例に係るＩＤＬＥ検出回路６１ｂは、ＩＤＬＥ検出回路１１と以下の２点で相違する。ひとつ目の相違点は、第１のコンパレータＣｏｍｐ１の非反転入力端子及び第２のコンパレータＣｏｍｐ２の反転入力端子の各々に、データ信号が同相で（本変形例では正相で）入力される点である。すなわち、２つのコンパレータＣｏｍｐ１，Ｃｏｍｐ２の各々には、図２７の（ａ）に図示する波形を有する正相のデータ信号が入力される。ふたつ目の相違点は、第１のコンパレータＣｏｍｐ１の反転入力端子及び第２のコンパレータＣｏｍｐ２の非反転入力端子の各々に、互いに異なる基準電圧Ｖ０ａ及び基準電圧Ｖ０ｂが入力される点である。

すなわち、第１のコンパレータＣｏｍｐ１の非反転入力端子には、データ信号が正相で入力され、第１のコンパレータＣｏｍｐ１の反転入力端子には、基準電圧Ｖ０ａが入力される。第１のコンパレータＣｏｍｐ１は、正相のデータ信号の値と基準電圧Ｖ０ａとを比較し、比較結果を示す電圧信号を生成する。ここで、基準電圧Ｖ０ａは、データ信号の値がハイレベルとローレベルとの間の予め定められたレンジの下限値に設定されている。正相のデータ信号の波形は、図２７の（ｂ）のようになり、第１のコンパレータＣｏｍｐ１で生成された電圧信号の波形は、図２７の（ｃ）のようになる。第１のコンパレータＣｏｍｐ１で生成された電圧信号は、ＡＮＤゲートＡＮＤ１に入力される。

第２のコンパレータＣｏｍｐ２の反転入力端子には、データ信号が正相で入力され、第２のコンパレータＣｏｍｐ２の非反転入力端子には、基準電圧Ｖ０ｂが入力される。第２のコンパレータＣｏｍｐ２は、正相のデータ信号の値と基準電圧Ｖ０ｂとを比較し、比較結果を示す電圧信号を生成する。ここで、基準電圧Ｖ０ｂは、上記レンジの上限値に設定されている。正相のデータ信号の波形は、図２７の（ｄ）のようになり、第２のコンパレータＣｏｍｐ２で生成された電圧信号の波形は、図２７の（ｅ）のようになる。第２のコンパレータＣｏｍｐ２で生成された電圧信号は、ＡＮＤゲートＡＮＤ１に入力される。

ＡＮＤゲートＡＮＤ１は、第１のコンパレータＣｏｍｐ１で生成された電圧信号と第２のコンパレータＣｏｍｐ２で生成された電圧信号とを参照し、第１のコンパレータＣｏｍｐ１での比較結果と第２のコンパレータＣｏｍｐ２での比較結果との論理積を示す電圧信号を生成する。ＡＮＤゲートＡＮＤ１で生成された電圧信号の波形は、図２７の（ｆ）のようになる。ＡＮＤゲートＡＮＤ１で生成された電圧信号は、ローパスフィルタＬＰＦ１に入力される。

ローパスフィルタＬＰＦ１は、ＡＮＤゲートＡＮＤ１で生成された電圧信号を平滑化する。すなわち、ＡＮＤゲートＡＮＤ１で生成された電圧信号に含まれる、論理切り替え時のノイズを除去する。ローパスフィルタＬＰＦ１で平滑化された電圧信号の波形は、図２７の（ｇ）のようになる。すなわち、ローパスフィルタＬＰＦ１で平滑化された電圧信号は、ＩＤＬＥ区間内（ＤＡＴＡ区間外）で値がハイレベルとなり、ＩＤＬＥ区間外で値がローレベルとなる電圧信号となる。ローパスフィルタＬＰＦ１で平滑化された電圧信号は、ＩＤＬＥ検出信号として外部（スケルチ回路１２及び補助ドライバ１４）に出力される。

なお、第１のコンパレータＣｏｍｐ１の非反転入力端子及び第２のコンパレータＣｏｍｐ２の反転入力端子の各々に、正相のデータ信号を入力しているが、逆相のデータ信号を入力する構成であってもよい。この場合でも、ＩＤＬＥ区間内で値がハイレベルとなり、ＩＤＬＥ区間外で値がローレベルとなる電圧信号を得ることができる。

また、スケルチ回路１２及び補助ドライバ１４は、ＩＤＬＥ区間内でハイレベルとなるＩＤＬＥ検出信号を参照して動作するように構成することも、ＩＤＬＥ区間外でハイレベルとなるＩＤＬＥ検出信号を参照して動作するように構成することもできる。後者のＩＤＬＥ検出信号を参照して動作するようにスケルチ回路１２及び補助ドライバ１４を構成する場合には、例えば、以下の構成を採用すればよい。すなわち、ＩＤＬＥ検出回路６１ｂから出力されたＩＤＬＥ検出信号を、反転アンプを介してスケルチ回路１２及び補助ドライバ１４に入力する構成を採用すればよい。

〔ＩＤＬＥ検出回路の第３の変形例〕
図４に示すＩＤＬＥ検出回路１１の第３の変形例について、図２８を参照して説明する。図２８は、本変形例に係るＩＤＬＥ検出回路６１ｃの構成を示す回路図である。

図２８に示すように、本変形例に係るＩＤＬＥ検出回路６１ｃは、図２６に示すＩＤＬＥ検出回路６１ｂと同様、第１のコンパレータＣｏｍｐ１、第２のコンパレータＣｏｍｐ２、及びＡＮＤゲートＡＮＤ１を備えている。ただし、ＡＮＤゲートＡＮＤ１の動作周波数は、生成される電圧信号に論理切り替え時のスパイクノイズが含まれない程度に十分に低く（例えば、コンパレータＣｏｍｐ１，Ｃｏｍｐ２の動作周波数の１／１０以下）に設定されている。このため、ＩＤＬＥ検出回路６１ｃにおいては、論理切り替え時のスパイクノイズを除去するためのローパスフィルタＬＰＦ１が省略されている。

図２６に示すＩＤＬＥ検出回路６１ｂ及び図２８に示すＩＤＬＥ検出回路６１ｃは、正相のデータ信号を２つの基準電圧Ｖ０ａ，Ｖ０ｂの各々と比較することによって、データ信号の値が下限値Ｖ０ａ以上かつ上限値Ｖ０ｂ以下となるレンジに含まれている区間を、ＩＤＬＥ区間として検出する。この方法によれば、データ信号の中間レベルとデータ信号のコモン電圧との間に差によらず、ＩＤＬＥ区間を確実に検出することができる。なお、この方法は、基準電圧源を１つで済ますことができないことの代償として、当該レンジの下限値及び上限値を独立に設定することができるという利点を有する。特に、図２８に示すＩＤＬＥ検出回路６１ｃは、ローパスフィルタＬＰＦ１が省略されているため、図２６に示すＩＤＬＥ検出回路６１ｂよりも回路構成を簡素化することができるという更なる利点を持つ。

〔ＩＤＬＥ検出回路に関する付記事項〕
なお、図４に図示したＩＤＬＥ検出回路１１及び図２６に図示したＩＤＬＥ検出回路６１ｂが備えているローパスフィルタＬＰＦ１は、コンパレータに置き換えることが可能である。図２９の（ａ）は、ローパスフィルタＬＰＦ１と置換可能なコンパレータＣｏｍｐ３の回路図であり、（ｂ）〜（ｄ）は、コンパレータＣｏｍｐ３の各部における電圧信号の波形図である。

コンパレータＣｏｍｐ３は、ローパスフィルタＬＰＦ１と同様に、ＡＮＤゲートＡＮＤ１で生成された電圧信号を平滑化する。すなわち、ＡＮＤゲートＡＮＤ１で生成された電圧信号に含まれる、論理切り替え時のノイズを除去する機能を有する。

図２９に示すように、コンパレータＣｏｍｐ３の非反転入力端子には、ＡＮＤゲートＡＮＤ１で生成された電圧信号であって、図２９の（ｂ）のような波形を有する電圧信号が入力される。この電圧信号は、論理切り替え時のノイズを含んでいる。第３のコンパレータＣｏｍｐ３の反転入力端子には、基準電圧Ｖ３が入力される。

コンパレータＣｏｍｐ３は、ＡＮＤゲートＡＮＤ１で生成された電圧信号と基準電圧Ｖ３とを比較し、比較結果を示す電圧信号を生成する。基準電圧Ｖ３は、図２９の（ｃ）に示すように、ハイレベル時のＡＮＤゲートＡＮＤ１の出力電圧よりも低く、かつ、論理切り替え時のノイズのピーク電圧よりも高くなるように設定されている。コンパレータＣｏｍｐ３が生成した電圧信号は、図２９の（ｄ）のようになる。すなわち、コンパレータＣｏｍｐ３の出力信号は、ローパスフィルタＬＰＦ１の出力信号と同様、ＩＤＬＥ区間内（ＤＡＴＡ区間外）で値がハイレベルとなり、ＩＤＬＥ区間外で値がローレベルとなる電圧信号となる。

〔第１の実施形態に関する付記事項〕
なお、ＰＣＩｅ（PCI Express）に従うシリアル通信でも、ＳＡＳにおけるＯＯＢ信号と同様の信号、すなわち、値がハイレベルとローレベルとを交互に取るＤＡＴＡ区間と、値が中間レベルを取り続けるＥＩ（Electrical Idle）区間とからなるパターンを有する信号を送受信することがある。したがって、本実施形態に係る光送信器１は、ＰＣＩｅに従うシリアル通信を行うアクティブ光ケーブルのコネクタとしても好適に利用することができる。

＜第２の実施形態＞
本発明に係る光送信器の第２の実施形態について、図１３〜図２０を参照して説明すれば、以下のとおりである。

なお、本実施形態に係る光送信器は、ＰＯＮ（Passive Optical Network）を構成するＯＮＵ（Optical Network Unit）としての利用を想定したものである。このため、本実施形態に係る光送信器には、データ信号とＢＥＮ（Burst ENable）信号とが入力される。データ信号は、２値の電圧信号であり、Ｅｎａｂｌｅ区間とＤｉｓａｂｌｅ区間とを含む。データ信号の値は、Ｅｎａｂｌｅ区間において、送信すべきデータに依りハイレベル又はローレベルを取り、Ｄｉａｂｌｅ区間において、送信すべきデータに依らずハイレベルとローレベルとを交互に取る（送信すべきデータは、データ信号のＥｎａｂｌｅ区間に重畳される）。ＢＥＮ信号は、Ｅｎａｂｌｅ区間を示す２値の電圧信号である。ＢＥＮ信号の値は、Ｅｎａｂｌｅ区間において、ハイレベルを取り続け、Ｄｉｓａｂｌｅ区間において、ローレベルを取り続ける。また、本実施形態に係る光送信器が備えている発光素子は、ＤＦＢ−ＬＤ（Distributed Feedback Laser Diode）である。このため、本実施形態に係る光送信器は、カソード端子を介してＤＦＢ−ＬＤから流出する駆動電流の大きさを制御することによって、データ信号を光信号に変換する。なお、本実施形態は、ＤＦＢ−ＬＤに限らず、流出する駆動電流の大きさを変化させることによって発光量を制御することが可能な発光素子全般に適用することができる。

〔光送信器の構成〕
本実施形態に係る光送信器２の構成について、図１３を参照して説明する。図１３は、光送信器２の構成を示すブロック図である。

光送信器２は、図１３に示すように、スケルチ回路２２と、変調ドライバ２３と、補助ドライバ２４と、バイアス電流源２５と、補償電流源２６と、ＤＦＢ−ＬＤ２７とを備えている。

なお、図１３においては、スケルチ回路２２、変調ドライバ２３、補助ドライバ２４、バイアス電流源２５、及び補償電流源２６を単一の集積回路（同図における「ＴＸ−ＩＣ」）上に実装する構成を例示しているが、本発明は、これに限定されない。すなわち、スケルチ回路２２、変調ドライバ２３、補助ドライバ２４、バイアス電流源２５、及び補償電流源２６を個別に実装したディスクリート回路により光送信器２を実現しても構わない。

以下、スケルチ回路２２、変調ドライバ２３、補助ドライバ２４、バイアス電流源２５、及び補償電流源２６の各々について、その機能を説明する。

スケルチ回路２２は、ＢＥＮ信号を参照してＤｉｓａｂｌｅ区間を特定する。また、スケルチ回路２２は、Ｄｉｓａｂｌｅ区間において、データ信号の値をローレベルに補正する。すなわち、スケルチ回路２２は、Ｄｉｓａｂｌｅ区間内では、補正前のデータ信号の値に依らずに、ローレベルを補正後のデータ信号の値として出力し、Ｄｉｓａｂｌｅ区間外（Ｅｎａｂｌｅ区間内）では、補正前のデータ信号の値を補正後のデータ信号の値として出力する。データ信号の波形（入力電圧ｖ１の時間変化）が図１４の（ａ）のようであり、ＢＥＮ信号の波形（入力電圧ｖ２の時間変化）が図１４の（ｂ）のようである場合、スケルチ回路２２にて補正されたデータ信号の波形（出力電圧ｖ３の時間変化）は図１４の（ｃ）のようになる。スケルチ回路２２にて補正されたデータ信号は、変調ドライバ２３に入力される。スケルチ回路２２にて補正されたデータ信号のことを、以下、「補正後データ信号」と記載する。

変調ドライバ２３は、補正後データ信号の値に応じた大きさの変調電流ｉ１を吸い込む。より具体的には、（１）補正後データ信号の値がハイレベルであれば、予め定められた大きさ（ＩＭ［Ａ］）の変調電流ｉ１を吸い込み、（２）補正後データ信号の値がローレベルであれば、変調電流ｉ１の吸い込みを休止する。例えば、補正後データ信号の波形が図１４の（ｃ）のようである場合、変調電流ｉ１の大きさの時間変化は、図１５の（ａ）のようになる。変調ドライバ２３の構成は、第１の実施形態に係る光送信器１が備える変調ドライバ１３と同様である。

補助ドライバ２４は、ＢＥＮ信号を参照してＤｉｓａｂｌｅ区間を特定する。また、補助ドライバ２４は、Ｄｉｓａｂｌｅ区間において、予め定められた大きさ（ＩＳ［Ａ］）の補助電流ｉ２を吐き出す。Ｄｉｓａｂｌｅ区間で補助ドライバ２４が吐き出す補助電流ｉ２の大きさＩＳは、ＩＳ＞ＩＢ（バイアス電流源２５が吸い込むバイアス電流ｉ３の大きさ）を満たすように、ＩＳ＝ＩＢ＋α（αは正の定数）に設定されている。例えば、ＢＥＮ信号の波形が図１４の（ｂ）のようである場合、補助電流ｉ２の大きさの時間変化は、図１５の（ｂ）のようになる。補助ドライバ２４の構成例については、参照する図面を代えて後述する。

バイアス電流源２５は、予め定められた大きさ（ＩＢ［Ａ］）のバイアス電流ｉ３を吸い込む。バイアス電流ｉ３の大きさの時間変化は、図１５の（ｃ）のようになる。なお、バイアス電流源２５は、例えば、図１３に示すように、一端が出力端子ＯＵＴに接続され、他端が接地された直流電流源によって構成することができる。バイアス電流源２５の他の構成例については、参照する図面を代えて後述する。

補償電流源２６は、補助電流ｉ２の大きさから変調電流ｉ１の大きさ（Ｄｉｓａｂｌｅ区間では０［Ａ］）を引いた差がバイアス電流ｉ３の大きさを上回ったときに、バイアス電流ｉ３の不足を補う補償電流ｉ４を吸い込む。Ｄｉｓａｂｌｅ区間で補償電流源２６が吸い込む補償電流ｉ４の大きさは、ＩＳ−ＩＢ＝α［Ａ］となる。例えば、変調電流ｉ１、補助電流ｉ２、バイアス電流ｉ３の大きさの時間変化が図１５の（ａ）、（ｂ）、（ｃ）のようである場合、補償電流ｉ４の大きさの時間変化は図１５の（ｄ）のようになる。なお、補償電流源２６は、例えば、図１３に示すように、アノード端子が出力端子ＯＵＴに接続され、カソード端子が接地されたダイオード（ダイオードクランプ）によって構成することができる。図１３に示す補償電流源２６は、ダイオードのアノード−カソード間電圧が閾値電圧Ｖthを上回ると、すなわち、出力端子ＯＵＴの電圧が閾値電圧Ｖthを上回ると、出力端子ＯＵＴから補償電流ｉ４を吸い込む。補償電流源２６の他の構成例については、参照する図面を代えて後述する。

本実施形態に係る光送信器２において、変調ドライバ２３、補助ドライバ２４，バイアス電流源２５、補償電流源２６、及びＤＦＢ−ＬＤ２７は、バイアス電流ｉ３と補償電流ｉ４との和（ｉ３＋ｉ４）に変調電流ｉ１を加え、更に、補助電流ｉ２を減じた駆動電流ｉ５＝（ｉ３＋ｉ４）＋ｉ１−ｉ２がＤＦＢ−ＬＤ２７から流出するように接続されている。したがって、変調電流ｉ１、補助電流ｉ２、バイアス電流ｉ３、補償電流ｉ４の大きさの時間変化が図１５の（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）のようである場合、ＤＦＢ−ＬＤ２７から流出する駆動電流ｉ５の大きさの時間変化は図１５の（ｅ）のようになる。

本実施形態に係る光送信器２によれば、図１５の（ｅ）に示すように、Ｄｉｓａｂｌｅ区間においてＤＦＢ−ＬＤ２７から流出する駆動電流ｉ５の大きさを０［Ａ］にすることができる。すなわち、Ｄｉｓａｂｌｅ区間においてＤＦＢ−ＬＤ２７を消灯することができる。しかも、本実施形態に係る光送信器２においては、Ｄｉｓａｂｌｅ区間においてＤＦＢ−ＬＤ２７から流出する駆動電流ｉ５の大きさを０［Ａ］にする制御を、補助ドライバ２４を用いて実現している。このため、Ｄｉｓａｂｌｅ区間の始点／終点からＤＦＢ−ＬＤ２７の消灯／点灯までの遅延時間を、バイアス電流の遮断／遮断解除によりＤＦＢ−ＬＤ２７を消灯／点灯する場合と比べて短くすることができる。

なお、本実施形態においては、Ｄｉｓａｂｌｅ区間においてＤＦＢ−ＬＤ２７から流出する駆動電流ｉ５の大きさを０［Ａ］にする構成を採用しているが、本発明は、これに限定されるものではない。すなわち、Ｄｉｓａｂｌｅ区間においてＤＦＢ−ＬＤ２７から流出する駆動電流ｉ５の大きさをＤＦＢ−ＬＤ２７の閾値電流（発振開始電流）以下にする構成を採用してもよい。この場合でも、Ｄｉｓａｂｌｅ区間においてＤＦＢ−ＬＤ２７を消灯する（微発光状態にする態様を含む）ことができる。

また、本実施形態に係る光送信器２によれば、Ｄｉｓａｂｌｅ区間においてＤＦＢ−ＬＤ２７を確実に消灯することができる。なぜなら、Ｄｉｓａｂｌｅ区間で補助ドライバ２４が吐き出す補助電流ｉ２の大きさＩＳを、ＩＳ＞ＩＢを満たすように設定しているからである。しかも、本実施形態に係る光送信器２によれば、Ｄｉｓａｂｌｅ区間において補助電流ｉ２の大きさＩＳがバイアス電流ｉ３の大きさを上回っても、出力端子ＯＵＴの電圧降下が生じて変調ドライバ２３及び補助ドライバ２４の動作に支障を来す懸念がない。なぜなら、補助電流ｉ２の大きさＩＳがバイアス電流ｉ３の大きさＩＢを上回ったときに、補償電流源２６から吐き出される補償電流ｉ４によってバイアス電流ｉ３の不足が補われるからである。

なお、本実施形態においては、Ｄｉｓａｂｌｅ区間で補助ドライバ２４が吸い込む補助電流ｉ２の大きさＩＳをＩＳ＞ＩＢを満たすように設定する構成を採用しているが、本発明は、これに限定されるものではない。すなわち、Ｄｉｓａｂｌｅ区間で補助ドライバ２４が吸い込む補助電流ｉ２の大きさＩＳをＩＳ＝ＩＢを満たすように設定する構成を採用してもよい。この場合でも、Ｄｉｓａｂｌｅ区間においてＤＦＢ−ＬＤ２７から流出する駆動電流ｉ５の大きさを０［Ａ］にすることができる。また、この場合には、Ｄｉｓａｂｌｅ区間におけるバイアス電流ｉ３の不足が生じないので、補償電流源２６を省略することができる。

〔補助ドライバの構成例〕
上述した補助ドライバ２４の構成例について、図１６を参照して説明する。図１６は、補助ドライバ２４の構成例を示す回路図である。

補助ドライバ２４は、図１６に示すように、一対のトランジスタ（ｐｎｐトランジスタ）Ｔｒ２１，Ｔｒ２２と、直流電流源ＤＣ２１とにより構成することができる。トランジスタＴｒ２１は、コレクタ端子が接地され、ベース端子が入力点ＩＮ＿Ｎに接続され、エミッタ端子がトランジスタＴｒ２２のエミッタ端子に接続される。一方、トランジスタＴｒ２２は、コレクタ端子が出力点ＯＵＴに接続され、ベース端子が入力点ＩＮ＿Ｐに接続され、エミッタ端子がトランジスタＴｒ２１のエミッタ端子に接続される。トランジスタＴｒ２１のエミッタ端子とトランジスタＴｒ２２のエミッタ端子との中間点は、直流電流源ＤＣ２１を介して電源（電圧ＶＤＤ）に接続される。直流電流源ＤＣ２１を流れる電流の大きさは、外部からの設定が可能である。

補助ドライバ２４の入力点ＩＮ＿Ｐには、ＢＥＮ信号が正相で入力され、変調ドライバ１３の入力点ＩＮ＿Ｎには、ＢＥＮ信号が逆相で入力される。補助ドライバ２４は、ＢＥＮ信号の値がローレベルであれば、予め定められた大きさ（ＩＳ［Ａ］）の補助電流ｉ２を出力点ＯＵＴから吸い込み、ＢＥＮ信号の値がハイレベルであれば、出力点ＯＵＴからの補助電流ｉ２の吸い込みを休止する。

なお、本構成例においては、補助ドライバ２４を構成するトランジスタＴｒ２１，Ｔｒ２２としてｐｎｐトランジスタを用いているが、本発明はこれに限定されない。すなわち、補助ドライバ２４を構成するトランジスタＴｒ２１，Ｔｒ２２としてＰＭＯＳトランジスタを用いてもよい。

〔バイアス電流源の構成例〕
上述したバイアス電流源２５の構成例について、図１７を参照して説明する。図１７は、バイアス電流源１５の第１の構成例を示す回路図である。

バイアス電流源２５は、図１７に示すように、１対のトランジスタ（ｎｐｎトランジスタ）Ｔｒ２３，Ｔｒ２４と、直流電流源ＤＣ２２とにより構成することができる。

トランジスタＴｒ２３のエミッタ端子は、接地されている。トランジスタＴｒ２３のベース端子は、トランジスタＴｒ２３のコレクタ端子に接続されると共に、トランジスタＴｒ２４のベース端子に接続されている。トランジスタＴｒ２４のエミッタ端子は接地されている。すなわち、トランジスタＴｒ３４，Ｔｒ２４は、トランジスタＴｒ２３のコレクタ端子を入力点とし、トランジスタＴｒ２４のコレクタ端子を出力点とするカレントミラー回路を構成する。

トランジスタＴｒ２３，Ｔｒ２４のサイズは、このカレントミラー回路の出力点に流入する電流ｉ３の大きさが、このカレントミラー回路の入力点に流入する電流ｉ３’の大きさのＮ倍となるように設定されている。したがって、このカレントミラー回路の入力点にＩＢ／Ｎ［Ａ］の電流ｉ３’を流す直流電流源ＤＣ２２を接続すれば、このカレントミラー回路の出力点からＩＢ［Ａ］の電流ｉ３を取り出すことができる。

なお、本構成例においては、バイアス電流源２５を構成するトランジスタＴｒ２３，Ｔｒ２４としてｎｐｎトランジスタを用いているが、本発明はこれに限定されない。すなわち、バイアス電流源２５を構成するトランジスタＴｒ２３，Ｔｒ２４としてＮＭＯＳトランジスタを用いてもよい。

〔補償電流源の構成例〕
上述した補償電流源２６の構成例について、図１８〜図２０を参照して説明する。

図１８は、補償電流源２６の第１の構成例を示す回路図である。

補償電流源２６は、図１８に示すように、予め定められた電圧Ｖ０を生成する電圧源ＶＳ２１と、アノード端子が出力端子ＯＵＴに接続され、カソード端子が電圧源ＶＳ２１を介して接地されたダイオードＤ２１とにより構成することができる。図１８に示す補償電流源２６は、ダイオードＤ２１のアノード・カソード間電圧が閾値電圧Ｖthを上回ると、すなわち、出力端子ＯＵＴの電圧がＶ０＋Ｖthを上回ると、出力端子ＯＵＴから補償電流ｉ４を吸い込む。

図１９は、補償電流源２６の第２の構成例を示す回路図である。

補償電流源２６は、図１９に示すように、予め定められた電圧Ｖ０を生成する電圧源ＶＳ２２と、コレクタ端子が出力端子ＯＵＴに接続され、エミッタ端子が電圧源ＶＳ２２を介して接地され、ベース端子が自身のコレクタ端子に短絡されたトランジスタ（ｎｐｎトランジスタ）Ｔｒ２５とにより構成することができる。図１９に示す補償電流源２６は、トランジスタＴｒ２５のベース・エミッタ間電圧が閾値電圧Ｖthを上回ると、すなわち、出力端子ＯＵＴの電圧がＶ０＋Ｖthを上回ると、出力端子ＯＵＴから補償電流ｉ４を吸い込む。

なお、本構成例においては、補償電流源２６を構成するトランジスタＴｒ２５としてｎｐｎトランジスタを用いているが、本発明はこれに限定されない。すなわち、補償電流源２６を構成するトランジスタＴｒ２５としてＮＭＯＳトランジスタを用いてもよい。

図２０は、補償電流源２６の第３の構成例を示す回路図である。

補償電流源２６は、図１９に示すように、（１）予め定められた電圧Ｖ０を生成する電圧源ＶＳ２３と、（２）反転入力端子が電圧源ＶＳ２３を介して接地され、非反転入力が自身の出力端子に短絡されたオペアンプＯＰ２１と、（３）ドレイン端子が出力端子ＯＵＴに接続され、ソース端子が接地され、ベース端子がオペアンプＯＰ２１の出力端子に接続されたトランジスタ（ＰＭＯＮＳトランジスタ）Ｍ２１とにより構成することができる。オペアンプＯＰ２１は、ボルテージフォロワ回路を構成しているので、トランジスタＭ２１のベゲート電圧は、電圧源ＶＳ２３にて生成される電圧Ｖ０に一致する。図２０に示す補償電流源２６は、トランジスタＭ２１のゲート・ソース間電圧が閾値電圧Ｖthを上回ると、すなわち、出力端子ＯＵＴの電圧が電圧Ｖ０＋Ｖthを上回ると、出力端子ＯＵＴから補償電流ｉ４を吸い込む。

なお、本構成例においては、補償電流源２６を構成するトランジスタＭ２１としてＰＭＯＳトランジスタを用いているが、本発明はこれに限定されない。すなわち、補償電流源２６を構成するトランジスタＭ２１としてｐｎｐトランジスタを用いてもよい。

＜その他の実施形態＞
第１の実施形態に係る光送信器１は、図２１に示すように、ＩＤＬＥ区間検出回路１１を入力端子ＩＮ２に置き換えることによって、第２の実施形態に係る光送信器２と同様、ＰＯＮを構成するＯＮＵとして利用することが可能である。この場合、ＢＥＮ信号が入力端子ＩＮ２を介してスケルチ回路１２及び補助ドライバ１４に入力されることになる。

なお、第１の実施形態に係る光送信器１においては、光源としてＶＣＳＥＬを用いているが、これに限定されるものではない。すなわち、流入する駆動電流を変化させることによって発光量を変化させることが可能な光源であれば、どのような光源であっても第１の実施形態に係る光送信器１における光源として用いることができる。図２１に示す変形例においても、同様のことが言える。

一方、第２の実施形態に係る光送信器２は、図２２に示すように、入力端子ＩＮ２をＩＤＬＥ区間検出回路２１に置き換えることによって、第１の実施形態に係る光送信器１と同様、アクティブ光ケーブルのコネクタとして利用することが可能である。ＩＤＬＥ区間検出回路２１の機能及び構成は、第１の実施形態に係る光送信器１が備えるＩＤＬＥ区間検出回路１１の機能及び構成と同様である。この場合、ＩＤＬＥ区間検出回路２１には、データ信号が入力され、スケルチ回路２２及び補助ドライバ２４には、ＩＤＬＥ区間検出回路２１にて生成されたＩＤＬＥ検出信号が入力されることになる。

なお、第２の実施形態に係る光送信器２においては、光源としてＤＦＢ−ＬＤを用いているが、これに限定されるものではない。すなわち、流出する駆動電流を変化させることによって発光量を変化させることが可能な光源であれば、どのような光源であっても第２の実施形態に係る光送信器２における光源として用いることができる。ＦＰ−ＬＤ（Fabry Perot Laser Diode）は、このような光源の一例である。図２２に示す変形例においても、同様のことが言える。

〔まとめ〕
以上のように、本実施形態に係る光送信器は、データ信号に応じた変調電流を吸い込む変調ドライバと、無信号区間において補助電流を吸い込む又は吐き出す補助ドライバと、上記バイアス電流と上記変調電流との差又は和から上記補助電流を引いた駆動電流が流入又は流出する発光素子とを備えており、上記補助電流の大きさは、無信号区間における駆動電流の大きさが上記発光素子の閾値電流以下になるように設定されている、ことを特徴とする。

また、本実施形態に係る光送信方法は、データ信号に応じた変調電流を吸い込む吸込工程と、無信号区間において補助電流を吸い込む又は吐き出す吸込／吐出工程と、上記バイアス電流と上記変調電流との差又は和から上記補助電流を引いた駆動電流を発光素子に入流又は流出させる流入／流出工程とを含んでおり、上記補助電流の大きさは、無信号区間における駆動電流の大きさが上記発光素子の閾値電流以下になるように設定されている、ことを特徴とする。

上記の構成によれば、無信号区間における駆動電流の大きさを発光素子の閾値電流以下にする制御が補助ドライバにより実現される。このため、当該制御を変調ドライバ及びバイアス電流源への電力供給を停止することにより実現する従来の光送信器と比べて、無信号区間が開始してから光信号の値がオフレベルになるまでの遅延を短くすることができる。

本実施形態に係る光送信器において、上記補助ドライバは、上記無信号区間において上記補助電流を吸い込むものであり、上記発光素子は、上記バイアス電流と上記変調電流との差から上記補助電流を引いた上記駆動電流が流入する発光素子であり、上記補助電流の大きさは、上記無信号区間における上記変調電流の大きさとの和が上記バイアス電流の大きさ以上になるように設定されている、ことが好ましい。

上記の構成によれば、流入する駆動電流の大きさを変化させることによって発光量を制御することが可能な発光素子を光源とする光送信器において、無信号区間が開始してから光信号の値がオフレベルになるまでの遅延を短くすることができる。

本実施形態に係る光送信器において、上記補助電流の大きさは、上記無信号区間における上記変調電流の大きさとの和が上記バイアス電流の大きさよりも大きくなるように設定されており、当該光送信器は、上記変調電流の大きさと上記補助電流の大きさとの和が上記バイアス電流の大きさを上回ったときに、上記バイアス電流の不足を補う補償電流を吐き出す補償電流源を更に備えている、ことが好ましい。

上記の構成によれば、補助電流の大きさが上記のように設定されているので、無信号区間において発光素子に流入する駆動電流の大きさを確実に発光素子の閾値電流以下、例えば、０［Ａ］にすることができる。しかも、上記の構成によれば、バイアス電流の不足が補償電流により補われるので、補助電流の大きさが上記のように設定されていても、無信号区間において変調ドライバ及び補助ドライバの動作に支障を来す懸念がない。

本実施形態に係る光送信器において、上記データ信号は、値がハイレベル又はローレベルを取るＤＡＴＡ区間と、値が中間レベルを取り続けるＩＤＬＥ区間を含み、上記無信号区間は、上記ＩＤＬＥ区間である、ことが好ましい。

上記の構成によれば、ＳＡＳにおけるＯＯＢ信号又はＰＣＩｅにおけるＥＩ信号を送信する光送信器において、ＩＤＬＥ区間が開始してから光信号の値がオフレベルになるまでの遅延を短くすることができる。

本実施形態に係る光送信器において、上記補助ドライバは、上記ＩＤＬＥ区間を示すＩＤＬＥ検出信号を増幅するプリドライバと、上記プリドライバにより増幅されたＩＤＬＥ検出信号の値に応じて上記補助電流を引き込むか否かを切り替えるメインドライバとを備えている、ことが好ましい。

メインドライバから出力される電流信号を歪ませることなく、その振幅を所定の大きさにするために、メインドライバに入力されるＩＤＬＥ検出信号の振幅（ハイレベルとローレベルとの電位差）を所定の大きさにする必要が生じることがある。上記の構成によれば、プリドライバによって、メインドライバに入力されるＩＤＬＥ検出信号の振幅を所定の値にすることができる。したがって、メインドライバから出力される電流信号を歪ませることなく、その振幅を所定の大きさにすることができる。

本実施形態に係る光送信器において、上記補助ドライバは、電源と上記プリドライバとの間に挿入された電圧降下器と、上記プリドライバの出力電圧の大きさに応じて上記電圧降下器の電圧降下量を制御する制御回路とを更に備えている、ことが好ましい。

上記の構成によれば、プリドライバの電源電圧の変動に応じたプリドライバの出力電圧の変動が抑えられる。したがって、メインドライバを構成する各素子の動作条件が破たんすることを防ぐために、プリドライバの電源電圧の変動範囲に厳しい条件を課す必要がなくなる。

本実施形態に係る光送信器において、上記補助ドライバは、上記無信号区間において上記補助電流を吐き出すものであり、上記発光素子は、上記バイアス電流と上記変調電流との和から上記補助電流を引いた上記駆動電流が流出する発光素子であり、上記補助電流の大きさは、上記バイアス電流の大きさ以上に設定されている、ことが好ましい。

上記の構成によれば、流出する駆動電流の大きさを変化させることによって発光量を制御することが可能な発光素子を光源とする光送信器において、無信号区間が開始してから光信号の値がオフレベルになるまでの遅延を短くすることができる。

本実施形態に係る光送信器において、上記補助電流の大きさは、上記バイアス電流の大きさよりも大きく設定されており、当該光送信器は、上記補助電流の大きさが上記バイアス電流の大きさを上回ったときに、上記バイアス電流の不足を補う補償電流を吐き出す補償電流源を更に備えている、ことが好ましい。

上記の構成によれば、補助電流の大きさが上記のように設定されているので、無信号区間において発光素子から流出する駆動電流の大きさを確実に発光素子の閾値電流以下、例えば０［Ａ］にすることができる。しかも、上記の構成によれば、バイアス電流の不足が補償電流により補われるので、補助電流の大きさが上記のように設定されていても、無信号区間において変調ドライバ及び補助ドライバの動作に支障を来す懸念がない。

本実施形態に係る光送信器において、当該光送信器には、Ｅｎａｂｌｅ区間とＤｉｓａｂｌｅ区間とを示すＢＥＮ信号が入力され、上記無信号区間は、上記Ｄｉｓａｂｌｅ区間である、ことが好ましい。また、本発明に係る光送信器において、上記補助ドライバは、上記ＢＥＮ信号の値に応じて上記補助電流を引き込むか否かを切り替えるものである、ことが好ましい。

上記の構成によれば、ＰＯＮを構成するＯＮＵに内蔵される光送信器において、Ｄｉｓａｂｌｅ区間が開始してから光信号の値がオフレベルになるまでの遅延を短くすることができる。

なお、光ファイバを収容したケーブルと、上記ケーブルの両端に設けられた１対のコネクタとを備えたアクティブ光ケーブルであって、上記１対のコネクタの一方又は両方が上記送信器を備えているアクティブ光ケーブルも、本発明の範疇に含まれる。また、ＰＯＮ（Passive Optical Network）を構成するＯＮＵ（Optical Network Unit）であって、上記光送信器を備えているＯＮＵも、本発明の範疇に含まれる。

＜付記事項＞
本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、請求項に示した範囲で種々の変更が可能である。すなわち、請求項に示した範囲で適宜変更した技術的手段を組み合わせて得られる実施形態についても本発明の技術的範囲に含まれる。

本発明は、ＯＯＢパターン等を含むデータ信号を送信する光送信器に好適に利用することができる。特に、本発明は、ＳＡＳ２．０やＰＣＩｅ３．０などのメタルケーブルの使用を前提した通信規格に適合した光送信器の実現に寄与する。また、ＰＯＮを構成するＯＮＵとしても好適に利用することができる。

１ 光送信器
１１ ＩＤＬＥ検出回路
１２ スケルチ回路
１３ 変調ドライバ
１４ 補助ドライバ
１５ バイアス電流源
１６ 補償電流源
１７ ＶＣＳＥＬ（発光素子）
２ 光送信器
２２ スケルチ回路
２３ 変調ドライバ
２４ 補助ドライバ
２５ バイアス電流源
２６ 補償電流源
２７ ＤＦＢ−ＬＤ（発光素子）
ｉ１ 変調電流
ｉ２ 補助電流
ｉ３ バイアス電流
ｉ４ 補償電流
ｉ５ 駆動電流

Claims (13)

1. データ信号に応じた変調電流を吸い込む変調ドライバと、
   無信号区間において補助電流を吸い込む又は吐き出す補助ドライバと、
   バイアス電流と上記変調電流との差又は和から上記補助電流を引いた駆動電流が流入又は流出する発光素子とを備えており、
   上記補助電流の大きさは、無信号区間における駆動電流の大きさが上記発光素子の閾値電流以下になるように設定されている、
   ことを特徴とする光送信器。
2. 上記補助ドライバは、上記無信号区間において上記補助電流を吸い込むものであり、
   上記発光素子は、上記バイアス電流と上記変調電流との差から上記補助電流を引いた上記駆動電流が流入する発光素子であり、
   上記補助電流の大きさは、上記無信号区間における上記変調電流の大きさとの和が上記バイアス電流の大きさ以上になるように設定されている、
   ことを特徴とする請求項１に記載の光送信器。
3. 上記補助電流の大きさは、上記無信号区間における上記変調電流の大きさとの和が上記バイアス電流の大きさよりも大きくなるように設定されており、
   当該光送信器は、上記変調電流の大きさと上記補助電流の大きさとの和が上記バイアス電流の大きさを上回ったときに、上記バイアス電流の不足を補う補償電流を吐き出す補償電流源を更に備えている、
   ことを特徴とする請求項２に記載の光送信器。
4. 上記データ信号は、値がハイレベル又はローレベルを取るＤＡＴＡ区間と、値が中間レベルを取り続けるＩＤＬＥ区間を含み、
   上記無信号区間は、上記ＩＤＬＥ区間である、
   ことを特徴とする請求項２又は３に記載の光送信器。
5. 上記補助ドライバは、上記ＩＤＬＥ区間を示すＩＤＬＥ検出信号を増幅するプリドライバと、上記プリドライバにより増幅されたＩＤＬＥ検出信号の値に応じて上記補助電流を引き込むか否かを切り替えるメインドライバとを備えている、
   ことを特徴とする請求項４に記載の光送信器。
6. 上記補助ドライバは、電源と上記プリドライバとの間に挿入された電圧降下器と、上記プリドライバの出力電圧の大きさに応じて上記電圧降下器の電圧降下量を制御する制御回路とを更に備えている、
   ことを特徴とする請求項５に記載の光送信器。
7. 上記補助ドライバは、上記無信号区間において上記補助電流を吐き出すものであり、
   上記発光素子は、上記バイアス電流と上記変調電流との和から上記補助電流を引いた上記駆動電流が流出する発光素子であり、
   上記補助電流の大きさは、上記バイアス電流の大きさ以上に設定されている、
   ことを特徴とする請求項１に記載の光送信器。
8. 上記補助電流の大きさは、上記バイアス電流の大きさよりも大きく設定されており、
   当該光送信器は、上記補助電流の大きさが上記バイアス電流の大きさを上回ったときに、上記バイアス電流の不足を補う補償電流を吐き出す補償電流源を更に備えている、
   ことを特徴とする請求項７に記載の光送信器。
9. 当該光送信器には、Ｅｎａｂｌｅ区間とＤｉｓａｂｌｅ区間とを示すＢＥＮ信号が入力され、
   上記無信号区間は、上記Ｄｉｓａｂｌｅ区間である、
   ことを特徴とする請求項７又は８に記載の光送信器。
10. 上記補助ドライバは、上記ＢＥＮ信号の値に応じて上記補助電流を引き込むか否かを切り替えるものである、
    ことを特徴とする請求項９に記載の光送信器。
11. 光ファイバを収容したケーブルと、上記ケーブルの両端に設けられた１対のコネクタとを備えたアクティブ光ケーブルであって、
    上記１対のコネクタの一方又は両方が請求項１〜１０の何れか１項に記載の光送信器を備えている、
    ことを特徴とするアクティブ光ケーブル。
12. ＰＯＮ（Passive Optical Network）を構成するＯＮＵ（Optical Network Unit）であって、請求項１〜１０の何れか１項に記載の光送信器を備えている、
    ことを特徴とするＯＮＵ。
13. データ信号に応じた変調電流を吸い込む吸込工程と、
    無信号区間において補助電流を吸い込む又は吐き出す吸込／吐出工程と、
    バイアス電流と上記変調電流との差又は和から上記補助電流を引いた駆動電流を発光素子に入流又は流出させる流入／流出工程とを含んでおり、
    上記補助電流の大きさは、無信号区間における駆動電流の大きさが上記発光素子の閾値電流以下になるように設定されている、
    ことを特徴とする光送信方法。

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