JPWO2015170377A1 - 電力変換装置および電力変換装置の電力変換方法 - Google Patents

Abstract

無停電電源装置（１）は、ＰＮラミネート型バスバー（３）と複数の電力変換ユニット（２）とを有し、商用電源からコンバータとインバータとを介して負荷へ給電する電力変換器である。電力変換ユニット（２）は、パワー半導体モジュール（２１）とコンデンサＣ１，Ｃ２と主回路バスバー（２３）とを含み、ＰＮラミネート型バスバー（３）を介して各正側端子と各負側端子とが相互に接続される。電力変換ユニット（２）の少なくとも１台は、コンバータの相を構成する。電力変換ユニット（２）の他の少なくとも１台は、インバータの相を構成し、自身の正側端子がＰＮラミネート型バスバー（３）を介して、これに対応するコンバータの相を構成する電力変換ユニット（２）の正側端子と隣接して接続され、自身の負側端子が、これに対応するコンバータの相を構成する電力変換ユニット（２）の負側端子と隣接して接続される。

Description

本発明は、コンバータとインバータとを含む電力変換装置、および、その電力変換装置の電力変換方法に関する。

近年の電力変換装置は、その主要部品であるパワー半導体モジュールの技術革新によって、より高速なスイッチング動作を実現し、このパワー半導体から発する損失を低減させている。これにより、特に冷却器を小型化することができ、その結果、電力変換装置を小型化可能である。特に、ＵＰＳ（Uninterruptible Power-supply System）と呼ばれる無停電電源装置は、データセンタ向けに、地価の高い都市近郊に設置されることが多いため、設置面積の小さいことが望まれる。

無停電電源装置は、半導体モジュールに加え、バスバー、短絡故障保護用ヒューズ、直流電力を平滑化させるためのコンデンサなどの部品から成り立っている。無停電電源装置の小型化には、パワー半導体モジュールの小型化に加え、コンデンサの小型化も必須となる。
コンデンサを小型化するには、容量の削減による並列数削減が必要である。コンデンサの必要容量の削減するためには、変換器のリプル電流を低減することが必須である。

電力変換器のリプル電流低減に関する技術は、例えば、特許文献１に記載されている。特許文献１の要約書の課題には、「電流平滑用コンデンサに流れるリプル電流を抑えるようにした電力変換装置を提供する。」と記載されている。要約書の解決手段には、「バッテリＶｂと電流平滑用コンデンサＣからなる電源に、三相ブリッジ回路１Ａと１Ｂが並列に接続される。各ブリッジ回路は駆動回路１１Ａ、１１ＢからのＰＷＭ信号に従って動作し、電力変換して第１モータ２５Ａ、第２モータ２５Ｂを駆動する。三角波発生器７、８は、９０°の位相差を有する三角波ＴＲ１、ＴＲ２を発生する。両モータがともに力行または回生運転時に、第１モータを駆動するＰＷＭ信号は三角波ＴＲ１、第２モータを駆動するＰＷＭ信号は三角波ＴＲ２に基づいて作成される。両三角波信号の位相差により各ブリッジ回路で発生するリプル電流の位相は１８０°ずれ、互いに打ち消し合って電流平滑用コンデンサＣに流れるリプル電流を小さく抑えることができる。」と記載されている。

特開２００２−３００８００号公報

特許文献１の技術は、２つのインバータユニットが、それぞれ別の負荷を駆動することが前提である。これは、一般的な無停電電源装置の使用状況とは異なり、かつ、２つのインバータユニットを要するので、小型化には寄与しづらい。
特許文献１の技術によりリプル電流低減効果を確保するには、２つのインバータユニット間の配線距離を短くして相間インピーダンスを低減させ、相間回り込み電流を増大させる必要がある。しかし、無停電電源装置は、故障時の短絡保護のため、各相間にヒューズ素子を必要とする。このヒューズにより相間インピーダンスが増大するので、特許文献１の技術を無停電電源装置に適用しても、リプル電流低減効果を確保できない虞がある。

無停電電源装置においてインバータとコンバータとは、それぞれ個別ユニットで構成されることが多い。そのため、例えば、インバータのＵ相とコンバータのＲ相のように対応する相間の配線距離が増大し、相間インピーダンスが増大し、リプル電流が増加する。

そこで、本発明は、インバータとコンバータを含む電力変換装置において、コンデンサのリプル電流を低減することを課題とする。

前記した課題を解決するため、第１の発明は、導電体が積層された積層導電体と複数の電力変換ユニットとを有し、商用電源からコンバータとインバータとを介して負荷へ給電する電力変換器とした。この電力変換ユニットは、パワー半導体モジュールとコンデンサと主回路バスバーとを含み、正側端子、負側端子、およびＡＣ・ＤＣ端子を備え、積層導電体を介して、各々の正側端子が相互に接続され、かつ、各々の負側端子が相互に接続されている。前記電力変換ユニットの少なくとも１台は、ＡＣ・ＤＣ端子に入力された交流を変換して、自身の正側端子と負側端子との間に直流として供給するコンバータの相を構成し、前記電力変換ユニットの他の少なくとも１台は、自身の正側端子と負側端子とを介して供給される直流を変換してＡＣ・ＤＣ端子に交流を供給するインバータの相を構成する。インバータの所定の相を構成する前記電力変換ユニットは、自身の正側端子が前記積層導電体を介して、これに対応するコンバータの相を構成する前記電力変換ユニットの正側端子と隣接して接続され、自身の負側端子が前記積層導電体を介して、これに対応するコンバータの相を構成する前記電力変換ユニットの負側端子と隣接して接続される。

第２の発明では、導電体が積層された積層導電体と複数の電力変換ユニットと、三相のＰＷＭ制御信号を出力する制御回路を有し、商用電源からコンバータとインバータとを介して負荷へ給電する電力変換装置の電力変換方法とした。電力変換ユニットは、パワー半導体モジュールとコンデンサと主回路バスバーとを含み、正側端子、負側端子、およびＡＣ・ＤＣ端子を備え、積層導電体を介して、各々の正側端子が相互に接続され、かつ、各々の負側端子が相互に接続されている。電力変換ユニットの少なくとも３台は、ＡＣ・ＤＣ端子に入力された交流を変換して、自身の正側端子と負側端子との間に直流として供給する三相コンバータを構成する。電力変換ユニットの他の少なくとも３台は、自身の正側端子と負側端子とを介して供給される直流を変換してＡＣ・ＤＣ端子に交流を供給する三相インバータを構成する。前記三相インバータの各相と、これに対応する前記三相コンバータの各相とは、それぞれ隣接して配置されており、前記制御回路は、インバータ三角波信号を生成して、当該インバータ三角波信号をインバータ三相ＰＷＭ信号生成部に供給し、前記インバータ三角波信号と同一周波数かつ所定の位相差で同期するコンバータ三角波信号を生成して、当該コンバータ三角波信号をコンバータ三相ＰＷＭ信号生成部に供給する。
その他の手段については、発明を実施するための形態のなかで説明する。

本発明によれば、インバータとコンバータを含む電力変換装置において、コンデンサのリプル電流を低減することが可能となる。

第１の実施形態における無停電電源装置の構成を示す斜視図である。 第１の実施形態における無停電電源装置の構成を示す上視図である。 第１の実施形態における無停電電源装置の構成を示す展開図である。 第１の実施形態における電力変換ユニットの構成を示す斜視図である。 第１の実施形態における電力変換ユニットの構成を示す展開図である。 無停電電源装置を示す概略の構成図である。 コンバータの構成を示す等価回路図である。 インバータの構成を示す等価回路図である。 チョッパの構成を示す等価回路図である。 第１の実施形態における無停電電源装置を示す等価回路図である。 第１の実施形態における無停電電源装置の制御系を示す構成図である。 第１の実施形態における無停電電源装置の非同期時の制御信号を示す波形図である。 第１の実施形態における無停電電源装置の同期時の制御信号を示す波形図である。 第１の実施形態における無停電電源装置のパワー半導体モジュール電流の周波数スペクトラム波形図である。 第１の実施形態における無停電電源装置のパワー半導体モジュール電流の周波数スペクトラム波形図である。 リプル電流低減効果を示すグラフである。 第２の実施形態における無停電電源装置の構成を示す上視図である。 第２の実施形態における無停電電源装置の構成を示す回路図である。 第２の実施形態における無停電電源装置の相間インピーダンス特性図である。 第３の実施形態における無停電電源装置の構成を示す上視図である。 第４の実施形態における無停電電源装置の概略の構成を示す図である。 第５の実施形態における無停電電源装置の概略の構成を示す図である。

以下、図を参照して本発明を実施するための形態について説明する。なお、実施形態においては、電力変換装置の代表例として、無停電電源装置について説明する。
（第１の実施形態）

図１は、第１の実施形態における無停電電源装置１の構成を示す斜視図である。
図１および図２に示すように、無停電電源装置１は、同一構成の電力変換ユニット２ｒ，２ｓ，２ｔ，２ｕ，２ｖ，２ｗ，２ｈ−１，２ｈ−２が、ＰＮラミネート型バスバー３で接続されて構成される。ＰＮラミネート型バスバー３は、導電体が積層された積層導電体である。以下、各電力変換ユニットを特に区別しないときには、単に電力変換ユニット２と記載する場合がある。
電力変換ユニット２は、冷却用フィン２２を備えるパワー半導体モジュール２１と、コンデンサＣ１，Ｃ２と、ヒューズ素子２４，２５とが、ＰＮ・ＡＣラミネート型バスバーである主回路バスバー２３にアッセンブルされている。パワー半導体モジュール２１は、制御信号端子２６を備えている。

図２は、第１の実施形態における無停電電源装置１の構成を示す上視図である。
３台の電力変換ユニット２ｒ，２ｓ，２ｔは、コンバータのＲ相・Ｓ相・Ｔ相を構成する。電力変換ユニット２ｒの主回路バスバー２３は、上部にＲ端子を備える。電力変換ユニット２ｓの主回路バスバー２３は、上部にＳ端子を備える。電力変換ユニット２ｔの主回路バスバー２３は、上部にＴ端子を備える。これらＲ端子・Ｓ端子・Ｔ端子は、電力変換ユニット２ｒ，２ｓ，２ｔのＡＣ・ＤＣ端子である。
３台の電力変換ユニット２ｕ，２ｖ，２ｗは、インバータのＵ相・Ｖ相・Ｗ相を構成する。電力変換ユニット２ｕの主回路バスバー２３は、上部にＵ端子を備える。電力変換ユニット２ｖの主回路バスバー２３は、上部にＶ端子を備える。電力変換ユニット２ｗの主回路バスバー２３は、上部にＷ端子を備える。これらＵ端子・Ｖ端子・Ｗ端子は、電力変換ユニット２ｕ，２ｖ，２ｗのＡＣ・ＤＣ端子である。
さらに、図１および図２に示す通り、インバータとコンバータの対応する相同士が隣接して平行に配置されている。第１の実施形態のインバータとコンバータの対応する相とは、インバータのＵ相とコンバータのＲ相、インバータのＶ相とコンバータのＳ相、インバータのＷ相とコンバータのＴ相である。
インバータのＵ相の電力変換ユニット２ｕと、コンバータのＲ相の電力変換ユニット２ｒとは、隣接して平行に配置されている。インバータのＶ相の電力変換ユニット２ｖと、コンバータのＳ相の電力変換ユニット２ｓとは、隣接して平行に配置されている。インバータのＷ相の電力変換ユニット２ｗと、コンバータのＴ相の電力変換ユニット２ｔとは、隣接して平行に配置されている。
この構成により、対応する相間のインピーダンスを最小化でき、各電力変換ユニット２のコンデンサＣ１，Ｃ２に流れるリプル電流を低減可能である。

２台の電力変換ユニット２ｈ−１，２ｈ−２は、並列接続してチョッパの一部を構成する。電力変換ユニット２ｈ−１，２ｈ−２の主回路バスバー２３は、上部にＣ端子を備える。このＣ端子は、電力変換ユニット２ｈ−１，２ｈ−２のＡＣ・ＤＣ端子である。第１の実施形態における無停電電源装置１のチョッパは、２台の電力変換ユニット２ｈ−１，２ｈ−２を並列接続させることにより、許容できる電力を２倍としている。これにより、チョッパが要する電力が、個々の電力変換ユニット２のパワー半導体モジュール２１の定格電力を超える場合でも対応可能である。
なお、無停電電源装置１は、コンバータおよびインバータの各相に対しても、同様にして、複数台の電力変換ユニット２を並列接続させて構成してもよい。

図３は、第１の実施形態における無停電電源装置１の構成を示す展開図である。
図３に示すように、各電力変換ユニット２のＰ端子（正側端子）は、ＰＮラミネート型バスバー３のＰ側にネジ止めされて、電気的に接続される。各電力変換ユニット２のＮ端子（負側端子）は、ＰＮラミネート型バスバー３のＮ側にネジ止めされて、電気的に接続される。無停電電源装置１は、各相の電力変換ユニット２を同一形状とし、Ｐ端子とＮ端子とを一平面上にそろえ、かつ各Ｐ端子と各Ｎ端子とを、ＰＮラミネート型バスバー３でそれぞれ電気的に接続することで、相間インピーダンスを低減可能である。
ＰＮラミネート型バスバー３は、各主回路バスバー２３に対して同一側面上に配置されている。ＰＮラミネート型バスバー３は、各主回路バスバー２３の側面にネジ止めされたヒューズ素子２４，２５に、ネジ止めされている。これにより、ＰＮラミネート型バスバー３は、各電力変換ユニット２を機械的に固定することができる。

図４は、第１の実施形態における無停電電源装置１の構成を示す斜視図である。
図５は、第１の実施形態における無停電電源装置１の構成を示す展開図である。
図４および図５に示すように、電力変換ユニット２は、パワー半導体モジュール２１と、冷却用フィン２２と、コンデンサＣ１，Ｃ２と、ヒューズ素子２４，２５と、主回路バスバー２３から構成される。

ヒューズ素子２４におけるＰ端子は、主回路バスバー２３におけるＰ極バスバーにネジ止めされて、電気的に接続される。ヒューズ素子２５におけるＮ端子は、主回路バスバー２３におけるＮ極バスバーにネジ止めされて、電気的に接続される。
そして、パワー半導体モジュール２１のＡＣ・ＤＣ端子は、主回路バスバー２３におけるＡＣ極バスバーに電気的に接続されて、端子Ｕ，Ｖ，Ｗ，Ｒ，Ｓ，Ｔ，Ｃとして外部と接続される。

また、パワー半導体モジュール２１は、制御信号端子２６を備える。この制御信号端子２６は、上位の制御回路と接続される。
第１の実施形態のように、コンバータ、インバータ、チョッパを構成する各電力変換ユニット２ｒ，２ｓ，２ｔ，２ｕ，２ｖ，２ｗ，２ｈ−１，２ｈ−２を、同一部品で構成することで、開発コストを削減できると共に部品管理・製造ラインの維持などの固定費削減にも効果がある。

図６は、無停電電源装置１を示す概略の構成図である。
図６に示すように、無停電電源装置１は、コンバータ１１と、インバータ１２と、チョッパ１３と、これらを制御する上位の制御回路４とを備える。
コンバータ１１は、商用電源５から供給される三相交流電力を直流電力に変換して、インバータ１２とチョッパ１３とに供給する三相のコンバータである。
インバータ１２は、直流電力を再び三相交流電力に変換して負荷７に供給する三相のインバータである。
チョッパ１３は、直流電力を、所定電圧に昇圧または降圧し、蓄電池６に蓄える。
制御回路４は、コンバータ１１と、インバータ１２と、チョッパ１３とを制御する。なお、無停電電源装置１において、チョッパ１３は必須の機能ではない。

商用電源５が何らかの理由で停電した場合、チョッパ１３は、蓄電池６に蓄えた電力をインバータ１２に直流電力として供給する。インバータ１２は、この直流電力を交流電力に変換して負荷７に供給する。これにより、無停電電源装置１は、負荷７へ途切れることなく給電することができる。

図７は、コンバータ１１の構成を示す等価回路図である。
図７に示すように、コンバータ１１は、電力変換ユニット２ｒ，２ｓ，２ｔを備えており、更にコンバータ制御部４４によって制御される。コンバータ１１は、三相交流の商用電源５からの三相交流電力を、ＰＮ間の直流電力に変換する。
電力変換ユニット２ｒは、上アームのスイッチング素子ＱＨおよび整流素子ＤＨと、下アームのスイッチング素子ＱＬおよび整流素子ＤＬと、ヒューズ素子２４，２５とを備えている。上アームのスイッチング素子ＱＨおよび整流素子ＤＨと、下アームのスイッチング素子ＱＬおよび整流素子ＤＬとは、ハーフブリッジ回路２７を構成する。スイッチング素子ＱＨ，ＱＬは、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）が用いられている。整流素子ＤＨ，ＤＬは、ダイオードが用いられている。

ヒューズ素子２４は、ＰＮラミネート型バスバー３のＰ側とスイッチング素子ＱＨのコレクタとを接続している。整流素子ＤＨは、スイッチング素子ＱＨのエミッタからコレクタへの方向に接続される。スイッチング素子ＱＨのエミッタは、スイッチング素子ＱＬのコレクタと、交流端子Ｒとに接続される。コンデンサＣ１とコンデンサＣ２とは、スイッチング素子ＱＨのコレクタとスイッチング素子ＱＬのエミッタとの間に並列接続される。なお、図７の回路図では、コンデンサＣ１とコンデンサＣ２の並列接続を省略して、単一のコンデンサの記号で示している。スイッチング素子ＱＨのゲートは、コンバータ制御部４４に接続される。
ヒューズ素子２５は、スイッチング素子ＱＬのエミッタとＰＮラミネート型バスバー３のＮ側とを接続している。整流素子ＤＬは、スイッチング素子ＱＬのエミッタからコレクタへの方向に接続される。スイッチング素子ＱＬのゲートは、コンバータ制御部４４に接続される。

電力変換ユニット２ｓは、スイッチング素子ＱＨのエミッタとスイッチング素子ＱＬのコレクタとの接続ノードが、交流端子Ｓに接続されることを除き、電力変換ユニット２ｒと同様に構成されている。
電力変換ユニット２ｔは、スイッチング素子ＱＨのエミッタとスイッチング素子ＱＬのコレクタとの接続ノードが、交流端子Ｔに接続されることを除き、電力変換ユニット２ｒと同様に構成されている。

以下、図７を適宜参照して、コンバータ１１の動作を説明ずる。
商用電源５から供給された三相の交流電力は、交流端子Ｒ，Ｓ，Ｔを介して、コンバータ１１の各相の電力変換ユニット２ｒ，２ｓ，２ｔに供給される。電力変換ユニット２ｒ，２ｓ，２ｔの上アームのスイッチング素子ＱＨおよび整流素子ＤＨと、下アームのスイッチング素子ＱＬおよび整流素子ＤＬとは、コンバータ制御部４４でスイッチングタイミングを制御されて、この交流電力を整流する。

図８は、インバータ１２の構成を示す等価回路図である。
図８に示すように、インバータ１２は、電力変換ユニット２ｕ，２ｖ，２ｗを備えており、更にインバータ制御部４３によって制御される。インバータ１２は、ＰＮ間の直流電力を三相交流電力に変換する。
電力変換ユニット２ｕは、スイッチング素子ＱＨのエミッタとスイッチング素子ＱＬのコレクタとの接続ノードが、交流端子Ｕに接続されることを除き、電力変換ユニット２ｒ（図７参照）と同様に構成されている。
電力変換ユニット２ｖは、スイッチング素子ＱＨのエミッタとスイッチング素子ＱＬのコレクタとの接続ノードが、交流端子Ｖに接続されることを除き、電力変換ユニット２ｒ（図７参照）と同様に構成されている。
電力変換ユニット２ｗは、スイッチング素子ＱＨのエミッタとスイッチング素子ＱＬのコレクタとの接続ノードが、交流端子Ｗに接続されることを除き、電力変換ユニット２ｒ（図７参照）と同様に構成されている。
これにより、電力変換ユニット２を共通化して、部品種類数を削減することが可能になる。

以下、図８を適宜参照して、インバータ１２の動作を説明ずる。
コンバータ１１により変換された直流電力は、ＰＮ間に供給される。電力変換ユニット２ｕ，２ｖ，２ｗの上アームのスイッチング素子ＱＨおよび整流素子ＤＨと、下アームのスイッチング素子ＱＬおよび整流素子ＤＬとは、インバータ制御部４３でスイッチングタイミングを制御されて、この直流電力を交流電力に変換し、交流端子Ｕ，Ｖ，Ｗに出力する。

図９は、チョッパ１３の構成を示す等価回路図である。
図９に示すように、チョッパ１３は、電力変換ユニット２ｈ−１とリアクトルＬＩとを備えており、更にチョッパ制御部４５によって制御される。チョッパ１３は、蓄電池６による低圧の直流電圧とＰＮ間の高圧の直流電圧とを相互に変換するものである。
電力変換ユニット２ｈ−１は、スイッチング素子ＱＨのエミッタとスイッチング素子ＱＬのコレクタとの接続ノードが端子Ｃに接続されることを除き、電力変換ユニット２ｒ（図７参照）と同様に構成されている。これにより、電力変換ユニット２を共通化して、部品種類数を削減することが可能になる。
リアクトルＬＩは、蓄電池６の正極と端子Ｃとを接続する。

以下、図９を適宜参照して、チョッパ１３の動作を説明ずる。
電力変換ユニット２ｈ−１の下アームのスイッチング素子ＱＬがオンしている間に、蓄電池６と端子Ｃとの間に接続されたリアクトルＬＩにエネルギーが蓄積される。次に、スイッチング素子ＱＬがオフした際に、リアクトルＬＩが発する逆起電圧により上アームの整流素子ＤＨがオンする。これより、チョッパ１３の出力端には、蓄電池６の直流電圧とリアクトルＬＩの逆起電圧とを加算した電圧が生じる。これにより、チョッパ１３は、蓄電池６の直流電圧を昇圧する。チョッパ制御部４５は、電力変換ユニット２ｈ−１のスイッチングタイミングを制御することにより、昇圧比を任意に設定可能である。

以上より、第１の実施形態の無停電電源装置１に搭載されるコンバータ１１・インバータ１２・チョッパ１３は、いずれも、上アームのスイッチング素子ＱＨおよび整流素子ＤＨと、下アームのスイッチング素子ＱＬおよび整流素子ＤＬとが直列に接続された２レベルのハーフブリッジ回路２７を基本構成としている。
次に本実施の形態による、リプル電流低減効果について示す。

図１０は、第１の実施形態における電力変換部を示す等価回路図である。
図１０に示すように、電力変換部は、例えばインバータ１２のＵ相の電力変換ユニット２ｕと、コンバータ１１のＲ相の電力変換ユニット２ｒとで構成される。電力変換ユニット２ｕのＰ端子と電力変換ユニット２ｒのＰ端子との間の等価回路は、抵抗ＲＰとコイルＬＰの直列接続で示される。電力変換ユニット２ｕのＮ端子と電力変換ユニット２ｒのＮ端子との間の等価回路は、抵抗ＲＮとコイルＬＮの直列接続で示される。抵抗ＲＰとコイルＬＰの直列接続と、抵抗ＲＮとコイルＬＮの直列接続とは、相間インピーダンスを示している。
電力変換部は、電力変換ユニット２ｕと電力変換ユニット２ｒを隣接配置することで、２つの相間の配線を短くでき、相間インピーダンスを低減できる。インバータ１２のＵ相の電力変換ユニット２ｕは、自身のＰ端子がＰＮラミネート型バスバー３を介して、これに対応するＲ相を構成する電力変換ユニット２ｒのＰ端子と隣接して接続される。電力変換ユニット２ｕは、自身のＮ端子がＰＮラミネート型バスバー３を介して、これに対応するＲ相を構成する電力変換ユニット２ｒのＮ端子と隣接して接続される。

この相間インピーダンスの低下に反比例して、電力変換ユニット２ｒのパワー半導体モジュール２１から、電力変換ユニット２ｕへの回り込み電流Ｉａｃ＿ＲＵが大きくなる。
この時、電力変換ユニット２ｕにおけるコンデンサＣ１，Ｃ２のリプル電流Ｉｒｉｐ＿Ｕは、電力変換ユニット２ｒのパワー半導体モジュール２１が引きこむ電流Ｉｐｍ＿Ｕと、回り込み電流Ｉａｃ＿ＲＵとの差分である。
よって、相間インピーダンスを低減し、回り込み電流Ｉａｃ＿ＲＵを増大させることで、パワー半導体モジュール２１が引きこむ電流Ｉｐｍ＿Ｕと回り込み電流Ｉａｃ＿ＲＵとが等しくなるようにする。更に、電流Ｉｐｍ＿Ｕの位相と回り込み電流Ｉａｃ＿ＲＵの位相が同位相となるように、インバータ１２、およびコンバータ１１のスイッチングタイミングを制御する。これにより、電流Ｉｐｍ＿Ｕと回り込み電流Ｉａｃ＿ＲＵとの差分であるリプル電流Ｉｒｉｐ＿Ｕを低減可能である。

図１１は、第１の実施形態における無停電電源装置１の制御系を示す構成図である。
制御回路４は、基本波信号生成部４１と、キャリア信号生成部４２と、インバータ制御部４３と、コンバータ制御部４４とで構成される。制御回路４は、インバータ１２と、コンバータ１１と、チョッパ１３とを制御する。

基本波信号生成部４１は、インバータ三相基本波信号Ｂｉｎｖと、コンバータ三相基本波信号Ｂｃｎｖとを、同一周波数かつ所定の位相差で同期するように生成する。基本波信号生成部４１で生成されるインバータ三相基本波信号Ｂｉｎｖは、Ｕ相の基本波信号Ｂｕと、Ｖ相の基本波信号Ｂｖと、Ｗ相の基本波信号Ｂｗとを含み、インバータ制御部４３に供給される。
キャリア信号生成部４２は、インバータの三角波信号であるインバータキャリア信号Ｃｉｎｖと、コンバータの三角波信号であるコンバータキャリア信号Ｃｃｎｖとを生成する三角波信号生成部である。キャリア信号生成部４２は、インバータキャリア信号Ｃｉｎｖとコンバータキャリア信号Ｃｃｎｖとを、同一周波数かつ所定の位相差で同期するように生成する。

インバータ制御部４３は、インバータ１２の三相ＰＷＭ信号を生成する。インバータ制御部４３では、キャリア信号生成部４２から入力されるインバータキャリア信号Ｃｉｎｖと、インバータ三相基本波信号Ｂｉｎｖとを、それぞれ不図示のコンパレータで比較し、インバータ三相制御信号Ｇｉｎｖを生成する。インバータ三相制御信号Ｇｉｎｖは、ＰＷＭ信号であり、Ｕ相の制御信号ＵＨ，ＵＬと、Ｖ相の制御信号ＶＨ，ＶＬと、Ｗ相の制御信号ＷＨ，ＷＬとを含む。
Ｕ相の制御信号ＵＨ，ＵＬは、Ｕ相の電力変換ユニット２ｕのスイッチング素子ＱＨ，ＱＬのゲートに入力される。Ｖ相の制御信号ＶＨ，ＶＬは、Ｖ相の電力変換ユニット２ｖのスイッチング素子ＱＨ，ＱＬのゲートに入力される。Ｗ相の制御信号ＷＨ，ＷＬは、Ｗ相の電力変換ユニット２ｗのスイッチング素子ＱＨ，ＱＬのゲートに入力される。

基本波信号生成部４１で生成されるコンバータ三相基本波信号Ｂｃｎｖは、Ｒ相の基本波信号Ｂｒと、Ｓ相の基本波信号Ｂｓと、Ｔ相の基本波信号Ｂｔとを含み、コンバータ制御部４４に供給される。
コンバータ制御部４４は、コンバータ１１の三相ＰＷＭ信号を生成する。コンバータ制御部４４では、キャリア信号生成部４２から入力されるコンバータキャリア信号Ｃｃｎｖと、インバータ三相基本波信号Ｂｉｎｖとを、それぞれ不図示のコンパレータで比較し、コンバータ三相制御信号Ｇｃｎｖを生成する。コンバータ三相制御信号Ｇｃｎｖは、ＰＷＭ信号であり、Ｒ相の制御信号ＲＨ，ＲＬと、Ｓ相の制御信号ＳＨ，ＳＬと、Ｔ相の制御信号ＴＨ，ＴＬとを含む。
Ｒ相の制御信号ＲＨ，ＲＬは、Ｒ相の電力変換ユニット２ｒのスイッチング素子ＱＨ，ＱＬのゲートに入力される。Ｓ相の制御信号ＳＨ，ＳＬは、Ｓ相の電力変換ユニット２ｓのスイッチング素子ＱＨ，ＱＬのゲートに入力される。Ｔ相の制御信号ＴＨ，ＴＬは、Ｔ相の電力変換ユニット２ｔのスイッチング素子ＱＨ，ＱＬのゲートに入力される。

図１２は、第１の実施形態における無停電電源装置１の非同期時の制御信号を示す波形図である。
上側のグラフは、コンバータ１１のＲ相の制御信号に係る各信号波形を示している。実線は、Ｒ相の基本波信号Ｂｒを示している。破線は、コンバータキャリア信号Ｃｃｎｖを示している。
下側のグラフは、インバータ１２のＵ相の制御信号に係る各信号波形を示している。実線は、Ｕ相の基本波信号Ｂｕを示している。破線は、インバータキャリア信号Ｃｉｎｖを示している。
図１２において、コンバータ１１のＲ相の基本波信号Ｂｒと、インバータ１２のＵ相の基本波信号Ｂｕとは、位相差ΔΦｂだけずれている。以下の説明では、Ｒ相の基本波信号ＢｒとＵ相の基本波信号Ｂｕの位相差を、ΔΦｂと定義する。
また、コンバータキャリア信号Ｃｃｎｖとインバータキャリア信号Ｃｉｎｖとは、位相差ΔΦｃだけずれている。以下の説明では、コンバータキャリア信号Ｃｃｎｖとインバータキャリア信号Ｃｉｎｖとの位相差を、ΔΦｃと定義する。

図１３は、第１の実施形態における無停電電源装置１の同期時の制御信号を示す波形図である。図１３の各グラフの縦軸と横軸の意味は、図１２の各グラフと同様である。
図１３において、コンバータ１１のＲ相の基本波信号Ｂｒと、インバータ１２のＵ相の基本波信号Ｂｕとは同位相であり、位相差ΔΦｂは０度である。
また、コンバータキャリア信号Ｃｃｎｖとインバータキャリア信号Ｃｉｎｖとは同位相であり、位相差ΔΦｃは０度である。

図１４は、第１の実施形態における無停電電源装置１のパワー半導体モジュール２１の電流Ｉｐｍ＿Ｕの周波数スペクトルである。
電流Ｉｐｍ＿Ｕは、インバータ１２のＵ相の電力変換ユニット２ｕのパワー半導体モジュール２１が引き込む電流である。電流Ｉｐｍ＿Ｕの周波数スペクトルは、キャリア信号周波数Ｆｃと基本波信号周波数Ｆｂの差分周波数帯の信号成分Ｓ１＿１と、キャリア信号周波数Ｆｃと基本波信号周波数Ｆｂの加算周波数帯の信号成分Ｓ１＿１Ａと、２倍キャリア信号周波数帯の信号成分Ｓ１＿２とを含む。

図１５は、第１の実施形態における無停電電源装置１のパワー半導体モジュール２１の回り込み電流Ｉａｃ＿ＲＵの周波数スペクトルである。
回り込み電流Ｉａｃ＿ＲＵは、コンバータ１１のＲ相の電力変換ユニット２ｒのパワー半導体モジュール２１から、インバータ１２のＵ相の電力変換ユニット２ｒへ回り込む電流である。この回り込み電流Ｉａｃ＿ＲＵの周波数スペクトルは、キャリア信号周波数Ｆｃと基本波信号周波数Ｆｂの差分周波数帯の信号成分Ｓ２＿１と、キャリア信号周波数Ｆｃと基本波信号周波数Ｆｂの加算周波数帯の信号成分Ｓ２＿１Ａと、２倍キャリア信号周波数帯の信号成分Ｓ２＿２とを含む。

信号成分Ｓ１＿１と、信号成分Ｓ２＿１との位相差は、以下の式（１）で示される。

信号成分Ｓ１＿１Ａと、信号成分Ｓ２＿１Ａとの位相差は、以下の式（２）で示される。

信号成分Ｓ１＿２と、信号成分Ｓ２＿２との位相差は、以下の式（３）で示される。

図１０に示したように、インバータ１２のＵ相の電力変換ユニット２ｕにおけるコンデンサＣ１，Ｃ２のリプル電流Ｉｒｉｐ＿Ｕは、インバータ１２のＵ相の電力変換ユニット２ｒのパワー半導体モジュール２１が引きこむ電流Ｉｐｍ＿Ｕと、回り込み電流Ｉａｃ＿ＲＵとの差分となる。
よって、電流Ｉｐｍ＿Ｕと、回り込み電流Ｉａｃ＿ＲＵとの位相が同位相となるように、すなわち、位相差ΔΦｂと位相差ΔΦｃとが０度となるように、インバータ１２、および、コンバータ１１のスイッチングタイミングを制御することで、電流Ｉｐｍ＿Ｕと、回り込み電流Ｉａｃ＿ＲＵとの差分であるリプル電流Ｉｒｉｐ＿Ｕを低減可能となる。

図１６は、リプル電流の低減効果を示すグラフである。
ここでは、図１０に示した等価回路の力率が１、変調度が０．８の三角波比較三相ＰＷＭ動作時において、位相差ΔΦｃと位相差ΔΦｂとを変化させたときのリプル電流Ｉｒｉｐ＿Ｕを示している。
これによれば、位相差ΔΦｂが−４５度から＋４５度の範囲、かつ、位相差ΔΦｃが−２０度から＋２０度の範囲において、インバータ１２とコンバータ１１を同期制御させることで、リプル電流を低減させる効果を奏する。
また、位相差ΔΦｂが１３５度から２２５度の範囲、かつ、位相差ΔΦｃが１６０度から２００度の範囲において、インバータ１２とコンバータ１１を同期制御させることでも、同様にリプル電流を低減させる効果を奏する。

（第２の実施形態）
図１７は、第２の実施形態における無停電電源装置１Ａの構成を示す上視図である。図２に示す第１の実施形態の無停電電源装置１と同一の要素には、同一の符号を付与している。
第２の実施形態における無停電電源装置１Ａは、第１の実施形態の無停電電源装置１（図２参照）とは異なり、チョッパ１３を構成する電力変換ユニット２ｈ−１，２ｈ−２が両端に位置している。それ以外は、第１の実施形態の無停電電源装置１と同様に構成されている。
すなわち、電力変換装置である無停電電源装置１Ａは、インバータ１２を構成する電力変換ユニット２ｕ，２ｖ，２ｗと、コンバータ１１を構成する電力変換ユニット２ｒ，２ｓ，２ｔとは、対応する相同士が隣接して平行に配置される。例えば、インバータ１２のＵ相の電力変換ユニット２ｕと、コンバータ１１のＲ相の電力変換ユニット２ｒとは、隣接して平行に配置される。
さらに、無停電電源装置１Ａの端部には、チョッパ１３を構成する電力変換ユニット２ｈ−１，２ｈ−２が、それぞれ配置される。

図１８は、第２の実施形態における無停電電源装置１Ａの構成を示す等価回路図である。
各電力変換ユニット２に取り付けられたコンデンサＣ１，Ｃ２に流れるリプル電流Ｉｒｉｐは、自相のパワー半導体モジュール２１が引きこむ電流Ｉｐｍと、他相のパワー半導体モジュール２１から回り込む電流Ｉａｃとの差分である。
このとき、各電力変換ユニット２のＰ端子とＮ端子とをＰＮラミネート型バスバー３により、それぞれ電気的に接続し、各相のコンデンサＣ１，Ｃ２間のインピーダンスを低減することで、パワー半導体モジュール２１には、自相のコンデンサＣ１，Ｃ２に加え、他相のコンデンサＣ１，Ｃ２からも電流が流れ込む。
すなわち、自相のコンデンサＣ１，Ｃ２に流れるリプル電流Ｉｒｉｐは、自相のパワー半導体モジュール２１が引きこむ電流Ｉｐｍから、他相のパワー半導体モジュール２１から回り込む電流Ｉａｃと、他相のコンデンサＣ１，Ｃ２からの回り込み電流Ｉｃａｐの差分をとった電流となる。よって、他相のコンデンサＣ１，Ｃ２からの回り込み電流Ｉｃａｐを増大させることで、自相のコンデンサＣ１，Ｃ２が負担するリプル電流Ｉｒｉｐを低減することが可能となる。

図１９は、第２の実施形態における無停電電源装置１Ａの相間インピーダンス特性図である。図の縦軸は、相間インピーダンスを示している。図の横軸は、周波数を示している。
実線は、電力変換ユニット２ｈ−１と電力変換ユニット２ｖとにおいて、パワー半導体モジュール２１から自相のコンデンサＣ１，Ｃ２間のインピーダンスＺ１を示している。
荒い破線は、中央部の電力変換ユニット２ｖのパワー半導体モジュール２１から他相のコンデンサＣ１，Ｃ２間のインピーダンスＺ２を示している。細かい破線は、端部の電力変換ユニット２ｈ−１のパワー半導体モジュール２１から他相のコンデンサＣ１，Ｃ２間のインピーダンスＺ２Ａを示している。
他相のコンデンサＣ１，Ｃ２間のインピーダンスを低減して回り込み電流Ｉｃａｐを増大するには、図１９に示すようにリプル電流成分が集中するキャリア信号周波数Ｆｃ、２×Ｆｃの帯域において、インピーダンスＺ１に対し、インピーダンスＺ２，Ｚ２Ａが低くなるように設計することが望ましい。
キャリア信号周波数Ｆｃにおいて、インピーダンスＺ１に対し、インピーダンスＺ２，Ｚ２Ａが低いほど、他相のコンデンサＣ１，Ｃ２から回り込む電流Ｉｃａｐが増大し、リプル電流Ｉｒｉｐを低減可能となる。

図１９により、インピーダンスＺ２Ａに対し、インピーダンスＺ２は、キャリア信号周波数Ｆｃで低い値となっている。よって、中央部の電力変換ユニット２ｖは、端部の電力変換ユニット２ｈ−１よりも他相のコンデンサＣ１，Ｃ２からの回り込む電流Ｉｃａｐが大きく、自相のコンデンサＣ１，Ｃ２のリプル電流を低減することが可能である。
一方、チョッパ１３の電力変換ユニット２ｈ−１，２ｈ−２は、無停電電源装置１Ａの端部に配置されているため、他相の電力変換ユニット２と比較して、パワー半導体モジュール２１から他相のコンデンサＣ１，Ｃ２間のインピーダンスＺ２Ａが大きくなり、他相のコンデンサＣ１，Ｃ２から回り込む電流Ｉｃａｐが小さく、自相のコンデンサＣ１，Ｃ２のリプル電流が大きくなる。

第２の実施形態における無停電電源装置１Ａは、駆動率の高いインバータ１２・コンバータ１１の電力変換ユニット２のコンデンサＣ１，Ｃ２のリプル電流を低減し、長期信頼性を確保するため、これら電力変換ユニット２ｕ，２ｖ，２ｗと、電力変換ユニット２ｒ，２ｓ，２ｔとを中心部に配置している。更に、駆動率の低いチョッパ１３の電力変換ユニット２ｈ−１，２ｈ−２は、無停電電源装置１Ａの端部に配置している。

（第３の実施形態）
図２０は、第３の実施形態における無停電電源装置１Ｂの構成を示す上視図である。図２に示す第１の実施形態の無停電電源装置１と同一の要素には、同一の符号を付与している。
図２０に示す無停電電源装置１Ｂは、第１の実施形態と同様に、インバータ１２を構成する電力変換ユニット２ｕ，２ｖ，２ｗと、コンバータ１１を構成する電力変換ユニット２ｒ，２ｓ，２ｔと、対応する相同士が隣接して平行に配置されている。

第３の実施形態における無停電電源装置１Ｂは、第１の実施形態の無停電電源装置１とは異なり、チョッパ１３を構成する電力変換ユニット２ｈ−１が、コンバータ１１のＲ相の電力変換ユニット２ｒと、インバータ１２のＶ相の電力変換ユニット２ｖとの間に配置されている。更にチョッパ１３を構成する電力変換ユニット２ｈ−２が、コンバータ１１のＳ相の電力変換ユニット２ｓと、インバータ１２のＷ相の電力変換ユニット２ｗとの間に配置されている。

第３の実施形態の無停電電源装置１Ｂは、第１の実施形態の無停電電源装置１（図２参照）とは異なり、チョッパ１３を構成する電力変換ユニット２ｈ−１，２ｈ−２が中間部に配置されている。中間部に配置された電力変換ユニット２におけるパワー半導体モジュール２１から他相のコンデンサＣ１，Ｃ２間のインピーダンスは、端部に配置した時と比較し低減できる。これにより、他相のコンデンサＣ１，Ｃ２からの回り込む電流Ｉｃａｐが増大し、自相のコンデンサＣ１，Ｃ２のリプル電流を低減可能となる。
よって、第３の実施形態の無停電電源装置１Ｂは、チョッパ１３を構成する電力変換ユニット２に要求されるリプル電流仕様が、インバータ１２・コンバータ１１の電力変換ユニット２のリプル電流仕様と比較して厳しい場合において有効である。

（第４の実施形態）
図２１は、第４の実施形態における無停電電源装置１Ｃの概略の構成を示す図である。
第４の実施形態の無停電電源装置１Ｃは、第１の実施形態の無停電電源装置１（図２参照）と比較して、出力電力容量仕様が２倍となった時を想定し、インバータ１２・コンバータ１１・チョッパ１３を構成する各電力変換ユニット２の並列数を２倍とした構成としている。

インバータ１２は、Ｕ相を構成する電力変換ユニット２ｕ−１，２ｕ−２と、Ｖ相を構成する電力変換ユニット２ｖ−１，２ｖ−２と、Ｗ相を構成する電力変換ユニット２ｗ−１，２ｗ−２とから構成される。
コンバータ１１は、Ｒ相を構成する電力変換ユニット２ｒ−１，２ｒ−２と、Ｓ相を構成する電力変換ユニット２ｓ−１，２ｓ−２と、Ｔ相を構成する電力変換ユニット２ｔ−１，２ｔ−２とから構成される。
チョッパ１３は、電力変換ユニット２ｈ−１，２ｈ−２，２ｈ−３，２ｈ−４から構成されている。

なお各電力変換ユニット２は、図４および図５に示す電力変換ユニット２と共通であり、各電力変換ユニット２のＰ端子とＮ端子とは、ＰＮラミネート型バスバー３により、それぞれ電気的に接続されている。

図２１に示す通り、インバータ１２を構成する電力変換ユニット２ｕ−１，２ｕ−２，２ｖ−１，２ｖ−２，２ｗ−１，２ｗ−２と、コンバータ１１を構成する電力変換ユニット２ｒ−１，２ｒ−２，２ｓ−１，２ｓ−２，２ｔ−１，２ｔ−２とは、対応する相単位の電力変換ユニット２同士が隣接して平行に配置されている。

例えば、インバータ１２のＵ相の電力変換ユニット２ｕ−１，２ｕ−２と、コンバータ１１のＲ相の電力変換ユニット２ｒ−１，２ｒ−２とは、この構成により対応する相間のインピーダンスを低減でき、各電力変換ユニット２のコンデンサＣ１，Ｃ２に流れるリプル電流を低減できる。

（第５の実施形態）
図２２は、第５の実施形態における無停電電源装置１Ｄの概略の構成を示す図である。
第５の実施形態の無停電電源装置１Ｄは、第４の実施形態の無停電電源装置１Ｃ（図２１参照）と同様に、出力電力容量仕様が２倍となった時を想定し、インバータ１２・コンバータ１１・チョッパ１３を構成する各電力変換ユニット２の並列数を２倍とした構成としている。

図２２に示す通り、インバータ１２を構成する各電力変換ユニット２と、コンバータ１１を構成する電力変換ユニット２とは、対応する相の電力変換ユニット２同士が隣接して平行に配置されている。
インバータ１２のＵ相の電力変換ユニット２ｕ−１と、コンバータ１１のＲ相の電力変換ユニット２ｒ−１と、インバータ１２のＵ相の電力変換ユニット２ｕ−２と、コンバータ１１のＲ相の電力変換ユニット２ｒ−２とが、この順番で隣接して平行に配置される。
インバータ１２のＶ相の電力変換ユニット２ｖ−１と、コンバータ１１のＳ相の電力変換ユニット２ｓ−１と、インバータ１２のＶ相の電力変換ユニット２ｖ−２と、コンバータ１１のＳ相の電力変換ユニット２ｓ−２とが、この順番で隣接して平行に配置される。
インバータ１２のＷ相の電力変換ユニット２ｗ−１と、コンバータ１１のＴ相の電力変換ユニット２ｔ−１と、インバータ１２のＷ相の電力変換ユニット２ｗ−２と、コンバータ１１のＴ相の電力変換ユニット２ｔ−２とが、この順番で隣接して平行に配置される。
第５の実施形態の無停電電源装置１Ｄは、この構成により、対応する相間のインピーダンスを最小化でき、各電力変換ユニット２のコンデンサＣ１，Ｃ２に流れるリプル電流を低減できる。

（変形例）
本発明は上記した実施形態に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば上記した実施形態は、本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成に置き換えることが可能であり、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成を加えることも可能である。また、各実施形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることも可能である。

上記の各構成、機能、処理部、処理手段などは、それらの一部または全部を、例えば集積回路などのハードウェアで実現してもよい。上記の各構成、機能などは、プロセッサがそれぞれの機能を実現するプログラムを解釈して実行することにより、ソフトウェアで実現してもよい。
各実施形態に於いて、制御線や情報線は、説明上必要と考えられるものを示しており、製品上必ずしも全ての制御線や情報線を示しているとは限らない。実際には、殆ど全ての構成が相互に接続されていると考えてもよい。
本発明の変形例として、例えば、次の（ａ），（ｂ）のようなものがある。

（ａ） 上記実施形態では、無停電電源装置について言及しているが、異なる種類の電力変換器への適用も可能であり、上記の実施形態の構成に限定されるものではない。
（ｂ） 上記実施形態では、スイッチング素子ＱＨ，ＱＬとしてＩＧＢＴを用い、整流素子ＤＨ，ＤＬとしてダイオードを用いている。しかし、これらに限られず、他の種類の素子を適用することも可能である。

１，１Ａ〜１Ｄ 無停電電源装置 （電力変換装置）
１１ コンバータ
１２ インバータ
１３ チョッパ
２ 電力変換ユニット
２１ パワー半導体モジュール
２２ 冷却用フィン
２３ 主回路バスバー
２４，２５ ヒューズ素子
２６ 制御信号端子
２７ ハーフブリッジ回路
３ ＰＮラミネート型バスバー （積層導電体）
４ 制御回路
４１ 基本波信号生成部
４２ キャリア信号生成部 （三角波信号生成部）
４３ インバータ制御部 （インバータ三相ＰＷＭ信号生成部）
４４ コンバータ制御部 （コンバータ三相ＰＷＭ信号生成部）
４５ チョッパ制御部
５ 商用電源
６ 蓄電池
７ 負荷
Ｃ１，Ｃ２ コンデンサ
ＤＨ，ＤＬ 整流素子
ＱＨ，ＱＬ スイッチング素子

Claims (15)

1. 導電体が積層された積層導電体と複数の電力変換ユニットとを有し、商用電源からコンバータとインバータとを介して負荷へ給電する電力変換器であって、
   前記電力変換ユニットは、パワー半導体モジュールとコンデンサと主回路バスバーとを含み、正側端子、負側端子、およびＡＣ・ＤＣ端子を備え、前記積層導電体を介して、各々の正側端子が相互に接続され、かつ、各々の負側端子が相互に接続されており、
   前記電力変換ユニットの少なくとも１台は、ＡＣ・ＤＣ端子に入力された交流を変換して、自身の正側端子と負側端子との間に直流として供給するコンバータの相を構成し、
   前記電力変換ユニットの他の少なくとも１台は、自身の正側端子と負側端子とを介して供給される直流を変換してＡＣ・ＤＣ端子に交流を供給するインバータの相を構成し、
   インバータの所定の相を構成する前記電力変換ユニットは、自身の正側端子が前記積層導電体を介して、これに対応するコンバータの相を構成する前記電力変換ユニットの正側端子と隣接して接続され、自身の負側端子が前記積層導電体を介して、これに対応するコンバータの相を構成する前記電力変換ユニットの負側端子と隣接して接続される、
   ことを特徴とする電力変換装置。
2. 前記積層導電体は、各前記主回路バスバーに対して同一側面上に配置される、
   ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 複数の前記電力変換ユニットによって、三相インバータと三相コンバータとを構成し、
   前記三相インバータの各相と、これに対応する前記三相コンバータの各相とは、それぞれ隣接して配置される、
   ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
4. 三相のＰＷＭ制御信号を出力する制御回路を更に含み、
   前記制御回路は、
   インバータ三角波信号と、前記インバータ三角波信号と同一周波数かつ所定の位相差で同期するコンバータ三角波信号とを生成する三角波信号生成部と、
   前記インバータ三角波信号が供給されるインバータ三相ＰＷＭ信号生成部と、
   前記コンバータ三角波信号が供給されるコンバータ三相ＰＷＭ信号生成部と、
   を含んで構成されることを特徴とする請求項３に記載の電力変換装置。
5. 前記制御回路は、
   インバータ三相基本波信号と、前記インバータ三相基本波信号と同一周波数かつ所定の位相差で同期するコンバータ三相基本波信号とを生成する基本波信号生成部を含んで構成され、
   前記インバータ三相ＰＷＭ信号生成部には、前記インバータ三相基本波信号が供給され、
   前記コンバータ三相ＰＷＭ信号生成部には、前記コンバータ三相基本波信号が供給される、
   ことを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
6. 前記インバータ三角波信号と前記コンバータ三角波信号の位相差は、−２０度から＋２０度の範囲であり、
   所定の相の前記インバータ三相基本波信号と、これに対応する各相の前記コンバータ三相基本波信号の位相差は、−４５度から＋４５度の範囲である、
   ことを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
7. 前記インバータ三角波信号と前記コンバータ三角波信号の位相差は、１６０度から２００度の範囲であり、
   所定の相の前記インバータ三相基本波信号と、これに対応する各相の前記コンバータ三相基本波信号の位相差は、１３５度から２２５度の範囲である、
   ことを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
8. 前記電力変換ユニットの他の少なくとも１台は、ＡＣ・ＤＣ端子に入力された直流信号を電圧変換して正側端子と負側端子との間に変換直流として供給する直流変換部を構成する、
   ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
9. 複数の前記電力変換ユニットは、同一平面上に一列に並列配置されており、両端の２台は、直流変換部を構成する、
   ことを特徴とする請求項８に記載の電力変換装置。
10. 複数の前記電力変換ユニットは、同一平面上に一列に並列配置されており、両端の２台は、インバータの相またはコンバータの相を構成する、
    ことを特徴とする請求項８に記載の電力変換装置。
11. 複数の前記電力変換ユニットによって、三相インバータと三相コンバータとを構成し、
    前記三相インバータの各相と前記三相コンバータの各相とは、それぞれ複数の電力変換ユニットが並列接続されて構成される、
    ことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
12. 前記三相インバータの所定の相を構成する複数の電力変換ユニットと、これに対応する前記三相コンバータの相を構成する複数の電力変換ユニットとは、それぞれ交互に隣接して配置される、
    ことを特徴とする請求項１１に記載の電力変換装置。
13. 前記三相インバータの各相と、これに対応する前記三相コンバータの各相とは、隣接して配置される、
    ことを特徴とする請求項１１に記載の電力変換装置。
14. 導電体が積層された積層導電体と複数の電力変換ユニットと、三相のＰＷＭ制御信号を出力する制御回路を有し、商用電源からコンバータとインバータとを介して負荷へ給電する電力変換器であって、
    前記電力変換ユニットは、パワー半導体モジュールとコンデンサと主回路バスバーとを含み、正側端子、負側端子、およびＡＣ・ＤＣ端子を備え、前記積層導電体を介して、各々の正側端子が相互に接続され、かつ、各々の負側端子が相互に接続されており、
    前記電力変換ユニットの少なくとも３台は、ＡＣ・ＤＣ端子に入力された交流を変換して、自身の正側端子と負側端子との間に直流として供給する三相コンバータを構成し、
    前記電力変換ユニットの他の少なくとも３台は、自身の正側端子と負側端子とを介して供給される直流を変換してＡＣ・ＤＣ端子に交流を供給する三相インバータを構成し、
    前記三相インバータの各相と、これに対応する前記三相コンバータの各相とは、それぞれ隣接して配置されており、
    前記制御回路は、
    インバータ三角波信号を生成して、当該インバータ三角波信号をインバータ三相ＰＷＭ信号生成部に供給し、
    前記インバータ三角波信号と同一周波数かつ所定の位相差で同期するコンバータ三角波信号を生成して、当該コンバータ三角波信号をコンバータ三相ＰＷＭ信号生成部に供給する、
    ことを特徴とする電力変換装置の電力変換方法。
15. 前記制御回路は、
    インバータ三相基本波信号を生成して、当該インバータ三相基本波信号を前記インバータ三相ＰＷＭ信号生成部に供給し、
    前記インバータ三相基本波信号と同一周波数かつ所定の位相差で同期するコンバータ三相基本波信号とを生成して、当該コンバータ三相基本波信号を前記コンバータ三相ＰＷＭ信号生成部に供給する、
    ことを特徴とする請求項１４に記載の電力変換装置の電力変換方法。

Images