JPWO2015104825A1 - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

ワイドバンドギャップ半導体素子を用いた電力変換装置において負荷短絡事故などが発生した場合、極めて大きな短絡電流が流れ、半導体素子を保護できないという課題ある。交流電圧を直流電圧に変換する順変換器と、前記順変換器にて変換した直流電圧を平滑化する平滑コンデンサを有する直流中間回路と、前記直流中間回路にて平滑化した直流電圧を交流電圧に変換するワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子で構成された逆変換器と、前記平滑コンデンサと前記逆変換器の間にリアクトルと前記リアクトルに並列に接続されたダイオードを備え、 前記平滑コンデンサの端子または前記平滑コンデンサの端子の近傍に接続されたバスバーに前記ダイオードが接続され、前記ワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子の端子または前記ワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子の端子の近傍に接続されたバスバーに前記ダイオードが接続されている電力変換装置である。

Description

本発明は、電力変換装置に関する。

近年、シリコン（Ｓｉ）の物性値限界を乗り越える性能を有したワイドバンドギャップ半導体素子として炭化ケイ素（ＳｉＣ）や窒化ガリウム（ＧａＮ）などが注目を浴び、次世代のパワー半導体素子として期待されている。

これらの材料は、Ｓｉに比べ、絶縁破壊電圧は約１０倍、熱伝導率は約３倍、融点は約２倍、飽和電子速度は約２倍という特徴を兼ね備えた半導体素子であり、特に、高い絶縁破壊電圧を持つため、耐圧を確保するためのドリフト層を１／１０程度まで薄くできワイドバンドギャップ半導体のオン電圧を低くすることが可能である。

このことは、これらの材料でパワー半導体を構成すれば、従来の代表的パワー半導体素子であるＩＧＢＴ（シリコン）と比較して、発生損失を大幅に低減することができ、しいては、電力変換装置の大幅な小型化が達成できることが期待される。

特許文献１（特開平６−１２１４６１号）には、「インバータの各アームに短絡電流保護素子を設け、インバータを構成するスイッチング素子が短絡故障したことを検出して、インバータの全アームのスイッチング素子をオフにし、しかる後に負荷に対して短絡故障したスイッチング素子が接続されたアームとは反対側の全アームのスイッチング素子をオフにし、その後に、短絡した側の残りのアームのスイッチング素子をオンにする」ことが開示されている。

特開平６−１２１４６１号

サイリスタやダイオード素子にはＩ^２ｔ（電流二乗時間積）という特性があるため、短絡電流保護素子であるヒューズの溶断特性からヒューズの定格電流を適切に選定すれば、短絡時にヒューズが先に溶断し、素子を短絡電流から保護することは可能である。
しかしながら、ＩＧＢＴやＭＯＳ−ＦＥＴやＪＦＥＴなどのスイッチング素子には、電流二乗時間積という特性がないため、短絡時にヒューズでは保護できず、ヒューズ溶断時にはＩＧＢＴやＭＯＳ−ＦＥＴやＪＦＥＴなどのスイッチング素子も破壊する。このため、ヒューズは二次破壊防止の目的で使用される。すなわち、ヒューズでは保護協調はとれず、先にＩＧＢＴやＭＯＳ−ＦＥＴやＪＦＥＴなどの素子が破壊する。

また、ワイドバンドギャップ半導体素子を用いて電力変換装置を構成した場合、ワイドバンドギャップ半導体素子が高い絶縁破壊電圧を持つため、耐圧を確保するためのドリフト層を１／１０程度まで薄くできワイドバンドギャップ半導体のオン電圧を低くできることによる大幅な低損失化が見込める一方、オン電圧が低いことに起因して、例えば、負荷短絡事故などが発生した場合、極めて大きな短絡電流が流れ、半導体素子を保護できないという課題が発生する。

上記目的を達成するため、交流電圧を直流電圧に変換する順変換器と、前記順変換器にて変換した直流電圧を平滑化する平滑コンデンサを有する直流中間回路と、前記直流中間回路にて平滑化した直流電圧を交流電圧に変換するワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子で構成された逆変換器と、前記平滑コンデンサと前記逆変換器の間にリアクトルと前記リアクトルに並列に接続されたダイオードを備え、前記平滑コンデンサの端子または前記平滑コンデンサの端子の近傍に接続されたバスバーに前記ダイオードが接続され、前記ワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子の端子または前記ワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子の端子の近傍に接続されたバスバーに前記ダイオードが接続されている電力変換装置である。

本発明によれば、信頼性の高い電力変換装置を提供できるという効果がある。

本発明に係る電力変換装置の構成図である。 パワー半導体における安全動作領域の一例である。 電力変換装置における過電流検出レベルの一例である。 電力変換装置の任意時点におけるワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子の動作モードと負荷短絡電流図である。 電力変換装置の負荷短絡発生遮断後の還流電流図である。 本発明に係る電力変換装置の主回路構成図（第一の形態）である。 本発明に係る電力変換装置の主回路構成図（第二の形態）である。 本発明に係る電力変換装置の主回路構成図（第三の形態）である。 従来の負荷短絡発生遮断時における電圧、電流の軌跡図の例である。 本発明における負荷短絡発生遮断時の電圧、電流の軌跡図である。 本発明に係る電力変換装置の主回路構成図（第四の形態）である。 本発明に係る電力変換装置の主回路構成図（第五の形態）である。

以下では図面を用いて本願について説明する。なお、各図における共通の構成については同一の参照番号を付してある。また、本願は図示例に限定されるものではない。

本願による電力変換装置の実施例１における形態を以下に図を用いて説明する。

図１は本願に係る電力変換装置の構成図である。

図１の電力変換装置１０は、交流機４に電力を供給するための順変換器１、平滑用コンデンサ２、逆変換器３、制御回路５、冷却ファン６、デジタル操作パネル７、ドライバ回路８、電圧検出回路９、第一のリアクトルＬｐと並列に接続される還流ダイオードＤｐ、第二のリアクトルＬｎと並列に接続される還流ダイオードＤｎを備えて構成される。

図１では、任意の入力電源として交流電源を用いた場合を示す。

順変換器１は、交流電力を直流電力に変換する。
平滑用コンデンサ２は、直流中間回路に備えられている。

逆変換器３は、直流電力を任意の周波数の交流電力に変換する。逆変換器３内には、代表的なワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子としてドレイン（Ｄ）とソース（Ｓ）とゲート（Ｇ）の各電極を有するＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴが搭載されている。

ここで、スイッチング素子としてはＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴに限定されるものではなく、ワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子としての形態を有するものであれば良い。

第一のリアクトルおよび第二のリアクトルは、アーム短絡時や負荷短絡時における異常電流を抑制する働きをする。

リアクトルは、その定格電流とインダクタンス値の大きさに比例して体積が大きくなる。

電力変換装置を小型化するため、リアクトルの体積は小さい方が電力変換装置内部の設置面積などの点で望ましい。

本実施例では、体積の小さい第一のリアクトルＬｐと第二のリアクトルＬｎで構成するため、例えば第一のリアクトルＬｐと第二のリアクトルＬｎのインダクタンス値を第一のリアクトルＬｐのみの場合に対し半分程度にしているため、リアクトルの小型化が可能であり、しいては電力変換装置の小型化に有効である。

本実施例では、複数個のリアクトルを設けた場合について説明したが、第一のリアクトルあるいは第二のリアクトルのどちらか一方で構成しても発明の意図は変わらない。

また、鉄芯リアクトルであっても磁気飽和のない空芯リアクトルであってもよい。

冷却ファン６は、順変換器１及び逆変換器３内のパワーモジュールを冷却する。
デジタル操作パネル７は、電力変換装置の各種制御データを設定、変更、異常状態及びモニタ表示を行う。操作パネル７には異常表示が可能な表示部が設けられており、電力変換装置における異常が検出されると当該表示部に表示される。本実施例の操作パネル７としては、特に種類が限られるものではないが、デジタル操作パネルとして装置使用者の操作性を考慮して表示部の表示を見ながら操作が行えるように構成している。
なお、表示部は必ずしも操作パネル７と一体に構成する必要はないが、操作パネル７の操作者が、表示を見ながら操作できるように一体構成とすることが望ましい。
操作パネル７から入力された電力変換装置の各種制御データは図示しない記憶部に格納される。

制御回路５は、デジタル操作パネル７によって入力される各種の制御データに基づいて逆変換器３のワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子を制御すると共に、電力変換装置１０全体の制御を司る働きをするもので、マイコン（制御演算装置）が搭載されており、デジタル操作パネル７から入力される各種の制御データに応じて必要な制御処理が行えるように構成されている。内部構成は省略するが、各種の制御データが格納された記憶部の記憶データからの情報に基づいて演算を行うマイコン（制御演算装置）が搭載されている。
電流検出器ＣＴは、交流機のＵ相、Ｗ相の線電流を検出する。Ｖ相の線電流は、交流条件（ｉｕ＋ｉｖ＋ｉｗ＝０）から、ｉｖ＝−（ｉｕ＋ｉｗ）として求められる。図１ではＣＴを２個用いる例を示したが、ＣＴを３個使用し、各Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の線電流を検出してもよい。

ドライバ回路８は、制御回路５からの指令に基づいて逆変換器３のワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子を駆動する。ドライバ回路８内にはスイッチングレギュレータ回路（ＤＣ／ＤＣコンバータ）が搭載されており、電力変換装置の運転に必要な各直流電圧を生成し、これらを各構成に対して供給する。

電圧検出回路９は、直流中間回路の直流電圧ＶＰＮを検出する。
電力変換装置の各種制御データは、操作パネル７から設定及び変更が可能である。また、任意の入力電源として交流電源ではなく、直流電源を供給する場合には、直流端子Ｐ側に直流電源の＋側を接続し、直流端子Ｎ側に直流電源の−側を接続すればよい。
さらには、交流端子ＲとＳとＴを接続し、この接続点に直流電源の＋側を接続し、直流端子Ｎ側に直流電源の−側を接続してもよいし、逆に、直流端子Ｐ側に直流電源の＋側を接続し、交流端子ＲとＳとＴを接続し、この接続点に直流電源の−側を接続してもよい。

図２は、パワー半導体における安全動作領域の一例である。

パワー半導体には、図２に示す安全動作領域が決められており、逆バイアス安全動作領域（ＲＢＳＯＡ）と短絡安全動作領域（ＳＣＳＯＡ）で構成されている。

逆バイアス安全動作領域は、パワー半導をオフする際の電流と電圧の軌跡の領域であり、繰返しが保証されている通常の動作領域である。

一方、短絡安全動作領域は、短絡耐量とも呼ばれ、アーム短絡や負荷短絡などの異常な過大電流状態時における電流と電圧の軌跡の領域であり、非繰返し領域すなわち単発領域である。

従来の代表的パワー半導体素子であるＩＧＢＴ（シリコン）は、非繰返し領域である短絡安全動作領域の短絡最大電流が、６００Ｖ耐圧クラスでＩＧＢＴ定格電流の５〜６倍で、１２００Ｖ耐圧クラスでＩＧＢＴ定格電流の８〜１０倍である。

つまり、６００Ｖ耐圧クラスのＩＧＢＴでは、アーム短絡や負荷短絡事故などが発生した場合、定格電流の５〜６倍、１２００Ｖ耐圧クラスで８〜１０倍の電流程度でおさまることを意味する。

例えば、ＩＧＢＴ定格が６００Ｖ耐圧１００Ａ品では、約５００Ａ〜６００Ａの短絡電流が流れ、１２００Ｖ耐圧１００Ａ品では、約８００Ａ〜１０００Ａの短絡電流が流れるということである。

しかし、例えば、ワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子の一種であるＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの場合、半導体素子が高い絶縁破壊電圧を持つため、耐圧を確保するためのドリフト層を１／１０程度まで薄くできワイドバンドギャップ半導体のオン電圧が低いことに起因して、例えばアーム短絡や負荷短絡事故などが発生した場合、上記短絡電流がＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの定格電流の２０〜３０倍もの電流が流れる。

このため、このような異常な短絡電流を遮断した場合、大きな跳上がり電圧（Ｌ＊ｄＩ／ｄｔ）が発生し、電流と電圧の軌跡が短絡安全動作領域（ＳＣＳＯＡ）を超えて（図２の太線の右側領域）、素子を破壊させてしまうという問題が発生する。

このことは、例えば、Ｓｉ−ＩＧＢＴとＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴを比較した場合、同じ条件で負荷短絡を発生させると、短絡電流がＩＧＢＴに比べ３倍（３０倍／１０倍）大きいＭＯＳＦＥＴでは、その跳ね上がり電圧も２〜３倍大きくなることを意味しており、電力変換装置内部の配線インダクタンスの影響を削除できる工夫がないと素子を破壊から保護できないことになる。

この点が、ワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子（例えば、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ）が従来のＳｉ−ＩＧＢＴと大きく異なる特性であり、スイッチング速度が速いためｄＩ／ｄｔが大きくなり、電力変換装置内部の配線インダクタンスの影響を削除できる工夫がないとワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子を使いこなせないという課題がある。

図３は、電力変換装置における過電流検出レベルの一例である。

交流機に流れる電流を検出し、当該電流値がＩ_ＯＣ１検出レベル値以上になると過負荷制限機能や過電流抑制機能を行い、過電流トリップを回避するための制御を実行する。

また、交流機に流れる比較的時定数の長い電流（電流の立上り立下りが緩慢）を検出し、当該電流値がＩ_ＯＣ２検出レベル値に達すると、ワイドバンドギャップ半導体素子を保護するため瞬時に過電流トリップとして電力変換装置の動作を停止する。

さらに、Ｉ_ＯＣ３検出レベル値は、例えばアーム短絡や負荷短絡などの時定数が短い異常電流（電流の立上りｄＩ／ｄｔが急峻）を検出し、適切な制御を実行するための検出電流レベル値である。

また、Ｉ_ＯＣ３０検出レベル値は、Ｉ_ＯＣ３検出レベル値よりさらに高い検出レベル値である。Ｉ_ＯＣ３０検出レベル値とＩ_ＯＣ３検出レベル値については、図９（ｂ）を説明する箇所で詳細に述べる。

図４（ａ）は、電力変換装置の任意の時点におけるワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子の動作モードである。Ｗ相上アームのワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子ＷＰとＵ相下アームのワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子ＵＮとＶ相下アームのワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子ＶＮがオンし（図中の○で囲んだワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子がオン状態）、交流機４に各相電流ＩＵ、ＩＶ、ＩＷを供給している。

図４（ｂ）は、電力変換装置の任意の時点における負荷短絡電流の流れを示す図であり、図４（ａ）の動作モード時において、Ｖ相とＷ相に短絡が発生した場合、短絡電流Ｉｓ（ワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子定格電流の２０〜３０倍もの極めて大きな電流）の殆どが平滑コンデンサ２の（＋）極からＷ相上アームのワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子ＷＰと短絡点を経て、Ｖ相下アームのワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子ＶＮを通して平滑コンデンサ２の（−）極に向かって流れる。

短絡電流Ｉｓが、Ｉ_ＯＣ３検出レベル値に達するとドライバ回路により全相のワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ、ＵＮ、ＶＮ、ＷＮを即時遮断する。

しかし、この場合短絡電流Ｉｓの遮断特性ｄＩｓ／ｄｔ（半導体素子のスイッチング速度に依存）は、ワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子のオフスピードｔ０で決まるため、図９（ａ）に示す通り、大きな電流Ｉｓと極めて大きな跳ね上り電圧ΔＶ_ＤＳ１が遮断したワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子のドレイン（Ｄ）とソース（Ｓ）間に印加されることになり、ワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子を過電圧破壊させてしまうことになる。

ここで、跳ね上り電圧ΔＶ_ＤＳ１が最大となるＡ点の電流と電圧を図２にプロットした点が同じＡ点である。図２におけるＡ点は、ワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子のＳＣＳＯＡ領域の外側（破壊領域）となるため、スイッチング素子を保護できず破壊することを示している。この原因は、短絡電流Ｉｓが、Ｉ_ＯＣ３検出レベル値に達するとドライバ回路により全相のワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ、ＵＮ、ＶＮ、ＷＮを即時遮断するため、配線のインダクタンスΣＬｐｎにより、数（１）の跳ね上り電圧ΔＶ_ＤＳ１が発生することに起因している。

ΔＶ_ＤＳ１＝（Ｌｐ＋Ｌｎ＋ΣＬｐｎ）＊ｄＩｓ／ｄｔ-------- 数（１）
図９（ａ）は、負荷短絡発生遮断時の短絡電流検出値Ｉ_ＯＣ３における数（１）の電圧、電流の軌跡図である。

結果的に、電流を遮断したワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子には、（ＶＰＮ＋ΔＶ_ＤＳ１）が印加され、ワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子のＳＣＳＯＡ領域の外側（図２の破壊領域Ａ点）となりワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子が破壊することになる。

ここで、図５は、電力変換装置の負荷短絡発生遮断後の還流電流図であり、平滑コンデンサの正電位（＋）側と逆変換器の正電位（＋）側との間に第一のリアクトルＬｐを直列接続し、第一のリアクトルに並列に第一のダイオードＤｐ（還流ダイオード）を接続した。

図４（ｂ）と同一の動作モードにおいて、Ｖ相とＷ相に短絡が発生した場合に流れる短絡電流Ｉｓは、平滑コンデンサの正電位（＋）側と逆変換器の正電位（＋）側との間に設けられた第一のリアクトルＬｐの電流抑制効果により、短絡電流Ｉｓの最大値とその電流変化率ｄＩｓ／ｄｔが抑制され、さらに、直流電圧ＶＰＮが第一のリアクトルに印加されるため、ワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子には殆ど電圧が印加されない。

短絡電流値がＩ_ＯＣ３検出レベル値に達するとドライバ回路８により全相のワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ、ＵＮ、ＶＮ、ＷＮを即時遮断するため、第一のリアクトルに並列に接続された第一のダイオードＤｐにより、第一のリアクトルＬｐに蓄積された電磁エネルギー（Ｌｐ＊Ｉｓ^２／２）を還流し、リアクトル自身のインダクタンス値と巻線抵抗値に起因した時定数で自然減衰させることにより遮断時の第一のリアクトルの電流連続性を確保する働きをする。

この働きにより、第一のリアクトルＬｐに蓄積された電磁エネルギーがダイオードＤｐにより還流されるため、第一のリアクトルＬｐに起因した跳ね上がり電圧（ΔＶ_ＤＳ＝Ｌｐ＊ｄＩｓ／ｄｔ）をゼロにすることができる。

しかし、この場合には、数（１）に記載した配線のインダクタンスΣＬｐｎによる跳ね上り電圧（ΔＶ_ＤＳ＝ΣＬｐｎ＊ｄＩｓ／ｄｔ）の影響を排除することができない。この点は、例えば、ワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子の一種であるＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの場合、従来のＳｉ−ＩＧＢＴと比較し、アーム短絡や負荷短絡事故発生時に短絡電流がＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴの定格電流の２０〜３０倍もの電流が流れるため、配線のインダクタンスΣＬｐｎによる跳ね上り電圧ΔＶ_ＤＳが、図２のＳＣＳＯＡ領域の外側である破壊領域に達するため、ワイドバンドギャップ半導体素子を保護できない。

つまり、ワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子を信頼性高く使いこなすには、電力変換装置内部の配線のインダクタンスΣＬｐｎの影響も排除する工夫が必要であることを意味する。

上記はワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子の遮断（オフ）時における破壊であるが、今一つの破壊モードとして、オン状態継続時における熱破壊がある。

ワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子には、オン状態時は低電圧（飽和電圧）で大電流が流れ、オフ状態時は低電流（漏れ電流）で大電圧が印加される。

しかし、アーム短絡時や負荷短絡発生時においては、ワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子には、大電流で大電圧（活性領域）が印加されるという二重の責務を負わされるため、即時に遮断しなければ、大電流（ワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子に流れる短絡電流）と大電圧（ワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子のドレインとソース間に印加される電圧）の積による損失でワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子チップ上の温度が許容値を超え、熱破壊に至ってしまう。

図９（ｂ）は、負荷短絡発生遮断時における電圧、電流の軌跡図であり、負荷短絡発生時に短絡電流検出値Ｉ_ＯＣ３０を高く設定（Ｉ_ＯＣ３０＞Ｉ_ＯＣ３）すると遮断までの時間ｔ２が長く（ｔ２（図９（ｂ））＞ｔ１（図９（ａ）））なり、結果的に検出値Ｉ_ＯＣ３０レベル値に達する前の短絡電流Ｉ_ＯＣＤでワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子チップに発生する損失（Ｖ_ＤＳ＊Ｉ_ＯＣＤ）が増大し、ワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子のチップ温度Ｔｊが許容温度Ｔｊｍａｘを超えて素子が熱破壊に至る。すなわち、短絡時の異常電流を検出しワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子を遮断（オフ）する前に、オン状態時における短絡大電流と大電圧の積（Ｖ_ＤＳ＊Ｉ_ＯＣＤ）による損失でワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子が熱破壊に至ることになる。この破壊モードは、数（１）には無関係で、図２のＳＣＳＯＡ領域の内側（安全領域）であるにも係わらず、負荷短絡電流Ｉ_ＯＣＤとワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子のドレインとソース間に印加される電圧Ｖ_ＤＳと短絡時間ｔ２に依存して決まるものである。

ワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子（例えば、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ）の場合、ワイドバンドギャップ半導体素子定格の２０〜３０倍もの短絡電流が流れるため、通常数μ秒以下で遮断しなければならないが、高速で動作する異常検出回路を構成すれば、通常の伝導外来ノイズでも不要動作するという問題がある。すなわち、異常でもないのに誤動作するため、不用意に設備を停止させてしまうことになる。このため、高速で動作する異常検出回路を構成することは電力変換装置として問題がある。

本願は、以上の点に鑑みなされたもので、高速で動作する異常検出回路や、特別のドライブ回路を構成することなく、ワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子に流れる短絡電流と印加電圧を抑制することができる。このため、短絡事故における遮断時の跳ね上がり電圧の抑制と短絡電流の抑制効果により遮断前のオン状態継続時における熱破壊も防止でき、信頼性高くワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子を確実に保護することができる。

本願による電力変換装置の実施例２における形態を以下に図を用いて説明する。

図６は、本願に係る電力変換装置の主回路構成図（第一の形態）である。

図６（ａ）は、平滑コンデンサの正電位（＋）側と逆変換器の正電位（＋）側との間に第一のリアクトルＬｐを直列接続し、第一のダイオードＤｐのカソード側を平滑コンデンサの正電位（＋）側あるいはその近傍に、アノード側を逆変換器の正電位（＋）側あるいはその近傍にそれぞれ接続した実施例である。

例えば、平滑コンデンサを複数並列に接続する場合、バスバー（銅あるいはアルミなど）で複数個の平滑コンデンサのそれぞれ（＋）側を接続し、平滑コンデンサのそれぞれ（−）側を接続する。この場合、第一のダイオードＤｐのカソード側が接続される箇所は、このバスバーでもよく、この際には平滑コンデンサの正電位（＋）側すなわちその近傍とはバスバーを意味する。また、平滑コンデンサから逆変換器を構成するワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子までバスバーで接続する場合や、逆変換器を構成するワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子が複数個ある場合なども、第一のダイオードＤｐが接続される箇所は、このバスバーでもよく、この際には逆変換器の正電位（＋）側すなわちその近傍とはバスバーを意味する。

もちろん、バスバーに限定されるものではなく、平滑コンデンサの正電位（＋）側あるいは逆変換器の正電位（＋）側からそれぞれ引き出し端子を設けてそこに第一のダイオードＤｐを接続する構成でも本願の意図は変わらない。

Ｗ相上アームのワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子ＷＰとＵ相下アームのワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子ＵＮとＶ相下アームのワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子ＶＮがオンし（図中の○で囲んだワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子がオン状態）、交流機４に各相電流ＩＵ、ＩＶ、ＩＷを供給している。

この状態で、Ｖ相とＷ相に短絡が発生した場合に流れる短絡電流Ｉｓは、平滑コンデンサの正電位（＋）側と逆変換器の正電位（＋）側との間に設けられた第一のリアクトルＬｐの電流抑制効果により、短絡電流Ｉｓの最大値とその電流変化率ｄＩｓ／ｄｔが抑制され、さらに、直流電圧ＶＰＮが第一のリアクトルに印加されるため、ワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子には殆ど電圧が印加されない。

短絡電流値がＩ_ＯＣ３検出レベル値に達するとドライバ回路８により全相のワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ、ＵＮ、ＶＮ、ＷＮを即時遮断するため、第一のダイオードＤｐにより、リアクトルＬｐと配線インダクタンスＬ１、Ｌ２、Ｌ３に蓄積された電磁エネルギー（ΣＬ＊Ｉ^２／２）を還流し、遮断時の電流連続性を確保する。

図６（ｂ）に示した通り、第一のリアクトルＬｐと配線インダクタンスＬ１、Ｌ２、Ｌ３に蓄積された電磁エネルギーが第一のダイオードＤｐにより還流されるため、第一のリアクトルＬｐと配線インダクタンスＬ１、Ｌ２、Ｌ３に起因した跳ね上がり電圧（ΔＶ_ＤＳ＝（Ｌｐ＋Ｌ１＋Ｌ２＋Ｌ３）＊ｄＩｓ／ｄｔ）をゼロにすることができる。

すなわち、短絡電流Ｉｓは、並列に接続されている第一のダイオードに流れ、電力変換装置内部の第一のリアクトル自身のインダクタンス値と配線インダクタンス値とリアクトル自身の巻線抵抗値と配線抵抗値に起因した時定数で自然減衰させることにより、短絡電流が急激に遮断されることなくダイオードによる還流モードを生成させるため、電力変換装置内部に設けた第一のリアクトル自身のインダクタンスと配線インダクタンスの影響を排除でき、跳ね上り電圧値を抑制できるため、アーム短絡あるいは負荷短絡などの異常発生時においても高速で動作する異常検出回路を構成することなく、またドライブ回路に特別な回路を付加することもなく、ワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子に流れる短絡電流と印加電圧を抑制することができワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子を確実に保護することができる。

本願による電力変換装置の実施例３における形態を以下に図を用いて説明する。

図７は、本願に係る電力変換装置の主回路構成図（第二の形態）である。

図７（ａ）は、平滑コンデンサの負電位（−）側と逆変換器の負電位（−）側との間に第二のリアクトルＬｎを直列接続し、第二のダイオードＤｎのアノード側を平滑コンデンサの負電位（−）側あるいはその近傍に、カソード側を逆変換器の負電位（−）側あるいはその近傍にそれぞれ接続した実施例である。

ここで、その近傍とは、実施例２で説明したバスバーあるいは引き出し端子である。

Ｖ相とＷ相に短絡が発生した場合に流れる短絡電流Ｉｓは、第二のリアクトルＬｎの電流抑制効果により、短絡電流Ｉｓの最大値とその電流変化率ｄＩｓ／ｄｔが抑制され、さらに、直流電圧ＶＰＮが第二のリアクトルに印加されるため、ワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子には殆ど電圧が印加されない。

第二のダイオードＤｎは、実施例４における第二のダイオードＤｎと同様の働きをする。この働きにより、第二のリアクトルＬｎと配線インダクタンスＬ４、Ｌ５、Ｌ６に蓄積された電磁エネルギーがダイオードＤｎにより還流されるため、第二のリアクトルＬｎと配線インダクタンスＬ４、Ｌ５、Ｌ６に起因した跳ね上がり電圧（ΔＶ_ＤＳ＝（Ｌｎ＋Ｌ４＋Ｌ５＋Ｌ６）＊ｄＩｓ／ｄｔ）をゼロにすることができる。

図７（ｂ）に示した通り、短絡電流を急激に遮断されることなく第二のダイオードによる還流モードを生成させるため、電力変換装置内部に設けた第二のリアクトル自身のインダクタンスと配線インダクタンスの影響を排除でき、跳ね上り電圧値を抑制できるため、アーム短絡あるいは負荷短絡などの異常発生時においてもワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子に流れる短絡電流と印加電圧を抑制することができワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子を確実に保護することができる。

もちろん、図６（ａ）と図７（ａ）で記載した構成（図６（ａ）の構成＋図７（ａ）の構成）である平滑コンデンサの正電位（＋）側と逆変換器の正電位（＋）側との間に第一のリアクトルＬｐを直列接続し、第一のダイオードＤｐのカソード側を平滑コンデンサの正電位（＋）側あるいはその近傍に、アノード側を逆変換器の正電位（＋）側あるいはその近傍にそれぞれ接続し、平滑コンデンサの負電位（−）側と逆変換器の負電位（−）側との間に第二のリアクトルＬｎを直列接続し、第二のダイオードＤｎのアノード側を平滑コンデンサの負電位（−）側あるいはその近傍に、カソード側を逆変換器の負電位（−）側あるいはその近傍にそれぞれ接続してもよい。

ここで、その近傍とは、実施例２で説明したバスバーあるいは引き出し端子である。

この場合には、実施例１と同様に体積の小さい第一のリアクトルＬｐと第二のリアクトルＬｎで構成し、例えば第一のリアクトルＬｐと第二のリアクトルＬｎのインダクタンス値を第一のリアクトルＬｐのみの場合（実施例２に相当）に対し半分程度にできるため、リアクトルの小型化が可能であり、しいては電力変換装置の小型化に有効である。

第一のリアクトルＬｐと第二のリアクトルＬｎのインダクタンス値の合計は、第一のリアクトルＬｐのみの場合と同一のため、実施例２と実施例３同様に、短絡電流Ｉｓの最大値とその電流変化率ｄＩｓ／ｄｔが抑制され、さらに、直流電圧ＶＰＮが第一のリアクトルと第二のリアクトルに印加されるため、ワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子には殆ど電圧が印加されない。

第一のダイオードＤｐと第二のダイオードＤｎにより、第一および第二のリアクトルＬｐ、Ｌｎと配線インダクタンスＬ１、Ｌ２、Ｌ３、Ｌ４、Ｌ５、Ｌ６に蓄積された電磁エネルギー（ΣＬ＊Ｉ^２／２）を還流し、遮断時の電流連続性を確保する。この働きにより、第一のリアクトルＬｐと第二のリアクトルＬｎと配線インダクタンスＬ１、Ｌ２、Ｌ３、Ｌ４、Ｌ５、Ｌ６に蓄積された電磁エネルギーが第一のダイオードと第二のダイオードにより還流されるため、第一のリアクトルＬｐと第二のリアクトルＬｎと配線インダクタンスＬ１、Ｌ２、Ｌ３、Ｌ４、Ｌ５、Ｌ６に起因した跳ね上がり電圧（ΔＶ_ＤＳ＝（Ｌｐ＋Ｌｎ＋Ｌ１＋Ｌ２＋Ｌ３＋Ｌ４＋Ｌ５＋Ｌ６）＊ｄＩｓ／ｄｔ）をゼロにすることができる。

また、直流中間回路の（＋）側と（−）側の両配線インダクタンス（Ｌ１〜Ｌ６）の影響を削除可能なため、本実施例の場合、図１０における遮断時の跳ね上がり電圧ΔＶ_ＤＳ２をさらに小さくできるという効果がある。

ここで、下記条件で配線インダクタンスによる跳ね上がり電圧ΔＶ_ＤＳを試算する。

配線インダクタンスΣＬｎ：（Ｌ１＋Ｌ２＋Ｌ３＋Ｌ４＋Ｌ５＋Ｌ６）＝３０（ｎＨ）
短絡電流：３０倍＊１００＝３０００（Ａ）（定格電流１００ＡのＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ）
遮断時間：３００（ｎ秒）
Ｖ_ＤＳ＝Ｌ＊ｄＩｓ／ｄｔ
＝３０＊１０^−９＊３０００／（３００＊１０^−９）
＝３００（Ｖ）
この電圧は、図２のＣ点になりＳＣＳＯＡの破壊領域内になる。このため、ワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子を保護することはできない。

しかし、本実施例によれば、配線インダクタンスの影響を削除できるため、遮断時の跳ね上がり電圧ΔＶ_ＤＳをゼロにすることができる。

従来のＳｉ−ＩＧＢＴと比較し、スイッチング速度も速く、短絡電流も大きいワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子を信頼性高く使いこなすには、電力変換装置内の配線インダクタンスの影響を排除することが極めて重要であることがわかる。

図１０は、本願の各実施例における負荷短絡発生遮断時の電圧、電流の軌跡図である。

負荷側の短絡が発生した時点から、期間ｔ３はリアクトル自身のインダクタンス効果により、短絡電流Ｉｓの最大値とその電流変化率ｄＩｓ／ｄｔが抑制され、さらに、直流電圧ＶＰＮがリアクトルに印加されるため、ワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子には殆ど電圧が印加されない。負荷側の短絡期間、直流電圧ＶＰＮがリアクトルに印加されるため、ワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子が飽和領域（ドレインとソース間の電圧が低い状態）で動作し、活性領域（ドレインとソース間の電圧が高い状態）に移行することがなくなるためである。このため、短絡電流検出値Ｉ_ＯＣ３に達するまでの時間ｔ３が長くても（ｔ３（図１０）＞ｔ２（図９（ｂ））＞ｔ１（図９（ａ）））、ワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子チップに発生する損失（Ｖ_ＤＳ＊Ｉ_ＯＣ３）の増大が抑制され、ワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子のチップ温度Ｔｊが許容温度を超えることがないため、素子が熱破壊に至ることを防止可能である。すなわち、短絡時の異常電流を検出しワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子を遮断（オフ）する前に、オン状態時における短絡大電流と大電圧の積（Ｖ_ＤＳ＊Ｉ_ＯＣＤ）による損失でワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子が熱破壊に至ることを防止できる。

さらには、第一のダイオードＤｐあるいは第二のダイオードＤｎの働きにより、第一のリアクトルＬｐあるいは第二のリアクトルＬｎと配線インダクタンスＬ１〜Ｌ３あるいはＬ４〜Ｌ６に蓄積された電磁エネルギーが第一のダイオードＤｐあるいは第二のダイオードＤｎにより還流されるため、リアクトルと配線インダクタンスに起因した跳ね上がり電圧（例えば、ΔＶ_ＤＳ２＝（Ｌｐ＋Ｌｎ＋Ｌ１＋Ｌ２＋Ｌ３＋Ｌ４＋Ｌ５＋Ｌ６）＊ｄＩｓ／ｄｔ）をゼロにすることができる。この点は、短絡電流を急激に遮断されることなくダイオードによる還流モードを生成させるため、電力変換装置内部に設けたリアクトル自身のインダクタンスと配線インダクタンスの影響を排除でき、跳ね上り電圧値も抑制できるため、短絡電流検出値Ｉ_ＯＣ３に達した後の遮断（オフ）時においてもワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子を確実に保護することができる。

このことは、図９（ａ）におけるΔＶ_ＤＳ１と図１０におけるΔＶ_ＤＳ２を比較すれば、ΔＶ_ＤＳ２＜ΔＶ_ＤＳ１であることは一目瞭然である。

すなわち、本実施例によれば、短絡事故における遮断時の跳ね上がり電圧の抑制と短絡電流の抑制効果により遮断前のオン状態継続時における熱破壊も防止でき、信頼性高くワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子を確実に保護することができる。

本願による電力変換装置の実施例４における形態を以下に図を用いて説明する。

図８は、本願に係る電力変換装置の主回路構成図（第三の形態）である。

図８（ａ）は、平滑コンデンサの正電位（＋）側と逆変換器の正電位（＋）側との間に第一のリアクトルＬｐを直列接続し、第一のダイオードＤｐのカソード側を順変換器１の正電位（Ｐ１）側あるいはその近傍に、アノード側を逆変換器の正電位（Ｐ）側あるいはその近傍にそれぞれ接続した実施例である。ここで、その近傍とは、実施例２で説明したバスバーあるいは引き出し端子である。

短絡電流Ｉｓ（ワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子定格電流の２０〜３０倍もの極めて大きな電流）の殆どが平滑コンデンサ２の（＋）極からＷ相上アームのワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子ＷＰと短絡点を通してＶ相下アームのワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子ＶＮを経て、平滑コンデンサ２の（−）極に向かって流れる。この際、順変換装置１の正電位（Ｐ１）側から平滑コンデンサ２の（＋）極へ充電電流が供給され、順変換装置１の負電位（Ｎ１）側を通って電源に戻る。

本実施例では、第一のダイオードＤｐの働きにより、第一のリアクトルＬｐと配線インダクタンスＬ１、Ｌ２、Ｌ３、Ｌ７に蓄積された電磁エネルギーが第一のダイオードＤｐにより還流されるため、リアクトルと配線インダクタンスに起因した跳ね上がり電圧をゼロにすることができる。この点は、短絡電流を急激に遮断されることなくダイオードによる還流モードを生成させるため、電力変換装置内部に設けたリアクトル自身のインダクタンスと配線インダクタンスの影響を排除でき、跳ね上り電圧値を抑制できるため、短絡電流検出値Ｉ_ＯＣ３に達した後の遮断（オフ）時においてもワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子を確実に保護することができる。

図８（ｂ）は、平滑コンデンサの負電位（−）側と逆変換器の負電位（−）側との間に第二のリアクトルＬｎを直列接続し、第二のダイオードＤｎのアノード側を順変換器の負電位（Ｎ１）側あるいはその近傍に、カソード側を逆変換器の負電位（Ｎ）側あるいはその近傍にそれぞれ接続した実施例である。ここで、その近傍とは、実施例２で説明したバスバーあるいは引き出し端子である。

本実施例では、第二のダイオードＤｎの働きにより、第二のリアクトルＬｎと配線インダクタンスＬ４、Ｌ５、Ｌ６、Ｌ８に蓄積された電磁エネルギーが第二のダイオードＤｎにより還流されるため、リアクトルと配線インダクタンスに起因した跳ね上がり電圧をゼロにすることができる。この点は、短絡電流を急激に遮断されることなくダイオードによる還流モードを生成させるため、電力変換装置内部に設けたリアクトル自身のインダクタンスと配線インダクタンスの影響を排除でき、跳ね上り電圧値を抑制できるため、短絡電流検出値Ｉ_ＯＣ３に達した後の遮断（オフ）時においてもワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子を確実に保護することができる。

図８（ａ）と図８（ｂ）で記載した構成（図８（ａ）の構成＋図８（ｂ）の構成）を双方実施すれば、直流中間回路の（＋）側Ｐ１と逆変換器３間および直流中間回路の（−）側Ｎ１と逆変換器３間の両配線インダクタンスの影響を削除することができるため、跳ね上がり電圧（ΔＶ_ＤＳ＝（Ｌｐ＋Ｌｎ＋Ｌ１＋Ｌ２＋Ｌ３＋Ｌ７＋Ｌ４＋Ｌ５＋Ｌ６＋Ｌ８）＊ｄＩｓ／ｄｔ）をゼロにすることができる。

本願による電力変換装置の実施例５における形態を以下に図を用いて説明する。

図１１は、本願に係る電力変換装置の主回路構成図（第四の形態）である。

図１１（ａ）は、実施例２の図６（ａ）における平滑コンデンサ２と逆変換器３と第一のリアクトルＬｐと第一のダイオードＤｐとバスバーとの接続を示した実態図である。

直並列された６個の平滑コンデンサ２はバスバーにより同電位同士が接続される。

図６（ｂ）に示したように、リアクトルＬｐ、配線インダクタンスＬ１、Ｌ２、Ｌ３に蓄積された電磁エネルギーが第一のダイオードＤｐにより還流されるように、ダイオードＤｐのカソード側を順変換器１の正端子Ｐ１に近い平滑コンデンサ２の正電位（＋）側の近傍のバスバーに接続する。そして、ダイオードＤｐのアノード側を逆変換器３の正端子Ｐに接続する。

もちろん、ダイオードＤｐのカソード側を順変換器１の正端子Ｐ１に近い平滑コンデンサ２の正電位（＋）側に接続しても、引き出し端子ＴＭに接続してもよい。また、ダイオードＤｐのアノード側を逆変換器３の正端子Ｐの近傍に設けた引き出し端子ＴＭに接続してもよい。

図１１（ｂ）は、実施例３の図７（ａ）における平滑コンデンサ２と逆変換器３と第二のリアクトルＬｎと第二のダイオードＤｎとバスバーとの接続を示した実態図である。

直並列された６個の平滑コンデンサ２はバスバーにより同電位同士が接続される。

図７（ｂ）に示したように、リアクトルＬｎ、配線インダクタンスＬ４、Ｌ５、Ｌ６に蓄積された電磁エネルギーが第二のダイオードＤｎにより還流されるように、ダイオードＤｎのアノード側を順変換器１の負端子Ｎ１に近い平滑コンデンサ２の負電位（−）側の近傍のバスバーに接続する。そして、ダイオードＤｎのカソード側を逆変換器３の負端子Ｎに接続する。

もちろん、ダイオードＤｎのアノード側を順変換器１の負端子Ｎ１に近い平滑コンデンサ２の負電位（−）側に接続しても、引き出し端子ＴＭに接続してもよい。また、ダイオードＤｎのカソード側を逆変換器３の負端子Ｎの近傍に設けた引き出し端子ＴＭに接続してもよい。

本願による電力変換装置の実施例６における形態を以下に図を用いて説明する。

図１２は、本願に係る電力変換装置の主回路構成図（第五の形態）である。

図１２（ａ）は、図８（ａ）における順変換器１と平滑コンデンサ２と逆変換器３と第一のリアクトルＬｐと第一のダイオードＤｐとバスバーとの接続を示した実態図である。

直並列された６個の平滑コンデンサ２はバスバーにより同電位同士が接続される。

図１２（ａ）が実施例５の図１１（ａ）と異なるのは、第一のダイオードＤｐのカソード側を順変換器１の正端子Ｐ１に接続した点である。

もちろん、第一のダイオードＤｐのカソード側を順変換器１の正端子Ｐ１の近傍に設けた引き出し端子ＴＭに接続してもよい。また、第一のダイオードＤｐのアノード側を逆変換器３の正端子Ｐの近傍に設けた引き出し端子ＴＭに接続してもよい。

本実施例では、第一のリアクトルＬｐ、配線インダクタンスＬ１、Ｌ２、Ｌ３と順変換器１の正端子Ｐ１と平滑コンデンサ２の正電位（＋）間の配線インダクタンスＬ７に蓄積された電磁エネルギーが第一のダイオードＤｐにより還流できる点にある。

このため、直流中間回路の（＋）側Ｐ１と逆変換器３間の配線インダクタンスの影響を削除することができる。

図１２（ｂ）は、図８（ｂ）における順変換器１と平滑コンデンサ２と逆変換器３と第二のリアクトルＬｎと第二のダイオードＤｎとバスバーとの接続を示した実態図である。

図１２（ｂ）が実施例５の図１１（ｂ）と異なるのは、第二のダイオードＤｎのアノード側を順変換器１の負端子Ｎ１に接続した点である。

本実施例では、第二のリアクトルＬｎ、配線インダクタンスＬ４、Ｌ５、Ｌ６と順変換器１の負端子Ｎ１と平滑コンデンサ２の負電位（−）間の配線インダクタンスＬ８に蓄積された電磁エネルギーが第二のダイオードＤｎにより還流できる点にある。

このため、直流中間回路の（−）側Ｎ１と逆変換器３間の配線インダクタンスの影響を削除することができる。

もちろん、図１２（ａ）と図１２（ｂ）で記載した構成（図１２（ａ）の構成＋図１２（ｂ）の構成）を双方実施すれば、直流中間回路の（＋）側Ｐ１と逆変換器３間および直流中間回路の（−）側Ｎ１と逆変換器３間の両配線インダクタンスの影響を削除することができる。

もちろん、ダイオードＤｎのアノード側を順変換器１の負端子Ｎ１の近傍に設けた引き出し端子ＴＭに接続してもよい。

この場合、直流中間回路の（＋）側Ｐ１および（−）側Ｎ１と逆変換器３間の両配線インダクタンスの影響を削除可能なため、図１０におけるΔＶ_ＤＳ２を最も小さくできるという効果がある。

以上の実施例で示したように、短絡電流Ｉｓは、並列に接続されている還流ダイオードに流れ、電力変換装置内部のインダクタンス、配線インダクタンスとリアクトルおよび配線抵抗に起因した時定数で自然減衰させることにより、短絡電流を急激に遮断されることなくダイオードによる還流モードを生成させるため、電力変換装置内部に設けたリアクトルと配線インダクタンスの影響を排除でき、跳ね上り電圧値を抑制できるため、アーム短絡あるいは負荷短絡などの異常発生時においても高速で動作する異常検出回路を構成することなく、またドライブ回路に特別な回路を付加することもなく、ワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子に流れる短絡電流と印加電圧を抑制することができワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子のオン状態継続時における熱破壊と遮断（オフ）時における破壊の両破壊モードから確実に保護できることが特徴であり、信頼性の高い電力変換装置を提供できるという効果がある。

本願の目的は、ワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子を用いて構成した電力変換装置において、素子の低損失化のメリットを十分に利用しつつ、アーム短絡や負荷短絡事故などが発生した場合においても、ドライブ回路に特別な回路を付加することもなく、電力変換装置内部の配線インダクタンスの影響を排除でき、素子の高速スイッチング速度に起因するＬ＊ｄｉ／ｄｔの跳ね上り電圧を抑制し、素子を信頼性高く保護する点にある。

１…順変換器、２…平滑用コンデンサ、３…逆変換器、４…交流機、５…制御回路、６…冷却ファン、７…デジタル操作パネル、８…ドライバ回路、９…直流電圧検出回路、１０…電力変換装置、ＶＰＮ…直流電圧、ＣＴ…電流検出器、Ｌｐ…直流母線Ｐ側に設けたリアクトル、Ｌｎ…直流母線Ｎ側に設けたリアクトル、Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３、Ｌ７…直流母線Ｐ側の配線インダクタンス、Ｌ４、Ｌ５、Ｌ６、Ｌ８…直流母線Ｎ側の配線インダクタンス、Ｌｐｎ…直流母線Ｐ側とＮ側の配線インダクタンス、Ｄｐ…直流母線Ｐ側に設けた還流ダイオード、Ｄｎ…直流母線Ｎ側に設けた還流ダイオード、ＴＭ…引き出し端子、ｔ…時間、ＲＢＳＯＡ…逆バイアス安全動作領域（Ｒｅｖｅrｃｅ Ｂｉａｓ Ｓａｆｅ Ｏｐｅｒａｔｉｏｎ Ａｒｅａ）、ＳＣＳＯＡ…ショートサーキット安全動作領域（Ｓｈｏｒｔ Ｃｉｒｃｕｉｔ Ｓａｆｅ Ｏｐｅｒａｔｉｏｎ Ａｒｅａ）、＊…乗算演算子、^２…二乗演算子

Claims (7)

1. 交流電圧を直流電圧に変換する順変換器と、
   前記順変換器にて変換した直流電圧を平滑化する平滑コンデンサを有する直流中間回路と、
   前記直流中間回路にて平滑化した直流電圧を交流電圧に変換するワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子で構成された逆変換器と、
   前記平滑コンデンサと前記逆変換器の間にリアクトルと前記リアクトルに並列に接続されたダイオードを備え、
   前記平滑コンデンサの端子または前記平滑コンデンサの端子の近傍に接続されたバスバーに前記ダイオードが接続され、前記ワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子の端子または前記ワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子の端子の近傍に接続されたバスバーに前記ダイオードが接続されている電力変換装置。
2. 請求項１記載の電力変換装置であって、
   前記平滑コンデンサの（＋）端子または前記（＋）端子の近傍に接続されたバスバーに前記ダイオードのカソード側が接続され、前記ワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子の（Ｐ）端子または前記（Ｐ）端子の近傍に接続されたバスバーに前記ダイオードのアノード側が接続されていることを特徴とする電力変換装置。
3. 請求項１記載の電力変換装置であって、
   前記平滑コンデンサの（−）端子または前記（−）端子の近傍に接続されたバスバーに前記ダイオードのアノード側が接続され、前記ワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子の（Ｎ）端子または前記（Ｎ）端子の近傍に接続されたバスバーに前記ダイオードのカソード側が接続されていることを特徴とする電力変換装置。
4. 交流電圧を直流電圧に変換する順変換器と、
   前記順変換器にて変換した直流電圧を平滑化する平滑コンデンサを有する直流中間回路と、
   前記直流中間回路にて平滑化した直流電圧を交流電圧に変換するワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子で構成された逆変換器と、
   前記平滑コンデンサと前記逆変換器の間にリアクトルとリアクトルに並列に接続されたダイオードを備え、
   前記順変換器の端子または前記順変換器の端子の近傍に接続されたバスバーに前記ダイオードが接続され、前記ワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子の端子または前記ワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子の端子の近傍に接続されたバスバーに前記ダイオードが接続されている電力変換装置。
5. 請求項４記載の電力変換装置であって、
   前記順変換器の（Ｐ１）端子または前記順変換器の（Ｐ１）端子の近傍に接続されたバスバーに前記ダイオードのカソード側が接続され、前記ワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子の（Ｐ）端子または前記ワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子の（Ｐ）端子の近傍に接続されたバスバーに前記ダイオードのアノード側が接続されていることを特徴とする電力変換装置。
6. 請求項４記載の電力変換装置であって、
   前記前記順変換器の（Ｎ１）端子または前記順変換器の（Ｎ１）端子の近傍に接続されたバスバーに前記ダイオードのアノード側が接続され、前記ワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子の（Ｎ）端子または前記ワイドバンドギャップ半導体スイッチング素子の（Ｎ）端子の近傍に接続されたバスバーに前記ダイオードのカソード側が接続されていることを特徴とする電力変換装置。
7. 請求項１乃至６のいずれかに記載の電力変換装置であって、
   前記バスバーの銅またはアルミニュームであることを特徴とする電力変換装置。

Images